KR800000658B1 - 동기 분리기 - Google Patents

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Description

동기 분리기

제1도는 본 발명의 실시예에 따른 동기응답장치와 결합되는 비데오 디스크 플레이어 장치를 도시한 계통도.

제2도는 본 발명의 실시예에 따른 제1도 장치내의 동기분리기, 버스트 게이팅 펄스발진기 및 크램프 키잉(keying) 펄스발진기 작용을 하는 장치를 도시한 회로도.

제3a도 내지 제3f도는 제2도에 도시한 장치의 동작을 설명하기 위한 파형도.

본 발명은 비데오 디스크 플레이어 장치와 그 동기 응답장치에 관한 것으로, 특히 비데오 디스크가 플레이백하는 동안 동기 신호를 재생하고 이용하기 위한 장치에 관한 것이다.

달톤 에치. 프리챠드에게 1975년 3월 18일부로 하여된 미합중국 특허 제3,872,498호에서, 칼라 엔코딩(encoding)형태는 변조된 부반송파의 형태로 있는 색도신호가 광 대역 명도신호의 중간대역내에 “매입된”형태로 기술되어 있다. 명도신호 중간대역의 콤 필터(comb filter)는 명도 신호주파수 스펙트럼내에 계곡형태를 제공한다. 색도신호를 명도신호주파수 스펙트럼의 속이 빈 계곡 내에 들어가는 성분으로 결정하기 위해 콤 필터링이 사용된다. 이 엔코딩 형태는 비데오 디스크 레코드에서 사용된다. 존 케이. 클레멘즈에게 1974년 10월 15일부로 하여된 미합중국특허 제3,842,194호에는, 매입된 부반송파 엔코딩 형태가 유용하게 사용되는 디스크장치를 나타내는 가변용량성 비데오 디스크 장치가 기술되어 있다.

비데오 디스크 레코드용 플레이어 장치의 한 형태에서, 플레이어 장치는 영상표시 장치와 결합하지는 않으나, 분리된 칼라 텔레비죤 수상기와 함께 사용하기 위한 부속 혹은 보조장치로써 동작한다(후자의 영상표시 장치는 기록된 칼라영상 정보를 표시하기 위해 작용함). 이러한 플레이어 부수물에서는, 칼라 텔레비죤 수상기에 처리되게 설계된 방식(NTSC 방식)으로 나타나는 출력 합성신호를 표시하는 것에 바람직하다.

이와 같이, 매입된 부반송파 방식을 사용하는 비데오 디스크 레코드를 사용할 수 있는 플레이어 장치에 대하여, 칼라 텔레비죤 수상기 처리회로 설계와 겸용할 수 있는 다른 엔코딩 방식(즉 NTSC 방식)의 출력 합성 신호로 매입된 부반송파 방식의 입력 합성신호를 변환시키는 장치를 플레이어에 갖추는 것이 바람직하다. 물론, 이러한 변환장치는 결합 형태의 하나로써 비데오 디스크 플레이어 장치의 다른 방식으로 사용될 수 있다. 여기서 결합형태에 사용되는 단일장치는 칼라 비데오 디스크 플레이 장치와 방송 칼라 텔레비죤 수신장치 모두에 결합되고, 디스크와 방송신호용 공통 칼라 디코딩(decoding) 장치의 사용에 따른 경제성은 보장되어서 바람직한 디스크신호 변환이 되어야 한다.

비데오 디스크 프레이백 동작시, 재생된 신호 주파수의 의사 변동을 일으키는 픽업 바늘과 레코드 홈 사이의 상대운동 속도의 바람직하지 못한 변화를 여러가지 이유에서 볼 수 있다. 예를 들어, 알. 씨. 팔머에게 1973년 1월 16일자로 허여된 미합중국 특허 제2,711,641호에 기술된 바와 같이, 플레이어의 픽업 암 부분과 함께 적당히 조절된 “암신장기”의 결합을 거쳐 의사 변동이 상당히 감소되지만, 반면에 재생된 신호 주파수의 잔류 변동이 일어난다. 그러므로, 예를 들어 “매입된 부반송파”형태인 재생된 합성신호에서 칼라 부반송파측 대역 주파수는 주파수 스펙트럼내의 다른 예상된 위치 주위에서 “짓터(jitter)”로 되기 쉽고, 이에 따른 명도신호 성분주파수도 유사한 짓터로 된다.

제이. 지. 아메리 등에게 1975년 3월 18일자로 허여된 미합중국특허 제3,872,497호에는 매입된 부반송파 형식에서 칼라 텔레비죤 수상기회로와 겸용할 수 있는 다른 방식으로 재생된 신호를 코드변환시키는 장치가 기술되어 있는데, 사용된 기술은 “짓터”출현의 해로운 효과를 감소시킨다. 상술한 아메리등의 특허에 설명된 이러한 장치에서, 재생된 매입 부반송파 합성신호(혹은 그 일부)를 국부발진에 따라 헤테로다인시키는 것이 콤 필터링에 앞서는 진폭변조기에서 사용된다. 국부발진원은 재생된 신호 성분과 같은 “짓터”를 갖게 된다(예를 들어, 매입된 부반송파 색도 신호를 수반하는 칼라 동기화 성분에 의해 발생되는 주파수 변동에 국부발진원이 응답하게 하므로써). 이러한 국부발진과 헤테로다인 결과 짓터가 배제되고, 그 결과의 콤 필터링은 콤필터의 단일 1H 지연선 형태로 이루어져서 본래의 “짓터”와 무관한 크로스토크(crosstalk)가 없는 분리된 색도신호를 얻을 수 있다.

국부발진기의 공칭 주파수를 적절히 선택하므로써 색도신호의 짓터를 안정시키는데 유용한 헤테로다이닝 과정은 색도 신호를 입력(매입된 부반송파) 방식내의 중간대역 위치로 부터 출력(예, NTSC) 방식에 필요한 그대역 위치로 전이시키는 작용을 한다. 그러므로, 명도 신호성분을 제거하기 위한 이차적인 콤필터링(고대역 스펙트럼 영역에서)은 출력 합성신호내에 직접 포함되는 고대역 색도 신호를 제공한다.

