JP2007221640A - ダイバーシティ受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受信品質の劣化に対して品質改善に時間がかかる。
【解決手段】合成器５９の出力が供給されるＣ／Ｎ検出器６４と、Ｃ／Ｎ検出器６４の出力と閾値１０１とを比較する制御回路６５と、この制御回路６５の比較結果に応じて少なくとも受信器５２あるいは受信器５３のいずれか一方をオン・オフする電源回路６６ａ、６６ｂと、制御回路６５に接続されるとともに、アンテナ４ａあるいはアンテナ４ｂに入力される高周波信号のフェージング度合いに応じた閾値１０１を記憶した記憶手段２２とを有し、制御回路６５はフェージング度合いに応じて閾値１０１を設定し、Ｃ／Ｎ検出器６４の出力が閾値１０１よりも小さいと判定した場合に、受信器５２と受信器５３とを共にオンとさせるものであり、これにより、制御回路６５はＣ／Ｎ検出器６４の出力によって受信器５２あるいは受信器５３のオン・オフを行うので、急激な受信状態の変化に対し素早い切替が可能となる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ダイバーシティ受信とシングル受信とを切り替えて受信するダイバーシティ受信装置に関するものである。

近年、移動中にもテレビなどの放送を受信したいという要求が増え、これに対応するためにテレビ放送が受信可能な携帯電話やカーテレビなどの商品が出てきている。まずは自動車で移動しながらＴＶ放送波を受信する様子について図面を用いて説明する。図９は、本実施の形態におけるアンテナ４で移動しながら、ＴＶ放送波を受信する様子を示した説明図である。ＴＶ放送波は、放送局１の放送アンテナ２より空気中へと放射され、このＴＶ放送波を自動車３に取り付けられたアンテナ４で受信する。

このようなテレビは、移動しながら受信するので、電波状況が刻々と変化する。そこで、このような刻々と変化する電波状況に対応するために、いわゆるキャリアダイバーシティ方式によるダイバーシティ受信装置１１が用いられる。しかしながら、特に携帯電話のように携帯される機器は、バッテリー駆動されるので、電力消費を小さくしなければならない。そこで、一般的には強電界下のような受信状態の良好な場合にはシングル受信として動作させ、弱電界のような受信状態の悪い場合にのみダイバーシティ受信に切り替えることで、消費電力を抑える対策がなされている。

では以下、従来のダイバーシティ受信装置１１について図面を用いて説明する。図１０は従来のダイバーシティ受信装置１１の回路ブロック図である。図１０において、従来のダイバーシティ受信装置１１には、複数のアンテナ４（ここではアンテナ４としてアンテナ４ａとアンテナ４ｂの２個用いている）と、これらアンテナ４ａ、アンテナ４ｂのそれぞれに接続された受信器１３ａと受信器１３ｂ、そしてこれらの受信器１３ａ、受信器１３ｂの出力が接続された復調回路１４とこの復調回路１４で復調された信号が出力される出力端子１４ａとを含んでいる。

そしてこの復調回路１４は、以下のような回路を含んだ構成となっている。つまり、受信器１３ａと受信器１３ｂのそれぞれの出力供給されるＡ／Ｄ変換器１５ａとＡ／Ｄ変換器１５ｂを有する。これらＡ／Ｄ変換器１５ａ、Ａ／Ｄ変換器１５ｂのそれぞれの出力は、フーリエ変換手段１６ａとフーリエ変換手段１６ｂへ接続され、信号がサブキャリアへと展開される。そしてこれらフーリエ変換手段１６ａとフーリエ変換手段１６ｂの出力とは、合成器１７へ接続され、これらフーリエ変換手段１６ａとフーリエ変換手段１６ｂとの出力が合成される。この合成器１７の出力は、デインターリーブ回路１８で復調される。このデインターリーブ回路１８の出力は、誤り訂正回路１９で誤り訂正されて、出力端子１４ａから出力される。なおこのとき誤り訂正回路１９の出力は、ビット誤り率検出器２０へ供給され、ビット誤り率が算出される。

このようにして算出されたビット誤り率は、制御回路２１へ供給される。ここで制御回路２１と受信器１３ｂの電源端子との間には、電源回路２２が挿入される。この電源回路２２は、制御回路２１からの指令によって受信器１３ｂをオン・オフする。

そしてこのような構成において制御回路２１は、誤り訂正回路１９から入力したビット誤り率と予め定められた閾値とを比較し、ビット誤り率が規定の閾値以上であると判定した場合には、受信器１３ｂをオンさせる。一方、ビット誤り率が規定の閾値より小さいと判定した場合には、受信器１３ｂをオフする。このようにして、ダイバーシティ受信とシングル受信とを切り替えて受信するわけである。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開平１０−７５２３５号公報

しかしながらこのような従来のダイバーシティ受信装置１１では、ビット誤り率検出回路２０が誤り訂正回路１９の出力信号からビット誤り率を算出するが、この算出時間には約１秒以上の時間が必要である。つまり制御回路２１は、受信状況が変動しても１秒後でしか判定できないので、画質改善が遅れるという課題を有している。

