KR20230082467A - 다출력 플라이백 컨버터 - Google Patents

다출력 플라이백 컨버터 Download PDF

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Abstract

다출력 플라이백 컨버터는 트랜스포머, 1차측 회로, 제1 2차측 회로, 제2 2차측 회로 및 피드백 회로를 포함한다. 1차측 회로는 입력 전원을 변환하여 트랜스포머의 1차측 코일에 인가하고, 스위치 및 스위치에는 직렬 연결되고 트랜스포머의 1차측 코일에는 병렬 연결되는 인덕터를 포함한다. 제1 2차측 회로는 트랜스포머의 제1 2차측 코일에 연결되고, 제1 다이오드 및 제1 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제1 커패시터, 제1 저항 및 제1 가변 저항을 포함한다. 제2 2차측 회로는 트랜스포머의 제2 2차측 코일에 연결되고, 제2 다이오드 및 제2 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제2 커패시터, 제2 저항 및 제2 가변 저항을 포함한다. 피드백 회로는 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압 및 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 검출하고, 제1 출력단 전압이 변동하면 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제2 가변 저항의 저항값을 제어하고, 제2 출력단 전압이 변동하면 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제1 가변 저항의 저항값을 제어한다.

Description

다출력 플라이백 컨버터{MULTI-OUTPUT FLYBACK CONVERTER}
본 발명은 플라이백 컨버터에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 조명 장치 등에 사용 가능한 다출력 플라이백 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, 가정에서 주로 사용되는 조명 장치 등에는 조명 장치의 사이즈가 크지 않음을 고려하여 구조가 간단하고 작은 크기를 가지면서도 안정적인 전원 공급이 가능한 높은 효율의 전원 공급 장치가 요구된다. 최근에는, 이러한 전원 공급 장치에 다출력 플라이백 컨버터가 많이 채용되고 있고, 하나의 트랜스포머에서 다중 권선을 이용하여 다중 출력을 구현하고 있다. 예를 들어, 종래의 다출력 플라이백 컨버터는 트랜스포머, 트랜스포머의 1차측 코일에 연결되고 입력 전원(즉, 입력 직류 전압), 스위치 및 인덕터를 포함하는 1차측 회로, 트랜스포머의 제1 2차측 코일에 연결되고 다이오드, 커패시터 및 저항을 포함하는 제1 2차측 회로, 트랜스포머의 제2 2차측 코일에 연결되고 다이오드, 커패시터 및 저항을 포함하는 제2 2차측 회로, 및 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압 또는 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 일정하게 유지하기 위해 1차측 회로의 스위치를 제어하는 피드백 회로를 포함할 수 있다. 그러나, 종래의 다출력 플라이백 컨버터에서는, 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압과 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압 중 하나가 제어될 때 다른 하나가 변동하는 문제점이 있다. 이러한 문제점을 해결하기 위해, 종래의 다출력 플라이백 컨버터에 정전압 레귤레이터 등을 추가하고 있으나, 정전압 레귤레이터를 추가함에 따라 회로 효율이 낮아지고, 제조 비용이 높아지고 있다.
