KR100880009B1 - 전자식 안정기 - Google Patents

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뉴만제이알.로버트씨.
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스피라조엘
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Abstract

가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기는 정류기, 밸리 필 회로, 상보성 듀티 사이클을 갖는 제 1 및 제 2 직렬 연결된 제어가능 도통 디바이스를 갖는 인버터, 그리고 상기 안정기 제어 회로들에 전원을 제공하기 위한 독립 캣 이어 전원 공급기를 포함한다. 그 결과로 생기는 것이 실질적으로 개선된 THD 및 전류 파고 지수를 갖는 안정기이다. 하나의 바람직한 실시예에 있어서, 상기 밸리 필 회로는 제어가능 도통 디바이스에 응답하여 에너지를 저장하는 에너지 저장 디바이스를 포함한다. 하나의 특히 바람직한 실시예에 있어서, 상기 밸리 필 회로의 상기 제어가능 도통 디바이스는 또한 상기 인버터의 상기 제어가능 도통 디바이스들 중 하나이다.
Figure R1020037016779
안정기

Description

전자식 안정기{ELECTRONIC BALLAST}
[관련출원]
본 출원은 2001년 6월 22일 출원되어 현재 계류중인 출원 번호 제 09/887,848 호, 명칭 "전자식 안정기" 및 이것의 일부 계속 출원과 관계가 있고, 또한 2001년 12월 5일 출원되어 현재 계류중인 출원 번호 제 10/006,036 호, 명칭 "단일 스위치 전자식 조광 안정기(Single Switch Electronic Dimming Ballast)"과 관계가 있는 것으로, 이들의 내용 전체는 참고문헌으로서 본원에서 인용된다.
본 발명은 형광 램프와 같은 가스 방전 램프용 전자식 안정기에 관한 것이다.
형광 램프용 전자식 안정기는 전형적으로 "프론트 엔드(front end)"와 "백엔드(back end)"로 분류될 수 있다. 상기 프론트 엔드는 전형적으로 교류(AC) 라인 전압을 직류(DC) 버스 전압으로 변환하는 정류기(rectifier) 및 DC 버스 전압을 필터링하는 필터 회로를 포함한다. 상기 필터 회로는 전형적으로 에너지 저장 캐패시터를 포함한다. 전자식 안정기는 또한 DC 버스 전압의 크기를 승압하기 위한 승압 회로(boost circuit)를 종종 사용한다. 그 외에도, 수동 역률 보정 수단(passive power factor correction means)을 사용하여 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡(ballast input current total harmonic distortion)을 감소시키는 전자식 안정기가 알려져 있다. 이들 수단은 라인 주파수에서 고임피던스를 갖고 그리고 그 라인 주파수의 대략 제 1의 30개의 고조파를 갖는 라인 주파수 필터 회로를 포함한다. 라인 주파수 필터 회로들의 고 임피던스는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡에 대한 영향을 상당히 감소시킨다. 이 필터들은, 라인 주파수에서 저임피던스 및 관련 고조파를 가져, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡에 대해 큰 영향을 미치지 않는 EMI 필터들과 대조적이다.
상기 안정기 백엔드는 전형적으로 DC 버스 전압을 고 주파수 AC 전압으로 변환하는 스위칭 인버터와, 그리고 상기 고 주파수 AC 전압을 램프 전극에 결합하는 비교적 높은 임피던스를 갖는 공진 탱크 회로(resonant tank circuit)를 포함한다. 상기 안정기 백엔드는 또한 전형적으로 램프 전류를 모니터하여 제어 신호들을 발생시켜서 상기 인버터의 스위칭을 제어함으로써, 바람직한 램프 전류 크기를 유지하게 하는 피드백 회로를 포함한다.
안정적인 램프 동작을 유지하기 위해, 전형적인 종래기술의 전자식 안정기에서는 DC 버스 전압을 필터링하여 버스 전압 리플의 양을 최소화하고 있다. 이것은 통상적으로 비교적 큰 캐패시턴스를 가지며, 그에 의해 비교적 큰 에너지 저장 능력을 갖는 버스 캐패시터를 제공함으로써 달성된다. 비교적 큰 버스 캐패시터를 제공함으로써, 정류된 피크 전압으로부터의 감쇠량(decay)은 하나의 하프 사이클(half cycle)에서 그 다음 하프 사이클까지 최소화되게 된다. DC 버스상의 리플의 양을 최소화하면, 램프 전류의 전류 파고 지수(CCF: current crest factor) 가 최소화되는 경향이 있다. 램프 전류의 CCF는 피크 램프 전류의 크기 대 램프 전류의 실효치(RMS: root-mean-square)의 크기의 비로서 정의된다.
(식 1)
Figure 112003049007850-pct00001
형광 램프와 같은 가스 방전 램프에 대한 램프 전류 품질의 하나의 중요한 표시자(indicator)는 램프 전류의 전류 파고 지수(CCF)이다. CCF가 낮은 것이 좋은데, 그 이유는 CCF가 높으면 램프 필라멘트가 열화되어 그 결과로서 램프의 수명이 감소되는 원인이 될 수 있기 때문이다. 일본 산업 표준(JIS) JIS C 8117-1992에서는 CCF를 2.1 이하로 권고하고 있으며, 국제 전자기술 위원(IEC) 표준 921에서는 1988년 07월에 CCF를 1.7 이하로 권고하고 있다.
그러나 DC 버스 전압상의 리플을 최소화하기 위해 비교적 큰 버스 캐패시터를 사용하면 단점이 따르게 된다. 예컨데, 버스 캐패시터가 클수록 비용이 많이 들게 되고, 인쇄 회로 기판상의 소비 면적이 커지고 그리고 안정기 내에서 캐패시터가 차지하는 체적이 커진다. 또한, 상기 버스 캐패시터는 버스 전압 레벨이 AC 라인 전압의 순간 절대값보다 클 때마다 방전하고, 이에 따라 상기 버스 캐패시터는 각각의 라인 하프 사이클내의 비교적 짧은 시간 동안에만 AC 라인 전압의 피크 전압의 절대값 정도로 재충전한다. 따라서, 전형적인 종래의 안정기에서는 도 1에 도시된 바와 같이 상기 버스 캐패시터가 충전하는 짧은 시간 동안 비교적 큰 전류량을 유도해낸다. 이것은 원하지 않는 고조파들 및 바람직하지 않은 레벨의 전체 고 조파 왜곡(THD)을 일으키는 왜곡된 안정기 입력 전류 파형을 발생시킨다.
AC 전원 시스템에서, 전압 또는 전류의 파형 정형(wave shape)은 기본 고조파 및 일련의 고조파로서 표현될 수 있다. 이러한 고조파들은 라인 전압 또는 전류의 기본 주파수의 어떤 배수인 주파수를 갖는다. 구체적으로, AC 파형 정형에서의 왜곡은 기본 주파수의 정수배인 성분을 갖는다. 특히 관심 대상이 되는 것들로는 3차 고조파의 배수인 고조파들이다. 이들 고조파는 3상 전원 시스템의 중성 도체(netural conductor)내에 수치적으로 가산된다. 전형적으로, 전체 고조파 왜곡은 기본 주파수의 제 1의 30개의 고조파들을 사용하여 산출된다. 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡(THD)은 3상 전원 시스템내의 중성 와이어의 과열을 방지하도록 33.3% 미만인 것이 바람직하다. 또한, 전등 시스템의 많은 사용자들은 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡이 20% 미만인 안정기를 요구하고 있다.
안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡를 낮출 뿐만 아니라 안정기 역률을 개선하기 위한 하나의 방법으로는 공지된 능동 역률 보정(APFC: active power factor correction) 회로를 사용하는 것이 있었다. 이 방법은 안정기의 복잡성 가중, 구성 요소의 증가, 제조 비용 상승, 신뢰성의 잠재적 저하 및 가능하게는, 전력 소비 증가를 비롯한 여러 단점들을 갖는다. 또한, 전형적으로 APFC를 갖는 안정기는 비교적 큰 버스 캐패시터를 사용하므로 상술한 바와 같은 단점을 갖게된다.
안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 낮추기 위한 또 다른 방법으로는 정류기와 인버터 간에 밸리 필 회로(valley fill circuit)를 사용하는 것이 있었다. 전형적인 종래의 밸리 필 회로의 한가지 단점은 그들이 더 큰 리플을 가질 수 있고, 심지어는 램프 전류 파고 지수를 더 높게 하고, 또한 램프 수명을 단축시킬 수 있다는 점이다.
역률 및 THD를 개선시킨 전자식 안정기를 제공하는 종래의 방법에 대해서는 T. -F. Wu, Y. -J. Wu, C. -H. Chang 및 Z. R. Liu가 발표한 "Ripple-Free, Single-Stage Electronic Ballasts with Dither-Booster Power Factor Corrector", 1977년, IEEE Industry Applications Society Annual Meeting, 2372-2377페이지; Y. -S. Youn, G. Chae 및 G. -H. Cho가 발표한 "A Unity Power Factor Electronic Ballast for Fluorescent Lamp having Improved Valley Fill and Valley Boost Converter", 1997년, IEEE PESC97 Record, 53-59페이지; 그리고 G. Chae, Y.-S. Youn 및 G. -H, Cho가 발표한 "High Power Correction Circuit using Valley Charge-Pumping for Low Cost Electronic Ballast", 1998년, IEEE 0-7803-4489-8/98, 2003-8페이지에 소개되어 있다.
역률 및 고조파 왜곡을 개선시킨 전자식 안정기를 제공하고자 했던 대표적인 종래 특허들로는 1995년 2월 7일 Wood에게 허여된 미국 특허 제 5,387,847 호, "Passive Power Factor Ballast Circuit for the Gas Discharge Lamps"; 1995년 3월 21일 Konopka 등에게 허여된 미국 특허 제 5,399,944 호, "Ballast Circuit for Driving Gas Discharge"; 1996년 5월 14일 El-Hamamsy 등에게 허여된 미국 특허 제 5,517,086 호 "Modified Valley Fill High Power Factor Correction Ballast"; 그리고 1999년 11월 30일 허여된 미국 특허 제 5,994,847 호, "Electronic Ballast with Lamp Current Valley-fill Power Factor Correction" 등이 있다.
다른 참고문헌으로는 1998년 Peter M. Wood에 의해 발표된 "Fluorescent Ballast Design Using Passive P.F.C. and Crest Factor Control"이 있다. 이 참고문헌은 라인 주파수에서 그리고 그 라인 주파수의 제 1의 30개의 고조파 주변에서 상당한 임피던스를 갖는 라인 주파수 필터를 채용하는 타입의 안정기를 소개하고 있다.
본 발명의 제1 특징에 의하면, 가스 방전 램프를 구동시키기 위한 신규한 전자식 안정기는 AC 라인 입력 전압을 정류 전압으로 변환하기 위한 정류 회로(rectifying circuit)와; 스위칭 임피던스를 통해 충전되는 에너지 저장 디바이스와, 여기서 상기 에너지는 일련의 정류된 피크 전압들 간의 밸리(valley)들을 충진(fill)하여 밸리 필 전압(valley filled voltage)을 발생시키는데 사용되며; 그리고 상기 밸리 필 전압을 고주파수 AC 전압으로 변환하도록 직렬 연결된 제어가능 도통 디바이스를 갖는 인버터 회로를 포함한다. 상기 에너지 저장 디바이스는 캐패시터, 인덕터, 기타 다른 저장 디바이스 또는 이들의 조합일 수 있다. 이 에너지 저장 디바이스를 충전한다는 것은 에너지 저장 디바이스내에 저장되는 에너지를 증가시키는 것을 말한다. 상기 제어가능 도통 디바이스라함은 외부 신호에 의해 도통이 제어될 수 있는 소자를 말한다. 이 제어가능 도통 디바이스는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터들(MOSFETs), 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터들(IGBTs), 바이폴라 접합 트랜지스터들(BJTs), 트라이액(triac)들, SCR들, 릴레이(relay)들, 스위치들, 진공관들 및 기타 다른 스위칭 디바이스들을 포함 한다. 고주파수 AC 전압이 가스 방전 램프를 통해 전류를 구동시키기 위해 공진 탱크 회로에 인가되고, 또한 신규한 방식으로 제어가능 도통 디바이스의 도통을 제어하기 위한 제어 회로를 구비함으로써 가스 방전 램프에 소망하는 램프 전류를 공급할 수 있을 뿐만 아니라 전체 고조파 왜곡이 감소된 안정기 입력 전류를 공급할 수 있다. 개시되는 본 발명의 전자식 안정기는 하나 이상의 가스 방전 램프를 구동시킬 수 있다.
본 발명의 안정기의 하나의 바람직한 실시예에 있어서, 밸리 필 회로의 에너지 저장 디바이스는 일반적으로 밸리 필 캐패시터(valley fill capacitor)라고 칭하는 캐패시터를 포함하며, 이는 AC 라인 전압의 하프 사이클의 제1 충전 부분 동안 에너지를 저장하였다가 AC 라인 전압의 다른 하프 사이클의 제2 방전 부분 동안 그 에너지를 인버터 회로에 공급하여 이 인버터 회로가 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동시키도록 되어 있다. 상기 밸리 필 회로의 스위칭된 임피던스는 제어가능 도통 디바이스와 직렬로 연결된 저항을 포함하고 있어, 이를 통해 밸리 필 전압이 충전될 수 있다.
하나의 대안적인 실시예에 있어서, 상기 밸리 필 회로의 상기 에너지 저장 디바이스는 밸리 필 캐패시터를 포함하고 있으며, 또한 스위칭된 임피던스는 제어가능 도통 디바이스와 직렬로 연결된 인덕터를 포함하고 있고, 이들은 함께 벅 컨버터 회로(buck converter circuit)를 구성한다. 상기 밸리 필 캐패시터는 AC 라인 전압의 하프 사이클의 제1 충전 부분 동안 에너지를 저장하고, 또한 AC 라인 전압의 다른 하프 사이클의 제2 방전 부분 동안 인버터 회로에 에너지를 공급한다. 상 기 벅 회로 인덕터는 상기 밸리 필 캐패시터의 충전 기간 동안 제어가능 도통 디바이스의 도통에 응답하여 에너지를 저장하였다가, 그 저장된 에너지를 상기 밸리 필 캐패시터의 충전 기간 동안 제어가능 도통 디바이스의 비도통에 응답하여 상기 밸리 필 캐패시터에 전달한다.
하나의 대안적인 실시예에 있어서, 상기 벅 회로 인덕터는 정류 다이오드(commutation diode)를 통해 버스 전압에 접속되는 탭(tap)을 구비하고 있어 상기 밸리 필 캐패시터에 서로 다른 충전 및 방전 시간들을 제공한다.
