KR20230132352A - 구동 회로에 적용되는 방법 및 이를 이용한 구동 회로 - Google Patents

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Abstract

부하에 결합된 양방향 회로를 포함하는 구동 회로 내의 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러에 방법이 적용된다. 상기 방법은 부하로부터의 제1 피드백 신호와 입력 신호 사이의 차이에 따라 PWM 컨트롤러 내의 메모리에 저장된 테이블로부터 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 획득하는 단계 - PWCC는 의도된 전압 차이에 대응하며, 제1 피드백 신호는 제1 주기에 대응함 -; PWCC에 따라 복수의 PWM 신호를 생성하는 단계 - 제2 주기 동안, 양방향 회로는 PWM 신호에 따라 부하에 대해 충전 또는 방전 작동을 수행함 -; 제2 주기에 대응하는 부하로부터 제2 피드백 신호를 수신하는 단계; 및 제1 피드백 신호 및 제2 피드백 신호에 따라 PWCC를 업데이트하고, 업데이트된 PWCC를 다시 테이블에 저장하는 단계를 포함한다.

Description

구동 회로에 적용되는 방법 및 이를 이용한 구동 회로{Method applied in driving circuit and driving circuit using the same}
본 출원은 2022년 3월 8일에 출원된 미국 가출원 번호 제63/269,041호에 대한 우선권을 주장한다. 이 출원의 내용은 원용에 의해 본 명세서에 포함된다.
본 발명은 구동 회로에 적용되는 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 다양한 작동(operation) 조건을 수용할 수 있는 구동 회로에 적용되는 방법에 관한 것이다.
최근에는 압전 스피커(piezo-speaker)가 등장하고 있다. 박막 압전 액추에이터의 용량성 특성으로 인해, 이러한 압전 스피커는 높은 용량성 부하를 증폭기에 제공한다. 클래스 AB, 클래스 D, 클래스 G, 클래스 H 증폭기와 같은 기존의 구동 회로는 부하(매우 가는 전선으로 만든 코일)가 대부분 저항성이고 약간 유도성일 수 있으며, 이러한 증폭기는 압전 스피커와 같은 높은 용량성 부하를 구동하기 위해 적합하지 않거나/설계되지 않는다.
용량성 압전 스피커를 구동하기 위해 에너지 재활용 능력이 있는 DC-DC 컨버터 구동 회로를 개발했다. DC-DC 포함 구동 회로의 성능은 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 신호를 (게이트 제어 신호로서) 정밀한 펄스 폭으로 제공하는 것에 달려 있다. 따라서, 특히 회로 파라미터가 디바이스마다 다르고 배터리 전압 레벨과 같은 회로 작동 조건이 변동할 때, 정확한 펄스 폭으로 PWM 신호를 생성하는 방법은 이 분야에서 중요한 목표이다.
따라서, 본 발명의 목적은 위에서 언급한 문제를 해결하기 위해, 에너지 재활용 증폭기의 작동 동안, 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 신호를 생성하기 위해 사용되는 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 적응적으로 조정할 수 있는 테이블 학습 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 실시예는 부하(load)에 결합된 양방향 회로를 포함하는 구동 회로 내의 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러에 적용되는 방법을 개시한다. 상기 방법은, 상기 부하로부터의 제1 피드백 신호와 입력 신호 사이의 차이에 따라 상기 PWM 컨트롤러 내의 메모리에 저장된 테이블로부터 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 획득하는 단계 - 상기 PWCC는 의도된 전압 차이에 대응하고, 상기 제1 피드백 신호는 제1 주기(cycle)에 대응함 -; 상기 PWCC에 따라 복수의 PWM 신호를 생성하는 단계 - 제2 주기 동안 상기 양방향 회로는 상기 복수의 PWM 신호에 따라 상기 부하에 대해 충전 작동 또는 방전 작동을 수행함 -; 상기 제2 주기에 대응하는 상기 부하로부터 제2 피드백 신호를 수신하는 단계; 및 상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하고, 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예는 양방향 회로 및 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러를 포함하는 구동 회로를 개시한다. 상기 양방향 회로는 부하에 결합된다. 상기 PWM 컨트롤러는, 테이블이 저장되는 메모리를 포함하고, 다음 단계: 상기 부하로부터의 제1 피드백 신호와 입력 신호 사이의 차이에 따라 상기 테이블로부터 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 획득하는 단계 - 상기 PWCC는 의도된 전압 차이에 대응하고, 상기 제1 피드백 신호는 제1 주기에 대응함 -; 상기 PWCC에 따라 복수의 PWM 신호를 생성하는 단계 - 제2 주기 동안 상기 양방향 회로는 상기 복수의 PWM 신호에 따라 상기 부하에 대해 충전 작동 또는 방전 작동을 수행함 -; 상기 제2 주기에 대응하는 상기 부하로부터 제2 피드백 신호를 수신하는 단계; 및 상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하고, 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계를 수행하도록 구성된다.
본 발명의 이들 및 다른 목적은 다양한 도면 및 도면에 예시된 바람직한 실시예에 대한 다음의 상세한 설명을 읽은 후 당업자에게 의심할 여지없이 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 구동 회로의 개략도이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 용량성 부하를 갖는 양방향 회로의 예시적인 구현의 개략도이다.
도 3은 PWM 컨트롤러의 상세한 구현의 개략도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 프로세스의 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 PWCC를 기록하는 예시적인 LUT를 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 테이블 학습 프로세스의 흐름도이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따른 세부적인 테이블 학습 프로세스의 흐름도이다.
도 8은 테이블 학습 작동 이전과 이후에 양방향 회로에 의해 생성된 출력 전압 파형의 시뮬레이션 결과를 도시한다.
미국 특허 번호 제11,290,015호, 제11,133,784호 및 제11,336,182호는 용량성 부하, 특히 압전 스피커의 용량성 스피커 부하를 구동하기 위한 DC-DC 컨버터를 포함하는 에너지 재활용 증폭기를 개시하고 있다. DC-DC 컨버터는 일반적으로 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 신호로 제어된다. 미국 특허 번호 제11,271,480호는 PWM 신호와 연관된 펄스 폭 정보를 미리 계산하고, 정보를 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)로 주소 지정 가능한 테이블 메모리에 저장하는 방법을 개시한다.
제어 코드의 계산은 압전 스피커의 다양한 특징, DC-DC 컨버터의 오프셋, 배터리 전압 레벨의 변동(fluctuation), 관련 구동 회로의 제조 불일치(mismatch) 등 다양한 팩터(factor)에 의해 영향을 받을 수 있다. 예를 들어, DC-DC 컨버터에 사용되는 인덕터의 인덕턴스는 일반적으로 허용 오차(tolerance error)를 가지며, 이에 따라 DC-DC 컨버터의 충전/방전 동작(behavior)이 일정하지 않다. 압전 스피커의 유전율/커패시턴스는 인가되는 전압에 따라 달라진다. 추가적으로, 모든 압전 스피커의 공급 전압에 대한 유전율 곡선은 정확히 동일하지 않을 수 있거나, 및/또는 에너지 재활용 증폭기의 회로 엘리먼트와 구동 회로는 일반적으로 제조 불일치를 갖는다. 이러한 에러 및 불일치로 인해 제어 코드에 의해 생성된 전압 증가(increment) 및 감소(decrement)가 (방전)충전 작동에서 정확하지 않게 된다. 압전 스피커에서 수행되는 (방전)충전 작동의 부정확성은 출력 신호의 왜곡 및 에러를 증가/유발하여 음질을 저하시킬 수 있다.
본 발명은 (적어도) 펄스 폭 제어 코드를 적응적으로 조정할 수 있고 다양한 파라미터(들)를 갖는 디바이스를 수용할 수 있는 테이블 학습 방법을 제공한다. 테이블 학습에 대해 설명하기 전에, 먼저 테이블 학습 알고리즘이 구현된 구동 회로를 소개한다.
본 발명에서 "결합된(coupled)"이라는 용어는 직접 또는 간접 연결을 의미할 수 있다. "컴포넌트 A가 컴포넌트 B에 결합됨"은 컴포넌트 A가 컴포넌트 B에 직접 연결되거나(connected), 컴포넌트 A가 일부 컴포넌트 C를 통해 컴포넌트 B에 연결됨을 지시할(indicate) 수 있다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 구동 회로(10)의 개략도이다. 구동 회로(10)는 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러(110) 및 양방향 회로(120)를 포함한다. 양방향 회로(120)는 전압원(또는 배터리와 같은 전원이라고도 함)(11)과 용량성 부하(capacitive load, CL) 사이에 결합되고, 용량성 부하(CL)를 구동하도록 구성된다. 일 실시예에서, 용량성 부하(CL)는 구동 회로(10)에 의해 구동되어 소리를 발생시키는 압전 구동(piezoelectric-actuated) 스피커(이하, 압전 스피커로 약칭)를 포함할 수 있다. 양방향 회로(120)는 전압원(11)으로부터 소스 전압(VDD)을 수신하고, 용량성 부하(CL)에 전류를 공급하거나 배출(drain)할 수 있다. 전압(VTOG)은 양방향 회로(120)의 출력 단자에서의 전압을 나타낸다. 일 실시예에서, 구동 회로(10)는 에너지 재활용 증폭기일 수 있고, 양방향 회로(120)는 에너지 재활용이 가능한 DC-DC 컨버터일 수 있다. 에너지 재활용 능력을 가진 구동 회로로서 활용되는 DC-DC 컨버터의 세부사항은 미국 특허 번호 제11,271,480호 및 제11,336,182호에 교시되어 있으며, 여기에서는 간결함을 위해 설명되지 않는다.
일 실시예에서, 여기서 부하(CL)는 용량성 스피커 부하, 예를 들어, 압전 구동 스피커일 수 있다. 구동 회로(10)는 가청 대역(예: 16.5Hz ~ 22KHz 사이) 내의 원래 오디오 신호에 따라 생성된 입력 신호(IN)를 수신할 수 있다. 구동 회로는 입력 신호(IN)에 따라 용량성 스피커 부하를 구동하여, 용량성 스피커 부하의 출력이 입력 신호(IN)에 실질적으로 비례하도록 한다. 본 출원에서, 신호 b에 실질적으로 비례하는 신호 a는, 이 충족되는 것을 나타낼 수 있으며, 여기서 ||s(t)||2는 임의 신호 s(t)의 에너지를 나타낼 수 있고, a(t) 및 b(t)는 각각 신호 a 및 신호 b의 시변 함수(time-varying function)를 나타내고, c는 양수 또는 음수일 수 있는 상수를 나타내며, ε는 10-1, 10-2, 10-3 등과 같은 양의 작은 수를 나타낸다.