본 발명의 일 목적은 정전압 레귤레이터를 추가하지 않고도 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압과 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 모두 일정하게 유지(즉, 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압과 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압 중 하나가 제어될 때 다른 하나가 변동하지 않게)할 수 있는 다출력 플라이백 컨버터를 제공하는 것이다. 다만, 본 발명의 목적은 상기 언급된 목적으로 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 실시예들에 따른 다출력 플라이백 컨버터는 트랜스포머, 입력 전원을 변환하여 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 인가하고, 스위치 및 상기 스위치에는 직렬 연결되고 상기 트랜스포머의 상기 1차측 코일에는 병렬 연결되는 인덕터를 포함하는 1차측 회로, 상기 트랜스포머의 제1 2차측 코일에 연결되고, 제1 다이오드 및 상기 제1 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제1 커패시터, 제1 저항 및 제1 가변 저항을 포함하는 제1 2차측 회로, 상기 트랜스포머의 제2 2차측 코일에 연결되고, 제2 다이오드 및 상기 제2 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제2 커패시터, 제2 저항 및 제2 가변 저항을 포함하는 제2 2차측 회로, 및 상기 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압 및 상기 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 검출하고, 상기 제1 출력단 전압이 변동하면 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 상기 제2 가변 저항의 저항값을 제어하고, 상기 제2 출력단 전압이 변동하면 상기 스위치의 상기 스위칭 동작을 제어함과 동시에 상기 제1 가변 저항의 저항값을 제어하는 피드백 회로를 포함할 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 제1 및 제2 2차측 회로들은, 상기 스위치가 턴온되면 상기 제1 및 제2 다이오드들이 차단되고, 상기 스위치가 턴오프되면 상기 제1 및 제2 다이오드들이 도통되도록 구성될 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 변동되지 않으면, 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 제2 기준값으로 유지시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는, 상기 제1 출력단 전압이 증가하면 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키고, 상기 제1 출력단 전압이 감소하면 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 감소시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 증가하면, 상기 제1 출력단 전압의 증가 비율만큼 상기 제2 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 증가시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 감소하면, 상기 제1 출력단 전압의 감소 비율만큼 상기 제2 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 감소시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 변동되지 않으면, 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 제1 기준값으로 유지시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는, 상기 제2 출력단 전압이 증가하면 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키고, 상기 제2 출력단 전압이 감소하면 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 감소시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 증가하면, 상기 제2 출력단 전압의 증가 비율만큼 상기 제1 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 증가시킬 수 있다.
일 실시예에 의하면, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 감소하면, 상기 제2 출력단 전압의 감소 비율만큼 상기 제1 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 감소시킬 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따른 다출력 플라이백 컨버터는 트랜스포머, 입력 전원을 변환하여 트랜스포머의 1차측 코일에 인가하고, 스위치 및 스위치에는 직렬 연결되고 트랜스포머의 1차측 코일에는 병렬 연결되는 인덕터를 포함하는 1차측 회로, 트랜스포머의 제1 2차측 코일에 연결되고, 제1 다이오드 및 제1 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제1 커패시터, 제1 저항 및 제1 가변 저항을 포함하는 제1 2차측 회로, 트랜스포머의 제2 2차측 코일에 연결되고, 제2 다이오드 및 제2 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제2 커패시터, 제2 저항 및 제2 가변 저항을 포함하는 제2 2차측 회로, 및 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압 및 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 검출하고, 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압이 변동하면 1차측 회로의 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제2 2차측 회로의 제2 가변 저항의 저항값을 제어하고, 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압이 변동하면 1차측 회로의 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제1 2차측 회로의 제1 가변 저항의 저항값을 제어하는 피드백 회로를 포함함으로써, 정전압 레귤레이터를 추가하지 않고도 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압과 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 모두 일정하게 유지(즉, 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압과 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압 중 하나가 제어될 때 다른 하나가 변동하지 않게)할 수 있다. 그 결과, 상기 다출력 플라이백 컨버터는 정전압 레귤레이터를 포함하는 종래의 이중출력 플라이백 컨버터에 비해 회로 효율이 높아지고, 제조 비용이 낮아질 수 있다. 다만, 본 발명의 효과는 상기 언급한 효과로 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위에서 다양하게 확장될 수 있을 것이다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 다출력 플라이백 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 2는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터에 포함된 피드백 회로의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 3은 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 나타내는 순서도이다.
도 4a 및 도 4b는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 설명하기 위한 도면들이다.
도 5는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 나타내는 순서도이다.
