KR20240016782A - 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법 - Google Patents

전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20240016782A
KR20240016782A KR1020220094968A KR20220094968A KR20240016782A KR 20240016782 A KR20240016782 A KR 20240016782A KR 1020220094968 A KR1020220094968 A KR 1020220094968A KR 20220094968 A KR20220094968 A KR 20220094968A KR 20240016782 A KR20240016782 A KR 20240016782A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
timing
value
conversion device
power conversion
switching element
Prior art date
Application number
KR1020220094968A
Other languages
English (en)
Inventor
김태진
김영진
김우례
김현도
한형구
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020220094968A priority Critical patent/KR20240016782A/ko
Publication of KR20240016782A publication Critical patent/KR20240016782A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/2932—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power
    • H02M5/2935—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage, current or power using reverse phase control, i.e. turn-on of switches in series with load at zero crossing of input voltage, turn-off before next zero crossing
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 명세서는 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법에 관한 것이다. 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 입력 전압을 정류하여 출력하는 정류 회로, 상기 정류 회로로부터 출력되는 전압을 평활화하며 직류 링크 커패시터를 포함하는 평활 회로, 상기 평활 회로로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력하며 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 포함할 수 있다. 실시예들에 따르면 보다 간단한 회로 구성 또는 연산을 통해서 스위칭 소자의 소프트 스위칭의 구현이 가능한 장점이 있다.