1975년 4월 21일자로 출원된 죤. 지. 아메리의 미국특허 출원 제570,325호에는, 상술한 합성신호 코드 변환을 효과적으로 하기 위한 장치의 편리한 형태가 설명되어 있다. 이러한 장치의 배열에 따라, 상술한 매입된 부반송파 방식의 합성 비데오 신호는 비데오 디스크의 플레이어백 동작에 의해 재생되고 진폭변조기에 인가되며, 또한 재생된 신호의 “짓터”가 있으면 이 짓터에 공명하는(바람직한 출력칼라 부반송파 주파수와 매입된 칼라 부반송 주파수의 합계에 따른) 공칭값 주위에서 “짓터”되는 반송파를 수신한다. 변조기 출력은 1H 지연선의 입력에 인가된다. 해당 대역통과 필터링 다음에 이루어지는 지연선의 입력과 출력으로 부터의 변조된 반송파의 감결합은 명도 성분에 콤 필터링되지 않은 고대역 색도 신호출력을 제공한다.

지연선 출력은 진폭변조 검출기에 인가된다. 검출기 출력은 입력합성 신호와 결합되어 색도 신호성분과 콤 필터링되지 않은 명도 신호성분을 얻는다. 검출기의 위상반전은 입력합성 신호에 가산되고, 그 합계는 저역통과 필터에 인가되어 수직 미세신호를 만든다.

수직 미세신호를 다른 콤 필터링된 명도 신호 성분과 결합시키면 출력 명도신호가 나타나는데, 이것은 콤 필터링된 고대역 색도 신호에 가산되어 바람직한 출력 합성신호를 형성한다.

상술한 아메리 출원의 장치에 따르면, 상술한 진폭 변조검출기의 출력은 결함이 있는 픽업상태하에서(디스크에서 재생된 신호의 적절한 모니터링에 의해 결정됨에 따라) 상술한 진폭 변조기에 대용신호 입력으로써 편리하게 사용된다.

이와 같이 상술한 아메리 장치 형태의 비데오 디스크 플레이어 장치에서는, 재생된 합성 비데오신호의 편향동기 성분을 안정하게 분리해야 한다. 이러한 필요에 대한 이유는 상술한 짓터 안정화 조건과 연관된다. 상술한 진폭변조기에 공급된 반송파의 짓터를 바람직하게 보상하는 방식은 전압 제어발진기(VCO)에 의해 발생된 반송파가 있는 위상 폐쇄 루프(PLL) 장치를 사용하고, 고안정도(예를 들어, 크리스탈 제어된) 기준 발진기 출력과 변조기출력내의 칼라동기화 버스트 성분의 위상을 비교하도록 동작하는 위상검출기의 출력에 응답하여 유효하게 VCO를 제어하는 것을 포함한다. 이러한 PLL장치가 정확하게 동작하기 위해서는, 정확하게 시간이 제어되는 버스트 게이팅 펄스원이 필요하다.

본 발명은 상술한 게이팅 펄스발진을 제어하는 분리 동기 성분을 사용하여 비데오 디스크가 플레이백하는 동안 재생된 합성비데오 신호로부터 편향동기 성분이 안정하게 분리되게 하는 플레이어 회로에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따르면, 동기분리기 회로는 색도 정보와 이러한 출력을 재결합하기 이전에 플레이어의 명도 콤 필터의 출력에 응답하므로, 재생된 신호의 칼라 동기화 버스트 성분에 대한 동기분리기의 의사응답이 배제된다. 상술한 방식과 같이 결함 보상장치를 명도 콤 필터와 결합하면, 명도 콤필터 출력에 동기분리기가 응답하여 결함이 있는 픽업 상태중에 픽업회로에 나타나는 잡음으로부터 계속 분리된다.

본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 비데오 주파수 프리엠파시스가 비데오 디스크 레코딩 처리에 사용된 장치에서, 명도 콤필터 출력은 동기분리기 입력에 인가되기 전에 비데오주파수 디엠파시스처리에 인가된다.

디엠파시스를 이렇게 사용하면, 잡음에 따른 의사 동기분리기 응답의 가능성이 감소되고, 동기성분인 고주파하면 신호성분의 가상적인 동기분리기 변환이 배제된다.

상술한 바와 같이, 버스트 게이팅 펄스의 시간을 제어하기 위해서 동기분리기 출력을 사용하는 것이 바람직한 본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 분리기 출력펄스의 후단에 따라 제1시정수 회로내의 제1캐패시터 C446를 충전하기 시작하고, 동시에 제2시정수회로 내의 제2캐패시터 C443을 방전하기 시작하는 장치가 갖추어져 있다. 분리된 동기펄스에 관련해서 지연된 버스트 게이팅 펄스는 제1시정수 회로에 의해 제어된 초기상태와 제2시정수 회로에 의해 제어된 종단상태를 나타낸다.

재생된 명도 정보의 직류성분을(명도 콤필터의 디엠파시스된 출력에 따른 키이(key)된 크램프(clamp)회로의 사용에 의한 것과 같이) 재축적하는데 필요한 본 발명의 또 다른 특징에 따르면, 크램프키잉 펄스발생장치는 동기분리기의 출력의 각각의 미분 및 적분 변환에 응답한다. 적분화된 변환은 동기펄스 선단에 관련해서 키잉펄스 시작을 지연시키는 반면에, 미분된 변환은 동기펄스가 끝나기 직전에 키잉펄스를 종료시키도록 작용하므로, 키이된 크램프 회로의 동작의 정확한 시간조절이 확실해진다.

본 발명의 목적과 이점은 다음과 같은 첨부 도면의 상세한 설명으로 더욱 명백하게 될 것이다.

