CN112366939A - 控制电路以及应用其的开关变换器 - Google Patents

控制电路以及应用其的开关变换器 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种控制电路以及应用其的开关变换器。本发明的开关变换器，通过共用一个采样电阻获取输出电流反馈信号以及电感电流采样信号并据以生成开关控制信号PWM，从而使得负反馈系统的直流增益和相位裕量不受输出电流变化范围较宽的影响。并进一步通过采用准定频的控制方式，可以在正常转换比下，维持开关变换器的开关周期基本恒定。

Description

控制电路以及应用其的开关变换器
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及开关变换器以及其控制电路。
背景技术
开关变换器是能够将输入电压通过不同形式的架构转换为另一固定的输出信号或可调的输出信号的功率转换电路，因此被广泛应用于移动设备等电子产品。恒定关断时间(CFT)控制技术是一种脉冲频率调制(PFM)控制技术，通过控制开关变换器的功率晶体管在每个开关周期内关断固定时间以实现对输出电压的调节。
现有技术中，用于安防监控的IR LED驱动器通常有较宽的输入电压范围及较宽的输出电压范围，因此一种开关变换器的宽转换比的可靠的控制方案具有非常强的应用需求。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例提供了一种开关变换器及其控制电路，以使得负反馈系统的直流增益和相位裕量不受输出电流变化范围较宽的影响。
根据本发明实施例的第一方面，提供一种用于开关变换器的控制电路，其特征在于，所述控制电路通过共用一个采样电阻获取输出电流反馈信号以及电感电流采样信号并据以生成开关控制信号，以增强所述开关变换器的负反馈系统在宽范围输出电流变化下的稳定性。
优选地，通过共用所述采样电阻获取所述输出电流反馈信号和所述电感电流采样信号，使得所述负反馈系统的直流增益与输出电流的变化无关，从而增强所述开关变换器的负反馈系统在宽范围输出电流变化下的稳定性。
优选地，通过使得负反馈系统的直流增益与输出电流的变化无关，从而使得所述负反馈系统的相位裕量不受输出电流的影响。
优选地，输出电流变化时，所述输出电流反馈信号与所述电感电流采样信号的比值不变。
优选地,所述采样电阻的阻值与期望的输出电流的大小一一对应。
优选地，所述采样电阻与所述开关变换器的电感串联连接。
优选地，所述输出电容与负载并联连接后，再与所述采样电阻串联连接。
优选地，所述采样电阻连接至所述电感与输出电容和LED负载的阳极的公共端之间。
优选地，所述采样电阻连接至输出电容和LED负载的阴极的公共端与参考地之间。
优选地，所述控制电路被配置为根据所述输出电流反馈信号以及所述电感电流采样信号生成开关控制信号以控制所述开关变换器的主功率晶体管的开关状态。
优选地，所述控制电路利用一跨导放大器获取所述输出电流反馈信号和输出电流的电流基准值之间的误差放大信号以产生补偿信号，并在所述电感电流采样信号上升至所述补偿信号时，改变所述开关控制信号的有效状态。
优选地，所述控制电路被配置为采用准定频的控制方式控制所述开关变换器的主功率晶体管的开关状态。
优选地，所述控制电路根据开关变换器的占空比产生计时信号，并产生与所述开关变换器的占空比反向相关的计时参考信号，当所述计时信号达到所述计时参考信号时，改变所述主功率晶体管的开关状态。
根据本发明实施例的第二方面，提供一种开关变换器，包括；
功率级电路，其包括耦合到电感器元件的功率晶体管，其中所述电感器元件耦合输入端；以及，
上述的控制电路，用于控制所述功率晶体管以在输出端产生输出信号以驱动负载。
本发明实施例开关变换器，通过共用一个采样电阻获取输出电流反馈信号以及电感电流采样信号并据以生成开关控制信号PWM，从而使得负反馈系统的直流增益和相位裕量不受输出电流变化范围较宽的影响。并进一步通过采用准定频的控制方式，可以在正常转换比下，维持开关变换器的开关周期基本恒定。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明第一对比例的开关变换器的电路图；
图2是本发明第二对比例的开关变换器的电路图；
图3是本发明实施例的开关变换器的电路图；
图4是本发明的控制环路的小信号模型等效电路；
图5是本发明的一个传递函数的波特图对比；
图6是本发明的另一个传递函数的波特图对比；
图7是本发明的第一控制电路的电路图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明第一对比例的开关变换器的电路图。如图1所示，本对比例的开关变换器包括功率级电路。所述功率级电路为BUCK拓扑，具体包括主功率晶体管Q1,其第一端接收输入电压Vin；电感L，其第一端与所述主功率晶体管Q1的第二端连接，第二端与所述开关变换器的输出端连接；功率晶体管Q2,其一端与所述主功率晶体管Q1的第二端连接，另一端耦接至所述开关变换器的参考地。输出电容Cout与所述功率变换器的输出端连接以在其两端产生输出电压Vout，并且与LED负载并联连接以提供能量存储。在本实施例中所述LED负载为多个串联连接的发光二极管。在调光应用中，可以通过改变流过发光二极管的电流ILED的大小以改变亮度。
控制电路10根据表征开关变换器的输出电流Iout的输出电流反馈信号Vfb以及表征电感电流IL的电感电流采样信号Vsen，采用闭环控制模式调节开关变换器的主功率晶体管Q1的开关控制信号PWM，以控制所述主功率晶体管Q1的开关状态，并调节开关变换器的输出电流Iout，以给所述负载提供能量。在本发明实施例中，具体地，控制电路10被配置为根据所述输出电流反馈信号Vfb以及电感电流采样信号Vsen生成第二控制信号Vres以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的关断时刻。具体地，根据表征输出电流Iout的输出电流反馈信号Vfb和表征期望的输出电流Iout的基准值Vref之间的误差放大信号产生所述补偿信号Vcomp，并将补偿信号Vcomp作为电流参考值。控制电路10根据所述开关变换器的电感电流采样信号Vsen以及所述电流参考值调节功率晶体管Q1的导通时间。这里，电感电流采样信号Vsen可以根据需要选取采样峰值电流或谷底电流。在本对比例中，可以选用定频时钟信号CLK、或者固定关断时间控制信号Voff作为第一控制信号Vset以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻。
需要说明的是，在其他实施方式中，当控制电路10选用固定导通时间控制方式时(图中未示出)，固定导通时间控制信号Von适应性地作为第二控制信号Vres以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的关断时刻，而补偿信号Vcomp与电感电流采样信号Vsen的电流比较信号作为第一控制信号Vset以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻。
继续参考图1，用于电感电流采样的电感电流采样电阻Rsen可放主功率晶体管Q1作为峰值电流采样或放功率晶体管Q2作为谷底电流采样，图1中以峰值电流采样为例。输出电流采样电阻Rfb直接串联连接在发光二极管上。此控制方式由于将输出电流采样电阻Rfb串于负载后再与输出电容Cout并联，因此系统的主功率传递函数为输出电容Cout与LED负载的交流电阻RLED_AC构成的一阶系统。因此在不同输出电流、不同输出电容或者不同发光二极管的情况下，该主功率传递函数表现不同。该控制方式的缺点在于，在较小输出电流应用下，控制环路不稳定，导致具有较大的输出电流纹波，且在较大的输出电容下应用下，控制环路带宽较低使得响应速度较慢，另外也有系统不稳定的风险。
图2是第二对比例的开关变换器的电路图。如图2所示，其主功率电路以及控制电路20的结构和工作过程与第一对比例的开关变换器相同，在此不在赘述。
与第一对比例的技术方案相比，本对比例的不同之处在于，输出电流采样电阻Rfb与电感L串联，具体地，输出电容Cout直接与LED负载并联后，再与输出电流采样电阻Rfb串联连接。这样的设置方式使得系统的主功率传递函数不受输出电容Cout的影响，因此主功率传递函数是0阶系统。但此方案与第一对比例中的方案都有个共同的缺点，即电感电流采样电阻Rsen通常是固定值，而在输出电流范围较宽的规格下，例如1mA～1A时，由于表征输出电流Iout的基准值Vref固定，因此需要使得输出电流采样电阻Rfb与期望的输出电流成反比例，输出电流采样电阻Rfb的最小值和最大值会有1000倍的差别，因此，控制系统的负反馈系统的直流增益受输出电流影响非常大，补偿环很难能满足如此宽范围的输出电流。
如图3所示，为第二对比例的开关变换器的控制环路的小信号模型等效电路图。下面结合该图，来分析输出电流对控制系统的负反馈系统的直流增益的影响。传递函数是指零初始条件下线性系统响应(即输出)量的拉普拉斯变换与激励(即输入)量的拉普拉斯变换之比。如图3所示，由于控制电路20将补偿信号Vcomp作为电感电流采样信号Vsen的电流参考值。故电感电流的变化量可以表示为：
Figure BDA0002781680390000061
因此，整个闭整环控制系统传递函数如下：
Figure BDA0002781680390000062
其中，当选用定频时钟信号CLK作为第一控制信号Vset，即置位信号以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻时，
Figure BDA0002781680390000063
其中Tsw为开关周期，Sn、Sf分别为电感电流上升和下降斜率，Se为斜率补偿值(不补偿时为0)。
Figure BDA0002781680390000064
从上述表达式来看，显然这种控制方式下，环路受到输入电压Vin、输出电压Vout、电感感值L及Se的大小影响，并非最佳方案。且当输出电流采样电阻Rfb随期望的输出电流变化时，控制系统的负反馈系统的直流增益变化非常大，故补偿环很难能满足如此宽范围的输出电流。
其中，当选用固定关断时间控制信号Voff作为第一控制信号Vset，即置位信号以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻时，或者，选用固定导通时间控制信号Von作为第二控制信号Vres以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的关断时刻时，
Figure BDA0002781680390000071
其中tV为固定导通时间值tON或固定关断时间值tOFF，控制系统只需考虑一个二阶极点即可，大大简化环路设计难度。此方案除了上述的，控制系统的负反馈系统的直流增益受输出电流的影响变化非常大以外，还有一缺点在于，对于较宽转换比的应用，开关频率变化比较大。
基于此，本发明提供一种适合于宽输出电流的恒流控制方法，旨在使得系统的主功率传递函数不受输出电容以及输出电流的影响，以成为0阶主功率系统。
参考图4，为本发明的开关变换器，其与第二对比例的开关变换器的唯一区别在于，其控制电路30通过共用一个采样电阻Rfb获取输出电流反馈信号Vfb以及电感电流采样信号Vsen并据以生成开关控制信号PWM，从而使得负反馈系统的直流增益不受输出电流Iout的影响。采样电阻Rfb与开关变换器的电感L串联连接，这样的设置方式使得系统的主功率传递函数不受输出电容Cout的影响。在一种实施方式中，例如图4中所示，采样电阻Rfb连接至输出电容Cout和LED负载的阴极的公共端与参考地之间，这样的连接方式更有利于电路的简化设计，其电流采样的控制地即功率级电路的参考地，采样电阻Rfb的非接地端的电压即可作为输出电流反馈信号Vfb。在另一种实施方式中，采样电阻Rfb连接至电感L与输出电容Cout和LED负载的阴极的公共端之间。因此，可以理解的是，采样电阻Rfb的连接方式只要使得其与电感L串联即可，其他合理的连接方式也在本发明的适用范围内。由于采样电阻Rfb的阻值与期望的输出电流的大小需要一一对应，采用本发明的控制电路，可以消除输出电流的宽范围变化对控制系统的负反馈系统的直流增益的影响。
优选地，输出电流反馈信号Vfb与电感电流采样信号Vsen成比例关系。具体地，在采样电阻Rfb的非接地端直接生成输出电流反馈信号Vfb，并将采样电阻Rfb的非接地端的电压乘以比例系数K后，作为电感电流采样信号Vsen。在图4所示的实施例中，控制电路30被配置为根据输出电流反馈信号Vfb与电感电流采样信号Vsen生成第二控制信号Vres以控制所述开关变换器的主功率晶体管Q1的关断。具体地，根据表征输出电流Iout的输出电流反馈信号Vfb和表征期望的输出电流Iout的基准值Vref之间的误差放大信号产生所述补偿信号Vcomp，并将补偿信号Vcomp作为电流参考值。控制电路30在开关变换器的电感电流采样信号Vsen上升至电流参考值时，生成有效的第二控制信号Vres以控制主功率晶体管Q1的关断，从而调节功率晶体管Q1的导通时间。在本发明例中，可以选用定频时钟信号CLK、或者固定关断时间控制信号Voff作为第一控制信号Vset以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻。控制电路30根据第二控制信号Vres以及第一控制信号Vset生成开关控制信号PWM。
需要说明的是，在其他实施方式中，当控制电路30选用固定导通时间控制方式时(图中未示出)，固定导通时间控制信号Von适应性地作为第二控制信号Vres以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的关断时刻，而补偿信号Vcomp与电感电流采样信号Vsen的电流比较信号作为第一控制信号Vset以控制开关变换器的主功率晶体管Q1的开通时刻。
在控制电路30的控制下，本发明的开关变换器的整个闭环控制系统传递函数如下：
Figure BDA0002781680390000081
从上述表达式可知，通过共用一个采样电阻同时采样电感电流与输出电流，使得控制系统的负反馈系统直流增益固定为1/K，而不会随采样电阻Rfb的变化而变化，也即不会随输出电流变化而变化。
图5和图6为本发明的开关变换器的闭环控制系统的传递函数的波特图对比。其中，a1和b1为现有控制方案的波特图的表征直流增益的对数幅频曲线与表征相位裕量的对数相频曲线，a2和b2为本发明的控制方案的波特图的表征直流增益的对数幅频曲线与表征相位裕量的对数相频曲线。如图5所示，在ILED＝1A下，现有控制方案与本发明的控制方案的波特图对比，从图5中可以看出，两者的直流增益与相位裕量基本表现一致。如图6所示，在ILED＝50mA下，现有控制方案与本发明的控制方案的波特图对比，从图6中可以看出，在ILED＝50mA下，由于采样电阻Rfb的阻值的增大，导致现有的控制方案下的直流增益变大20倍，推高了带宽。从而导致带宽变高带来的相位裕量衰减。从图中可以看出，现有的控制方案增益穿越点(对数幅频曲线0db处对应)的频率为150K附近，因此在150k处对应的相位裕度约为34.4度；而本发明的控制方案增益穿越点(对数幅频曲线0db处对应)的频率为7.95K附近，因此在7.95k处对应的相位裕度约为87.3度。由此可见，本发明的控制方案更适用于宽范围的输出电流要求，可以消除输出电流的宽范围变化对控制系统的负反馈系统的直流增益以及相位裕量的影响。
需要说明的是，同理，当选用定频控制方式，固定导通时间控制方式，或者固定关断时间控制方式时，ω和Q的取值会分别不同。但是，还是存在这些控制方式所具备的一些缺点，例如，定频控制时，环路受到输入电压Vin、输出电压Vout、电感感值L及Se的大小影响，并非最佳方案；固定导通时间控制或者固定关断时间控制时，对于较宽转换比的应用，开关频率变化比较大。
基于此，进一步地，为了更好地适应宽范围的输出电流要求，在消除输出电流的宽范围变化对控制系统的负反馈系统的直流增益以及相位裕量的影响的基础上，达到开关频率基本恒定的目的，本发明的控制电路进一步采用准定频的控制方式生成第一控制信号Vset以控制主功率晶体管Q1的开通，从而调节功率晶体管Q1的截止时间。
参考图7，为第一控制电路的电路图。优选地，在一种实施例中，控制电路30包括第一控制电路31。第一控制电路31接收开关控制信号PWM以获取开关变换器的关断占空比。在一种实现方式中，开关周期包括导通时间和截止时间。第一控制电路31根据开关控制信号PWM产生计时信号，并通过比较计时信号和计时参考信号调节功率晶体管Q1的截止时间的长度以调节开关周期的长度维持基本恒定，其中计时参考信号与开关变换器的占空比相关，计时信号为一斜坡信号。当计时信号达到计时参考信号时，第一控制电路31产生第一控制信号Vset，以控制功率晶体管Q1导通。
继续参考图7，第一控制电路31包括计时电路311和计时参考信号产生电路312。计时电路311包括并联连接的电流源S1和计时电容C1，电流源S1产生计时电流I1。计时电流I1通过对计时电容C1充电产生计时信号VB。计时电路还包括一计时开关K1，计时开关K1并联连接在受控电流源S1和计时电容C1的两端，以在所述开关周期的截止时间开始时控制计时电流I1对计时电容C1开始充电，并在由截止时间切换到导通时间时将所述计时信号VB复位至零。
计时参考信号产生电路312包括电流源S2，开关K2，以及电阻R1。电流源S2和开关K2并联连接，电阻R1与电流源S2和开关K2并联连接。开关K2受控于开关控制信号PWM。在开关周期的导通时间内，开关K2导通，电阻R1的两端电压为零，在开关周期的截止时间内，电流源S2产生电流I2以对电阻R1充电，在电阻R1的两端产生电压，因此电阻R1的两端电压近似为一个方波。计时参考信号产生电路还包括滤波电路，用于对电阻R1两端的电压进行滤波以产生计时参考信号VA，因此计时参考信号VA与开关变换器的占空比成反比例。在本实施例中，滤波电路包括串联连接的电阻R2和电容C2,计时参考信号VA在电阻R2和电容C2的公共端产生。
第一控制电路31还包括比较电路CMP1，比较电路CMP1的第一输入端(例如反相输入端)接收计时参考信号VA，第二输入端(例如同相输入端)接收计时信号VB，通过比较计时参考信号VA和计时信号VB以产生第一控制信号Vset。在本实施例中，计时参考信号VA可以表达如下：
VA＝I2×R1×(1-D)
其中，D为开关变换器的占空比。
计时信号VB可以表示如下：
Figure BDA0002781680390000101
其中Ts为开关变换器的开关周期。当计时信号VB达到计时参考信号VA时，第一控制电路101产生有效的第一控制信号Vset，功率晶体管Q1再次导通。因此开关变换器的开关周期可以表达如下：
Figure BDA0002781680390000111
由此可知，采用本发明实施例的的控制电路，开关变换器的开关周期Ts为定值，将使得系统工作在准定频模式下。
综上所述，本发明的开关变换器，通过共用一个采样电阻获取输出电流反馈信号以及电感电流采样信号并据以生成开关控制信号PWM，从而使得负反馈系统的直流增益和相位裕量不受输出电流变化范围较宽的影响。并进一步通过采用准定频的控制方式，可以在正常转换比下，维持开关变换器的开关周期基本恒定。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (14)

1.一种用于开关变换器的控制电路，其特征在于，所述控制电路通过共用一个采样电阻获取输出电流反馈信号以及电感电流采样信号并据以生成开关控制信号，以增强所述开关变换器的负反馈系统在宽范围输出电流变化下的稳定性。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，通过共用所述采样电阻获取所述输出电流反馈信号和所述电感电流采样信号，使得所述负反馈系统的直流增益与输出电流的变化无关，从而增强所述开关变换器的负反馈系统在宽范围输出电流变化下的稳定性。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，通过使得负反馈系统的直流增益与输出电流的变化无关，从而使得所述负反馈系统的相位裕量不受输出电流的影响。
4.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，输出电流变化时，所述输出电流反馈信号与所述电感电流采样信号的比值不变。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于,所述采样电阻的阻值与期望的输出电流的大小一一对应。
6.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述采样电阻与所述开关变换器的电感串联连接。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其特征在于，所述输出电容与负载并联连接后，再与所述采样电阻串联连接。
8.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述采样电阻连接至所述电感与输出电容和LED负载的阳极的公共端之间。
9.根据权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述采样电阻连接至输出电容和LED负载的阴极的公共端与参考地之间。
10.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路被配置为根据所述输出电流反馈信号以及所述电感电流采样信号生成开关控制信号以控制所述开关变换器的主功率晶体管的开关状态。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路利用一跨导放大器获取所述输出电流反馈信号和输出电流的电流基准值之间的误差放大信号以产生补偿信号，并在所述电感电流采样信号上升至所述补偿信号时，改变所述开关控制信号的有效状态。
12.根据权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路被配置为采用准定频的控制方式控制所述开关变换器的主功率晶体管的开关状态。
13.根据权利要求12所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路根据开关变换器的占空比产生计时信号，并产生与所述开关变换器的占空比反向相关的计时参考信号，当所述计时信号达到所述计时参考信号时，改变所述主功率晶体管的开关状态。
14.一种开关变换器，包括；
功率级电路，其包括耦合到电感器元件的功率晶体管，其中所述电感器元件耦合输入端；以及，
如权利要求1-13任一项所述的控制电路，用于控制所述功率晶体管以在输出端产生输出信号以驱动负载。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI829542B (zh) * 2022-03-08 2024-01-11 美商知微電子有限公司 用於驅動電路的方法及驅動電路
US11906940B2 (en) 2022-03-08 2024-02-20 xMEMS Labs, Inc. Two-tier feedback control system and related method

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