양방향 회로(120)는 인덕터(L1) 및 4개의 스위치(T1-T4)를 포함한다. 스위치(T1)는 인덕터(L1)의 제1 단자와 전압원(11) 사이에 결합된다. 스위치(T2)는 인덕터(L1)의 제1 단자와 접지 단자 사이에 결합된다. 스위치(T3)는 인덕터(L1)의 제2 단자와 용량성 부하(CL) 사이에 결합된다. 스위치(T4)는 인덕터(L1)의 제2 단자와 접지 단자 사이에 결합된다. 양방향 회로(120)는 PWM 컨트롤러(110)로부터 PWM 신호(SP1-SP4)를 수신함으로써 작동할 수 있으며, 여기서 스위치(T1-T4)는 PWM 신호(SP1-SP4)에 의해 각각 제어된다.
PWM 컨트롤러(110)는 양방향 회로(120)가 충전 페이즈(phase) 또는 방전 페이즈에서 작동하도록 제어할 수 있다. 충전 작동에서, 양방향 회로(120)는 용량성 부하(CL)를 충전하기 위해 충전 전류를 공급할 수 있다. 충전 페이즈는 InFlux 페이즈(즉, 자속 증가(magnetic flux-increasing) 페이즈)와 DeFlux 페이즈(즉, 자속 감소(magnetic flux-decreasing) 페이즈)를 포함한다. 충전 작동의 Influx 페이즈에서, 스위치(T1 및 T4)가 턴온되고 스위치(T2 및 T3)가 턴오프되며, 전압원(11)으로부터 인덕터(L1)을 통해 흐르는 InFlux 전류가 인덕터(L1)에 저장된(저장될) 자기 에너지로 자속을 형성할 수 있다. InFlux 페이즈에 뒤 이은 충전 작동의 DeFlux 페이즈에서, 스위치(T2 및 T3)가 턴온되고 스위치(T1 및 T4)가 턴오프되며, 인덕터(L1)에 저장된 자기 에너지가 전기 에너지로 변환되며, 이는 용량성 부하(CL)를 향해 흐르는 전류를 통해 용량성 부하(CL)로 출력된다.
방전 작동에서, 양방향 회로(120)는 용량성 부하(CL)로부터 방전 전류를 형성/배출할 수 있고, 방전 전류에 의해 운반되는 에너지는 전압원(11)으로 전달될 수 있고, 전압원(11)의 배터리 또는 커패시터에 의해/를 통해 재활용될 수 있다. 방전 페이즈는 또한 InFlux 페이즈 및 DeFlux 페이즈를 포함할 수 있다. 방전 작동의 InFlux 페이즈에서, 스위치(T2 및 T3)이 턴온되고 스위치(T1 및 T4)가 턴오프되며, 인덕터(L1)을 통해 용량성 부하(CL)로부터 흐르는 방전 전류는 인덕터(L1)에 저장된(저장될) 자기 에너지로 자속을 형성할 수 있다. InFlux 페이즈에 이은 방전 작동의 DeFlux 페이즈에서, 스위치(T1 및 T4)가 턴온되고 스위치(T2 및 T3)가 턴오프되며, 인덕터(L1)에 저장된 자기 에너지가 전기 에너지로 변환되며, 이는 전압원(11)을 향해 흐르는 전류를 통해 전압원(11)으로 출력되고 재활용된다.
위 단락의 InFlux 전류 경로와 DeFlux 전류 경로는 설명을 위한 것이다. 당업자는 실제 상황에 기반하여 수정 또는 변경을 할 수 있다. 예를 들어, 방전 작동의 InFlux 페이즈에서, 스위치(T1 및 T3)가 동시에 턴온되고 스위치(T2 및 T4)는 턴오프될 수 있으며, InFlux 전류는 부하(CL)로부터 전압원으로 직접 흐를 수 있으며, 이는 특히 부하 전압(VTOG)이 소스 전압(VDD)보다 훨씬 높을 때 적용될 수 있다. 이 경우, 인덕터(L1)를 통해 흐르는 InFlux 전류 및 인덕터(L1)에서 소비되는 대응하는 전력이 줄어든다(reduced).
PWM 컨트롤러(110)는 PWM 신호(SP1-SP4)의 펄스 폭을 결정하기 위해 용량성 부하(CL)로부터 피드백 신호(FB)를 수신하고 입력 신호(IN)를 수신할 수 있다. 고충실도 증폭기와 같은 음향 애플리케이션에서, 용량성 부하(CL)가 압전 스피커를 포함하며, PWM 컨트롤러(110)는 PWM 신호(SP1-SP4)를 스위치(T1-T4)에 대한 게이트 제어 신호로서 출력하여, 피드백 신호(FB)와 입력 신호(IN) 사이의 차이를 최소화하기 위해 양방향 회로(120)의 충전/방전 동작을 제어할 수 있다. 따라서, 피드백 신호(FB)와 입력 신호(IN)의 차이에 기반하여, PWM 컨트롤러(110)는 용량성 부하(CL)을 충전 또는 방전할지를 판정하고, 또한 양방향 회로(120)의 각각의 작동 주기(cycle)에서 양방향 회로(120)에 의해 제공되는 충전/방전 동안 전달될 전하량을 결정하여, 피드백 신호(FB)와 입력 신호(IN) 사이의 차이를 연속적으로 최소화할 수 있다. 작동 주기의 기간(period) 내에서, 양방향 회로(120)에 의해 충전 또는 방전 작동이 적어도 한번은 이루어진다. 양방향 회로(120)의 상세한 구현 및 작동은 미국 특허 번호 제11,336,182호에 개시되어 있으므로, 여기서는 간결성을 위해 생략한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 용량성 부하(CL)를 갖는 양방향 회로(120)의 예시적인 구현의 개략도이다. 이 실시예에서, 압전 스피커는 용량성 부하(CL)가 커패시터(CPZT)로 표현되는 박막 액추에이터(예를 들어, PZT로 약칭되는 티탄산 지르콘산 납(lead zirconate titanate))에 의해 작동된다. 양방향 회로(120)는 단일 종단 출력을 갖는 반면, 압전 스피커(PZT)는 제1 단자(예: 상부 전극) 및 제2 단자(예: 하부 전극)를 갖는다. 도 2에 도시된 실시예에서, 양방향 회로(120)는 단일 종단-차동 변환기(single-ended to differential converter)(200) 및 바이어스 전압 생성기(202)를 통해 압전 스피커의 PZT 액츄에이터에 결합된다.
단일 종단-차동 변환기(200)는 양방향 회로(120)에 의해 출력된 전압(VTOG)에 기반하여 차동 전압(VoP 및 VoN)을 출력하도록 구성된다. DC-DC 컨버터의 특성 하에, 양방향 회로(120)에 의해 출력되는 전압(VTOG)은 단극성(unipolar)이며, (소스 전압(VDD)이 양(positive)이면) 양인 것으로 간주될 수 있다. 달리 말하면, 전압(VTOG)은 충전 페이즈에서 상승하고 방전 페이즈에서 하강할 수 있다.
단일 종단-차동 변환기(200)는 PZT로 표기된 압전 스피커를 구동하기 위해 전압 스윙(swing) 범위를 확장하는 스위칭/토글(toggling) 메커니즘을 제공한다. 구체적으로, 단일 종단-차동 변환기(200)는 2개의 스위치(SW1 및 SW2)를 포함한다. 스위치(SW1)는 압전 스피커(PZT)의 제1 단자를 양방향 회로(120)의 출력 단자 또는 노드(ND)에 선택적으로 결합하도록 구성된다. 스위치(SW2)는 압전 스피커(PZT)의 제2 단자를 양방향 회로(120)의 출력 단자 또는 노드(ND)에 선택적으로 결합하도록 구성된다.
제1 기간(TT1)에서, 스위치(SW1)는 노드(P1)에 연결되고 스위치(SW2)는 노드(P2)에 연결되며; 따라서, 압전 스피커(PZT)의 단자(VTOP)는 양방향 회로(120)의 출력 단자에 결합되고 압전 스피커(PZT)의 단자(VBOT)는 노드(ND)에 결합된다. 이러한 상황에서, 차동 전압(VoP - VoN)은 양방향 회로(120)에 의해 출력되는 전압(VTOG)과 동일하다. 제2 기간(TT2)에서, 스위치(SW1)는 노드(N1)에 연결되고 스위치(SW2)는 노드(N2)에 연결되며; 따라서, 압전 스피커(PZT)의 단자(VTOP)는 노드(ND)에 결합되고 압전 스피커(PZT)의 단자(VBOT)는 양방향 회로(120)의 출력 단자에 결합된다. 이러한 상황에서, 차동 전압(VTOP - VBOT = VoP - VoN)은 양방향 회로(120)에 의해 출력되는 -VTOG와 같다.
달리 말하면, 스위치(SW1 및 SW2)는 제1 제어 신호에 의해 제어되어, 스위치(SW1) 및 스위치(SW2)는 각각 노드(P1) 및 노드(P2)로 동시에 스위칭되거나 및/또는 스위치(SW1) 및 스위치(SW2)는 동시에 노드(N1) 및 노드(N2)로 각각 스위칭된다.
현재 사용 가능한 대부분의 박막 PZT 재료는 단극 작동만 지원한다. 압전 스피커용 액추에이터로서 이러한 단극성 박막 PZT를 이용하기 위해, 바이어스 전압 생성기(202)는 선택적으로 단일 종단-차동 변환기(200)와 압전 스피커 사이에 결합되어, VBIAS
Figure pat00002
max(VoN - VoP)인 바이어스 전압(VBIAS)을 제공할 수 있으며, 이에 따라 VTOP =VoP+VBIAS ≥VoN=VBOT를 보장하고 단극 요건(unipolar requirement)을 충족한다.
일 실시예에서, 압전 스피커는 PZT 액츄에이터가 압전 스피커(PZT)에 걸친 구동 전압(VPZT)에 의해 구동될 때 이동하는 멤브레인을 포함하고; 즉, 구동 전압(VPZT)은 압전 스피커(PZT)의 제1 단자(상단 전극)의 전압(VTOP)과 압전 스피커의 PZT 액츄에이터의 제2 단자(하단 전극)의 전압(VBOT)의 차이를 의미한다. 이는 구동 전압(VPZT)이 멤브레인을 변형시켜 변위를 생성하고 이러한 변위는 공기(air)를 이동/압축하여 소리를 생성한다. 압전 스피커의 멤브레인 위치는 인가된 VPZT에 의해 제어된다. 멤브레인이 수평으로 배치될 때, 구동 전압(VPZT)이 증가할 때 멤브레인은 점진적으로 위쪽으로 구부러지고(bend) 구동 전압(VPZT)이 감소할 때 멤브레인은 점진적으로 아래쪽으로 구부러진다. 달리 말하면, 구동 전압(VPTZ)에 의해 멤브레인의 수직 변위가 제어될 수 있고, 구동 전압(VPZT)을 변경하는 것에 의해 멤브레인이 중간 위치에 있도록 제어될 수 있다.
