MX2008006978A - Sistemas y metodos de combinacion de diversidad de antenas para señales de radio satelital - Google Patents

Abstract

Se presentan sistemas y métodos para la combinación de una diversidad de antenas digitales. En modalidades de ejemplo de la presente invención, al menos dos rutas de señal de antena pueden ser conectadas, en forma comunicativa, con un receptor. Cada ruta de señal de antena puede ser proporcionada con un sintonizador RF conectado, en forma comunicativa, con un desmodulador, el cual puede estimar la relación de señal a ruido (SNR) y el tiempo de llegada de su señal de antena respectiva. En operación, un circuito de alineación de tiempo puede usar el tiempo del estimado de llegada para alinear las múltiples señales y el combinador de relación máxima puede emplear el estimado de SNR obtenido para cada señal de antena para ponderar, de manera respectiva, cada señal, y con lo cual, se genera una señal combinada de salida.

Description

SISTEMAS Y METODOS DE COMBINACION DE DIVERSIDAD DE ANTENAS PARA SEÑALES DE RADIO SATELITAL Campo Técnico La presente invención se refiere a comunicaciones de radiodifusión de satélite, y de manera más particular, a sistemas y métodos que mejoran la recepción de las señales de radiodifusión de satélite mediante la combinación en forma digital de las señales que provienen de diversas antenas.

Antecedentes de la Invención Las técnicas convencionales de combinación de diversidad de antenas son comúnmente implementadas en el dominio analógico, ya sea en una frecuencia de radiofrecuencia (RF) o de frecuencia intermedia baja (IF) , tal como por ejemplo, en aplicaciones de radio móvil FM. De manera convencional, son utilizadas numerosas técnicas en el dominio analógico, tal como por ejemplo, la diversidad de conmutación, la diversidad de relación máxima y la combinación de la " misma potencia para implementar la combinación de diversidad de antenas. Aunque son difíciles de implementar en el dominio analógico, estos métodos funcionan generalmente bien con la condición de que cada señal de antena no sufra de una intensa interferencia del canal adyacente. No obstante, en los sistemas modernos de radiodifusión de radio de satélite las condiciones son frecuentes, de manera que puede existir una intensa interferencia entre canales . Esto puede ser debido a la disparidad en el nivel de la señal entre un canal dado que recibe una señal de satélite y una señal terrestre de frecuencia cercana (ya sea en forma "amigable" o "no amigable") . Con frecuencia, esto origina resultados deficientes de esta combinación analógica. De esta manera, lo que se requiere en la técnica es una implementación alternativa de una combinación de diversidad de antenas que sea fácil de implementar y que puede superar o aminorar los problemas de estos sistemas y técnicas de la técnica anterior.

Sumario de la Invención Los sistemas y métodos son presentados para la combinación de diversidad de antenas digitales. En modalidades de ejemplo de la presente invención, por lo menos dos vías de la señal de antena pueden ser conectadas en forma comunicada con un receptor. Cada vía de la señal de antena puede ser proporcionada con un sintonizador RF conectado en forma comunicada con un demodulador, el cual puede estimar la relación de señal-a-ruido (SNR, por sus siglas en inglés) y el tiempo de llegada de su respectiva señal de antena. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un circuito de alineación de tiempo puede ser conectado en forma comunicada con cada vía . de la señal de antena, y un combinador de relación máxima puede ser conectado en forma comunicada con el circuito de alineación de tiempo. En operación, el circuito de alineación de tiempo puede utilizar el estimado de tiempo de llegada para alinear las múltiples señales y el combinador de relación máxima puede utilizar el estimado SNR que es obtenido para cada señal de antena para ponderar, de manera respectiva, cada señal, y con lo cual, se genera una señal combinada de salida. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un combinador de diversidad de conmutación puede ser adicionalmente proporcionado, y puede detectar con rapidez cuando está entrando una señal de antena en una atenuación o desvanecimiento, permitiendo que el combinador de relación máxima establezca esta ponderación de la señal en cero. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un combinador de diversidad digital puede ser proporcionado en un circuito integrado independiente, o puede ser asociado en un circuito integrado más grande, tal como por ejemplo, un procesador de superposición de radio de satélite .

Breve Descripción de las Figuras La Figura 1 ilustra un sistema de combinación de diversidad de antenas de dominio digital de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención; La Figura 2 representa un sistema de alineación del cuadro físico de ejemplo de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención; La Figura 3 representa la desviación entre una SNR de señal de identificación y la actual SNR de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención; La Figura 4 representa un cálculo de ejemplo de un factor de corrección de ruido de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención; La Figura 5 representa una arquitectura de hardware de ejemplo de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención; y La Figura 6 ilustra un sistema de combinación de diversidad digital integrado de ejemplo de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención.