도 6a 및 도 6b는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 설명하기 위한 도면들이다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제 1, 제 2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로 사용될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위로부터 이탈되지 않은 채 제 1 구성요소는 제 2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제 2 구성요소도 제 1 구성요소로 명명될 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미이다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미인 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 본 발명의 실시예들에 따른 다출력 플라이백 컨버터를 나타내는 도면이고, 도 2는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터에 포함된 피드백 회로의 일 예를 나타내는 블록도이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 트랜스포머(110), 1차측 회로(120), 제1 2차측 회로(130), 제2 2차측 회로(140) 및 피드백 회로(150)를 포함할 수 있다. 한편, 도 1에는 1차측 회로(120), 제1 2차측 회로(130) 및 제2 2차측 회로(140)와 관련하여 본 발명에 관한 필수 구성들만이 도시되어 있는 것이므로, 실시예에 따라, 1차측 회로(120), 제1 2차측 회로(130) 및 제2 2차측 회로(140) 각각에 추가 구성들이 더 포함될 수 있음을 이해하여야 한다.
트랜스포머(110)는 1차측 코일(COI1), 제1 2차측 코일(COI2-1) 및 제2 2차측 코일(COI2-2)을 포함할 수 있다. 트랜스포머(110)는 1차측 코일(COI1), 제1 2차측 코일(COI2-1) 및 제2 2차측 코일(COI2-2)을 이용하여 1차측 회로(120)에서 제1 2차측 회로(130) 및 제2 2차측 회로(140)로 전압 전달을 수행할 수 있다. 구체적으로, 입력 전원(VIN)(즉, 입력 직류 전압)이 1차측 회로(120)에 포함된 스위치(SW)의 스위칭 동작에 의해 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI)에 공급되고, 제1 2차측 회로(130)에는 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)과 제1 2차측 코일(COI2-1)의 권선비에 비례하는 제1 교류 전압이 인가되며, 제2 2차측 회로(140)에는 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)과 제2 2차측 코일(COI2-2)의 권선비에 비례하는 제2 교류 전압이 인가될 수 있다. 이 때, 제1 2차측 회로(130)에 인가된 제1 교류 전압은 정류 수단에 해당하는 제1 다이오드(D1)와 평활 수단에 해당하는 제1 커패시터(C1)에 의해 직류 전압 즉, 제1 출력단 전압(VOUT1)으로 변환되고, 제2 2차측 회로(140)에 인가된 제2 교류 전압은 정류 수단에 해당하는 제2 다이오드(D2)와 평활 수단에 해당하는 제2 커패시터(C2)에 의해 직류 전압 즉, 제2 출력단 전압(VOUT2)으로 변환될 수 있다.
1차측 회로(120)는 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 연결되고, 입력 전원(VIN)을 변환하여 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 인가(즉, 입력 직류 전압인 입력 전원(VIN)을 시분할하여 구형 교류로 변환)할 수 있다. 이를 위해, 1차측 회로(120)는 입력 전원(VIN), 스위치(SW) 및 인덕터(L)를 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 입력 전원(VIN)은 인덕터(L)와 스위치(SW)에 직렬 연결될 수 있다. 이 때, 입력 전원(VIN)은 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 직렬 연결될 수 있다. 인덕터(L)는 입력 전원(VIN)과 스위치(SW)에 직렬 연결될 수 있다. 이 때, 인덕터(L)는 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 병렬 연결될 수 있다. 스위치(SW)는 입력 전원(VIN)과 인덕터(L)에 직렬 연결될 수 있다. 이 때, 스위치(SW)는 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 직렬 연결될 수 있다. 스위치(SW)는 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM) 신호에 응답하여 스위칭 동작을 수행(즉, 턴온 또는 턴오프)할 수 있다. 따라서, 스위치(SW)는 펄스폭 변조 신호의 듀티비에 따라 턴온과 턴오프를 반복적으로 수행하고, 피드백 회로(150)에 의해 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절(즉, CTL-SW로 표시)될 수 있다.
