KR880001153B1

KR880001153B1 - Pwm inverter

Info

Publication number: KR880001153B1
Application number: KR1019850003573A
Authority: KR
Inventors: 임현문
Original assignee: 삼성전자 주식회사; 정재은
Priority date: 1985-05-24
Filing date: 1985-05-24
Publication date: 1988-07-01
Also published as: KR860009538A

Abstract

The control system for a PWM inverter uses an analog method, by which the ON and OFF states of transistors are determined by comparing the fundamental wave with the carrier wave. The control system consists of a three-phase bridge rectifying circuit in which the diodes (D1-6) rectifies three-phase AC source, an inverter circuit in which the transistor (TR1-6) supplies the Ac current to the motor (M1) by transforming the regular output of the three phase bridge rectifying circuit, and a condenser (C1) which reduces ripple in order to operate the inverter circuit normally. Due to analog method the harmonic waves are eliminated.

Description

PWM Inverter Control

제1도는 본 발명의 제어부가 연결된 상태를 보인 PWM 인버터의 제어장치의 회로도.1 is a circuit diagram of a control device of a PWM inverter showing a state in which the control unit of the present invention is connected.

제2도는 본 발명의 제어부의 상세회로도.2 is a detailed circuit diagram of a control unit of the present invention.

제3도는 통상의 반송파 방식의 PWM모드 발생부 파형으로서 제3(a)도는 기본파와 반송파의 위상관계도.3 is a waveform of a PWM mode generating unit of a conventional carrier type, and FIG. 3 (a) is a phase relationship diagram between a fundamental wave and a carrier wave.

제3(b)도, 제3(c)도는 UV상의 반송파의 교점에 의한 파형 제3(d)도는 선간 전압 파형.Fig. 3 (b) and Fig. 3 (c) are waveforms at intersections of carriers in the UV phase.

제4도는 제1도의 회로를 실현하기 쉽게 기본파를 구형파로 나타낼때의 파형도.4 is a waveform diagram when a fundamental wave is represented by a square wave so that the circuit of FIG. 1 can be easily realized.

제5도는 기본파 진폭과 삼각파 진폭비에 따른 고조파성분의 계략도.5 is a schematic diagram of harmonic components according to the ratio of fundamental wave amplitude to triangle wave amplitude.

a : 삼각파 주파수/기본파 주파수=6일때 b : 기본파 주파수/삼각파 주파수=24일때.a: When triangle wave frequency / fundamental wave frequency = 6 b: When fundamental wave frequency / triangle wave frequency = 24.

제6도는 제2도에 표시되어 있는 각 단자점의 파형도.6 is a waveform diagram of each terminal point shown in FIG.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명* Explanation of symbols for main parts of the drawings

A : 발진부 B : 주파수 설정부A: oscillation unit B: frequency setting unit

C,C' : A/D 변화부 D : 레이트 승산기C, C ': A / D change part D: Rate multiplier

E : 전압 설정부 F : 출력 전압 감지부E: Voltage setting part F: Output voltage detection part

G : 오차증폭회로부 H : 멀티플렉서G: Error amplifier circuit H: Multiplexer

I : 분주용카운터 J : 기본파발생부I: Dispensing counter J: Basic wave generator

K :

카운터군 L : 삼각파발생부K:

Counter group L: triangle wave generator

M : 비교부 N : 지연부M: comparison unit N: delay unit

O : 스위칭소자구동 및 아이서레이션(isolation) T₁: 트랜스O: Switching element drive and isolation T ₁ : Trans

M₁: 모타 D₁-D₆: 다이오드M ₁ : Motor D ₁ -D ₆ : Diode

TR₁-TR₆: 트랜지스터TR ₁ -TR ₆ : Transistor

본 발명은 PWM(pulse width modulation)펄스폭변조 인버터에 있어 반송파와 기본파를 비교하여 각상의 트랜지스터의 온오프를 결정하는 아나로그(Analog)방식을 이용한 PWM 인버터이 제어장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention [0001] The present invention relates to a PWM inverter using an analog method for determining on and off of transistors in each phase by comparing a carrier wave and a fundamental wave in a pulse width modulation (PWM) pulse width modulation inverter.