본 발명의 제2 특징에 의하면, 가스 방전 램프를 구동시키기 위한 신규 전자식 안정기는 AC 라인 입력 전압을 전파 정류 전압(full wave rectified voltage)으로 변환하는 정류 회로와; 일련의 정류된 피크 전압들 간의 밸리들을 충진하여 밸리 필 전압을 발생시키는 밸리 필 회로와; 이 밸리 필 전압을 고주파수 AC 전압으로 변환하도록 직렬 연결된 스위칭 디바이스(제어가능 도통 디바이스)를 갖는 인버터 회로와; 상기 고주파수 AC 전압을 가스 방전 램프에 결합하는 공진 탱크 회로와; 제어가능 도통 디바이스의 도통을 제어하여 가스 방전 램프에 원하는 전류를 공급하는 제어 회로와; 그리고 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡이 감소되도록 AC 라인 입력 전압의 제로 크로싱(zero crossing) 부근에서 입력 전류를 유도해내는 수단을 포함한다.
본 발명의 안정기의 하나의 바람직한 실시예에 있어서, 제로 크로싱 부근에서 전류를 유도해내는 수단은 캣 이어 회로(cat ear circuit)이다. 바람직하게는, 상기 캣 이어 회로는 제어 회로 또는 기타 다른 하우스키핑(housekeeping) 및 예비 회로를 동작시키는데 필요한 전력을 공급할 수 있는 캣 이어 전원 공급기이다. 상기 캣 이어 회로는 하프 사이클의 선연부(leading edge) 또는 다른 하프 사이클의 후연부(trailing edge), 혹은 이들 둘다에서 AC 라인 입력 전압의 제로 크로싱 부근의 AC 라인으로부터 전류를 유도한다. 이 캣 이어 회로의 이름은 그의 입력 전류 파형의 특징적인 형상으로부터 나온 것이다. 이 전류는 제로 크로싱 전압 주위의 AC 라인으로부터 안정기에 의해 유도된 전류 파형을 "충진(fill)"하거나 또는 보충한다. 이 캣 이어 회로는 고정된 입력 전압 레벨들에 응답하여 캣 이어 회로를 "컷-인(cut-in)" 및 "컷-아웃(cut-out)"하는 회로를 구비할 수 있다. 대안적으로, 상기 캣 이어 회로는 안정기 백엔드(ballast back end)에 의해 유도된 전류를 모니터하여, 백엔드가 충분한 전류를 유도하지 못했을 때에만 상기 캣 이어 회로로 하여금 입력 전류를 유도해 내도록 한다.
도 1은 점선으로 도시된 바와 같은 이상적인 파형을 갖는 APFC 또는 밸리 필 회로를 구비하지 않는 종래의 전자식 안정기에서의 전압 및 전류 파형들을 도시하고;
도 2는 본 발명의 전자식 안정기의 일 실시예의 간략화된 블록도이고;
도 3은 본 발명의 전자식 안정기에 사용될 수 있는 벅 컨버터 회로를 사용하는 밸리 필 회로의 제1 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 4는 동작 방법을 예시하는 도 3의 벅 컨버터 회로의 밸리 필 전압의 약식도이고;
도 5는 동작의 제1 모드를 예시하는 도 3의 벅 컨버터 회로의 간략화된 개략회로도이고;
도 6은 동작의 제2 모드를 예시하는 도 3의 벅 컨버터 회로의 간략화된 개략회로도이고
도 7는 도 3의 벅 컨버터 회로를 포함하는 전자식 안정기의 전체 광 출력(full light output)에서의 여러가지 전압 및 전류 파형의 약식도이고;
도 8은 도 3의 벅 컨버터 회로를 포함하는 전자식 안정기의 10% 광출력에서의 여러가지 전압 및 전류 파형의 약식도이고;
도 9는 본 발명에 의한 인버터 회로가 합체된 벅 컨버터 회로를 갖는 밸리 필 회로의 제2 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 10은 본 발명에 의한 벅 컨버터 회로에 탭형 인덕터(tapped inductor)를 갖는 통합된 벅 컨버터 회로를 갖는 밸리 필 회로의 제3 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 11은 밸리 필 회로를 재충전하기 위해 플라이백 트랜스포머(flyback transformer)를 갖는 밸리 필 회로의 또 다른 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 12는 본 발명에 의한 밸리 필 회로의 제4 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 13은 본 발명에 의한 밸리 필 회로의 제5 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 14는 본 발명에 의한 인버터 회로를 갖는 밸리 필 회로의 제6 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 15는 본 발명에 의한 인버터 회로를 갖는 밸리 필 회로의 제7 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 16은 본 발명에 의한 밸리 필 회로의 제8 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 17 및 18은 본 발명에 의해 구성된 안정기의 간략화된 개략회로도이고;
도 19는 공통 시간 기준으로, 라인 전압의 하프 사이클에 걸쳐 변화하는 도 17의 인버터 회로의 스위치 도통 시간들과, 그리고 안정기에 의해 유도된 결과적인 라인 전류를 나타내는 한 세트의 선도들이고;
도 20 및 21은 본 발명에 의해 구성된 전자식 안정기의 제2 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 22는 제어, 파형 정형 및 피드백 회로들의 세부사항을 포함하는 도 20 및 21의 안정기의 제2 실시예의 간략화된 부분 개략회로도이고;
도 23은 도 22의 파형 정형 회로용 자동 이득 제어 회로의 간략화된 개략회로도이고;
도 24는 도 20의 피드백 회로의 제2 실시예의 간략화된 블록도이고;
도 25는 도 20의 피드백 회로의 제3 실시예의 간략화된 블록도이고;
도 26은 도 24 및 25의 피드백 회로의 동작을 도해하는 간략화된 흐름도이고;
도 27은 종래의 캣 이어 전원 공급기의 간략화된 개략회로도이고;
도 28은 도 20 및 22의 캣 이어 전원 공급기의 간략화된 파형도이고;
도 29는 본 발명에 의한 고정된 컷-인 및 컷-아웃 지점들을 갖는 캣 이어 회로의 제1 실시예의 간략화된 개략회로도이고;
도 30은 백엔드 전류의 능동적인 모니터링을 포함하는 캣 이어 회로의 제1 실시예의 간략화된 개략회로도이고; 그리고
도 31은 도 20 및 21의 전자식 안정기에 의해 유도된 라인 전류의 간략화된 파형도이다.
전술한 요약 뿐만 아니라 바람직한 실시예에 대한 다음의 상세한 설명은 첨부 도면들을 참조할 때 훨씬 잘 이해될 것이다. 본 발명을 예시할 목적으로, 현재 바람직한 실시예가 상기 도면들에 도시되어 있으며, 상기 도면들 전반에 걸쳐서 동일한 참조 부호들은 동일한 부분을 나타낸다. 그러나, 본 발명은 본원에 개시된 특정한 방법 및 수단에만 한정되지 않는다는 것을 이해해야 한다.
안정기에 대한 개관
도 2를 참조하면, 본 발명에 의해 구성되는 전자식 안정기의 간략화된 블록도가 도시되어 있다. 이 안정기(810)는 소정의 라인 주파수를 AC 전원 공급기에 연결될 수 있는 정류 회로(820)를 포함한다. 전형적으로 AC 전원 공급기의 소정의 라인 주파수는 50Hz 또는 60Hz이다. 그러나 본 발명은 이들 특정 주파수에만 한정되지 않는다. 디바이스가 접속, 결합, 전류관계로 결합된다고 말하거나 또는 다른 디바이스에 연결가능하다고 말할 때는 언제나, 상기 디바이스가 와이어에 의해 직접 연결되거나 또는, 대안적으로 저항, 다이오드, 제어가능 도통 디바이스(이들로만 한정되지는 않음)와 같은 또 다른 디바이스를 통해 연결될 수도 있으며, 이러한 연결은 직렬 또는 병렬 접속일 수도 있음을 뜻한다. 상기 정류 회로(820)는 AC 라인 입력 전압을 전파 정류 전압으로 변환한다. 본 발명의 일 실시예에서는, 정류 회로(820)가 후술되는 다이오드(820)를 통해 신규의 밸리 필 회로(830)에 연결된다. 상기 밸리 필 회로(830)의 입력 단자들 양단에는 고주파수 바이패스 캐패시터(850)가 연결된다. 상기 밸리 필 회로(830)는 후술되는 에너지 저장 디바이스를 선택적으로 충전 및 방전하여 밸리 필 전압을 생성한다. 그 다음, 상기 밸리 필 회로(830)의 출력 단자들은 인버터 회로(860)의 입력 단자들에 연결된다. 상기 인버터 회로(860)는 정류 DC 전압을 고주파수 AC 전압으로 변환한다. 상기 인버터 회로(860)의 출력 단자들은 출력 회로(870)에 연결되며, 이 출력회로는 전형적으로 공진 탱크 회로를 포함하며, 또한 커플링 트랜스포머(coupling transformer)를 포함할 수도 있다. 상기 출력회로(870)는 상기 인버터 회로(860)의 출력을 필터링하여 본질적으로 정현 고주파수 전압(sinusoidal high frequency voltage)을 공급할 뿐만 아니라 전압 이득과 증가된 출력 임피던스를 제공한다. 상기 출력 회로(870)는 가스 방전 램프와 같은 부하(880) 예를 들면, 형광 램프를 구동시키도록 연결될 수 있다. 상기 부하(880)에 결합되는 출력 전류 감지 회로(890)는 제어 회로(882)에 부하 전류 피드백을 제공한다. 상기 제어 회로(882)는 제어 신호를 발생시켜서 밸리 필 회로(830) 및 인버터 회로(860)의 동작을 제어함으로써 원하는 부하 전류를 부하(880)에 제공할 수 있다. 캣 이어 회로(884)는 정류 회로(820)의 출력 단자 양단에 연결되어 제어 회로(882)의 적당한 동작을 위한 필요 전력을 제공한다.
밸리 필 회로
이제 도 3을 참조하면, 도 2의 밸리 필 회로(830)의 제1 실시예의 개략회로가 벅 컨버터 회로의 형태로 도시되어 있다. 제1 및 제2 입력 단자들(912, 914) 양단에는 에너지 저장 디바이스(916)가 캐패시터의 형태로 제1 다이오드와 직렬로 연결되어 있다. 벅 컨버터 회로(910)의 기능은 캐패시터(916)에 대한 피제어 충전 전류를 제공하기 위한 것이다. 캐패시터(916)와 제1 다이오드(918)의 캐소드와의 접합부에는 인덕터가 연결되고, 이 인덕터는 제2(선택적인) 다이오드(922)와 제어가능 도통 디바이스, 스위치(924)와 직렬로 회로 접지부에 연결된다. 제어가능 도통 디바이스(924)는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET)로서 도시되어 있지만은, 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT), 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 또는 기타 다른 제어가능 도통 디바이스일 수도 있다. 벅 컨버터 회로(910)는 또한 제3 정류 다이오드(926)(이는 또한 적절하게 제어되는 동기 정류기(synchronous rectifier) 또는 MOSFET일 수도 있다)를 포함하는바, 이는 벅 인덕터(920)와 제2 다이오드(922)의 접합부와, 그리고 입력 단자(912)에 연결된 캐패시터(916)의 일 단자 사이에 연결된다. 제1 출력 단자(928)는 입력 단자(912), 캐패시터(916) 및 정류 다이오드(926)의 캐소드에 연결된다. 제2 출력 단자(930)는 제2 입력 단자(914), 회로 접지부, 다이오드의 애노드(918) 및 스위치(924)에 연결된다.
벅 컨버터 회로(910)의 동작은 도 3, 도 4, 도 5 및 도 6과 관련하여 설명하기로 한다. 벅 컨버터 회로(910)는 2개의 서로 다른 조건하에서 동작한다. 조건 I(도 4에서 간격 I)에서, 벅 컨버터 회로(910)의 입력 단자들(912, 914)에 인가되는 순간 정류 라인 전압(1010)은 캐패시터(916) 양단의 전압과 작거나 같고, 이에 따라 캐패시터(916)는 그의 저장된 에너지의 일부를 인버터 회로로 방전시킨다. 이러한 조건에서, 다이오드(840)(도 2)는 역방향으로 바이어스되고, 다이오드(918)는 순방향으로 바이어스된다. 이에 의해 캐패시터(916)의 방전 경로가 회로 접지부 단자(930)로부터 다이오드(918) 및 캐패시터(916)를 통해 벅 컨버터의 출력 단자(928)까지 형성된다. 스위치(924)는 정류 라인 전압의 주파수보다 실질적으로 더 큰 전형적으로 약 30kHz 또는 그 이상의 주파수에서 교대로 개폐한다. 스위치(924)가 도통할 시, 이전 충전 사이클로부터 벅 인덕터(920)내에 남아있는 잔류 에너지는 다이오드(922)와 스위치(924)를 통해 회로 접지부로 방전된다. 그 다음, 다이오드들(922, 926)은 역방향으로 바이어스되므로 더 이상 전류가 벅 인덕터(920)를 통하여 흐를 수 없게 된다.
조건 Ⅱ(도 4에서 간격 Ⅱ)에서, 순간 정류 라인 전압은 캐패시터(916) 양단의 전압보다 크며, 캐패시터(916)는 저장 에너지를 계속 증가시킨다. 간격 II동안, 벅 컨버터의 동작은 스위치(924)의 도통 상태에 따라 좌우된다.
스위치(924)가 도통하면, 벅 컨버터 회로(910)는 도 5에 도시된 간략화된 형태로 전압을 감소시켜서, 벅 인덕터(920) 양단의 전압은 순간 정류 라인 전압에서 캐패시터(916) 양단의 전압을 뺀 전압과 동일하게 된다. 따라서, 캐패시터(916)는 입력(912)으로부터 캐패시터(916), 벅 인덕터(920) 및 스위치(924)를 통해 회로 접지부까지 흐르는 전류에 의해 충전된다. 또한, 에너지는 스위치(924)가 도통인 경우, 벅 인덕터(920)에 인가되는 전압에 의해 벅 인덕터(920)내에 저장된다. 스위치(924)가 비도통인 경우(도 6에 도시된 바와 같음), 벅 인덕터(920)를 통해 흐르는 전류(1210)는 다이오드(926)를 통해 정류되어 캐패시터(916)로 흐르므로, 결국 벅 인덕터(920)내에 저장된 일부 또는 모든 에너지를 캐패시터(916)로 전달하게 된다. 조건 II에서 주목해야 하는 것은 스위치(924)가 도통하는 경우와 비도통하는 경우 모두에서 상기 캐패시터(916)가 충전한다는 것이다.