제1도의 비데오 디스크 플레이어 장치에서, 기록된 신호는 비데오 디스크 픽업회로 10에 의해서 비데오 디스크가 플레이백하는 동안 재생된다. 비데오디스크 픽업장치는 상술한 클레멘즈 특허에 기술된 용량성 형태로 되어 있고, 비데오디스크 픽업회로 10의 구조와 회로배열은 디. 제이. 칼슨에게 1975년 3월 18일자로 하여된 미합중국 특허 제3,872,240호에서 기술된 것과 같다. 디스크 레코딩 방식은 재생된 신호정보가 주파수 변조된 화면 반송파를 포함할 수 있도록 되어, 순간적인 반송주파수가 편차범위 이하의 주파수 대역(0-3MHz)을 점유하는 합성비데오 신호의 진폭에 따라 고정된 편차 범위한계(3.9-6.9MHz) 내에서 편이 되고, 표시될 연속적인 칼라영상을 나타낸다.

영상반송파 편차 범위를 둘러싸는 통과대역과 그 측대역을 포함하는 대역통과 필터 20은 주파수 변조된 화면 반송파 신호를 리미터 30(입력 FM 신호의 의사 진폭변조를 감소시키거나 제거할 목적으로 사용됨)에 선택적으로 통과시킨다. 리미터 출력은 제로-크로싱 검출기 40에 인가된다. 제로-크로싱 검출기는 제한된 입력 FM 신호의 각각의 제로-크로싱에 따라 고정된 진폭, 폭 및 극성을 갖는 출력펄스를 나타내기 위한 공지된 형태의 회로를 포함한다. 제로-크로싱 검출기 40의 펄스출력은 기록된 비데오 신호정보에 의해 점유된 대역(0-3MHz)를 정합시키는 통과대역을 갖고 있는 저역통과필터 50에 공급된다.

제로-크로싱 검출기 40과 저역통과 필터 50은 소위펄스 카운터 형태인 FM 검파기를 형성하는데, 이 검파기는 입력 FM 신호의 변조에 따르는 합성 비데오 신호의 형태로 출력을 제공한다.

디스크로부터 재생된 비데오 신호정보는 상술한 프리챠드 특허에 기술된 바와 같이 “매입된 부반송파”방식으로 엔코드된 합성칼라 비데오 신호를 포함한다.

설명을 하기 위해서, 다음 파라메타들은 기록된 합성 칼라 비데오 신호의 매입된 부반송파 형태를 표시하는 것으로 가정한다.

(1) 선주파수(f_H)가 미합중국 표준 칼라텔레비죤 방송에 따를때, 칼라 부반송파 주파수(f_b)=195/2f_H, 혹은 약 1.53Mhz

(2) 색도 신호 : 보존된 상부 및 하부측대역(억제된 반송파)과 같은 대역폭(500KHz)을 가진 0-500KHz 대역폭의 적 및 청 칼라 차신호(R-Y, B-Y)로 각각 진폭 변조되고 각각 직각 위상관련된 부반송파 위상의 합계.

(3) 명도신호(Y) 대역폭 : 0-3MHz

(4) 칼라동기성분 : “후미”수평브랭킹중(주파수 이외의 모든 표준 NTSC 칼라동기 성분에 따라) 기준위상과 진폭의 매입된 부반송파 주파수(f_b)에서의 버스트 발진.

결함검출기 60은 기록된 영상을 재생할 때 적당한 화면 정보들 대신하는 흑백점 및 줄을 발생시키는 경향이 있는 입력 FM시호의 불안정한 발생을 검출한다. 결함검출기 60에 의해 나타난 결함표시 펄스는 스위치 제어신호 발생기 70에 인가되는데, 이 발생기 70은 전자 스위칭장치 80의 스위칭 상태를 제어하는 신호를 나타낸다.

발진기 70과 스위칭장치 80의 기능을 수행하기에 적당한 장치의 세부적인 설명은 1975년 9월 30일자로 에이. 엘 베이커에게 허여된 미합중국특허 제3,909,518호에 기술되어 있다.

전자 스위칭장치 80은 선택적으로, (1) “정상”신호입력 단자 N과 스위칭장치 입력단자 0 사이에 신호통로를 형성하거나, (2) “대용”신호입력 단자 S와 출력단자 0 사이의 신호통로를 형성하기 위해서 사용된다. 각각의 “정상” 및 “대용”상태간의 스위칭은 스위치 제어신호 발생기 70의 출력에 의해 제어된다. 이 출력은 스위칭 장치 80의 제어신호 입력단자 P에 인가된다.

스위칭 장치 80의 출력단자 0는 진폭변조기 90의 변조신호 입력단자에 결합된다. 스위칭장치 80에 인가되는 “정상”입력신호(즉, 단자 N에 인가되고, 비데오 디스크 플레이어의 정상동작중 변조기 90의 변조신호 입력단자로 운반된 신호)는 저역통과필터 50의 합성비데오 신호출력이다. “대용”입력신호(즉, 단자 S에 인가되고, 플레이어 동작의 결함방지 혹은 “대용”모우드동안 변조기 90의 변조 신호 입력단자로 운반되는 신호)는 아래에 설명하는 방식으로 유도되는 지연된 합성비데오 신호이다.

진폭변조기 90은 스위칭장치 출력단자 0에서 분배된 신호에 따라 전압제어 발진기 100에 의해 공급된 반송파 진폭을 변조하는 작용을 한다. 진폭변조기 90은 단일 평형 형태(변조신호에 대해 평형됨)이다. 발진기 100에서 공급된 반송파의 주파수(f_c)는 매입 부반송파 주파수(f_b)와 바람직한 출력 부반송파 주파수(f₀)의 합계는 325f_H에 해당하며, 약 5.11MHz(예를 들면, 바람직한 출력부반송파 주파수가 NTSC부반송파 주파수 455/2f_H혹은 3.58MHz인 경우에)이다. 발진기 100은 1974년 11월 12일 티. 버루스가 출원한 미합중국특허 출원 제522,816호에 도시된 것과 같은 전압제어 크리스탈 발진기이다.

발진기 100에 의해 나타나는 반송파주파수는 레코드 플레이백하는 동안 재생된 합성비데오 신호의 “짓터”주파수와 공명하는 상술한 공칭주파수 주위에서 변한다. 이러한 목적을 위해서, 전압제어 발진기 100은 상술한 아메리 특허에서 설명된 것과 같은 위상 폐쇄 루프장치를 형성하는 장치내의 제어회로에 결합된다.