종래의 PWM 인버터의 경우 반송파와 기본파를 비교하여 각상 트랜지스터의 온오프를 결정하는 아나로그 방식은 각 120°의 위상차를 갖는 동일 진폭 3개의 싸인파와(3상일때) 삼각파를 가변주파수와 가변진폭으로 만들기 위하여 회로가 너무 복잡하게 설계되었으며 동기에 실패하였을때는 각 상간의 불평형이 발생할 가능성이 높고 직류 성분과 저차의 고조파를 포함함으로써 모타의 전원으로 인해 트랜지스터를 보호할 수 없어 고장이 자주 발생하였고, 또한 ROM에 PWM 모드를 기억시켜 필요한 전압의 PWM 모드를 선택하여 트랜지스터를 구동하는 디지탈 방식이 있었는데 이 방식은 전압의 변환이 계단적으로 상승 또는 하강하기 때문에 가감속시 소음이 높고 전압이 급격히 변화하므로 과도전류에 의해 트랜지스터 및 모타에 무리가 가므로서 고장이 자주 일어나는 결점이 있었다. 이와같은 종래 방식을 더욱 상세히 설명하면 다음과 같다.In the conventional PWM inverter, the analog method of comparing the carrier wave and the fundamental wave to determine the on-off of each phase transistor has three sine waves (of three phases) with the same amplitude having a phase difference of 120 ° and a triangular wave with a variable frequency and a variable amplitude. The circuit is designed to be too complicated to make it, and when the synchronization fails, there is a high possibility of unbalance between phases, and the failure of the transistor is prevented due to the power supply of the motor. In addition, there was a digital method of driving the transistor by selecting the PWM mode of the required voltage by storing the PWM mode in the ROM. This method has a high noise during acceleration and deceleration because the voltage conversion is stepped up or down, and thus the voltage changes rapidly. Frequent breakdowns due to excessive current in transistors and motors Words or had a defect. This conventional method is described in more detail as follows.

먼저 제3도에 의해 종래 PWM 모드 발생 방법을 설명하면 U,V,W상에 해당하는 3개의 기본파와 삼각 반송파를 제3(a)도와 같이 형성하고 이의 교점에 의해 기본파 순간치가 반송파 순간치보다 큰 구간은 하이로 작은 구간은 로우로 하여 각상에 대하여 제3(b)도 및 제3(c)도와 같은 구형파 전압을 형성하고 이의 차이로서 제3(d)도의 선간 전압 추출하였으나 상기의 종래 방식을 사용할 경우 3개의 동일 주파수의 싸인파를 형성하고 이의 위상차를 전기 각 120°로서 정확히 맞춰 주며 반송파와도 동기시키기 위하여는 곤란한 점이 많았고 또한 가변하는 전압 및 주파수에 따라 이들을 정확히 맞춘다는 것은 불가능하였다.First, a conventional PWM mode generation method will be described with reference to FIG. 3, where three fundamental waves and triangular carriers corresponding to U, V, and W phases are formed as shown in FIG. 3 (a). The larger interval is high and the smaller interval is low, forming square wave voltages as shown in Figs. 3 (b) and 3 (c) for each phase, and extracting the line voltage as shown in Fig. 3 (d) as the difference. In case of using the method, it was difficult to form three sine waves of the same frequency, accurately match the phase difference as 120 ° electric angle, and synchronize them with the carrier wave, and it was impossible to precisely adjust them according to the variable voltage and frequency. .

이로인해 U,V,W상의 위상각 120°씩 되지 않고 각상의 전압이 불평형이 되어 모타 구동의 불균형 및 열, 소음등의 원인이 될 우려가 있으며 또한 직류성분 및 저차 고조파를 감소시키기 위하여 큰 용량의 필터의 채용등이 필요하여 원가 및 커지는 등의결점이 있었다.As a result, the phase angles of U, V, and W phases are not 120 ° apart, and the voltages of each phase may be unbalanced, which may cause motor imbalance, heat, and noise, and also have a large capacity to reduce DC components and lower harmonics. The necessity of employing a filter, etc., has the disadvantage of cost and increase.

