MX2014008123A

MX2014008123A - Diseño de controlador de precompensacion de audio usando un conjunto variable de bocinas de soporte.

Info

Publication number: MX2014008123A
Application number: MX2014008123A
Authority: MX
Inventors: Lars-Johan Brännmark; Anders Ahlén; Adrian Bahne
Original assignee: Dirac Res Ab
Priority date: 2012-03-22
Filing date: 2012-03-22
Publication date: 2014-10-17
Also published as: RU2595896C2; BR112014018342A2; EP2692155A1; CN104186001B; ES2683821T3; BR112014018342A8; EP2692155B1; KR101895656B1; RU2014132848A; CN104186001A; BR112014018342B1; WO2013141768A1; KR20140138972A; ZA201404833B; SG11201403493XA; EP2692155A4; JP2015512579A; US9781510B2; US20140153744A1; JP5957137B2

Abstract

Una idea básica es determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una teniendo una entrada de bocina. El controlador de precompensación de audio tiene un número L = 1 de entradas para L señales de entrada, y N salidas para N señales de salida del controlador, una para cada bocina. Es importante estimar, para cada una de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada posición de medición. También es importante especificar, para cada una de las L señal(es) de entrada, una seleccionada de las N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto S seleccionado que incluye por lo menos una de las N bocinas como bocina(s) de soporte. Un punto clave es especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada posición de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde la demora de propagación acústica es determinada con base en la distancia de la bocina primaria a la posición de medición respectiva. La idea entonces es determinar, para cada una de las L señal(es) de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y la bocina(s) de soporte seleccionada, los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica del controlador de precompensación de audio.

Description

DISEÑO DE CONTROLADOR DE PRECOMPENSACION DE AUDIO USANDO UN CONJUNTO VARIABLE DE BOCINAS DE SOPORTE Campo técnico de la invención La presente invención se refiere generalmente a precompensación de audio digital y muy particularmente al diseño de un controlador de precompensación de audio digital que genera varias señales a un sistema de generación de sonido, con la finalidad de modificar la respuesta dinámica del sistema compensado, como se mide en varias posiciones de medición en una región espacial de interés en un ambiente de escucha .

Antecedentes de la invención Un sistema para generar o reproducir sonido incluyendo amplificadores, cables, bocinas y acústica de cuarto- siempre afectará las propiedades espectrales, transitorias y espaciales de un sonido reproducido, a menudo en formas no deseadas. En particular, la reverberación acústica del cuarto en donde es colocado el equipo tiene un efecto considerable y a menudo perjudicial sobre la calidad de audio percibida del sistema. El efecto de reverberación a menudo se describe de manera diferente dependiendo de qué región de frecuencia es considerada. A bajas frecuencias, la reverberación a menudo se describe en términos de resonancias, ondas estacionarias, o los llamados modos de cuarto, que afectan el sonido reproducido al introducir fuertes picos y vacíos profundos a distintas frecuencias en el extremo bajo del espectro. A frecuencias más altas, generalmente se piensa de la reverberación como reflejos que llegan a los oídos del escucha en algún tiempo después del sonido directo desde la bocina misma.

La reproducción de sonido con una calidad muy alta generalmente se puede obtener usando conjuntos de cables, amplificadores y bocinas de alta calidad, y modificando las propiedades acústicas del cuarto usando por ejemplo difusores acústicos, resonadores de Helmholtz y materiales acústicamente absorbentes. Sin embargo, dichos medios pasivos para mejorar la calidad del sonido son molestos, costosos y algunas veces incluso no son factibles.

Otros medios para mejorar la calidad de los sistemas de reproducción de sonido incluyen soluciones activas basadas en filtración digital, a menudo referidas como precompensación, ecualización o des-reverberación. Un filtro de precompensación, !R en la figura 1, es entonces colocado entre la fuente de señal de audio original y el equipo de audio. Las propiedades dinámicas del sistema de generación de sonido se pueden medir y modelar registrando la respuesta del sistema a señales de prueba conocidas en una o varias posiciones en el cuarto. El filtro "K después se calcula y se implementa para compensar las propiedades medidas del sistema, simbolizadas por J-f en la figura 1. En particular, es deseable que la respuesta de fase y amplitud del sistema compensado esté cerca de una respuesta ideal pre-especificada, simbolizada por > en la figura 1, en todas las posiciones de medición. En otras palabras, se requiere que la reproducción de sonido compensada y(t) coincida con la yref(t) ideal a algún grado dado de exactitud. Se pretende que la pre-distorsión generada por el pre-compensador ?, contrarreste la distorsión debida al sistema de tal manera que la reproducción de sonido resultante tenga la característica de sonido de ?). A fin de obtener un pre-compensador que sea robusto y prácticamente útil, es importante darse cuenta que el modelo J-f puede no ser una descripción perfecta del sistema real, y los registros de las respuestas al sistema pueden contener perturbaciones debido a, por ejemplo, ruido de fondo. Dichos errores de medición y modelado por ejemplo pueden ser representadas al añadir una señal de ruido, e(t) en la figura 1 al sistema, produciendo la salida del sistema medida ym(t) . Como se describirá a continuación, errores de modelado e incertidumbres acerca del sistema también se pueden incluir en el modelo J-f que entonces es parcialmente parametrizado por variables aleatorias con distribuciones de probabilidad especificadas.

Hasta los límites físicos del sistema, por lo tanto por lo menos en teoría es posible lograr una calidad de reproducción de sonido mejorada sin el alto costo de usar equipo de audio de gama alta extremo. La finalidad del diseño podría ser, por ejemplo, cancelar resonancias acústicas y efectos de difracción causados al construir de manera imperfecta gabinetes de bocinas. Otra implicación podría ser reducir al mínimo el efecto de modos de cuarto (es decir, picos de resonancia de baja frecuencia y vacíos) en diferentes lugares del cuarto de escucha. Otra finalidad más podría ser obtener un balance tonal placentero y una imagen de estéreo percibida detallada.

Hasta ahora, los métodos establecidos para precompensación digital de sistemas de audio que existen en el mercado comercial y en la literatura científica son principalmente métodos de un solo canal, véase por ejemplo [17] . La precompensación de un solo canal se refiere al principio de que la señal de entrada a una bocina es procesada por un solo filtro. Cuando la precompensación de un solo canal se aplica a un sistema de sonido que contiene más de un canal de bocina -por ejemplo un sistema de cine en casa 5.1 que tiene 5 canales de banda ancha y un altavoz para sonidos bajos- significa que los filtros para diferentes canales de bocinas se determinan individualmente e independientemente unos de otros. El grado al cual cada bocina compensada realmente logra su respuesta objetivo ideal especificada en todas las posiciones de medición depende principalmente de los siguientes dos factores: 1. Si la respuesta de impulso de la bocina y el cuarto no son completamente de carácter de fase mínimo, entonces el filtro de compensación debe ser del tipo denominado fase mixta, para corregir los componentes de distorsión que no están en fase mínima. Como casi todas las respuestas de impulso de bocina-cuarto contienen componentes de fase no mínimos [23] , un filtro de fase mínima será insuficiente para compensar el sistema por lo que alcanza completamente la respuesta objetivo. Como el diseño de filtros de fase mixta para uso de audio es considerablemente menor directamente que el diseño de filtros de fase mínima, la mayoría de los productos existentes para precompensación digital hacen uso de filtros que están restringidos para ser del tipo de fase mínima. 2. La respuesta de impulso de una bocina varía entre diferentes posiciones de medición, como es normalmente el caso en un cuarto, entonces un solo filtro no será capaz de corregir completamente la respuesta de la bocina en todas las posiciones de medición debido a requerimiento de conflicto en diferentes posiciones. En un sentido promedio la respuesta del sistema compensado puede estar más cerca del objetivo, pero debido a la variabilidad espacial del sistema, siempre habrá errores restantes en cada posición de medición.

Más aún, si se usa un compensador de fase mixta, entonces pueden ocurrir errores en forma de los denominados "pre-timbrados" a menos que el compensador sea diseñado con gran precaución [5]. Los errores de pre-timbrado se sabe que son perceptualmente mucho más objetables que los post-timbrados . En [5, 6] se muestra cómo diseñar un compensador de fase mixta que alivia el problema de errores de pre-timbrado, al corregir únicamente la distorsión de fase no mínima que es común a todas las posiciones de medición.

Por lo tanto, el método de compensación de un solo canal tiene una limitación potencial en que sólo puede corregir las respuestas de impulso y frecuencia en un sentido promedio cuando múltiples posiciones de medición son consideradas. En un ambiente acústico en donde la respuesta original de una bocina varía mucho entre las posiciones de medición, esta variabilidad permanecerá también en las respuestas de la bocina compensada, aunque el rendimiento del sistema compensado en promedio está más cerca del rendimiento objetivo. Además, el diseño de un compensador con respecto a sólo una posición de medición no es una opción realista debido a que es bien sabido que los diseños' de un solo punto producen filtros que son extremadamente no robustos y degradan el rendimiento del sistema en todas las demás posiciones en el cuarto [13, 14].

Por lo tanto, se puede concluir que los métodos de precompensación de un solo canal son más efectivos para corregir degradaciones que son sistemáticas sobre la región espacial de interés, es decir, componentes de distorsión que son comunes, o por lo menos casi comunes, a todas las posiciones de medición. Típicamente, dichas degradaciones sistemáticas son causadas por la bocina misma, o por superficies reflejantes muy cerca de las bocinas, o por acústica de cuarto en frecuencias bajas, en donde la longitud de onda es comparada en gran medida con la región de interés. Si un sistema de reproducción de sonido, incluyendo su ambiente acústico, es tal que su distorsión espacialmente variable domina sobre su distorsión espacialmente común, entonces la mejora de calidad de sonido ofrecida por métodos de un solo canal es infortunadamente más bien pequeña.

Considerando lo anterior, uno se puede preguntar si una estrategia de precompensación de rendimiento más alto se puede obtener, por ejemplo usando bocinas y estructuras de filtro de una manera más flexible que lo que es sugerido por lo métodos de un solo canal establecidos. En la literatura de investigación relacionada con acústica, pocas estrategias diferentes que van más allá de la filtración de un solo canal tradicional han sido identificadas [2, 7, 9, 10, 11, 12, 18, 21, 22, 24, 25, 29, 33, 34]. En resumen, los métodos conocidos se pueden agrupar en las siguientes categorías. 1. Los métodos en la primera categoría se basan en una perspectiva física acerca de la acústica del cuarto y particularmente el acoplamiento acústico entre bocinas y modos de resonancia de baja frecuencia del cuarto. Es bien sabido que una colocación física cuidadosamente seleccionada de bocinas y el uso de varios altavoces para bajas frecuencias son útiles para reducir el efecto de modos de cuarto [ 3 ] . 2. Otro principio es el método de disipación de fuente [7, 8, 33] en donde los modos de cuarto son reducidos al colocar un número de altavoces para sonidos bajos en forma simétrica en el cuarto, después de lo cual se aplican ajustes de retraso, ganancia y fase a los diferentes canales de altavoz para sonidos bajos. De acuerdo con este método, los altavoces para sonidos bajos en la pared frontal del cuarto actúan como fuentes de sonido, mientras que los altavoces para sonidos bajos ajustados en retraso, ganancia y fase en la pared posterior actúan como disipadores, es decir, amortiguadores de sonido, que anulan los reflejos de baja frecuencia desde la pared posterior. Sin embargo, el método es restringido para trabajar sólo sobre la parte más baja del espectro (por debajo de 150 Hz) , y el tipo de ajustes hechos a las señales de altavoz para sonidos bajos son muy primitivos . 3. Un tercer método importante es ecualización modal [16, 21], en la cual las resonancias modales y sus tiempos de disminución son ecualizados por pre-filtros digitales. Este método implica una identificación explícita de las frecuencias del centro y tiempos de disminución de modos de un solo cuarto, y se limita a trabajar a frecuencias muy bajas (típicamente sólo por debajo de 200 Hz) en donde las resonancias del cuarto se supone que son distintas y bien separadas sobre el eje de frecuencia. La referencia [16] describe dos posibles enfoques, el tipo I, que es un ecualizador de un solo canal y el tipo II, que usa dos o más canales para anular los modos de cuarto. Es reconocido en [16] que el diseño de filtro para ecualización modal de tipo II no es directa cuando más de dos canales se usan, y una solución explícita al caso del diseño de multicanales no se presenta. En total, el enfoque es insatisfactorio ya que se basa en suposiciones que en general no son satisfechas en un cuarto típico, por ejemplo que todos los modos sometidos a ecualización sean bien separados y estimables con alta precisión . 4. Una cuarta categoría de métodos se basa en el diseño de filtro de multicanales bajo varios objetivos. Un objetivo es control de ruido activo, en donde el sonido de una o varias bocinas se usan para anular perturbaciones acústicas no deseadas, véase, por ejemplo [11]. Un segundo objetivo es obtener una reproducción exacta de presiones de sonido específicas en un pequeño número de posiciones espaciales, típicamente en las posiciones de los oídos del escucha humano. Este enfoque a menudo es referido como una anulación de interferencia, imagen acústica virtual o estéreo transaural [2, 22, 24, 25]. Un inconveniente de este enfoque es que su rendimiento es extremadamente sensible a pequeños movimientos del escucha, y particularmente no es robusto en cuartos reverberantes normales. Un tercer objetivo común se refiere a técnicas de sometimiento de audio "holofónico" tales como síntesis de campo de ondas (WFS) y ambisónicos de orden alto (HOA) [10, 28, 30], que tienen como finalidad reproducir campos de sonido arbitrarios en grandes regiones en dos o tres dimensiones usando arreglos de bocinas masivos de 50 o más bocinas. Un número de diseño de filtro de multicanales se han propuesto para mejorar el rendimiento de WFS, HOA y técnicas relacionadas, véase, por ejemplo [9, 12, 18, 29. Un cuarto objetivo se refiere a la minimización de interacción de fase destructiva en la región de frecuencia de interferencia, entre altavoces para sonidos bajos y bocinas de satélite en sistemas de sonido que utilizan el llamado manejo de bajo [3] . Estos diseños de filtro en multicanales mencionados no son adecuados como soluciones al problema de precompensacion de bocina fuerte general. Primero, son significativamente diferentes en sus objetivos en comparación con los métodos de precompensacion de un solo canal. Segundo, los métodos computacionales propuestos producen filtros con propiedades no satisfactorias. Por ejemplo, la mayoría de los métodos diseñan filtros en dominio de frecuencia no relacionados con el comportamiento de filtro de banda ancha tal como causalidad, el retraso máximo permitido a través del sistema y el nivel de duración de los errores de pre-timbrado .