Description

전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법{POWER CONVERSION DEVICE AND METHOD FOR CONTROLLING POWER CONVERSION DEVICE}
본 명세서는 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법에 관한 것이다.
전력 변환 장치는 임의의 전력을 전류, 전압, 주파수 등이 다른 전력으로 변환하는 장치이다. 전력 변환 장치는 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 컨버터 및 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 인버터를 포함한다.
도 1은 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 1에는 직류 전력을 교류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치, 즉 인버터의 회로도가 도시된다. 인버터는 저항(R1), 인덕터(L), 커패시터(C)를 포함하는 공진 회로 및 스위칭 신호(예컨대, PWM 신호)에 의해서 스위칭 동작(반복적인 턴 온 및 턴 오프)을 수행하는 스위칭 소자(Q)를 포함할 수 있다.
스위칭 소자(Q)에 스위칭 신호가 입력되면 스위칭 소자(Q)가 미리 정해진 주파수로 반복적으로 턴 온 및 턴 오프된다. 이러한 스위칭 소자(Q)의 스위칭 동작에 의해서 공진 회로에 공진 현상이 발생함으로써 직류 전력이 교류 전력으로 변환될 수 있다.
도 2는 도 1에 도시된 전력 변환 장치의 스위칭 소자가 소프트 스위칭을 수행할 때 스위칭 소자의 전압 및 전류 파형 및 도 1에 도시된 전력 변환 장치의 스위칭 소자가 하드 스위칭을 수행할 때 스위칭 소자의 전압 및 전류 파형을 각각 나타낸다.
도 2에는 도 1에 도시된 전력 변환 장치의 스위칭 소자(Q)가 스위칭 동작을 수행할 때 스위칭 소자(Q)의 양단에 인가되는 전압(Vds) 및 스위칭 소자(Q)에 흐르는 전류(Id)의 파형이 각각 도시된다.
도 2의 (A)에 도시된 바와 같이 스위칭 소자(Q)의 전압(Vds)이 0이 아닌 구간과 스위칭 소자(Q)의 전류(Id)가 0이 아닌 구간이 서로 중첩되지 않을 때, 스위칭 소자(Q)의 스위칭 방식은 소프트 스위칭으로 지칭될 수 있다. 도 2의 (B)에 도시된 바와 같이 스위칭 소자(Q)의 전압(Vds)이 0이 아닌 구간과 스위칭 소자(Q)의 전류(Id)가 0이 아닌 구간이 서로 중첩되는 구간(LA)이 발생할 때, 스위칭 소자(Q)의 스위칭 방식은 하드 스위칭으로 지칭될 수 있다.
하드 스위칭 방식은 스위칭 소자(Q)의 스위칭 손실을 유발하므로, 소프트 스위칭 방식이 선호될 수 있다. 그러나 소프트 스위칭 방식이 구현되기 위해서는 매우 복잡한 회로 구성 또는 연산이 요구된다. 또한 소프트 스위칭 방식이 적용되더라도 전력 변환 장치의 동작 환경의 변화에 따라서 하드 스위칭이 발생할 수 있다.
본 명세서의 목적은 보다 간단한 회로 구성 또는 연산을 통해서 스위칭 소자의 소프트 스위칭의 구현이 가능한 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법을 제공하는 것이다.
본 명세서의 목적은 전력 변환 장치의 동작 환경의 변화가 발생하더라도 스위칭 소자의 안정적인 소프트 스위칭이 보장될 수 있는 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법을 제공하는 것이다.
본 명세서의 목적은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 명세서의 다른 목적 및 장점들은 이하에서 기술되는 본 명세서의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 명세서의 목적 및 장점들은 청구범위에 기재된 구성요소들 및 그 조합에 의해 실현될 수 있다.
일 실시예에 따른 전력 변환 장치는, 입력 전압을 정류하여 출력하는 정류 회로, 상기 정류 회로로부터 출력되는 전압을 평활화하며 직류 링크 커패시터를 포함하는 평활 회로, 상기 평활 회로로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력하며 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 제어기를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 직류 링크 커패시터 양단의 전압값인 제1 전압값을 측정하고, 상기 스위칭 소자 양단의 전압값인 제2 전압값을 측정할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값에 기초하여 상기 스위칭 소자의 턴 온 시점을 결정할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호를 출력할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호를 출력하는 비교기를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 펄스 신호의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍을 검출하는 타이머를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 상승 엣지 타이밍 및 상기 하강 엣지 타이밍에 기초하여 상기 제어 기준 시점, 상기 타이밍 조절값 및 상기 턴 온 시점을 결정하는 타이밍 컨트롤러를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어기는 상기 턴 온 시점에 기초하여 상기 스위칭 신호를 출력하는 스위칭 신호 생성기를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어 기준 시점은 상기 하강 엣지 타이밍과 동일하게 설정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 턴 온 시점은 상기 제어 기준 시점으로부터 상기 타이밍 조절값만큼 지연된 시간으로 설정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 타이밍 조절값은 하기 [수학식 1]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 1]
(tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tδ는 미리 정해진 보정값)
일 실시예에서, 상기 타이밍 조절값은 하기 [수학식 2]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 2]
(tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tdelay1은 상기 비교기의 제1 지연시간, tdelay2는 상기 비교기의 제2 지연시간, tδ는 미리 정해진 보정값, tdelay,switch는 상기 스위칭 소자의 지연 시간)
일 실시예에서, 상기 보정값은 하기 [수학식 3]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 3]
(tδ는 상기 보정값, R은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 저항의 저항값, L은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 인덕터의 인덕턴스, C는 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 커패시터의 커패시턴스)
일 실시예에 따르면, 입력 전압을 정류하여 출력하는 정류 회로, 상기 정류 회로로부터 출력되는 전압을 평활화하며 직류 링크 커패시터를 포함하는 평활 회로 및 상기 평활 회로로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력하며 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 포함하는 전력 변환 장치의 제어 방법은, 상기 직류 링크 커패시터 양단의 전압값인 제1 전압값을 측정하는 단계, 상기 스위칭 소자 양단의 전압값인 제2 전압값을 측정하는 단계, 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정하는 단계, 상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값에 기초하여 상기 스위칭 소자의 턴 온 시점을 결정하는 단계 및 상기 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호를 출력하는 단계를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정하는 단계는, 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호를 출력하는 단계, 상기 펄스 신호의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍을 검출하는 단계 및 상기 상승 엣지 타이밍 및 상기 하강 엣지 타이밍에 기초하여 상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 상기 제어 기준 시점은 상기 하강 엣지 타이밍과 동일하게 설정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 턴 온 시점은 상기 제어 기준 시점으로부터 상기 타이밍 조절값만큼 지연된 시간으로 설정될 수 있다.