본 발명은 상기의 2가지 방식의 결점을 해결하고자 한 것으로서 아나로그 방식을 사용하여 각 파형의 동기를 수월하게 하고 2,3,4등의 저차의 고조파를 소가할 수 있으며 가감속시 리니어하게 전압을 가변시키므로 모타와 트랜지스터를 보호할 수 있게 한 것으로서 이를 첨부된 도면에 따라서 상세히 설명하면 다음과 같다.The present invention is to solve the drawbacks of the two methods described above by using the analog method to facilitate the synchronization of each waveform, it is possible to reduce the harmonics of low order such as 2, 3, 4, etc. By varying the voltage it is possible to protect the motor and the transistor as described in detail according to the accompanying drawings as follows.

제1도 및 제2도에 도시된 바와같이 교류입력 3상전원을 3상 정류하는 다이오드(D₁-D₆)로 구성된 삼상브리지정류회로와, 이 삼상브리지정류회로의 정류출력을 변환하여 전동기(M₁)에 교류전류를 공급하는 트랜지스터(TR₁-TR₆)로 구성된 인버터회로와 이 인버터회로를 정상으로 동작시키기 위하여 리플분을 감소시키는 콘덴서(C₁)와 상기 인버터회로를 제어하는 제어부(가)로 구성된 PWM인버터 제어장치에 있어서, 상기 제어부(가)는 인버터회로와 그 출력단에 연결하여 출력전압에 따라 저출력 전압시의 파형을 왜형율을 개선하고 출력전압을 부궤환하여 출력전압 저하를 보상할 수 있도록 발진부(A)의 주파수설정부(B) 및 A/D/ 변환부(C) 레이트승산기(D)로서 주파수를 가변하고 전압설정부(E) 부하전압감지부(F)및 이의차를 증폭하여 기본파 진폭과 반송파 진폭비를 변환하는 오차증폭회로부(G)이 신호를 디지탈로 변환하는 A/D/ 변환부(C)에 의해 기본파주파수와 반송파주파수의 비를 선택하는 멀티플렉서(H)를 분주하는 분주용 카운터(I)및 이 분주 구형파에 의해 120°씩 위상차가 있는 구형파를 발생하는 기본파발생부(J)와 각기 다른 반송주파수 발생용

카운터군(K)과 전압 신호와 주파수 신호에 의해 가변주파수 가변진폭의 삼각파로 변환하는 삼각파 발생부(L) 반송파와 기본파의 크기를 비교하는 비교부(M)와 스위칭소자의 관통 방지용 지연부(N)및 스위칭소자 구동 및 아이서레이션부(D)로 구성하여서 된 것이다.As shown in FIG. 1 and FIG. 2, a three-phase bridge rectifier circuit composed of a diode (D ₁ -D ₆ ) for rectifying an AC input three-phase power source and a three-phase bridge rectifier circuit and a motor An inverter circuit composed of transistors TR ₁ -TR ₆ for supplying an alternating current to M ₁ , a capacitor C ₁ for reducing ripple in order to operate the inverter circuit normally, and a control unit for controlling the inverter circuit. In the PWM inverter control device comprising (A), the control unit (A) is connected to the inverter circuit and its output terminal to improve the distortion ratio of the waveform at the low output voltage according to the output voltage and to reduce the output voltage by negative feedback of the output voltage. The frequency setting unit (B) and the A / D / converter (C) rate multiplier (D) of the oscillation unit (A) so as to compensate for the variable frequency and the voltage setting unit (E) and the load voltage detection unit (F) and Amplify the difference between fundamental wave amplitude and carrier A division counter for dividing the multiplexer H for selecting the ratio of the fundamental frequency and the carrier frequency by the A / D / converter C for converting the signal to digital by the error amplifier circuit G for converting the amplitude ratio ( I) and a fundamental wave generator (J) for generating square waves with a phase difference of 120 ° by this divided square wave, and for generating different carrier frequencies.

The counter group K and the triangular wave generator L for converting the triangular wave with the variable frequency variable amplitude by the voltage signal and the frequency signal. The comparator M for comparing the magnitude of the carrier wave and the fundamental wave, and the delaying unit for preventing penetration of the switching element. (N) and the switching element drive and isolation section (D).

상기와 같은 구성으로 된 본 발명의 작용효과를 설명하기에 앞서 소용량의 필터로서도 만족할만한 인버터를 제공하기 위한 동작을 설명하면 다음과 같다.Prior to explaining the operation and effect of the present invention having the configuration as described above will be described the operation for providing a satisfactory inverter as a small capacity filter as follows.