상기 벅 컨버터 회로(910)의 동작의 결과로서, 상기 캐패시터(916)는 도 7에 도시된 바와 같이 어떤 시간 주기(1310) 동안 충전하게 되며, 여기서 안정기는 전체 광 출력으로 동작한다. 밸리 필 캐패시터(916)의 충전은 바람직하게는 각각의 라인 하프 사이클의 90도 이상에서 발생한다.
밸리 필 캐패시터의 충전이 각각의 180도 주파수 하프 사이클의 90도보다 큰 동안 발생할 때, 이 결과로서, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡이 감소된다는 것이 판명되었다.
상기 벅 컨버터 회로(910)의 다른 장점은 각각의 충전 주기의 초반부에서 상기 캐패시터(916)로의 유입 전류가 상기 벅 인덕터(920)에 의해 한정된다는 점이다. 이것은 피크 라인 전류(1312)가 능동 역률 보정(active power factor correction; APFC) 회로 또는 밸리 필 회로를 갖지 않는 전형적인 종래의 안정기의 피크 라인 전류(1314)에 비하여 현저히 감소된다는 점에서 도 7에서 또한 볼 수 있 다. 전류 유입 제한은 초기 안정기 턴온(turn-on)에서 훨씬 두드러진다. 따라서, 먼저 전형적인 능동 역률 보정형 안정기(active power factor corrected ballast)에 전원이 인가될 때, 에너지 저장 캐패시터는 캐패시터 전압이 AC 라인 전압의 피크 값까지 증가할 때까지 충전된다. 이 충전 기간 동안, 입력 전류는 본질적으로, 와이어 저항(wire resistance) 및 안정기에 전원을 공급하는 AC 전원의 임피던스에 의해서만 한정된다. 본 발명에 따른 안정기의 벅 컨버터 회로(910)는 본래 전류가 제한됨으로써, APFC형 안정기의 다른 중요한 결점들을 극복할 수 있다.
벅 컨버터 회로(910)의 또 다른 장점은 이것이 캐패시터(196)에 과전압 보호를 제공한다는 것이다. 즉, 램프가 연결되지 않은 경우와 같은 부하가 없는 조건에서, 캐패시터(916)는 피크 정류 라인 전압(peak rectified line voltage)까지만 충전된다. 이것은, 부하가 없는 조건에서 잠재적으로 문제를 일으킬 수 있는 고전압(potentially catastrophically high voltage)까지 에너지 저장 캐패시터가 충전되는 것을 방지하기 위해 별도의 회로가 추가되어야 하는 전통적인 부스트(boost) 및 벅-부스트(buck-boost) 컨버터와는 대조적이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 램프가 약 10% 광 출력까지 감광(dimmed down)됨에 따라, 캐패시터(916)의 충전 시간이 감소된다. 동시에, 버스 리플 전압이 또한 감소되어, 램프 전류의 전류 파고 지수를 낮춘다.
이제 도 9를 보면, 인버터 회로(860)를 구비하는 벅 컨버터 회로(1410)의 제 2 실시예가 도시된다. 나중에 더욱 상세하게 기술되는 인버터 회로(860)는 하이측(high side) 스위치(2112)와 로우측(low side) 스위치(924)를 갖는다. 하이 측 스위치(2112)와 로우측 스위치(924)는 모두 MOSFET 또는 IGBT 등과 같은 제어가능 도통 디바이스들이다. 이 실시예에 있어서, 벅 컨버터 회로(1410)와 인버터 회로(860)는 제어가능 도통 디바이스(924)를 공유한다. 그렇지 않은 경우에는, 벅 컨버터 회로(1410)의 제 2 실시예는 본질적으로 벅 컨버터 회로(910)의 제 1 실시예와 같은 방식으로 동작한다.
이제 도 10을 보면, 벅 인덕터(920)가 탭형 인덕터(1520)로 대체된 벅 컨버터 회로(1510)의 제 3 실시예가 도시된다. 탭형 인덕터(1520)와 다이오드(922)의 접합부가 아닌, 탭의 탭형 인덕터(1520)의 내부 코일에 정류 다이오드(926)의 애노드가 연결된다. 인덕터 탭 배치는 인덕터(1520)의 방전 시간을 변화시킬 수 있는 능력을 제공한다. 벅 컨버터의 연속 모드 동작은 감소되거나 또는 완전히 제거될 수 있다. 그러나, 이 특별한 유연성은 스위치(924)상의 여분의 전압 스트레스의 교환에 부수한다. 따라서, 탭형 인덕터(1520)가 에너지를 캐패시터(916)에 전송하고 있는 경우, 탭형 인덕터(1520)는 스위치(924) 양단에 인가된 전압이 탭형 인덕터(1520)의 권선비에 의해 증가된 캐패시터(916) 양단 전압과 같도록 동작한다. 스너버 저항(snubber resistor)(1554)와 스너버 캐패시터(1556)의 병렬 결합에 직렬인 스너버 다이오드(1552)를 포함한 스너버 회로가 탭형 벅 인덕터의 연결되지 않은 잔여 에너지를 소산하도록 탭형 벅 인덕터(1520)와 다이오드(922)의 접합부와 회로 접지부(circuit common)와의 사이에 연결된다.
도 10의 탭형 벅 인덕터 회로의 일 실시예에서, 캐패시터(916)는 2개의 47 마이크로패럿, 250 볼트의 캐패시터의 병렬 결합이며, 다이오드(918 및 926)는 MUR160 다이오드이고, 다이오드(922 및 1552)는 1000 볼트, 1 암페어 다이오드이고, 저항(1554)은 2개의 91 킬로옴, 1 와트의 저항의 직렬 결합이고, 캐패시터(1556)는 .0047 마이크로패럿, 630 볼트의 캐패시터이고, 그리고 스위치(924)는 250 볼트의 IRFI634G MOSFET이다. 탭형 벅 인덕터(1520)는 다이오드(918)의 캐소드에서 탭까지 약 75회의 권회수(turn)와 약 244 밀리헨리의 인덕턴스를 갖고, 탭에서 다이오드(922)의 애노드까지 약 105회의 권회수와 약 492 마이크로헨리의 인덕턴스를 가져, 다이오드(918)의 캐소드에서 다이오드(922)의 애노드까지 총 약 180회의 권회수와 약 1.427 밀리헨리의 인덕턴스를 갖는다.
전술된 밸리 필 회로(830)(도 2)의 각 실시예에서, 제어 가능 도통 스위치(924)의 더 길어진 도통 시간(conduction times)과 더불어 캐패시터(916)의 충전 전류가 증가한다. 램프가 낮은 광 레벨로 감광되고 있는 경우, 스위치(924)는 더 긴 시간동안 도통되고, 캐패시터(916)에 전하의 저장이 증가하며, 이는 버스 전압을 증가시키는데 이바지한다. 낮은 광 레벨에서 높은 버스 전압을 갖는 것이 유리한 바, 이는 램프 전압이 낮은 광 레벨에서 증가하고, 높은 버스 전압이 램프가 높은 임피던스로 구동될 수 있도록 하기 때문이다. 미국 특허 제 5,041,763 호(설리반 등에게 1991년 8월 20일자로 허여되었으며, Lutron Electronics Co., Inc.에 양도됨)에 개시된 바와 같이, 높은 출력 임피던스는 램프의 안정성을 증가시킨다.
충전 전류는 또한 정류 라인 전압과 캐패시터(916) 양단의 전압 간의 전압차가 증가함에 따라 증가한다. 이는 탭형 벅 인덕터에서 라인 하프 사이클의 중간에서 가장 높고, 라인 하프 사이클의 끝으로 갈수록 낮아지는 순간적인 충전 전류를 발생시키며, 이는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시킨다.
이제 도 11을 보면, 밸리 필 회로의 또 다른 실시예(1570)가 도시된다. 이 실시예에서, 밸리 필 회로(1570)는 캐패시터(916)에 더하여, 다이오드(922), 스위치(924), 캐패시터(916)와 단자(912) 사이에 연결된 다이오드(1572), 다이오드(1574) 및 "플라이백" 트랜스포머(1576)를 포함한다. 트랜스포머(1576)의 "1차" 권선(winding)은 다이오드(922)의 애노드와 밸리 필 회로(1570)의 단자(928) 사이에 연결된다. 트랜스포머(1576)의 "2차" 권선은 회로 접지부와 다이오드(1574)의 애노드 사이에 연결되며, 다이오드(1574)의 캐소드는 캐패시터(916)와 다이오드(1572)의 애노드의 접합부에 연결된 된다.
도 11에서, 단자들(912 및 914)에 인가되는 정류 라인 전압이 캐패시터(916) 양단의 전압을 초과하면, 플라이백 트랜스포머(1576)의 "2차" 권선 양단에 전개된 전압은 다이오드(1574)를 통해 캐패시터(916)를 재충전시킨다. 정류 라인 전압이 캐패시터 양단의 전압 아래로 떨어지면, 캐패시터(916)는 출력 단자들(928 및 930)을 통해 방전된다.
이제 도 12를 보면, 오직 용량성 에너지 저장만을 사용하는 밸리 필 회로의 제 4 실시예(1610)가 도시된다. 이 실시예에서, 밸리 필 회로(1610)는 제 1 입력 단자(912)와 제 2 입력 단자(914)를 가로지르는 제 1 다이오드(1634)와 직렬로 회로(1610)에 연결된 제 1 에너지 저장 캐패시터(1632)를 포함한다. 제 2 에너지 저장 캐패시터(1616)는 제 2 다이오드(1636)와 직렬로 연결되며, 제 2 다이오드(1636)의 캐소드는 입력(912)에 연결된다. 캐패시터(1632)와 다이오드(1634)의 접합부와 캐패시터(1616)와 다이오드(1636)의 접합부 사이에 제 3 다이오드(1638)가 연결된다. 에너지 저장 캐패시터(1616)의 다른 단자는 저항(1620)과 병렬인 제 4 다이오드(1618)를 통해 제 2 입력 입력 단자(914)에 연결된다.
단자들(912 및 914)에 인가된 정류 라인 전압이 다이오드(1638) 양단의 순방향 전압(forward voltage) 강하에 의해 캐패시터들(1632 및 1616) 양단 전압의 합보다 크면, 다이오드들(1634, 1636 및 1618)은 역방향 바이어스되고, 다이오드(1638)는 순방향 바이어스되며, 에너지 저장 캐패시터들(1632 및 1616)은 캐패시터(1632), 다이오드(1638), 캐패시터(1616) 및 저항(1620)의 일련의 경로를 통해 충전된다. 저항(1620)은 충전 전류를 에너지 저장 캐패시터들(1632 및 1616)에 제한하여 라인으로부터 안정기에 의해 유도된 전류에서 전류 스파크를 감소시키며, 이에 의해서 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시킨다. 캐패시터들(1632 및 1616)은 각각 전형적으로 입력 전압의 약 2분의 1과 동일한 전압값 및 전하를 갖는다.
단자들(912 및 914)에 인가된 정류 라인 전압이 캐패시터(1632 및 1616) 양단 전압의 합 아래로 떨어지면, 다이오드(1638)는 역방향 바이어스된다. 입력 단자들(912 및 914) 양단의 전압이 다이오드(1634)의 턴온 전압보다 큰 정도로 캐패시터(1632) 양단의 전압보다 아래로 떨어지면, 캐패시터(1632)는 다이오드(1634)와 출력 단자들(928 및 930)을 통해 방전된다. 입력 단자들(912 및 914) 양단의 전압이 다이오드(1631)의 턴온 전압보다 큰 정도로 캐패시터(1616) 양단 전압 아래로 떨어지면, 캐패시터(1616)은 다이오드(1636), 저항(1620) 및 출력 단자들(928 및 930)을 통해 방전된다. 저항(1620) 양단의 전압 강하가 다이오드(1618)의 턴온 전압보다 큰 경우, 캐패시터(1616)는 다이오드들(1636 및 1618)과 출력 단자들(928 및 930)을 통해 방전된다.
요약하면, 캐패시터들(1632 및 1616)은 직렬로 충전되고 병렬로 방전되며, 그것들의 저장된 에너지를 가스 방전 램프를 구동하는 인버터 회로에 전달한다. 그럼으로써, 버스 전압에서 리플의 양이 감소되며, 이는 안정기에 의해 전달되는 램프 전류의 전류 파고 지수의 증진을 가져온다.
도 12의 밸리 필 회로(1610)는 미국 특허 제 5,387,847 호에 개시된 Wood의 밸리 필 회로와 현저히 다르다. 특히, Wood는 그의 특허의 도 2에서 2개의 캐패시터 사이에 연결된 다이오드와 직렬인 저항을 도시한다. 이와는 대조적으로, 도 12의 밸리 필 회로는 다이오드(1618)와 병렬로 저항(1620)을 제공하며, 이 둘은 캐패시터(1616)와 회로 접지부 사이에 연결된다. 이 신규한 구성은, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡의 바람직한 개선을 제공하는바, 이는 용이하게 추가적인 개선들을 꾀할 수 있다.
안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 더 개선하기 위하여, 도 12의 밸리 필 회로(1610)는 도 13에 도시된 것과 같은 저항(1620)에 직렬로 제어 가능한 도통 디바이스(924)를 구성함으로써 변경될 수 있다. 이는 스위칭 저항 회로를 구현한다. 제어가능 도통 디바이스(924)는 전형적으로 고주파수 즉, AC 라인 전압의 기초 주파수보다 수 배 큰 주파수에서 동작될 것이다. 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡은 스위치(924)의 도통을 제어함으로써 개선될 수 있는바, 스위치(924)의 도통 시간은 각 라인 하프 사이클의 중앙 또는 피크 근처에서 증가된다. 이는 AC 라인 전압 파형에 더 가까이 매칭되는 안정기 입력 전류 파형을 발생시킨다.
도 13의 밸리 필 회로(1710)는 도 14에 도시된 바와 같은 안정기 인버터 회로와 구성될 수 있으며, 제어가능 도통 디바이스(924)가 밸리 필 회로(1810)와 인버터 회로(2110)에 의해 공유된다. 대안적으로, 도 13의 밸리 필 회로(1710)의 스위치(924)는 인버터 회로(860)의 스위치들 각각과 분리된 독립적으로 제어 가능한 도통 디바이스일 수 있다.
도 13의 밸리 필 회로(1710)에서 저항 손실은 도 15에 도시된 바와 같이 저항(1620)을 스위치(924)와 직렬인 인덕터(1920)로 교체함으로써 감소될 수 있다. 대안적인 구성에서, 인덕터(1920)와 스위치(924)의 결합은 단일 인덕터로 대체될 수 있다. 그러나, 스위치(924)의 고주파수 스위칭 동작은 상대적으로 작은 그리고 비싸지 않은 인덕터(1920)가 사용될 수 있도록 한다.