일 실시예에서, 상기 타이밍 조절값은 하기 [수학식 1]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 1]
(tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tδ는 미리 정해진 보정값)
일 실시예에서, 상기 타이밍 조절값은 하기 [수학식 2]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 2]
(tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tdelay1은 상기 비교기의 제1 지연시간, tdelay2는 상기 비교기의 제2 지연시간, tδ는 미리 정해진 보정값, tdelay,switch는 상기 스위칭 소자의 지연 시간)
일 실시예에서, 상기 보정값은 하기 [수학식 3]에 기초하여 산출될 수 있다.
[수학식 3]
(tδ는 상기 보정값, R은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 저항의 저항값, L은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 인덕터의 인덕턴스, C는 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 커패시터의 커패시턴스)
실시예들에 따르면 보다 간단한 회로 구성 또는 연산을 통해서 스위칭 소자의 소프트 스위칭의 구현이 가능한 장점이 있다.
실시예들에 따르면 전력 변환 장치의 동작 환경의 변화가 발생하더라도 스위칭 소자의 안정적인 소프트 스위칭이 보장될 수 있는 장점이 있다.
도 1은 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 2는 도 1에 도시된 전력 변환 장치의 스위칭 소자가 소프트 스위칭을 수행할 때 스위칭 소자의 전압 및 전류 파형 및 도 1에 도시된 전력 변환 장치의 스위칭 소자가 하드 스위칭을 수행할 때 스위칭 소자의 전압 및 전류 파형을 각각 나타낸다.
도 3은 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
도 4는 일 실시예에서 측정되는 제1 전압값, 제2 전압값의 파형 및 비교기에서 출력되는 펄스 파형을 각각 나타낸다.
도 5는 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
도 6은 제어 기준 시점으로부터 고정된 시간만큼 지연된 시점이 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 때, 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다.
도 7은 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 방식이 적용된 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다.
도 8은 제어 기준 시점으로부터 고정된 시간만큼 지연된 시점이 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 때, 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다.
도 9는 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 방식이 적용된 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다.
도 10은 종래 기술에 따른 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 턴 온 시점에서 측정된 제2 전압의 파형 및 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 턴 온 시점에서 측정된 제2 전압의 파형을 나타낸다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 명세서가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 명세서의 실시예들을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 명세서를 설명함에 있어서 본 명세서와 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리킨다.
도 3은 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 회로도이다.
일 실시예에 따른 전력 변환 장치(1)는 정류 회로(11), 평활 회로(12), 인버터(13), 제1 전압 센서(V1), 제2 전압 센서(V2), 제어기(100)를 포함할 수 있다.
정류 회로(11)는 전원(20)으로부터 공급되는 입력 전압을 정류하여 출력할 수 있다. 정류 회로(11)는 다수의 다이오드 소자(D1, D2, D3, D4)를 포함할 수 있다.
평활 회로(12)는 정류 회로(11)로부터 출력되는 전압을 평활화하여 출력할 수 있다. 평활 회로(12)는 제1 인덕터(L1) 및 제1 커패시터(C1)를 포함할 수 있다. 이하에서 제1 커패시터(C1)는 '직류 링크 커패시터'로 지칭될 수 있다.
인버터(13)는 평활 회로(12)로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력할 수 있다. 인버터(13)는 공진 회로(L2, R1, C2) 및 스위칭 소자(Q)를 포함할 수 있다.
스위칭 소자(Q)는 제어기(100)로부터 공급되는 스위칭 신호(SS)에 의해서 반복적으로 턴 온 및 턴 오프될 수 있다. 이하에서 스위칭 소자(Q)의 반복적인 턴 온 및 턴 오프는 스위칭 소자(Q)의 '스위칭 동작'으로 지칭될 수 있다. 예시적으로 스위칭 신호(SS)는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호일 수 있으나, 스위칭 신호(SS)의 종류가 이에 한정되는 것은 아니다.
공진 회로(L2, R1, C2)는 제2 인덕터(L2), 저항(R1), 제2 커패시터(C2)를 포함할 수 있다. 스위칭 소자(Q)가 스위칭 동작을 수행하면 공진 회로(L2, R1, C2)가 공진 현상을 일으킴으로써 평활 회로(12)로부터 출력되는 전압이 교류 전류로 변환될 수 있다.
제1 전압 센서(V1)는 직류 링크 커패시터(C1)의 양단에 인가되는 전압의 크기, 즉 제1 전압값(VDC)을 측정할 수 있다. 제1 전압 센서(V1)에 의해서 측정되는 제1 전압값(VDC)은 제어기(100)로 전달될 수 있다.
제2 전압 센서(V2)는 스위칭 소자(Q)의 양단에 인가되는 전압의 크기, 즉 제2 전압값(Vce)을 측정할 수 있다. 제2 전압 센서(V2)에 의해서 측정되는 제2 전압값(Vce)은 제어기(100)로 전달될 수 있다.
제어기(100)는 제1 전압 센서(V1)에 의해서 측정되는 제1 전압값(VDC) 및 제2 전압 센서(V2)에 의해서 측정되는 제2 전압값(Vce)을 기초로 소프트 스위칭을 위한 스위칭 소자(Q)의 턴 온 시점을 결정할 수 있다. 제어기(100)는 결정된 턴 온 시점을 기초로 스위칭 신호(SS)를 생성하고, 스위칭 신호(SS)를 스위칭 소자(Q)에 제공할 수 있다.
일 실시예에서, 제어기(100)는 제1 전압값(VDC) 및 제2 전압값(Vce)을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정할 수 있다. 제어기(100)는 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값에 기초하여 스위칭 소자(Q)의 턴 온 시점을 결정할 수 있다. 제어기(100)는 결정된 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호(SS)를 생성 및 출력할 수 있다.
일 실시예에서, 제어기(100)는 비교기(102), 타이머(104), 타이밍 컨트롤러(106), 스위칭 신호 생성기(108)를 포함할 수 있다.