제1 2차측 회로(130)는 트랜스포머(110)의 제1 2차측 코일(COI2-1)에 연결될 수 있다. 제1 2차측 회로(130)는 트랜스포머(110)의 제1 2차측 코일(COI2-1)로 인가된 제1 교류 전압을 직류 전압인 제1 출력단 전압(VOUT1)으로 변환할 수 있다. 이를 위해, 제1 2차측 회로(130)는 제1 다이오드(D1), 제1 커패시터(C1), 제1 가변 저항(VR1) 및 제1 저항(R1)을 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 제1 다이오드(D1)는 제1 커패시터(C1), 제1 가변 저항(VR1) 및 제1 저항(R1)에 직렬 연결될 수 있다. 이 때, 제1 다이오드(D1)는 트랜스포머(110)의 제1 2차측 코일(COI2-1)에 직렬 연결될 수 있다. 제1 다이오드(D1)는, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)가 턴온되면 차단되고, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)가 턴오프되면 도통될 수 있다. 제1 커패시터(C1), 제1 가변 저항(VR1) 및 제1 저항(R1)은 제1 다이오드(D1)에 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결될 수 있다. 이 때, 제1 커패시터(C1), 제1 가변 저항(VR1) 및 제1 저항(R1)은 트랜스포머(110)의 제1 2차측 코일(COI2-1)에 직렬 연결될 수 있다. 한편, 제1 커패시터(C1), 제1 가변 저항(VR1) 및 제1 저항(R1)이 서로 병렬 연결되는 양 노드(node)들에서 제1 출력단 전압(VOUT1)이 출력될 수 있다. 한편, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동되는 경우, 피드백 회로(150)에 의해 제1 가변 저항(VR1)의 저항값이 제어(즉, CTL-VR1로 표시)되어, 제1 가변 저항(VR1)과 제1 저항(R1)의 저항의 합에 상응하는 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 제어될 수 있다.
제2 2차측 회로(140)는 트랜스포머(110)의 제2 2차측 코일(COI2-2)에 연결될 수 있다. 제2 2차측 회로(140)는 트랜스포머(110)의 제2 2차측 코일(COI2-2)로 인가된 제2 교류 전압을 직류 전압인 제2 출력단 전압(VOUT2)으로 변환할 수 있다. 이를 위해, 제2 2차측 회로(140)는 제2 다이오드(D2), 제2 커패시터(C2), 제2 가변 저항(VR2) 및 제2 저항(R2)을 포함할 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 제2 다이오드(D2)는 제2 커패시터(C2), 제2 가변 저항(VR2) 및 제2 저항(R2)에 직렬 연결될 수 있다. 이 때, 제2 다이오드(D2)는 트랜스포머(110)의 제2 2차측 코일(COI2-2)에 직렬 연결될 수 있다. 제2 다이오드(D2)는, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)가 턴온되면 차단되고, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)가 턴오프되면 도통될 수 있다. 제2 커패시터(C2), 제2 가변 저항(VR2) 및 제2 저항(R2)은 제2 다이오드(D2)에 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결될 수 있다. 이 때, 제2 커패시터(C2), 제2 가변 저항(VR2) 및 제2 저항(R2)은 트랜스포머(110)의 제2 2차측 코일(COI2-2)에 직렬 연결될 수 있다. 한편, 제2 커패시터(C2), 제2 가변 저항(VR2) 및 제2 저항(R2)이 서로 병렬 연결되는 양 노드들에서 제2 출력단 전압(VOUT2)이 출력될 수 있다. 한편, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동되는 경우, 피드백 회로(150)에 의해 제2 가변 저항(VR2)의 저항값이 제어(즉, CTL-VR2로 표시)되어, 제2 가변 저항(VR2)과 제2 저항(R2)의 저항의 합에 상응하는 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 제어될 수 있다.
피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1) 및 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 검출하고, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 제어하고, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 제어할 수 있다. 예를 들어, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하는 경우, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)을 일정하게 유지시키기 위해, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절할 수 있다. 이 때, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절됨에 따라 오히려 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동할 수 있다. 따라서, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절함과 동시에 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 제어할 수 있다. 마찬가지로, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하는 경우, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 일정하게 유지시키기 위해, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절할 수 있다. 이 때, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절됨에 따라 오히려 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동할 수 있다. 따라서, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절함과 동시에 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 제어할 수 있다.
이를 위해, 도 2에 도시된 바와 같이, 피드백 회로(150)는 제1 출력단 전압 변동 검출부(151), 제2 출력단 전압 변동 검출부(152), 제어 결정부(153), 제1 가변 저항 제어부(154), 제2 가변 저항 제어부(155) 및 스위치 제어부(156)를 포함할 수 있다. 제1 출력단 전압 변동 검출부(151)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)을 검출하고, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하는지 여부를 확인(즉, DV1로 표시)할 수 있다. 제2 출력단 전압 변동 검출부(152)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 검출하고, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하는지 여부를 확인(즉, DV2로 표시)할 수 있다. 제어 결정부(153)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1) 또는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 변동 여부에 따라 제1 가변 저항 제어부(154), 제2 가변 저항 제어부(155) 및 스위치 제어부(156)의 동작을 제어(즉, CTL1, CTL2, CTL3)할 수 있다. 구체적으로, 제어 결정부(153)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하면 스위치 제어부(156) 및 제2 가변 저항 제어부(155)가 동작하도록 제어하고, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하면 스위치 제어부(156) 및 제1 가변 저항 제어부(154)가 동작하도록 제어할 수 있다. 제1 가변 저항 제어부(154)는, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동함에 따라 스위치 제어부(150)가 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 조절할 수 있다. 제2 가변 저항 제어부(155)는, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동함에 따라 스위치 제어부(150)가 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 조절할 수 있다. 스위치 제어부(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1) 또는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절할 수 있다.
구체적으로, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동되지 않으면(즉, 기 설정된 목표 정전압으로 유지되면), 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 제2 기준값으로 유지시킬 수 있다. 또한, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 증가하면(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 증가하면) 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 증가시킬 수 있다. 이 때, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 증가하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 증가 비율만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제2 2차측 회로(140) 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 증가시킬 수 있다. 나아가, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 감소하면(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 감소하면) 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 감소시킬 수 있다. 이 때, 피드백 회로(150)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 감소하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 감소 비율만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제2 2차측 회로(140) 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 감소시킬 수 있다. 다만, 이에 대해서는 도 3을 참조하여 자세하게 후술하기로 한다.
또한, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동되지 않으면(즉, 기 설정된 목표 정전압으로 유지되면), 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 제1 기준값으로 유지시킬 수 있다. 또한, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 증가하면 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 증가시킬 수 있다. 이 때, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 증가하면(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 증가하면), 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 증가 비율만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제1 2차측 회로(130) 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 증가시킬 수 있다. 나아가, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 감소하면(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 감소하면) 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 감소시킬 수 있다. 이 때, 피드백 회로(150)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 감소하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 감소 비율만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제1 2차측 회로(130) 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 감소시킬 수 있다. 다만, 이에 대해서는 도 4을 참조하여 자세하게 후술하기로 한다.
이와 같이, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 트랜스포머(110), 입력 전원(VIN)을 변환하여 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에 인가하고, 스위치(SW) 및 스위치(SW)에는 직렬 연결되고 트랜스포머(110)의 1차측 코일(COI1)에는 병렬 연결되는 인덕터(L)를 포함하는 1차측 회로(120), 트랜스포머(110)의 제1 2차측 코일(COI2-1)에 연결되고, 제1 다이오드(D1) 및 제1 다이오드(D1)에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제1 커패시터(C1), 제1 저항(R1) 및 제1 가변 저항(VR1)을 포함하는 제1 2차측 회로(130), 트랜스포머(110)의 제2 2차측 코일(COI2-2)에 연결되고, 제2 다이오드(D2) 및 제2 다이오드(D2)에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제2 커패시터(C2), 제2 저항(R2) 및 제2 가변 저항(VR2)을 포함하는 제2 2차측 회로(140), 및 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1) 및 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 검출하고, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 제어하고, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하면 1차측 회로(120)의 스위치(SW)의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 제어하는 피드백 회로(150)를 포함함으로써, 정전압 레귤레이터를 추가하지 않고도 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)과 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 모두 일정하게 유지(즉, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)과 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2) 중 하나가 제어될 때 다른 하나가 변동하지 않게)할 수 있다. 그 결과, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 정전압 레귤레이터를 포함하는 종래의 이중출력 플라이백 컨버터에 비해 회로 효율이 높아지고, 제조 비용이 낮아질 수 있다. 한편, 상기에서는 다출력 플라이백 컨버터(100)가 2개의 2차측 회로들(130, 140)을 포함하는 것으로 설명되어 있으나, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 상술한 방식과 동일한 방식으로 상호 동작하는 3개 이상의 2차측 회로들을 포함할 수 있다.
도 3은 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 나타내는 순서도이고, 도 4a 및 도 4b는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 설명하기 위한 도면들이다.
도 3 내지 도 4b를 참조하면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동할 때 동작하는 것이 도시되어 있다. 구체적으로, 다출력 플라이백 컨버터(100)(구체적으로, 피드백 회로(150))는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)을 검출(S110)하고, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동(즉, 증가 또는 감소)하는지 여부를 확인(S120)할 수 있다. 이 때, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하지 않은 경우, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 제2 기준값(TR2)으로 유지(S130)시킬 수 있다. 이 때, 제2 기준값(TR2)은 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 기 설정된 목표 정전압일 때의 상기 제2 가변 저항(VR2)의 기준 저항값으로서 미리 설정될 수 있다. 반면에, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 변동하는 경우, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 조절(S140)하고, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비(duty ratio)를 조절(S150)할 수 있다. 한편, 상기에서는 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값이 조절(S140)된 후 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절(S150)되는 것으로 도시되어 있으나, 이것은 예시적인 것으로서, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절(S150)된 후 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값이 조절(S140)될 수도 있다.
도 4a에 도시된 바와 같이, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 증가(즉, DV1로 표시)하면 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 증가(즉, DR2로 표시)시킬 수 있다. 이 때, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 증가하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 증가 비율(즉, 도 4a에서 VOUT1 대비 DV1의 비율)만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 증가(즉, DR2로 표시)시킬 수 있다. 즉, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 외부 환경 등에 의해 원하지 않게 증가(즉, DV1로 표시)하게 되면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)을 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 감소시키는 제어(즉, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절)를 하게 되는데, 상기 제어에 의해 오히려 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)도 같이 감소되어 원하지 않게 변동(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 감소)할 수 있다. 이에, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 증가(즉, DV1)하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 증가 비율(즉, 도 4a에서 VOUT1 대비 DV1의 비율)만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 증가(즉, DR2로 표시)시켜 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)도 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 제어할 수 있다.
도 4b에 도시된 바와 같이, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 감소(즉, DV1로 표시)하면 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 감소(즉, DR2로 표시)시킬 수 있다. 이 때, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 감소하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 감소 비율(즉, 도 4b에서 VOUT1 대비 DV1의 비율)만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 감소(즉, DR2로 표시)시킬 수 있다. 즉, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 외부 환경 등에 의해 원하지 않게 감소(즉, DV1로 표시)하게 되면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)을 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 증가시키는 제어(즉, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절)를 하게 되는데, 상기 제어에 의해 오히려 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)도 같이 증가되어 원하지 않게 변동(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 증가)할 수 있다. 이에, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 감소(즉, DV1)하면, 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)의 감소 비율(즉, 도 4b에서 VOUT1 대비 DV1의 비율)만큼 제2 2차측 회로(140)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제2 2차측 회로(140)의 제2 가변 저항(VR2)의 저항값을 감소(즉, DR2로 표시)시켜 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)도 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 제어할 수 있다.
도 5는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 나타내는 순서도이고, 도 6a 및 도 6b는 도 1의 다출력 플라이백 컨버터가 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압이 변동할 때 동작하는 것을 설명하기 위한 도면들이다.
도 5 내지 도 6b를 참조하면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동할 때 동작하는 것이 도시되어 있다. 구체적으로, 다출력 플라이백 컨버터(100)(구체적으로, 피드백 회로(150))는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 검출(S210)하고, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동(즉, 증가 또는 감소)하는지 여부를 확인(S220)할 수 있다. 이 때, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하지 않은 경우, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 제1 기준값(TR1)으로 유지(S230)시킬 수 있다. 이 때, 제1 기준값(TR1)은 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)이 기 설정된 목표 정전압일 때의 상기 제1 가변 저항(VR21의 기준 저항값으로서 미리 설정될 수 있다. 반면에, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 변동하는 경우, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 조절(S240)하고, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절(S250)할 수 있다. 한편, 상기에서는 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값이 조절(S240)된 후 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절(S250)되는 것으로 도시되어 있으나, 이것은 예시적인 것으로서, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비가 조절(S250)된 후 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값이 조절(S240)될 수도 있다.
도 6a에 도시된 바와 같이, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 증가(즉, DV2로 표시)하면 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 증가(즉, DR1로 표시)시킬 수 있다. 이 때, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 증가하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 증가 비율(즉, 도 6a에서 VOUT2 대비 DV2의 비율)만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 증가(즉, DR1로 표시)시킬 수 있다. 즉, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 외부 환경 등에 의해 원하지 않게 증가(즉, DV2로 표시)하게 되면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 감소시키는 제어(즉, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절)를 하게 되는데, 상기 제어에 의해 오히려 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)도 같이 감소되어 원하지 않게 변동(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 감소)할 수 있다. 이에, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 증가(즉, DV2)하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 증가 비율(즉, 도 6a에서 VOUT2 대비 DV2의 비율)만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 증가(즉, DR1로 표시)시켜 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)도 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 제어할 수 있다.
도 6b에 도시된 바와 같이, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 감소(즉, DV2로 표시)하면 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 감소(즉, DR2로 표시)시킬 수 있다. 이 때, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 감소하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 감소 비율(즉, 도 6b에서 VOUT2 대비 DV2의 비율)만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 감소(즉, DR1로 표시)시킬 수 있다. 즉, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 외부 환경 등에 의해 원하지 않게 감소(즉, DV2로 표시)하게 되면, 다출력 플라이백 컨버터(100)가 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)을 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 증가시키는 제어(즉, 1차측 회로(120)의 스위치(SW)에 인가되는 펄스폭 변조 신호의 듀티비를 조절)를 하게 되는데, 상기 제어에 의해 오히려 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)도 같이 증가되어 원하지 않게 변동(즉, 기 설정된 목표 정전압보다 증가)할 수 있다. 이에, 다출력 플라이백 컨버터(100)는 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)이 감소(즉, DV2)하면, 제2 2차측 회로(140)의 제2 출력단 전압(VOUT2)의 감소 비율(즉, 도 6b에서 VOUT2 대비 DV2의 비율)만큼 제1 2차측 회로(130)의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 제1 2차측 회로(130)의 제1 가변 저항(VR1)의 저항값을 감소(즉, DR1로 표시)시켜 제1 2차측 회로(130)의 제1 출력단 전압(VOUT1)도 기 설정된 목표 정전압으로 유지되도록 제어할 수 있다.