스위치(924)의 대안으로서, 고주파수 트랜스포머로부터의 2차 권선(2024)이 도 16에 도시된 바와 같이 대체될 수 있다. 전형적으로 고주파수 트랜스포머들은 안정기들 내에 존재한다. 2차 권선의 적절한 권회수의 부가(바람직하게는 이미 존재하는 트랜스포머에의 부가)에 의해, 인덕터(1920)를 통한 전류의 흐름을 교번적으로 차단하고 촉진한다. 그럼으로써 권선(2024)은 효과적으로 스위치로서 기능한다.
인버터 회로
도 17 및 도 18에서 볼 수 있는 바와 같이, 벅 컨버터(1510)와 캐패시터의 출력에 연결되는 것은 고주파수 전압을 도 18의 공진 탱크 회로(2220)에 공급하여 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하기 위한 고주파수 인버터 회로(2110)이다. 인버터 회로(2110)는 직렬 연결된 제 1 및 제 2 제어 가능한 도통 디바이스들(2112 및 924)을 구비한다. 버스 전압은 정류 라인 전압이나 캐패시터(916) 양단의 전압보다 크다. 정류 라인 전압이 캐패시터(916)의 전압보다 크면, 인버터 회로(2110)는 전류를 AC 라인으로부터 직접 유도해낸다. 정류 라인 전압이 캐패시터(916)의 전압보다 작으면, 인버터 회로(2110)는 캐패시터(916)로부터 전류를 유도해낸다.
인버터 회로가 AC 라인의 피크 시간 주변에서 각각의 180°라인 주파수 하프 사이클의 90°보다 큰 동안 AC 라인으로부터 직접 전류를 유도하는 경우, 안정기 입력 전류의 결과적인 THD는 33.3%보다 작아지는 것으로 판명되었다.
인버터 회로(2110)의 동작은 이제 도 19와 관련하여 기술될 것이다. 인버터 회로(2110)는 고정 주파수, 즉 동작의 D(1 - D) 상보 듀티 사이클(complementary duty cycle) 스위칭 모드를 사용한다. 이는 스위칭 디바이스들(2112 및 924) 중 하나(오직 하나만)가 항상 도통되고있다는 것을 의미한다. 이 논의에서, 듀티 사이클 D는 제 1 스위치(2112)의 도통 시간을 지칭하며, 상보 듀티 사이클(1 - D)은 제 2 스위치(924)의 도통 시간을 지칭한다. 디바이스들(2112 및 924) 중 하나가 항상 도통되는 것을 고려하면, 각 디바이스의 D와 (1 - D)로서 지칭되는 도통 시간의 합이 스위칭 주파수의 주기이다. 실제의 전자 회로들에서, 일반적으로 어떠한 디바이스(2112 및 924)도 도통하지 않는 시간이 존재하며, 일반적으로 데드 시간(dead time)이라 칭한다. 이 데드 시간은 보통은 디바이스(2112 및 924)의 도통 시간에 대하여 매우 짧다. 이 데드 시간의 목적은 두 디바이스(2112 및 924)가 동시에 도통되지 않는 것을 보장하는 것이다. 그러나, 이 데드 시간은 증가될 수 있고, 인버터 회로의 부가적인 제어 파라미터로서 사용될 수 있다. 스위치(2112)(도 19에서 SW1로 표시)가 도통하면, 인버터 회로(2110)의 출력이 밸리 필 전압인 벅 컨버터 회로 출력 단자(928)에 연결된다. 스위칭 디바이스(924)(도 19에서 SW 2로 표시)가 도통하면, 인버터 회로(2110)의 출력은 회로 접지부인 벅 컨버터 회로 출력 단자(930)에 연결된다. 소정의 순간적인 밸리 필 전압에 대하여, 그 순간적인 밸리 필 전압에 대해 가스 방전 램프에 전달될 수 있는 최대 램프 전류는 두 스위칭 디바이스(2112 및 924)의 도통 시간이 동일할 때 성취될 수 있다. 이 전자식 안정기에서, 램프 전류는 순간적인 밸리 필 전압과 스위칭 디바이스들(2112 및 924)의 도통 시간 양자에 의존한다. 스위칭 디바이스들(2112 및 924)의 도통 시간은 도 18에 도시된 가스 방전 램프(2210 및 2212)를 통해 흐르는 전류에 응답하여 도 17에 도시된 제어 회로(882)에 의해 제어된다. 제어 회로의 동작은 하기에서 구체적으로 기술된다.
전자식 안정기 인버터들을 제어하기 위해 사용된 종래의 제어 알고리즘들은 전형적으로 일정치에서 실효치(rms) 램프 전류를 유지하도록 제어가능 도통 디바이스의 도통 시간을 조절한다. 종래의 제어 루프들은 라인 주파수 하프 사이클의 과정 전체에 걸쳐서 제어 가능 도통 디바이스들의 도통 시간을 거의 일정하게 유지하 도록 응답하여 느리다. 이 알고리즘은, 밸리 필 타입의 안정기에 적용될 때, 밸리 필 전압의 변조로 인해 램프 전류의 전류 파고 지수를 높인다.
현재 바람직한 실시예의 제어 회로는 제어 가능 도통 디바이스들의 도통 시간을 조절한다. 스위치(2112)의 도통 시간은 비교적 좁은 펄스들을 생산하도록 감소되며, 스위치(924)의 도통 시간은 비교적 넓은 펄스들을 생산하도록 증가된다. 이는 라인 주파수 하프 사이클의 피크 근처의 고주파수 램프 전류의 포락선(envelope)의 피크를 감소시킨다. 이는 결과적으로 램프 전류의 "험프 다운(hump down)"으로 언급된다(도 19 참조).
라인 주파수 하프 사이클의 피크 근처에서 램프 전류를 감소시키는 것은 인버터 회로에 의해 유도된 전류를 감소시킨다. 이 결과는, 안정기 입력 전류를 낮추고, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 증가시킬 것이다. 그러나, 본 발명의 안정기에서, 램프 전류의 감소는 스위치(924)의 도통 시간의 증가와 관계된다. 이 도통 시간의 증가는 밸리 필 캐패시터의 충전 전류의 증가를 발생시킨다. 이 밸리 필 전류의 증가는 라인 주파수 하프 사이클의 피크 근처에서 안정기에 의해 유도된 전체 전류를 증가시킨다. 라인 주파수 하프 사이클의 피크 근처에서의 안정기 전류의 증가는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시키는 유리한 효과를 갖는다. 이 개선은 램프 전류의 피크를 낮춤으로써 야기되는 THD의 증대 효과를 저지한다. 밸리 필 회로에 의해 유도된 전류의 증가에 의한, 라인 주파수 하프 사이클의 피크 근처에서의 안정기 입력 전류의 증가는 결과적으로 안정기 입력 전류의 "험프 업(hump up)"으로 언급된다(도 19 참조).
비록 비교적 좁은 펄스들을 생성하도록 하기 위해서는 스위치(2112)의 도통 시간이 감소되고, 비교적 넓은 펄스들을 생성하도록 하기 위해서는 스위치(924)의 도통 시간이 증가되는 것이 기술되었지만은, 당업자이면, 밸리 필 회로의 적절한 회로 재구성을 통해 스위치(2112) 및 스위치(924)의 도통 시간을 반대로 하여 동일한 안정기 입력 전류의 험프 업 및 램프 전류의 험프 다운을 성취하도록 할 수 있다.
공진 탱크 회로
도 17 및 도 18을 다시 참조하면, 인버터 회로(2110)의 출력은 인덕터(2222) 및 캐패시터(2224)를 포함하는 공진 탱크 회로(2220)에 연결된다(도 18). 공진 탱크 회로(2220)는 가스 방전 램프들(2210 및 2212)에 본질적으로 사인형 전류를 공급하기 위해 인버터 회로(2110) 출력 전압을 필터링한다. 또한, 공진 탱크 회로(2220)는 전압 이득과 증가된 출력 임피던스를 제공한다. 공진 탱크 회로(2220)의 출력은 트랜스포머(2230)에 의해 가스 방전 램프들(2210 및 2212)의 전극들에 연결된다. DC 차단 캐패시터(DC blocking capacitor)(2232)는 DC 전류가 트랜스포머(2230)의 1차 권선들을 통해 흐르는 것을 방지한다.
전류 감지 회로
도 18을 참조하면, 안정기는 제 1 및 제 2 다이오드(2242 및 2244)와, 저항(2246)을 포함하는, 램프들(2210 및 2212)과 직렬로 연결된 전류 감지 회로(2240)를 또한 구비한다. 전류 감지 회로(2240)는 램프 전류와 비례한 저항(2246) 양단의 반파 정류 전압을 생성하고, 가스 방전 램프의 실제 광출력의 측정을 표시한다. 반파 정류 전압(half-wave rectified voltage)은 도 17의 제어 회로(882)에의 입력으로서 공급된다. 대안적인 실시예에서, 전류 감지는 전류 트랜스포머, 또는 대안적으로는, 전파 연결 다이오드(full-wave connected diode)를 사용함으로써 공지의 방식으로 수행될 수 있다. 비-조광 안정기(non-dimming ballast)와, 적당한 실행만이 요구되는 조광 안정기에 대하여, 전류 감지 회로가 생략될 수 있다.
제어 회로
도 17의 도면 번호 882의 제어 회로가 도 20 및 도 21을 참조로 보다 자세히 기술될 것이다. 제어 회로(882)의 제 1 실시예는 신호들을 생성하여, 스위칭 디바이스들(2112 및 924)의 도통을 제어한다(도 20 및 도 22). 제어 회로(882)는 전류 감지 회로(2240)로부터 입력으로서 반파 정류 전압을 받고, 램프로부터의 실제 광 출력을 나타내는 DC 전압을 생성한다. 광 출력을 나타내는 이 DC 전압은 바람직한 광 레벨을 지시하는 기준 전압과 비교되어, 광 출력을 나타내는 전압과 기준 전압간의 차이를 최소화하도록 스위칭 디바이스들(2112 및 924)의 듀티 사이클을 조정한다. 조광 전자식 안정기에서, 기준 전압은 0 에서 10 볼트의 제어 신호와 같은 외부 입력에 의해 제공될 수 있다. 대안적으로, 기준 전압은 안정기가 2개의 와이어 조광 제어를 통해 공급될 때 AC 라인 전압에 의해 안정기에 인가되는 위상각 제어 신호를 감지함으로써 생성될 수 있다. 안정기의 바람직한 실시예에서, 기준 전압은 "Dimmed Hot" 입력에 의해 도 17, 도 20 및 도 22에 도시된 것과 같은, 안정기로의 추가의 입력을 통해 안정기에 인가된 위상각 제어 신호로부터 생성된다.
제어 회로는 전류 감지 회로(2240) 및 제어 입력 회로(2460)로부터의 입력들을 수신하도록 연결된 피드백 회로(2440)(도 20)를 구비하며, 제어가능 도통 디바이스들(2112 및 924)의 제어 단자들에 도통 신호들을 공급한다. 제어 회로는 하기에서 기술되는 바와 같이, 피드백 회로(2440)에 추가의 입력을 제공하도록 선택적으로 파형 정형 회로(wave shaping circuit)(2480)를 구비할 수 있다.
도 22에서 볼 수 있는 바와 같이, 피드백 회로(2440)는 그것의 반전 단자(inverting terminal)(2444)에서 전류 감지 회로(2240)로부터 램프 광 출력을 나타내는 입력 신호를 수신하도록, 그리고 그것의 비반전 단자(non-inverting terminal)(2446)에서 바람직한 광레벨 기준 신호를 수신하도록 연결된 차동 증폭기(differential amplifier)(2442)를 구비한다. 차동 증폭기(2442)는 실제 광 출력과 바람직한 광 출력간의 차를 나타내는 에러 신호를 생성한다. 그 다음, 에러 신호는 인버터 회로 스위치들(2112 및 924)의 게이트들에 인가되는 구동 신호들을 생성하는 펄스폭 변조(PWM) 회로(2448)에 제공된다. PWM 회로(2448)는 당업계에서 알려져 있으므로 본원에서는 상세하게 기술되지 않을 것이다.
파형 정형 회로(2480)는 제어 입력 회로(2460)으로부터의 본래의 DC 기준 전압 신호와 합해지는 AC 기준 전압 신호를 제공한다. AC 기준 전압 신호의 형태가 다양한 파형들을 취할 수 있는 한, 특히 효과적인, 그러나 단순한 회로가 안정기에 이미 존재하는 파형의 장점을 취하도록 설계될 수 있다.
도 22에 자세히 도시된 파형 정형 회로(2480)는 벅 컨버터 회로(1510)로부터밸리 필 전압의 스케일드 버젼(scaled version)을 제공하는 자동 이득 제어(AGC) 회로(2690)와 직렬로 연결된 저항(2482)을 구비한 전압 분배기를 포함한다. AGC(2690)의 상세한 사항은 도 23에 도시되며, 하기에 기술된다. 비-조광 안정기 등에서와 같이 파형 정형 회로(2480)의 이득 조절이 필요하지 않다면, AGC(2690)는 선택적으로 저항과 같은 수동 임피던스로 대체될 수 있다.
분배기로부터의 스케일드 전압 신호(scaled voltage signal)는 그 애노드가 분배기의 출력에 연결되고 그 캐소드가 DC 기준 전압 VREF에 연결된 다이오드(286)에 의해 클리핑(clipping)된다. 클리핑 신호는 DC 차단 캐패시터(2488)를 통과하여, 제어 입력 회로(2460)로부터의 DC 기준 전압과 합해진다.
제어 회로는 제어 입력 회로, 파형 정형 회로 및 피드백 회로의 공통 접합점(common tie point)과 회로 접지부 사이에 연결된 로우 엔드 클램프(low end clamp)(2680)를 또한 구비한다. 로우 엔드 클램프(2680)는 기준 전압이 너무 낮아져 램프를 흐르는 전류가 유지되지 못하게 되는 것을 방지한다.
AC 기준 신호의 부가는 입력 라인 전압의 제로 크로싱 근처에서와 같이 밸리 필 전압이 낮아지는 경우 결합된 기준 전압을 감소시키고, 그리고 입력 라인 전압이 순간적인 피크 값에 접근하고 있는 경우와 같이 밸리 필 전압이 증가하고 있는 때 결합된 기준 전압을 증가시키는 효과를 갖는다. 인버터 회로(2110)에 의해 램프에 공급되는 램프 전류는 같은 방식으로 밸리 필 전압이 낮아 지는 때 작고, 밸리 필 전압이 증가하는 때 증가할 것이다. 따라서, 밸리 필 전압을 뒤따르는 AC 기준 신호의 부가는 램프에 의해 유도되는 전류의 형태를 밸리 필 전압의 형태와 비슷하게 되도록 만드는 효과가 있다. 결과적으로, 안정기 입력 전류는 밸리 근처에서 낮 아지고 AC 라인 전압의 피크 근처에서 높아지는 형태를 가지며, 이에 의해서 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 개선한다. 그러나, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡에 있어서의 이러한 개선은 램프 전류의 파고 지수를 더 크게 하여 달성된다.