비교기(102)는 제1 전압값(VDC) 및 제2 전압값(Vce)의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호(Cout)를 출력할 수 있다.
타이머(104)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍을 검출할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(106)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍에 기초하여 제어 기준 시점, 타이밍 조절값 및 턴 온 시점을 결정할 수 있다.
스위칭 신호 생성기(108)는 타이밍 컨트롤러(106)에 의해서 결정된 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호(SS)를 생성할 수 있다. 스위칭 신호(SS)는 스위칭 소자(Q)에 제공될 수 있다. 스위칭 신호(SS)는 PWM 신호일 수 있으나, 스위칭 신호(SS)의 종류가 이에 한정되는 것은 아니다.
도 4는 일 실시예에서 측정되는 제1 전압값, 제2 전압값의 파형 및 비교기에서 출력되는 펄스 파형을 각각 나타낸다.
도 4에는 스위칭 소자(Q)가 스위칭 동작을 수행할 때 제1 전압 센서(V1)에 의해서 측정되는 제1 전압(VDC)의 파형 및 제2 전압 센서(V2)에 의해서 측정되는 제2 전압(Vce)의 파형이 각각 도시된다.
도 4에는 제어기(100)로부터 출력되는 스위칭 신호(SS)의 파형이 도시된다. 스위칭 소자(Q)는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍에서 턴 온될 수 있고, 스위칭 신호(SS)의 하강 엣지 타이밍에서 턴 오프될 수 있다.
스위칭 소자(Q)가 소프트 스위칭 동작을 수행하기 위해서는 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍, 즉 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍이 제2 전압(Vce)의 크기가 0인 구간 내에 존재해야 한다. 다시 말해서, 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍은 시점(TA)에서 시점(TB) 사이에 존재해야 한다.
스위칭 소자(Q)의 스위칭 동작에 의해서 공진 회로(L2, R1, C2)가 공진 현상을 일으킬 때, 공진 회로(L2, R1, C2)의 공진 주기(Tr)는 [수학식 1]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 1]에서 ωd는 [수학식 2]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 2]에서 R은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 저항(R1)의 저항값이고, L은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 인덕터(L2)의 인덕턴스, C는 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 커패시터(C2)의 커패시턴스이다.
도 4에 도시된 그래프에서, 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭을 위한 최적의 시점(Topt)을 도출하기 위하여 사용되는 시점(t4)은 [수학식 3]과 같이 표현될 수 있다.
도 4의 (a)에 도시된 바와 같이, 제어기(100)에 포함되는 비교기(102)는 제1 전압값(VDC) 및 제2 전압값(Vce)의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호(Cout)를 출력할 수 있다. 보다 구체적으로, 비교기(102)는 제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC) 이상이면 하이 레벨이고 제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC)보다 작으면 로우 레벨인 펄스 신호(Cout)를 출력할 수 있다. 이에 따라서 비교기(102)는 제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC)과 동일한 시점이 각각 상승 엣지 타이밍(tr) 및 하강 엣지 타이밍(tf)인 펄스 신호(Cout)를 출력할 수 있다.
도 4의 (a)에서 제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC)과 동일해 지는 2개의 시점(t1, t3) 중 두 번째 시점(t3)은 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)과 일치한다. 또한 도 4에 도시된 바와 같이 시점(t4)은 시점(TA)에서 시점(TB) 사이에 존재한다. 따라서, 일 실시예에 따른 제어기(100)의 타이밍 컨트롤러(106)는 [수학식 3]에 기초하여 산출되는 시점(t4)을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
일 실시예에서, 타이밍 컨트롤러(106)는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)(제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC)과 동일해 지는 2개의 시점(t1, t3) 중 두 번째 시점(t3))을 제어 기준 시점으로 결정할 수 있고, 펄스 신호(Cout)의 펄스 폭(tcomp.)에 1/2를 곱한 값을 타이밍 조절값으로 결정할 수 있다. 타이밍 컨트롤러(106)는 제어 기준 시점으로부터 타이밍 조절값만큼 지연된 시점을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
다시 말해서, 타이밍 컨트롤러(106)는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)(제2 전압값(Vce)이 제1 전압값(VDC)과 동일해 지는 2개의 시점(t1, t3) 중 두 번째 시점(t3))으로부터, 펄스 신호(Cout)의 펄스 폭(tcomp.)에 1/2를 곱한 값만큼 지연된 시점()을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(106)는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍을 스위칭 신호 생성기(108)에 전달한다. 스위칭 신호 생성기(108)는 타이밍 컨트롤러(106)에 의해서 정해진 상승 엣지 타이밍을 갖는 스위칭 신호(SS)를 생성 및 출력하고, 생성된 스위칭 신호(SS)를 스위칭 소자(Q)에 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이 시점()이 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 경우, 제어기(100)는 인버터(13)에 포함되는 공진 회로(L2, R1, C2)의 파라미터, 즉 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 저항(R1)의 저항값이고, L은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 인덕터(L2)의 인덕턴스, C는 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 커패시터(C2)의 커패시턴스를 고려하지 않고, 단지 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf) 및 펄스 신호(Cout)의 펄스 폭(tcomp.)만을 고려하여 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍을 결정할 수 있다. 이와 같이 결정되는 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍은 시점(TA)에서 시점(TB) 사이에 존재하므로 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭 동작이 가능해진다.
본 명세서의 다른 실시예에서, 제어기(100)는 스위칭 소자(Q)가 소프트 스위칭 동작을 수행하기 위한 최적화 시점(Topt)을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
