KR930006892B1 - 전력 변환장치 - Google Patents

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Abstract

내용 없음.

Description

전력 변환장치
제1도는 본 발명을 도시한 전체 계통도.
제2도는 본 발명을 도시한 제1도의 상세회로도.
제3도는 본 발명을 전원입력회로를 도시한 상세도.
제4도는 본 발명의 스위칭 주파수 발생/조절회로를 도시한 상세도.
제5도는 제4도의 출력 파형도.
제6도는 본 발명의 부하 구동회로의 상세도.
제7도는 본 발명의 부하구동회로를 스위칭하는 관련회로의 상세도.
제8도는 제7도의 정격주파수발생회로부의 입출력 파형도.
제9도는 제7도의 출력조절회로부의 출력파형도.
제10도는 본 발명의 과부하검출부를 도시한 상세도.
본 발명은 직류전원을 교류전원으로 변환시키는 전력변환장치에 관한 것으로서, 특히 푸쉬풀 스위칭되는 전계효과트랜지스터 및 부하구동을 행하는 전계효과 트랜지스터로서 소오스 전력이 다소변동되거나, 회로구성부품의 오차에 의한 출력의 변동을 최소화하여 안정된 전력을 생성하는 동시에 회로구성이 간결한 전력변환기에 관한 것이다
일반적으로 전력변환기(INVERTER)는 직류 전원을 교류 전원으로 역 변환하는 장치로서 이와 같은 전력변환기는 통상 밧데리 전원을 통하여 교류 전동기, 형광등, 통신기기, 유도가열기등의 다양한 교류부하에 전력을 공급한는 것으로 사용된다. 이와 같은 전력증폭기는 통상 직류전원을 증폭시키기 위한 트랜스포머, 이 트랜스포머의 1차측 직류전원을 필요 주파수로서 교번 스위칭하기 위한 푸쉬풀(push-pull)회로 및 상기 트랜스포머의 2차측 전력을 부하에 공급하는 부하 구동회로 등으로서 이루어지는 것이다.
이러한 전력변환기와 관련하여 여기가지의 고안들이 있었으며 예르들면 대한민국 특허공고 제88-1151호, 제88-1836호, 제89-3394호 및 실용신안공고 제89-9014호 등이 있으며, 미합중국 특허 제4,706,177호 등이 있었다.
상술된 바와 같은 종래의 기술들에 의하면 전력증폭을 위한 트랜스포머의 1차측에 스위칭 소자를 상호 역극성의 트랜지스터로서 형성하는 경우에 있어서는 트랜지스터의 턴온, 턴오프에 따른 특성상 입출력 전력에 손실이 발생되게 되고, 더우기 이 스위칭 소자들을 정현파로 스위칭을 행하는 경우에 효율이 좋치 못하다는 문제점과 함께 2차측 전압의 제어가 불가능하여 부하 특히 과부하에 대한 대책이 없다는 문제점을 갖는다.
또한 이러한 것들은 트랜스포머의 과포화로 과도한 열손을 발생하게 하고 스위칭시에 발생되는 첨두파는 트랜스포머의 파괴와 함께 노이즈를 발생하여 통신 장애를 유발하는 문제를 갖는 것이다.
이러한 것을 다소나마 해소하고자 상기 공고 제88-1151호 및 제4,706,177호의 경우 트랜스포머의 1차측에 스위칭 소자에 펄스폭 변조제어(이하 PWM 제어라 함)된 스위칭 입력이 제공되도록 하여 상기와 같은 문제점을 다소 해결하고는 있으나 전술된 경우에는 사이리스터(SCR)를 이용한 것으로 본 발명과는 차이를 갖게 되어 설명을 생략하며, 후술된 경우에는 전계효과트랜지스터(FET) 트랜스포머의 1차측 푸쉬풀회로에 스위칭 소자로서 적용하고, 부하구동회로에도 상기 전계효과트랜지스터를 이용하고 있으나 이는 전계효과 트랜지스터의 게이트와 드레인 간에 전위차를 형성하여 주는 별도의 드라이브회로 구성이 필요하여 회로 구성이 복잡하고, 직류전원을 연결할 때 반듯이 극성을 맞추어 연결하여만 하므로, 역접속시는 동작이 안되는 단점을 갖는다.