파형 정형 회로(2480)의 추가적인 특징은 AC 기준 신호의 피크들을 클리핑하기 위한 다이오드(2486)이다. AC 기준 전압 신호가 클리핑되는 시간 동안, 결합된 기준 전압은 일정하게 유지되고 밸리 필 전압은 피크에 도달한다. 제어 회로의 전체 응답은 "고속(fast)"이 되도록 설계되어, 제어 회로는 빨리 응답하여, 피크들이 버스 전압에 있는 동안 스위치(2112)의 도통 시간을 감소시키고 스위치(924)의 도통 시간을 증가시키며, 더 일정한 고주파수 전압을 공진 탱크에 전달함으로써 일정한 램프 전류를 램프에 전달한다. 순 효과(net effect)는 램프 전류 포락선의 피크들을 감소시킴으로써, 램프 전류의 전류 파고 지수를 감소시키는 것이다. 이는 램프 전류의 험프 다운으로 도 19에 도시된다. 동시에, 스위치(924)의 도통 시간의 증가는 도 19에 도시된 것과 같이 캐패시터(916)에 의해 유도되는 충전 전류를 증가시킨다. 이는 안정기 입력 전류가 캐패시터(916)의 충전 전류의 증가 없이 발생하는 것보다 증가하여 안정기 입력 전류를 험프 업하게 한다. 이 효과는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시킨다. 기술된 바와 같이 파형 정형 회로로 구성된 전자식 조광 안정기는 20% 미만의 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡과 1.7 미만의 램프 전류의 전류 파고 지수를 달성한다.
도 22에 도시된 AGC 회로(2690)는 안정기가 램프 전류를 감소시킴으로써 램 프의 조광 제어를 할 필요가 있을 때 파형 정형 회로(2480)의 출력을 변화시킨다. 도 23의 AGC 회로(2690)은 제 1 및 제 2 트랜지스터(2691 및 2692), 저항(2693, 2694 및 2695) 및 다이오드(2696)를 포함한다(도 22). 입력 전압이 낮아지는 경우, 조광 상태를 표시하고, 제 1 트랜지스터(2691)의 도통이 증가하고, 제 2 트랜지스터(2692)의 베이스에서 전압이 낮아지고, 그럼으로써 제 2 트랜지스터(2692)가 더 조금 도통하게 되어, 파형 정형 회로(2480)에 표시된 AGC 회로(2690)의 임피던스는 효과적으로 증가한다. AGC 회로(2690)의 임피던스의 증가는 더 많은 다이오드(2486)에 의해 잘려지는 신호를 발생시켜 AGC 회로(2690)와 저항(2482)의 접합부의 전압을 증가시킨다. 이 전압이 증가하고 더욱더 많이 클리핑됨에 따라, 이 전압의 AC 부분은 감소되고, 그 결과 파형 정형 회로의 효과를 감소시키게 된다.
도 20의 상기 피드백 회로(2440)에 대한 제 2 실시예가 도 24에 도시되어 있으며, 여기에는 바람직한 광 레벨 및 램프 전류를 표시하는 입력들을 수신하여, 인버터 회로의 제어가능 도통 디바이스들의 제어 단자들을 구동하는 출력 신호들을 생성하도록 연결된 마이크로프로세서(26102)가 포함된다. 이러한 용도에 적합한 하나의 마이크로프로세서로는 모토롤라 코포레이션(Motorola Corporation)에 의해 제조된 모델 번호 MC68HC08이 있다. 간략성을 위해, 상기 마이크로프로세서(26102)와 상기 안정기의 아날로그 회로가 인터페이스하는데 필요한 아날로그-디지털 및 디지털-아날로그 회로들은 이 기술분야의 당업자에게 잘 알려져 있으므로, 여기에는 도시되지 않는다.
도 20의 상기 피드백 회로(2440)의 제 3 실시예가 도 25에 도시되어 있으며, 상기 마이크로프로세서(26102)에 추가하여, 상기 마이크로프로세서(26102)로부터 단일 게이트 구동 신호를 수신하여, 인버터 회로 스위치들의 동작을 제어할 수 있는 신호들을 생성하는 게이트 구동기 회로(26104)를 포함한다. 이러한 용도로 적합한 하나의 게이트 구동기 회로로는 인터내셔널 렉티파이어(International Rectifier)에 의해 제조된 부품 번호 IR2111이 있다. 물론, 본원에 언급된 특정 실시예들에 대하여 다른 적절한 마이크로프로세서들(애리조나 챈들러의 마이크로칩 테크놀로지 인코포레이션(Microchip Technology Inc.)으로부터의 PIC 16C54A 등) 및 게이트 구동기들로 대체할 수 있다. 또한, 본원에 개시된 상기 마이크로프로세서와 동일한 기능을 제공하도록 주문형 집적회로(ASIC)(도시되지 않음) 또는 디지털 신호 처리기(DSP)(도시되지 않음)로 대체할 수도 있다.
도 26에 도시되어 있는 도 24 및 도 25의 상기 피드백 제어 회로 실시예의 동작을 예시하는 고레벨의 흐름도는 상기 램프 전류 IL 를 측정하는 단계(26110)와, 그리고 바람직한 광 레벨을 표시하는 조광 신호(dimming signal) VDIM 를 측정하는 단계(26120)를 포함한다. 상기 측정된 램프 전류 IL 와 상기 측정된 조광 신호 VDIM 를 비교하여(단계(26130)), IL 이 VDIM 보다 작으면, 상기 인버터 회로의 제어가능 도통 디바이스들의 도통 시간들이 더 동일해지도록 구동된다(단계(26140)). 단계(26150)에서 결정되는 바와 같이, IL 이 VDIM 보다 크면, 상기 인버터 회로의 제 어가능 도통 디바이스들의 도통 시간들이 더 동일하지 않도록 구동된다(단계(26160)). IL 이 VDIM 과 같으면, 상기 인버터 회로의 제어가능 도통 디바이스들의 도통 시간들이 변경되지 않은 채 유지되고 상기 프로세스를 반복한다.
캣 이어 회로
캣 이어 회로들은 백열 램프들 및 팬 모터들을 위해 2-와이어 트라이액 기반의 조광기(two-wire, triac based dimmer)들 내의 제어 회로들에 전원을 공급하는데 수년 동안 이용되어왔다. 도 27에는 전형적인 종래기술의 캣 이어 회로가 도시되어 있다. 부하(load)들을 조광하는 표준 전자 조광기들은 잘 알려져 있으며, 캣 이어 전원 공급 회로를 이용하는 회로들이 또한 잘 알려져 있다. 이러한 응용들에 있어서, 상기 조광기는 AC 라인과 부하 사이에 위치하여, 입력으로서, 상기 AC 라인으로부터 사인파 전압을 수신하고, 출력으로서, 상기 입력 전압 파형의 선연 에지(leading edge)가 비-도통 트라이액(non-conducting triac)에 의해 차단되는 "절단된(truncated)" 형태의 사인파 입력 전압을 제공하고, 그리고 상기 트라이액이 도통하고 있을 때, 오직 상기 입력 전압 파형의 후연부(trailing portion)만이 상기 트라이액에 의해 상기 부하로 통과된다. 상기 트라이액은 소정의 시간에 켜지고, 상기 입력 전압 파형의 후속하는 제로 크로싱까지 도통한다. 상기 AC 라인 전압의 제로 크로싱과 관련하여 상기 트라이액의 도통시까지 상기 시간을 변화시킴으로써, 상기 부하에 전달되는 전력량이 제어될 수 있다.
2-와이어 조광기(2-wire dimmer)의 상기 종래기술의 캣 이어 회로는 상기 트라이액이 도통하지 않을 때 상기 입력 전압 파형의 일부 동안 상기 AC 라인으로부터 전력을 유도해낸다. 다시 말하면, 상기 종래기술의 캣 이어 회로는 어떤 상당량의 부하 전류가 정상적으로 흐르지 않는 시간 동안에, 상기 라인으로부터 상기 부하를 통해 전류를 유도해낸다. 그러나, 지금까지, 캣 이어 회로들은 오직 예비 전원 공급기가 전자 디바이스 내의 제어 회로들을 동작시키도록 하는데 이용되어 왔다. 이 캣 이어 회로들은 전자 디바이스에 의해 상기 라인으로부터 유도된 입력 전류를 의도적으로 정형화하는 목적으로 이용되지 않았다. 특정하게는, 캣 이어 회로들은 지금까지, 입력 전류의 정형화를 돕기 위해 전자식 안정기들에서 이용되지 않았고, 전자식 안정기 내의 예비 전원 공급기로서도 이용되지 않았다. 본 발명의 안정기에 있어서, 상기 캣 이어 회로의 입력 전류의 정형화는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡의 감소에 기여한다.
본 발명의 안정기는 정류 회로(820)의 출력들의 양단에 연결된 캣 이어 회로(884)(도 20)를 포함한다. 상기 캣 이어 회로는 일반적으로 상기 라인 사이클의 선택된 부분들 동안에 상기 라인으로부터 전류를 유도하도록 설계되는 회로로서 정의될 수 있다. 따라서, 상기 캣 이어 회로는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 개선하기 위해 상기 안정기 입력 전류 파형을 정형화하는 독창적이고 독특한 방식으로 이용될 수 있다. 사실상, 상기 캣 이어 회로는 스위치 모드 전원 공급기들 및 AC 라인-DC 컨버터들과 같은 다양한 전자 디바이스들의 입력 전류 파형을 정형화하고, 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시키기 위해 이용될 수 있다.
상기 캣 이어 회로(884)(도 20)는 오직 입력 라인 사이클의 "후연들(tails)" 즉, 도 28에 도시된 바와 같이, 라인 전압 제로 크로싱들 근처에 있는 입력 라인 사이클의 영역들에서만 상기 정류기(820)로부터 전류를 유도해낸다. 상기 캣 이어 회로(884)는 라인 전압 제로 크로스(zero cross) 근처에서 전류를 유도해내어, 상기 안정기의 백엔드가 상기 AC 라인(도 19)으로부터 전류를 유도해내지 않을 때 상기 AC 라인으로부터 유도된 입력 라인 전류의 상기 후연들을 "채운다". 상기 후연들을 채움으로써, 상기 안정기에 의해 유도된 상기 라인 전류는 더 연속적이 되고, 이에 의해 도 31과 관련하여 설명되는 바와 같이, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시킬 수 있다.
상기 캣 이어 회로는 도 31에 도시된 바와 같이 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 상기 후연들에서 비교적 짧은 시간 동안 안정기 입력 전류를 유도해낸다. 일 실시예에 있어서, 상기 캣 이어 회로는 제로 크로싱 다음의 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 45도(도 31에서 간격 Ⅰ) 동안 안정기 입력 전류를 유도해낸다. 그 다음, 상기 인버터 회로는 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 90도(도 31에서 간격 Ⅱ) 동안 안정기 입력 전류를 유도해낸다. 마지막으로, 상기 캣 이어 회로는 후속하는 제로 크로싱 전에 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 45도(도 31에서의 간격 Ⅲ) 동안 안정기 입력 전류를 유도해낸다.
이 실시예는 상기 제로 크로싱 후에 약 45도 및 상기 후속하는 제로 크로싱 전에 약 45도 동안 안정기 입력 전류를 유도해내는 캣 이어 회로를 도시한다. 그러나, 이 기술분야의 당업자이면, 상기 캣 이어 회로가 안정기 입력 전류를 유도해내 는 시간이 달라질 수 있음을 알 수 있다. 예를 들면, 바람직한 최대 THD를 초과함이 없이, 그리고 본 발명의 범위 또는 정신으로부터 벗어남이 없이, 상기 캣 이어 회로는 상기 제로 크로싱 다음에 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 35도 동안 안정기 입력 전류를 유도해내고, 그 다음, 상기 인버터 회로는 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 90도 동안 안정기 입력 전류를 유도해내고, 마지막으로, 상기 캣 이어 회로는 상기 후속하는 제로 크로싱 전에 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 약 55도 동안 안정기 입력 전류를 유도해낸다. 또한, 이 기술분야의 당업자는 어떠한 안정기 입력 전류도 상기 캣 이어 회로 또는 본 발명의 회로에 의해 유도되지 않는 이떤 데드 시간이 바람직한 최대 THD를 초과함이 없이, 그리고 본 발명의 범위 또는 정신으로부터 벗어남이 없이 발생할 수 있음을 알 수 있다.
도 29에 도시된 상기 캣 이어 회로(884)의 제 1 실시예(2810)에 있어서, 상기 캣 이어 회로(2810)는 고정 전압 컷-인 및 컷-아웃 지점들로 설계된다. 즉, 상기 캣 이어 회로의 상기 제 1 실시예(2810)는 오직 정류 라인 전압이 고정값보다 작을 때 AC 라인으로부터 전류를 유도해낼 것이다. 이러한 상태는 라인 전압 제로 크로싱 근처의 시간 주기 동안 발생할 것이다. 상기 컷-아웃 및 컷-인 전압 지점들은 상기 캣 이어 회로(2810)가 상기 라인 전압 제로 크로싱 바로 다음의 시간으로부터 도 22의 상기 인버터 회로(2110)가 상기 AC 라인으로부터 전류를 유도해내는 시간까지의 제 1 간격 동안, 그리고 상기 인버터 회로(2110)가 상기 AC 라인으로부터 전류를 유도해내는 것을 중단하는 시간으로부터 후속 라인 전압 제로 크로싱까 지의 제 2 간격 동안 전류를 유도해내도록 조정될 수 있다.
상기 정류 라인 전압이 선택 전압보다 낮을 때, 전압(VCC)으로 충전하는 에너지 저장 캐패시터(2814)의 충전을 가능하게 하도록 충전 트랜지스터(2812)(도 29)가 도통한다. 상기 캐패시터(2814)의 충전 속도는 MOSFET 트랜지스터(2812)의 드레인과 일렬로 연결되어 있는 저항(2816)에 의해 결정된다. 상기 안정기의 백엔드 회로에 의해 유도되는 전류와 결합될 때 상기 캣 이어 회로에 의해 유도되는 이러한 전류는 실질적으로 구간적(piece-wise) 연속 안정기 입력 전류를 형성하기 위해 결합한다. 비록 상기 트랜지스터(2812)가 MOSFET로서 도시되어 있지만은, 상기 트랜지스터(2812)는 BJT 또는 IGBT(이것으로만 한정되는 것은 아님)와 같은 임의의 적절한 제어가능 도통 디바이스일 수 있다.