예시적인 실시예에서, 양방향 회로(120)에 의해 출력되는 전압(VTOG)은 0V와 +15V 사이에서 스윙할 수 있으므로, 차동 전압(VoP-VoN)은 +15V와 -15V 사이(즉, 도 2에 설명되고 도시된 바와 같이, 제1 기간(TT1)에서 0V와 15V 사이 및 제2 기간(TT2)에서 0V 및 -15V의 사이)에서 스윙할 수 있다. 이러한 상황에서, 바이어스 전압(VBIAS)은 15V와 같도록 설계될 수 있으며, 그 결과 압전 스피커(PZT)의 구동 전압(VPZT)이 0V와 30V 사이에서 스윙할 수 있으며, 이는 압전 스피커(PZT)가 단극성인 구동 전압(VPZT)을 수신할 수 있음을 보장한다. 구동 전압(VPZT)과 단일-종단 차동 변환기(200)에 의해 출력되는 전압(VoP 및 VoN) 사이의 관계는 다음과 같이 표현될 수 있다:
.
도 2에 도시된 바와 같이, 단일 종단-차동 변환기(200)는 전압 시프트 회로(204)를 더 포함할 수 있다. 전압 시프트 회로(204)는 접지 단자 또는 시프트 전압(VMV)을 제공하는 전압원에 선택적으로 결합된 스위치(SW3)를 포함한다. 일반적인 작동에서 스위치(SW3)는 접지 단자에 결합될 수 있다. 그러나, 전압(VTOG)이 접지 전압에 가까울 때, 방전 전류가 인덕터(L1)로/인덕터(L1)를 통해 쉽게 흐르지 않으며, 이에 따라 양방향 회로(120)의 효율/효과가 감소할 수 있다. 이 문제를 해결하기 위해, 전압(VTOG)이 접지 전압에 가까울 때, 스위치(SW3)는 시프트 전압(VMV)을 수신하도록 스위칭되고, 이는 전압(VTOG)을 더 높은 레벨로/더 높은 레벨을 향해 결합한다. 이것은 인덕터(L1)의 자속 증가 능력을 증가시켜 InFlux 작동을 용이하게 하여, 방전이 보다 효율적/효과적으로 수행되도록 한다. 일 실시예에서, 시프트 전압(VMV)은 양방향 회로(120)에 공급되는 소스 전압인 VDD와 같을 수 있으며, 또는 VMV=VDD이다. 그러나, 시프트 전압(VMV)은 VDD에 한정되지 않고 다른 적절한 값을 가질 수 있다.
달리 말하면, 전압 시프트 회로(204) 또는 스위치(SW3)는 제2 제어 신호에 의해 제어될 수 있으며, 제2 제어 신호는 입력 신호(IN) 또는 피드백 신호(FB)에 따라 생성된다. 전압 시프트 회로(204) 또는 스위치(SW3)는 입력 신호(IN) 또는 피드백 신호(FB)의 크기(magnitude)가 특정 임계값보다 작을 때, 시프트 전압(VMV)을 노드(ND)에 선택적으로 인가할 수 있다.
도 2와 함께 도 1을 참조하면, PWM 컨트롤러(110)는 압전 스피커(PZT)와 같은 용량성 부하(CL)로부터 피드백 신호(FB)를 수신한다. 피드백 신호(FB)는 압전 스피커(PZT)에 인가되는 구동 전압(VPZT)을 적절하게 반영/나타내야 하므로, PWM 컨트롤러(110)가 피드백 신호(FB)와 입력 신호(IN)의 관계에 기반하여 압전 스피커(PZT)에 충전 또는 방전을 수행할지를 판정할 수 있다. 일 실시예에서, 피드백 신호(FB)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
.
달리 말하면, PWM 컨트롤러(110)는 도 2에 도시된 ADC에 의해 입증된 바와 같이, 아날로그-디지털 변환기를 통해 차동 전압(VoP-VoN)을 디지털 형태로 변환한 후 피드백 신호(FB)를 수신할 수 있다.
전술한 바와 같이, PWM 컨트롤러(110)는 양방향 회로(120)를 제어하기 위해 PWM 신호(SP1-SP4)를 출력할 수 있으며, 여기서 PWM 신호(SP1-SP4)의 펄스 폭은 입력 신호(IN) 및 피드백 신호(FB)에 기반하여 결정된다. 일 실시예에서, PWM 컨트롤러(110)는 PWM 신호(SP1-SP4)를 생성하기 위해 사용되는 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 검색 및/또는 업데이트할 수 있다. PWCC는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB) 사이의 관계에 따라 사전 계산/재계산 또는 조정될 수 있으며, 이러한 업데이트된 PWCC는 향후 참조를 위해 메모리의 PWCC 룩업 테이블에 저장될 수 있다.
구체적으로, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB) 사이의 관계에 기반하여, CPZT에 충전되거나 이로부터 방전될 전하량과 이러한 충전/방전 작동을 수행하기 위해 PWM 펄스 폭 즉, PWCC를 제어하기 위해 양방향 회로(120)가 필요로 하는 대응하는 제어 코드가 조정되거나 재계산될 수 있으며, PWCC 룩업 테이블의 대응하는 엔트리는 그에 따라 업데이트될 수 있다. 후속 작동 주기 동안, PWM 컨트롤러(110)는 수신된 입력 신호(IN) 및 피드백 신호(FB)에 따라 PWCC 룩업 테이블로부터 이와 같이 조정되거나 재계산된 임의의 PWCC를 페치하고(fetch), 이 검색된 PWCC를 사용하여 PWM 신호(SP1-SP4)의 펄스 폭을 제어할 수 있다.
도 3은 PWM 컨트롤러(110)의 일 실시예의 개략도이다. PWM 컨트롤러(110)는 제어 회로(302), 메모리(304), 디지털-아날로그 변환기(digital-to-analog converter, DAC)(306), 톱니파 신호(sawtooth signal) 생성기(또는 파형 생성기)(308) 및 비교기(310)를 포함한다. 이 실시예에서, PWCC가 메모리(304)에 하나 이상의 룩업 테이블(look-up table, LUT)로서 저장된다. 예를 들어, 메모리(304)는 충전 테이블/LUT(304_1) 및 방전 테이블/LUT(304_2)을 포함할 수 있다. 충전 LUT(304_1)는 충전 작동을 위한 PWM 신호(SP1-SP4)를 생성하는 데 사용되는 PWCC를 저장하도록 구성된다. 방전 LUT(304_2)는 방전 작동을 위한 PWM 신호(SP1-SP4)를 생성하는 데 사용되는 PWCC를 저장하도록 구성된다.
제어 회로(302)는 양방향 회로(120)가 입력 신호(IN) 및 피드백 신호(FB)에 따라 충전 작동 또는 방전 작동에서 작동해야 하는지를 판정한다. 예를 들어 △ = IN-FB라고 하면, △ > △min일 때 VPZT를 증가시키기 위해 충전 작동이 시작되고, △ < -△min일 때 VPZT를 줄이기 위해 방전 작동이 시작되며, 여기서 △min은 임계값, 일반적으로 작은 양의 값이며, 성능 요건에 따라 시스템 설계자에 의해 결정된다. 이에 의해, 제어 회로(302)는 LUT(304_1) 또는 LUT(304_2)로부터 PWCC를 검색할지를 판정하기 위해 IN, FB를 사용할 수 있다. 또한, 타깃 값에 대한 충전/방전 작동의 주기의 끝에서 결과 VPZT를 조사하는(examine) 것에 의해, 예를 들어 |△| > △min인지를 검사하는(check) 것에 의해, 제어 회로(302)는 본 발명에서 기술될 테이블 학습 프로세스에 의해 LUT에 저장된 PWCC를 업데이트하기 위한 추가 단계를 실행할 수 있다.
도 1의 PWM 컨트롤러(110)는 도 3의 메모리(304)에 저장된 적절한 LUT로부터 PWCC를 검색함으로써 PWM 신호(SP1-SP4)의 생성을 제어하며, 도 3은 PWCC에 대응하는 PWM 신호가 컨트롤러(320)에 의해 생성되는 방법의 세부 사항을 도시한다. 메모리(304)에 저장된 PWCC는 디지털 코드의 형태이다. 각 펄스의 펄스 폭(시간적으로) 외에도, PWCC의 이 디지털 코드는 생성할 PWM 펄스 수 등과 같은 데이터를 포함할 수 있다. 일반적으로, PWCC는 PWM 펄스의 생성 및 사용에 관한 임의의 정보를 의미할 수 있으며 본 발명에 개시된 실시예에 의해 제한되지 않는다. 이러한 PWCC는 SP1-SP4의 펄스 폭을 제어하기 위해 상이한 출력(아날로그) 전압 레벨(VA)을 생성하기 위해 DAC(306)에 대한 상이한 입력(디지털) 값을 생성하는 데 사용된다. 전압 레벨(VA)을 톱니파 신호 생성기(308)에 의해 생성된 톱니파 신호(Ssaw)(또는 편평한 팁(tip)을 갖는 톱니파 모양 신호(sawtooth-like signal))와 비교함으로써, 비교기(310)는 펄스 폭(시간적으로)이 VA의 전압 레벨에 의해 결정되는 펄스를 생성할 것이다. 즉, SP1-SP4와 같은 생성된 PWM 신호의 펄스 폭은 대응하는 PWCC로부터 파생된 입력 값에 따라 생성된 DAC(306)의 출력 전압 레벨(VA)에 의해 결정된다.
일 실시예에서, DAC(306) 변환은 디지털 입력 값과 아날로그 출력 전압 레벨(VA) 사이에 단조로운 관계(monotonic relationship)를 가질 수 있으며, 이는 PWM 신호의 펄스 폭(시간적으로)과 PWCC 디지털 코드 내부에 포함된 디지털 펄스 폭 정보의 관계가 단조로움을 의미한다. 일 실시예에서, 더 긴/더 넓은(시간적으로) 펄스 폭을 갖는 펄스를 생성하기 위해 더 큰 PWCC 디지털 코드가 사용되고, 더 짧은(시간적으로) 펄스 폭을 갖는 펄스를 생성하기 위해 더 작고/더 좁은 PWCC 디지털 코드가 사용되며; 즉, PWCC가 클수록 펄스 폭이 더 길고/더 넓다. 이 실시예에서, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB)의 차이가 클수록(즉, |△|가 클수록) 충전/방전 작동 동안 CPZT에서 추가되거나 제거되어야 하는 전하량이 더 많고, PWM 신호의 펄스 폭은 더 길고/더 넓어야 하고, PWCC는 더 커야 한다. 반대로, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB) 사이의 차이가 작을수록(즉, |△|가 더 작을 수록) 충전/방전 작동 동안 CPZT에서 추가되거나 제거되어야 하는 전하량이 더 적으며, PWM 신호의 펄스 폭이 더 짧고/더 좁아야 하고, PWCC는 더 작아야 한다.