여기에 설명된 비데오 디스크 플레이어 장치의 제어장치에서, 발진기 100의 출력주파수는 위상검출기 130의 출력으로 제어되는데, 이 위상검출기는 레코드에서 재생된 칼라동기 성분과 기준발진기 140의 출력을 위상비교한다. 기준발진기 140은 바람직한 출력 부반송파 주파수(f₀)에서 동작하고 크리스탈 제어된다.

칼라 동기성분은 노치(notch) 필터 110을 거쳐 공급되는 진폭변조기 90의 출력에 응답하는 버스트게이트 120에 의해 공급된다.

노치필터 110은 변조기 출력내의 비교적 큰 진폭반송파 성분을 통과시키지 않는다.

버스트게이트 120은 출력 부반송파 주파수(f₀) 주위의 출력 색도 대역내의 주파수에 응답하는 것을 결정하는 대역통과 회로에 결합된다. 선주파수 게이팅 펄스를 적절하게 시간조절하면 버스트게이트 120은 칼라 동기성분에 의해 점유된 “후미”구간중 나타나는 변조기 90의 여파된 출력을 선택적으로 통과시킨다.

버스트 게이트 120의 출력은 출력부반송파 주파수에 있는 주기적인 버스트 발진을 포함하고, 동기 버스트는 변조기 90의 출력의 저측대역에서 이 주파수로 떨어진다.

상술한 방식으로 형성된 폐쇄루프장치는 기준발진기 140의 고안정 출력과 주파수(및 위상) 동기하여 변조기 90의 출력의 저측대역에서 동기화 버스트 성분을 억제하는 기능을 갖는다.

이러한 동기로부터 이탈되려고 하는 재생된 합성비데오 신호의 짓터가 발생하면, 위상검출기 130의 제어전압 출력은 이러한 이탈을 방지하도록 발진기 100의 출력주파수를 보상 조정한다.

변조기 90의 진폭변조된 반송파 출력은 1H 지연선 160의 입력단에 인가된다. 공칭선 주파수(f_H)에서의 주기에 따른 지연을 제공하는 지연선 160은 앰퍼렉스(Amperex) DL 56 형태의 그래스(glass)지연선을 포함한다.

지연선 입력과 출력 종료의 파라메터를 적당히 선정하므로서, 이러한 지연선의 통과대역은 쉽게 조정되어 출력 칼라 부반송파에 대해 f_c(예, 5.11MHz)보다 약간 이상에서부터 최저 칼라 측대역주파수(예, f₀-500KHz, 혹은 3.08MHz) 보다 약간 이하로 연장되는 주파수 대역을 갖는다.

지연선 160의 입출력 단자에서의 신호는 모두 감산결합기 170에 인가된다. 지연선 단자 선택은 지연선에서 유도된 신호의 감결합이 색도 성분을 통과시키는 형태의 콤필터링 작용을 하도록 된다. 그러므로 콤필터의 주파수 응답 특성은(지연선 160의 통과대역에 따른 주파수 대역에 걸쳐) 선주파수(f_H)의 1/2의 짝수배에서 연속적인 배제노치(홈)를 가지고 지연선 주파수의 1/2의 홀수배에서 최고치가 인터리브된 연속응답피이크를 갖는다. 결합기 170의 출력은 대역통과 필터 180에 인가되는데, 대역통과 필터 180은 출력색도성분 대역(예, 3.08-4.08MHz)를 정합시키는 대역폭을 갖는 바람직한 출력칼라 부반송파 주파수(f₀)주위에 중심잡힌 통과대역을 갖고 있다. 그러므로 필터 180의 출력은 출력용으로 바람직한 고대역 위치내의 분리된 색도 성분이고, 이것은 또한 가산기 320으로 구성된 출력 합성신호 형성회로에 적용할 수 있다.

가산기 320에 명도 성분 입력을 유도하는 것을 설명하기 위해서, 지연선 160의 출력에 따른 회로 동작을 고려해야 한다.

1H 지연선 160의 출력은 진폭변조 검파기 190에 인가되는데, 이 검파기는 지연선 170에 의해 통과된 진폭 변조반송파로부터 합성비데오 신호를 재생한다. 저역통과 필터 200은 검파기 190의 출력에 결합되고, 검파기 190의 출력으로 부터 측대역 성분과 반송파의 브록통과에 따라 선택된 차단주파수를 갖고 있다. 필터링 조건을 감소시키기 위해, 비교적 작은 신호지연이 저역통과 필터 200에 의해 투입되어야 하므로, 검파기 190으로써 전파 정류형 엔벨로프 검출기를 선택하는 것이 바람직하다. 지연장치 210을 거쳐 인가된 저역통과필터 200의 합성비데오 신호출력은 장치 80의 단자 S에서 축적된 “대용”신호입력으로써 작용한다.

저역통과 필터 200의 합성비데오 신호출력은 각각 합성비데오 신호의 반대 위상반전을 갖추고 있는 위상분산기 230에 인가된다. 각각의 출력은 지연장치 250을 거쳐 스위칭 장치 80의 입력단자 0에서부터 각각의 가산기에 인가된 공통 입력신호와 각각 결합하기 위해서 각각의 가산기 240과 260에 분배된다. 지연장치 250은 저역통과필터 200에 의해 투입된 지연(예, 70ns)을 정합시키는 신호지연 지속시간을 제공한다.

가산기 240에 분배된 위상분산기 출력의 극성은, 지연장치 250의 출력과 가산결합이 명도 성분을 통과시키는 형태의(즉, 선주파수(f_H)의 1/2의 기수배에서 연속 배제노치를 제공하고 선주파수의 1/2의 짝수배에서 인터리브된 연속응답 피이크를 제공하는 형태의 콤필터링 작용을 제공하도록 된다.