상기 정류 라인 전압이 상기 소정의 전압보다 크거나 같을 때, 컷-아웃 트랜지스터(2818)는 도통하기 시작한다. 상기 컷-아웃 트랜지스터(2818)의 콜렉터는 제너 다이오드(Zener diode)(2820)의 캐소드를 VCC에 끌어올려서, 상기 충전 트랜지스터(2812)를 효율적으로 턴 오프(turn off)한다. 상기 소정의 컷-인 및 컷-아웃 전압들은 상기 컷-아웃 트랜지스터(2818)의 베이스가 연결되는 저항들(2822 및 2824)을 포함하는 저항성 전압 분할기 망에 의해 결정된다.
본 발명의 상기 캣 이어 회로는 또는 상기 안정기의 제어 회로에 전원 공급기를 제공한다는 점에 주목할 필요가 있다. 이것은 상기 안정기로 하여금 상기 AC 라인의 각각의 하프 사이클의 소정의 부분 동안에 전류를 유도해낼 수 있게 해준다. 이러한 부분은 라인 전압 제로 크로싱들 전 및 후의 주기들, 또는 오직 하나의 이러한 주기, 또는 라인 사이클 동안의 임의의 다른 유용한 주기를 포함할 수 있다.
도 30에 도시된 상기 캣 이어 회로(884)의 제 2 실시예(2910)에 있어서, 상기 캣 이어 회로(2910)는 상기 안정기의 백엔드로부터 유도되는 전류를 능동적으로 모니터하고, 상기 캣 이어 회로로 하여금 상기 백엔드가 소정의 값보다 큰 전류를 유도해내지 않을 때 상기 라인으로부터 오직 전류를 유도해낼 수 있게 하는 회로를 포함한다. 상기 전류 모니터 회로는 트랜지스터(2930), 캐패시터(2932), 저항들(2934, 2936) 및 다이오드들(2938, 2940)을 포함한다. 상기 안정기 백엔드 전류는 입력 정류 회로(820)로 리턴할 때 다이오드들(2938, 2940) 및 저항(2936)을 통해 흐른다. 상기 안정기 백엔드가 상기 소정의 값보다 높은 전류를 유도해낼 때, 트랜지스터(2930)의 에미터에서의 전압은 다이오드들(2938, 2940)의 결합된 포워드 전압 드롭들과 동일한 전압에 의해 네거티브가 된다. 레지스터(2934)를 통해서, 상기 트랜지스터(2930) 베이스-에미터 접합이 순방향 바이어스되게 됨으로써, 트랜지스터(2930)가 턴 온(turn on)한다. 트랜지스터(2930)가 턴 온하면, 트랜지스터(2812)의 게이트가 로우(low)가 되어, 트랜지스터(2812)를 턴 오프한다. 백엔드 전류가 저항들(2936, 2934)의 전압 분할자에 의해 설정된 소정의 값보다 낮게 떨어질 때, 상기 트랜지스터(2930)는 트랜지스터(2812)가 턴 온할 수 있도록 턴 오프하고, 캐패시터(2814)에 충전 경로를 제공한다. 이러한 제 2 실시예는 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡에 있어서 상기 제 1 실시예에 비해 약간의 개선을 가져온다.
설명된 상기 캣 이어 회로의 특정 실시예들은 정류 회로를 통해 AC 전원에 연결된 캣 이어 회로를 도시한다. 물론, 상기 정류 회로를 통하기 보다는 AC 전원에 직접 연결하는 캣 이어 회로를 만들 수 있다. 예를 들면, 설명된 상기 캣 이어 회로의 특정 실시예들은 대안적으로 상기 AC 전원에 연결하기 위해 개별 정류기를 포함할 수 있다.
안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 개선하도록 상기 안정기에 의해 유도되는 입력 전류를 정형화하는 수단을 제공하는 것에 더하여, 상기 캣 이어 회로는 다음의 추가적인 특징을 제공한다. 상기 캣 이어 회로는 또한 장점적으로 상기 안정기의 더 빠른 스타트-업(start-up)을 제공하고, 전형적인 종래기술의 트리클 충전(trickle-charge) 및 부트스트랩(bootstrap) 시스템들이 영향을 받는 것과 동일한 방식으로 상기 안정기의 동작 모드에 의해 영향을 받지 않는다. 효율적으로 상기 캣 이어 회로 및 상기 인버터 회로는 상대방에 영향을 미침이 없이 각각의 미세한 튜닝(tuning)을 가능하게 하도록 서로 분리된다.
개선된 본 발명의 밸리 필 회로, 제어 회로들 및 캣 이어 회로를 결합한 결과가 도 31에서 볼 수 있다. 상기 캣 이어 회로는 상기 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡이 상당히 감소되도록 입력 AC 라인 전압 파형의 제로 크로싱 근처에 있는 입력 전류를 유도해내는 수단을 포함한다. 다시 말하면, 상기 캣 이어 회로는 상기 제로 크로싱들 근처의 전류 파형에 채운다.
본 발명의 상기 개선된 밸리 필 회로는 상기 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡이 감소되도록 상기 AC 입력 전압의 각각의 하프 사이클의 상당한 부분에 걸쳐서 에너지 저장 디바이스를 충전하는 수단을 포함한다. 이것은 도 31에서 이상적인(idealized) 파형으로 도시되며, 상기 도 31에서는 각각의 라인 하프 사이클의 중간 부분에서, 상기 이상적인 파형이 사인파 전류 파형과 상당히 일치한다는 것을 볼 수 있다.
상기 캣 이어 회로 및 상기 개선된 밸리 필 회로의 결합은 상기 AC 전원으로부터 전류를 선택적으로 유도해내는 수단을 포함한다.
상기 안정기의 동작은 도 19에 설명된 바와 같이, 에너지 저장 디바이스로 하여금 상기 AC 라인 전압의 각각의 라인 하프 사이클의 피크(peak) 시간 주위에서 상기 AC 전원으로부터 보다 많은 전류를 유도해내고, 상기 AC 라인 전압의 각각의 라인 하프 사이클의 밸리들 근처에서 보다 적은 전류를 유도해낼 수 있게 하도록 버스 전압에 응답하여 인버터 회로 스위치들의 도통 시간을 선택적으로 변화시키는 수단을 포함하는 본원에 개시된 제어 회로에 의해 더 개선된다.
상기 안정기 백엔드 또는 APFC와 관련된 트랜스포머의 보조로부터라기 보다는, 상기 안정기의 정류기 스테이지를 통해서 또는 그 자신의 전용 정류기를 통해서 독립 전원 공급기 즉, 상기 안정기의 프론트 엔드에서 상기 라인으로부터 직접 그의 전력을 발생시키는 전원 공급기를 제공하면, 스타트업, 셧다운 시의 일시적인 상태들, 그리고 비정상 또는 잘못된 상태들 동안의 조정을 매우 간단하게 할 수 있다. 이 경우, 이러한 독립 전원 공급기의 바람직한 형태는 전원 공급기로서 구성된 이전에 설명된 캣 이어 회로이다. 따라서, 상기 바람직한 실시예의 상기 독립 전원 공급기는 상기 백엔드에서 상기 전원 공급기를 분리할 수 있게 함으로써, 상기 안 정기의 제어를 간단하게 하고, 이와 동시에 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시키도록 상기 라인으로부터 전류가 유도되는 방식을 더 정확하게 제어하는 수단을 제공한다.
비록 본 발명이 특정 실시예들과 관련하여 설명되었지만은, 많은 다른 변형들 및 수정들 및 기타 다른 이용들은 이 기술분야의 당업자이면 알 수 있게 될 것이다. 따라서, 본 발명은 본원에 개시된 특정 개시물로만 한정되는 것이 아니라 청부된 청구항들에 의해서만 정의되는 것이 바람직하다.

Claims (69)

  1. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 입력 단자들 및 DC 출력 단자들을 갖는 정류 회로 - 상기 AC 입력 단자들은 상기 AC 전원에 연결할 수 있고, 상기 정류 회로는 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 그의 상기 DC 출력 단자들에서 정류 출력 전압을 생성시킨다 - 와;
    입력 및 출력 단자들을 갖는 밸리 필 회로 - 상기 밸리 필 회로의 상기 입력 단자들은 상기 정류 회로의 상기 DC 출력 단자들에 연결되고, 상기 밸리 필 회로는 임피던스 및 제 1 제어가능 도통 디바이스를 통해 상기 DC 출력 단자들로부터 직접 충전할 수 있는 에너지 저장 디바이스를 포함하고, 상기 임피던스는 오직 상기 에너지 저장 디바이스에 대한 충전 전류만을 운반한다 - 와;
    상기 밸리 필 회로의 상기 출력 단자들에 연결된 입력 단자들을 갖고, 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 고 주파수 구동 전압을 생성하는 인버터 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 인버터 회로는 실질적으로 오직 상기 AC 전원으로부터만, 그리고 각각의 180°라인 주파수 하프 사이클의 90°보다 더 큰 시간 동안 상기 정류 회로를 통해 전류를 유도해내고, 이로써 상기 AC 전원으로부터 유도된 전류는 33.3% 미만의 전체 고조파 왜곡을 갖고, 그리고 이로써 상기 램프 전류는 2.1 미만의 램프 전류 파고 지수를 갖는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 램프 전류 파고 지수는 1.7 보다 작은 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 AC 전원에 연결된 캣 이어 회로를 더 포함하고, 여기서 상기 캣 이어 회로는
    상기 인버터 회로에 의해 유도된 전류가 존재하지 않는 상기 라인 전압의 제 1 제로 크로싱 다음의 제 1 시간 동안, 그리고 상기 인버터 회로에 의해 유도된 전류가 존재하지 않는 상기 라인 전압의 후속하는 제로 크로싱 이전의 제 2 시간 동안 전류를 도통함으로써, 상기 AC 전원으로부터 유도되는 전류의 전체 고조파 왜곡을 상기 캣 이어 회로가 없을 때 발생할 수 있는 것 미만으로 감소시키는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 AC 전원으로부터 유도되는 전류는 0% 이상 20% 미만인 전체 고조파 왜곡을 갖는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 상기 라인 전압의 순간 전압값이 소정의 절대값보다 작을 때 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 오직 상기 인버터 회로에 의해 유도되는 상기 전류가 실질적으로 0일 때에만 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  7. 제 3 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 적어도 상기 인버터 회로에 의해 유도되는 상기 전류가 실질적으로 0일 때 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  8. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 입력 단자들 및 DC 출력 단자들을 갖는 정류 회로 - 상기 AC 입력 단자들은 상기 AC 전원에 연결할 수 있고, 상기 정류 회로는 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 그의 상기 DC 출력 단자들에서 정류 출력 전압을 생성시킨다 - 와;
    상기 정류 회로의 상기 출력 단자들에 연결된 입력 단자들을 갖고, 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 고 주파수 구동 전압을 생성하는 인버터 회로와; 그리고
    상기 AC 전원에 연결되는 캣 이어 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 캣 이어 회로는 상기 인버터 회로에 의해 유도된 전류가 존재하지 않는, 상기 라인 전압의 제 1 제로 크로싱 다음의 제 1 시간 동안, 그리고 상기 인버터 회로에 의해 유도된 전류가 존재하지 않는, 상기 라인 전압의 후속하는 제로 크로싱 이전의 제 2 시간 동안 전류를 도통함으로써, 상기 AC 전원으로부터 유도되는 전류의 전체 고조파 왜곡을 상기 캣 이어 회로가 없을 때 발생할 수 있는 것 미만으로 감소시키는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 캣 이어 전원 공급기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 오직 상기 라인 전압의 순간 전압값이 소정의 절대값보다 작을 때에만 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 오직 상기 AC 전원으로부터 상기 인버터 회로에 의해 유도되는 전류가 실질적으로 0일 때에만 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 적어도 상기 AC 전원으로부터 상기 인버터 회로에 의해 유도되는 전류가 실질적으로 0일 때 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  13. 제 9 항에 있어서,
    상기 전자식 안정기는 거기에 연결되는 예비 회로를 포함하고, 여기서 이 예비 회로는 예비 회로 전원 공급기 입력 단자를 가지며, 상기 캣 이어 회로는 상기 예비 회로 전원 공급기 입력 단자에 연결되어 상기 예비 회로 전원 공급기 입력 단자를 구동하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  14. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 입력 단자들 및 DC 출력 단자들을 갖는 정류 회로 - 상기 AC 입력 단자들은 상기 AC 전원에 연결할 수 있고, 상기 정류 회로는 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 그의 상기 DC 출력 단자들에서 정류 출력 전압을 생성시킨다 - 와;
    입력 및 출력 단자들을 갖는 밸리 필 회로 - 상기 밸리 필 회로의 상기 입력 단자들은 상기 정류 회로의 상기 DC 출력 단자들에 연결된다 - 와;
    상기 밸리 필 회로의 상기 출력 단자들에 연결된 입력 단자들을 갖고, 상기 AC 입력 단자들이 상기 AC 전원에 의해 전압을 공급받을 때 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 고 주파수 구동 전압을 생성하는 인버터 회로 - 상기 인버터 회로는 실질적으로 오직 상기 AC 전원으로부터만, 그리고 각각의 180°라인 주파수 하프 사이클의 90°보다 더 큰 시간 동안 상기 정류 회로를 통해 전류를 유도해낸다 - 와; 그리고
    상기 AC 전원에 연결된 캣 이어 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 캣 이어 회로는 상기 라인 전압의 제 1 제로 크로싱 다음의 제 1 비교적 짧은 시간 동안, 그리고 상기 라인 전압의 후속하는 제로 크로싱 이전의 제 2 비교적 짧은 시간 동안 전류를 도통함으로써, 33.3% 미만으로 상기 AC 전원으로부터 유도되는 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시키는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 AC 전원으로부터 얻어진 전류의 전체 고조파 왜곡은 20% 미만인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  16. 제 14 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 캣 이어 전원 공급기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  17. 제 14 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 상기 라인 전압이 소정의 절대값 보다 작을 때에만 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는, 상기 인버터 회로에 의해 상기 AC 전원으로부터 얻어진 상기 전류가 실질적으로 0이 될 때에만, 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  19. 제 14 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는, 적어도 상기 인버터 회로에 의해 얻어진 전류가 실질적으로 0이 될 때, 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  20. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 입력 단자들 및 DC 출력 단자들을 갖는 정류 회로와, 여기서 상기 AC 입력 단자들은 AC 전원에 결합가능하고, 상기 정류 회로는 상기 AC 전원에 의해 상기 AC 입력 단자들에 전압이 공급될 때 자신의 상기 DC 출력 단자들에 정류된 출력 전압을 생성하며;