제4(a)와 같이 120°씩의 위상차를 갖는 3개의 구형파를 만들고 이와 동기되는 삼가파로서 비교하여 각상 및 선간 전압을 표시한 것이 제4(b)도, 제4(c)도, 제4(d)도이다.As shown in (a), three square waves having a phase difference of 120 [deg.] Are made and the three-phase waves are synchronized with each other and the voltages between respective phases and lines are displayed. 4 (d) degrees.

이때 외형율이 추이를 보면 출력파형이 가함수일때 직류분이 제거되고 전기 위상과(90°)를 기준으로 대칭일때 짝수 고조파가 되며 위상각(0°-30°)및 (150°-180°)가 (0°)이고 (60°)기준으로 대칭(30°-90°)이고 (120°)기준으로 대칭(90°-150°)일때 3배수 고조파가 제거된다.In this case, when the output waveform is a trend, the DC component is removed when the output waveform is an applied function, and even harmonics are symmetrical with respect to the electrical phase (90 °), and the phase angles (0 ° -30 °) and (150 ° -180 °) When (0 °) is symmetrical (30 ° -90 °) based on (60 °) and symmetrical (90 ° -150 °) based on (120 °), tripled harmonics are removed.

상기의 3조건을 만족시키려면 제4(a)도에서 반송파 주파수/기본파 주파수의 비가 정확히 3×(2n-1)(n은정수)이고 각상의 기본파가 전기각 120°씩 되고 기본파와 반송파가 정확히 동기되어야 한다.In order to satisfy the above 3 conditions, the ratio of carrier frequency / base wave frequency in Fig. 4 (a) is exactly 3 × (2n-1) (n is an integer), and the fundamental wave of each phase is 120 ° electric angle and The carrier must be correctly synchronized.

이때 최저 치수의 고조파는 제5차 및 제7차 고조파가 되며 가장 큰 주파수는 반송파 주파수/기본 주파수의 비를 R이라 할때 R차, 2R＋1차 3R 차등으로 된다.In this case, the harmonics of the lowest dimension become the fifth and seventh harmonics, and the largest frequency becomes the R order and the 2R + 1st order 3R difference when the ratio of the carrier frequency / base frequency is R.

또한 출력 전압에 따른 고조파 성분을 보면 제5도와 같이 되어 출력전압/직류전압의 비가 크면 클수록 또한 주파비 R이 클수록 고조파 성분이 작아지고 실효치가 큰 고조파의 치수가 커지는 것을 알 수 있다. 그런데 출력 전압은 정해진 것이기 때문에 가능하면 주파비(R)를 크게하는 것이 바람직하지만 주파비가 커지면 커질수록 스위칭 소자의 온 오프의 횟수가 많아지고 따라서 인버터 자체의 손실이 증가하게 되어 모터와 인버터를 포함한 전체손실이 증가할 우려가 있다.In addition, the harmonic components according to the output voltage are as shown in FIG. 5, where the larger the ratio of the output voltage / direct current voltage is, and the larger the frequency ratio R is, the smaller the harmonic component is and the larger the effective harmonic dimension becomes. However, since the output voltage is fixed, it is desirable to increase the frequency ratio R as much as possible, but as the frequency ratio increases, the number of times of switching on and off of the switching element increases, thus increasing the loss of the inverter itself. There is a risk of loss.

전체적인 효율을 감안하여 볼때 주파비(R)를 무조건 크게 하는 것은 바람직하지 않고 출력전압에 따라 연동적으로 하는 것이 바람직한 것을 알 수 있다.In view of the overall efficiency, it is not desirable to increase the frequency ratio R unconditionally, and it can be seen that it is preferable to interlock according to the output voltage.

다시 말하면 저출력 전압시의 주파비를 크게하고 출력전압이 커지면 주파비를 줄이는 것이바람직하다. 이와같은 동작을 하도록 구성된 본 발명의 작용효과를 설명하면 다음과 같다.In other words, it is desirable to increase the frequency ratio at the low output voltage and to reduce the frequency ratio as the output voltage increases. Referring to the operation and effect of the present invention configured to make such an operation as follows.