그러므로 콤필터는 매입된 부반송파 색도성분에 무관한(편향동기 성분을 포함한) 명도 성분출력을 제공한다. 그러나, 콤동작은 분할된 중간대역 이하로 연장되므로, 재생된 영상에서 해당 수직미세 재생을 유지하기에 바람직한 성분을 포함하는 비분할 저대역(예, 0-1MHz)내의 명도 성분을 제거한다.

그러나 가산기 260에 분배된 위상분산기 출력의 반대 극성은 지연장치 250의 출력과의 가산결합이 가산기 240에 의해 갖추어진 것을 보상하는 형태의 콤필터링 작용을 일으키게 하므로, 가산기 240의 출력에서 제거된 성분이 가산기 260의 출력에 나타난다.

가산기 260의 출력은 최저 매입 부반송파측대역 성분 주파수 이하의 차단주파수를 갖고 있는 저역통과필터 270에 인가되는데, 이 주파수는 매입된 부반송파 색도 성분이 통과하지 못하도록 차단하고 0-500KHz의 대역내에 수직 미세신호가 통과되는 선택적인 것이다.

저역통과 필터 270의 출력은 가산기 240의 출력을 부가적으로 결합하기 위하여 가산기 280에 인가된다.(도시적으로 칼라텔레비젼 수상기에서 명도지연을 하기 위해 사용한 것과 같은 동축 선 형태의) 지연장치 290은 도입된 신호지연과 함께 가산기 240의 출력을 가산기 280의 입력에 결합시킬때 삽입되므로(600ns 정도의) 저역통과 필터 270에 의하여 도입된 지연을 정합시키도록 선택된다.

가산기 280의 출력은(예를 들면 지. 프레든덜에게 허여된 미합중국특허 제2,729,698호에 설명한 방법으로) 필터 270의 통과대역에 의하여 결정되는 낮은 대역이상에서 콤되는 명도 성분의 부족한 부분을 제공하는 상보 콤필터 출력을 부가하여 재 축적된 수직 미세 정보를 갖는 명도 신호를 포함한다. 가산기 280의 출력은 디스크 레코딩 동작에 사용한 프리-엠파시스에 적절하게 상보하는 방법으로, 명도성분 고주파수의 디-엠파시스를 제공하는 디-엠파시스회로 300에 공급된다.

디-엠파시스회로 300의 출력은 크램프 회로 310에 인가되는데, 이 회로 310은 명도 신호의 DC 성분을 재축적하도록 작용한다. 크램프 회로 310은 주기적인 선비로 키이되는 키이된 크램프(keyed clamp) 형태이며,(예를 들어 수평동기 팁이 발생하는 동안) 명도신호의 주기적인 기준 진폭구 간과 일치되도록 시간이 제어된 펄스를 키잉한다.

회로 310의 크램프 출력은 가산기 320에 명도 성분 입력을 형성하고, 이 가산기는 칼라 텔레비젼수상기에 적용하기에 적절한 형태의 출력 합성 칼라 비데오신호를 발생시키기 위하여 대역통과 필터 180의 고역색도성분 출력에 이러한 입력을 가산하도록 작용한다. 이러한 적용이 수상기의 안테나 단자에 실시될때, 가산기 320의 출력은, 예를들면 1973년 11월 27일자로 디. 제이. 칼슨(D.J. Carlson)에게 허여된 미합중국 특허 제3,775,555호에 도시된 바와 같은 형태의 전송장치에 합성 비데오신호로서 사용할 수 있다.

출력가산기 320의 부수적인 입력은 입력신호 조건이 영상을 표시하기에 적합하지 않을 때, 가산기 320에 의하여 출력신호 발생을 방지하도록 작용하는 스퀄치(squelch) 제어신호이다. 스퀄치 제어신호는 알프레드 린 베이커(Alfred Lynn Baker)가 1975년 6월 26일자로 출원한 “스퀄치 회로”란 명칭의 미합중국 특허출원 제590,484호에 기술한 방법과 같이 발생기 70으로부터 유도된 결함 스윗칭 신호에 응하며, 스퀄치 제어신호 발생기 330의 출력단자 SQ로부터 공급된다.

본 발명의 원리에 따르면, 제1도의 플레이어 장치는 디-엠파시스 회로 300의 출력에 따르도록 배치되고 명도 콤 필터 출력의 화면표시 신호 성분들로 부터 결함 동기 성분을 분리하도록 작용하는 동기분리기 340을 포함한다. 동기 분리기 340의 출력은 상기 서술한 키이된 크램프 회로 310에 적용하기 위한 키잉펄스를 정확한 시간에 발생시키도록 크램프 키잉 펄스발생기 350에 공급된다.

버스트 게이팅 펄스발생기 360은 동기분리기 340의 출력에 응답하고, 변조기 90의 출력내의 칼라동기화 버스트 성분의 주기적인 출현에 일치하도록 시간이 제어된 게이팅 펄스를 발생시킨다. 발생기 360의 게이팅 펄스 출력은 VCO 100을 제어하는 PLL 장치내의 버스트 게이트 120에 대한 신호통과구간을 설정한다.

동기분리기 340은 다른 플레이어를 사용하기 위해 출력단자 SS에서 이용할 수 있는 부수적으로 분리된 동기출력을 갖고 있는 것으로 제1도에 도시되어 있다. 이러한 다른 플레이어를 사용하는 것은 알프레드 린베이커가 1975년 6월 26일자로 “플레이 종지제어 장치”란 제목으로 출원한 미합중국 특허원 제590,484호에 설명한 것과 같은 플레이 종지식별을 포함한다.

동기분리기 340의 지시된 위치는 동기출력내에 의사펄스가 출현할 가능성을 감소시키기 위하여, 장치 80의 축적된 신호대용 기능과, 회로 300의 고주파수 디-엠파시스 기능과, 회로 150의 콤 필터링 기능을 취하므로, PLL 장치 버스트 게이트 120과 명도 신호 크램프 회로 310에 의하여 실시된 것들과 같은 이러한 동기-응답동작의 안정도가 높아지게 된다.