도 4에서 최적화 시점(Topt)은 항상 시점(t4)보다 작다. 시점(t4)와 최적화 시점(Topt) 간의 차이값(tδ)은 [수학식 4]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 4]에서 R은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 저항(R1)의 저항값이고, L은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 인덕터(L2)의 인덕턴스, C는 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 커패시터(C2)의 커패시턴스를 나타낸다.
따라서 시점(t4)를 이용하여 최적화 시점(Topt)을 결정하기 위해서는 시점(t4)와 최적화 시점(Topt) 간의 차이값(tδ)이 고려되어야 한다. 이하에서 시점(t4)와 최적화 시점(Topt) 간의 차이값(tδ)은 '보정값'으로 지칭될 수 있다.
타이밍 컨트롤러(106)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)을 제어 기준 시점으로 결정할 수 있다. 도 4의 (a)에 도시된 바와 같이, 타이밍 컨트롤러(106)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)을 최적화 시점(Topt)으로 결정할 수 있다. 여기서 타이밍 조절값(tx)은 [수학식 5]와 같이 표현될 수 있다.
[수학식 5]에서 tx는 타이밍 조절값을 나타내고, tcomp.는 펄스 신호의 펄스 폭을 나타낸다. 또한 tδ는 [수학식 4]에 의해서 정의되는 보정값을 나타낸다.
타이밍 컨트롤러(106)는 [수학식 5]에 기초하여 타이밍 조절값(tx)을 산출하고, 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)을 최적화 시점(Topt)으로 결정할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(106)는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍을 스위칭 신호 생성기(108)에 전달한다. 스위칭 신호 생성기(108)는 타이밍 컨트롤러(106)에 의해서 정해진 상승 엣지 타이밍을 갖는 스위칭 신호(SS)를 생성 및 출력하고, 생성된 스위칭 신호(SS)를 스위칭 소자(Q)에 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)이 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 경우, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍은 시점(TA)에서 시점(TB) 사이에 존재하므로 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭 동작이 가능해진다.
한편, 전력 변환 장치(1)에 사용되는 부품들의 동작 특성이 이상적이지 않기 때문에 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍을 제어하는 과정에서 전력 변환 장치(1)에 사용되는 부품들의 동작 특성이 반영될 필요가 있다. 본 명세서의 또 다른 실시예에서, 제어기(100)는 전력 변환 장치(1)에 사용되는 부품들의 동작 특성을 반영하여 스위칭 소자(Q)가 소프트 스위칭 동작을 수행하기 위한 최적화 시점(Topt)을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
도 4의 (a)에 도시된 바와 같이, 비교기(102)가 이상적인 동작 특성을 갖는다면 펄스 신호(Cout)의 상승 엣지 타이밍(tr)과 시점(t1)은 서로 일치하고, 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)과 시점(t2)은 서로 일치할 수 있다. 그러나 실제로는 비교기(102)의 동작 특성으로 인하여 출력 지연이 발생할 수 있다. 이에 따라서 도 4의 (b)에 도시된 바와 같이 펄스 신호(Cout)의 상승 엣지 타이밍(tr)은 시점(t1)으로부터 제1 지연시간(tdelay1)만큼 지연된 시점이 되고, 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)은 시점(t2)으로부터 제2 지연시간(tdelay2)만큼 지연된 시점이 된다. 따라서 최적화 시점(Topt)이 결정될 때에는 비교기(102)의 제1 지연시간(tdelay1) 및 제2 지연시간(tdelay2)이 고려될 수 있다.
또한 스위칭 신호 생성기(108)로부터 스위칭 소자(Q)에 스위칭 신호(SS)가 공급될 때, 스위칭 소자(Q)의 동작 특성으로 인하여 스위칭 소자(Q)의 실제 턴 온 타이밍은 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍보다 지연될 수 있다. 따라서 최적화 시점(Topt)이 결정될 때에는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍으로부터 스위칭 소자(Q)가 실제로 턴 온되기까지 걸리는 시간인 스위칭 소자(Q)의 지연 시간(tdelay,switch)이 고려될 수 있다.
도 4의 (b)에 도시된 바와 같이, 타이밍 컨트롤러(106)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)을 제어 기준 시점으로 결정할 수 있다. 타이밍 컨트롤러(106)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)을 최적화 시점(Topt)으로 결정할 수 있다. 여기서 비교기(102)의 제1 지연시간(tdelay1) 및 제2 지연시간(tdelay2), 그리고 스위칭 소자(Q)의 지연 시간(tdelay,switch)이 반영된 타이밍 조절값(tx)은 [수학식 6]과 같이 표현될 수 있다.
[수학식 6]에서 tx는 타이밍 조절값을 나타내고, tcomp.는 펄스 신호의 펄스 폭을 나타낸다. 또한 tδ는 [수학식 4]에 의해서 정의되는 보정값을 나타낸다. 또한 tdelay1은 비교기(102)의 제1 지연시간을 나타내고, tdelay2는 비교기(102)의 제2 지연시간을 나타낸다. 또한 tdelay,switch는 스위칭 소자(Q)의 지연 시간을 나타낸다.
타이밍 컨트롤러(106)는 [수학식 6]에 기초하여 타이밍 조절값(tx)을 산출하고, 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)을 최적화 시점(Topt)으로 결정할 수 있다.
타이밍 컨트롤러(106)는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍을 스위칭 신호 생성기(108)에 전달한다. 스위칭 신호 생성기(108)는 타이밍 컨트롤러(106)에 의해서 정해진 상승 엣지 타이밍을 갖는 스위칭 신호(SS)를 생성 및 출력하고, 생성된 스위칭 신호(SS)를 스위칭 소자(Q)에 제공할 수 있다.
전술한 바와 같이 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로부터 타이밍 조절값(tx)만큼 지연된 시점(tf+tx)이 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 경우, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍은 시점(TA)에서 시점(TB) 사이에 존재하므로 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭 동작이 가능해진다. 특히 [수학식 6]에 기초하여 최적화 시점(Topt)이 결정되면 각 부품의 동작 특성이 반영되어 보다 정확한 최적화 시점(Topt)이 결정될 수 있다.
도 5는 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 제어 방법을 나타내는 흐름도이다.
제어기(100)는 제1 전압 센서(V1)를 통해서 직류 링크 커패시터(C1) 양단의 전압값인 제1 전압값(VDC)을 측정할 수 있다(302). 또한 제어기(100)는 제2 전압 센서(V2)를 통해서 스위칭 소자(Q) 양단의 전압값인 제2 전압값(Vce)을 측정할 수 있다(304).
제어기(100)는 제1 전압값(VDC) 및 제2 전압값(Vce)을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정할 수 있다(306).
일 실시예에서, 제어기(100)는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)을 제어 기준 시점으로 결정할 수 있고, 펄스 신호(Cout)의 펄스 폭(tcomp.)에 1/2를 곱한 값을 타이밍 조절값으로 결정할 수 있다. (도 4 및 [수학식 3] 참조)
다른 실시예에서, 제어기(100)는 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)을 제어 기준 시점으로 결정할 수 있고, [수학식 5] 또는 [수학식 6]에 기초하여 타이밍 조절값(tx)을 결정할 수 있다.