다른 실시예에서, PWCC의 값은 생성된 PWM 펄스의 길이/폭에 반비례할 수 있고; 즉, 더 큰 PWCC는 더 짧고/더 좁은 펄스를 생성하는 데 사용되고, 더 작은 PWCC는 더 길고/더 넓은 펄스를 생성하는 데 사용된다. 이러한 상황에서, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB) 사이의 차이가 클수록 PWCC는 작아지며, 반대로, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB) 사이의 차이가 작을수록 PWCC는 커진다. 이 작동은 또한 펄스 폭과 PWCC 값의 관계가 단조롭기만 하면 가능하다.
DAC(306) 및 관련 PWM 컨트롤러(110)의 상세한 구현 및 작동은 미국 출원 번호 제17/380,027호에 개시되어 있고, 따라서 간결함을 위해 여기에서 생략된다.
PWCC의 계산은 복잡할 수 있고, 따라서 PWM 컨트롤러(110)에 의해 실시간으로 수행되는 데 비용이 많이 들 수 있다는 점에 유의한다. 예를 들어, VPZT의 변화를 생성하기 위해, 도 2에서 등가 커패시턴스(CPZT) 및 그 단자(VTOP 및 VBOT)로 도시된 압전 액추에이터의 두 단자를 통해 적절한 양의 전하를 추가하거나 제거해야 한다. 그러나, 인가 전압(VPZT)이 변할 때 커패시턴스(CPZT) 값이 변한다. 따라서, 도 2에 도시된 인가 전압(VPZT)의 연속적인 스윙을 통해, 커패시턴스(CPZT)도 연속적으로 변화하므로, 1mV 증가/감소와 같은 VPZT의 고정 단위 변화를 생성하기 위해 CPZT에서 추가/제거되는 전하량이 VPZT 자체의 전압 레벨에 따라 달라진다. 또 다른 예는 도 1 및 도 2에서 VDD로 도시된 배터리 전압이며, VDD는 충전 작동 동안 InFlux PWM 펄스 폭에 영향을 미치며, 방전 작동 동안 DeFlux PWM 펄스 폭에 영향을 미친다. VDD가 배터리로부터 공급되면, 작동을 따라 점차적으로 떨어지게 되며, 이러한 변화하는 VDD로 인해 위에서 언급한 두 가지 PWM 유형의 펄스 폭도 작동을 따라 드리프트하게(drift) 된다.
위에서 언급한 두 가지 상황에서, LUT를 사용하여 현재 충전/방전 작동 주기로부터 획득된 결과에 의해 PWCC 내에 포함된 정보를 적응적으로 업데이트하는 것이 바람직하며, 양방향 회로(120)의 미래 작동 주기는 증폭기(10)의 동적으로 변화하는 작동 조건의 최신 상태에 기반할 수 있다. LUT에 저장된 PWCC의 이러한 적응적 업데이트는 배터리 공급 전압 변경과 같은 변동을 해결할 뿐만 아니라, 부품 간 허용 오차(part-to-part tolerance)와 같은 이유로 인해 부정확하게 계산된 공장 기본 PWCC도 해결하며, 즉, 인덕터가 ±10%의 허용 오차를 가지는 것이 일반적이며, 작동 온도 또는 습도 등으로 인해 파라미터가 드리프트한다.
위의 목적을 달성하기 위해: 즉 LUT에서 PWCC를 적응적으로 업데이트함으로써 VPZT의 정확도를 개선하거나 |△|를 최소화하기 위해, 본 발명은 테이블 학습 방법을 제공하며, 여기서 PWM 컨트롤러(110)가 피드백 신호(FB)를 모니터링하여, 용량성 부하(CL)(예: 압전 스피커(PZT)의 CPZT)에 인가된 전압이 의도된 값에 도달했는지를 판정하고, 이에 따라 PWCC를 조정/업데이트하고 업데이트된 PWCC 값을 메모리(304)에 저장할지를 판정한다.
도4는 본 발명의 실시예에 따른 프로세스(40)의 흐름도이다. 프로세스(40)는 용량성 부하를 구동하기 위해 양방향 회로를 제어하기 위한 PWM 컨트롤러에서 구현될 수 있으며, PWM 컨트롤러가 양방향 회로를 제어하여 용량성 부하에 대한 충전 또는 방전 작동을 수행하는 것을 목표로 하면, 용량성 부하(CPZT)의 두 단자에 걸친 전압이 (피드백 신호(FB)로 표시될 수 있는) 입력 신호(IN)에 접근한다. 도 4에 도시된 바와 같이, 프로세스(40)는 다음 단계를 포함한다:
단계(402): 부하로부터 제1 피드백 신호(FB1)를 수신하고 입력 신호(IN)를 수신한다.
단계(404): 제1 피드백 신호(FB1) 및 입력 신호(IN)에 따라 PWCC를 획득한다.
단계(406): PWCC에 따라 복수의 PWM 신호(SP1-SP4)를 생성한다.
단계(408): 복수의 PWM 신호(SP1-SP4)를 양방향 회로(120)로 출력한다.
단계(410): 복수의 PWM 신호(SP1-SP4)가 출력된 후 부하로부터 제2 피드백 신호(FB2)를 수신한다.
단계(412): 제1 피드백 신호(FB1) 및 제2 피드백 신호(FB2)에 따라 PWCC를 조정할지를 판정한다.
단계(402)에서, PWM 컨트롤러(110)는 이전 작동 주기(제1 주기라고도 함)의 끝에서 용량성 부하에 대한 부하 전압을 반영하는 피드백 신호(FB1)를 수신하고, 현재 작동 주기에 대응하는 입력 신호(IN)를 수신한다.
이전 작동 주기에 대응하는 피드백 신호(FB1)와 현재 작동 주기에 대응하는 입력 신호(IN)에 따르면, PWM 컨트롤러(110)는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1) 사이의 차이에 따라 현재 작동 주기(제2 주기라고도 함) 동안 충전 또는 방전 작동을 수행할지를 결정할 수 있으며, 추가로, 충전 테이블(304_1) 또는 방전 테이블(304_2) 중 어느 하나로부터 메모리 읽기 작동을 수행기로 결정한다.
충전 또는 방전 작동을 결정하는 PWM 컨트롤러(110)의 세부 사항은 제한되지 않는다. 일 실시예에서, PWM 컨트롤러는 입력 신호(IN)가 피드백 신호(FB1)보다 클 때(예를 들어, IN-FB1>ε1, ε1>0), 충전 작동을 수행하도록 양방향 회로(120)를 결정할 수 있고, 입력 신호(IN)가 피드백 신호(FB1)보다 작을 때(예: IN-FB1<-ε2, ε2>0), 방전 작동을 수행하도록 양방향 회로(120)를 결정할 수 있다. ε1과 ε2는 동일할 수도 있고 상이할 수도 있다. 충전 작동 및 방전 작동을 수행하기로 결정하는 것 이외에, 일 실시예에서 -ε2 < IN-FB1 < ε1일 때, PWM 컨트롤러는 현재 작동 주기 동안 충전 및 방전 작동을 수행하지 않는 것으로 결정할 수 있으며, 즉, 주기의 모드는 -ε2 < IN-FB1 < ε1일 때 "유휴" 상태가 될 수 있다.
다음으로, PWM 컨트롤러(110)는 단계(404)에서, 피드백 신호(FB1) 및 입력 신호(IN)에 따라 PWCC를 획득할 수 있다. PWM 컨트롤러는 수행할 작동에 기반하여 메모리(304)에 저장된 충전 테이블(304_1)로부터 또는 방전 테이블(304_2)로부터 PWCC를 페치한다.
충전 테이블(304_1) 또는 방전 테이블(304_2)인 본 발명의 LUT는 2차원(two-dimensional, 2D) 어레이의 형태이거나 이를 포함할 수 있다. 도 5는 본 발명의 실시예에 따른 예시적인 LUT의 일부를 도시한 것이다. 간결함을 위해, LUT의 처음 7개의 열과 행(29-36)만이 도 5에 도시되어 있다.
특정 열에 저장된 PWCC는 양방향 회로(120)를 제어하는 PWM 신호를 생성하여 서로 다른 작동점(operating point) 하에서 용량성 부하(CL)에 대한 특정 의도된 전압 변화를 생성하기 위한 것이다. 도 5에 도시된 LUT가 충전 테이블을 나타내며, n번째 열에 저장된 PWCC는 충전 작동을 수행하고 용량성 부하에서 n×△VU의 증가를 달성하기 위해 PWM 신호를 생성하도록 구성되며, 여기서 △VU는 0.73mV와 같은 전압 변화의 단위일 수 있는 것으로 가정한다. 즉, 첫 번째 열(1st column)의 PWCC는 충전 작동을 수행하고 부하(CL)에서 1×△VU의 증가를 달성하기 위해 PWM 신호를 생성하기 위한 것인 반면, 두 번째 열(2nd column)의 PWCC는 부하(CL)에서 2×△VU의 증가 등의 PWM 신호를 생성하기 위한 것이다. 이와 유사하게, 도 5에 도시된 LUT가 방전 테이블을 나타내며, n번째 열에 저장된 PWCC는 방전 작동을 수행하고 부하(CL)에서 n×△VU의 감소를 달성하기 위해 PWM 신호를 생성하도록 구성되는 것으로 가정한다. △VU의 결정은 나중에 자세히 설명할 것이다.
동일한 열에 저장된 PWCC는 서로 다른 작동점을 처리하기 위한 서로 다른 PWM 펄스 폭의 모음(collection)으로 볼 수 있다. 작동점은 (전기 에너지를 인덕터(L1)의 자기 에너지로 전환(transfer)하기 위해) InFlux 작동 및 (인덕터(L1)의 자기 에너지를 다시 전기 에너지로 전환하기 위해) DeFlux 작동 동안 L1에 인가된 전압과 같은 팩터; 특정 VPZT 전압 레벨에서의 CPZT 값; 현재 주기 작동 동안 VDD, VTOG, VMV의 전압 레벨 등에 의해 정의될 수 있다. 양방향 회로(120)의 작동을 제어하여 부하(CL)에 걸쳐 동일한 의도된 전압 변화를 일관되게 생성하기 위해, PWM 신호(S1~S4)에 대한 펄스 폭이 각 작동점에 대해 최적화될 필요가 있는 것은 이러한 팩터/변동으로 인한 것이다.
요컨대, LUT는 도 5에 도시된 바와 같이 2D 어레이 형태일 수 있다. LUT의 한 차원(예: LUT의 열)은 서로 다른 작동점 하에서 부하(CL)에 걸쳐 일관된 전압 변화를 달성하기 위해 서로 다른 작동점의 다양한 팩터에 응답하여 변하는 PWCC를 포함하고, LUT의 다른 차원(예: LUT의 하나의 특정 행)은 하나의 특정 작동점 하에서 부하(CL)에 걸쳐 서로 다른 크기의 전압 변화를 생성하기 위한 PWCC를 포함하며, 여기서, 전압 변화의 크기는 n×△VU와 같은 단위 크기의 정수배일 수 있다.