본 발명은 조명 장치 등에 사용 가능한 다출력 플라이백 컨버터에 광범위하게 적용될 수 있다. 한편, 이상에서는 본 발명에 대하여 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 아래 특허청구범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
100: 다출력 플라이백 컨버터 110: 트랜스포머
COI1: 1차측 코일 COI2-1: 제1 2차측 코일
COI2-2: 제2 2차측 코일 120: 1차측 회로
L: 인덕터 SW: 스위치
VIN: 입력 전원 130: 제1 2차측 회로
D1: 제1 다이오드 C1: 제1 커패시터
VR1: 제1 가변 저항 R1: 제1 저항
140: 제2 2차측 회로 D2: 제2 다이오드
C2: 제2 커패시터 VR2: 제2 가변 저항
R2: 제2 저항 150: 피드백 회로
151: 제1 출력단 전압 변동 검출부
152: 제2 출력단 전압 변동 검출부
153: 제어 결정부 154: 제1 가변 저항 제어부
155: 제2 가변 저항 제어부 156: 스위치 제어부

Claims (10)

  1. 트랜스포머;
    입력 전원을 변환하여 상기 트랜스포머의 1차측 코일에 인가하고, 스위치 및 상기 스위치에는 직렬 연결되고 상기 트랜스포머의 상기 1차측 코일에는 병렬 연결되는 인덕터를 포함하는 1차측 회로;
    상기 트랜스포머의 제1 2차측 코일에 연결되고, 제1 다이오드 및 상기 제1 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제1 커패시터, 제1 저항 및 제1 가변 저항을 포함하는 제1 2차측 회로;
    상기 트랜스포머의 제2 2차측 코일에 연결되고, 제2 다이오드 및 상기 제2 다이오드에는 직렬 연결되고 서로 간에는 병렬 연결되는 제2 커패시터, 제2 저항 및 제2 가변 저항을 포함하는 제2 2차측 회로; 및
    상기 제1 2차측 회로의 제1 출력단 전압 및 상기 제2 2차측 회로의 제2 출력단 전압을 검출하고, 상기 제1 출력단 전압이 변동하면 상기 스위치의 스위칭 동작을 제어함과 동시에 상기 제2 가변 저항의 저항값을 제어하고, 상기 제2 출력단 전압이 변동하면 상기 스위치의 상기 스위칭 동작을 제어함과 동시에 상기 제1 가변 저항의 저항값을 제어하는 피드백 회로를 포함하는 다출력 플라이백 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 2차측 회로들은, 상기 스위치가 턴온되면 상기 제1 및 제2 다이오드들이 차단되고, 상기 스위치가 턴오프되면 상기 제1 및 제2 다이오드들이 도통되도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 변동되지 않으면, 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 제2 기준값으로 유지시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 피드백 회로는, 상기 제1 출력단 전압이 증가하면 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키고, 상기 제1 출력단 전압이 감소하면 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 감소시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 증가하면, 상기 제1 출력단 전압의 증가 비율만큼 상기 제2 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  6. 제 4 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제1 출력단 전압이 감소하면, 상기 제1 출력단 전압의 감소 비율만큼 상기 제2 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 상기 제2 가변 저항의 상기 저항값을 감소시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  7. 제 2 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 변동되지 않으면, 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 제1 기준값으로 유지시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 피드백 회로는, 상기 제2 출력단 전압이 증가하면 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키고, 상기 제2 출력단 전압이 감소하면 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 감소시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 증가하면, 상기 제2 출력단 전압의 증가 비율만큼 상기 제1 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 증가하도록 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 증가시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서, 상기 피드백 회로는 상기 제2 출력단 전압이 감소하면, 상기 제2 출력단 전압의 감소 비율만큼 상기 제1 2차측 회로의 출력단 전체 저항값이 감소하도록 상기 제1 가변 저항의 상기 저항값을 감소시키는 것을 특징으로 하는 다출력 플라이백 컨버터.
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0595675A (ja) * 1991-09-30 1993-04-16 Aiwa Co Ltd 多出力型スイツチング電源装置
JPH0595680A (ja) * 1991-09-30 1993-04-16 Aiwa Co Ltd 多出力型スイツチング電源装置
KR20070014012A (ko) * 2005-07-26 2007-01-31 삼성전자주식회사 다중 출력을 갖는 전원공급장치
KR20180016789A (ko) * 2016-08-08 2018-02-20 (주)그레이트웨어 복합기능 cctv 전원용 포스트 레귤레이터 방식의 전원공급 장치

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0595675A (ja) * 1991-09-30 1993-04-16 Aiwa Co Ltd 多出力型スイツチング電源装置
JPH0595680A (ja) * 1991-09-30 1993-04-16 Aiwa Co Ltd 多出力型スイツチング電源装置
KR20070014012A (ko) * 2005-07-26 2007-01-31 삼성전자주식회사 다중 출력을 갖는 전원공급장치
KR20180016789A (ko) * 2016-08-08 2018-02-20 (주)그레이트웨어 복합기능 cctv 전원용 포스트 레귤레이터 방식의 전원공급 장치

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