기타 다른 문제점들은 본 발명을 상세히 살펴보는 가운데 대안이 제시될 것이다.
본 발명은 상술된 바와 같은 종래의 전력변환기가 갖는 제문제점을 해소하고자 안출된 것으로서 다음과 같은 목적을 갖는다.
첫째 : 본 발명은 직류전원을 교류전원으로 변화하기 위하여 트랜스포머의 1차측 푸쉬풀스위칭시에 스위칭 손실을 최소화하여 효율이 향상된 전력변환기를 제공하는데 있다.
둘째 : 본 발명은 직류전원 입력 회로를 형성하여 접속되는 직류전원의 극성을 무극성으로 접속할 수 있도록 한 전력변환기를 제공하는데 있다.
셋째 : 본 발명은 부하구동에 필요한 전계효과 트랜지스터의 구동회로가 간결한 전력변환기를 제공하는데 있다.
넷째 : 본 발명은 과부하시 과도적인 과부하 상태인 경우에는 출력을 지속하되 일정시한 지속적인 과부하 상태라면 1차측 전원을 차단하여 과부하에 대한 보호가 정확한 전력변환기를 제공하는데 있다.
그외 본 발명은 구성이 간결하여 경량이면서도 효율이 높고 운반 및 사용이 용이하며 경제적이라는 장점도 함께 갖는다.
본 발명은 주로 밧데리 전원인 DC 전원을 입력받아 승압용 트랜스포머를 통하여 승합하여 이 트랜스포머의 2차측으로 브릿지회로를 연결하여 승압정류된 DC 전원을 형성하도록 이루어지는 DC-DC 컨버터는 입력되는 밧데리 전원의 전위 레벨에 따라서 상기 브릿지 회로의 출력을 일정한 레벨의 전위를 유지할 수 있도록 트랜스포머의 1차측에 푸쉬풀 회로로서 형성된 전계효과 트랜지스터(이하 FET라 칭함)를 스위칭하는 주파수를 발생하며 조절하는 PWM 제어 방식의 스위칭 주파수발생/조절회로로서 이루어지고, 상기 브릿지 회로를 통하여 제어전원과 출력전원을 받아 점대칭 구동되는 FET로 이루어지는 부하구동회로를 통하여 AC 출력을 생성하도록 된 DC-AC 인버터로서 이루어지는 것에 의한다.
상술된 바와 같은 본 발명의 목적을 달성하기 위하여 이루어지는 기술구성을 첨부된 도면을 참조하여 이하에서 상세하게 살펴보기로 한다.
제1도 및 제2도에 있어서, 본 발명은 입력전원인 직류전원을 승압하기 위한 DC-DC 컨버터(100)와 이 승압된 직류전원을 적절한 사용주파수(50HZ 또는 HZ)의 교류출력을 발생하는 DC-AC 인버터(200) 그리고 정상동작과 주위여건에 따른 과도적인 비정상상태(본 발명장치의 주변온도상승 또는 과전압, 저전압 및 과부하 상태를 말하며 이하 "고정상태"라 칭한다)를 검출하고, 표시하는 동작표시부(300)로서 이루어진다.
상기 DC-DC 컨버터(100)는 다이오드 브릿지회로(BD1)로 이루어진 DC 전원입력회로(10)를 통하여 승압용 트랜스포머(T)의 1차측에 푸쉬풀 회로로 구성된 FET(Fa,Fb)의 게이트(G)에 교번되는 바이어스를 걸어주도록 이루어지는 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)를 연결하되 이 스위칭 주파수 발생/조절 회로부는 상기 DC 전원 입력회로의 전압레벨에 따라서 교번인가되는 FET(Fa, Fb)의 바이어스 전압의 실효값을 일정하게 유지할 수 있도록 그 발생 주파수의 폭을 조절하게 하고 부하측과 전원측의 과전압, 저전압 상태를 검출하고 판단하여 이상발생시에는 상술한 FET의 바이어스 출력을 차단하게 한다.