Descripción Detallada de la Invención La presente invención está basada en los principios de la diversidad de antenas, los cuales fueron descubiertos hace cincuenta años. En su disertación de 1958, Brennan [1] describe las distintas formas de diversidad, de tiempo, frecuencia y espacio, y presenta un análisis matemático detallado de una forma de procesamiento de diversidad de espacio (antena) llamado "diversidad de relación máxima" . A continuación, esta técnica será referida como la combinación de relación máxima (MRC) . En general, existen dos beneficios principales que la diversidad de antenas proporciona, la robustez al desvanecimiento y la Relación Mejorada de Señal a Ruido (SNR) . La robustez a la atenuación o desvanecimiento es obtenida cuando las antenas se encuentran separadas lo suficientemente lejos (normalmente, > 1/2 de longitud de onda) , de modo que no sea correlacionado el desvanecimiento dinámico en cada antena. De esta manera, en algún instante del tiempo, si una de las antenas estuviera en un desvanecimiento, la otra antena posiblemente será borrada. Por lo tanto, puede ser obtenida la mejora en la SNR, por ejemplo, agregando señales alineadas en forma coherente que provienen de todas las antenas. Esto tendrá el efecto de promediar el ruido que está presente en cada trayectoria o vía de la antena, con lo cual se consigue la reducción en la varianza de ruido. De acuerdo con un canal puro desvanecido de Rayleigh (las señales totalmente no correlacionadas a través de cada antena) , una ganancia común de la diversidad de antenas de 6 dB o más puede ser esperada sólo para dos antenas . Esto es debido a que este sistema puede tomar ventaja de la diversidad de tiempo entre dos desvanecimientos no correlacionados. Una ganancia más grande puede ser obtenida utilizando más antenas, con retornos de disminución rápida una vez que sean utilizadas 4 antenas. De manera general, esto es debido al hecho que disminuye la probabilidad de que todas las N-l antenas se encuentren en un desvanecimiento, de manera que la contribución de una enésima antena mejoraría de manera significante la señal combinada, con el incremento de N. En una implementación de diversidad digital, dos o más antenas pueden ser utilizadas para la recepción, con cada antena alimentando un demodulador digital separado. La actual combinación de antenas puede ser entonces efectuada, por ejemplo, después de la desmodulación de cada vía de antena en el dominio de símbolo QPSK en una técnica que es comúnmente conocida como la combinación MRC de detección posterior. Del mismo modo que cualquier técnica de diversidad de antenas, la tarea que tiene que ser realizada antes de que pueda suceder cualquier combinación es la alineación adecuada de la señal en tiempo, fase y amplitud. Estas tres tareas pueden ser manejadas a través de un combinador de diversidad digital de ejemplo en un modo hacia adelante casi directo, como se describe más adelante. 1. Panorama General de Sistemas de Combinación de Diversidad Digital En modalidades de ejemplo de la presente invención, las señales que provienen por ejemplo, de diversas antenas pueden ser desmoduladas y combinadas, de manera respectiva, en el dominio digital directamente en el nivel de símbolo. De esta manera, en modalidades de ejemplo de la presente invención que utilizan por ejemplo dos antenas, puede ser implementada la combinación de diversidad de señal en el dominio digital, por ejemplo, empleando dos demoduladores independientes de banda de base. En estos sistemas de ejemplo, cada una de las dos antenas puede alimentar sintonizadores independientes de extremo frontal, que son conectados, de manera respectiva, con los chips de demodulador de banda de base. Cada uno de los chips de demodulador de banda de base puede dar salida, por ejemplo, a los datos de símbolo I/Q, además, puede iniciar los marcadores de cuadro y las mediciones de potencia de ruido. Este procedimiento es delineado en la Figura 1 que se describe a continuación. Con referencia a la Figura 1, dos señales de antena A T1 y ANT2 son observadas en la parte superior e inferior del lado izquierdo de la figura, de manera respectiva. Estas señales han sido recibidas en dos antenas que son espacialmente distintas. Por ejemplo, para un sistema de radiodifusión de satélite que utiliza una longitud de onda portadora aproximadamente de 2320 MHz, estas antenas pueden estar separadas una cantidad más grande de 1/2? o al menos 1.45 cm. En modalidades de ejemplo de la presente invención, estas antenas pueden ser localizadas, por ejemplo, en dos puntos diferentes del techo de un automóvil, las cuales se encuentran separadas entre 0.61 y 1.83 metros (2 pies y 6 pies) . La señal ANT1 puede ser conectada con un sintonizador RF RFl 101 y desde allí puede pasar al demodulador de banda de base DEMOD1 102. En un modo paralelo, la señal ANT2 es conectada con un sintonizador RF RF2 131 y desde allí pasa al demodulador de banda de base DEMOD2 132. Los demoduladores 102 y 132 pueden ser, por ejemplo, demoduladores condicionales I/Q que son bien conocidos por aquellas personas expertas en la técnica, o pueden ser chips IC de diseño habitual o porciones de los mismos. En las salidas de cada DEMOD1 y DEMOD2 se encuentra un flujo de símbolos I/Q para cada respectiva vía de antena. En las modalidades de ejemplo de la presente invención, cada una de las diversas señales de antena, después de que sean desmoduladas de manera respectiva, pueden ser procesadas, por ejemplo, a través del mismo hardware. Esto puede proporcionar diferencias mínimas de retraso entre las distintas vías de procesamiento de la señal. En estas modalidades de ejemplo, la diferencia de tiempo de llegada entre los símbolos de datos I/Q de cada demodulador puede ser entonces supuesta que será simplemente inducida por el canal . Continuando con referencia a la Figura 1, las múltiples vías de la señal de antena, que ahora comprenden los símbolos desmodulados I/Q, pueden ser alimentadas por ejemplo, en un circuito de alineación de tiempo 110, desde allí a un combinador de diversidad de conmutación 112, y desde allí a un combinador de relación máxima ("MRC") 115. En el MRC, como se describe más adelante, múltiples señales que provienen de las distintas antenas pueden ser mezcladas en una salida combinada de antena 120, en donde cada entrada de señal de antena al MRC puede contribuir, por ejemplo, con