제어기(100)는 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값에 기초하여 스위칭 소자(Q)의 턴 온 시점을 결정할 수 있다(308). 일 실시예에서, 제어기(100)는 제어 기준 시점으로부터 타이밍 조절값만큼 지연된 시점을 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍, 즉 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정할 수 있다.
제어기(100)는 결정된 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호(SS)를 출력할 수 있다(310). 스위칭 신호(SS)는 스위칭 소자(Q)에 공급될 수 있다. 스위칭 소자(Q)는 스위칭 신호(SS)의 상승 엣지 타이밍에 따라서 턴 온될 수 있다.
도 6은 제어 기준 시점으로부터 고정된 시간만큼 지연된 시점이 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 때, 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다. 또한 도 7은 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 방식이 적용된 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다.
도 6 및 도 7의 실시예에서, 공진 회로(L2, R1, C2)의 파라미터, 즉 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 저항(R1)의 저항값이고, L은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 인덕터(L2)의 인덕턴스, C는 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 커패시터(C2)의 커패시턴스는 각각 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭이 가능하도록 설계되었다.
도 6 및 도 7의 실시예에서, 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍을 결정하기 위한 제어 기준 시점은 각각 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로 설정된다. 도 6의 실시예에서, 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍(Ton)을 결정하기 위한 타이밍 조절값은 항상 고정된 값, 즉 6㎲으로 설정된다. 도 7의 실시예에서, 타이밍 조절값(6.83㎲)은 [수학식 6]에 기초하여 결정된 값이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 제어 기준 시점(tf)으로부터 고정된 값(6㎲)만큼 지연된 시점(Ton)이 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정되면, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Ton)에서 스위칭 소자(Q)에 흐르는 전류(iQ)의 크기는 0보다 크다(61). 다시 말해서, 제어 기준 시점(tf)으로부터 고정된 값(6㎲)만큼 지연된 시점(Ton)이 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정되면 스위칭 소자(Q)는 하드 스위칭을 수행한다.
그러나 도 7에 도시된 바와 같이, [수학식 6]에 기초하여 결정된 타이밍 조절값(6.83㎲) 및 제어 기준 시점(tf)에 기초하여 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Topt)으로 결정되면, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Topt)에서 스위칭 소자(Q)에 흐르는 전류(iQ)의 크기는 0이다(62). 따라서 스위칭 소자(Q)는 소프트 스위칭을 수행한다. 즉, 본 명세서의 실시예에 의하면 스위칭 소자(Q)의 안정적인 소프트 스위칭 수행이 가능해짐을 알 수 있다.
도 8은 제어 기준 시점으로부터 고정된 시간만큼 지연된 시점이 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍으로 설정될 때, 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다. 또한 도 9는 일 실시예에 따른 소프트 스위칭 방식이 적용된 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 스위칭 동작에 따른 전압 및 전류 파형을 나타낸다. 또한 도 10은 종래 기술에 따른 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 턴 온 시점에서 측정된 제2 전압의 파형 및 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 스위칭 소자의 턴 온 시점에서 측정된 제2 전압의 파형을 나타낸다.
도 8 및 도 9의 실시예에서, 공진 회로(L2, R1, C2)의 파라미터, 즉 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 저항(R1)의 저항값이고, L은 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 인덕터(L2)의 인덕턴스, C는 공진 회로(L2, R1, C2)에 포함된 커패시터(C2)의 커패시턴스는 각각 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭이 불가능하도록 설계되었다.
도 8 및 도 9의 실시예에서, 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍을 결정하기 위한 제어 기준 시점은 각각 비교기(102)로부터 출력되는 펄스 신호(Cout)의 하강 엣지 타이밍(tf)으로 설정된다. 도 8의 실시예에서, 스위칭 신호의 상승 엣지 타이밍(Ton)을 결정하기 위한 타이밍 조절값은 항상 고정된 값, 즉 6㎲으로 설정된다. 도 9의 실시예에서, 타이밍 조절값(8㎲)은 [수학식 6]에 기초하여 결정된 값이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 제어 기준 시점(tf)으로부터 고정된 값(6㎲)만큼 지연된 시점(Ton)이 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍으로 결정되면, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Ton)에서 스위칭 소자(Q)에 흐르는 전류(iQ)의 크기는 0보다 큰 값인 108.3A가 된다.
그러나 도 9에 도시된 바와 같이, [수학식 6]에 기초하여 결정된 타이밍 조절값(8㎲) 및 제어 기준 시점(tf)에 기초하여 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Topt)으로 결정되면, 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Topt)에서 스위칭 소자(Q)에 흐르는 전류(iQ)의 크기는 88.5A가 된다.
한편, 도 10에는 도 8의 실시예에서 스위칭 소자(Q) 양단에 인가되는 전압값(71) 및 도 9의 실시예에서 스위칭 소자(Q) 양단에 인가되는 전압값(72)이 각각 도시된다.
도 10에 도시된 바와 같이, 도 9의 실시예에서 결정된 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Topt)에서 측정된 스위칭 소자(Q) 양단에 인가되는 전압값(56V)은 도 8의 실시예에서 결정된 스위칭 소자(Q)의 턴 온 타이밍(Ton)에서 측정된 스위칭 소자(Q) 양단에 인가되는 전압값(72V) 보다 작다.
결국 도 8 내지 도 10의 실험 결과에 따르면, 본 명세서의 실시예에 의한 전력 변환 장치의 제어 방법이 적용될 경우, 스위칭 소자(Q)의 소프트 스위칭이 불가능한 상황에서 스위칭 소자(Q)가 턴 온될 때 스위칭 소자(Q)에 가해지는 스트레스가 보다 감소함을 알 수 있다.
이상과 같이 본 명세서에 대해서 예시한 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 본 명세서에 개시된 실시예와 도면에 의해 본 명세서가 한정되는 것은 아니며, 통상의 기술자에 의해 다양한 변형이 이루어질 수 있을 것이다. 아울러 앞서 본 명세서의 실시예를 설명하면서 본 명세서의 구성에 따른 효과를 명시적으로 기재하여 설명하지 않았을지라도, 해당 구성에 의해 예측 가능한 효과 또한 인정되어야 한다.