そこで本発明は、この問題を解決したもので、短い時間で受信品質の悪化を検出し、短い時間でダイバーシティ受信へと切り替えることができ、短時間に受信品質を改善することができるダイバーシティ受信装置を提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明のダイバーシティ受信器は、合成手段から出力される合成信号が供給されるとともに、この合成信号のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、このＣ／Ｎ検出手段の出力と閾値設定手段で設定された閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給されるとともに、前記第１と第２の受信器に接続され、少なくとも第１あるいは第２のうちのいずれか一方の受信器をオン・オフする電源回路と、前記第１あるいは第２のアンテナに入力される高周波信号のフェージング度合いを検出するフェージング推定手段と、前記閾値設定手段へ前記閾値を供給するために、前記フェージング推定手段で検出された前記フェージング度合いに対応して前記閾値を記憶した記憶手段とを有し、前記閾値設定手段は前記フェージング推定手段の出力に応じて閾値を設定し、前記比較手段は前記Ｃ／Ｎ値が前記閾値よりも小さいと判定した場合に、前記第１と第２の受信器を共にオンとさせるものである。これにより所期の目的が達成できる。

以上のように本発明によれば、第１のアンテナで受信した信号が供給される第１の受信器と、第２のアンテナで受信した信号が供給される第２の受信器と、これら第１と第２の受信器の出力を合成する合成手段と、この合成手段から出力される合成信号が供給されるとともに、この合成信号のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、このＣ／Ｎ検出手段の出力と閾値設定手段で設定された閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給されるとともに、前記第１と第２の受信器に接続され、少なくとも第１あるいは第２のうちのいずれか一方の受信器をオン・オフする電源回路と、前記第１あるいは第２のアンテナに入力される高周波信号のフェージング度合いを推定するフェージング推定手段と、前記閾値設定手段へ前記閾値を供給するために、前記フェージング推定手段で検出された前記フェージング度合いに対応して前記閾値を記憶した記憶手段とを有し、前記閾値設定手段は前記フェージング推定手段の出力に応じて閾値を設定し、前記比較手段は前記Ｃ／Ｎ値が前記閾値よりも小さいと判定した場合に、前記第１と第２の受信器を共にオンとさせるダイバーシティ受信装置である。

これにより、制御回路はＣ／Ｎ値によって受信器のオン・オフを行うので、ビット誤り率の判定のような長い時間は不要となり、急激な受信状態の悪化に対して、すばやくダイバーシティ受信に切り替えることが可能となる。

また、フェージング推定手段で検出された値に応じて閾値が設定されるので、フェージング度合いに対応して必要となる所要Ｃ／Ｎ値を閾値として設定できる。従って、移動する場合や、移動速度が変化しても受信状態の悪化に対して、素早くダイバーシティ受信に切り替えることができる。そしてこれらの点より、短時間で受信品質を改善できる効果がある。

（実施の形態１）
以下、本実施の形態について図面を用いて説明する。図１は、本実施の形態におけるフェージング検出手段を用いた高周波受信装置の回路ブロック図である。なお図１において、図１０と同じものは同じ番号を用いて、その説明は簡略化している。

図１を用いて本実施の形態における高周波受信装置５１の構成を説明する。アンテナ４ａとアンテナ４ｂには約５０ＭＨｚから約９００ＭＨｚまでのテレビ放送波（高周波信号の一例として用いた）が入力される。そしてこれらのアンテナ４ａとアンテナ４ｂのそれぞれは、受信器５２と受信器５３のそれぞれに接続される。なおこれらのアンテナ４ａとアンテナ４ｂや受信器５２と受信器５３には、共に同じ物が２組ずつ用いられている。

これら受信器５２と受信器５３の出力は共に復調回路５４へ接続される。なお本実施の形態における復調回路５４は集積回路化（ＩＣ内で構成）されているので、高周波受信装置５１を小型化することができる。

ここで復調回路５４は以下のような構成としている。受信器５２の出力は復調回路５４の入力端子５４ａへ接続される。一方受信器５３の出力は復調回路５４の入力端子５４ｂへ接続される。これら入力端子５４ａと入力端子５４ｂへ供給された信号のそれぞれは、検波器５５ａと検波器５５ｂのそれぞれへ供給される。そしてこれら検波器５５ａと検波器５５ｂのそれぞれの出力は、Ａ／Ｄ変換器５６ａとＡ／Ｄ変換器５６ｂへそれぞれ供給され、検波器５５ａと検波器５５ｂの出力信号をデジタル信号へと変換する。これらＡ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂの出力は、それぞれフーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂへと接続されている。これらフーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂでは、デジタル信号へと変換した信号を周波数軸によって展開するものであり、いわゆるフーリエ展開と呼ばれる処理が施される。これによって、サブキャリアと呼ばれる周波数軸毎で信号が取り出されることとなる。

フーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂのそれぞれの出力は、重み付け手段５８ａと重み付け手段５８ｂのそれぞれへ出力される。そして合成器５９の一方の入力には重み付け手段５８ａの出力が接続されるとともに、他方の入力には重み付け手段５８ｂの出力が接続される。この合成器５９は、これらの重み付け手段５８ａの出力信号と重み付け手段５８ｂの出力信号とを合成し、デインターリーブ回路６０へと供給する。

なおこのとき、デインターリーブ回路６０で良好に復調処理されるためには、信号のレベルに上下限の限界レベルを有しており、このレベル範囲内にするために重み付け手段５８ａ、重み付け手段５８ｂによってレベルの調整を行っている。そしてそのために、重み付け手段５８ａと重み付け手段５８ｂには合成比設定手段６１の出力が接続される。例えば合成比設定手段６１は、フーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂとの出力信号のサブキャリアのレベルを検出して、そのレベル比に応じて合成比を設定する。これによって合成器５９では、合成比設定手段６１で決定した合成比に応じた比率で合成されることとなる。いずれにしても、合成器５９での信号の合成比率は、受信状態の良好な方からの信号の割合が大きくなるようにする。次にデインターリーブ回路６０は、合成器５９の出力信号が供給され、信号を復調する。そしてこのデインターリーブ回路６０で復調された信号は、誤り訂正回路６２によって誤り訂正されて、出力端子５４ｃから出力される。

ビット誤り率検出回路６３は、誤り訂正回路６２の出力に接続され、誤り訂正回路６２から出力される信号からビット誤り率を算出する。また、Ｃ／Ｎ検出器６４には、合成器５９の出力が供給され、合成された信号のＣ／Ｎ値を検出する。

そして制御回路６５（フェージング推定手段、閾値設定手段および比較手段とを含んだ回路の一例として用いた）は、復調回路５４の出力が供給されて、受信器５２と受信器５３のいずれか一方を動作（シングル動作）させるか、受信器５２と受信器５３の双方を動作（ダイバー動作）させるかを判定する。そのためにこの制御回路６５と、受信器５２および受信器５３のそれぞれの電源端子との間には電源回路６６ａ、電源回路６６ｂがそれぞれ挿入される。この電源回路６６ａと電源回路６６ｂとは、制御回路６５からの指示信号によって、それぞれ受信器５２や受信器５３の電源をオン・オフする。

また制御回路６５には、メモリ２２や入力キー６７が接続されている。さらに、制御回路６５には、ビット誤り率検出回路６３、Ｃ／Ｎ検出器６４、合成比設定手段６１と検波器５５ａ、検波器５５ｂの出力が接続され、一方この制御回路６５の出力は合成比設定手段６１に接続されている。

次に、以上のように構成された高周波受信装置５１の動作について説明するが、最初に移動速度とフェージング周波数との間の関係と、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との関係について説明する。図２（ａ）は自動車３が一定の速度で低速走行した場合における時間と検波器で検波されたレベルとの関係図であり、図２（ｂ）は自動車３が一定の速度で高速走行した場合における時間と検波器で検波されたレベルとの関係図である。ただし、高周波受信装置５１で受信するチャンネルの変更はない場合である。図２（ａ）、（ｂ）において横軸７１は時間を示し、縦軸７２は検波器で検出された信号のレベルを示している。

図２（ａ）において、自動車３が一定の速度で移動する場合、検波された信号レベル７３は一定の周期７４（周波数）で変動する。そしてこれがフェージングと呼ばれるものである（以下このフェージングの周波数をフェージング周波数と言い、フェージングの度合いの一例として用いた）。これは、自動車３の移動に伴い放送アンテナ２からの経路長が変化したことによって、直接波５と反射波６との位相がずれ、そのずれた位相の信号同士が合成されることによって生じたものである。そしてこのフェージング周波数は自動車３の移動速度に応じて変化することも判っている。図２（ｂ）に示すように、自動車３の移動速度が速い場合には信号レベル７５の変動も早く、周期７６は移動速度が遅い場合の周期７４に比べて短くなる。つまり、移動速度が遅いとフェージング周波数は小さく、移動速度が速いとフェージング周波数も大きくなる。

図３は、本実施の形態における高周波受信装置５１におけるフェージング周波数と高周波受信装置５１での所要Ｃ／Ｎ値との関係図である。図３において、横軸８１はフェージング周波数（あるいは移動速度）を示し、縦軸８２は高周波受信装置５１でビット誤り率が０．０００２となる場合のＣ／Ｎ値（以下所要Ｃ／Ｎ値と言う）である。

この所要Ｃ／Ｎ特性曲線８３は、フェージング周波数が非常に小さい（移動速度が遅い）場合と、フェージング周波数が非常に大きい（移動速度が高速）場合に所要Ｃ／Ｎ値が大きくなる傾向を有している。発明者らの実験によれば、フェージング周波数が約２０Ｈｚ（１３ｃｈ受信時において移動速度で約４５Ｋｍ／Ｈ相当）以下の低速移動領域８４においては、移動速度が遅くなるにつれて所要Ｃ／Ｎ値が大きくなることを確認した。また、フェージング周波数が約７０Ｈｚ（１３ｃｈ受信時において移動速度で約１３０Ｋｍ／Ｈ相当）以上の高速移動領域８５において、移動速度が速くなるにつれて所要Ｃ／Ｎ値が大きくなることも確認した。そしてこの間の中速移動領域８６では、所要Ｃ／Ｎ値に大きな変化はなく、かつこの状態において所要Ｃ／Ｎは最も小さな値となることも確認している。なお、移動速度が０である場合には、フェージングが無いのでその分所要Ｃ／Ｎは小さくなる。

そこで、本実施の形態における制御回路６５は、検波器５５ａ、検波器５５ｂで検出された信号レベルに基づいてフェージング周波数を推定し、このフェージング周波数に応じてシングル受信とダイバーシティ受信とを切り替えるものである。

図４は、本実施の形態における制御回路６５の動作フローチャートである。図４において、入力キー６７からＴＶ放送を受信する旨の信号が入力されると、ダイバー動作ステップ９１では電源回路６６ａと電源回路６６ｂとに対して、受信器５２と受信器５３の双方をオンする旨の信号を出力する。これによって、受信器５２と受信器５３との双方を動作させて、これらの出力を合成して受信する動作（いわゆるダイバーシティ方式であり、以下ダイバー動作という）が行われる。

まずダイバー動作からシングル動作（受信器５２あるいは受信器５３のいずれか一方のみで受信する）への切り替えについて説明する。ダイバー動作ステップ９１の後で、ビット誤り率判定ステップ９２が行われる。このビット誤り率判定ステップ９２では、ビット誤り率検出回路６３が検出したビット誤り率が、予め定められた誤り率の閾値９２ａよりも大きい場合には、ダイバー動作が継続される。一方、ビット誤り率検出回路６３が検出したビット誤り率が、予め定められたビット誤り率の閾値９２ａよりも小さい場合には、フェージング検出ステップ９３（フェージング推定手段の一例として用いた）が行われる。フェージング検出ステップ９３では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂの信号レベルを読み込んで、フェージング周波数の推定が行われる。この推定の方法については後に詳しく説明するが、予め定められた単位時間内における信号レベルの変化量を算出し、その変化量が小さいものの数を計数値としてカウントするものである。これは、信号レベルの変化の小さな頂点部分では、変化量が小さくなることに着目し、このような変化量が小さな点がどれだけあるかによってフェージング周波数を推定するものである。

そしてフェージング検出ステップ９３の後で、閾値設定ステップ９４（閾値設定手段の一例として用いた）が行われる。この閾値設定ステップ９４では、フェージング検出ステップ９３で検出された計数値に応じた所要Ｃ／Ｎ値を、ダイバー動作からシングル動作へと切り替えるための閾値９５として設定する。ここでメモリ２２には、計数値に対し所要Ｃ／Ｎ値を対応させて記憶されたテーブルが格納されており、閾値設定ステップ９４において、算出された計数値に対応した所要Ｃ／Ｎ値をテーブルから読み出して、閾値９５として設定する。

次に比較ステップ９６（比較手段の一例として用いた）では、Ｃ／Ｎ検出器６４で検出した検出Ｃ／Ｎ値と、閾値設定ステップ９４で設定した閾値９５とを比較する。そして検出Ｃ／Ｎ値が、閾値９５より小さい場合には、ダイバー動作ステップ９１へ戻り、ダイバーシティ方式での受信が継続される。一方検出した検出Ｃ／Ｎ値が、閾値９５より大きい場合には、チューナ選択判定ステップ９７が行われる。なおこのとき後述するダイバー受信からシングル動作へと切り替えることで、ビット誤り率が悪化することを考慮に入れておく必要がある。そこでＣ／Ｎ検出器６４で検出されたＣ／Ｎ値に規定値を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値としている。なお本実施の形態では、シングル動作への切り替えによるＣ／Ｎの悪化は、合成比設定手段６１の合成比率に応じて悪化するとして、検出されたＣ／Ｎ値に合成比を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値としている。

例えば、受信器５２と受信器５３との合成比率が８：２である場合、シングル動作への切り替えによって２０％Ｃ／Ｎも悪化すると想定して、比較ステップ９６では検出されたＣ／Ｎ値に０．８を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値とし、この検出Ｃ／Ｎ値と閾値９５とを比較する。この場合、検出Ｃ／Ｎ値を補正するので、ダイバー動作からシングル動作へと切り替えるべき閾値９５は、所要Ｃ／Ｎ値と等しくしている。

なお本実施の形態では、シングル動作への切り替え後のＣ／Ｎ値の推定のために、比較ステップ９６で合成比率を乗じることで補正したが、これは閾値設定ステップ９４において、所要Ｃ／Ｎ値に対して合成比率に応じた係数を除算して閾値９５を設定しても良い。また、本実施の形態では合成比率に応じて補正したが、これは一定値としても良い。

次にチューナ選択判定ステップ９７では、合成比設定手段６１の合成比率を検知し、受信器５２と受信器５３とのどちらの合成比率が小さいかを判定する。そしてチューナ選択判定ステップ９７の後のシングル動作ステップ９８では、チューナ選択判定ステップ９７で選択された、合成比率の低い方の受信器の電源回路に対して、受信器の電源をオフとする旨の信号を送出される。これにより受信品質が良好な方の受信器の動作が継続され、シングル動作へと切り替わる。これによりシングル受信への切り替え時に、Ｃ／Ｎ値の悪化を少なくできる。

次にシングル動作からダイバー動作への切り替えについて説明する。シングル動作ステップ９８の後で、フェージング検出ステップ９９（フェージング推定手段の他の一例として用いた）が行われる。フェージング検出ステップ９９では、フェージング検出ステップ９３と同様に、検波器５５ａ、検波器５５ｂからの信号を検知し、単位時間内における信号レベルの変動量を算出している。なお、このフェージング検出ステップ９９においても、フェージング検出ステップ９３と同様の方法によってフェージング周波数の推定を行う。

閾値設定ステップ１００では、フェージング検出ステップ９９で検出された変動量に対応した所要Ｃ／Ｎ値をメモリ２２から取得し、閾値１０１として設定する。そして、比較ステップ１０２（比較手段の一例として用いた）において、Ｃ／Ｎ検出器６４で検出した検出Ｃ／Ｎ値と閾値１０１とを比較する。そして、比較ステップ１０２では、検出Ｃ／Ｎ値が閾値１０１以上である場合には、フェージング検出ステップ９９へと戻り、そのままシングル動作が継続される。一方、検出Ｃ／Ｎ値が閾値１０１より小さい場合には、ダイバー動作ステップ９１へと戻り、ダイバー動作へと切り替えられる。

以上のように、ダイバー動作からシングル動作への切り替えと、シングル動作からダイバー動作への切り替えの双方の切り替えは、Ｃ／Ｎ値によって切り替え判定されるので、素早く切り替えることができる。したがって、シングル受信時に急激な受信品質が悪化しても短い時間で受信状態を改善することが可能となる。また、逆にダイバー動作からシングル動作への切り替えも早いので、その分消費電力を少なくできる。

また、切り替えのためにフェージング度合いを検出して、そのフェージング度合いに応じた所要Ｃ／Ｎ値を閾値として設定し、この閾値に応じてシングル動作とダイバー動作との切り替えを行うので、フェージングによる受信品質の悪化を改善でき、移動時においても良好な受信を実現できる。さらに、移動速度が変化しても受信状態の悪化に対して、素早くダイバーシティ受信に切り替えることができるので、移動速度によらず良好な受信品質を実現できる。さらにまた、フェージング度合いに応じて最適に切り替えることができるので、フェージング度合いを判定しない場合に比べて消費電力も削減できる。

次にフェージング検出ステップ９３、フェージング検出ステップ９９でのフェージング周波数の検出について、詳細に説明する。図５は本実施の形態におけるフェージング検出ステップのフローチャートである。図６（ａ）はフェージング周波数が低い場合におけるサンプリング方法の説明図であり、図６（ｂ）は同、変動量の算出方法の説明図である。また、図７（ａ）はフェージング周波数が高い場合におけるサンプリング方法の説明図であり、図７（ｂ）は同、変動量の算出方法の説明図である。

図５においてサンプリングステップ１０３（サンプリング手段の一例として用いた）では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂで検出された信号レベル１１２を一定の時間間隔１１１毎に、予め定められた個数の信号レベル値１１３、信号レベル値１２１を取得する。そして取得された信号レベル値１１３、信号レベル値１２１を順次メモリ２２へ格納する。変動量算出ステップ１０４（変動量検出手段の一例として用いた）では、メモリ２２に格納された信号レベル値１１３、信号レベル値１２１のうちで、連続して取得したｎ個の信号レベル値の変動量１１４、変動量１２２を算出する。このとき変動量１１４、変動量１２２には、ｎ個の信号レベルにおける分散値を用いることや、連続して取得された２個の信号レベル間での変化量をｎ個平均した値が用いられる。

ここで計数ステップ１０５（計数手段の一例として用いた）では、変動量の値と、予め定められた閾値１１５とを比較し、変動量が閾値１１５よりも小さい場合に計数する。そして変化量個数判定ステップ１０６によって、ｍ個の変動量の算出が完了するまで上記ステップが繰り返される。

ここで、フェージング周波数が低い場合には、信号レベルの極大値近傍での変動量は小さいので、計数ステップ１０５による計数値は大きくなる。一方フェージング周波数が大きい場合には、フェージング周波数が低い場合に比べて、信号レベルの極大値近傍での変動量は大きくなり、計数ステップ１０５による計数値は小さくなる。従って、この計数ステップ１０５での計数値によって、検波された信号レベルの変化量が小さい領域の度合いを検出できるので、フェージング周波数が検出できるわけである。

それでは、この検出方法について図面を用いてさらに詳しく説明する。なお、この動作を判りやすくするために、便宜上５個（ｎ＝５）の信号レベル値を用いて変動量を算出し、変動量２０個（ｍ＝２０）によってフェージング周波数を推定するものとしている。図６（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸は信号のレベルである。まずサンプリングステップ１０３では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂで検出された信号レベル１１２を時間間隔１１１の間隔で順次サンプリングし、取得された時間の順で信号レベル値１１３がメモリ２２に格納される。このとき、サンプリングステップ１０３では、信号レベル値１１３ａから信号レベル値１１３ｅの５個の信号レベル値が取得される。なお、本実施の形態における時間間隔１１１は、１ミリ秒としている。

次に図６（ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は変動量の値である。縦軸は変動量算出ステップ１０４では、サンプリングステップ１０３で取得された５個の信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｅの値から変動量１１４ａを算出する。なお本実施の形態において変動量１１４ａは、信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｅの二乗平均による分散値を用いている。

計数ステップ１０５では、算出された変動量と閾値１１５とを比較し、変動量が閾値１１５以下である場合にカウントアップする。例えば変動量１１４ａは閾値１１５より大きいので、カウントされず計数値は０のままである。

このとき、変動量の個数は１個であるので個数判定ステップ１０６によって、計数ステップ１０５の後で再度サンプリングステップ１０３が繰り返される。このときサンプリングステップ１０３では、新たな信号レベル値１１３ｆの１個だけが取得され、メモリ２２に格納された最も古い信号レベル値１１３ａに置き換えて記憶される。このようにすることによって、変動量算出ステップ１０４では、信号レベル値１１３ｂ〜信号レベル値１１３ｆの値から変動量１１４ｂを算出する。ここで計数ステップ１０５では、変動量１１４ｂと閾値１１５とを比較する。その場合も変動量１１４ｂは閾値１１５以上であるのでカウントされず計数値は０のままとなる。

そして、順次取得した信号レベル値を演算していくが、信号レベル値１１３ｇ〜信号レベル値１１３ｋでの変動量１１４ｇを算出すると、変動量１１４ｇの値は閾値１１５より小さくなる。従って計数ステップ１０５で計数され、計数値は１となる。

同様にして信号レベル値１１３ｈ〜信号レベル値１１３ｘのうちの連続した５個の信号レベル値により、残り１３個の変動量１１４ｈ〜変動量１１４ｔが算出される。このような手順によって、２４個の信号レベル値（信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｘ）から、２０個の変動量（変動量１１４ａ〜変動量１１４ｔ）の算出が完了する。このとき変動量１１４ｇ〜変動量１１４ｎの８個の値が、閾値１１５以下であるので、計数ステップ１０５での計数値は８となる。

次に上述した方法を用いて、大きな周波数のフェージングを検出した場合について説明する。図７（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸は信号のレベルである。また図７（ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は変動量の値である。フェージング周波数が高い場合に信号レベルは急激に変化するので、それらの値の分散は大きくなり、変動量の値は大きくなる。従って２４個の信号レベル値（信号レベル値１２１ａ〜信号レベル値１２１ｘ）から算出された２０個の変動量（変動量１２２ａ〜変動量１２２ｔ）は、周波数が小さい場合の変動量（変動量１１４ａ〜変動量１１４ｔ）よりも大きな値となる。

つまり計数ステップ１０５において、変動量が閾値１１５よりも小さいものの個数は少なくなることとなる。例えば図７（ｂ）の場合、変動量が閾値１１５より小さなものは、変動量１２２ｄ、変動量１２２ｔの２個だけとなるので、計数ステップ１０５での計数値は２となる。

以上のように、計数ステップ１０５で計数された計数値が大きければフェージング周波数が小さく、逆に計数値が小さければフェージング周波数が大きいということとなる。従って以上のような方法を用いれば、計数ステップ１０５で計数された計数値によって、フェージング周波数を推定することが可能となる訳である。

なお本実施の形態において変動量の算出は、５個の信号レベル値が揃い次第に都度行ったが、これは２４個の信号レベル値取得、格納した後に、これら２４個の信号レベル値から変動量２０個を計算しても良い。この場合、サンプリングする時間の間に変動量の計算を完了する必要がないので、変動量の計算時間が長くてもよく、複雑な計算処理を行わせることや、変動量を算出するためのデータの個数を増やすことも可能となる。また、たとえサンプリング時間が変動量の計算時間より短いような場合においても、計算とサンプリングとを並行して実行する必要がなく、制御回路６５の回路構成を簡素化できる。同様に、計数ステップ１０５も２０個の変動量を一気に比較して計数値を算出しても良い。

以上のようなフェージング推定方法を用いれば、変動量算出ステップ１０４において、信号レベルの変動を精度良く検出することができる。これにより、計数ステップ１０５での計数値は、極大値近傍での傾きが小さくなる領域の長さ度合いを精度良く表せることとなる。従って、計数値を用いてフェージング周波数を推定することができるので、谷の時間を計測することなくフェージング周波数の検出ができ、フェージング周波数の小さな場合においても検出時間を短くできることとなる。

ここで、特に受信チャンネルの周波数が低い場合には波長が長いので、フェージング周波数も低くなり、このフェージングによってレベルが落ち込む時間が長くなる。一方携帯電話のような機器のように周波数が高い場合には、同じ低速移動でもフェージング周波数は高くなり、フェージングによってレベルが落ち込む時間は短くなる。従って特に、周波数が低いチャンネルにおける低速移動では、フェージング周波数が小さくなり、レベルの落ち込む時間が長くなることとなる。従って、本発明は特にこのように受信周波数が低周波から高周波までの広い帯域が使用され、かつ移動速度が遅いような条件が存在する携帯型ＴＶ放送受信用の受信器などに用いると良く、受信チャンネルや移動速度にかかわらず良好に受信が可能となる。

なお最新の信号レベル値に過去の信号レベル値の重みを付けて算出しているので、過去の履歴を加味した変動量が算出される。さらに取得した５個の信号レベル値の二乗平均による分散値を変動量としているので、取得した信号レベルのばらつき量を精度良く検出できることとなる。逆に言えば、ばらつきの小さな領域の長さを精度良く検出できることとなる。

また、信号レベルが高い山の頂点部分で判定するので、ノイズなどによる影響を受け難くなり、入力されたＴＶ放送波の信号レベルが小さい場合でも、精度良くフェージング周波数を検出することができる。

そして発明者の実験によれば、以下の条件で、精度よくフェージング周波数が推定できることが確認した。具体的には信号レベル値を取得する間隔を１ミリ秒として、１０個（ｎ＝１０）の信号レベル値により変動量を算出し、フェージング周波数を判定するために、１００個の変動値（ｍ＝１００）を用いてフェージング周波数を推定することで精度良くフェージング周波数を検出することができた。そしてこの場合、判定時間は約１１０ミリ秒である。

なお本実施の形態では、信号レベル値の二乗平均によって分散度合いを算出しているが、これは他の重み付け平均などを用いても良い。また、単位時間内にある閾値を通過する回数や、単位時間における信号レベル値を微分し、その微分値の平均などからフェージング周波数を推定しても良い。

本実施の形態において制御回路６５には、検波器５５ａ、検波器５５ｂの出力を供給したが、これはＡ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂの出力を供給しても良い。この場合、別途Ａ／Ｄ変換を行う必要がないので、制御回路６５を構成する集積回路に別途Ａ／Ｄ変換器を設ける必要がない。従って、制御回路６５を構成する集積回路を小型化でき、高周波受信装置５１を小型化できる。

このとき、Ａ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂのサンプリング周波数を受信器５２、５３から出力される信号の周波数と同じとすれば、Ａ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂを検波器５５ａ、検波器５５ｂとして用いることもできる。この場合検波器５５ａ、検波器５５ｂが不要となるので、高周波受信装置５１の小型化と低価格化とが実現できる。

また一般的に復調回路５４の入力端子５４ａと検波器５５ａとの間や、入力端子５４ｂと検波器５５ｂとの間にはそれぞれ利得制御増幅器（図示せず）が挿入され、これらの利得制御増幅器の制御端子と検波器５５ａや検波器５５ｂとの間のそれぞれには、ＡＧＣ回路が挿入されている。そして制御回路６５には、このＡＧＣ回路の出力信号を供給しても良い。この場合、ＡＧＣ回路に設けられたローパスフィルタによって不要な高周波ノイズがカットされるので、ノイズによる誤判定などが起こりにくくなる。

（実施の形態２）
以下、本実施の形態について図面を用いて説明する。図８は本実施の形態におけるダイバーシティ受信装置２０１の回路ブロック図である。図８において、図１と同じものは同じ番号を用いてその説明は簡略化している。なお本実施の形態は、実施の形態１に対して、フェージング周波数を推定する構成が異なっている。具体的に実施の形態１では、制御回路６５に対してＡＧＣ電圧を供給し、このＡＧＣ電圧の変化によってフェージング周波数の推定を行ったが、本実施の形態では、実際の移動速度を検出し、その移動速度よりフェージング周波数を推定するものである。

そのために本実施の形態におけるダイバーシティ受信装置２０１では、図８に示すように、位置情報を含む高周波信号を受信するＧＰＳアンテナ２０２（位置情報取得アンテナの一例として用いた）と、このＧＰＳアンテナ２０２と制御回路６５との間に挿入されたＧＰＳ受信器２０３（位置情報受信手段の一例として用いた）とを設けている。

そして制御回路６５では、クロックタイマ９５（計時手段の一例として用いた）で予め定められた時間間隔でＧＰＳ受信器２０３から位置情報を取得し、前回に取得した位置と今回取得した位置との差を算出する。そしてこの差をクロックタイマによる時間で除算することで移動速度を算出している。ここで移動速度が同じであっても、受信するチャンネルの周波数によって、フェージング周波数は変化する。そこで、制御回路６５にメモリ２２を接続し、このメモリ２２には移動速度と受信チャンネルとに対応した閾値７５あるいは閾値８１を記憶させておく。

ここで実施の形態１でも述べたように発明者らは、フェージング周波数（フェージング度合い）が移動速度や受信チャンネルに応じて変化することも確認しており、本実施の形態では以上の構成を用いて、実際に移動速度を検出し、検出された移動速度と受信チャンネルによってフェージング周波数を推定する訳である。

そして制御回路６５が、このようにして推定されたフェージング周波数に応じた閾値９５や閾値１０１を設定し、これら閾値９５あるいは閾値１０１と検出したＣ／Ｎ値とを比較し、この比較結果によって電源回路６６ａ、電源回路６６ｂをオン・オフする点は、実施の形態１における図４のフローチャートと同じである。このようにすることにより、実施の形態１と同様に、受信品質の悪化に対して素早くシングル受信からダイバーシティ受信へと切り替えることができる。

なお本実施の形態では位置情報を取得するためにＧＰＳによる位置情報を用いたが、携帯電話などの場合には、携帯電話の基地局が発信する基地局情報などから位置情報を取得しても良い。

また自動車などの場合には、移動距離と時間などから移動速度を算出することや、加速度センサの情報に時間を乗算することで移動速度を算出しても良い。

本発明にかかるダイバーシティ受信装置は、効率良くシングル動作とダイバー動作とを切り替えることができるという効果を有し、特に移動しながら利用する携帯電話等に用いるダイバーシティ受信装置として有用である。

本発明の実施の形態１における高周波受信装置の回路ブロック図 （ａ）一定速度で低速走行した場合における時間とＡＧＣ電圧との関係図、（ｂ）一定速度で高速走行した場合における時間とＡＧＣ電圧との関係図 同、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との関係図 制御回路の動作フローチャート 同、フェージング検出ステップのフローチャート （ａ）フェージング周波数が低い場合のサンプリング説明図、（ｂ）同、変動量の算出方法の説明図 （ａ）フェージング周波数が高い場合のサンプリング説明図、（ｂ）同、変動量の算出方法の説明図 本発明の実施の形態２におけるダイバーシティ受信装置の回路ブロック図 アンテナでＴＶ放送波を受信する様子を示した説明図 従来のダイバーシティ受信装置の回路ブロック図

符号の説明

４ａ アンテナ
４ｂ アンテナ
２２ メモリ
５２ 受信器
５３ 受信器
５９ 合成器
６４ Ｃ／Ｎ検出器
６５ 制御回路
６６ａ 電源回路
６６ｂ 電源回路
１０１ 閾値

Claims (6)

1. 第１のアンテナで受信した高周波信号が供給される第１の受信器と、第２のアンテナで受信した信号が供給される第２の受信器と、これら第１と第２の受信器の出力端子から出力された信号を合成する合成手段と、この合成手段の出力が供給された出力端子とを有したダイバーシティ方式の高周波受信装置において、前記合成手段から出力される合成信号が供給されるとともに、この合成信号のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、このＣ／Ｎ検出手段の出力と閾値設定手段で設定された閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給されるとともに、前記第１と第２の受信器に接続され、少なくとも第１あるいは第２のうちのいずれか一方の受信器をオン・オフする電源回路と、前記第１あるいは第２のアンテナに入力される高周波信号のフェージング度合いを推定するフェージング推定手段と、前記閾値設定手段へ前記閾値を供給するために、前記フェージング推定手段で検出された前記フェージング度合いに対応して前記閾値を記憶した記憶手段とを有し、前記閾値設定手段は前記フェージング推定手段の出力に応じて閾値を設定し、前記比較手段は前記Ｃ／Ｎ値が前記閾値よりも小さいと判定した場合に、前記第１と第２の受信器を共にオンとさせるダイバーシティ受信装置。
2. フェージング推定手段には、移動速度を検出する移動速度検出手段を用いるとともに、記憶手段には前記移動速度に対応した閾値を記憶させ、閾値設定手段では前記移動速度検出手段で検出された移動速度に応じた閾値を設定する請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
3. 移動速度検出手段には、位置情報を取得するための位置情報取得アンテナと、この位置情報取得アンテナで受信した位置情報を含む信号を受信するために、前記アンテナと閾値設定手段との間に挿入された位置情報受信手段と、この位置情報取得手段で位置情報を取得するタイミングを設定するための計時手段とを含み、前記計時手段が設定したタイミングで取得した少なくとも２つの位置情報から移動速度を算出する請求項２に記載のダイバーシティ受信装置。
4. 第１と第２の受信器には、アンテナに入力された高周波信号が入力される入力端子と、一方の入力に前記入力端子に入力された前記高周波信号が供給されると共に、他方の入力には局部発振器の出力が供給された混合器と、この混合器の出力と出力端子との間に挿入されたフィルタとを有し、少なくとも前記第１あるいは第２の受信器における前記フィルタのいずれか一方の出力が供給された検波器と、この検波器の出力と前記フェージング推定手段との間に挿入されたＡ／Ｄ変換器が設けられた請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
5. 第１と第２の受信器には、アンテナに入力された高周波信号が入力される入力端子と、一方の入力に前記入力端子に入力された前記高周波信号が供給されると共に、他方の入力には局部発振器の出力が供給された混合器と、この混合器の出力が供給されたフィルタと、このフィルタの出力と出力端子との間に挿入された可変利得増幅器と、この可変利得増幅器の出力が供給される検波器と、この検波器と前記可変利得増幅器の利得制御端子との間に挿入されたＡＧＣ回路とを有し、少なくとも前記第１あるいは第２の受信器における検波器のいずれか一方の出力をフェージング推定手段へ供給する請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。
6. 第１の受信器と合成器との間と第２の受信器と合成器との間のそれぞれに設けられたＡ／Ｄ変換器を有し、フェージング推定手段には少なくとも第１と第２の受信器のいずれか一方のＡ／Ｄ変換器の出力が供給される請求項１に記載のダイバーシティ受信装置。

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