또한 승압용 트랜스(T)의 1차측에 양분된 권선비를 갖도록 하여 푸쉬풀 구동되는 FET(Fa,Fb)와 이 트랜스포머(T)의 2차측에 부하측 출력을 발생하는 브릿지회로(BD2)와 회로에 제어전원을 인가하도록 된 브릿지 회로(BD3)로서 이루어진다.
한편, 상기 DC-DC 컨버터(100)의 트랜스포머(T) 2차측 승압전원과 제어전원으로 동작되는 DC-AC 인버터(200)는 전술된 브릿지회로(BD2)에 점대칭 구동되는 FET(F1·F2·F3·F4)를 바이어스 승합회로(30a)와 함께 부하구동회로(30)로서 연결하고, 이 부하구동회로(30)에 정격주파수(50HZ 또는 60HZ)로서 상기 FET(F1·F2·F3·F4)를 스위칭하기 위한 복수의 타이밍 회로를 갖는 정격주파수 발생회로(50)가 플립플롭으로 이루어진 출력조절부(60)를 통하여 스위칭 트랜지스터로 형성된 스위칭 출력회로(70)를 연결하여 상기 FET(F1·F2·F3·F4)에 바이어스 전압을 인가토록 이루고 이 바이어스 전압으로 FET가 구동되어 AC 출력이 발생되도록 이루되, 상기 FET의 접지단으로 전압비교기로 된 과부하검출부(40)를 입력연결하여 이루고, 동작표시부(300)는 상기 과부하 검출부(40)의 과부하검출신호로 동작되는 과부하 구동회로(40a)를 상기 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)의 스위칭 주파수 발생을 중지하도록 연결하고, 이 스위칭 주파수 발생의 중지로 말미암아 동작되는 단안정 멀티 바이브레이터로 이루어지는 고장표시부(90)와 이 고장 표시부의 상태를 표시하는 LED로 된 표시부(90a)로서 이루어진 것이다.
상술된 바와 같이 본 발명의 기술구성을 좀더 상세하게 살펴보면 다음과 같다.
제2도 내지 제3도에 있어서, DC-DC 컨버터(100) 및 DC-AC 인버터(200)의 전원을 연결하여 주는 DC 전원 입력회로(10)는 다이오드 브릿지 회로(BD1)를 입력회로로서 구성하여 접속되는 DC 전원, 예를들면 밧데리 전원의 극성에 관계없이 무극성으로 연결이 가능하고 따라서 전원연결이 간편하고, 회로에 손상을 줄 염려가 없다. 이로서 회로상에는 항상 일정한 전원극성이 유지되게 된다.
이러한 입력회로를 통하여 제4도에 도시된 바와 같은 스위칭주파수 발생/조절회로가 연결구성된다. 즉 스위치모드 펄스폭 변조조절회로(Swich Mode Pulse WLDTH MODULATION CONTROL CIRCULTS)라 불리우는 직접회로(Ic1)는 발진기(OSC), 비교기, 기준전압조정기 및 논리회로를 갖는 것으로서 상기 밧데리 전원으로부터 저항(R1)과 제너다이오드(ZD2)로 이루어진, 과전압 감지부(21)를 통하여 비교기(또는 에라앰프 : Com3)의 비반전 입력단에 연결하고, 저항(R2)를 통하여된 저전압 감지부(22)를 반전입력단에 연결하여 입력되는 DC 전원전압의 과전압 또는 저전압 상태에서는 상기 직접회로(Ic1)의 스위칭모드를 중지시키도록 구성하되, 비교기(Com4)에는 비반전입력으로 저항(R3,R4)를 통한 전원전압을, 반전입력단으로는 온도감지 센서(TH)와 포터트랜지스터(PT)의 컬렉터를 접속하여 온도과상승이 발생하거나 과부하가 발생될 때는 반전입력단에 "L"레벨의 전위가 입력되게 하여 비교기(Com4)의 출력을 "H"상태로 되게한다. 이 비교기(Com3,Com4)의" H"출력은 비교기(Com2)의 반전입력단에 입력되게 되어 집적회로(Ic1)의 출력 단(9,10번핀)의 출력은 중지된다.