Claims (14)

  1. 입력 전압을 정류하여 출력하는 정류 회로;
    상기 정류 회로로부터 출력되는 전압을 평활화하며 직류 링크 커패시터를 포함하는 평활 회로;
    상기 평활 회로로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력하며 스위칭 소자를 포함하는 인버터; 및
    상기 스위칭 소자의 구동을 제어하는 제어기를 포함하고,
    상기 제어기는
    상기 직류 링크 커패시터 양단의 전압값인 제1 전압값을 측정하고, 상기 스위칭 소자 양단의 전압값인 제2 전압값을 측정하고, 상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정하고, 상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값에 기초하여 상기 스위칭 소자의 턴 온 시점을 결정하고, 상기 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호를 출력하는
    전력 변환 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는
    상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호를 출력하는 비교기;
    상기 펄스 신호의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍을 검출하는 타이머;
    상기 상승 엣지 타이밍 및 상기 하강 엣지 타이밍에 기초하여 상기 제어 기준 시점, 상기 타이밍 조절값 및 상기 턴 온 시점을 결정하는 타이밍 컨트롤러; 및
    상기 턴 온 시점에 기초하여 상기 스위칭 신호를 출력하는 스위칭 신호 생성기를 포함하는
    전력 변환 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어 기준 시점은 상기 하강 엣지 타이밍과 동일하게 설정되는
    전력 변환 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 턴 온 시점은 상기 제어 기준 시점으로부터 상기 타이밍 조절값만큼 지연된 시간으로 설정되는
    전력 변환 장치.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 타이밍 조절값은
    하기 [수학식 1]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치.