제1도에 도시한 바와같이 먼저 입력되는 교류전원은 삼상브리지정류회로의 다이오드(D₁-D₆)를 통하여 3상 정류되고 이 3상 정류된 전압은 콘덴서(C₁)에 의하여 리플성분이 감쇠된 3상전류전압이 인버터회로의 트랜지스터(TR₁-TR₆)를 통하여 교류전류를 모우터(M₁)에 인가시켜 모우터(M₁)를 구동시키되 상기 인버터회로는 제어부(가)에서 출력되는 신호에 의하여 제어되어 모우터(M₁)에 정확히 동기된 신호를 공급해주게 되는데 이때 상기 인버터회로를 제어하는 제어부(가)를 상세히 설명하면 다음과 같다.As shown in FIG. 1, the AC power inputted first is three-phase rectified through the diodes D ₁ -D ₆ of the three-phase bridge rectifier circuit, and the three-phase rectified voltage is rippled by the capacitor C ₁ . sikidoe by applying an alternating current voltage is attenuated three-phase current through the transistor (TR ₁ -TR ₆₎ of the inverter circuit in the Motor (M ₁₎ drives the Motor (M _1), the inverter circuit is output from the control unit (a) It is controlled by the signal to be supplied to the motor (M ₁ ) is exactly synchronized to the signal to be supplied to the control unit (A) for controlling the inverter circuit in this case as follows.

제2도에서 A부는 발진부로서 회로전체의 구동용 클록을 만든다.In FIG. 2, part A is an oscillation part to make a clock for driving the entire circuit.

발진부(A)는 주파수 설정부(B)로서 가변저항으로 주파수를 설정하면 이를 증폭하고 이를 A/D 변환부(C)에 공급하여 디지탈화된 주파수 설정치를 레이트승상기(D)에 가하여 이 값에 의해 발진주파수를 가변 분주하여 주파수를 변환한다. 분주용 카운터(I)에서 카운터 n은 주파비(R)를 결정하기 위한 것으로 각 분주비는 다음과 같다. 분주용 카운터(I)는 X(1×3×5×7×9……)로서 분주한다.The oscillator A is a frequency setting unit B. When the frequency is set by the variable resistor, the amplifier amplifies it and supplies it to the A / D converter C to apply the digitalized frequency set value to the rate booster D to the value. The frequency is varied by varying the oscillation frequency. In the dividing counter I, the counter n is used to determine the frequency ratio R, and each dividing ratio is as follows. The dispensing counter I dispenses as X (1 x 3 x 5 x 7 x 9 ...).

즉 주파비를 3,9,15,21,27로서 한다고 가정하면, 분주용 카운터(I)는 1/1260로 분주하고,

카운터군(K)의 카운터(3)는 1/315 분주(R=3일때), 카운터(4)는 1/105 분주(R=9일때), 카운터(5)는 1/63 분주(R=15일때), 카운터(6)는 1/45 분주(R=21일때), 카운터(7)는 1/35 분주(R=27일때)로 각각 분주하여야 하며 이를 제6도에 의하여 설명하면 (R=9일때) 전체적인 1개의 주기는 레이트승산기(D)의 출력이 7560 펄스마다 되며 1260개의 펄스마다 전기각 60°를 형성하여 카운터 2를 1씩 증가시키므로서 진행된다. 한편 삼각파의 주기는 105×8=840펄스마다 1씩되어 R=7560/840=9로 된다.In other words, assuming that the frequency ratio is 3, 9, 15, 21, 27, the dividing counter I divides at 1/1260,

The counter 3 of the counter group K is 1/315 divided (when R = 3), the counter 4 is 1/105 divided (when R = 9), and the counter 5 is 1/63 divided (R = 15), the counter 6 should be divided into 1/45 divisions (when R = 21) and the counter 7 should be divided into 1/35 divisions (when R = 27). = 1) The whole one cycle proceeds by increasing the counter 2 by one, with the output of the rate multiplier D every 7560 pulses, forming an electrical angle of 60 degrees every 1260 pulses. On the other hand, the period of the triangular wave is 1 for every 105x8 = 840 pulses, whereby R = 7560/840 = 9.