한편, DC 전원입력회로(10)의 전원레벨(E+)은 저항(R5,R6)의 분압값으로 집적회로(Ic1)의 휴지시간조정용(Dead time control) 입력단(4번핀)으로 입력되게 구성하여 밧데리인 DC 전원전압이 사용에 따라 방전되어 상기한 저전압감지부(22)의 감지레벨보다는 높은 상태인 저전압 상태에서는 승압용트랜스포머(T)를 구동하는 FET(Fa,Fb)의 게이트신호 즉 직접회로(Ic1)의 FET 구동출력의 전압실효치를 균등하게 하고자 이루어져 있다.
따라서 집적회로(Ic1)는 이상상태에서는 FET 구동 출력을 제한하고 정상 상태에서는 트랜스포머(T)의 히스테리와 코일의 위상지연을 감안하여 푸쉬풀회로 구성된 FET(Fa,Fb)를 일정시간t만큼 휴지시키면서 PWM 제어되게 됨을 알 수 있다. (제 5 도 참조)
결국 푸쉬풀 회로로서 구성된 FET(Fa,Fb)가 트랜스포머(T)를 교번하여 여자시키게 됨으로 2차측에는 승압된 전력이 유기되고 이 2차측에는 별개의 권선에 부하출력전력과 회로에 제어전력을 전파정류하는 브릿지 회로(BD2,BD3)가 구성되어 비교적 안정된 맥류전원이 발생된다.
다음으로 DC-AC 컨버터(200)에 대하여 좀더 상세하게 살펴보면, 제2도 및 제6도에 있어서 본 발명은 점대칭 구동되고 FET(F1·F2·F3·F4)로 이루어진 부하구동회로(30)는 상기 브릿지 회로(DB2)의 출력이 FET(F1·F2·F3·F4)의 각 드레인에 접속되고 각 게이트로 후술될 스위칭 출력회로(70)에 연결되며 소오스는 저항(R7)을 통하여 접지된다.
한편 상기 점대칭 구동되는 FET(F1·F4및 F2·F3)의 소오스와 트레인 사이에서 부하구동출력은 발생된다. 그리고 본 발명은 FET의 특성상 필요로 하는 턴온시의 전위차(약 7ν)를 얻기 위하여 브릿지회로(BD3)를 통한 제어전원(Vcc) 다이오드(D1)를 통하여 저항(R8)과 충전용 콘덴서(C8)를 상호병렬접속하여 역지방지용 다이오드(D3)를 통하여 FET(F1)의 게이트에 접속하여 이루어지며 상기와 동일한 다이오드(D2), 저항(R9), 콘덴서(C8)를 다이오드(D4)를 통하여 FET(F2)의 게이트에 접속하여 이어지는 바이어스 승압회로(30a)를 구성한다.
이는 소오스와 게이트간의 전위차를 상기 콘덴서(C8,C9)를 통하여 게이트측에 높게 걸어주게 되면 턴온을 용이하게 실현하고 종래의 쵸크타입에 비하여 매우 간결한 구성을 갖는 것이다.
이러한 부하구동회로(30)를 ON, off 제어하는 스위칭 조절회로(70) 및 스위칭 출력을 조절하는 출력조절 회로부(60)에 대하여 제7도 내지 제9도를 참조하여 살펴본다. 상기한 브릿지 회로(BD3)를 통하여 정전압 집접회로(Ic5)를 통하여 리플이 제거된 정전압 전원은 각 집접회로(Ic2∼Ic4)에 전원(Vcc)으로 인가되도록 이루어진다. 정격주파수 발생회로(50)의 직접회로(Ic2)는 복수의 타이밍회로(DUAL TIMING CIRUIT)로서 내장된 타이머(T1,T2)는 상호출력(5.9번핀) 이 복수(DUAL)의 J-K플립플롭 직접회로(IC3)로 된 출력조절회로부(60)의 클럭펄스(CP)로서 입력되도록 연결하고 일측 플립플롭(FF1)의출력을 타측 플립플롭(FF2)의 입력단(J)에 연결하고 플립플롭(FF2)의 Q 출력을 입력단(K)에 연결하되 상기 타이밍회로의 집적회로(Ic2)의 타이머(T2)에는 트랜지스터의 입력단으로 부하구동회로(30)의 출력전압을 저항(R10∼R12) 및 콘덴더(C10)을 통하여 충방전에 따른 삼각파를 입력연결하여 이루면 상기 부하구동회로(30)의 출력 전압 즉 외부 부하측 전압에 따라서 상기 플립플롭(Ic3)의 클록펄스(CP) 입력이 연동되게 된다.