커패시턴스(CPZT)는 인가 전압(VPZT)에 따라 달라지므로 - 인가 전압(VPZT)은 피드백 신호로 표시되거나 입력 신호로 근사될 수 있음 -, LUT의 한 열(청구항에 인용된 2D 어레이의 제1 차원에 따른 제1 서브어레이로 읽음)에 저장된 PWCC는 상이한 레벨의 부하 전압(VPZT)에 대응하거나 상이한 레벨의 입력 신호(IN)에 대응한다. 이와 유사하게, LUT의 한 행(청구항에 인용된 2D 어레이의 제2 차원을 따라 제2 서브어레이로 읽음)에 저장된 PWCC는 특정 레벨의 입력 신호(IN) 또는 특정 레벨의 부하 전압 또는 피드백 신호(FB)에 대응한다.
이 실시예/관련에서, LUT의 각 엔트리는 인덱스(n1 및 n2)를 갖는 2D 주소(n1, n2)를 참조함으로써 페치될 수 있다. 인덱스(n1)는 입력 신호(IN)(또는 피드백 신호(FB/FB1))의 현재 레벨을 지시할 수 있다. 인덱스(n2)는 현재/도래하는 작동 주기에서 도달할 것으로 예상되는 전압 변화를 지시할 수 있으며, 이 전압 변화는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB)의 차이 값에 대응한다.
예상/의도된 전압 변화/차이는 정수 크기의 △V로 양자화될 수 있으며, 이는 △V가 충전 또는 방전 작동을 위한 스텝 사이즈(step size)로 간주될 수 있음을 의미한다(여기서 △V 및 △VU는 본 출원에서 상호교환적으로 사용됨). 즉, 일 실시예에서 충전 또는 방전 작동에 의해 야기되는 용량성 부하에 대한 의도된 전압 차이는 정수 크기의 스텝 사이즈 △V이다. △V의 값은 임의의 적절한 방식으로 결정될 수 있다. 일 실시예에서, 부하 전압(VPZT)을 N-비트 디지털 신호로 표현하는 시나리오 하에서, △V는 다음과 같이 계산될 수 있다:
또는 (수식 1).
여기서 Vpp는 용량성 부하의 피크-투-피크 전압 또는 부하 전압의 전압 범위를 나타낸다. 예시적인 실시예에서, 피크-투-피크 전압(Vpp)이 30V와 같고 VPZT는 8비트 시스템으로 표현될 수 있을 때, 델타 전압 △V는 다음과 같을 수 있다:
.
일 실시예에서, 인덱스(n2)는 먼저 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1) 사이의 차이를 계산한 후, 이전에 계산된 차이에 따라 유익한 정수(informative integer)를 인덱스(n2)로 획득/추출하는 것에 의해 획득될 수 있다.
일 실시예에서, 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB1)의 차이(값)는 수학적으로 다음:
(수식 2).
과 같이 표현될 수 있으며, 여기서 Diffk는 작동 주기 k에 대응하는 차이 값을 나타내고, abs()는 절대값 또는 그 크기를 출력하는 절대값 취득 연산(absolute-value-taking operation)을 나타내며, 인덱스 k와 k-1은 각각 현재 작동 주기와 이전 작동 주기를 지칭하는 시간 주기 인덱스이다. 여기서, FB k -1는 앞서 언급한 이전 작동 주기에 대응하는 FB1을 의미한다. 수식 2에서, 절대값 연산의 존재는 용량성 부하(CL/CPZT)(부하 전압(VPZT)의 극성에 관계없이)에 얼마나 많은 전하가 저장되었는지를 적절하게 평가하므로, 충전 또는 방전 작동을 수행할지의 판정이 적절하게 이루어질 수 있다. 수식 1에서의 절대값 연산은 IN k 와 FB k -1의 극성에 의해 초래되는 효과를 제거하기 위한 것으로, 여기서 IN k 와 FB k -1의 극성 효과는 도 2에 도시된 단일 종단-차동 변환기(200)에서 토글 스위치(SW1 및 SW2)를 통해 다시 추가된다. 일 실시예에서, 입력 신호(IN/IN k ) 및 피드백 신호(FB1/FBk-1)는 모두 디지털이고, 따라서 차이 Diff/Diff k 도 디지털이다.
차이 값 Diff k 이 계산된 후, 일 실시예에서 인덱스(n2)가 추가로 계산될 수 있으며, 이는 수학적으로 다음과 같이 표현될 수 있다:
(수식 3a).
수식 3a에서, B_diff는 차이 값 Diff이 B_diff 비트 디지털 신호라고 가정할 때, 차이 값 Diff/Diffk의 비트 카운트를 나타낸다. 또한, △V 또는 STP2로 표기되는 LUT의 2차원 중 스텝 사이즈는 △V = Vpp/2B2 = STP2 로 표현될 수 있으며, 여기서 B2는 LUT에 의해 제공되는 충전/방전 분해능(resolution)과 관련된다. 달리 말하면, 인덱스(n2)는 차이값 Diff/Diff k 의 크기(또는 절대값)의 최상위 B2 비트를 취하는 것에 의해 획득된다. 예시적인 실시예에서, 차이 값 Diff/Diffk는 24비트 신호(B_diff = 24)이고, LUT는 △V = STP2 = Vpp/212로서 △V를 채택하는 것에 의해 2비트 분해능(B2 = 12)을 달성할 수 있으며, 따라서 인덱스(n2)는 abs(Diff)의 최상위 12비트(12 = B_diff - B2)를 취하는 것에 의해 계산될 수 있다. 여기서, 표기법 △V 및 STP2는 혼용 가능하며, 표기법 N 및 B2도 혼용 가능하다.
다른 실시예에서, 인덱스(n2)의 다른 표현은 다음:
(수식 3b)
과 같이 표현될 수 있으며, 여기서 round 함수는 숫자를 가장 가까운 정수로 반올림한다.
예시적으로, 도 5는 인덱스(n1 및 n2)의 여러 값에 대응하는 PWCC를 기록하는 LUT의 일부를 보여주며, 여기서 인덱스(n1)는 행 인덱스이고 인덱스(n2)는 열 인덱스이다. PWM 컨트롤러(110)는 입력 신호(IN)와 피드백 신호(FB)의 차이 값에 따라, 이 작동 주기에서 달성될 델타 전압 △V의 수, 예를 들어, 1×△V, 2×△V, … 7×△V를 결정하여, 인덱스(n2)를 결정하고 선택된 열로부터 PWCC를 페치할 수 있다.
참고로, 차이 Diff/Diff k 에 따라 유익한 정수를 인덱스(n2)로 획득/추출하는 세부 작동(들)은 제한되지 않음을 유의한다. n2와 Diff k 사이의 관계가 수식 3a 및 수식 도 3b에 의해 표현될 수 있는 한, 본 발명의 요건이 충족되며, 이는 본 발명의 범위 내에 있다.
한편, 인덱스(n1)는 입력 신호(IN) 또는 피드백 신호(FB)의 현재 레벨을 지시할 수 있고; 따라서, 수신된 입력 신호(IN) 또는 피드백 신호(FB)에 따라, PWM 컨트롤러(110)는 인덱스(n1)를 결정하고 선택된 행으로부터 PWCC를 페치할 수 있다. 위에서 언급된 바와 같이, 피드백 신호(FB)는 압전 스피커(PZT)의 전압(VPZT)과 등가인 단일 종단-차동 변환기(200)의 차동 전압(VoP-VoN)으로부터 생성될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 인덱스(n1)를 결정하기 위해 입력 신호(IN)가 인가되며, 여기서 에너지 재활용 시스템의 안정성이 개선될 수 있다. 피드백 신호(FB)는 최종적으로 입력 신호(IN)에 접근할 수 있으며; 따라서 인덱스(n1)를 결정하기 위해 입력 신호(IN)을 적용하는 것도 동일한 결과를 획득할 수 있다.
일 실시예에서, 인덱스(n1)는 다음:
(수식 4a)
과 같이 표현될 수 있으며, 여기서 floor 함수는 숫자의 정수 부분을 취하고, B_in은 입력 신호(IN)의 비트 수를 나타내며(즉, 입력 신호(IN)은 B_in 비트 디지털 신호임), B1은 입력 신호(IN)을 나타내는 데 사용되는 레벨 수와 관련된다. 일 실시예에서, LUT는 2B1개의 행들을 포함할 수 있고, 입력 신호(IN)의 전체 범위는 2B1개의 레벨을 가지도록 스텝 값으로 분할될 수 있다. 따라서, 인덱스(n1)는 입력 신호(IN)의 최상위 B1 비트를 취하고/추출하는 것에 의해 획득된다. 예시적인 실시예에서, 입력 신호(IN)는 24비트 신호이고, 인덱스(n1)는 입력 신호(IN)의 64 레벨을 정의하는 6비트 값이며; 따라서, 인덱스(n1)는 입력 신호(IN)의 최상위 6비트를 취하는 것에 의해 획득될 수 있다. 결과적으로, 인덱스(n1)는 입력 신호(IN)의 레벨을 반영하여, 피드백 신호(FB)가 입력 신호(IN)에 접근함에 따라 피드백 신호(FB)의 레벨을 결정할 수 있다.
값 은 인덱스(n1)의 계산에 선택적으로 포함됨을 유의한다. 일 실시 예에서, 입력 신호(IN)가 항상 양의 값으로 이미 바이어스될 때, 값 은 필요하지 않을 것이고 인덱스(n1)는 다음과 같이 표현될 수 있다:
(수식 4b).
인덱스(n1)의 또 다른 표현은 다음:
(수식 4b); 또는 (수식 4b)
과 같이 표현될 수 있으며, 여기서, 인덱스(n1)의 전압 스텝 크기인 STP1은 Vpp/2B1과 같다. 일부 실시예에서, 위의 수식에서 사용된 floor 함수는 round 함수로 대체될 수 있으며, 이에 한정되는 것은 아니다.
이와 유사하게, 입력 신호(IN)에 따라 유익한 정수를 인덱스(n1)로 획득/추출하는 구체적인 작동(들)은 제한되지 않는다. n1과 IN 사이의 관계가 수식 4a 내지 수식 4b 중 하나로 표현될 수 있는 한, 본 발명의 요건이 충족되며, 이는 본 발명의 범위 내에 있다.
피드백 신호(FB1) 및 입력 신호(IN)에 따라 획득된 인덱스(n1 및 n2)에 기반하여 PWM 컨트롤러는 그에 따라 PWCC를 페치할 수 있다.
단계(406) 및 단계(408)에서, PWM 컨트롤러는 페치된 PWCC에 따라 PWM 신호(SP1-SP4)를 생성하고 생성된 PWM 신호(SP1-SP4)를 양방향 회로(120)로 출력한다.