la salida combinada 120 de acuerdo con la ponderación adscrita a ésta. Una ponderación relativa más grande refleja una confianza más grande en la exactitud relativa de ésta señal con respecto a la otra señal, o señales, de las otras antenas . En general, para implementar la combinación de relación máxima a través de dos o más antenas, son estimados parámetros generales. Por ejemplo, la amplitud relativa de señal, la fase relativa y el tiempo relativo de llegada de estas vías diversas de la señal pueden ser estimados y compensados en cualquier metodología de combinación. En modalidades de ejemplo de la presente invención, todos los tres parámetros pueden ser suministrados a través de un conjunto de chips de demodulador, tal como por ejemplo, un conjunto de chips de demodulador convencional utilizado en el procesamiento de señales de radio de audio digital de satélite tal como el que es utilizado por Sirius Satellite Radio Inc. Este conjunto de chips de demodulador puede buscar en el flujo de señal de entrada, por ejemplo, los marcadores, y utilizando memorias intermedias adecuadas, puede alinear las señales de entrada. Este proceso se describe de manera más completa más adelante. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la amplitud de señal puede ser obtenida a partir de las mediciones SNR suministradas por un demodulador de banda de base en el comienzo de cada paquete de cuadro físico. La ambigüedad de base de constelación puede ser removida en forma automática por ejemplo, mediante un conjunto de circuitos dentro del procesador de banda de base, obligando a que los símbolos siempre se encuentren en los cuadrantes correctos mientras que el demodulador mantiene el enganche. Esto puede ser realizado por ejemplo, mediante la detección de un marcador conocido en el flujo de datos, tal como por ejemplo, una secuencia CAZAC, como se describe más adelante. Las secuencias de CAZAC son aquellas que son secuencias de Auto-Correlación Cero de Amplitud Constante. Esta secuencia CAZAC, que tiene 24 pares de bits, puede ser por ejemplo prívate int [] CAZAC_I ={-1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, -1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, -1}; prívate int[]CAZAC_Q ={l, 1, -1, -1, -1, -1, -1, -1, -1, 1, 1, -1, 1, -1, 1, -1, 1, 1, -1, -1, -1, -1, -1, -1}; o, por ejemplo, cualquiera de las secuencias que cumpla con los criterios CAZAC, que incluye secuencias pseudo-aleatorias . Finalmente, por ejemplo, el tiempo de llegada de cada símbolo puede ser transportado por el inicio del marcador de paquete de cuadro físico que también puede ser proporcionado por el procesador de banda de base. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la secuencia CAZAC puede realizar, por ejemplo, ambas de estas funciones. Como puede observarse con referencia a la Figura 1, el Módulo de Alineación de Tiempo 110, el Combinador de Diversidad de Conmutación 112 y el Combinador de Relación Máxima 115, realizan en forma colectiva la combinación de las múltiples señales. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un módulo de alineación de tiempo puede estimar la diferencia de tiempo de llegada entre cada vía de antena. Como se observó, esto puede ser conseguido por ejemplo, notando el inicio de un marcador de cuadro físico en cada demodulador de banda de base 102, 132. La diferencia de tiempo entre cada marcador indica como cada flujo de datos es retrasado con respecto al otro. En general, este retraso se espera que sea constante, puesto que cada símbolo se desplaza a través de la misma lógica de detección. Una vez determinado, el canal no debe inducir ningún tipo de retrasos adicionales, sin considerar el movimiento, la velocidad y/o dirección del vehículo. Esto es debido a la gran distancia entre las antenas de recepción y la ubicación/velocidad de cada satélite de radiodifusión, lo cual hace que sean efectivamente paralelas las líneas de transmisión del satélite a cada antena. La diferencia de tiempo entre las vías de antena puede ser corregida a través de un simple registrador de cambio, cuyo retraso puede ser ajustado, por ejemplo, en forma igual a la diferencia de tiempo de llegada. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la diferencia de tiempo de llegada entre las vías de la señal puede ser realizada de manera que sea menor que un símbolo, permitiendo un circuito de corrección de retraso de tiempo simple, tal como el módulo de alineación de tiempo 110. Por ejemplo, una onda de radio que viaja a una velocidad de la luz atraviesa un metro aproximadamente en 0.333 x 10"8 segundos, o 3.33 nanosegundos. Para una distancia de un metro de ejemplo entre las dos antenas, aún si la distancia total tuviera que ser atravesada por una señal de entrada y no por la otra (lo cual en general no es el caso a menos de que el satélite y las dos antenas sean colineales, tal como por ejemplo, cuando un satélite se encuentra bajo en el cielo y un automóvil, con dos antenas diversas, se encuentra en una pendiente del mismo ángulo con relación a la superficie de la tierra como la que el satélite tiene con relación al horizonte) de esta manera, se toma la totalidad de los 3.3 nanosegundos, esta diferencia de tiempo de llegada todavía es empequeñecida por la duración de símbolo de ejemplo de 250 microsegundos que es comúnmente utilizada. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la amplitud de señal puede ser obtenida notando el estimado de potencia de ruido que es suministrado por cada uno de los demoduladores DEMOD1 102 y DEMOD2 132. Una vez alineados, la ponderación adecuada para cada par de símbolos I/Q puede ser determinada, por ejemplo, en el comienzo de cada marcador de cuadro físico. Este valor puede ser mantenido constante, por ejemplo, hasta que sea recibido un nuevo estimado de ruido para cualquier canal (en el comienzo de cada cuadro físico) . Para estimar la ponderación de cada vía de antena, por ejemplo, el siguiente esquema óptimo de ponderación puede ser utilizado : wl = (s2)2/[(s2)2 + (a 2]; y w2 = (s!)2/[(s2)2 + (s?)2] , en donde : wl es la ponderación para los símbolos I/Q aplicados a la primera vía de antena; w2 es la ponderación para los símbolos I/Q aplicados a la segunda vía de antena; Sigmax (s?) es la varianza de potencia de ruido por medio de la primera vía de antena; y Sigma2 (s2) es la varianza de potencia de ruido por medio de la segunda vía de antena.