회로 150에 의하여 실시된 콤 필터링 작용에 의하여, 동기분리기 340의 입력은(통상적으로 수평동기 “후미”구간을 점유하는) 칼라 동기화 버스트 성분들이 없게 되므로, 적절한 동기분리기 작용으로 인한 버스트 간섭의 가능성이 배제된다.

동기분리기 340에 이 작용을 하기전에, 명도 콤 필터 출력으로 인한 디-엠파시스 회로 300의 동작은 적절한 동기 분리기 작용으로 인한 고주파수 잡음성분 간섭의 가능성을 감소시킨다. 왜냐하면, 이러한 잡음 성분의 상대적인 진폭이 회로 300에서 매우 감소되기 때문이다.

또한 디-엠파시스 회로 300의 동작은 동기 펄스 선단부인 화면 신호 내의 신속한 백색-대-흑색 변화의 동기 분리기 340에 의한 잘못된 재생의 가능성을 배제한다. 왜냐하면(예를들면 저역통과 필터 50과 200의 출력에 존재할 때까지) 이러한 변화 진폭이 상대적으로 중대할 때 레코드 프리-엠파시스가 디-엠파시스 300에 의하여 제거되기 때문이다.

결함 검출기 60이 픽업회로 10의 출력내의 의사 신호성분의 존재를 결정할 때 장치 80에 의하여 이행되는 축적된 신호대용 기능은 저역통과 필터 50의 출력에 나타나는 이러한 의사 성분으로 부터 동기 분리기 340을 분리시킨다. 이 필터는 적당한 동기펄스 성분들과 이러한 의사 성분들이 혼란하게 되지않게 한다.

제1도에서 동기분리기 340, 키잉 펄스발생기 350 및 게이팅 펄스 발생기 360의 기능이 본 발명의 특징에 따라서 유리하게 개선되는 특정 방법이 제2도 회로에 도시되어 있다. 제2도의 회로배열에서, 디-엠파시스 회로 300(제1도)의 출력으로 부터의 명도 신호 정보는 동반되는 편향돌기 펄스성분이 부행되도록 된 극성으로 PNP 트랜지스터 405의 베이스에 인가된다.

이 적용은(저항 403에 의하여 분로되는 캐패시터 402에 의해 형성된) 병렬 R-C 결합과 직렬로 캐패시터 401을 포함하는 통로를 거쳐 실시된다. 트랜지스터 405의 베이스와 접지전위점 사이의 DC 통로는 저항 404에 의해 제공된다. 트랜지스터 405의 에미터는 정전위원(+15V)에 접속되고, 트랜지스터 405의 콜렉터는 저항 406과 407의 직렬 결합을 거쳐 부 전위원(-15V)에 접속된다.

트랜지스터 405의 베이스에 인가된 부행동기 펄스성분은 트랜지스터 405를 도전시킨다. 베이스 회로에 대한 적절한 시정수로서, 연속적인 동기 펄스 사이에 끼인 화면신호 구간동안 트랜지스터 405를 컷오프시키는 바이어스가 발생한다. 제3a도의 파형 “a”는 트랜지스터 베이스에 수평 동기 펄스가 출현하는 동안과 다음 “후미”구간동안 트랜지스터 405의 콜렉터에서 변하는 전위를 도시한 것이다. 동기펄스 선단부가(시간 t₀에서) 나타날 때, 콜렉터 전위는 부전위값(대략 -15V)로부터 정전위값(대략 +15V)로 급격히 상승한다. 콜렉터 전위는 동기펄스 종단부가(시간 t₃에서) 나타날 때 트랜지스터 405를 컷오프시킬 때까지 이정의 값을 유지하고, 이 콜렉터 전위는 후미 구간을 통하여 거기에 유지되는 전술한 부전위값으로 되돌아온다.

캐패시터 408은 저항 407을 분로시키고, 이것은 또한 NPN 트랜지스터 410의 베이스-에미터 통로에 의하여 분로된다.

저항 406과 캐패시터 408은 트랜지스터 405의 콜렉터의 파형 적분된 변화를 트랜지스터 410의 베이스에 전달하도록 연결된다. 이 적분작용은 트랜지스터 405의 콜렉터에 나타나는 동기 펄스 선단부에 비례하여(시간 t₁까지) 트랜지스터 410의 동작을 지연시킨다. 지연기간(t₁-t₀)은 저항 406 및 407과 캐패시터 408의 값에 의하여 제어되고 대략 300ns로 선정된다.

트랜지스터 410의 콜렉터는 다이오드 441의 캐소드에 연결되고, 이 다이오드의 에노드는 +15볼트 전원에(저항 440을 거쳐) 연결된다.

트랜지스터 410의 콜렉터와 +15볼트 전원 간의 직류 통로는 저항 426,430,432 및 433의 직렬결합에 의하여 제공된다. 트랜지스터 410이 도전될 때, 또 그 콜렉터가 에미터에 접속된 대략 +15볼트 전원의 전위로 떨어질 때, 전술 양전류 통로를 통하여 +15볼트 전원으로 부터 전류가 흐른다.

트랜지스터 410의 콜렉터는 또한 다이오드 411의 애노드에 연결되고, 그 캐소드는 접지 전위점에 연결된다. 트랜지스터 410이 비도전될 때, 다이오드 411은 그 콜렉터를 접지전위 보다 약간 높은 전위로 크램프시켜 트랜지스터 410을 보호한다.

제3b도의 파형 “b”는 중요한 시간구간 동안 트랜지스터 410의 콜렉터에서의 전위변화를 나타낸다.

도시된 바와 같이, 이 콜렉터 전위는(접지 전위보다 약간 높은 레벨인) 시간 t₀에서 변화하지 않은 상태로 있지만, (트랜지스터 410이 도전하기 시작할때)시간 t₁에서 부전위(대략 -15볼트)로 급격히 하강한다.

트랜지스터 410의 콜렉터는 초기 정전위로 서서히 상승할 때, 시간 t₃(동기펄스 종단부 발생)까지 이 전위를 유지한다.

트랜지스터 405의 콜렉터는 다이오드 420의 애노드에 연결되고, 그 캐소드는 캐패시터 422를 거쳐 PNP 트랜지스터 424의 베이스에 연결된다. 저항 421은 다이오드 420의 캐소드를 -15볼트 전원에 연결하고, 저항 423은 트랜지스터 424의 베이스를 -15볼트 전원에 연결한다(동기 펄스 발생에 응답하여). 트랜지스터 405에 의한 도전기간 동안, 다이오드 420은 도전되고, 캐패시터 422와 저항 423은 트랜지스터 305의 콜렉터 파형의 미분변화를 트랜지스터 424의 베이스에 전달하도록 결합된다. 트랜지스터 424의 에미터는 다이오드 425의 캐소드에 연결되고, 그 애노드는 +15볼트 전원에 연결된다.

트랜지스터 424의 콜렉터는 이미 언급한 저항 426, 430의 접합부에 연결된다.

트랜지스터 424의 베이스에 인가된 미분 파형은 평상시 도전상태인 트랜지스터 424를 컷 오프 하기 위하여 동기 펄스 구간의 초기 부분 동안 정(正)으로 베이스를 구동시킨다.

동기 펄스 구간내의 중간점(시간 t₂)에서, 미분파형은 다이오드 425의 직렬 결합과 트랜지스터 424의 베이스 에미터간 통로 양단에 순방향 바이어스가 나타나도록 하강된다. 이때 트랜지스터 424는 도전되기 시작한다. 컷 오프 구간(t₁-t₂)은 캐패시터 422와 저항 423의 값에 의하여 제어되고, 약 1.4㎲로 선정된다.

제3c도의 파형 “c”는 중요한 시간구간 동안 트랜지스터 424의 콜렉터에서의 전위변화를 도시한 것이다.

시간 t₀전에 도전된 트랜지스터 424에 의해 +15볼트에 크램프된 콜렉터 전위는 트랜지스터 424의 컷오프에도 불구하고 t₀과 t₁간의 구간동안 이 값으로 부터 크게 달라지지 않는다. 이것은 (저항 426 양단으로 분로된)캐패시터 427에 의하여 보유된 충전때문이다. 그러나 시간 t₁에서, 트랜지스터 410에 이하여 지연된 도전이 시작되고 저항 426의 원격단자가 -15볼트 전위 레벨로 하강될 때, 트랜지스터 424의 콜렉터의 전압은 +9볼트의 레벨로 하강한다.

콜렉터 전위는 트랜지스터 424에 의한 도전이 콜렉터 전위를 +15볼트 값으로 크램프할 때 시간 t₂까지 이 억제된 레벨로 유지된다. NPN 트랜지스터 434의 베이스-에미터 통로는 이미 언급한 저항 433 양단으로 분로되므로, 트랜지스터 434의 베이스가 저항 430과 432의 직렬결합을 통하여 트랜지스터 424의 콜렉터에 연결되고, 전술한 파형 “c”에 의하여 구동된다. 트랜지스터 434의 에미터는 +15볼트 전원에 직결되고, 트랜지스터 434의 콜렉터는 저항 435를 거쳐 -15볼트 전원에 연결된다. 트랜지스터 434는 평상시 컷오프되나, t₁과 t₂간의 구간동안 파형 “c”에 응답하여 도전된다.

제3d도의 파형 “d”는 트랜지스터 434의 콜렉터에서의 전위 변화를 도시한 것이다. 이 콜렉터는(예를 들어 1.1마이크로초 동안의) t₁-t₂시간 구간 동안을 제외하고 이것이 +15볼트 레벨로 상승할때 부전위(-9볼트로 유지된다.

파형 “d”는 키이된 크램프 회로 310(제1도)에 공급된 키잉펄스 파형을 구성한다.

트랜지스터 434의 정지 및 동작을 쉽게하기 위하여, “가속(speed-up)”캐패시터 431이 저항 430 양단으로 분로된다. 캐패시터 427은 저항 426과 분로되고, 트랜지스터 434를 신속하게 동작시키도록 가속하기 위해서 사용된다.

상기 서술한 회로의 동작은 동기 펄스 구간의 중간부분에 크램프 키잉 펄스 구간을 정확히 국한시키며, 잘못된 DC 재축적으로 잡음상의 크램핑 가능성을 감소시킨다. 크램프 키잉 펄스 발생은 트랜지스터 410이 도전되고 트랜지스터 424가 컷 오프될 때에만 생긴다. 전자의 미분기 제어와 후자의 적분기 제어로, 짧은 기간 잡음 펄스는 이러한 상태를 취하지 않는다.

버스트 게이팅 펄스를 발생시키기 위하여, 제2도의 회로는 PNP 트랜지스터 450을 포함한다. 트랜지스터 450의 에미타는 접지 전위점에 직결되고, 한편 콜렉타는 저항 451을 거쳐 -15볼트 전원에 연결되고, 이 베이스는 저항 449를 거쳐 접지 전위점에 연결된다. 저항 445와 캐패시타 446의 병렬 결합은 -15볼트 전원과 트랜지스터 450의 베이스간에 연결된다. 트랜지스터 450의 베이스는 저항 448을 거쳐 다이오드 447의 캐소드에 연결되고, 이 다이오드의 애노드는 트랜지스터 405의 콜렉타에 연결된다. 트랜지스터 450의 베이스는 다이오드 444의 캐소드에 연결되고, 이 다이오드의 애노드는 저항 442와 캐패시타 443의 접합부에 연결된다. 후자 소자는 다이오드 441의 애노드와 -15볼트 전원간에 직렬로 배치된다.

제3e도의 파형 “e”는 트랜지스터 450의 베이스에서의 전위변화를 도시한 것이다. 화면 신호구간(예, 시간 t₀이전)동안, 트랜지스터 405와 트랜지스터 410이 모두 컷 오프될 때(a) 다이오드 447은 비도전되어, 트랜지스터 450의 베이스를 트랜지스터 405의 콜렉타로부터 격리시키고, (b) 다이오드 441과 411은 도전되어, 저항 440과 442의 접합부를 낮은 정전위로 크램핑시키며, (c) 다이오드 444는 도전되어, 크램프 된 접합부, 접지 및 -15볼트 전원간에 저항 442, 445, 449를 포함하는 전압 분배기를 완성한다. 이것은 대략 접지 전위로 다이오드 444의 캐소드의(그러므로 트랜지스터 450의 베이스의) 전위를 설정한다.