    입력 및 출력 단자들을 갖는 밸리 필 회로와, 여기서 상기 밸리 필 회로의 상기 입력 단자들은 상기 정류 회로의 상기 DC 출력 단자들에 연결되고, 상기 밸리 필 회로는 임피던스 및 제 1 제어가능 도통 디바이스를 통해 상기 DC 출력 단자들로부터 직접 충전가능한 에너지 저장 디바이스를 포함하며, 상기 임피던스는 상기 에너지 저장 디바이스에 대한 충전 전류 만을 전달하고;
    상기 밸리 필 회로의 상기 출력 단자들에 연결된 입력 단자들을 갖고, 상기 AC 전원에 의해 상기 AC 입력 단자들에 전압이 공급될 때, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하기 위한 고 주파수 구동 전압을 생성하는 인버터 회로와; 그리고
    상기 에너지 저장 디바이스에 결합되어, 상기 에너지 저장 디바이스가 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 90도 보다 큰 시간 동안 상기 정류 회로로부터 충전 전류를 유도해낼 수 있게 함으로써, 상기 AC 전원으로부터 얻어진 전류가 33.3% 미만의 전체 고조파 왜곡을 가질 수 있게 하는 밸리 필 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 밸리 필 제어 회로는 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 밸리 필 제어 회로는 탭형 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  23. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 제어가능 도통 디바이스는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  24. 제 20 항에 있어서,
    상기 인버터 회로는 상기 제 1 제어가능 도통 디바이스를 포함하며, 이에 의해 상기 제 1 제어가능 도통 디바이스는 이중 목적을 제공하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  25. 제 20 항에 있어서,
    상기 인버터 회로는 상기 인버터 회로의 상기 입력 단자들 양단에 연결된 직렬 연결된 제 2, 3 제어가능 도통 디바이스들을 포함하며, 이에 의해 상기 3개의 제어가능 도통 디바이스들 각각은 독립적인 장치들인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  26. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 안정기 입력 전류를 유도해내는 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 입력 단자들 및 DC 출력 단자들을 갖는 정류 회로 - 상기 AC 입력 단자들은 상기 AC 전원에 연결할 수 있고, 상기 정류 회로는 상기 AC 전원에 의해 상기 AC 입력 단자들에 전압이 공급될 때 자신의 상기 DC 출력 단자들에 정류된 출력 전압을 생성한다 - 와;
    입력 및 출력 단자들을 갖는 밸리 필 회로 - 상기 밸리 필 회로의 상기 입력 단자들은 상기 정류 회로의 상기 DC 출력 단자들에 연결된다 - 와;
    상기 밸리 필 회로의 상기 출력 단자들과 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프 사이에 결합되고, 직렬 연결된 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들을 포함하며, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하기 위한 고 주파수 구동 전압을 생성하는 인버터 회로와; 그리고
    상기 직렬 연결된 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들에 결합되어, 이들의 도통 시간을 독립적으로 제어하는 인버터 제어 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 인버터 제어 회로는, 각 라인 주파수 하프 사이클의 순간 피크 절대 전압 근처에서의 주기 동안, 비교적 좁은 펄스를 생성하도록 상기 제 1 제어가능 도통 디바이스의 도통 시간을 줄임과 동시에 비교적 넓은 펄스를 생성하도록 상기 제 2 제어가능 도통 디바이스의 도통 시간을 증가시킴으로써, 상기 램프 전류의 엔벨로프의 크기가 상기 도통 시간을 변경하지 않았을 때에 생기는 크기 아래로 험프 다운되어 상기 램프 전류의 전류 파고 지수를 감소시키며, 그리고 상기 제 2 제어가능 도통 디바이스의 도통 시간의 증가는 상기 안정기 입력 전류를 상기 도통 시간의 증가가 없었을 때에 생기는 크기 이상으로 험프 업시켜 상기 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 감소시키는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 램프 전류는 2.1 미만의 전류 파고 지수를 갖는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 램프 전류는 1.7 미만의 전류 파고 지수를 갖는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 제 2 제어가능 도통 디바이스를 통해 어떠한 전류도 흐르지 않을 때에만 상기 제 1 제어가능 도통 디바이스를 통해 전류가 흐르며, 반대로 상기 제 1 제어가능 도통 디바이스를 통해 어떠한 전류도 흐르지 않을 때에만 상기 제 2 제어가 능 도통 디바이스를 통해 전류가 흐르는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  30. 제 26 항에 있어서,
    전류가 상기 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들을 통해 번갈아 흐르는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  31. 제 26 항에 있어서,
    상기 직렬 연결된 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들의 상기 도통 시간의 합이 상기 고 주파수 구동 전압의 주기인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  32. 제 26 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 벅 컨버터 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  33. 제 26 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 스위치 저항 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  34. 제 26 항에 있어서,
    상기 인버터 제어 회로는 마이크로 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  35. 제 26 항에 있어서,
    상기 인버터 제어 회로는 디지털 신호 처리 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  36. 제 26 항에 있어서,
    상기 인버터 제어 회로는 ASIC을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  37. 적어도 하나의 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 라인에 동작가능하게 결합될 수 있는 정류 회로와;
    상기 정류 회로 양단에 연결된 전류 유도 회로(current drawing circuit)와; 그리고
    상기 정류 회로에 연결되어, 상기 적어도 하나의 램프에 램프 전류를 제공하는 인버터 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 전류 유도 회로는, 상기 안정기에 의해 유도된 입력 전류의 전체 고조파 왜곡을 줄이기 위해 상기 AC 라인의 순간 전압이 0에 가까워질 때, 상기 AC 라인으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  38. 제 37 항에 있어서,
    상기 전류 유도 회로는 캣 이어 회로인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  39. 제 38 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 소정의 컷-인과 컷-아웃 지점들 사이에서 상기 AC 라인으로부터 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  40. 제 38 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 모니터링 회로를 포함하며, 상기 모니터링 회로는 상기 인버터 회로에 의해 유도된 전류를 능동적으로 모니터하고, 그리고 상기 인버터 회로가 소정값 이상으로 전류를 유도하고 있지 않을 때에만 전류를 유도하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  41. 적어도 하나의 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 라인에 동작가능하게 연결될 수 있는 정류 회로와;
    캐패시터를 포함하며, 임피던스 및 제 1 전자 스위칭 장치를 통해 상기 정류 회로로부터 상기 캐패시터를 선택적으로 충전시시키는 밸리 필 회로와; 그리고
    상기 적어도 하나의 램프에 램프 전류를 공급하기 위해 적어도 하나의 전자 스위칭 장치를 포함하는 인버터 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 캐패시터는 상기 AC 라인의 각 하프 사이클의 적어도 90도 동안 충전되는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  42. 제 41 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 벅 컨버터 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  43. 제 41 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  44. 제 41 항에 있어서,
    상기 제 1 전자 스위칭 장치는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  45. 제 41 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 상기 인버터 회로의 상기 적어도 하나의 스위칭 장치중 적어도 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  46. 제 41 항에 있어서,
    상기 캐패시터로의 에너지 전달을 제어하기 위해 상기 캐패시터에 결합된 플라이백 트랜스포머를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  47. 제 46 항에 있어서,
    상기 플라이백 트랜스포머는 제어가능 도통 디바이스에 의해 상기 캐패시터에 연결되는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  48. 적어도 하나의 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 라인에 동작가능하게 연결될 수 있는 정류 회로와;
    에너지 저장 디바이스를 포함하며, 상기 에너지 저장 디바이스를 선택적으로 충전시키는 밸리 필 회로와;
    상기 적어도 하나의 램프에 램프 전류를 제공하며, 제 2 전자 스위치에 직렬 연결된 제 1 전자 스위치를 포함하는 인버터와; 그리고
    상기 제 1, 2 전자 스위치들의 도통 시간을 제어하는 제어 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 AC 라인의 절대 피크 전압 시간 근처의 시간 동안 상기 제 1 전자 스위치는 제 1 시간 동안 도통하도록 제어되고, 상기 제 2 전자 스위치는 상기 제 1 시간보다 긴 제 2 시간 동안 도통하도록 제어됨으로써, 안정기 입력 전류의 전체 고조파 왜곡 및 상기 램프 전류의 전류 파고 지수가 감소되는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  49. 제 48 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 벅 컨버터 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  50. 제 48 항에 있어서,
    상기 밸리 필 회로는 스위치 저항 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  51. 제 48 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 마이크로프로세서를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  52. 제 48 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 디지털 신호 처리기를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  53. 제 48 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 ASIC을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  54. 제 49 항에 있어서,
    상기 벅 컨버터 회로는 탭형 인덕터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  55. 제 48 항에 있어서,
    플라이백 트랜스포머를 더 포함하며, 그리고 여기서 상기 에너지 저장 디바이스는 상기 플라이백 트랜스포머를 통해 충전되는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  56. 적어도 하나의 램프를 구동하는 전자식 안정기로서,
    AC 라인에 동작가능하게 연결될 수 있는 정류 회로와;
    에너지 저장 디바이스를 포함하며, 상기 에너지 저장 디바이스를 선택적으로 충전시키는 밸리 필 회로와;
    램프에 램프 전류를 공급하는 인버터 회로를 포함하는 백 엔드와;
    상기 인버터 회로의 동작을 제어하는 제어 회로와; 그리고
    상기 제어 회로에 파워를 공급하는 캣 이어 회로를 포함하여 구성되며,
    여기서 상기 인버터 회로는 상기 AC 라인의 각 하프 사이클의 90도 보다 큰 각 하프 사이클의 소정 부분 동안 상기 AC 라인으로부터 제 1 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  57. 제 56 항에 있어서,
    상기 인버터 회로는 상기 각 하프 사이클의 제 1 부분 동안 상기 제 1 전류를 유도해내며, 상기 캣 이어 회로는 상기 각 하프 사이클의 실질적으로 겹치지 않는 제 2 부분 동안 상기 AC 라인으로부터 제 2 전류를 유도해내는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  58. 제 57 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 상기 각 하프 사이클의 소정의 고정된 컷-인 지점에서 상기 제 2 전류를 유도해내기 시작하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  59. 제 57 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 상기 각 하프 사이클의 소정의 고정된 컷-아웃 지점에서 상기 제 2 전류를 유도해내는 것을 중단하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
  60. 제 57 항에 있어서,
    상기 캣 이어 회로는 상기 백 엔드에 의해 유도된 전류를 모니터하는 액티브 백 엔드 전류 모니터링 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자식 안정기.