즉 외부전압이 저하될 때에는 플립플롭(Ic3)의 클록펄스(CP)는 동작시간(Aictn time)이 길어지는 상태로 공급되어 FET의 게이트에는 비교적 늘어난 시간의 바이어스 전원이 공급되어 부하측 전원을 정상상태로 복귀시키게 한다(제8도 참조)
한편 상기 플립플롭 직접회로(Ic3)의 각 출력은 전술한 FET(F1∼F4)를 스위칭하는 스위칭 출력회로(70)에 연결하되 이 스위칭 출력회로(70)는 각 FET(F1∼F4)의 게이트 N.P.N형 트랜지스터(TR1∼TR4)의 콜렉터를 연결하고 각 베이스로 상기 직접회로(Ic3)의 플립플롭 출력을 연결하여 플립플롭 출력 "H" 상태에서 상기 FET는 off되고 반전되면서 ON 되도록 이루어 제9도에 도시된 바와 같이 각 FET를 구동되게 한다. 이로서 각 FET는 점대칭 동작되면서 부하측으로 AC 출력을 발생하게 된다.
한편 이 부하측의 과부하상태를 검출하고 상기 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터의 구동을 중지시키게 되는 과부하검출 및 그 구동표시부는 다음과 같다.
과부하 검출부(40) 제10도에 도시된 바와 같이 전압비교기 집적회로(Ic4)로서 전술된 부하구동회로(30)의 FET의 접지된 소오스단으로부터 저항(R20)을 통하여 일측비교기(Com5)의 반전입력단에 접지된 저항(R21)과 병렬로 연결되고 비반전입력단에 정전압직접회로(Ic5)를 통한 분압된 기준전압을 입력연결한다.
상기 집적회로(Ic5)의 전원선에는 콘덴서(C12)가 접속되어 타측비교기(Com6)의 반전입력단에 접속되고 비반전 입력단에는 상기 비교기(Com5)의 변화되는 출력을 기준전압으로서 접속하여 파형정형을 이루되 비교기(Com6)의 출력은 상기한 J-K 플립플롭 집적회로(IC3)의 클리어 입력단(CD)에 연결하고, 동시에 저항(R22), 트랜지스터(TR5) 및 포터커플러(PC)로 이루어지는 과부하구동회로부(40a)에 P.N.P형 트랜지스터(TR5)의 베이스에 연결하여 이루어지는 것으로서 즉 정격출력이상의 과전류가 과부하검출부(40)에 검출되면 비교기(Com6)는 "L"상태의 출력을 발생하게 된다. 그러나 부하구동회로(30)에 접속될 수 있는 다양한 부하 그중에서도 형광등 또는 전동기 등과 같이 기동전류가 운전전류에 비하여 상당히 높은 부하에 대비하여 민감하여 동작되게 되면 실제로 인버터를 사용할 수 없게 된다. 그러나 과전류 상태를 지속한다면 물론 트랜스포머에서 발생되는 고열로 인하여 전술한 온도센서(TH)가 동작하여 회로와 부하를 보호하기는 하나 발열을 검출하여 동작을 중지시키는데는 많은 시간을 소모하게 되고 실제로 회로의 손상은 순간적인 것을 감안할 때 불합리하다.
따라서 상기와 같은 부하의 특성상 과부하검출부(40)의 콘덴더(C12)는 최초 부하기동전류의 과도한 검출에 곧바로 모든 회로를 차단치 않고 충전용량에 따른 시간(0.5m/sec 이하) 동안 비교기(Com6)의 출력을 제한하게 하는 것이다.
그럼에도 불구하고 계속하여 과부하에 따른 과전류가 검출될때는 비교기(Com6)의 "L"출력이 상기 플립플롭의 클리어 입력단에 입력되어 출력조절회로부(60)의 Q 출력은 "L"상태출력은 "H"상태로 하게 하고 이로서 스위칭 출력회로(70)의 트랜지스터(TR1,TR3)는 오프되고 트랜지스터(TR2,TR4)는 온 구동되어 상기 FET(F1,F3)의 바이어스 전위를 모두다 상실하게 함으로서 점대칭 구동되는 FET가 차단되어 부하구동회로(30)의 AC출력을 차단하게 한다. 동시에 이 과부하 검출부(40)의 과부하 검출 신호는 과부하 구동 회로부(40a)의 트랜지스터(TR5)를 턴온되게 적용하고 이로서 포토커플러(PC)의 포토다이오드(PD)가 온되고 따라서 전술한 바와 같이 스위칭 주파수 발생/조절 회로부(20)의 동작은 정지되게 되어 회로를 보호하게 된다.
이때 고장상태를 검출하여 단안정 멀티 바이브레이터로 된 고장표시부(90)에는 상기 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)의 휘드백되는 "H"신호가 입력되어 표시부(90a)의 경고등(LED2)을 점멸 구동되게 하여 경고를 하게 된다. 물론 본 발명의 인버터가 정상적인 동작을 행하는 경우에는 표시부(90a)의 경고등(LED1)이 점등되어 정상 동작중임을 표시하게 될 것이다.
이상에서 상세하게 살펴본 바와 같이 본 발명인 전력변환장치는 승압용트랜스포머를 푸쉬풀동작되는 FET로서 포화시키고 이 포화상태를 스위칭하는 스위칭 주파수 발생/조절회로는 PWM 제어되면서 외부의 DC 전원의 전위에 따라서 FET(Fa,Fb)를 교번 스위칭하여 이때 트랜스포머의 히스테리시스손, 열손등에 의한 손실이 극감되어 효율(efficiency)이 높을 뿐만 아니라 FET의 소오스전압이 대략적으로 30% 정도의 변동율을 갖는 경우나 각 회로구성부품의 오라범위가 다소 그 폭을 넓게 갖는 경우에도 생산되는 2차측의 부하구동회로의 AC 출력전력은 ±5% 내의 양질의 안정된 전력을 공급할 수 있다.
더우기 이와 같이 안정된 전력변환기는 과부하에서도 부하와 전력변환장치 및 전원의 완전한 방전(재충전 불능상태) 상태등의 파손을 막을 수 있는 보호회로가 이루어져 있으므로서, 안정적으로 전력을 공급할 수 있다.
결국 이와 같은 본 발명은 여유전력시간대에 밧데리를 충전하여 두었다가 최대전력소모시간대나 기타 필요한 시간대로 전력에너지 이동이 가능하게 되어 매우 경제적이며, 전력변동율이 극심한 지역에서는 안정적인 전력제공이 가능하게 되며 무전력지역에 용이하게 전력을 공급할 수 있는 효과를 갖음과 동시에 소형경량으로서 특히 이동용 차량등에 적용이 용이한 등의 여러 우수한 효과를 갖는 매우 우수한 발명인 것이다.

Claims (6)

  1. 입력전원인 직류전원을 승압하기 위한 DC-DC 컨버터와 이승압된 직류전원을 적절한 상용주파수의 교류출력으로 발생하는 DC-AC 인버터로서 이루어지는 전력변환 장치를 구성함에 있어서, DC-DC 컨버터(100)는 DC 전원입력회로(10)를 통하여 승압용 트랜스 포머(T)의 1차측에 푸쉬풀 회로로 구성된 FET(Fa,Fb)의 게이트에 교번되는 바이어스를 걸어주도록 이루어지는 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)를 연결하되 이 스위칭 주파수 발생/조절회로부는 상기 DC 전원 입력회로의 전원레벨에 따라서 교번인가되는 FET의 바이어스 전압의 실효값을 일정하게 유지하는 수단과, 부하측과 전원측의 과전압 또는 저전압 상태를 검출하고 판단하는 수단에 의하여 이상 발생시는 FET(Fa,Fb)의 바이어스 출력을 차단하는 수단을 포함하며 상기 승압용 트랜스포머의 2차측에 부하측 출력을 발생하는 브릿지회로(BD2)와 회로에 제어전원을 인가하도록 된 브릿지 회로(BD3)를 포함하며, 상기 DC-DC 컨버터의 부하측 출력 및 제어전원으로 동작되는 DC-AC인버터(200)는 상기 브릿지 회로(BD2)를 통하여 점 대칭 구동되는 FET(F1∼F4)에 바이어스 승압회로(30a)를 포함하는 부하구동회로(30)를 연결하고, 이 부하구동회로의 FET를 정격 주파수로서 스위칭하기 위한 복수의 타이밍 회로를 갖는 정격 주파수 발생회로(50)가 플립플롭으로 이루어진 출력조절부(60)를 통하여 스위칭 트랜지스터로 형성된 스위칭 출력회로(70)를 연결하여 상기 부하구동회로의 FET(F1∼F4)에 게이트에 바이어스 전압을 인가토록 이루고 이 FET(F1∼F4)의 중성점에서 AC 출력을 인출하되 상기 FET(F2, F4)의 소오스 접지단으로부터 전압비교기로 된 과부하 검출부(40)를 입력연결하여 이루며, 동작표시부(300)는 상기 과부하검출부의 과부하검출신호로 동작되는 과부하 구동회로(40a)를 상기 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)의 스위칭 주파수 발생을 중지하도록 연결하는 수단과 이과부하 구동회로의 출력으로 구동되는 단안정 멀티바이브레이터로 이루어진 고장표시부(90)를 통하여 표시부(90a)의 LED가 점멸 구동되도록 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력 변환장치.
  2. 제1항에 있어서, DC 전원입력회로(10)는 DC 전원의 무극성 연결이 가능하도록 다이오드 브릿지 회로(DB1)로서 입력회로를 구성하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제1항에 있어서, 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20) PWM 제어되는 집적회로(Ic1)의 비교기(Com1)에 휴지시간 조정용 입력단으로 전원레벨이 콘덴서와 저항(R5,R6)의 분압값으로 입력연결되는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 제1항 또는 제3항에 있어서, 스위칭 주파수 발생/조절회로부(20)의 집적회로(Ic1)에 비교기(Com3)의 비반전 입력단으로 전원(E+)으로부터 저항(R1)과 제너다이오드(ZD2)로 된 과전압 감지부(21)를 연결하고, 전원(E+)으로부터 저항(R2)으로 이루어진 저전압 감지부(22)를 반전입력단에 연결하며, 비교기(Com4)의 비반전입력으로 저항(R3,R4)를 통한 전원 전압을 반전입력단으로는 온도감지센서(TH)와 과부하 감지에 따른 과부하 구동회로부(40a)의 포토트랜지스터의 컬렉터를 연결하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력 변환장치.
  5. 제1항에 있어서, DC-AC 인버터의 부하구동회로(30)는 점대칭구동되는 FET(F1∼F4)로서 이루어지되, 이 FET의 바이어스 승압회로(30a)는 상기 브릿지 회로(BO3)의 Vcc를 통하여 다이오드(D1/D2)와 저항 (R8/R9) 및 충전용 콘덴서(C8/C9)을 병렬접속하여 상기 FET(F1/F3)의 소오스에 접속하고 동시에 역지 방지용 다이오드(D3/D4)를 통하여 상기 FET(F1/F3)의 게이트에 순방향 접속하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력 변환장치.
  6. 제1항에 있어서, 과부하 검출부(40)는 전압비교기(Com5,Com6)로 이루어져 콘덴서(C12)에 의하여 일시적인 과부하전류는 차단되고 지속적인 과부하 상태에서는 검출 출력을 발생하여, 출력조절회로부(60)의 플립플롭(FF1,FF2)의 클리어단(CD)에 검출 출력을 연결하고 동시에 포터커플러(PC)를 포함하는 과부하 구동회로부(140a)에 입력연결되어 이루어지는 것을 특징으로 하는 전력제어 장치.
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