그러면 양방향 회로(120)는 단계(408)에서 생성된 PWM 신호(SP1-SP4)에 따라 충전 작동 또는 방전 작동을 수행할 것이다.
단계(410)에서, PWM 신호(SP1-SP4)에 따른 충전 작동 또는 방전 작동이 완료된 후(또는 현재 작동 주기의 끝에서), PWM 컨트롤러(110)는 추가로, 현재 작동 주기에 대응하는 피드백 신호(FB2)를 수신할 수 있다.
일 실시예에서, 피드백 신호(FB1/FB k- 1)는 이전 작동 주기(예를 들어, 작동 주기 k-1)의 끝에서 (VBIAS에 관계없이) 부하 전압(VPZT)을 나타낼 수 있다. 현재 작동 주기 동안, 양방향 회로는 피드백 신호(FB1)에 따라 획득된 PWCC를 기반으로 충전 또는 방전 작동을 수행하고, 부하 전압(VPZT)에 대한 전압 변화를 생성한다. 현재 작동 주기(예를 들어, 작동 주기 k)의 끝에서, 부하 전압(VPZT)은 (VBIAS에 관계없이) 피드백 신호(FB2/FB k )로서 관찰될 수 있다.
단계(402-410)의 세부사항은 미국 특허 번호 제11,271,480호를 더 참조할 수 있으며, 여기에는 간결함을 위해 설명되지 않는다.
단계(412)에서, PWM 컨트롤러(110)는 피드백 신호(FB1 및 FB2)에 따라 PWCC를 조정할지 여부 또는 조정 방법을 결정할 수 있다. 피드백 신호(FB2)가 수신된 후, 컨트롤러(110)는 추가로 실제 전압 차이를 결정할 수 있다. 실제 전압 차이가 의도된 전압 차이와 같지 않거나 크게 벗어나면, 피드백 신호(FB1 및 FB2)에 따라 PWCC를 조정해야 할 수 있다. PWCC가 업데이트되면 업데이트된 PWCC는 메모리 내의 LUT의 단계(404)에서 원래 PWCC가 페치된 주소(n1, n2)에 다시 기록(즉, 저장)된다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 테이블 학습 프로세스(60)의 흐름도이다. 테이블 학습 프로세스(60)는 110과 같은 PWM 컨트롤러에서 구현될 수 있고 단계(412)의 세부사항으로 간주될 수 있다. 도 6에 도시된 바와 같이, 테이블 학습 프로세스(60)는 다음 단계를 포함한다:
단계(600): 의도된 전압 차이(dVintend)를 획득한다.
단계(602): 실제 전압 차이(dVactual)를 계산한다.
단계(604): 의도된 전압 차이(dVintend)와 실제 전압 차이(dVactual)사이의 불일치 MM을 계산한다.
단계(606): 불일치 MM에 따라 PWCC를 조정할지 여부 또는 조정 방법을 결정한다.
단계(608): PWCC를 증가시킨다.
단계(610): PWCC를 감소시킨다.
단계(600)에서, PWM 컨트롤러(110)는 인덱스(n2)를 획득하는 것을 통해 의도된 전압 차이(dVintend)를 획득할 수 있다. 의도된 전압 차이(dVintend)는 현재 작동 주기 동안 PWCC를 사용한 충전 또는 방전 작동을 통해 생성될 것으로 예상되는 부하 전압(VPZT)에 대한 의도된 전압 변화이다.
일 실시예에서, 의도된 전압 차이(dVintend)는 충전 작동이 수행될 때 n2×△V로서 획득되고, 방전 작동이 수행될 때 (-1)×n2×△V로서 획득될 수 있다. 의도된 전압 차이(dVintend)는 단계(404)에서 획득된 PWCC에 따라 현재 작동 주기 동안 충전 또는 방전 작동을 통해 달성될 것으로 예상되는 타깃 전압 변화로 볼 수 있다.
현재 작동 주기의 피드백 신호(FB2)를 수신한 후, 단계(602)에서 PWM 컨트롤러(110)는 현재 작동 주기의 피드백 신호(FB2)와 이전 작동 주기의 피드백 신호(FB1) 사이의 차이로서 실제 전압 차이(dVactual)를 계산할 수 있으며, 예를 들어, dVactual = FB2 - FB1이다. 실제 전압 차이(dVactual)는 현재 작동 주기 동안 PWCC를 사용한 충전 또는 방전 작동을 통해 실제로 생성되는 부하 전압(VPZT)의 실제 전압 변화를 반영한다.
의도된 전압 차이(dVintend)와 실제 전압 차이(dVactual)을 비교함으로써 PWCC가 정확한지 또는 PWCC가 얼마나 정확한지를 결정할 수 있다. 단계(604)에서, PWM 컨트롤러(110)는 의도된 전압 차이(dVintend)와 실제 전압 차이(dVactual) 사이의 불일치 MM을 계산할 수 있다. 일 실시예에서, PWM 컨트롤러는 불일치 MM을 다음:
과 같이 계산할 수 있으며, 여기서, 현재 실시예에서 불일치 MM은 실제 전압 차이(dVactual)에서 의도된 전압 차이(dVintend)를 뺀 것과 같다.
이에 따라 단계(606)에서, PWM 컨트롤러(110)는 불일치 MM에 따라 PWCC를 조정할 것인지 또는 어떻게 PWCC를 조정할 것인지를 결정한다. 불일치 MM이 양방향 회로에 의해 수행된 충전 또는 방전 작동이 불충분함(insufficient)을 지시하면, PWM 컨트롤러는 PWCC를 증가시키고(단계 608), 증가된 PWCC를 메모리(304)에 다시 저장할 수 있다. 한편, 불일치 MM이 양방향 회로에 의해 수행된 충전 또는 방전 작동이 과도함(excessive)을 지시하면, PWM 컨트롤러(110)는 PWCC를 감소시키고(단계610) 감소된 PWCC를 메모리(304)에 다시 저장할 수 있다. 그렇지 않고, 불일치 MM이 양방향 회로에 의해 수행된 충전 또는 방전 작동이 충분하지도 않고 과도하지도 않다는 것을 지시하면, PWM 컨트롤러는 PWCC를 조정/업데이트하지 않기로 결정할 수 있다.
단계(606)에서, 불일치 MM에 따라 충전 또는 방전 작동이 불충분하거나 과도한지를 판정하는 세부 사항은 제한되지 않는다. 예를 들어, dVintend > 0 및 dVactual > 0을 의미하는 충전 작동이 수행된다고 가정하면, PWM 컨트롤러(110)는 MM < 0 또는 MM < -TH2 (TH2>0)이면 충전 작동이 불충분하다고 결정할 수 있고; MM > 0 또는 MM > TH1 (TH1>0)이면, 충전 작동이 과도하다고 결정할 수 있다. 여기서, dVintend 및 dVactual은 충전 작동/상황에서 각각 의도된 전압 증가 및 실제 전압 증가로 해석될 수 있다(여기서 전압 증가는 전압 증가량을 나타냄).
한편, dVintend < 0 및 dVactual < 0을 의미하는 방전 작동이 수행된다고 가정하면, PWM 컨트롤러(110)는 MM > 0 또는 MM > TH3 (TH3>0)이면 방전 작동이 불충분하다고 결정할 수 있고; MM < 0 또는 MM < -TH4 (TH4>0)이면, 충전 작동이 과도하다고 결정할 수 있다. dVintend/dVactual은 방전이 수행될 때 그 자체가 음수이므로, 전압 감소(전압 감소는 전압 감소/줄임(reduction)량을 나타냄)는 방전 작동 하에서 (-1)×dVintend 및 (-1)×dVactual로 나타낼 수 있다. 따라서, (-1)×dVintend 및 (-1)×dVactual은 방전 작동/상황 하에서 각각 의도된 전압 감소 및 실제 전압 감소로 해석될 수 있다.
(방전)충전 작동이 불충분하거나 과도한지를 판정하기 위한 임계값(들), 예를 들어 TH1-TH4는 실제 상황에 따라 선택될 수 있으며 임의의 특정 값(들)에 제한되지 않는다.
상술한 구동 작동과 함께 테이블 학습 작동은 피드백 제어 메커니즘으로 간주될 수 있으며, 도 7에 도시된 바와 같이(여기서, 도 7의 첨자 k는 작동 주기 인덱스를 나타냄), 세부 테이블 학습 프로세스(70)로서 더 상세하게 설명될 수 있다. 세부 테이블 학습 프로세스(70)는 다음 단계를 포함한다:
단계(700): 입력 신호(IN k )및 피드백 신호(FB k- 1)를 수신한다.
단계(702): LUT에 대한 인덱스(n1 및 n2)를 찾는다
단계(704): 입력 신호(IN k )와 피드백 신호(FB k- 1)의 차이 값 Diff k 를 계산한다. 차이 값 Diff k 가 0보다 크면 단계(710)로 이동하고; 차이 값 Diff k 가 0보다 작으면 단계(720)로 이동한다.
단계(710): 주소(n1, n2)에 따라 충전 테이블(304_1)로부터 PWCC를 페치한다.
단계(711): PWCC에 따라 PWM 신호를 획득한다.
단계(712): 충전 작동을 수행하고 피드백 신호(FB k )를 수신한다.
단계(713): 실제 전압 차이(dVactual) 및 의도된 전압 차이(dVintend)를 획득한다.
단계(714): 실제 전압 차이(dVactual)와 의도된 전압 차이(dVintend) 사이의 불일치 MM을 계산한다.
단계(715): 불일치 MM을 임계값 TH1 및 -TH2와 비교한다. 불일치 MM이 임계값 -TH2보다 작으면 단계(716)로 이동하고; 불일치 MM이 임계값 TH1보다 크면 단계(717)로 이동한다.
단계(716): PWCC를 1만큼 증가시킨다.
단계(717): PWCC를 1만큼 감소시킨다.
단계(720): 주소(n1, n2)에 따라 방전 테이블(304_2)로부터 PWCC를 페치한다.
단계(721): PWCC에 따라 PWM 신호를 획득한다.
단계(722): 방전 작동을 수행하고 피드백 신호(FB k )를 수신한다.
단계(723): 실제 전압 차이(dVactual) 및 의도된 전압 차이(dVintend)를 획득한다.
단계(724): 실제 전압 차이(dVactual)와 의도된 전압 차이(dVintend) 사이의 불일치 MM을 계산한다.
단계(725): 불일치 MM을 임계값 TH3 및 -TH4와 비교한다. 불일치 MM이 임계값 TH3보다 크면 단계(726)로 이동하고; 불일치 MM이 임계값 -TH4보다 작으면 단계(727)로 이동한다.
단계(726): PWCC를 1만큼 증가시킨다.
단계(727): PWCC를 1만큼 감소시킨다.