Una vez que sean determinados el tiempo alineado y las ponderaciones óptimas (con la corrección de fase de símbolo que es realizada a través de los respectivos demoduladores) , la combinación de diversidad puede ser efectuada, por ejemplo, utilizando la siguiente ecuación: le + j*Qc = (II + jQl)*wl + (12 + jQ2)*w2, en donde II e 12 son los símbolos en fase derivados de las vías de antena ANTl y ANT2, de manera respectiva, Ql y Q2 son los símbolos de cuadratura derivados de las vías de antena ANTl y ANT2 , de manera respectiva, e Ic/Qc son los respectivos símbolos combinados en fase y de cuadratura obtenidos como salida de la función de combinación de antena, es decir, el flujo de datos que aparece en 120, es la salida de MRC 115. En una línea común del canal, cada vía de antena puede experimentar el mismo desvanecimiento con diferencias ligeras de tiempo debido a la separación espacial de cada antena. En forma teórica, la ganancia máxima puede ser conseguida cuando la atenuación o desvanecimiento sea decorrelacionado tanto como sea posible. De manera general, no obstante esto no es posible debido al hecho que la misma señal es recibida en cada antena (con una diferencia ligera del tiempo de llegada) . De esta manera, para maximizar el rendimiento de diversas antenas, la distancia entre estas antenas puede ser incrementada a fin de maximizar la diferencia en el tiempo de llegada del desvanecimiento. Puesto que las antenas se encuentran separadas, la diferencia en los tiempos de llegada de desvanecimiento se convierte entonces en una función de separación de antena y velocidad del vehículo, es decir, como es dado por At = d/v, en donde d = la separación de la antena (en pies) y v = la velocidad del vehículo (pies/segundos) . Para valores de ejemplo de una separación de 0.91 metros (3 pies) entre las antenas y la velocidad de 96.56 km/h (60 mph) para un automóvil equipado con las dos antenas, At = 0.0682 segundos o 68.2 microsegundos . De esta manera, a medida que cada vía de antena se dirige hacia un desvanecimiento, el estimado de potencia de ruido realizado en los demoduladores puede experimentar un desfase o retraso entre el nivel verdadero de la señal y el nivel que el estimado de ruido está prediciendo. Esta situación abre la posibilidad de tener una ponderación incorrecta entre las distintas vías de antena hasta que la medición de potencia de ruido "se alcance" con la actual potencia de ruido. Durante este intervalo, existe la necesidad de evitar con rapidez errores de estimación de ruido debido a este retraso de medición, por ejemplo, mediante la utilización de un circuito de diversidad de conmutación de accionamiento rápido, que se describe a continuación.

Diversidad de Conmutación En modalidades de ejemplo de la presente invención, un circuito de diversidad de conmutación puede dirigir el fenómeno de retraso de medición de ruido que se describe con anterioridad y puede mejorar los resultados totales de la combinación de antena. Por ejemplo, puede determinar con rapidez si una de las señales de antena estuviera dirigiéndose hacia un desvanecimiento, y de esta manera, podría evitar la utilización de mediciones de potencia de ruido que pudieran ser alteradas o deterioradas. Un método que toma esta determinación es por ejemplo, mediante el rastreo de una secuencia conocida de bits enviada en forma periódica en la señal de radiodifusión. Por ejemplo, en una transmisión digital de radio de satélite, tal como por ejemplo, la transmisión radiodifundida por Sirus Satellite Radio Inc., cada cuadro físico puede ser precedido por una secuencia CAZAC de 24 símbolos, (también conocida como una "secuencia de entrenamiento" de 48 bits) , que es transmitida en el comienzo de cada cuadro físico. Dado el número de cuadros físicos transmitidos, esta secuencia CAZAC es repetida aproximadamente 3670 veces por segundo. Esta secuencia CAZAC puede ser por ejemplo, la secuencia de 48 bits (24 pares de I/Q) descrita con anterioridad. Si una antena se estuviera dirigiendo hacia un desvanecimiento, la secuencia CAZAC será distorsionada en la señal asociada, no sólo por el ruido sino también por el deslizamiento de recuperación del portador. De esta manera, en modalidades de ejemplo de la presente invención, un circuito de diversidad de conmutación puede monitorear una secuencia CAZAC (o equivalente) y puede determinar con rapidez (por ejemplo, a una velocidad de cuadro físico de 3670 veces por segundo) si la señal estuviera en un desvanecimiento más rápido de lo que puede ser realizado mediante el monitoreo de las mediciones de potencia de ruido en el módulo del demodulador. Una vez que sea detectado el desvanecimiento de la señal, las ecuaciones de combinación MRC pueden ser modificadas para colocar la ponderación en cero en la vía de antena que está experimentando una pérdida de detección CAZAC. Este método de conmutación rápida entre las vías de antena y combinación de MRC puede llevar en esencia el rendimiento del sistema a una combinación real sin un retraso de medición de potencia de ruido . En modalidades de ejemplo de la presente invención, una secuencia CAZAC puede ser transmitida en forma periódica, con un periodo menor que el tiempo, de coherencia del canal. En modalidades alternativas de ejemplo, el periodo puede ser menor que la mitad u otra fracción integral del tiempo de coherencia . 2. Descripción Detallada del Combinador de Diversidad Digital de Ejemplo A continuación, se describe en detalle con referencia a las Figuras 2-6, un combinador de diversidad digital ("DDC") de ejemplo que puede ser implementado en un circuito integrado. Un diagrama de bloque del DDC de ejemplo es proporcionado en la Figura 6 y la descripción de sus componentes y operación continúa con referencia a las Figuras 2-5. 2.1 Consecución de Alineaciones Adecuadas Como se observó con anterioridad, las tres tareas de cualquier sistema de diversidad de antenas son la alineación adecuada de las señales diversas en tiempo, fase y amplitud. Como también se observó, esta tarea es extremadamente difícil de realizar en el dominio analógico debido a la naturaleza muy sensible a los errores en el proceso de combinación. Numerosos procedimientos analógicos han sido intentados con un éxito limitado. No obstante, la tarea es simplificada en gran medida mediante la realización de la alineación en el dominio digital. La tarea es adicionalmente simplificada al efectuar la desmodulación posterior de alineación en el nivel de símbolo. La combinación de símbolos tiene todos los beneficios de la combinación de detección previa mientras permite una implementación más fácil. El costo de la combinación de detección posterior es que un demodulador adicional es requerido para cada señal recibida TDM.

Considerando el estado de cada tecnología de proceso de contracción IC, este costo puede ser generalmente considerado como de menor importancia. 2.2 Amplitud y Alineación de Fase Debido a que la combinación es realizada en el nivel de símbolo QPSK a través de un demodulador separado para cada vía de antena, la amplitud y alineación de fase ya son garantizadas a través del proceso de desmodulación. Por ejemplo, el ajuste de amplitud entre las dos antenas puede ser realizado a través de la funcionalidad del Control de Ganancia Automático ("AGC") y la alineación de fase puede ser efectuada a través de un circuito de recuperación de portador. En forma similar, la alineación no ambigua de fase puede ser garantizada mediante el uso de un patrón CAZAC en el comienzo de cada cuadro físico, como se describió con anterioridad. Por lo tanto, la única tarea real que un combinador de diversidad digital necesita para efectuar la desmodulación posterior es la alineación de tiempo. 2.3 Alineación de Tiempo Como se observó, la tarea real de un combinador de diversidad digital (DDC) se reduce a realizar una operación de desplazamiento de tiempo casi compleja. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un DDC puede ser designado para operar a partir de dos demoduladores completamente independientes, cada uno con su propio reloj de sistema tal como por ejemplo, a 68 MHz . Entonces, se necesita que una serie de etapas sean efectuadas con el fin de tener la capacidad de MRC a través de los símbolos recibidos. 2.4 Alineación de Reloj de Muestra En modalidades de ejemplo de la presente invención, los datos de símbolo suave tal como por ejemplo, los datos de símbolo suave de 10 bits, pueden ser proporcionados como una salida a partir de cada chip de demodulador. Estos datos consisten de valores de constelación I, Q antes de enviar la decodificación de corrección de error. En modalidades de ejemplo de la presente invención, un DDC puede aceptar este flujo de datos de 10 bits a través de un bus de datos propietario. Los ejemplos de estos buses son las líneas de entrada en la Figura 6, etiquetadas de manera respectiva como "Antena 1, Símbolos I, Q" y "Antena 2, Símbolos I, Q" . Es importante darse cuenta que los dos buses de datos de 10 bits pueden ser asincronos por completo uno con respecto al otro. Por lo tanto, la primera tarea a mano es volver a programar cada flujo de símbolo suave en un dominio de reloj común. Este dominio de reloj puede ser por ejemplo el dominio del demodulador conectado con la antena 1 o por ejemplo, el dominio del demodulador conectado con la antena 2. La antena elegida es conocida como la "antena de anclaje". En modalidades de ejemplo de la presente invención, los datos de símbolo suave del demodulador conectado con la antena 2 pueden ser nuevamente programados en el dominio de reloj de muestreo de la antena 1. De esta manera, estas modalidades utilizan la antena 1 como la antena de anclaje. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la elección de cuál antena es la antena de anclaje puede ser regulada por medio de un ajuste de bits de registro y de esta manera, puede ser programada por el usuario. En forma alterna, puede ser realizada en forma automática por ejemplo, eligiendo el reloj del flujo de datos más confiable en un tiempo dado. La alineación de reloj de muestra puede ser efectuada utilizando memorias intermedias cortas de Primero en Entrar/Primero en Salir (FIFO) para cada vía de datos de 10 bits, como es conocido en la técnica. 2.5 Alineación de Reloj de Símbolo Después de que cada vía de datos sea nuevamente sincronizada al mismo dominio de sincronización, la siguiente tarea es sincronizar cada símbolo suave de 10 bits en el mismo reloj de símbolo. En modalidades de ejemplo de la presente invención, pueden existir aproximadamente 18 ciclos de reloj para cada reloj de símbolo (3.7584 MHz) . Cada demodulador puede tener por ejemplo, su activación de símbolo en cualquier lugar dentro de esta extensión de ciclos de reloj . La posible alineación en el peor de los casos sería aproximadamente en nueve ciclos de reloj . De esta manera, el trabajo de un circuito de alineación de reloj de símbolo es la alineación de los datos de símbolo sin anclaje para activar el símbolo de la antena de anclaje. Este proceso también puede ser realizado por ejemplo, a través del almacenamiento intermedio FIFO, utilizando técnicas conocidas. 2.6 Alineación de Cuadro Físico Después de la alineación de símbolo no existe garantía que los datos de antena de anclaje y sin anclaje sean perfectamente alineados en el tiempo. Todo lo que es garantizado es que los datos de símbolo sean alineados. De esta manera, una última etapa es garantizar que un símbolo dado de la antena 1 sea alineado con el mismo símbolo exacto de la antena 2. En modalidades de ejemplo de la presente invención, esta es la tarea del circuito de alineación de cuadro físico. Para conseguir la alineación de cuadro físico, en modalidades de ejemplo de la presente invención, un sistema de líneas con retraso variable puede ser utilizado, por ejemplo, para compensar cualquiera de los retrasos relativos que pudieran existir entre las salidas alineadas de símbolo. Un sistema de ejemplo de líneas con retraso variable se ilustra en la Figura 2. Con referencia a la misma, las muestras de salida a partir de cada uno de los dos demoduladores pueden ser ingresadas a las líneas con retraso variable. La "S" en la Figura 2 representa la ocurrencia de un impulso de sincronización de cuadro físico para las respectivas vías de antena. En el ejemplo representado, el impulso de sincronización de cuadro (físico) PHY para Al retrasa los impulsos para AD mediante un periodo de símbolo. Esta es la última alineación que tiene que ser compensada con el fin de realizar de manera adecuada la combinación MRC de los datos de símbolo detectados de manera posterior a partir de cada