트랜지스터 405가 도전되기 시작할 때, 트랜지스터 447은 순방향 바이어스 되고, 저항 448을 통하여 흐르는 전류는 캐패시터 446을 충전시키고, 트랜지스터 450의 베이스의 전위를 더 높은 정전위(예, 대략 +2볼트)로 상승시킨다. 다이오드 444는 지금 비도전상태이고, 트랜지스터 450의 베이스를 캐패시터 443으로 부터 격리시킨다. 시간 t₁에서, 트랜지스터 410이 도전될 때, 다이오드 411은 개방되고, 캐패시터 443은 급격히(저항 442, 다이오드 441 및 트랜지스터 410을 거쳐)방전되고, 다이오드 444의 애노드를 -15볼트 전원보다 약간 높은 전위로 하강시킨다. 다이오드 444의 역 바이어스가 증가함으로써, 트랜지스터 450의 베이스는 캐패시터 443으로 부터 격리된다.

시간 t₃에서, 트랜지스터 405가 비도전될 때 다이오드 447은 개방되고, 캐패시터 446은 저항 445, 449를 거처 방전된다.

캐패시터 446의 방전이 계속되므로, 트랜지스터 450의 베이스 전위는(시간 t₄에서) 접지 전위 이하로 떨어져서 트랜지스터 450을 동작시킨다. 트랜지스터 450에 대한 다음 도전기간 동안, 이 베이스는 이 동작전위레벨로 크램프된다.

트랜지스터 410은 빠르 턴 오프 특성을 갖도록 선택되었으므로, 트랜지스터 410의 컷 오프가 트랜지스터 405의 동작과 동일하게 발생한다. 그러므로, 시간 t₃에서 캐패시터 443의 재충전이 저항 440과 442의 직렬결합을 포함하는 충전통로를 거쳐 시작한다. 저항 440, 442와 캐패시터 443의 값에 의해 설정된 시정수에 의해 결정된 기간후에, 다이오드 444의 애노드의 전위는 순방향 바이어스 다이오드 444로 상승되고, 캐패시터 446의 재충전이 시작되어 시간 t₅에서 트랜지스터 450을 컷 오프시킨다. 충전회로 440,442,445과 방전회로 445,446,449에 대한 값을 적절하게 선택하므로써, 후미 구간의 바람직한 영역 내에 트랜지스터 450에 대한 도전 기간을 정확하게 위치시킬 수 있다. 도시된 바와 같이, 도전기간은 시간 t₃(동기펄스 종단부) 후에 600ns이며, 2㎲동안 지속된다.

제3f도의 파형 “f”는 트랜지스터 450의 콜렉터에서의 전위변화를 도시한 것이다. 도시된 바와 같이, 이 콜렉터 전위는 대략 접지 전위로 상승할 때 트랜지스터 450의 도전기간(시간 t₄로부터 t₅까지)를 제외하고, -15볼트원의 전위를 유지한다. 파형 “f”는 버스트 게이트 120(제1도)에 공급된 버스트 게이팅 펄스 파형을 구성한다.

상기 서술한 회로의 동작은 칼라 동기화 버스트에 의해 점유되는 후미 구간부분의 중간부분에서 버스트 게이팅 펄스가 발생하는 것은 정확히 제한하여, 제1도의 PLL 장치의 위상 검출기 130에 의사 정보가 통과할 가능성을 감소시킨다는 것을 주지해야 한다.

원래 버스트 게이팅 펄스는 트랜지스터 410에 의한 도전이 캐패시터, 443의 방전을 일으킨 후까지 발생되지 않도록 되어있다는 것도 주지해야 한다. 소자 406,408에 의해 실시되는 적분 기능의 관점에서, 화면신호 구간동안 발생하는 좁은 잡음 펄스들은, 비록 그들이 트랜지스터 405를 동작시킨다 할지라도 트랜지스터 410을 도전상태로 하지 않는다. 그러므로 이 환경에서 도전될 트랜지스터 410의 오동작은 이러한 잡음 펄스에 따라 버스트 게이팅 펄스가 잘못 발생하는 것을 배제한다.

제2도 배열의 회로 파라메터 값은 다음과 같다.

Claims (1)

1. 도면에 도시하고 본문에 상술한 바와 같이, 주어진 주파수 대역의 일부를 분배하는 색도 신호성분과 주어진 주파수대역을 점유하는 명도 신호성분으로 구성된 화면신호 성분과 편향동기 성분을 합성 칼라 비데오 신호에 따라 변조된 디스크 레코드 반송파 주파수로부터 재생하기 위한 픽업장치(10)를 포함하는 디스크 레코드 플레이 백 장치의 있어서, 주어진 주파수 대역(0-3MHz)에 국한된 복조신호 출력을 발생시키기 위해 상기 픽업장치(10)의 반송파 출력에 응답하는 주파수 복조장치(40 50); 콤 필터된 신호 출력을 발생시키기 위해 상기 주파수 복조장치(40,50)의 복조된 신호출력에 응답하고, 상기 주어진 주파수 대역의 상기 분배된 부분 이상에서 다수의 일정한 간격으로 떨어진 널(null)을 나타내는 주파수 응답특성을 갖고 있는 콤 필터장치(150)와 : 디-엠파시스된 신호출력을 발생시키기 위해 상기 콤필터 장치(150)의 상기 콤필터된 신호출력에 응답하고, 상기 주어진 주파수 대역의 일부분 이상에서 입력 주파수의 증가에 따라 감소응답을 나타내는 주파수 응답특성을 갖고 있는 디-엠파시스 회로(300)와 : 상기 합성 칼라 비데오 신호의 다른 성분으로부터 상기 편향돌기 성분을 분리시키고, 디-엠파시스 회로(300)의 상기 디-엠파시스된 신호출력에 응답하는 장치(340)를 특징으로 하는 동기분리기.

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