한편 전압설정부(E)에서 설정된 전압은 출력전압 감지부(F)에서 감지된 출력전압을 오차증폭회로부(G)에 의하여 비교하여 오차를 증폭하여 다시 출력전압지령을 보내므로 부하의 변동이나 전원전압의 변동에 의한 출력전압의 변동을 보상해 주면서 삼각파의 진폭을 결정하여 출력전압을 설정하고 또한 이를 A/D 변화부(C')를 통하여 디지탈화하고 이를 멀티플렉서(H)의 세렉터부에 넣어주므로서 주파비(R)를 선택하도록 한다.On the other hand, the voltage set by the voltage setting unit E compares the output voltage sensed by the output voltage detecting unit F by the error amplifying circuit unit G, amplifies the error, and sends the output voltage command again, thereby changing the load or power. Compensates for the output voltage variation due to the voltage variation, determines the amplitude of the triangular wave, sets the output voltage, digitizes it through the A / D change section C 'and puts it in the selector section of the multiplexer H. Select the frequency ratio (R).

즉 주파수 설정부에 의해 a,b,c부의 파형을 주파수 가변하여 제6(a)도,제6(b)도, 제6(c)도와 같이 되도록 하고 전압지령에 의해 e점의 파형(삼각파)의 주파수 및 주파비 및 진폭을 가변하여 제6(a)도,제6(b)도, 제6(c)도(상전압의 상지령)와 동기되도록 하고 이를 비교부(M)로 비교하여 각 상전압 제6(f)도,제6(g)도와 같은 파형을 형성한후 이를 지연부(N)및 스위칭소자부(O)를 통하여 TR에 공급하여 주면 각 선간 전압은 제6(h)도와 같이 되어 유사 정현파 전압을 얻게 된다. 이와같은 동작을 하는 본 고안은 종래의 방법에 비하여 각상의 동기를 쉽게 해 주므로서 각상의 전압 불평형을 예방할 수 있고 삼각파 및 구형파의 불평형 및 오동기에 의한 직류성분 및 저차고조파를 방지할 수 있으며 출력전압에 따라 주기당 펄스수를 가변함으로써 저 전압 출력시의 파형율 및 외형율을 개선할 수 있고 출력전압을 간단히 궤환시키므로 입력전원의 변동에 따른 출력의 변동을 막을 수 있고 모타와 트랜지스터를 보호한 수 있게 하였으며 또한 저렴한 원가의 간단한 회로를 제공할 수 있다.In other words, the frequency setting section changes the waveforms of the a, b, and c sections so that the sixth (a), the sixth (b), and the sixth (c) waveforms are displayed. ), The frequency, frequency ratio, and amplitude are varied so as to be synchronized with the sixth (a), the sixth (b), and the sixth (c) (phase command of phase voltage) and compared with the comparison unit (M). By forming the waveforms of the phase voltages 6 (f) and 6 (g) and supplying them to TR through the delay unit N and the switching element unit O, the voltage between the lines is equal to 6 h), you get a pseudo sinusoidal voltage. The present invention, which operates in this way, makes it easier to synchronize each phase compared to the conventional method, and it can prevent the voltage unbalance of each phase, and can prevent the unbalance of triangular and square waves and the DC component and low-order harmonics caused by the misalignment, and the output voltage. By varying the number of pulses per cycle, the waveform rate and appearance rate can be improved at low voltage output, and the output voltage can be easily fed back to prevent variations in output due to fluctuations in input power and protect motors and transistors. It can also provide a simple circuit of low cost.

Claims

In a PWM inverter comprising a three-phase bridge rectifier and an inverter circuit and a control unit for controlling the same, / a control unit for using a square wave as a fundamental wave and a triangular wave as a carrier wave, the oscillating unit A and the frequency setting unit B And an A / D converter (C) rate multiplier (D) for varying the frequency and amplifying the voltage setting unit (E), the load voltage detection unit (F), and their differences to convert the ratio of fundamental and carrier amplitudes. The counter I and the frequency divider which divide the multiplexer H which selects the ratio of fundamental frequency and carrier frequency by the error amplifier circuit G and the A / D converter C 'which converts this signal into digital. Fundamental wave generator (J) for generating square waves with a phase difference of 120 ° by square waves, and for generating different sub-frequency

Counter group (K) and triangular wave generator (L) for converting a variable frequency variable amplitude triangular wave by voltage signal and frequency signal. Negative (N) and switching element driving and ration unit (O) to change the number of pulses per cycle according to the output voltage to improve the waveform rate and distortion at low output voltage and to detect the output voltage negative feedback The control device of the PWM inverter, characterized in that for compensating for the output voltage drop.