단계(750): 다음 작동 주기를 입력하고 단계(700)로 돌아간다.
세부 테이블 학습 프로세스(70)에 따르면, PWM 컨트롤러(110)는 차이 값 Diff가 양의 값인지 음의 값인지에 따라 충전 또는 방전을 수행할지를 판정하고, 이에 대응하여 충전 테이블(304_1) 또는 방전 테이블(304_2)에서의 PWCC를 페치할 수 있다. 테이블 학습 작동에서, PWCC는 충전 또는 방전 작동 하에서 임계값과의 비교에 따라 증가 또는 감소될 수 있다. 예를 들어, 충전 페이즈에서, 실제 전압 차이(dVactual) 및 의도된 전압 차이(dVintend)는 양의 값일 수 있으며; 따라서 불일치 MM이 클수록 충전이 과도함을 지시하고 불일치 MM이 작을수록 충전이 불충분함을 지시한다. 불일치 MM은 임계값 TH1 및 -TH2와 비교된다. 따라서, 불충분한 충전이 결정되고 불일치 MM이 임계값 -TH2(음수 값 또는 0일 수 있음)보다 작으면 PWCC를 1만큼 증가시켜야 하고; 과충전이 결정되고 불일치 MM이 임계값 TH1(양의 값 또는 0일 수 있음)보다 크면 PWCC를 1만큼 감소시켜야 한다. TH1과 TH2의 값은 동일할 수도 있고 상이할 수도 있다.
한편, 방전 페이즈에서, 실제 전압 차이(dVactual) 및 의도된 전압 차이(dVintend)는 음의 값일 수 있으며; 따라서 불일치 MM이 클수록 방전이 불충분함을 지시하고 불일치 MM이 작을수록 방전이 과도함을 지시한다. 불일치 MM은 임계값 TH3 및 -TH4와 비교된다. 따라서, 불충분한 방전이 결정되고 불일치 MM이 임계값 TH3(양의 값 또는 0일 수 있음) 보다 크면 PWCC를 1만큼 증가시켜야 하며; 그리고 과방전이 결정되고 불일치 MM이 임계값 -TH4(음수 값 또는 0일 수 있음) 보다 작으면 PWCC를 1만큼 감소시켜야 한다. TH3 및 TH4의 값은 동일할 수도 있고 상이할 수도 있다.
달리 말하면, 단계(716)는 실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 작을 때 PWCC가 증가됨을 나타내고; 단계(717)는 실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 클 때 PWCC가 감소됨을 나타내며; 단계(726)는 실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 작을 때 PWCC가 증가함을 나타내고; 단계(727)는 실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 클 때 PWCC가 감소됨을 나타낸다.
또한, 본 실시예에서 PWCC는 각 작동 주기마다 1씩 증가 또는 감소되지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 실시예에서, PWCC는 불일치 MM의 값에 기반하여 결정된 레벨과 같은 임의의 적절한 방식으로 조정(증가 또는 감소)될 수 있다. 예를 들어, 불일치 MM이 대응하는 임계값보다 훨씬 크거나 훨씬 작으면 PWCC는 1보다 많이 조정될 수 있다. PWCC가 메모리로부터 페치되고 업데이트되어 메모리에 다시 기록되는 한, 본 발명의 요건이 충족되며 이는 본 발명의 범위 내에 속한다.
또한, 상세 테이블 학습 프로세스(70)에 도시된 PWCC 업데이트 작동은 매 작동 주기마다 수행될 수 있다. 당업자는 본 발명이 이에 제한되지 않음을 이해해야 한다. 예를 들어, 일 실시예에서, 테이블 학습 작동은 예를 들어 매 3회 또는 5회 작동 주기마다 한 번씩 수행되는 임의의 일정하거나 가변적인 빈도로 수행될 수 있다. 다른 실시예에서, 테이블 학습 기능은 특정 기간에 활성화된(enabled) 후 비활성화될(disabled) 수 있으며, 이때 활성화 시간(enabling time)은 미리 결정될 수 있다.
또한, 세부 테이블 학습 프로세스(70)의 여러 단계는 상호 교환 가능함을 유의한다. 예를 들어, 단계(702)에서 인덱스(n1 및 n2)를 찾는 작동과 단계(704)에서 차이 값 Diff를 계산하는 작동은 서로 바뀔 수 있고; 즉, LUT에 대한 인덱스(n1 및 n2)가 발견되기 전에 차이 값 Diff가 계산될 수 있거나, 이 두 단계가 동시에 수행될 수 있다. 이것은 세부 테이블 학습 프로세스(70)에 의해 달성되는 효과에 영향을 미치지 않는다.
다른 관점에서, 도 5와 같이 2D 어레이로 배열되는 PWCC는 기능을 예로 도시한다. 당업자는 그에 따라 수정(들) 및 변경(들)을 할 수 있다. 예를 들어, 원래 2D 어레이로 배열된 PWCC는 긴 1차원 어레이로 적층(또는 치환)되어 메모리의 LUT에 저장될 수 있으며, 이는 또한 본 발명의 범위 내에 있다.
도 8은 테이블 학습 작동 이전과 이후에 양방향 회로(120)에 의해 생성된 출력 전압의 파형을 시뮬레이션한 결과를 도시하며, 여기서 차동 전압(VoP 및 VoN)과 이들의 감산(VoP-VoN)이 도시된다. 도 8에 도시된 시뮬레이션에서, 입력 신호(IN)는 사인 파형을 갖는 단일 톤(tone) 신호이다. 도 8의 좌측 부분에 도시된 바와 같이, 테이블 학습 작동이 수행되기 전에(또는 테이블 학습 없이), 파형은 심하게 왜곡되고 거칠고 불규칙하므로, 사운드 신호가 심각한 왜곡을 포함할 수 있다. 이에 반해, 테이블 학습 작동이 수행된 후, 도 8의 우측 부분에 도시된 바와 같이, 파형은 부드러운 정현파 신호가 되며; 이는 테이블 학습 연산을 적용하여 음질이 크게 향상되었음을 의미한다.
또한, 실제로 DAC의 단조성을 깨뜨리는 PWM 컨트롤러(미국 특허 번호 제11,271,480호에 개시된 회로 토폴로지를 가짐) 내의 DAC에 대한 몇 가지 결함(imperfection)이 있다. 테이블 학습 작동도 이러한 결함을 제거할 수 있다.
본 발명에서 제공되는 테이블 학습 방법은 적절하게 구현될 수 있다. 전술한 실시예에서, 테이블 학습 작동은 구동 회로(10)의 PWM 컨트롤러(110), 보다 구체적으로 PWM 컨트롤러(110)의 제어 회로(302)에서 구현되며, 여기서 제어 회로(302)는 집적 회로(integrated circuit, IC)로 구현될 수 있다. 따라서, 테이블 학습 작동은 제어 회로(302)에 포함된 주문형 집적 회로(application specific integrated circuit, ASIC)로 구현될 수 있다. 이러한 상황에서, 테이블 학습을 구현하기 위한 계산(computation)은 IC의 비교기, 가산기 및/또는 감산기를 사용하여 구현될 수 있다. 다르게는 또는 추가적으로, 테이블 학습 방법은 마이크로프로세서, 마이크로컨트롤러 유닛 등과 같은 처리 회로에서 구현되는 소프트웨어 알고리즘을 포함할 수 있으며, 여기서 PWM 컨트롤러(110)의 제어 회로(302)는 처리 회로의 컴포넌트로 간주될 수 있다.
또한, 상기 실시예에서, 제어 회로(302)는 테이블 학습 작동을 수행하는 회로일 수 있다는 점에 유의한다. 일 실시예에서, 제어 회로(302)는 디지털 회로일 수 있고, 제어 회로(302)에 의해 처리되는 입력 신호(IN) 및 피드백 신호(FB)는 디지털 신호들이다.
요약하면, 본 발명은 압전 스피커를 갖는 음향 시스템의 구동 회로를 위한 테이블 학습 방법을 제공한다. 구동 회로는 DC-DC 컨버터와 같은 양방향 회로를 적용하여 압전 스피커를 구동하고, PWM 신호를 출력하여 양방향 회로를 제어할 수 있다. PWM 신호의 펄스 폭은 미리 계산되어 메모리에 저장되는 PWCC에 따라 결정된다. 계산된 PWCC는 인덕터의 에러, 파라미터 드리프트 및/또는 프로세스 불일치로 인해 정확하지 않을 수 있다. 따라서, 구동 회로의 PWM 컨트롤러는 PWCC를 조정/업데이트하는 테이블 학습 작동을 수행하여, 양방향 회로의 충전/방전 동작을 개선할 수 있다. 충전 또는 방전이 불충분하다고 결정할 때, PWM 컨트롤러는 PWCC를 증가시킬 수 있으며; 충전 또는 방전이 과하다고 결정할 때, PWM 컨트롤러는 PWCC를 감소시킬 수 있다. 이러한 상황에서 PWCC의 값은 양방향 회로의 작동 동안 연속적으로 보정되어 음향 시스템의 출력 음질을 향상시킬 수 있다.
당업자는 본 발명의 교시를 유지하면서 디바이스 및 방법의 수많은 수정 및 변경이 이루어질 수 있음을 쉽게 관찰할 것이다. 따라서, 상기 개시는 첨부된 청구범위의 범위에 의해서만 제한되는 것으로 해석되어야 한다.

Claims (28)

  1. 부하에 결합된 양방향 회로를 포함하는 구동 회로 내의 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러에 적용되는 방법으로서,
    상기 부하로부터의 제1 피드백 신호와 입력 신호 사이의 차이에 따라 상기 PWM 컨트롤러 내의 메모리에 저장된 테이블로부터 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 획득하는 단계 - 상기 PWCC는 의도된 전압 차이에 대응하고, 상기 제1 피드백 신호는 제1 주기(cycle)에 대응함 -;
    상기 PWCC에 따라 복수의 PWM 신호를 생성하는 단계 - 제2 주기 동안 상기 양방향 회로는 상기 복수의 PWM 신호에 따라 상기 부하에 대해 충전 작동 또는 방전 작동을 수행함 -;
    상기 제2 주기에 대응하는 상기 부하로부터 제2 피드백 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하고, 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계
    를 포함하는 PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하는 것은,
    상기 제1 피드백 신호와 상기 제2 피드백 신호 사이의 실제 전압 차이를 획득하는 단계;
    상기 실제 전압 차이와 상기 의도된 전압 차이 사이의 불일치를 계산하는 단계; 및
    상기 불일치에 따라 상기 PWCC를 조정하는 단계
    를 포함하고,
    상기 의도된 전압 차이는 상기 제1 피드백 신호 및 상기 입력 신호에 따라 결정되는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하는 것은,
    실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 작을 때 상기 PWCC를 증가시키고 그에 따라 증가된 PWCC를 생성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 의도된 전압 증가는 상기 충전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 증가된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 충전 테이블에 기록되는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하는 것은,
    실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 클 때 상기 PWCC를 감소시키고 그에 따라 감소된 PWCC를 생성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 의도된 전압 증가는 상기 충전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 감소된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 충전 테이블에 기록되는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하는 것은,
    실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 작을 때 상기 PWCC를 증가시키고 그에 따라 증가된 PWCC를 생성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 의도된 전압 감소는 상기 방전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 증가된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 방전 테이블에 기록되는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하는 것은,
    실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 클 때 상기 PWCC를 감소시키고 그에 따라 감소된 PWCC를 생성하는 단계
    를 포함하고,
    상기 의도된 전압 감소는 상기 방전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 감소된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 방전 테이블에 기록되는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 메모리 내의 상기 테이블로부터 상기 PWCC를 획득하기 위한 주소를 획득하는 단계;
    상기 주소에 따라 상기 테이블의 엔트리를 PWCC로 페치하는 단계; 및
    상기 주소에 따라 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리 내의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계
    를 더 포함하는 PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 주소를 획득하는 단계는,
    상기 입력 신호 또는 상기 제1 피드백 신호에 따라 상기 주소의 제1 인덱스를 결정하는 단계
    를 포함하는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 주소를 획득하는 단계는,
    상기 입력 신호와 상기 제1 피드백 신호 사이의 차이에 따라 상기 주소의 제2 인덱스를 결정하는 단계
    를 포함하는, PWM 컨트롤러에 적용되는 방법.