antena. En las modalidades de ejemplo de la presente invención, el hardware del combinador de antena puede rastrear, por ejemplo,, el desplazamiento entre los límites de cuadro PHY de cada vía de antena. Cualquier diferencia entre los límites de cuadro PHY puede originar de esta manera un cambio en el indicador de salida de la línea con retraso variable. Esto se muestra en la Figura 6, por ejemplo, mediante las líneas de retroalimentación etiquetadas como "control de línea de retraso" , que corren a partir del módulo de alineación de cuadro hasta las Líneas con Retraso Variable para cada vía de la señal. De esta manera, este cambio o desplazamiento de los indicadores es un intento para compensar la delta de tiempo de símbolo entre las dos antenas. Las líneas de retraso pueden ser dimensionadas , por ejemplo, para manejar diferencias hasta de ocho símbolos. En modalidades de ejemplo de la presente invención, bajo la operación normal cuando ambos demoduladores sean bloqueados, la diferencia de tiempo entre las dos vías de antena normalmente no es mayor de un símbolo. En la situación de ejemplo que se representa en la Figura 2, la diferencia de tiempo es un símbolo. De esta manera, el hardware del combinador puede ajustar los puntos de salida de la línea con retraso variable para volver a alinear los datos de símbolo para las dos antenas. Estas salidas variables (por ejemplo, I/Q 0 e I/Q 1 en la Figura 6) pueden ser utilizadas, por ejemplo, para alimentar el proceso de combinación de antena. Debido a que las muestras de las dos vías de antena ahora se encuentran completamente alineadas, es evitada una mala combinación. 3. Combinación MRC 3.1 Cálculo Estimado del Ruido En modalidades de ejemplo de la presente invención, un estimado exacto de ruido es vital para la operación de un combinador MRC . En modalidades de ejemplo de la presente invención, los estimados de ruido para cada vía de antena pueden ser utilizados para derivar las ponderaciones del combinador MRC. Un estimado confiable y exacto del ruido garantiza que las dos vías de antena (o múltiples antenas) estén siendo adecuadamente procesadas. De esta manera, por ejemplo, una medición de ruido CAZAC puede ser calculada utilizando los 24 símbolos CAZAC de la secuencia CAZAC de ejemplo que se describe con anterioridad. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la medición de ruido puede ser, por ejemplo, la distancia Euclidiana entre los datos observados de símbolo y los símbolos ideales CAZAC. Esto puede ser descrito como sigue : en donde Ck es el k símbolo CAZAC y Sk es el k símbolo observado de una vía de antena (en el límite de CAZAC cuadro PHY) . La cantidad N puede ser calculada, por ejemplo, cada periodo de cuadro PHY y puede ser promediada, por ejemplo, utilizando la siguiente ecuación: ¿ -CAZAC = a ? N CAZA C + ( 1 _ a ) ? N CAZAC En donde a = 0.25, y de manera inicial N CAZAC Este promedio de ejemplo puede ser realizado para reducir el efecto de los "valores atípicos" en el estimado de ruido. Sin embargo, en modalidades de ejemplo de la presente invención puede evitarse el exceso de promedio con el fin de mantener relevante en el tiempo la medición de ruido CAZAC. Por lo tanto, si a fuera pequeña, entonces el estimado de ruido CAZAC se adaptará demasiado lento y reflejará un estado de naturaleza que los retrasos del estado real . De hecho, la observación ha mostrado que el estimado de ruido CAZAC sin depurar, N , comienza para divergir a partir del nivel verdadero de ruido en SNRs por debajo de 10 dB. La Figura 3 representa una desviación de ejemplo entre CAZAC SNR y la SNR actual. La razón para esta desviación, es decir, la falta o carencia de estimado del nivel de ruido, es debido a la limitación y compresión de la señal por medio de AGC. Debido a que el intervalo dinámico de la entrada del sistema es prácticamente limitado, grandes perturbaciones en las señales debido al ruido originarán la limitación de la señal de entrada. Asimismo, debido a que AGC intenta mantener un cierto nivel de potencia de entrada digital, grandes niveles de ruido pueden originar que la entrada sea "comprimida" por AGC. Estos dos efectos pueden provocar una falta de estimación del nivel de ruido de entrada. De esta manera, en modalidades de ejemplo de la presente invención, una corrección multiplicativa puede ser — CAZAC aplicada, por ejemplo, al estimado de ruido CAZAC, N , para tomar en cuenta la desviación en altos niveles de ruido. El factor de corrección puede estar basado, por ejemplo, en la porción de datos de un cuadro PHY y puede ser determinada, por ejemplo, contando el número de puntos de símbolo que caen en el interior de una región cuadrada en el centro del espacio de señal. Eso se ilustra en la Figura 4. En modalidades de ejemplo de la presente invención, este conteo puede ser implementado, por ejemplo, ajustando los umbrales y contando los puntos de símbolo dentro de los umbrales con respecto a un periodo definido de análisis. Este valor de conteo puede ser entonces utilizado, por ejemplo, para obtener un factor de escala digital de acuerdo con la siguiente fórmula empírica: si (extrema_count > 40) correction_factor 2 x extrema_count + 243 más correction_factor = 323 en donde "extrema_count" es el número de puntos de símbolo de datos que cae en el interior de la región cuadrada definida por |x|<0.5 y |y|<0.5, en donde el punto de constelación "nominal" QPSK es (x=1.0, y=1.0). Por lo tanto, el estimado de ruido final es: Ñ~= Ñ~ AZACX correetion_factor 3.2 Combinación MRC Como se observó con anterioridad, el concepto general de la Combinación de Relación Máxima (MRC) es como sigue: dadas las N observaciones independientes de un canal de comunicaciones Slf S2, ... , SNl que la combinación lineal de estas observaciones maximizará la "calidad" (es decir la relación de señal-a-ruido) de la señal agregada en donde C es la señal agregada y ax, a2, ... , aNl son los coeficientes de la combinación lineal de los símbolos Slf S/ ... , SNl . Los coeficientes pueden ser seleccionados, por ejemplo, de modo que el valor promedio sea preservado: a0 + ax + a2 + ... + aN = 1 De esta manera, cada uno de Slf S2, . ¦ . , SN, puede ser visto como una observación de un mensaje subyacente perturbado por el ruido, Sk = m + nk En modalidades de ejemplo de la presente invención, los coeficientes a¿, a2/ ... , aN, de la combinación lineal pueden ser por ejemplo, seleccionados, de modo que los componentes de ruido de cada >¾ sean promediados. Este promedio reduce la varianza del ruido en la señal combinada de salida C. Para observar cómo sucede esto, se nota que en donde el término de ruido tiene la varianza Suponiendo que las variables aleatorias de ruido sean distribuidas independiente e idénticamente ("IID"), entonces f N = s* Aunque para los coeficientes del combinador lo siguiente es verdadero (desigualdad de triángulo) , N ?at2=l k=0 por lo tanto, Var (N) = s2 Para el caso de dos antenas, es decir, ? = 2, De esta manera, la solución óptima para las ponderaciones del combinador en un caso IID es a0 = ai = 1/2, de modo que Var (N) = (s2/ 2 ) , que es una mejora de 3dB en la relación de señal-a-ruido. En modalidades de ejemplo de la presente invención, las ponderaciones del combinador de Relación Máxima (MRC) pueden estar basadas en el estimado de ruido que es calculado para cada antena. Por ejemplo, para el caso de dos antenas, las ponderaciones MRC pueden ser calculadas de acuerdo con las siguientes fórmulas: N W0 = - T N0+N1 NO W\ N0+N1 en donde NO y NI son los estimados de ruido para las vías individuales de antena. En modalidades de ejemplo de la presente invención, la arquitectura de hardware representada en la Figura 5 puede ser utilizada para combinar las señales. Como puede observarse con referencia a la misma, la arquitectura representada evita un (segundo) circuito de división de alta velocidad en la cadena de procesamiento de muestra mediante la implementación de la operación de división después del sumador . En modalidades de ejemplo de la presente invención, las ponderaciones del combinador pueden ser calculadas de acuerdo con las fórmulas proporcionadas con anterioridad. Además, por ejemplo, el recíproco de la suma de las ponderaciones del combinador también puede ser calculado y utilizado en la etapa final de multiplicación para normalizar de regreso a la unidad. La Figura 6 es un diagrama de bloques de un DDC de ejemplo de acuerdo con una modalidad de ejemplo de la presente invención. Estas funcionalidades representadas pueden ser integradas, por ejemplo, en un chip único de circuito integrado, ya sea como un chip DDC independiente o dentro de un chip más grande que realice también otras funcionalidades. Por ejemplo, las funcionalidades representadas en la Figura 6 pueden ser integradas en un chip del procesador de superposición de ejemplo utilizado en la radiodifusión de radio de satélite. Se observa que el diagrama de bloque de la Figura 6, toma como entradas iniciales los símbolos I, Q a partir de cada vía de antena, de esta manera, las respectivas señales de antena ya han sido desmoduladas en demoduladores separados, en un modo similar como se ilustró en la Figura 1, como se describió con anterioridad . Además se observa que aunque no se muestra en el diagrama de bloque de ejemplo de la Figura 6, un combinador de diversidad de conmutación (análogo al 112 de la Figura 1) podría ser agregado, de manera opcional, entre los módulos de "alineación de cuadro" y de "cálculo de ponderación MRC" en el bloque a la derecha del diagrama de bloque . Aunque se ilustran en las figuras descritas con anterioridad para un sistema de dos antenas, los métodos de la presente invención pueden ser extendidos a cualquier número de antenas de recepción. Los sistemas y métodos de acuerdo con la presente invención pueden ser utilizados como por ejemplo, en receptores de radio de satélite de alto rendimiento para mejorar la disponibilidad total del margen del enlace. Mientras que la presente invención ha sido descrita con referencia a ciertas modalidades de ejemplo, se entenderá por aquellas personas expertas en la técnica que podrían realizarse varios cambios y podrían sustituirse los equivalentes sin apartarse del alcance de la invención. Por ejemplo, la combinación de diversas antenas puede ser extendida a cualquier número de antenas de recepción. Además, pueden realizarse muchas modificaciones para adaptar una situación o material · particular a las enseñanzas de la invención sin apartarse de su alcance. Por lo tanto, se pretende que la invención no sea limitada a la modalidad particular descrita, sino que la invención incluirá todas las modalidades que caen dentro del alcance de las reivindicaciones adjuntas. Referencia: [1] Brennan, D. Linnear Diversity Combining Technigues, Proc . IRE, Vol . 47, No. 1, pp. 1075-1102, Junio de 1959.

Claims (23)

1. REIVINDICACIONES 1. Un sistema de combinación de diversas antenas, caracterizado porque comprende: al menos dos vías de señal de antena, cada una conectada en forma comunicada con una antena, cada vía de señal de antena tiene un sintonizador RF conectado en forma comunicada con un demodulador, en donde cada demodulador estima SNR, el tiempo de llegada, la alineación de fase y la estimación de ruido para su respectiva señal de antena; un circuito de alineación de tiempo conectado en forma comunicada con cada vía de señal de antena; y un combinador de relación máxima conectado en forma comunicada con el circuito de alineación de tiempo, en donde en operación, el circuito de alineación de tiempo utiliza el estimado del tiempo de llegada para alinear las múltiples señales, y el combinador de relación máxima utiliza el estimado SNR para cada señal de antena a fin de ponderar cada señal y generar una señal combinada a partir de las múltiples señales .
2. 2. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado además porque comprende un combinador de diversidad de conmutación conectado en forma comunicada con el circuito de alineación de tiempo y el combinador de relación máxima.
3. 3. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el combinador de diversidad de conmutación opera para decorrelacionar el desvanecimiento entre las múltiples señales.
4. 4. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el combinador de diversidad de conmutación determina si una señal de antena dada está entrando en un desvanecimiento y notifica al combinador de relación máxima.
5. 5. El sistema de conformidad con la reivindicación 4, caracterizado porque si el combinador de diversidad de conmutación notificara al combinador de relación máxima que una señal de antena está entrando en un desvanecimiento, el combinador de relación máxima ajustaría la ponderación de esta señal a cero.
6. 6. El sistema de conformidad con cualquiera de las reivindicaciones 2 ó 3, caracterizado porque el combinador de diversidad de conmutación determina si una señal de antena está entrando en un desvanecimiento a través del monitoreo continuo de una secuencia conocida de símbolo transmitida en múltiples ocasiones por segundo.
7. 7. El sistema de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es de una longitud de 24 símbolos y es transmitida en forma periódica con un periodo menor que el tiempo de coherencia del canal .
8. 8. El sistema de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es una secuencia CAZAC.
9. 9. El sistema de conformidad con la reivindicación 6, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es transmitida en forma periódica con un periodo menor que la mitad del tiempo de coherencia del canal .
10. 10. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque existen dos vías de señal de antena y en donde el combinador de relación máxima pondera las dos vías de señal de antena como sigue: l = (s2)2/[(s2)2 + (s?)2]; y w2 = (s!> 2/ [ (s2) 2 + (cTi)2] , en donde wl es la ponderación para los símbolos I/Q recibidos a través de la primera vía de antena, w2 es la ponderación para los símbolos I/Q recibidos a través de la segunda vía de antena, Sigman. (s?) es la varianza de potencia de ruido por medio de la primera vía de antena; y Sigma2 (s2) es la varianza de potencia de ruido por medio de la segunda vía de antena.
11. 11. El sistema de conformidad con la reivindicación 10, caracterizado porque las dos vías de la señal son combinadas utilizando la siguiente ecuación: Ic + j*Qc = (II + jQl) *wl + (12 + jQ2)*w2, en donde II e 12 son los símbolos dentro de fase derivados de la primera y segunda vías de antena, Ql y Q2 son los símbolos de cuadratura derivados de la primera y segunda vías de antena 1 y 2, e Ic/Qc son los símbolos combinados dentro de fase y de cuadratura que son salidos a través del combinador de relación máxima.
12. 12. Un método que realiza la combinación de diversidad de antenas, caracterizado porque comprende: recibir al menos dos señales de antenas desde distintas vías de señal; sintonizar y desmodular en forma separada cada señal de antena, en donde la desmodulación incluye la estimación de la SNR y el tiempo de llegada; utilizar los estimados del tiempo de llegada para alinear las múltiples señales utilizando los estimados SNR para cada señal de antena a fin de ponderar cada señal de antena y generar una señal combinada.
13. 13. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado además porque comprende la descorrelación del desvanecimiento entre las múltiples señales de antenas.
14. 14. El método de conformidad con la reivindicación 13, caracterizado porque la descorrelación determina si una señal dada de antena está entrando en un desvanecimiento y si fuera así, ajustaría la ponderación para esta señal de antena en cero.
15. 15. El método de conformidad con la reivindicación 13 ó 14, caracterizado porque la descorrelación es implementada en un circuito de combinador de diversidad de conmutación.
16. 16. El método de conformidad con la reivindicación 14, caracterizado porque la determinación de si una señal de antena está entrando en un desvanecimiento es realizada al monitorear en forma continua una secuencia conocida de símbolo que es transmitida en múltiples ocasiones por segundo .
17. 17. El método de conformidad con la reivindicación 16, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es de una longitud de 24 símbolos y es transmitida en forma periódica con un periodo menor que el tiempo de coherencia del canal .
18. 18. El método de conformidad con la reivindicación 17, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es una secuencia CAZAC.
19. 19. El método de conformidad con la reivindicación 18, caracterizado porque la secuencia conocida de símbolo es transmitida en forma periódica con un periodo menor que la mitad del tiempo de coherencia del canal.
20. 20. El método de conformidad con la reivindicación 12, caracterizado porque existen dos vías de señal de antena y en donde las dos vías de señal de antena son ponderadas como sigue: wl = (s2) /[(s2)2 + (s?)2]; y w2 = (s!)2/[(s2)2 + (s?) 2] , en donde wl es la ponderación para los símbolos I/Q recibidos a través de la primera vía de antena, w2 es la ponderación para los símbolos I/Q recibidos a través de la segunda vía de antena, Sigmai (s?) es la varianza de potencia de ruido por medio de la primera vía de antena; y Sigma2 (s2) es la varianza de potencia de ruido por medio dé la segunda vía de antena.
21. 21. El método de conformidad con la reivindicación 20, caracterizado porque las dos vías de señal son combinadas utilizando la siguiente ecuación: Ic + j*Qc = (II + jQl) *wl + (12 + jQ2)*w2, en donde II e 12 son los símbolos dentro de fase derivados de las vías de antena 1 y 2 , de manera respectiva, Ql y Q2 son los símbolos de cuadratura derivados de las vías de antena 1 y 2, de manera respectiva, e Ic/Qc son los símbolos dentro de fase y de cuadratura que son salidos .
22. 22. El sistema de conformidad con la reivindicación 1, caracterizado porque el demodulador, el circuito de alineación de tiempo y el combinador de relación máxima son implementados en un circuito integrado único.
23. 23. El sistema de conformidad con la reivindicación 2, caracterizado porque el demodulador, el circuito de alineación de tiempo, el combinador de relación máxima y el combinador de diversidad de conmutación son implementados en un circuito integrado único.