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  63. 삭제
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  65. 삭제
  66. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기에 의해 제공되는 램프 전류의 전류 파고 지수를 2.1 미만으로 줄이고, 안정기 입력 전류 전체 고조파 왜곡을 33.3% 미만으로 줄이는 방법으로서,
    a) 상기 AC 전원으로부터 실질적으로 사인파 라인 전압을 수신하는 단계와;
    b) 상기 AC 전원으로부터의 실질적으로 사인파 라인 전압을 정류하여, 전파 정류 전압을 제공하는 단계와;
    c) 임피던스 및 제어가능 도통 디바이스를 통해 상기 전파 정류 전압으로부터 에너지 저장 디바이스를 충전하여, DC 전압을 제공하는 단계와;
    d) 상기 전파 정류 전압의 피크들 사이에 상기 DC 전압을 제공함으로써 상기 전파 정류 전압을 변형시켜, 밸리 필 전압을 제공하는 단계와;
    e) 상기 밸리 필 전압을 인버터에 인가하여, 고 주파수 AC 전압을 제공하는 단계와;
    f) 상기 고 주파수 AC 전압을 이용하여, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 단계와; 그리고
    g) 상기 인버터로 하여금 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 90도 보다 큰 시간 동안 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내게 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  67. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원에 연결가능하고, 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기에서, 안정기 입력 전류 전체 고조파 왜곡을 33.3% 미만으로 줄이는 방법으로서,
    a) 상기 AC 전원으로부터의 사인파 라인 전압을 정류하여, 전파 정류 전압을 제공하는 단계와;
    b) 상기 전파 정류 전압의 피크들 사이에 DC 전압을 제공함으로써 상기 전파 정류 전압을 변형시켜, 밸리 필 전압을 제공하는 단계와;
    c) 상기 밸리 필 전압을 인버터에 인가하여, 고 주파수 AC 전압을 제공하는 단계와;
    d) 상기 고 주파수 AC 전압을 이용하여, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 단계와;
    e) 상기 인버터로 하여금 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 90도 보다 큰 시간 동안 임피던스 및 제어가능 도통 디바이스를 통해 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내게 하는 단계와; 그리고
    f) 라인 전압 제로 크로싱 다음의 제 1 시간 간격 및 다음 라인 전압 제로 크로싱 바로 이전의 제 2 시간 간격 동안 상기 AC 전원으로부터 캣 이어 회로를 통해 추가적인 전류를 유도해내는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  68. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기에서 안정기 입력 전류 전체 고조파 왜곡을 33.3% 미만으로 줄이는 방법으로서,
    a) 상기 AC 전원으로부터의 실질적으로 사인파 라인 전압을 정류하여, 전파 정류 전압을 제공하는 단계와;
    b) 밸리 필 전압을 제공하기 위해 상기 전파 정류 전압의 피크들 사이에 DC 전압을 제공함으로써 상기 전파 정류 전압을 변형시키는 에너지 저장 디바이스를 제공하는 단계와;
    c) 상기 밸리 필 전압을 인버터에 인가하여, 고 주파수 AC 전압을 제공하는 단계와;
    d) 상기 고 주파수 AC 전압을 이용하여, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 단계와; 그리고
    e) 상기 에너지 저장 디바이스로 하여금 각각의 180도 라인 주파수 하프 사이클의 90도 보다 큰 시간 동안 임피던스 및 제어가능 도통 디바이스를 통해 상기 AC 전원으로부터 전류를 유도해내게 하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  69. 소정의 라인 주파수에서 실질적으로 사인파 라인 전압을 갖는 AC 전원으로부터 적어도 하나의 가스 방전 램프를 구동하는 전자식 안정기에서 전류 파고 지수를 줄이고, 안정기 입력 전류 전체 고조파 왜곡을 줄이는 방법으로서,
    a) 상기 AC 전원으로부터의 실질적으로 사인파 라인 전압을 정류하여, 전파 정류 전압을 제공하는 단계와;
    b) 상기 전파 정류 전압의 피크들 사이에 DC 전압을 제공함으로써 상기 전파 정류 전압을 변형시켜, 밸리 필 전압을 제공하는 단계와;
    c) 상기 밸리 필 전압을 적어도 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들을 가지는 인버터에 인가하여, 고 주파수 AC 전압을 제공하는 단계와;
    d) 상기 고 주파수 AC 전압을 이용하여, 상기 적어도 하나의 가스 방전 램프를 통해 램프 전류를 구동하는 단계와; 그리고
    e) 상기 AC 전원의 절대 피크 전압 시간 근처의 시간 동안 상기 안정기의 입력 전류를 험프 업시키고 상기 램프 전류를 험프 다운시키도록 상기 제 1, 2 제어가능 도통 디바이스들의 도통 시간을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
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Families Citing this family (89)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6660948B2 (en) * 2001-02-28 2003-12-09 Vip Investments Ltd. Switch matrix
JP4558323B2 (ja) * 2002-01-08 2010-10-06 コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ ガス放電ランプ用回路
JPWO2003105542A1 (ja) * 2002-06-07 2005-10-13 松下電器産業株式会社 無電極放電ランプ点灯装置、電球形無電極蛍光ランプおよび放電ランプ点灯装置
US6998796B2 (en) * 2002-08-16 2006-02-14 Bruce Industries, Inc. Fluorescent lamp ballast control circuit
KR100900463B1 (ko) * 2002-12-06 2009-06-02 삼성전자주식회사 전원공급장치 및 이를 이용한 액정표시장치
US6934168B2 (en) * 2003-02-27 2005-08-23 International Rectifier Corporation Single stage PFC and power converter unit
US6781323B1 (en) * 2003-06-06 2004-08-24 Delta Electronics, Inc. Electronic ballast with crest factor correction
US7091672B2 (en) * 2003-06-10 2006-08-15 Lutron Electronics Co., Inc. High efficiency off-line linear power supply
US7755506B1 (en) 2003-09-03 2010-07-13 Legrand Home Systems, Inc. Automation and theater control system
JP4596866B2 (ja) * 2003-09-09 2010-12-15 パナソニック株式会社 モータ駆動装置
JP2005142130A (ja) * 2003-11-10 2005-06-02 Matsushita Electric Works Ltd 高圧放電灯点灯装置及び照明器具
US7075251B2 (en) * 2003-12-05 2006-07-11 General Electric Company Universal platform for phase dimming discharge lighting ballast and lamp
US7619539B2 (en) * 2004-02-13 2009-11-17 Lutron Electronics Co., Inc. Multiple-input electronic ballast with processor
US7067987B2 (en) * 2004-03-26 2006-06-27 Argent Electric, Inc. Electronic ballast with closed loop control using composite current and voltage feedback and method thereof
US7038503B2 (en) * 2004-07-08 2006-05-02 Mobiletron Electronics Co., Ltd. Driving circuit for electrical nailing gun
US20060066260A1 (en) * 2004-09-30 2006-03-30 Fumio Maruyama Filament lamp light quantity control method and filament lamp light quantity control unit and filament lamp light source unit
US7122975B2 (en) * 2004-09-30 2006-10-17 Sumita Optical Glass, Inc. Filament lamp light quantity control method and filament lamp light quantity control unit and filament lamp light source unit
TWI345430B (en) * 2005-01-19 2011-07-11 Monolithic Power Systems Inc Method and apparatus for dc to ac power conversion for driving discharge lamps
AU2006223028B2 (en) 2005-03-12 2009-07-23 Lutron Electronics Co., Inc. Handheld programmer for lighting control system
US20090273433A1 (en) * 2005-03-12 2009-11-05 Rigatti Christopher J Method of automatically programming a new ballast on a digital ballast communication link
US7432661B2 (en) * 2005-05-02 2008-10-07 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic ballast having a flyback cat-ear power supply
US20060244395A1 (en) * 2005-05-02 2006-11-02 Taipale Mark S Electronic ballast having missing lamp detection
US7242150B2 (en) * 2005-05-12 2007-07-10 Lutron Electronics Co., Inc. Dimmer having a power supply monitoring circuit
US8892913B2 (en) 2005-06-30 2014-11-18 Lutron Electronics Co., Inc. Load control device having a low-power mode
BRPI0613294A2 (pt) 2005-06-30 2012-12-04 Lutron Electronics Co dispositivo de controle de carga bifásico de energia liberada a uma carga elétrica a partir de uma fonte de voltagem e fonte de energia para o dispositivo e método para gerar uma voltagem dc (vcc) no referido dispositivo e prover voltagem dc ao controlador do dispositivo de controle de carga
WO2007050047A1 (en) * 2005-08-16 2007-05-03 Argent Electric Electronic ballast with closed loop control using composite current and voltage feedback and method thereof
CN1925714B (zh) * 2005-09-02 2010-05-05 索玉昇 气体放电灯的多段调光控制装置及其调光控制方法
US7778262B2 (en) * 2005-09-07 2010-08-17 Vantage Controls, Inc. Radio frequency multiple protocol bridge
US20070121653A1 (en) * 2005-11-04 2007-05-31 Reckamp Steven R Protocol independent application layer for an automation network
US7694005B2 (en) 2005-11-04 2010-04-06 Intermatic Incorporated Remote device management in a home automation data transfer system
US20070256085A1 (en) * 2005-11-04 2007-11-01 Reckamp Steven R Device types and units for a home automation data transfer system
US7698448B2 (en) * 2005-11-04 2010-04-13 Intermatic Incorporated Proxy commands and devices for a home automation data transfer system
US7870232B2 (en) * 2005-11-04 2011-01-11 Intermatic Incorporated Messaging in a home automation data transfer system
US20070108920A1 (en) * 2005-11-17 2007-05-17 Shien-Meng Lee Current-limit ballast for fluorescent lamp
US7365499B2 (en) * 2005-12-29 2008-04-29 General Electric Company Crest factor reduction method for electronically ballasted lamps
US7378806B2 (en) * 2005-12-29 2008-05-27 General Electric Company Output short circuit protection for electronic ballasts
US7323827B2 (en) * 2005-12-29 2008-01-29 General Electric Company Ripple reduction method for electronic ballasts
US7489090B2 (en) * 2006-02-13 2009-02-10 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic ballast having adaptive frequency shifting
US20080088180A1 (en) * 2006-10-13 2008-04-17 Cash Audwin W Method of load shedding to reduce the total power consumption of a load control system
US20080092075A1 (en) * 2006-10-13 2008-04-17 Joe Suresh Jacob Method of building a database of a lighting control system
US7747357B2 (en) * 2006-11-13 2010-06-29 Lutron Electronics Co., Inc. Method of communicating a command for load shedding of a load control system
US20100295477A1 (en) * 2006-12-12 2010-11-25 Koninklijke Philips Electronics N.V. Method for operating a gas discharge lamp and a gas discharge lamp driver system
TWI358696B (en) * 2006-12-29 2012-02-21 Chimei Innolux Corp Power circuit and liquid crystal display device us
US7764479B2 (en) 2007-04-18 2010-07-27 Lutron Electronics Co., Inc. Communication circuit for a digital electronic dimming ballast
US7528554B2 (en) * 2007-05-11 2009-05-05 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic ballast having a boost converter with an improved range of output power
KR100871391B1 (ko) * 2007-09-21 2008-12-02 (주)애버드세미컨 배압회로를 이용한 고역률 안정기 전원회로
US8067926B2 (en) * 2007-12-21 2011-11-29 Lutron Electronics Co., Inc. Power supply for a load control device
US7889526B2 (en) * 2008-05-02 2011-02-15 Lutron Electronics Co., Inc. Cat-ear power supply having a latch reset circuit
US8287204B2 (en) * 2008-06-23 2012-10-16 Silverbrook Research Pty Ltd Electronic pen with retractable and replaceable cartridge
US8228002B2 (en) * 2008-09-05 2012-07-24 Lutron Electronics Co., Inc. Hybrid light source
US8008866B2 (en) 2008-09-05 2011-08-30 Lutron Electronics Co., Inc. Hybrid light source
US8067902B2 (en) * 2008-09-05 2011-11-29 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic ballast having a symmetric topology
US8049430B2 (en) 2008-09-05 2011-11-01 Lutron Electronics Co., Inc. Electronic ballast having a partially self-oscillating inverter circuit
US8049432B2 (en) * 2008-09-05 2011-11-01 Lutron Electronics Co., Inc. Measurement circuit for an electronic ballast
WO2010031429A2 (de) * 2008-09-17 2010-03-25 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Schaltung und verfahren zum dimmen eines leuchtmittels
CN101415285B (zh) * 2008-12-03 2012-06-27 江西宝迪光电科技有限公司 高频反馈电路
KR101512054B1 (ko) * 2008-12-08 2015-04-14 삼성디스플레이 주식회사 광원 구동 방법, 이를 수행하기 위한 광원 장치 및 이 광원장치를 포함하는 표시 장치
US8866401B2 (en) * 2009-03-06 2014-10-21 Lutron Electronics Co., Inc. Multi-stage power supply for a load control device having a low-power mode
US8680969B2 (en) 2009-03-20 2014-03-25 Lutron Electronics Co., Inc. Method of confirming that a control device complies with a predefined protocol standard
US8760262B2 (en) 2009-03-20 2014-06-24 Lutron Electronics Co., Inc. Method of automatically programming a load control device using a remote identification tag
US20110056707A1 (en) * 2009-09-08 2011-03-10 Jonathan Gamble Fire-Extinguishing System and Method for Operating Servo Motor-Driven Foam Pump
US8164293B2 (en) * 2009-09-08 2012-04-24 Hoffman Enclosures, Inc. Method of controlling a motor
US8297369B2 (en) * 2009-09-08 2012-10-30 Sta-Rite Industries, Llc Fire-extinguishing system with servo motor-driven foam pump
US8183810B2 (en) 2009-09-08 2012-05-22 Hoffman Enclosures, Inc. Method of operating a motor
US8274240B2 (en) 2010-02-01 2012-09-25 Lutron Electronics Co., Inc. Switching circuit having delay for inrush current protection
US8278839B2 (en) 2010-02-01 2012-10-02 Lutron Electronics Co., Inc. Switching circuit having delay for inrush current protection
US8288958B2 (en) * 2010-02-16 2012-10-16 Vito Rinaldi Dynamic application of cut-out pulses in alternating current power
US8384369B2 (en) * 2010-02-16 2013-02-26 Cavet Holdings Limited Microprocessor controlled variation in cut-out pulse application in alternating current power
US8204706B2 (en) * 2010-03-04 2012-06-19 Cavet Holdings Limited Dynamic synchronization system and methods
CN101868105B (zh) * 2010-05-28 2013-12-11 浙江大邦科技有限公司 一种电子镇流器及其过压保护方法
CN102281696A (zh) * 2011-05-31 2011-12-14 李建华 一种宽电压微功耗高效直管荧光灯电子镇流器
US8810146B1 (en) 2011-11-04 2014-08-19 Universal Lighting Technologies, Inc. Lighting device with circuit and method for detecting power converter activity
EP2595459A3 (en) * 2011-11-17 2014-07-30 Atlas Material Testing Technology, Llc. Power supply for xenon lamps in an accelerated weathering test apparatus
CN103582269A (zh) * 2012-07-31 2014-02-12 通用电气公司 用于气体放电灯的镇流器
US9204504B2 (en) 2012-09-17 2015-12-01 Energy Focus, Inc. LED lamp system
US9748858B2 (en) 2012-09-28 2017-08-29 Osram Sylvania Inc. Solid state light source driver establishing buck or boost operation
TWI484867B (zh) * 2012-11-16 2015-05-11 Delta Electronics Inc 具即時改善電流尖峰因素功能之電子安定器
CN103826375B (zh) * 2012-11-16 2016-02-10 台达电子工业股份有限公司 具即时改善电流尖峰因数功能的电子安定器
TWI458242B (zh) * 2012-11-16 2014-10-21 Ind Tech Res Inst 直流轉換電路
US9955547B2 (en) 2013-03-14 2018-04-24 Lutron Electronics Co., Inc. Charging an input capacitor of a load control device
CN103312144B (zh) * 2013-07-03 2015-05-13 上海路千电子科技有限公司 一种有源控制的填谷电路及其控制方法
CN103619114B (zh) * 2013-12-19 2015-06-10 山东建筑大学 可减小对电网电压波形畸变影响的电子型镇流器
CN104079185B (zh) * 2014-06-18 2017-01-04 广州金升阳科技有限公司 一种带保护功能的填谷电路
CN104022636A (zh) * 2014-06-19 2014-09-03 熊晓丹 一种驱动开关型负载的高功率因数填谷电路及开关电源
CN105592601A (zh) * 2014-10-20 2016-05-18 硕颉科技股份有限公司 具备宽电压输入的负载驱动装置
CA3054568C (en) 2017-02-24 2023-03-07 Lutron Technology Company Llc Turn-on procedure for a load control device
CN106991221B (zh) * 2017-03-24 2020-04-24 清华大学 一种基于igbt器件瞬态物理过程的分段折线建模方法
CN110635700A (zh) * 2018-06-25 2019-12-31 半导体组件工业公司 电源转换器以及用于控制电源转换器的方法和初级控制器
CN117728478B (zh) * 2024-02-08 2024-04-19 四川大学 并联型三端直流输电系统线路分段处谐波传递分析方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5387847A (en) * 1994-03-04 1995-02-07 International Rectifier Corporation Passive power factor ballast circuit for the gas discharge lamps

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5185560A (en) * 1978-03-20 1993-02-09 Nilssen Ole K Electronic fluorescent lamp ballast
US5621279A (en) * 1990-06-29 1997-04-15 Nilssen; Ole K. Power-factor-corrected electronic ballast circuit
US5434480A (en) * 1993-10-12 1995-07-18 Bobel; Andrzej A. Electronic device for powering a gas discharge road from a low frequency source
US5539281A (en) * 1994-06-28 1996-07-23 Energy Savings, Inc. Externally dimmable electronic ballast
US5568041A (en) * 1995-02-09 1996-10-22 Magnetek, Inc. Low-cost power factor correction circuit and method for electronic ballasts
US5757166A (en) * 1995-11-30 1998-05-26 Motorola, Inc. Power factor correction controlled boost converter with an improved zero current detection circuit for operation under high input voltage conditions
US5994847A (en) * 1997-01-31 1999-11-30 Motorola Inc. Electronic ballast with lamp current valley-fill power factor correction
US5925990A (en) * 1997-12-19 1999-07-20 Energy Savings, Inc. Microprocessor controlled electronic ballast
US5986901A (en) * 1998-07-09 1999-11-16 Matsushita Electric Works R&D Laboratory, Inc. Power factor correction circuit for a power supply
KR100335990B1 (ko) * 1999-08-27 2002-05-10 윤덕용 형광등용 전자식 안정기의 역률 개선회로
US6061259A (en) 1999-08-30 2000-05-09 Demichele; Glenn Protected transformerless AC to DC power converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5387847A (en) * 1994-03-04 1995-02-07 International Rectifier Corporation Passive power factor ballast circuit for the gas discharge lamps

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