  10. 구동 회로로서,
    부하에 결합된 양방향 회로; 및
    테이블이 저장되는 메모리를 포함하는 펄스 폭 변조(pulse width modulation, PWM) 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 PWM 컨트롤러는,
    상기 부하로부터의 제1 피드백 신호와 입력 신호 사이의 차이에 따라 상기 테이블로부터 펄스 폭 제어 코드(pulse width modulation, PWCC)를 획득하는 단계 - 상기 PWCC는 의도된 전압 차이에 대응하고, 상기 제1 피드백 신호는 제1 주기에 대응함 -;
    상기 PWCC에 따라 복수의 PWM 신호를 생성하는 단계 - 제2 주기 동안 상기 양방향 회로는 상기 복수의 PWM 신호에 따라 상기 부하에 대해 충전 작동 또는 방전 작동을 수행함 -;
    상기 제2 주기에 대응하는 상기 부하로부터 제2 피드백 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 제1 피드백 신호 및 상기 제2 피드백 신호에 따라 상기 PWCC를 업데이트하고, 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계
    를 수행하도록 구성되는, 구동 회로.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    상기 제1 피드백 신호와 상기 제2 피드백 신호 사이의 실제 전압 차이를 획득하는 단계;
    상기 실제 전압 차이와 상기 의도된 전압 차이 사이의 불일치를 계산하는 단계; 및
    상기 불일치에 따라 상기 PWCC를 조정하는 단계
    를 수행하도록 구성되고,
    상기 의도된 전압 차이는 상기 제1 피드백 신호 및 상기 입력 신호에 따라 결정되는, 구동 회로.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 작을 때 상기 PWCC를 증가시키고 그에 따라 증가된 PWCC를 생성하는 단계
    를 수행하도록 구성되고,
    상기 의도된 전압 증가는 상기 충전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 증가된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 충전 테이블에 기록되는, 구동 회로.
  13. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    실제 전압 증가가 의도된 전압 증가보다 클 때 상기 PWCC를 감소시키고 그에 따라 감소된 PWCC를 생성하는 단계
    를 수행하도록 구성되고,
    상기 의도된 전압 증가는 상기 충전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 감소된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 충전 테이블에 기록되는, 구동 회로.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 작을 때 상기 PWCC를 증가시키고 그에 따라 증가된 PWCC를 생성하는 단계
    를 수행하도록 구성되고,
    상기 의도된 전압 감소는 상기 방전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 증가된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 방전 테이블에 기록되는, 구동 회로.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    실제 전압 감소가 의도된 전압 감소보다 클 때 상기 PWCC를 감소시키고 그에 따라 감소된 PWCC를 생성하는 단계
    를 수행하도록 구성되고,
    상기 의도된 전압 감소는 상기 방전 작동 하에서 상기 의도된 전압 차이를 나타내며,
    상기 감소된 PWCC는 상기 업데이트된 PWCC를 나타내고, 상기 메모리에 저장된 방전 테이블에 기록되는, 구동 회로.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    상기 메모리 내의 상기 테이블로부터 상기 PWCC를 획득하기 위한 주소를 획득하는 단계;
    상기 주소에 따라 상기 테이블의 엔트리를 PWCC로 페치하는 단계; 및
    상기 주소에 따라 상기 업데이트된 PWCC를 상기 메모리 내의 상기 테이블에 다시 저장하는 단계
    를 수행하도록 구성되는, 구동 회로.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는 추가로,
    상기 입력 신호 또는 상기 제1 피드백 신호에 따라 상기 주소의 제1 인덱스를 결정하는 단계; 및
    상기 입력 신호와 상기 제1 피드백 신호 사이의 차이에 따라 상기 주소의 제2 인덱스를 결정하는 단계
    를 수행하도록 구성되는, 구동 회로.
  18. 제10항에 있어서,
    상기 양방향 회로는,
    인덕터;
    전압원과 상기 인덕터의 제1 단자 사이에 결합된 제1 스위치;
    상기 인덕터의 제1 단자에 결합된 제2 스위치;
    상기 부하와 상기 인덕터의 제2 단자 사이에 결합된 제3 스위치; 및
    상기 인덕터의 제2 단자에 결합된 제4 스위치
    를 포함하고,
    상기 충전 작동 동안, 상기 양방향 회로는 상기 부하를 향해 흐르는 제1 전류를 형성하며,
    상기 방전 작동 동안, 상기 양방향 회로는 상기 부하로부터 흐르는 제2 전류를 형성하는, 구동 회로.
  19. 제10항에 있어서,
    상기 방전 작동 동안, 상기 양방향 회로는 상기 부하로부터 전압원을 향해 흐르는 제2 전류를 형성하는, 구동 회로.
  20. 제10항에 있어서,
    단일 종단-차동 변환기(single-ended to differential converter)
    를 더 포함하고,
    상기 단일 종단-차동 변환기는,
    상기 부하의 제1 단자를 상기 양방향 회로의 출력 단자 또는 노드에 선택적으로 결합하도록 구성된 제1 스위치; 및
    상기 부하의 제2 단자를 상기 양방향 회로의 출력 단자 또는 상기 노드에 선택적으로 결합하도록 구성된 제2 스위치
    를 포함하며,
    상기 제1 스위치가 상기 부하의 제1 단자를 상기 양방향 회로의 출력 단자에 결합할 때 상기 제2 스위치가 상기 부하의 제2 단자를 상기 노드에 결합하도록 또는 상기 제1 스위치가 상기 부하의 제1 단자를 상기 노드에 결합할 때 상기 제2 스위치가 상기 부하의 제2 단자를 상기 양방향 회로의 출력 단자에 결합하도록, 상기 제1 스위치 및 상기 제2 스위치가 제1 제어 신호에 의해 제어되는, 구동 회로.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 단일 종단-차동 변환기는,
    상기 노드에 결합되고, 시프트 전압을 상기 노드에 선택적으로 인가하도록 구성된 전압 시프트 회로
    를 더 포함하고,
    상기 전압 시프트 회로는 제2 제어 신호에 의해 제어되며, 상기 제2 제어 신호는 상기 입력 신호 또는 상기 제1 피드백 신호에 따라 생성되고,
    상기 전압 시프트 회로는 상기 입력 신호 또는 상기 제1 피드백 신호의 크기(magnitude)가 임계값보다 작을 때 상기 시프트 전압을 상기 노드에 선택적으로 인가하는, 구동 회로.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 단일 종단-차동 변환기와 상기 부하 사이에 결합된 바이어스 전압 생성기
    를 더 포함하는 구동 회로.
  23. 제10항에 있어서,
    상기 PWM 컨트롤러는,
    상기 PWCC를 아날로그 전압으로 변환하도록 구성된 디지털-아날로그 변환기(digital-to-analog converter, DAC);
    톱니파 신호(sawtooth signal) 또는 톱니파 모양 신호(sawtooth-like signal)를 생성하도록 구성된 파형 생성기; 및
    상기 톱니파 신호 또는 상기 톱니파 모양 신호를 상기 아날로그 전압과 비교하고, 상기 PWCC에 대응하는 펄스 폭을 갖는 PWM 신호로서 비교 결과를 생성하도록 구성된 비교기
    를 더 포함하는, 구동 회로.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 DAC는 상기 아날로그 전압이 상기 PWCC와 비선형 관계를 갖도록 상기 아날로그 전압을 생성하는, 구동 회로.
  25. 제10항에 있어서,
    상기 메모리에 저장된 상기 테이블은 2차원(two-dimensional, 2D) 어레이를 포함하고,
    복수의 제1 PWCC가 상기 2D 어레이의 제1 차원을 따라 제1 서브어레이에 저장되며, 상기 복수의 제1 PWCC는 복수의 부하 전압 또는 복수의 입력 신호 레벨에 대응하고 제1 의도된 전압 차이를 달성하도록 의도되며,
    복수의 제2 PWCC가 상기 2D 어레이의 제2 차원을 따라 제2 서브어레이에 저장되고, 상기 복수의 제2 PWCC는 복수의 제2 의도된 전압 차이를 달성하도록 의도되며 제2 부하 전압 또는 제2 입력 신호 레벨에 대응하는, 구동 회로.
  26. 제10항에 있어서,
    상기 충전 작동에 사용되는 제1 테이블과 상기 방전 작동에 사용되는 제2 테이블이 상기 메모리에 저장되는, 구동 회로.
  27. 제10항에 있어서,
    아날로그-디지털 변환기(analog-to-digital converter, ADC)
    를 더 포함하고,
    상기 ADC는
    상기 부하의 제1 단자에 결합된 제1 입력 단자;
    상기 부하의 제2 단자에 결합된 제2 입력 단자; 및
    상기 제1 피드백 신호 또는 상기 제2 피드백 신호를 상기 PWM 컨트롤러에 제공하도록 구성된 출력 단자
    를 포함하는, 구동 회로.
  28. 제10항에 있어서,
    상기 부하는 용량성 스피커 부하이고, 상기 입력 신호는 가청 대역 내의 원래 오디오 신호에 따라 생성되며, 상기 구동 회로는 상기 입력 신호에 따라 상기 용량성 스피커 부하를 구동하도록 구성되고, 상기 용량성 스피커 부하의 출력은 상기 입력 신호에 실질적으로 비례하는, 구동 회로.
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US18/048,852 US11757360B1 (en) 2022-03-08 2022-10-23 Method applied in driving circuit and driving circuit using the same

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Citations (2)

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