Ninguno de los métodos de diseño de filtro de multicanales en la técnica anterior es útil para el propósito de compensación de bocina de banda ancha/cuarto robusta de un conjunto de bocinas existentes para estéreo o reproducción de audio de canales múltiples.

Sumario de la invención Un objetivo general es proveer una estrategia de precompensación extendida para mejorar la reproducción de material de estéreo o audio de multicanales en dos o más bocinas .

Un objetivo específico es proveer un método para determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado.

Otro objetivo específico es proveer un sistema para determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado.

Otro objetivo específico es proveer un producto de programa de computadora para determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado.

Otro objetivo especifico también es proveer un controlador de precompensación de audio mejorado, asi como un sistema de audio que comprende un controlador de precompensación de audio y una señal de audio digital generada por dicho controlador de precompensación de audio.

Estos y otros objetos son satisfechos por la invención como se define por las reivindicaciones de patente anexas.

Una idea básica es determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una teniendo una entrada de bocina. El controlador de precompensación de audio tiene un número L = 1 de entradas para L señales de entrada y N salidas para N señales de salida del controlador, una para cada bocina del sistema de generación de sonido, y el controlador de precompensación de audio generalmente tiene un número de parámetros de filtro ajustables. Es importante estimar, para cada una de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad M > 2 de posición de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha, basada en mediciones de sonido en las M posiciones de medición. También es importante especificar, para cada una de las L señales de entrada, una seleccionada de las N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto S seleccionado que incluye por lo menos una de las N bocinas como bocinas de soporte, en donde la bocina primaria no es parte de este subconjunto. Un punto clave es especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde la demora de propagación acústica es predeterminada con base en la distancia de la bocina primaria a la posición de medición respectiva. La idea entonces es determinar, para cada una de las L señales de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y la bocina de soporte seleccionada, los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica del controlador de precompensación de audio. La función de criterio incluye una sumatoria ponderada de potencia de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición.

Los diferentes aspectos de la invención incluyen un método, sistema y programa de computadora para determinar un controlador de precompensación de audio, un controlador de precompensación asi determinado, un sistema de audio que incorpora dicho controlador de precompensación de audio asi como una señal de audio digital generada por dicho controlador de precompensación de audio.

La presente invención ofrece las siguientes ventajas: • Esquema de diseño mejorado para un controlador de precompensación de audio.

• Reproducción mejorada de material de audio estéreo o de multicanales en dos o más bocinas.

· Mejor rendimiento en cuartos o ambientes de escucha en donde las respuestas de impulso de las bocinas son variables con la posición espacial.

• Flexibilidad más alta en donde las mejoras de rendimiento no son restringidas a bajas frecuencias.

· Control sobre problemas como artefactos de causalidad y pre-timbrado .

Otras ventajas y características ofrecidas por la presente invención serán apreciadas al leer la siguiente descripción de las modalidades de la invención.

Breve descripción de los dibujos La invención, junto con objetos y ventajas adicionales de la misma, se pueden entender al hacer referencia a la siguiente descripción tomada junto con los dibujos adjuntos, en los cuales: La figura 1 describe un compensador de un solo canal H, que tiene una señal 1 w( t) como señal de entrada. El compensador produce una señal de control u(t) que actúa como una entrada al modelo de una sola entrada y salida múltiple dinámico (SIMO) J~f del sistema acústico. El modelo J-f tiene una entrada y M salidas, en donde las M salidas representan M posiciones de medición. Las señales acústicas en la M posiciones de medición están representadas por un vector de columna y(t) . Las propiedades del sistema dinámico deseadas son especificadas por un modelo de SIMO estable T), que tiene una entrada y M salidas. Cuando la señal w{t) se usa como entrada a ), la salida resultante es el vector de señal deseado yref(t) con M elementos. El vector de señal M dimensional ym(t) representa una medición de y(t) y el vector de señal e(t), que también tiene dimensión M, representa una posible perturbación de medición.

La figura 2 describe un compensador de multicanales ??, que tiene una señal w(t) como señal de entrada. El compensador produce una señal de control de multicanales u(t) con N elementos que actúan como entrada al modelo de entradas múltiples y salidas múltiples (MIMO) dinámico J-f del sistema acústico. El modelo 3~f tiene N entradas y M salidas, en donde las N entradas representan las entradas a las N bocinas y a las M salidas representan M posiciones de medición. Las señales acústicas en las M posiciones de medición están representadas por un vector de columna y(t) . Las propiedades del sistema dinámico deseadas son especificadas por un modelo de SIMO estable > , que tiene una entrada y M salidas. Cuando la señal w(t) se usa como entrada a T) , la salida resultante es un vector de señal deseado yref(t) con M elementos. El vector de señal M dimensional ym(t) representa una medición de y(t) y el vector de señal e(t), que también tiene una dimensión M, representa una posible perturbación de medición.

La figura 3 es un diagrama esquemático que ilustra un ejemplo de un sistema de audio que incluye un sistema de generación de sonido y un controlador de precompensación de audio .

La figura 4 es un diagrama de bloques sistemático de un ejemplo de un sistema basado en computadora adecuado para implementación de la invención.

La figura 5 es un diagrama de flujo esquemático que ilustra un método para determinar un controlador de precompensación de audio de conformidad con una modalidad de ejemplo .

La figura 6 es las respuestas de frecuencia de una bocina en un cuarto, medidas a 64 posiciones (lineas grises) y su promedio (linea negra) de las medias cuadráticas (RMS) .

La figura 7 es las respuestas de frecuencia de la misma bocina que en la figura 6, después de que un filtro de precompensación de un solo canal se ha aplicado a su entrada.

La figura muestra las respuestas de frecuencia medidas en 64 posiciones (lineas grises) y su promedio (linea negra) de las medias cuadráticas (RMS).

La figura 8 muestra el resultado de una precompensación de multicanales, en donde la bocina de la figura 6 se usó como bocina primaria, y 15 bocinas adicionales se usaron como bocinas de soporte. La figura muestra las respuestas de frecuencia medidas en 64 posiciones (lineas grises) y su promedio (linea negra) de las medias cuadráticas (RMS) .

La figura 9 muestra una gráfica en cascada, o disminución espectral acumulativa (espectrograma) , de la misma bocina que en la figura 6 cuando no se ha aplicado precompensación. La cascada mostrada en la figura es la disminución espectral acumulativa promedio de la respuesta de impulso de la bocina en 64 posiciones.

La figura 10 muestra una gráfica en cascada, o disminución espectral acumulativa, de la misma bocina que en la figura 7, en donde un filtro de precompensación de un solo canal se ha aplicado. La cascada mostrada en la figura es la disminución espectral acumulativa promedio de la respuesta de impulso de la bocina compensada en 64 posiciones.

La figura 11 muestra una gráfica en cascada, o disminución espectral acumulativa, de la misma bocina que en la figura 8, en donde una estrategia de precompensación de multicanales se ha aplicado para compensar la bocina primaria usando 15 bocinas de soporte adicionales. La cascada mostrada en la figura es la disminución espectral acumulativa promedio de la respuesta de impulso de la bocina compensada en 64 posiciones.

Descripción detallada de la invención A lo largo de los dibujos, los mismos números de referencia se usan para elementos similares o correspondientes.

La tecnología propuesta se basa en el reconocimiento de que modelos matemáticos de sistemas dinámicos, y optimización basada en modelo de filtros de precompensación digital, proveen herramientas poderosas para diseñar filtros que mejoren el rendimiento de varios tipos de equipos de audio al modificar las señales de entrada al equipo. Además, cabe notar que los modelos apropiados se pueden obtener por mediciones en una pluralidad de posiciones de medición distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha.

Como se mencionó, una idea básica es determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado. Como se ilustra en el ejemplo de la figura 3, el sistema de generación de sonido comprende un total de N = 2 bocinas, cada un teniendo una entrada de bocina. El controlador de precompensación de audio tiene un número de L = 1 entradas para L señales de entrada y N salidas para N señales de salida del controlador, una para cada bocina del sistema de generación de sonido. Cabe entender que las señales de salida del controlador son dirigidas a las bocinas, es decir, en la trayectoria de entrada de las bocinas. Las señales de salida del controlador pueden ser transferidas a las entradas de bocina por medio de circuito opcional (indicado por lineas discontinuas) tales como convertidores de digital a análogo, amplificadores y filtros adicionales. Los circuitos opcionales también pueden incluir un enlace inalámbrico.

En general, el controlador de precompensación de audio tiene un número de parámetros de filtro ajustables, para ser determinados en el esquema de diseño de filtro. El controlador de precompensación de audio, cuando es diseñado, por lo tanto debe generar N señales de salida de controlador al sistema de generación de sonido con la finalidad de modificar la respuesta dinámica del sistema de compensación, como se mide en una pluralidad M = 2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha.

La figura 5 es un diagrama de flujo esquemático que ilustra un método para determinar un controlador de precompensación de audio de conformidad con una modalidad de ejemplo. El SI implica estimar, para cada uno de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad de M > 2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha, con base en mediciones de sonido en las M posiciones de medición. El paso S2 implica especificar, para cada una de las L señales de entrada, una seleccionada de las N bocinas como un bocina primaria y un subconjunto seleccionado S que incluyendo por lo · menos una de las N bocinas como bocinas de soporte, en donde la bocina primaria no es parte del subconjunto. El paso S3 implica especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta del impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde la demora de propagación acústica se determina con base en la distancia desde la bocina primaria a la posición de medición respectiva. El paso S4 implica determinar, para cada uno de las L señales de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y las bocinas de soporte seleccionadas, parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica del controlador de precompensación de audio. La función de criterio incluye una sumatoria ponderada de potencia de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición.

Expresado de manera diferente, el controlador de precompensación de audio está configurado para controlar la respuesta acústica de F bocinas primarias, en donde P = L y F = N, mediante el uso combinado de las P bocinas primarias y, para cada bocina primaria, un número adicional de bocinas de soporte 1 = S = íí - 1 de las N bocinas.

Si hay dos o más señales de entrada, es decir, L = 2, el método también puede incluir el paso opcional S5 de fusionar todos los parámetros de filtro, determinados para las L señales de entrada, en un conjunto fusionado de parámetros de filtro para el controlador de precompensación de audio. El controlador de precompensación de audio, con el conjunto fusionado de parámetros de filtro, está configurado para operar sobre las L señales de entrada para generar las N señales de salida del controlador a las bocinas para lograr las respuestas de impulso objetivo.

A manera de ejemplo, puede ser deseable que el controlador de precompensación de audio tenga la capacidad de producir salida cero a algunas de las N bocinas para algún ajuste de sus parámetros de filtro ajustables.

Preferiblemente, las respuestas de impulso objetivo son diferentes de cero e incluyen parámetros ajustables que pueden ser modificados dentro de limites prescritos. Por ejemplo, los parámetros ajustables de las respuestas de impulso objetivo, asi como los parámetros ajustables del controlador de precompensación de audio pueden ser ajustados conjuntamente, con la finalidad de optimizar la función de criterio.

En una modalidad de ejemplo particular, el paso de determinar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio se basa en una .optimización Gaussiana Cuadrática Lineal (LQG) de los parámetros de un .controlador de alimentación directa multivariable estable, lineal y causal basado en un sistema dinámico objetivo dado, y un modelo dinámico del sistema de generación de sonido. Como se mencionó, las señales de salida del controlador pueden ser transferidas a las entradas de bocina mediante circuito opcional. Por ejemplo, cada una de las N señales de salida del controlador del controlador de precompensación de audio pueden ser alimentadas a un bocina respectiva por medio de un filtro pasatodo que incluye un componente de compensación de fase y un componente de retraso, produciendo N señales de salida controladas filtradas.

Opcionalmente, la función de criterio incluye términos de sanción, con los términos de sanción siendo tales que el controlador de precompensación de audio, obtenido al optimizar la función de criterio, produce niveles de señal de magnitud restringida sobre un subconjunto seleccionado de las salidas del controlador de precompensación, produciendo niveles de señal restringidos sobre entradas de bocinas seleccionadas a las N bocinas para bandas de frecuencia especificadas .

Los términos de sanción pueden ser escogidos de manera diferente varias veces, y el paso de determinar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio se repite para cada elección de los términos de sanción, dando por resultado un número de instancias del controlador de precompensación de audio, cada uno de los cuales produce niveles de señal con magnitudes individualmente restringidas a las S bocinas de soporte para bandas de frecuencia especificadas.

En una modalidad opcional adicional, la función de criterio contiene una representación de posibles errores en las respuestas de impulso estimadas. Esta representación de error está diseñada como un conjunto de modelos que describen el rango de errores asumido. En esta modalidad particular, la función de criterio también contiene una operación de agregación que puede ser una suma, una suma ponderada o una expectativa estadística sobre dicho conjunto de modelos.

En un ejemplo particular, el paso de determinación de parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio también se basa en ajusfar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio para alcanzar una respuesta de frecuencia de magnitud objetivo del sistema de generación de sonido que incluye el controlador de precompensacion de audio, en por lo menos un subconjunto de las M posiciones de medición.

A manera de ejemplo, el paso de ajustar los parámetros de filtro del controlador de precompensacion de audio se basa en la evaluación de las respuestas de frecuencia de magnitud en por lo menos un subconjunto de las M posiciones de medición y posteriormente determinar un modelo de fase mínimo del sistema de generación de sonido que incluye el controlador de precompensacion de audio.

Preferiblemente, el paso de estimación, para cada uno de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad M de posiciones de medición se basa en un modelo que describe la respuesta dinámica del sistema de generación de sonido en las M posiciones de medición.

Como es entendido por un experto en la técnica, el controlador de precompensacion de audio puede ser creado al implementar los parámetros de filtro en una estructura de filtro de audio. La estructura de filtro de audio es entonces típicamente integrada junto con el sistema de generación de sonido para permitir la generación de la respuesta de impulso objetivo en las M posiciones de medición en el ambiente de escucha.

La tecnología propuesta se puede usar en muchas aplicaciones de audio. Por ejemplo, el sistema de generación de sonido puede ser un sistema de audio de automóvil o un sistema de audio de estudio móvil y el ambiente de escucha puede ser parte de un automóvil o un estudio móvil. Otros ejemplos de sistema de generación de sonido incluyen un sistema de audio de cine, sistema de audio de sala de conciertos, sistema de audio doméstico o un sistema de audio profesional, en donde el ambiente de escucha correspondiente es parte de un cine, una sala de conciertos, un hogar, un estudio, un auditorio o cualesquiera otras premisas.

La tecnología propuesta se describirá ahora con más detalle en referencia a varias modalidades de ejemplo no limitantes .

Control de campo de sonido por precompensación dinámica lineal Filtros lineales, sistemas dinámicos o modelos que pueden tener múltiples entradas y/o múltiples salidas están representados por matrices de función de transferencia a continuación y son denotados por letras de caligrafía en negrillas, como por ejemplo -Ci q'1 ) o simplemente J~C. Un caso especial de una matriz de función de transferencia es una matriz que incluye sólo filtros FIR como elementos. Dichas matrices serán referidas como matrices polinomiales y son denotadas por letras mayúsculas cursivas y negrillas como por ejemplo B{q'r) o simplemente B. Aquí, q'1 es un operador de desplazamiento hacia atrás, que cuando opera sobre una señal s(t), da por resultado s(t - 1) es decir, q_1s(t) = s(t - 1) . De manera similar, qs{t) = s[t + 1) . Cuando se evalúa una matriz polinomial o racional en el dominio de frecuencia, la variable compleja z o reemplaza a q. Una matriz causal de filtros FIR (matriz polinomial) Biq'1) opera sólo sobre señales de entrada que son actuales o pasadas con respecto al índice de tiempo t actual. Por lo tanto tendrá elementos de matriz que son polinomiales en el operador de desplazamiento hacia atrás q'1 únicamente. De manera similar, una matriz polinomial B(q, q'1) operará tanto en señales futuras como pasadas, en donde B{q) operará sobre señales futuras únicamente. Un superíndice ( · ) T como por ejemplo BT(g_1) o BT, significa transposición, y cuando se usa para un vector, una matriz racional o una polinomial significa que un vector de hilera transpuesto se convierte en un vector de columna, y la j-ésima hilera de una matriz racional o polinomial se convierte en la j-ésima columna de la misma matriz. De manera similar, un subíndice ( ·)* significa transposición de conjugado complejo. Significa que el vector, la matriz racional o polinomial será transpuesta, como se explicó antes, y sus elementos serán conjugados complejos. Por ejemplo, una matriz racional ^ i ' 1 ) transpuesta conjugada compleja es denotada :*(q) . Una matriz de identidad es una matriz constante con unos en la diagonal. Es denotada I, o IN, si la dimensión es N x N. Otra matriz constante, v.gr., 0N denota una matriz cero de dimensión N X N. Además, diag([Fi... FN] T) denota una matriz diagonal con Fi ... Fw sobre la diagonal, mientras que trP denota el trazo de la matriz P, que es la suma de los elementos diagonales de P.

El sistema de generación o reproducción de sonido que ha de ser modificado estará representado como en la figura 2 por un modelo no variante en tiempo lineal y dinámico estable J-f que permite la relación en tiempo discreto entre un conjunto de ?7 señales de entrada u(t) a un conjunto de M señales de salida modeladas y(t) : y(t) = (1) = y{t) + e{t) en donde t es un entero que representa un índice de tiempo discreto (un tiempo de muestreo unitario es asumido, en donde, por ejemplo, t+1 significa un tiempo de muestra adelante del tiempo t) y la señal y(t) es un vector de columna M-dimensional que representa la serie de tiempo de presión de sonido modelada en las M posiciones de medición.

El operador J-f representa un modelo de la respuesta dinámica acústica, en forma de una matriz de función de transferencia. Es una matriz de dimensión M X N cuyos elementos son operadores dinámicos lineales estables o transformaciones, por ejemplo, representadas como filtros de FIR o filtros de IIR. Esos filtros determinan la respuesta y(t) a un vector de entrada dependiente de tiempo W-dimensional u(t) . Si el modelo M X N J-f contiene filtros IIR como elementos, entonces se puede escribir en la llamada forma de Descripción de Fracción de Matriz derecha- (MFD derecha) , Jfiq-1) = Btq^ "1 (q-1) (2) en donde B(q_1) y A(q_1) son matrices polinomiales de dimensiones M X N y N X N, respectivamente [15] . La forma MFD derecha, que será altamente utilizada en la siguiente descripción, incluye la matriz de filtro FIR como un caso especial al fijar la matriz del denominador a la matriz de identidad, es decir, A = I.

La matriz de función de transferencia J-f representa el efecto de todo o una parte del sistema de generación de sonido o reproducción de sonido, incluyendo cualesquiera compensadores digitales preexistentes, convertidores de digital a análogo, amplificadores de análogos, bocinas, cables y respuesta acústica del cuarto. En otras palabras, la matriz de función de transferencia Jf representa la respuesta dinámica de partes relevantes de un sistema de generación de sonido. La señal de entrada u(t) al sistema, que es un vector de columna W-dimensional , puede representar señales de entrada a N cadenas de amplificador-bocina individuales del sistema de generación de sonido. La señal ym(t) (con subíndice m denotando "medición") es un vector de columna M-dimensional que representan la serie de tiempo de sonido verdadera (medida) en las M posiciones de medición y e(t) representa ruido de fondo, reflejos de cuarto no modelados, efectos de una estructura de modelo incorrecta, distorsión no lineal y otras contribuciones no modeladas. Cada columna M-dimensional de J-f entonces representa las M funciones de transferencia entre una de las N entradas de bocina y las M posiciones de medición.

El modelo J-f también puede incluir incertidumbres de modelo aditivas o multiplicativas, aquí representadas por una matriz racional AJ-f. Si, por ejemplo, las incertidumbres del modelo AJ-C son parametrizadas por matrices polinomiales con coeficientes aleatorios, entonces un modelo adecuado sería tf{q l) = rfo (q-1) + A3Í{q-1) (3) en donde J-C iq'1) es el modelo nominal y A3~[{q~1) , que es parcialmente parametrizado por variables aleatorias, constituye el modelo de incertidumbre . Escribiendo las fracciones de matriz para J-({q~l) y A -flq'1) , la descomposición (3) de f( g1) se expande en = (B0Aj + ?ßß1?0)(-40 ?)"1 (4) = (JB0 + ????)(?0??)~? = BA~l en donde B0 = B0AX, Bx = ???0, B = B0 + ????, y A = ¿oAi-Las matrices B0, ?? y B son de dimensión M X N, mientras que ??, Ao, Ai y A son de dimensión N X N. Las matrices Bo y Ao se refieren al modelo nominal modelo J-fo, y los elementos de ?? son polinomiales con variables estocásticas como coeficientes. Para simplicidad supondremos que esos coeficientes tienen media de cero y varianza unitaria. El filtro BiAi"1 se usa para configurar la distribución espectral del modelo de incertidumbre estocástico. También se puede usar para acomodar varianzas de coeficientes aleatorios diferentes de la unidad. En la secuela los denominadores Ao, Ai y A para simplicidad, se supondrá que son diagonales. Si el sistema está representado como en (3), entonces J-fiq'1) se puede ver como un conjunto de modelos, que describen un rango de posibles errores en la respuesta medida del sistema. Para una introducción general al marco de modelo probabilí stico anterior, el lector es referido a [27] y referencias en el mismo. El modelado de incert idumbres A3~f se puede realizar en varias formas, y la formulación anterior es simplemente un ejemplo de cómo se puede lograr y usar en una forma sistemática .

Un objetivo general de control de campo de sonido es modificar la dinámica del sistema de generación de sonido representada por (1) en relación con una dinámica de referencia. Para este propósito, una matriz de referencia (o en este caso, un vector de columna) T) de sistemas dinámicos es introducido: en donde w(t) es una señal que representa una fuente de sonido en vivo o grabada, o incluso una señal de audio digital artificialmente generada, incluyendo señales de prueba para diseño del filtro. La señal w(t) , por ejemplo, puede representar un sonido digitalmente grabado, o una fuente análoga que ha sido muestreada y digitali zada . En (5), la matriz 2) es un vector de columna de función de transferencia estable de dimensión M X 1 que se supone que es conocido. Este sistema dinámico de tiempo discreto lineal ha de ser especificado por el diseñador. Representa la dinámica de referencia (dinámica objetivo deseada) del vector y(t) en (1) . En el sistema compensado, la señal w{t) representará, una de las L señales de fuente de entrada totalmente. Su efecto deseado en las M posiciones de medición está representado por los elementos >\ , . . . , 2¾ de ) en (5) . El sistema > puede incluir un conjunto de parámetros ajustables. Alternativamente, puede ser indirectamente afectado por dicho conjunto a través de su especificación.

El controlador de precompensación de audio se supone que es interpretado como un filtro de precompensación de tiempo discreto dinámico multivariable, generalmente denotado por R, que genera un vector de señal de entrada u(t) al sistema de reproducción de audio (1) basado en procesamiento dinámico lineal de la señal w(t): «(*) = w(t) = Kw(t) (6) Este controlador de precompensación de audio incluye un conjunto de parámetros ajustables. Estos parámetros permitirían suficiente flexibilidad para modificar las propiedades dinámicas de entrada-salida del controlador, por ejemplo, permitiendo que algunos elementos de H, o todos de ?. sean cero para ajustes de parámetros apropiados. La optimización de ?, sin embargo debe ser restringida a ajustes de parámetros que hacen ?, un sistema dinámico estable de entrada-salida .

Un objetivo de diseño será construir una matriz de función de transferencia estable ?? de dimensión N X 1 que está diseñada para generar un vector de señal de entrada u(t) al sistema de reproducción de audio (1) de tal manera que su salida de modelo compensada y{t) se aproxima al vector de referencia yref(t) bien, de acuerdo con un criterio especificado. Este objetivo se lograría si y{t) = Uu{t) = HKw(t) ~ yrer(i) = T>w(t) (7) El error de aproximación basado en modelo correspondiente en las M posiciones de medición está representado por (8) El vector de error medido como verdadero, entonces, por la figura 2 y (1), será yref(t) - ym(t) = f(t)- e(t) . La aproximación (7) nunca puede ser exacta en la práctica con un número N limitado de bocinas, un número grande M de posiciones de medición y modelos dinámicos acústicos de banda ancha complicados en J-C. La calidad de aproximación obtenible depende de la naturaleza del problema planteado. Para un ambiente acústico dado fijo, la calidad de la aproximación en general puede ser mejorada si el número de canales de bocinas N es incrementado. También puede ser mejorado al incrementar el número M de puntos de medición dentro de la región de escucha destinada, ya que esto da un muestreo más denso y más exacto del campo de sonido como una función de espacio. El agrandamiento de la región de escucha o la adición de regiones para un N fijo resultaría, en general, en errores de aproximación más grandes.

Un esquema para calcular una aproximación apropiada para el presente problema se delinea a continuación.

Un aspecto importante a considerar cuando se diseña un precompensador es la relación entre el retraso de propagación inicial del sistema que ha de ser compensado y el retraso de propagación inicial de la dinámica objetivo deseada. Este retraso de propagación inicial de un sistema dinámico es el tiempo que lleva a una señal a propagarse desde la entrada a la salida del sistema. En otras palabras, el retraso de propagación inicial se está dando por el instante de tiempo del primer coeficiente diferente de cero de la respuesta de impulso del sistema. Un sistema -f que tiene un retraso de propagación inicial de d muestras entonces se puede escribir como ? = q~dH, en donde por lo menos uno de los elementos de ? tiene una respuesta de impulso que empieza con un coeficiente diferente de cero.

Considérese por ejemplo el sistema en la figura 2 y supóngase que J-f, tiene un retraso de propagación inicial di y ?) tiene un retraso de propagación inicial do. Si di > d0, entonces un compensador causal H, que usa sólo valores presentes y pasados de w(t) , no se puede esperar que se desempeñe bien debido a que en el tiempo t la señal de referencia yref(t) dependerá de los valores de señal w(t - do - k) para k = 0, mientras que la salida y(t) del sistema compensado dependerá sólo de w{t - di - k) , para k = 0, es decir, la señal de referencia depende de datos más recientes de los que se podrían producir en la salida del sistema. El compensador tiene la finalidad de dirigir y(t) hacia la referencia yref(t)r pero debido a la diferencia de demora de tiempo entre -f y 2) temporización, la acción de la señal de control u(t) en la salida de -f siempre llegará por lo menos di - do muestras más tarde de lo necesario. Para que el compensador 31 se desempeñe bien en tal caso, seria no causal, es decir, tendría que poder predecir valores futuros por lo menos di - do de la señal w(t) . Si la relación entre las demoras iniciales es la opuesta, es decir, si di < do, entonces el compensador se desempeñará considerablemente mejor debido a que, por el conocimiento de TD y w(t) , el compensador tiene la posibilidad de predecir valores futuros de la señal de referencia. El compensador por lo tanto puede empezar a actuar sobre la dinámica de J-f por muestras de do -di con anticipación, de tal manera que la salida y(t) es dirigida más efectivamente hacia la referencia yref(t)- Por lo tanto, en general es posible mejorar el rendimiento de un precompensador al asegurar que la demora inicial de la dinámica objetivo > es suficientemente grande comparada con la demora inicial del sistema ~f. Por ejemplo, esto se puede obtener añadiendo una demora masiva global q'd0 al objetivo, de modo que T> = q~d° ), en donde V es la dinámica objetivo destinada original, y d0 es mayor que o igual a la demora de propagación inicial de -f.

Con propósitos de la reproducción de audio, sin embargo, permitiendo una demora masiva grande q" en el objetivo puede ser problemático. Por otra parte, es generalmente cierto que una demora masiva grande en la dinámica objetivo es útil para reducir el error de reproducción promedio, por ejemplo, E{||2/ref(í)— Por otra parte, como se describió antes, una demora masiva grande en el objetivo permite al compensador actuar sobre el sistema en una forma predictiva, es decir, la salida y(t) puede depender de los datos w(t) que es, "en el futuro" comparado con los datos que constituyen la señal yref (t) . Como el error de reproducción yref(t)~y(t) no es necesariamente cero, el comportamiento predictivo puede causar errores que son percibidos como pre-timbrados o pre-ecos en el sistema compensado. Técnicamente, significa que la respuesta de impulso del sistema compensado contiene energía de sonido que llega antes de la demora masiva destinada do. Especialmente para sonidos impulsivos y transitorios, dichos errores de pre-timbrado son percibidos por los humanos como anormales y molestos, y por lo tanto deben ser evitados si es posible. En el ejemplo anterior, la longitud del intervalo de tiempo en donde los errores de pre-timbrado pueden ocurrir es determinado por la diferencia entre las demoras de propagación inicial de 3- y ) . Por lo tanto, es de interés usar una demora masiva que es suficientemente grande para permitir que el compensador funcione apropiadamente, pero no tan grande que el compensador pueda producir errores de pre-timbrado audibles. En otras palabras, para reducir al mínimo los efectos de pre-timbrado se debe usar di = d0 en el ejemplo anterior, con di tan cerca de d0 como sea posible.

Sin embargo, es bien sabido que una demora masiva objetivo grande (también llamada demora de modelado o demora de suavizado) puede mejorar el rendimiento considerablemente cuando el sistema que ha de ser compensado contiene distorsión de fase no mínima. Más aún, para el caso de un solo canal existe un método para compensación de distorsión de fase no mínima y que no produce pre-timbrados [4, 5, 6] . El método en cuestión usa la demora masiva objetivo grande g~d0 en combinación con un filtro pasatodo no causal *{q) que compensa la distorsión de fase no mínima que es común a todas las posiciones espaciales. Si la demora d0 es suficientemente grande, entonces el filtro no causal resultante q'd0 -*{q) puede ser aproximado con un filtro FIR causal, que es incluido como una parte fija del compensador. Después de que g"d0 J7* (q) ha sido diseñado, un compensador causal y estable óptimo H-i es diseñado para el sistema aumentado ? = q"110?*^)?., cuya demora inicial es do. Cuando el filtro causal .Ri es diseñado, una demora masiva de do aún se utiliza en el objetivo, lo que significa que las demoras de propagación iniciales del sistema aumentado ? y el objetivo T) son idénticas. El filtro causal ¾ entonces puede no añadir ningún pre-timbrado al sistema.

El método anterior para compensación de un solo canal sin pre-timbrados puede ser explotado también en el diseño de compensadores de canales múltiples, como un paso de "pre-acondicionamiento" , en el cual los canales individuales del sistema son corregidos con respecto a distorsión de fase antes de que el compensador de canales múltiples sea diseñado. Al extender este enfoque, un compensador de fase de un solo canal q~ {d0'd:j)J^* {q) , j = 1,..., N, está diseñado para cada una de las JV bocinas del sistema, y un bloque de filtros de N-canales diagonal es entonces colocado entre el sistema de N canales y el compensador de ?7 canales causal óptimo que ha de ser diseñado. Es decir, el sistema que ha de ser compensado se vuelve ¾(?-1)=¾(9-1)?(9-1)^? (9) en donde ?(?_1) y *(q) son matrices N x N diagonales dadas por Los valores de demoras adicionales di, ... , dw anteriores se pueden usar para ajusfar en forma fina la relación entre la demora de propagación inicial del sistema objetivo ) y las demoras de propagación iniciales de los N canales de bocina (es decir, las demoras de propagación iniciales de las columnas de ~C) .

Modelado acústico Las respuestas de impulso de acústico de cuarto de cada una de las N bocinas son estimadas a partir de mediciones en M posiciones que están distribuidas sobre la región espacial de las posiciones del escucha. Se recomienda que el número de posiciones de medición M sea mayor que el número de bocinas N. Las respuestas acústicas dinámicas entonces pueden ser estimadas enviando señales de prueba desde las bocinas, una bocina a la vez, y registrando las señales acústicas resultantes en todas las M posiciones de medición. Las señales de prueba tales como ruidos blancos o de color o sinusoides barridos se pueden usar para este propósito. Los modelos de respuestas dinámicas lineales de una bocina a M salidas entonces se pueden estimar en forma de filtros FIR o IIR con una entrada y M salidas. Varias técnicas de identificación de sistema tales como el método de mínimos cuadrados o técnicas basadas en transformada de Fourier se pueden usar para este propósito. El procedimiento de medición se repite para todas bocinas, finalmente dando por resultado un modelo üh[ que está representado por una matriz M X N de modelos dinámicos. El modelo de múltiple entradas-múltiple salidas (MIMO) alternativamente puede estar representado por una descripción de estado-espacio.

Un ejemplo de un modelo de MIMO matemáticamente conveniente, aunque muy general para representar un sistema de reproducción de sonido es por medio de un MFD derecho con denominador diagonal H(q-1)=B(q-1)A- q-1) que es el tipo de MFD que se utilizará a continuación. Un modelo aún más general se puede obtener si se permite que la matriz A(g_1) sea una matriz completamente polinomial , y no hay nada en principio que prohiba el uso de dicha estructura. Sin embargo, los inventores de la presente adherirán a la estructura (11) a continuación, ya que permite una derivación matemática más transparente del controlador óptimo. Cabe notar que 3~í como se define en (11) puede incluir una parametrización que describe errores del modelo e incertidumbres , como se da por ejemplo por (4) .

Selección de bocinas primarias y de soporte Para un sistema de reproducción de sonido dado, un controlador de precompensación ha de ser diseñado con la finalidad de mejorar la reproducción acústica de L señales de sonido por lo menos por una bocina física. Para mejorar la reproducción acústica aquí significa que la respuesta de impulso de una bocina física, como se mide en un número de puntos, es alterada por el compensador de tal forma que su desviación de una respuesta objetivo ideal especificada es minimizada .

A fin de obtener un compensador que sea más general que los compensadores de un solo canal existentes, el presente diseño se realiza bajo tan pocas restricciones como es posible con respecto a estructuras de filtro y cómo se usan las bocinas. Las únicas restricciones puestas en el compensador son linealidad, causalidad y estabilidad. La restricción de compensadores de un solo canal, es decir, la restricción de que cada una de las L señales de fuente puedan ser procesadas sólo por un solo filtro y distribuidas a una sola entrada de bocina, es aquí relajada. El compensador asociado con cada una de las L señales de fuente es por lo tanto permitido consistir de más de un filtro, produciendo por lo menos una, pero posiblemente varias, versiones procesadas de la señal de fuente, para ser distribuidas a por lo menos una, pero posiblemente varias, bocinas.

Los inventores de la presente suponen aquí que las L señales de fuente han sido producidas con algún trazo de bocina físico diseñado particular en mente. Este trazo se supone que consiste de cuando mucho L bocinas, y cada una de las L señales de fuente está diseñada para ser alimentada a cuando mucho una entrada de bocina. Por ejemplo, un formato de fuente de audio establecido tal como estéreo de dos canales (L = 2) está diseñado para ser reproducido a través de un par de bocinas colocadas simétricamente enfrente del escucha, en donde el primer canal de fuente es alimentado a la bocina izquierda y el segundo canal de fuente es alimentado a la bocina derecha. Otro formato de fuente es 5.1 envolvente que consiste de un total de seis canales de audio (i-6) que están diseñados para ser reproducidos en una forma de uno a uno (es decir, sin ninguna mezcla cruzada de canales) a través de cinco bocinas y un subaltavoz para baja frecuencia. En el caso que las señales de fuente sean un resultado de algún algoritmo ascendentemente mezclado (por ejemplo un algoritmo que produce un material de 5.1 envolvente de seis canales de una grabación estéreo de dos canales), los inventores de la presente asociarán L con el número de canales en el material de mezclado ascendente (es decir, en el ejemplo de estéreo a mezcla ascendente 5.1 envolvente, los inventores de la presente usarán L = 6 en lugar de L = 2) . En el caso de mezcla descendente, es decir, cuando dos o más de las L señales de fuente con alimentadas en la misma entrada de bocina, los inventores de la presente tienen la situación de un trazo de bocina diseñado con menos de L bocinas.

Como se mencionó antes, los inventores de la presente desean construir un compensador que permite usar las bocinas de un sistema de forma más libre. La finalidad del diseño del compensador, sin embargo, es hacer el rendimiento de la reproducción del trazo de la bocina diseñada original tan bueno como sea posible. Para lograr esto los inventores de la presente, para cada una de las L señales de entrada de fuente, distinguen entre qué bocinas pertenecen a una señal de fuente particular en el trazo diseñado original (esta bocina de aqui en adelante denominada bocina primaria de la señal de fuente en cuestión) , y qué bocinas adicionales (de aqui en adelante llamadas bocinas de soporte) son usadas por el compensador para mejorar el rendimiento de la bocina primaria.

Supóngase que tenemos L señales de entrada de fuente y un sistema de un total de N bocinas. Entonces, para cada uno de las L señales de entrada de fuente debe haber una bocina primaria asociada. Entre las restante N — 1 bocinas, los inventores de la presente entonces escogen un conjunto de S bocinas de soporte, en donde 1 = S < N - 1, que han de ser usadas por el compensador para mejorar el rendimiento de la bocina primaria.

Cabe recordar que si el sistema de sonido está representado por un modelo de matriz de función de transferencia, como por ejemplo en (1), entonces cada columna de -f representa la respuesta acústica de una bocina en M posiciones de medición. Por lo tanto, una de las columnas de -f contiene las respuestas de la bocina primaria y el resto de las columnas contienen las respuestas de los S bocinas de soporte. Por lo tanto, en un diseño particular de un compensador para una de las L entradas de fuente, el modelo acústico 3~í contiene 1 + S columnas, y el compensador resultante tiene una entrada y 1 + S salidas, en donde 1 + S pueden ser menos que N, dependiendo de cuántas bocinas de soporte fueron escogidas para esa entrada de fuente particular. Cabe notar que no es necesario usar el mismo conjunto de bocinas repetidamente cuando los compensadores están diseñados para las restante L - 1 entradas de fuente. El número S de bocinas de soporte usadas por el compensador por lo tanto puede no ser el mismo para todas las L entradas de fuente.

Definición de campo de sonido objetivo La finalidad de precompensación de bocina no es generar un campo de sonido arbitrario en un cuarto, sino mejorar la respuesta acústica de una bocina física existente. El campo de sonido objetivo que ha de ser definido para una señal de fuente de entrada particular (de L) es por lo tanto altamente determinado por las características de la bocina primaria asociada con la señal de fuente de entrada. El siguiente ejemplo es una ilustración de cómo un campo de sonido objetivo puede ser especificado para un bocina primaria específica.

Supóngase que el sistema de sonido en cuestión se mide en M posiciones, y está representado con una matriz de función de transferencia como (1) . Además, supóngase que la j-ésima columna de J-f representa las respuestas de impulso de la bocina primaria considerada. Entonces, un campo de sonido objetivo puede ser especificado en forma de un vector de columna M X 1 de funciones de transferencia, ?) como en (5) . Típicamente, el campo de sonido objetivo debe ser especificado como una versión idealizada de las respuestas de impulso medidas de la bocina primaria. Un ejemplo de cómo dicho conjunto idealizado de respuestas de impulso pueden ser diseñadas es usar pulsos unitarios retardados como elementos en 2), es decir, dejar el i-ésimo elemento ) de ) que se defina como Diiq'1) = q-d0-Al en donde es el retraso de propagación del i-ésimo elemento de la j-ésima columna de ~C, es decir, La respuesta objetivo en (12) es una versión idealizada de la respuesta de impulso de la bocina primaria, en el sentido de que representa una onda de sonido cuya propagación a través del espacio (es decir, sobre las 0 posiciones de medición) es similar a la de la bocina primaria, pero en el dominio de tiempo la forma de la onda de sonido objetivo es en forma de pulso y no contiene ecos de cuarto. Los retrasos ?? ... , AM pueden ser determinados detectando la demora de tiempo correspondiente al primer coeficiente de magnitud no insignificante en cada una de las respuestas de impulso en la j-ésima columna de 3{. El retraso en masa común adicional c¾ es opcional, pero preferiblemente se debe incluir si un compensador de fase diagonal con demora d0 se usa, como se sugiere en (9) , (10) .

Si hay más de una señal de fuente de entrada, es decir, si L > 1, entonces un campo de sonido objetivo se define para cada una de las L fuentes de señal que han de ser reproducidas por el sistema de sonido.

Si por alguna razón los retrasos de propagación ??, ... , ?? no pueden ser apropiadamente detectados, son ambiguos o en alguna forma difíciles de definir, entonces alguna variabilidad controlada puede ser introducida en el objetivo D. Por ejemplo, los retrasos ??,.,.,?^ pueden ser ajustables dentro de límites prescritos. Dicha flexibilidad del objetivo puede ayudar a lograr mejor aproximación al objetivo seleccionado, mejores valores de criterio y mejor calidad de audio percibida. Este tipo de flexibilidad se puede utilizar ajustando los parámetros del objetivo ) y los parámetros del filtro de precompensacion iterativamente.

Definición de criterios de optimización Para obtener técnicas analíticas para diseñar filtros de precompensación de audio, es conveniente introducir un criterio escalar que sea optimizado con respecto a los parámetros ajustables. Un ejemplo de un criterio adecuado consiste en una suma o una suma ponderada de potencias de la diferencia entre la señal objetivo yref(t) y la señal compensada y(t) en todos los M puntos de medición. Esta diferencia, en secuela, se denominará el error de aproximación, o simplemente el error, y el error ponderado respectivamente, que están representados por (13) zi(t) = [zu{t) ¦¦¦ z1M(t)]T = Ve(t).

Véase ecuaciones (1), (5) y (8) anteriores. error ponderado z\{t) es gobernado por la matriz polinomial V •de dimensión M X M, que puede ser una matriz completa, una matriz diagonal o simplemente una matriz constante, dependiendo de en qué rangos de frecuencia el error debe ser enfatizado. Si V = I, es decir, la matriz de identidad, que es diagonal con aquellas en la diagonal, entonces no se aplica ponderación al error. Opcionalmente , potencias ponderadas de las N señales de salida de precompensador de audio, u(t), véase (6), se pueden añadir al criterio. Las señales de salida de precompensador ponderadas de aquí en adelante se denominarán términos de sanción, y están representadas por ¾( = Mi) · · · ¾M(Í)]T = Wu{t) , (14) en donde W es una matriz polinomial de dimensión JV X JV. La matriz polinomial W puede ser una matriz completa, puede ser diagonal con filtros FIR en la diagonal, o puede ser simplemente la matriz de identidad, dependiendo de cómo y en qué rangos de frecuencia las señales del precompensador han de ser sancionadas. Si no se requiere ponderación de la sanción, entonces W se ajustará a la matriz de identidad.

Si, por ejemplo, Viq'1) y Wiq'1) son diagonales con elementos diagonales denotados por Wjiq'1) , (i = 1, .. -,M ; j = 1, ..., JV) , respectivamente, entonces con los términos de ponderación z\(t) y z2{t) definidos como antes, un ejemplo de criterio adecuado seria J « = = E{trE[(Vy){Vy)T]} + tTE[(Wu)(Wu)T] = É{\\V(V-nil)w(t)\\i + \\W1lw(t)\\l}. (15) Aquí, la expectativa estadística E se toma con respecto a la señal w{t) , mientras que la expectativa estadística E se toma con respecto a parámetros de modelo inciertos en J-f, v.gr., ?? en (4), si dicha descripción de modelo estadística se ha seleccionado. La última igualdad de (15) representa el valor esperado, con respecto a los parámetros de incertidumbre de modelo en 3-f, de la norma 2 cuadrada (en (15), la norma 2 cuadrada es denotada como II · II2) de un proceso aleatorio. Las expresiones son todas equivalentes siempre que V(g_1) y Wiq'1) sean diagonales. La tercera igualdad en (15) puede ser generalizada a matrices que tienen filtros FIR en todos los elementos.

Como un ejemplo, considere (15) con V(g_1) y W(g_1) siendo diagonal con filtros FIR en la diagonal. Si todos los elementos diagonales de V[q'1) son filtros de paso bajo, entonces significa que se priorizará alta exactitud (error pequeño) a bajas frecuencias. De una manera similar, si los elementos de W{q~l) son filtros de paso alto, entonces los contenidos de alta frecuencia de la salida de filtro de precompensación de audio será sancionada (es decir, contribuyen más al valor de criterio) que los contenidos de frecuencia baja. Por lo tanto, un filtro de precompensación de audio que intenta reducir al mínimo el criterio pondrá su esfuerzo en bajas frecuencias. Al seleccionar diferentes filtros para diferentes señales de error y precompensación, un diseñador puede balancear las salidas de bocina diferentes una contra otra. En el caso especial con todos los filtros FIR siendo unos, no se realiza ponderación. Las matrices polinoniales de ponderación V(g_1) y JV(g_1) por lo tanto ofrecen flexibilidad considerable en el diseño para lograr un error tan pequeño como sea posible en los rangos de frecuencia de interés mientras al mismo tiempo usan la potencia de señal de precompensacion en cualquier forma.

Es evidente que si V{q~l) es diagonal, entonces la primera suma de mano derecha del criterio (15) representa una sumatoria ponderada sobre las M posiciones de medición de potencias de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas, representadas por elementos de J-fH, y las respuestas de impulso objetivo, representadas por los elementos de ), en donde la ponderación es realizada por la matriz polinomial V{q~l) y por las propiedades espectrales de la señal w(t) . Igual ponderación de todos los componentes del vector de error e{t) se deben obtener si una matriz unitaria V(qr_1) = I se usa y si la señal w{t) es un ruido blanco.

Diseño del controlador óptimo El criterio (15), que constituye una norma 2 cuadrada, u otras formas de criterios, con base por ejemplo, en otras normas, puede ser optimizado en varias formas con respecto a los parámetros ajustables del precompensador %. También es posible imponer recepciones estructurales sobre el precompensador, tales como, v.gr., requerir que sus elementos sean filtros FIR de ciertos órdenes fijos, y después realizar optimización de los parámetros ajustables bajo estas restricciones. Dicha optimización se puede realizar con técnicas adaptativas, o mediante el uso de métodos de diseño de filtro FIR Wiener. Sin embargo, como todas las restricciones estructurales conducen a un espacio de solución restringido, el rendimiento obtenible será inferior comparado con formulaciones de problemas sin dichas restricciones. Por lo tanto, la optimización preferiblemente se debe realizar sin restricciones estructurales sobre el precompensador, excepto para causalidad de precompensador y estabilidad del sistema compensado. Con el problema de optimización establecido como antes, el problema se vuelve un problema de diseño Gaussiano Cuadrático Lineal (LQG) para el compensador directo multivariable ?,.

La teoría cuadrática lineal provee controladores lineales óptimos, o precompensadores , para sistemas lineales y criterios cuadráticos, véase, v.gr., [ 1 , 19, 20, 31]. Si las señales implicadas se supone que con Gaussianas, entonces el precompensador de LQG, obtenido optimizando el criterio (15) se puede mostrar que es óptimo no sólo entre todos los controladores lineales sino también entre todos los controladores no lineales, véase, por ejemplo, [1]. Por lo tanto, la optimización del criterio (15) con respecto a los parámetros ajustables de "R, bajo la restricción de causalidad de K y estabilidad del sistema compensado J-CR, es muy general. Con J-C y T> asumidos estables, la estabilidad del sistema compensado, u operador de transferencia de error, ?) J-fH, es por lo tanto equivalente a estabilidad del controlador _R.

Los inventores de la presente ahora presentarán el precompensador óptimo de LQG para el problema definido por las ecuaciones (1) - (14) y el criterio (15). La solución se da en operador de transferencia, o forma de función de transferencia, usando matrices polinomiales . Técnicas para derivar dichas soluciones se han presentado, por ejemplo, en [31]. Alternativamente, la solución se puede derivar por medio de técnicas de espacio de estado y la solución de ecuaciones de Riccati, véase, por ejemplo, [1, 20].

Ecuaciones de diseño de matriz polinomial para optimizar precompensadores Sea el sistema descrito por el modelo (1) con J~C parametrizado como en (3) y (4). Si no se usa modelado de incertidumbre entonces se establece ?? = 0 y se obtiene BoAo"1 = BA'1. Además, sea el campo de sonido objetivo en l posiciones de medición representado por ) = D/E, es decir en donde E(q~ ) es ya sea igual a uno o es un polinomial de fase mínima escalar.

Si se desea rendimiento de compensador obtenible máxima, bajo la restricción de que se han de evitar artefactos de pre-timbrado, entonces una compensación de fase individuo y alineación de demora de tiempo de las bocinas implicadas se realizará preferiblemente antes de las optimizaciones del precompensador . Dichas compensaciones de fase pueden ser diseñadas de acuerdo con los principios descritos en [5], [6] . A fin de obtene rendimiento máximo mientras se restringe la solución para no incluir ningún artefacto de pre-timbrado, un filtro de compensación de fase de paso completo ?-(<¾-<¼)*Fj*{q) = q-^^ ';·»/'Fj*, uno para cada una de las N bocinas, se debe incluir en cada una de las N trayectorias de señal entre el sistema J~f y el controlador H, y el objetivo entonces debe contener una demora inicial de do muestras, es decir, en donde por lo menos uno de los polinomiales Diiq'1), ,-¾?(<?-1) tiene coeficiente conductor diferente de cero. Aquí se escoge que todos los filtros de paso completo q~(d0~dj) J!* (q) , j = 1, ..., N, sean considerados como parte fija del sistema.

Se introduce la matriz polinomial de demora ?(?-1), y la matriz racional de paso completo J'iq'1) respectivamente, como sigue Aquí diag ( ·) denota una matriz diagonal con los elementos del vector en la diagonal, ( ·)G significa la transposición del mismo vector, mientras que Fj(q~l) es el polinomial recíproco de Fj(g_1), es decir, los ceros de Fj(z~l) están en los lugares de espejo, con respecto al círculo unitario, a aquellos de Fjiz'1) . La matriz racional -'fq'1) se construye aquí a partir de exceso de fase ceros que son comunes entre las funciones de transferencia de cada una de las N bocinas para todas las M posiciones de medición. Es decir, los elementos Bij, ... ,BMj de la j-ésima columna de B (4) se supone que comparten un exceso de factor de fase Fj(q~l).

Como se explicó antes, do en (18) es la demora inicial pretendida del sistema compensado en fase, mientras que dj, j = ?, . , . ,? son demoras individuales que se pueden usar para acomodar desviaciones individuales en distancias entre las diferentes bocinas. Puesto que ?(?t-1), y ^ (¾r_1)í o de manera equivalente, su transposición de conjugado complejo, aquí denotada Jt (g) , se fijan y se sabe que pueden ser consideradas como factores de un sistema aumentado H{q~l) representado como, en donde B{q~l) = B{q~l)jA{q~x) :*{q) es sin embargo una matriz polinomial (es decir, no una matriz racional) , debido a cancelación de factores entre B y 7* . La segunda igualdad de (19) se permite porque A, A y !F* son diagonales, véase (4) , (11) y (18) .

Dado el sistema H(q~1) anterior, con la matriz polinomial de demora fija y conocida ?(<7-1), la matriz racional de paso completo J-, [ q) , suponiendo que la señal w ( t ) es una secuencia de ruido blanco de varianza unitaria con media cero, entonces el precompensador de LQG óptimo H i q' 1 ) , libre de artefactos de pre-timbrado, que reduce al mínimo el criterio (15) bajo la restricción de causalidad y estabilidad, se obtiene como, - ?ß-^ (20) en donde la matriz polinomial de N\N /3(qr_1) es el único factor espectral derecho estable1 definido por ß,ß = B0*V*VB0 + A*W*WA + B1+E {AB.V,VAB} ?? (21) 1Dicho factor espectral derecho existe bajo condiciones leves para el problema actual. Véase sección 3.3. de [31]. El factor espectral es único hasta una matriz ortogonal. y la matriz polinomial Qíq'1) , junto con una matriz polinoraial L*{q) , ambas de dimensión |l, constituyen la única solución a la Ecuación de Diophantine bilateral B0tV,VD = ß + qL*E (22) con grados genéricos2 Pueden ocurrir grados inferiores en casos especiales. nQ = max{nD + nv , nE - 1} (.¦¿¦i) nL = max{nSo + nv , n0} - 1.

La optimalidad y unicidad del compensador derivado anteriormente se puede probar usando las técnicas presentadas en [27, 31] . La solución presentada anteriormente, puede ser fácilmente extendida para representar también w(t) que se describe mediante un modelo dinámico, es decir, en donde v(t) es secuencia de ruido blanco de varianza unitaria de media cero. Si, como un ejemplo, P{q~l) = F( q~l ) S ( g"1 ) _1 con P y S siendo polinomiales estables, entonces, en el término más a la derecha de (22) P_1SfJ sustituye a E. Describiendo w(t) por un modelo dinámico algunas veces puede ser útil en ciertas aplicaciones cuando la suposición de w(t) que es un ruido blanco es inapropiada. La solución obtenida aquí por lo tanto es muy general, lo que da flexibilidad considerable en el diseño del precompensador.

El diseño de filtro presentado anteriormente también se puede usar para diseñar un conjunto de p filtros {^-Yj=\ para un conjunto apropiado seleccionado de matrices de ponderación El conjunto de filtros asi obtenido {O-jYj=i puede ser usados para cambiar gradualmente el grado de soporte obtenido del conjunto seleccionado de S bocinas de soporte. De esa forma un usuario puede escoger entre muy poco soporte a soporte completo para obtener el mejor rendimiento de audio percibido posible.

A fin de obtener la señal de precompensador u(t) = T w(t) — Afi~lQ^w{t), cabe notar que los inventores de la presente han realizado la filtración en diferentes pasos. Por lo tanto, primero realizan la filtración recursiva Eiq'1) i{ ) = w(t) , segundo, la filtración FIR X\{t) = Q{q~1)w\{t) , tercero, la filtración recursiva ß{q~1)x2{t) = x\(t) y finalmente la filtración FIR u(t) = A(g_1)x2(t) . Aquí las señales en negrillas i y x2, son de dimensión tí x 1 ya que u es de dimensión N X 1. Dicho procedimiento de filtración, sin embargo, no es la única implementación posible de "K. También se podría usar, por ejemplo, aproximaciones de FIR de orden alto de los elementos en !R. Dicha aproximación FIR se puede obtener usando un pulso unitario, S(t) , como señal de entrada y registrar una serie de muestras en las N salidas del filtro. Las Z\7 señales de salida registradas entonces constituyen las respuestas de impulso de los elementos de %, y los coeficientes de filtro FIR se obtienen truncando las señales de salida a una longitud apropiada.

Cabe notar que si no se realiza compensación de fase individual en cada una de las N bocinas, entonces J30* = Ho» y = -??? 1) + AB(q-1)Bl(q-i). Si, por otra parte, no se usa incertidumbre de modelo se utiliza en el diseño, entonces el tercer término de la derecha de (21) se desvanecerá y B(q~x) = B(q~1)A(q~1)!Ft(q). Finalmente, si no se usan incertidumbre de modelo, ni cualquier compensación de fase individual sobre las N bocinas, entonces B(q~1) = B.

En un diseño de controlador práctico, el tercer término del lado derecho de (21) es fácilmente obtenido evaluando, véase [26, 27, 32], ?{??,V.VAB}{i¡j) = tr V.VE{AB(.„j}AB{..¡i } . (25) Cabe recordar ahora que los coeficientes aleatorios de los elementos polinomiales individuales de ?? son especificados como una secuencia de ruido blanco de varianza unitaria, de media cero, que implica que E{ B^tj)AB^tj)t} = 1. Además, se supone que estos coeficientes aleatorios no están correlacionados entre diferentes columnas de ??, es decir, E{AB(jj)AjB(min)*}= 0 para j? n, ya que los campos de reverberación pertenecientes a fuentes separadas son, en general, espacialmente no correlacionadas. Por lo tanto, los inventores de la presente saben, primero, que la matriz polinomial M\ -dimensional ????^??^)*} contiene unos a lo largo de su diagonal y, en segundo lugar, que É{AB(:j)A]3(:]i)t} = OM si i j- Además, si la matriz polinomial V*V es diagonal, entonces se obtiene y por lo tanto la expresión de ?{?? AB} en ( 21 ) se vuelve É{AB*V*VAB} = lN tr VtV . (27) Una perspectiva importante aquí es que, debido a la estructura diagonal del peso de error V*V y el operador de trazo que aparece en ( 2 5 ) , los elementos fuera de diagonal de É{AH(..J-)AH(.]¿)+} no contribuirán al diseño del filtro. Puesto que estos elementos fuera de diagonal constituyen las "covarianzas espaciales" ÉÍAB^jAB^J. con i^m, los inventores de la presente concluyen que covarianzas espaciales en el modelo de incertidumbre, serán superfluas para el tipo de diseño de filtro estudiado aquí. Los elementos fuera de diagonal de E{AB*V*V B} sin embargo se pueden usar en el diseño al seleccionar los elementos fuera de diagonal de V*V diferente de cero. Por ejemplo, estos elementos fuera de diagonal se pueden usar para disminuir la importancia de puntos de medición periféricos en el diseño en comparación con aquellos centrales.

Postprocesamiento para un espectro de magnitud balanceado Cuando un sistema de sonido está reproduciendo música, es muy preferible que el espectro de magnitud de las funciones de transferencia del sistema sea suave y bien balanceado, por lo menos en promedio sobre la región de escucha. Si el sistema compensado logra perfectamente el objetivo deseado > en todas las posiciones, entonces la respuesta de magnitud promedio del sistema compensado será igual al del objetivo. Sin embargo, puesto que el controlador diseñado ?, no se puede esperar que alcance completamente la respuesta objetivo D en todas las frecuencias, por ejemplo, debido a reverberación de cuarto muy compleja que no puede ser compensada completamente, siempre habrá errores de aproximación restantes en el sistema compensado. Estos errores de aproximación pueden tener diferente magnitud a diferentes frecuencias, y pueden afectar la calidad del sonido reproducido. Las imperfecciones de respuesta de magnitud son generalmente no deseables y la matriz del controlador preferiblemente debe ser ajustada de modo que una respuesta de magnitud objetivo global se alcanza en promedio en todas las regiones de escucha.

Un paso de diseño final por lo tanto se añade preferiblemente después de la minimización de criterio con la finalidad de ajusfar la respuesta del controlador por lo que, en promedio, una respuesta de magnitud objetivo se bien aproximada en promedio sobre las posiciones de medición. Para este fin, las respuestas de magnitud del sistema global (es decir, el sistema que incluye el controlador H) entonces se pueden evaluar en las diversas posiciones de escucha, con base en los modelos de diseño o con base en nuevas mediciones. Un filtro de fase mínimo entonces puede diseñarse de tal manera que en promedio (en el sentido de RMS) la respuesta de magnitud objetivo se alcance en todas las regiones de escucha. Como un ejemplo, la suavización de octava fraccional variable basada en las variaciones de respuesta espacial se pueden utilizar para no sobrecompensar en ninguna región de frecuencia particular. El resultado es un filtro ecualizador escalar que ajusta todos los elementos de -R por una cantidad igual.

Ejemplo ilustrativo Un ejemplo del rendimiento del diseño de pre-compensador sugerido y su diferencia de un diseño de un solo canal tradicional se muestra en las figuras 6-11: • La figura 6 y la figura 9 muestran las respuestas de frecuencia y de disminución espectral acumulativa ("gráfica de cascada" o espectrograma), respectivamente, de una bocina de monitor de estudio ATC SCM16 medida en las 64 posiciones en un cuarto.

• La figura 7 y la figura 10 muestran las respuestas de frecuencia y gráfica de cascada promedio respectivamente, de la misma bocina después de que un pre-compensador de un solo canal se ha aplicado a la entrada de la bocina.

• La figura 8 y figura 11 muestran las respuestas de frecuencia y gráfica de cascada promedio cuando se ha aplicado el nuevo método de diseño de mult icanales . El objetivo del diseño del compensador fue aquí el mismo que para el diseño de un solo canal de la figura 7 y la figura 10, es decir, la bocina única de las figuras anteriores se usó como bocina primaria y la finalidad de hacer la respuesta de la bocina primaria tan ideal como fuera posible. Con el fin alcanzar mejor el objetivo, 15 bocinas adicionales se usaron como bocinas de soporte. Las bocinas de soporte rodeaban la región de escucha en donde las mediciones se tomaron, y después se colocaron en varias alturas y varias distancias desde la región de escucha.

Implementación de filtro El filtro resultante H de (20) se puede realizar de varias maneras, en forma de espacio de estado o en forma de función de transferencia. Los filtros requeridos son en general de orden muy alto, en particular si una tasa de muestreo de alcance de audio completa se usa y si también se han tomado en cuenta dinámicas de acústica de cuarto en el modelo en el cual se basa el diseño. Para obtener un diseño computacionalmente factible, son de interés métodos para limitar la complejidad computacional del pre-compensador. Los inventores de la presente aquí delinean un método para el propósito que se basa en reducción de orden del controlador de elementos de la matriz del controlador ! , en particular de cualesquiera funciones de transferencia que tengan respuestas de impulso con colas muy largas pero suaves. El método funciona como sigue.

Los elementos de respuesta de impulso escalar relevantes ???, ... , ¾ del pre-compensador ?, son primero representados como filtros FIR muy largos, como se mencionó antes. Después, para cada respuesta de impulso de pre-compensador, Hj, se debe hacer lo siguiente: 1. Determinar una demora ti>l después de la cual la respuesta de impulso es aproximadamente exponencialmente en disminución y tiene una forma suave, y una segunda demora t2>ti, después de la cual los coeficientes de respuesta de impulso son insignificantes. 2. Usar una reducción de modelo o técnica de identificación de sistema para ajusfar un filtro IIR recursivo de orden bajo para aproximar la cola del filtro FIR para un intervalo de disminución [t2, i] 3. Realizar el filtro de pre-compensador escalar aproximado como una conexión paralela Ujiq'1) = M{q~l) +q~tl N (g~ 1) , en donde M(q~x) es un filtro FIR que es igual a los primeros coeficientes de respuesta de impulso ti del filtro FIR original Ujiq'1) , desde demora cero a demora ti-1, mientras que N{q'l)es el filtro IIR que aproxima su cola.

La finalidad de este procedimiento es obtener realizaciones en las cuales la suma del número de parámetros del filtro FIR Miq'1) y el filtro IIR N{q~l) es mucho más baja que el número original de los coeficientes de respuesta de impulso. Varios métodos diferentes para aproximar la cola de la respuesta de impulso se pueden usar, por ejemplo el ajuste de modelos auto-regresivos a una secuencia de co-varianza basada en ecuaciones de Yule- alker. Para obtener sensibilidad numérica baja para redondear errores de coeficientes cuando se implementan los filtros IIR resultantes con aritmética de precisión finita, es preferible implementarlo como conectores paralelos o conectores en serie de filtros de orden más bajo. Como un ejemplo, los filtros de primer orden o elementos de filtro IIR de segundo orden (los llamados filtros bicuadráticos ) se pueden usar.

Aspectos de implementación Normalmente, la metodología de diseño es ejecutada en un sistema de computadora para producir los parámetros de filtro del filtro de precompensación . Los parámetros de filtro calculados entonces son normalmente descargados a un filtro digital, por ejemplo revisado por un sistema de procesamiento de señal digital o sistema de computadora similar, gue ejecuta la filtración real.

Aunque la invención se puede implementar en un software, hardware, firmware o cualquier combinación de los mismos, el esquema de diseño de filtro propuesto por la invención es preferiblemente implementado como software en forma de módulos de programa, funciones o equivalentes. El software puede ser escrito en cualquier tipo de lenguaje de computadora, tal como C, C++, o incluso lenguajes especializados para procesadores de señal digital (DSPs). En la práctica, los pasos relevantes, funciones y acciones de la invención son mapeados en un programa de computadora, que cuando es sometido por el sistema de computadora efectúa los cálculos asociados con el diseño de filtro de precompensació . En el caso de un sistema basado en PC, el programa de computadora usado para el diseño o determinación del filtro de precompensación de audio es normalmente codificado por un medio legible por computadora tal como un DVD, CD o estructura similar para distribución al usuario/diseñador de filtro, quien entonces puede cargar el programa en su sistema de computadora para ejecución posterior. El software incluso puede ser descargado desde un servidor remoto a través de la Internet.

Por lo tanto se provee un sistema y producto de programa- de computadora correspondiente, para determinar un controlador de precompensacion de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N=2 bocinas, cada una de las cuales tiene una entrada de bocina, en donde el controlador de precompensacion de audio tiene un número de L=l entradas para L señales de entrada y tiene N salidas para N señales de salida de controlador, una para cada bocina del sistema de generación de sonido. Teniendo en mente que el controlador de precompensacion de audio tiene un número de parámetros de filtro ajustables por ser determinados, el sistema básicamente comprende medios para estimar, para cada uno de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad de M=2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en una mete de escucha, con base en mediciones de sonido en las M posiciones de medición. El sistema también comprende medios para especificar, para cada una de las L señales de entrada, una seleccionada de las N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto seleccionado S que incluye por lo menos una de las N bocinas como bocinas de soporte en donde la bocina primaria no es parte del subconjunto. El sistema además comprende medios para especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde la demora de propagación acústica se determina con base en la distancia desde la bocina primaria a la posición de medición respectiva. El sistema también comprende medios para determinar, para cada una de las L señales de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y las bocinas de soporte seleccionadas, parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio ce modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica del controlador de precompensación de audio. La función de criterio es definida para incluir una sumatoria ponderada de potencias de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición.

Para cada caso en donde L>2, el sistema también puede incluir medios para fusionar todos los parámetros de filtro, determinados para las L señales de entrada de controlador, en un conjunto fusionado de parámetros de filtro para el controlador de precompensación de audio. El controlador de precompensación de audio, con el conjunto fusionado de parámetros de filtro, es entonces configurado para operar en las L señales de entrada para generar las N señales de salida del controlador a las bocinas para lograr las respuestas de impulso objetivo deseadas.

En un ejemplo particular, los medios para determinar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio están configurados para operar con base en una optimización Gaussiana Cuadrática Lineal (LQG) de los parámetros de un controlador directo multivariable estable, lineal y causal basado en un sistema dinámico objetivo dado, y un modelo dinámico del sistema de generación de sonido.

El producto de programa de computadora comprende medios de programa correspondientes, y está configurado para determinar el controlador de precompensación de audio cuando se ejecuta en un sistema de computadora.

La figura 4 es diagrama de bloques esquemático que ilustra un ejemplo de un sistema de computadora adecuado para la implementación de un algoritmo de diseño de filtro de conformidad con la invención. El sistema de diseño de filtro 100 se puede realizar en la forma de cualquier sistema de computadora convencional, incluyendo computadoras personales (PCs), computadoras de marco principal, sistemas de multiprocesadores, PCs de red procesadores de señal digital (DSPs) y similares. De cualquier modo, el sistema 100 básicamente comprende una unidad de procesamiento central (CPU) o núcleo de procesador de señal digital (DSP) 10, una memoria de sistema 20 y una linea de transmisión de sistema 30 que interconecta los diversos componentes del sistema. La memoria de sistema 20 normalmente incluye una memoria sólo lectura (ROM) 22 y una memoria de acceso aleatorio (RAM) 24. Además, el sistema 100 normalmente comprende uno o más dispositivos de memoria periféricos controlados por la unidad 40, tales como discos duros, discos magnéticos, discos ópticos, discos flexibles, discos de video digital o tarjetas de memoria, proveyendo almacenamiento no volátil de datos e información de programa. Cada dispositivo de memoria periférico 40 está normalmente asociado con una unidad de memoria para controlar el dispositivo de memoria asi como una interfaz de unidad (no mostrada) para conectar el dispositivo de memoria 40 a la linea de transmisión 30 del sistema. Un programa de diseño de filtro que implementa un algoritmo de diseño de conformidad con la invención, posiblemente junto con otros módulos de programa relevantes, se puede almacenar en la memoria periférica 40 y cargar en la RAM 24 de la memoria del sistema 20 para ejecución por la CPU 10. Dados los datos de entrada relevantes, tales como mediciones, especificaciones de entrada y posiblemente una representación de modelo y otras configuración opcionales, el programa de diseño de filtro calcula los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio/filtro .

Los parámetros de filtro determinados son después normalmente transferidos de la RAM 24 en la memoria de sistema 20 a través de la interfaz de E/S 70 del sistema 100 a un controlador de precompensación de audio 200. Preferiblemente, el controlador de precompensación de audio 200 se basa en un procesador de señal digital (DSP) o unidad de procesamiento central similar (CPU) 202, y uno o más módulos de memoria 204 para contener los parámetros de filtro y las muestras de señal retardadas requeridas. La memoria 204 normalmente también incluye un programa de filtración, que cuando es ejecutado por el procesador 202, realiza la filtración real basada en los parámetros de filtro.

En lugar de transferir los parámetros de filtro calculados directamente al controlador de precompensación de audio 200 a través del sistema de E/S 70, los parámetros de filtro pueden ser almacenados en una tarjeta de memoria periférica o disco de memoria 40 para distribución posterior a un controlador de precompensación de audio, que puede o no estar remotamente localizado desde el sistema de diseño de filtro 100. Los parámetros de filtro calculados también pueden ser descargados desde un lugar remoto, v.gr., a través de la internet, y después preferiblemente en forma encriptada.

A fin de permitir mediciones de sonido producidas por el equipo de audio bajo consideración, cualesquiera unidades micrófono convencionales o equipo de grabación similar pueden ser conectados al sistema de computadora 100, típicamente a través de un convertidor de análogo a digital (A/D) . Con base en mediciones de señales de prueba de audio (convencionales) hechas por la unidad de micrófono, el sistema 100 puede desarrollar un modelo del sistema de audio, usando un programa de aplicación cargado en la memoria de sistema 20. Las mediciones también se pueden usar para evaluar el rendimiento del sistema combinado de filtro de precompensación y equipo de audio. Si el diseñador no está satisfecho con el diseño resultante, puede iniciar una nueva optimización del filtro de precompensación con base en un conjunto modificado de parámetros de diseño.

Además, el sistema 100 normalmente tiene una interfaz de usuario 50 para permitir la interacción del usuario con el diseñador del filtro. Son posibles varios escenarios de interacción de usuarios diferentes.

Por ejemplo, el diseñador del filtro puede decidir que desea usar un conjunto personalizado, especifico de parámetros de diseño en el cálculo de los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio 200. El diseñador de filtro entonces define los parámetros de diseño relevantes a través de la interfaz de usuario 50.

También es posible que el diseñador de filtro seleccione entre un conjunto de parámetros pre-configurados diferentes, que pueden haber sido diseñados para diferentes sistemas de audio, ambientes de escucha y/o para el propósito de introducir características especiales en el sonido resultante. En tal caso, las opciones pre-configuradas normalmente son almacenadas en la memoria periférica 40 y cargadas en la memoria del sistema durante la ejecución del programa de diseño de filtro.

El diseñador del filtro también puede definir un sistema de referencia usando la interfaz de usuario 50. En lugar de determinar un modelo de sistema basado en mediciones de micrófono, también es posible que el diseñador de filtro seleccione un modelo del sistema de audio a partir de un conjunto de modelos de sistema pre-configurados diferentes. Preferiblemente, dicha selección se basa en el equipo de audio particular con el cual el filtro de precompensación resultante se ha de usar. Otra opción es diseñar un conjunto de filtros para un conjunto apropiado seleccionado de matrices de ponderación para poder variar el grado de soporte provisto por el conjunto seleccionado de bocinas de soporte.

Preferiblemente, el filtro de audio es incorporado junto con el sistema de generación de sonido para permitir la reproducción de sonido influenciada por el filtro.

En una implementación alternativa, el diseño de filtro se realiza más o menos en forma autónoma sin o sólo con participación de usuario marginal. Un ejemplo de dicha construcción se describirá ahora. El sistema ilustrativo •comprende un programa de supervisión, software de identificación de sistema y software de diseño de filtro.

Preferiblemente, el programa de supervisión primero genera señales de prueba y mide la respuesta acústica resultante del sistema de audio. Con base en las señales de prueba y las mediciones obtenidas, el software de identificación del sistema determina un modelo del sistema de audio. El programa de supervisión entonces recopila y/o genera los parámetros de diseño requeridos y dirige estos parámetros de diseño al programa de diseño de filtro, que calcula los parámetros de filtro de precompensación de audio. El programa de supervisión entonces, como una opción, puede evaluar el rendimiento del diseño resultante sobre la señal medida y, si es necesario, ordenar el programa de diseño de filtro para determinar un nuevo conjunto de parámetros de filtro con base en un conjunto modificado de parámetros de diseño. Este procedimiento se puede repetir hasta obtener un resultado satisfactorio. Entonces, el conjunto final de parámetros de filtro son descargados/implementados en el controlador de precompensación de audio.

También es posible ajustar los parámetros de filtro del filtro de precompensación de manera adaptativa, en lugar de usar un conjunto fijo de parámetros de filtro. Durante el uso del filtro en un sistema de audio, las condiciones de audio pueden cambiar. Por ejemplo, la posición de las bocinas y/u objetos tales como muebles en el ambiente de escucha pueden cambiar, lo cual a su vez puede afectar la acústica del cuarto, y/o algún equipo en el sistema de audio puede ser intercambiado por algún otro equipo que conduzca a diferentes características del sistema de audio global. En tal caso, mediciones continuas o intermitentes de sonido desde el sistema de audio en una o varias posiciones en el ambiente de escucha se pueden realizar por una o más unidades de micrófono, posiblemente conectadas en forma inalámbrica, o equipo de grabación de sonido similar. Los datos de sonido registrados entonces pueden ser alimentados, posiblemente en forma inalámbrica, en un sistema de diseño de filtro, que calcula un nuevo modelo de sistema de audio y ajusta los parámetros de filtro de modo que estén mejor adaptados para las nuevas condiciones de audio.

En forma natural, la invención no está limitada a la disposición de la figura 4, como una alternativa, el diseño del filtro de precompensación y la implementacion real del filtro pueden ser realizadas ambas en uno y el mismo sistema de computadoras 100 o 200. Esto significa generalmente que el programa de diseño de filtro y el programa de filtración son implementados y ejecutados en el mismo de DSP o sistema de microprocesadores.

El controlador de precompensación de audio puede ser incorporado como un equipo individual en un procesador de señal digital o computadora que tenga una interfaz de análogo a digital a los amplificadores subsiguientes, como se mencionó antes. Alternativamente, puede ser integrado en la construcción de un pre-amplificador digital, un sistema de audio de automóvil, un sistema de audio de cine, un sistema de audio de salas de conciertos, una tarjeta de sonido de computadora, un sistema de estéreo compacto, un sistema de audio doméstico, una consola de juegos de computadora, una televisión, una estación de consola para un reproductor de MP3, una barra de sonido o cualquier otro dispositivo o sistema que tiene la finalidad de producir sonido. También es posible realizar el filtro de precompensación de una manera más orientada a hardware, con estructuras de hardware computacionales personalizadas, tales como FPGAs o ASICs.

En un ejemplo particular, el controlador de precompensación de audio es implementado como un controlador directo causal estable, lineal.

Cabe entender que la precompensación se puede realizar por separado de la distribución de la señal de sonido al lugar de reproducción real. La señal de precompensación generada por el filtro de precompensación no necesariamente tiene que ser distribuida inmediatamente hacia y en conexión directa con el sistema de generación de sonido, sino que puede ser grabado en un medio separado para distribución posterior al sistema de generación de sonido. La señal de compensación podría entonces representar por ejemplo música grabada en un disco de CD o DVD que ha sido ajustado a un equipo de audio particular y ambiente de escucha. También puede ser un archivo de audio pre-compensado almacenado en un servidor de internet para permitir la subsiguiente descarga del archivo a un lugar remoto a través de la Internet.

Las modalidades descritas anteriormente han de ser entendidas como algunos ejemplos ilustrativos de la presente invención. Los expertos en la técnica entenderán que se pueden hacer varias modificaciones, combinaciones y cambios a las modalidades sin apartarse del alcance de la presente invención. En particular, diferentes soluciones parciales en las diferentes modalidades se pueden combinar en otras configuraciones, en donde es técnicamente posible. El alcance de la presente invención, sin embargo, está definido por las reivindicaciones anexas.

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Claims

REIVINDICACIONES 1. Un método para determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una de las cuales tiene una entrada de bocina, dicho controlador de precompensación de audio teniendo un número L = 1 de entradas para L señal (es) de entrada y N salidas para N señales de salida de controlador, una para cada bocina de dicho sistema de generación de sonido, el controlador de precompensación de audio teniendo un número de parámetros de filtro ajustables, con dicho método comprendiendo los pasos de: • estimar, para cada una de un subconjunto de dichas N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad M = 2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha, con base en mediciones de sonido en M posiciones de medición; · especificar, para cada una de dichas L señal (es) de salida, una seleccionada de dichas N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto seleccionado S que incluye por lo menos una de dichas N bocinas como bocina (s) de soporte, en donde dicha bocina primaria no es parte del subconjunto; • especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde dicha demora de propagación acústica se determina con base en la distancia desde la bocina primaria a la posición de medición respectiva; • determinar, para cada una de dichas L señal (es) de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y las bocina (s) de soporte seleccionadas, parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica de dicho controlador de precompensación de audio, con la función de criterio incluyendo una sumatoria ponderada de potencias de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición. '2. El método de conformidad con la reivindicación 1, en donde L = 2, y dicho método comprende el paso de fusionar todos los parámetros de filtro, determinados para dichas L señales de entrada, en un conjunto fusionado de parámetros de filtro para el controlador de precompensación de audio, en donde dicho controlador de precompensación de audio con el conjunto fusionado de parámetros de filtro está configurado para operar sobre las las L señales de entrada para generar las ?7 señales de salida de controlador a las bocinas para lograr las respuestas de impulso objetivo. 3. El método de conformidad con la reivindicación 1 o 2, en donde dicho controlador de precompensación de audio está configurado para controlar la respuesta acústica de P bocinas primarias, en donde P = L y P = N, por el uso combinado de dichas P bocinas primarias y, para cada bocina primaria, un número adicional de bocinas de soporte 1 < S = N - 1 de dichas N bocinas. 4. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde dicho controlador de precompensación de audio tiene la capacidad de producir salida cero a algunas de las N bocinas para algún ajuste de sus parámetros de filtro ajustable. 5. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el paso de determinar los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio se basa en una optimización Gaussiana Cuadrática Lineal (LQG) del parámetro de un controlador directo multivariable lineal y causal, estable, basado en un sistema dinámico objetivo, y un modelo dinámico del sistema de generación de sonido. 6. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde cada una de las N señales de salida del controlador de dicho controlador de precompensación de audio es alimentada a una bocina respectiva a través de un filtro de paso total que incluye un componente de compensación de fase y un componente de retraso, produciendo N señales de salida del controlador filtradas . 7. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde la función de criterio incluye términos de sanción, con dichos términos de sanción siendo tales que el controlador de precompensación de audio, obtenido al optimizar la función de criterio, produce niveles de señal de magnitud restringida sobre un subconjunto seleccionado de dichas señales de controlador de precompensación, produciendo niveles de señal restringidas sobre las entradas de bocina seleccionadas a las N bocinas para bandas de frecuencia especificadas. 8. El método de conformidad con la reivindicación 7, en donde dichos términos de sanción se escogen de manera diferente un número de veces y el paso de determinación de parámetros de filtro de dicho controlador de precompensación de audio se repite para cada elección de los términos de sanción, dando por resultado un número de instancias de dicho controlador de precompensación de audio, cada una de las cuales produce niveles de señal con magnitudes individualmente restringidas a las S bocinas de soporte para bandas de frecuencia especificadas. 9. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde la función de criterio incluye, primero, un conjunto de modelos que describen una gama de posibles errores en las respuestas de impulso estimadas, y segundo, una operación de agregación, en donde dicha operación de agregación es una suma, una suma ponderada o una expectativa estadística sobre dicho conjunto de modelos . 10. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el paso de determinar parámetros de filtro de dicho controlador de precompensación de audio también se basa en ajusfar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio para alcanzar una respuesta de frecuencia de magnitud objetivo de dicho sistema de generación de sonido que incluye el controlador de precompensación de audio, en por lo menos un subconjunto de dichas M posiciones de medición. 11. El método de conformidad con la reivindicación 10, en donde el paso de ajusfar los parámetros de filtro de dicho controlador de precompensación de audio se basa en la evaluación de respuestas de frecuencia de magnitud en por lo menos un subconjunto de dichas M posiciones de medición y posteriormente determinar un modelo de fase mismo del sistema de generación de sonido que incluye el controlador de precompensación de audio. 12. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde las respuestas de impulso objetivo son diferentes de cero e incluyen parámetros ajustables que pueden ser modificados dentro de limites prescritos. 13. El método de conformidad con la reivindicación 12, en donde los parámetros ajustables de las respuestas de impulso objetivo, asi como los parámetros ajustables del controlador de precompensación de audio se ajustan conjuntamente, con la finalidad de optimizar la función de criterio . 14. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el paso de estimar, para cada uno de por lo menos un conjunto de N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad de N posiciones de medición se basa en un modelo que describe la respuesta dinámica del sistema de generación de sonido en dichas M posiciones de medición. 15. El método de conformidad con la reivindicación 1, en donde dicho controlador de precompensación de audio es creado al implementar los parámetros de filtro en una estructura de filtro de audio. 15. El método de conformidad con la reivindicación 15, en donde dicha estructura de filtro de audio es incorporada junto con el sistema de generación de sonido para permitir la generación de la respuesta de impulso objetivo en las M posiciones de medición en dicho ambiente de escucha. 17. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el sistema de generación de sonido es un sistema de audio de automóvil o un sistema de audio de estudio móvil y el ambiente de escucha es parte de un automóvil o un estudio móvil. 18. El método de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en donde el sistema de generación de sonido es un sistema de audio de cine, un sistema de audio de sala de conciertos, un sistema de audio doméstico, o un sistema de audio profesional y dicho ambiente de escucha es parte de un cine, una sala de conciertos, un hogar, un estudio, un auditorio o cualesquiera otras premisas . 19. Un sistema para determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una de las cuales tiene una entrada de bocina, dicho controlador de precompensación de audio teniendo un número L = 1 de entradas para L señal (es) de entrada y N salidas para ?7 señales de salida de controlador, una para cada bocina de dicho sistema de generación de sonido, el controlador de precompensación de audio teniendo un número de parámetros de filtro ajustables, con dicho sistema comprendiendo: • medios para estimar, para cada una de un subconjunto de dichas N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad M = 2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha, con base en mediciones de sonido en M posiciones de medición; • medios para especificar, para cada una de dichas L señal (es) de salida, una seleccionada de dichas N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto seleccionado S que incluye por lo menos una de dichas N bocinas como bocinas de soporte, en donde dicha bocina primaria no es parte del subconjunto; • medios para especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde dicha demora de propagación acústica se determina con base en la distancia desde la bocina primaria a la posición de medición respectiva; • medios para determinar, para cada una de dichas L señal (es) de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y las bocina (s) de soporte seleccionadas, parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica de dicho controlador de precompensacion de audio, con la función de criterio incluyendo una sumatoria ponderada de potencias de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición. 20. El sistema de conformidad con la reivindicación 19, en donde L = 2, y dicho método comprende el paso de fusionar todos los parámetros de filtro, determinados para dichas L señales de entrada del controlador, en un conjunto fusionado de parámetros de filtro para el controlador de precompensacion de audio, en donde dicho controlador de precompensacion de audio con el conjunto fusionado de parámetros de filtro está configurado para operar sobre las L señales de entrada para generar las N señales de salida de controlador a las bocinas para lograr las respuestas de impulso objetivo. 21. El sistema de conformidad con la reivindicación 19 o 20, en donde dichos medios para determinar parámetros de filtro del controlador de precompensacion de audio están configurados para operar con base en una optimización Gaussiana Cuadrática Lineal (LQG) del parámetro de un controlador directo muítivariable lineal y causal, estable, basado en un sistema dinámico objetivo, y un modelo dinámico del sistema de generación de sonido. 22. Un producto de programa de computadora para determinar, cuando se ejecuta en un sistema de computadora, un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una de las cuales teniendo una entrada de bocina, dicho controlador de precompensación de audio teniendo un número L = 1 de entradas para L señal (es) de entrada y N salidas para N señales de salida de controlador, una para cada bocina de dicho sistema de generación de sonido, dicho controlador de precompensación de audio teniendo un número de parámetros de filtro ajustables, con dicho producto de programa de computadora comprendiendo: • medios de programa para estimar, para cada una de un subconjunto de dichas N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada una de una pluralidad M = 2 de posiciones de medición, distribuidas en una región de interés en un ambiente de escucha, con base en mediciones de sonido en M posiciones de medición; • medios de programa para especificar, para cada una de dichas L señal (es) de salida, una seleccionada de dichas N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto seleccionado S que incluye por lo menos una de dichas N bocinas como bocina (s) de soporte, en donde dicha bocina primaria no es parte del subconjunto; · medios de programa para especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada una de las M posiciones de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde dicha demora de propagación acústica se determina con base en la distancia desde la bocina primaria a la posición de medición respectiva; • medios de programa para determinar, para cada una de dichas L señal (es) de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y las bocina (s) de soporte seleccionadas, parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica de dicho controlador de precompensación de audio, con la función de criterio incluyendo una sumatoria ponderada de potencias de diferencias entre las respuestas de impulso estimadas compensadas y las respuestas de impulso objetivo sobre las M posiciones de medición. 23. El producto de programa de computadora de conformidad con la reivindicación 22, en donde L = 2, y dicho producto de programa de computadora comprende medios de programa para fusionar todos los parámetros de filtro, determinados para las L señales de entrada, en un conjunto fusionado de parámetros de filtro para dicho controlador de precompensación de audio, en donde el controlador de precompensación de audio con dicho conjunto fusionado de parámetros de filtro está configurado para operar sobre las las L señales de entrada para generar las N señales de salida de controlador a las bocinas para lograr las respuestas de impulso objetivo. 24. El producto de programa de computadora de conforrr.idad con la reivindicación 22 o 23, en donde dichos medios para determinar parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio están configurados para operar con base en una optimización Gaussiana Cuadrática Lineal (LQG) de los parámetros de un controlador directo multivariable lineal y causal, estable, basado en un sistema dinámico objetivo, y un modelo dinámico del sistema de generación de sonido. 25. Un controlador de precompensación de audio determinado usando el método de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 18. 26. El controlador de precompensación de audio de conformidad con la reivindicación 24, en donde dicho controlador de precompensación de audio es un controlador directo causal estable lineal. 27. Un sistema de audio que comprende un sistema de generación de sonido y un controlador de precompensación de audio en la trayectoria de entrada del sistema de generación de sonido, en donde dicho controlador de precompensación de audio se determina usando el método de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 18. 28. Una señal de audio digital generada por un controlador de precompensacion de audio determinado usando el método de cualquiera de las reivindicaciones 1 a 18. RESUMEN DE LA INVENCIÓN Una idea básica es determinar un controlador de precompensación de audio para un sistema de generación de sonido asociado que comprende un total de N = 2 bocinas, cada una teniendo una entrada de bocina. El controlador de precompensación de audio tiene un número L = 1 de entradas para L señales de entrada, y N salidas para N señales de salida del controlador, una para cada bocina. Es importante estimar, para cada una de por lo menos un subconjunto de las N entradas de bocina, una respuesta de impulso en cada posición de medición. También es importante especificar, para cada una de las L señal (es) de entrada, una seleccionada de las N bocinas como una bocina primaria y un subconjunto S seleccionado que incluye por lo menos una de las N bocinas como bocina (s) de soporte. Un punto clave es especificar, para cada bocina primaria, una respuesta de impulso objetivo en cada posición de medición con la respuesta de impulso objetivo teniendo una demora de propagación acústica, en donde la demora de propagación acústica es determinada con base en la distancia de la bocina primaria a la posición de medición respectiva. La idea entonces es determinar, para cada una de las L señal (es) de entrada, con base en la bocina primaria seleccionada y la bocina (s) de soporte seleccionada, los parámetros de filtro del controlador de precompensación de audio de modo que una función de criterio es optimizada bajo la restricción de estabilidad de la dinámica del controlador de precompensación de audio.