    [수학식 1]

    (tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tδ는 미리 정해진 보정값)
  6. 제2항에 있어서,
    상기 타이밍 조절값은
    하기 [수학식 2]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치.

    [수학식 2]

    (tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tdelay1은 상기 비교기의 제1 지연시간, tdelay2는 상기 비교기의 제2 지연시간, tδ는 미리 정해진 보정값, tdelay,switch는 상기 스위칭 소자의 지연 시간)
  7. 제5항 또는 제6항에 있어서,
    상기 보정값은 하기 [수학식 3]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치.

    [수학식 3]

    (tδ는 상기 보정값, R은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 저항의 저항값, L은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 인덕터의 인덕턴스, C는 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 커패시터의 커패시턴스)
  8. 입력 전압을 정류하여 출력하는 정류 회로, 상기 정류 회로로부터 출력되는 전압을 평활화하며 직류 링크 커패시터를 포함하는 평활 회로 및 상기 평활 회로로부터 출력되는 전압을 변환하여 교류 전류를 출력하며 스위칭 소자를 포함하는 인버터를 포함하는 전력 변환 장치의 제어 방법에 있어서,
    상기 직류 링크 커패시터 양단의 전압값인 제1 전압값을 측정하는 단계;
    상기 스위칭 소자 양단의 전압값인 제2 전압값을 측정하는 단계;
    상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정하는 단계;
    상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값에 기초하여 상기 스위칭 소자의 턴 온 시점을 결정하는 단계; 및
    상기 턴 온 시점에 기초하여 스위칭 신호를 출력하는 단계를 포함하는
    전력 변환 장치의 제어 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값을 비교하여 제어 기준 시점 및 타이밍 조절값을 결정하는 단계는
    상기 제1 전압값 및 상기 제2 전압값의 비교 결과에 기초하여 펄스 신호를 출력하는 단계;
    상기 펄스 신호의 상승 엣지 타이밍 및 하강 엣지 타이밍을 검출하는 단계; 및
    상기 상승 엣지 타이밍 및 상기 하강 엣지 타이밍에 기초하여 상기 제어 기준 시점 및 상기 타이밍 조절값을 결정하는 단계를 포함하는
    전력 변환 장치의 제어 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제어 기준 시점은 상기 하강 엣지 타이밍과 동일하게 설정되는
    전력 변환 장치의 제어 방법.
  11. 제8항에 있어서,
    상기 턴 온 시점은 상기 제어 기준 시점으로부터 상기 타이밍 조절값만큼 지연된 시간으로 설정되는
    전력 변환 장치의 제어 방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 타이밍 조절값은
    하기 [수학식 1]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치의 제어 방법.

    [수학식 1]

    (tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tδ는 미리 정해진 보정값)
  13. 제9항에 있어서,
    상기 타이밍 조절값은
    하기 [수학식 2]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치의 제어 방법.

    [수학식 2]

    (tx는 상기 타이밍 조절값, tcomp.는 상기 펄스 신호의 펄스 폭, tdelay1은 상기 비교기의 제1 지연시간, tdelay2는 상기 비교기의 제2 지연시간, tδ는 미리 정해진 보정값, tdelay,switch는 상기 스위칭 소자의 지연 시간)
  14. 제12항 또는 제13항에 있어서,
    상기 보정값은 하기 [수학식 3]에 기초하여 산출되는
    전력 변환 장치.

    [수학식 3]

    (tδ는 상기 보정값, R은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 저항의 저항값, L은 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 인덕터의 인덕턴스, C는 상기 인버터의 공진 회로에 포함된 커패시터의 커패시턴스)

KR1020220094968A 2022-07-29 2022-07-29 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법 KR20240016782A (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020220094968A KR20240016782A (ko) 2022-07-29 2022-07-29 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020220094968A KR20240016782A (ko) 2022-07-29 2022-07-29 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20240016782A true KR20240016782A (ko) 2024-02-06

Family

ID=89858354

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020220094968A KR20240016782A (ko) 2022-07-29 2022-07-29 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR20240016782A (ko)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9093909B2 (en) Switching mode power supply and the method thereof
US9065347B2 (en) Controller for a switched mode power supply
US8988901B2 (en) Switching power supply device
KR102193418B1 (ko) 니어 밸리 스위칭을 갖는 전원 공급장치
JP6322002B2 (ja) パワーコンバータで用いるためのコントローラ、およびパワーコンバータ
US10651747B2 (en) Systems and methods with timing control for synchronization rectifier controllers
EP2355316A1 (en) Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
US20160380530A1 (en) Highly-efficient power factor correction circuit and switching power supply apparatus
US9680382B2 (en) Input frequency measurement
TWI653810B (zh) 控制裝置及控制方法
US11362591B2 (en) Quasi-resonant auto-tuning controller
KR101727290B1 (ko) 컨버터 및 그 구동 방법
JP6767867B2 (ja) 共振電力変換装置及び制御方法
KR101866095B1 (ko) Pwm 스위칭 주파수 제어 장치 및 방법
US20210384814A1 (en) Method for driving an electronic switch in a power converter circuit and control circuit
GB2448117A (en) Forward power converter controller
JP2003259641A (ja) 直流電圧変換回路
JP6895502B2 (ja) 調光回路及び調光制御方法
CN112152432A (zh) 用于驱动电力转换器中的电子开关的方法及控制电路
KR20240016782A (ko) 전력 변환 장치 및 전력 변환 장치의 제어 방법
TWI822091B (zh) 半橋返馳式轉換器及其控制方法
EP3424140B1 (en) Buck-boost controller achieving high power factor and valley switching
US11233456B2 (en) Methods and systems of operating power converters
TW202008700A (zh) 電源控制器與相關之控制方法
TWI824551B (zh) 具有省略週期的諧振半橋返馳式轉換器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal