KR20220073721A - 전원 공급 장치 및 그 제어 방법 - Google Patents

전원 공급 장치 및 그 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20220073721A
KR20220073721A KR1020220063490A KR20220063490A KR20220073721A KR 20220073721 A KR20220073721 A KR 20220073721A KR 1020220063490 A KR1020220063490 A KR 1020220063490A KR 20220063490 A KR20220063490 A KR 20220063490A KR 20220073721 A KR20220073721 A KR 20220073721A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
output
node
output node
output voltage
signal
Prior art date
Application number
KR1020220063490A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102622535B1 (ko
Inventor
엄세훈
손영훈
박세홍
Original Assignee
인투코어테크놀로지 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from KR1020200075907A external-priority patent/KR102645224B1/ko
Application filed by 인투코어테크놀로지 주식회사 filed Critical 인투코어테크놀로지 주식회사
Priority to KR1020220063490A priority Critical patent/KR102622535B1/ko
Publication of KR20220073721A publication Critical patent/KR20220073721A/ko
Priority to KR1020240001244A priority patent/KR20240007700A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102622535B1 publication Critical patent/KR102622535B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/38—Impedance-matching networks
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)

Abstract

본 발명은 주파수를 가지는 전원을 부하로 제공하기 위한 전원 공급 장치에 관한 것이다. 본 발명의 전원 공급 장치는, 제1 출력노드와 구동전압노드 사이에 배치되는 제1 트랜지스터; 상기 제1 출력노드와 접지노드 사이에 배치되는 제2 트랜지스터; 제2 출력노드와 상기 접지노드 사이에 배치되는 제3 트랜지스터; 상기 제2 출력노드와 상기 구동전압노드 사이에 배치되는 제4 트랜지스터; 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이를 전기적으로 연결하는 인덕터; 및 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드에 연결된 부하에 인가되는 전압과 상기 전압에 의해 상기 부하에 흐르는 전류 사이의 위상차 및 지연 시간 중 적어도 하나를 획득하고, 상기 제1 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제1 신호, 상기 제2 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제2 신호, 상기 제3 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제3 신호 및 상기 제4 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제4 신호를 출력하는 제어기;를 포함하며,상기 제어기는 상기 획득된 상기 위상차 및 상기 지연 시간 중 적어도 하나에 기초하여 상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하며,상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 상기 인덕터와 직렬 연결된 액티브 소자가 없다.

Description

전원 공급 장치 및 그 제어 방법{POWER SUPPLY SUPPORTING DEVICE AND CONTROLLING METHOD THEREOF}
본 발명은 전자 또는 전기 장치에 관한 것으로, 더 상세하게는 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법에 관한 것이다.
생활 또는 산업 현장에서 사용되는 다양한 전자 또는 전기 장치들은 전원을 필요로 한다. 전자 또는 전기 장치들의 목적, 특성, 또는 사용 환경에 따라, 전자 또는 전기 장치들은 서로 다른 형태의 전원을 필요로 할 수 있다. 전자 또는 전기 장치들 중에서 특히 유도 결합형 플라스마(ICP, Inductively Coupled Plasma) 장치는 높은 전력 및 높은 주파수를 갖는 교류 전원을 필요로 한다.
유도 결합형 플라스마 장치에 전원을 공급하는 전원 공급 장치는 인버터를 턴-온 또는 턴-오프 함으로써 유도 결합형 플라스마 장치에 공급되는 전원을 제어한다. 전원 공급 장치에서 발생하는 잡음 또는 스트레스를 방지하고, 그리고 유도 결합형 플라스마 장치에 대한 전원 공급을 효율적으로 하기 위하여, 전원 공급 장치의 전원 공급 방식을 제어할 필요가 있다.
또한, 유도 결합형 플라스마 장치의 동작을 정밀하기 제어하기 위하여, 유도 결합형 플라스마 장치에 공급되는 전력량 또는 전류량이 제어되어야 한다. 유도 결합형 플라스마 장치에 공급되는 전력량 또는 전류량을 조절하기 위한 다양한 방법들이 연구되어 왔다. 그러나 대부분의 방법은 전원 공급 장치의 복잡도나 부피 또는 가격을 증가시키거나 또는 전원 공급 장치에 고주파 스위칭 잡음을 유발하거나 스트레스를 인가하여 전원 공급 장치의 오작동을 유발해 신뢰도를 떨어뜨리고 수명을 크게 감소시킨다. 따라서, 복잡도를 증가시키지 않고, 잡음을 발생하지 않으며 그리고 스트레스를 유발하지 않는 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법에 대한 연구가 요구되고 있다.
본 발명의 목적은, 복잡도를 증가시키지 않고, 잡음 및 스트레스를 유발하지 않는 향상된 성능의 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법을 제공하는 데에 있다. 또한, 본 발명의 목적은 출력 전압과 출력 전류의 위상 차이를 자동적으로 보상하는 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법을 제공하는 데에 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 장치는, 직류 전원을 교류 전원으로 변환하는 인버터; 상기 교류 전원을 부하에 공급하는 임피던스 정합 회로, 그리고 상기 임피던스 정합 회로 및 상기 부하로 출력되는 출력 전압과 출력 전류의 지연 시간을 검출하고, 그리고 상기 검출된 지연 시간에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절하도록 구성되는 제어기를 포함한다.
실시 예로서, 상기 검출된 지연 시간이 제1 시간보다 작으면, 상기 제어기는 상기 출력 전압의 주파수를 증가시킨다.
실시 예로서, 상기 검출된 지연 시간이 상기 제2 시간보다 크면, 상기 제어기는 상기 출력 전압의 주파수를 감소시킨다.
실시 예로서, 상기 검출된 지연 시간이 상기 제2 시간 이하이고 그리고 상기 제1 시간 이상이면, 상기 제어기는 상기 출력 전압의 주파수를 유지한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 상기 출력 전압과 상기 출력 전류로부터 검출된 지연 시간들의 평균을 계산하고, 상기 평균이 제1 시간보다 작으면 상기 출력 전압의 주파수를 증가시킨다.
실시 예로서, 상기 제어기는 k개(k는 양의 정수)의 검출된 지연 시간들을 저장하고, 상기 k개의 검출된 지연 시간들의 상기 평균을 계산한다.
실시 예로서, 상기 평균을 계산하고, 그리고 상기 계산된 평균에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절한 후에, 상기 제어기는 다음 k개의 검출된 지연 시간들을 저장하고, 그리고 상기 다음 k개의 검출된 지연 시간들의 상기 평균을 계산한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 상기 k를 조절한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 상기 출력 전압과 상기 출력 전류로부터 검출된 지연 시간들 중에서 제1 시간보다 작은 지연 시간들이 대세적(dominant)이면, 상기 출력 전압의 주파수를 증가시킨다.
실시 예로서, 상기 제1 시간보다 작은 지연 시간들의 수가 상기 검출된 지연 시간들의 수의 1/3 이상이면, 상기 제어기는 상기 제1 시간보다 작은 지연 시간들이 대세적인 것으로 판단한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 k개(k는 양의 정수)의 검출된 지연 시간들을 저장하고, 그리고 상기 저장된 k개의 지연 시간들 중에서 대세적인 지연 시간들을 판단한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 i개(i는 k보다 작은 양의 정수)의 연속적인 지연 시간들이 상기 제1 시간보다 작으면, 대세적인 지연 시간들을 판단하지 않고 상기 출력 전압의 주파수를 증가시킨다.
실시 예로서, 상기 전원 공급 장치는 상기 인버터와 상기 부하 사이의 배선에 유도 결합되고, 상기 부하로 공급되는 출력 전류와 동일한 위상의 전류를 갖는 제1 신호를 출력하는 변압기; 그리고 상기 변압기의 출력 신호로부터 상기 출력 전류의 위상을 가리키는 제2 신호를 검출하고, 상기 제2 신호를 상기 제어기로 출력하는 비교기를 더 포함한다.
실시 예로서, 상기 인버터는, 전원 노드와 제1 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제1 트랜지스터 및 제1 다이오드; 상기 제1 출력 노드와 접지 노드 사이에 병렬 연결된 제2 트랜지스터 및 제2 다이오드; 상기 접지 노드와 제2 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제3 트랜지스터 및 제3 다이오드; 그리고 상기 전원 노드와 상기 제2 출력 노드 사이에 병렬 연결된 제4 트랜지스터 및 제4 다이오드를 포함하고, 상기 제1 출력 노드 및 상기 제2 출력 노드는 상기 임피던스 정합 회로와 연결되고, 상기 제어기는 상기 제1 내지 제4 트랜지스터들의 게이트들의 전압들을 각각 제어한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 상기 제1 트랜지스터로 공급되는 스위칭 신호과 상기 제2 신호의 위상 차이에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절한다.
실시 예로서, 상기 인버터는 상기 제1 출력 노드와 상기 제2 출력 노드의 사이에 연결되는 인덕터를 더 포함한다.
실시 예로서, 상기 제어기는 상기 인버터가 상기 교류 전원을 출력하는 파워링(powering) 구간 및 상기 인버터가 상기 교류 전원을 출력하지 않는 프리휠링(freewheeling) 구간의 배치를 조절하여, 상기 인버터가 상기 임피던스 정합 회로를 통해 상기 부하로 공급하는 단위 시간당 전력량을 조절하도록 더 구성된다.
실시 예로서, 상기 제어기는 지연 시간들이 연속적으로 동일한 특성을 나타낼 때에, 상기 동일한 특성에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절한다.
본 발명의 실시 예에 따른 부하에 전원을 공급하는 방법은, 부하로 출력되는 출력 전압과 출력 전류의 지연 시간을 검출하는 단계; 그리고 상기 검출된 지연 시간에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절하는 단계를 포함한다.
실시 예로서, 상기 지연 시간이 미리 정해진 범위 내에 속할 때까지, 상기 검출하는 단계 및 상기 조절하는 단계는 반복된다.
실시 예로서, 상기 지연 시간은 지연 시간들이 평균을 포함한다.
실시 예로서, 상기 출력 전압의 주파수를 조절하는 단계는, 지연 시간들을 저장하는 단계; 상기 저장된 지연 시간들 중에서 제1 시간보다 작은 지연 시간들의 개수를 제1 카운트로 카운트하는 단계; 상기 저장된 지연 시간들 중에서 제2 시간보다 작은 지연 시간들의 개수를 제2 카운트로 카운트하는 단계; 상기 제1 시간 이상이고 상기 제2 시간 이하인 지연 시간들의 개수를 제3 카운트로 카운트하는 단계; 그리고 상기 제1 내지 제3 카운트들 중 대세적인 카운트에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절하는 단계를 포함한다.
실시 예로서, 상기 출력 전압의 주파수를 조절하는 단계는, 지연 시간들이 연속적으로 동일한 특성을 나타낼 때에, 상기 동일한 특성에 따라 상기 출력 전압의 주파수를 조절하는 단계를 포함한다.
실시 예로서, 목표 전력량을 수신하는 단계; 부하에 공급되는 단위 시간당 전력량과 상기 목표 전력량을 비교하는 단계;
비교 결과에 따라 상기 목표 전력량과 상기 단위 시간당 전력량이 같아지도록, 상기 부하에 상기 교류 전원을 공급하는 파워링(powering) 구간 및 상기 부하에 상기 교류 전원을 공급하지 않는 프리휠링(freewheeling) 구간을 조절하는 단계; 그리고 상기 조절된 파워링 구간 및 프리휠링 구간에 따라 상기 부하에 전원을 공급하는 단계를 더 포함한다.
본 발명에 따르면, 전원 공급 장치의 인버터에 공급되는 스위칭 신호들의 패턴을 조절함으로써, 부하에 공급되는 전력량 또는 전류량이 조절된다. 따라서, 복잡도를 증가시키지 않고, 잡음 및 스트레스를 유발하지 않는 향상된 성능의 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법이 제공된다. 또한, 본 발명에 따르면, 출력 전압과 출력 전류의 위상 차이에 따라 출력 전압의 주파수가 조절되고, 위상 차이가 조절된다. 따라서, 출력 전압과 출력 전류의 위상 차이를 자동적으로 보상하는 전원 공급 장치 및 전원을 공급하는 방법이 제공된다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 시스템을 보여주는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 인버터, 임피던스 정합회로, 그리고 부하를 더 상세하게 보여준다.
도 3은 제어기가 제1 내지 제4 스위칭 신호들을 제어하는 예를 보여준다.
도 4는 제1 내지 제4 스위칭 신호들에 데드 타임이 추가되는 예를 보여준다.
도 5는 출력 전압의 주파수와 부하의 공진 주파수가 일치할 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 6은 출력 전압의 주파수가 부하의 공진 주파수보다 낮은 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 7은 도 6의 파형에 따라 출력 전압이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터의 동작 상태를 보여준다.
도 8은 출력 전압의 주파수가 부하의 공진 주파수보다 높은 때에 시간의 흐름에 따른 출력 전압 및 출력 전류의 파형들의 예를 보여준다.
도 9는 도 8의 파형에 따라 출력 전압이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터의 동작 상태를 보여준다.
도 10은 본 발명의 응용 예에 따른 전원 공급 시스템을 보여주는 블록도이다.
도 11은 도 10의 제어기의 예를 보여주는 블록도이다.
도 12는 출력 전류로부터 필터링된 전류 및 위상 정보가 검출되는 예를 보여준다.
도 13은 제1 스위칭 신호와 출력 전압의 위상들의 예를 보여준다.
도 14는 전원 공급 장치가 출력 전압의 주파수를 조절하는 방법의 예를 보여준다.
도 15는 전원 공급 장치가 출력 전압의 주파수를 조절하는 방법의 다른 예를 보여준다.
도 16은 전원 공급 장치가 출력 전압의 주파수를 조절하는 방법의 또 다른 예를 보여준다.
도 17은 전원 공급 장치가 출력 전압의 주파수를 조절하는 방법의 또 다른 응용 예를 보여준다.
도 18은 본 발명의 응용 예에 따른 인버터, 임피던스 정합회로, 그리고 부하를 보여준다.
도 19는 시간의 흐름에 따른 출력 전류와 인덕터 전류의 변화를 보여준다.
도 20은 직류 전압 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다.
도 21은 위상 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다.
도 22는 펄스 폭 변조에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들, 그리고 출력 전압이 조절되는 예를 보여준다.
도 23은 펄스 폭 변조에 따라 전력에 제어되는 방법의 예를 보여준다.
도 24는 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 방법을 보여준다.
도 25는 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화를 보여준다.
도 26은 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화의 다른 예를 보여준다.
도 27은 출력 전압이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류의 변화의 또 다른 예를 보여준다.
도 28은 본 발명의 또 다른 일시예에 따른 하브-브리지 회로를 포함하는 전원 공급 시스템을 보여주는 블록도이다.
이하에서, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 정도로 상세히 설명하기 위하여, 본 발명의 실시 예를 첨부된 도면을 참조하여 설명하기로 한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 전원 공급 시스템(100)을 보여주는 블록도이다. 도 1을 참조하면, 전원 공급 시스템(100)은 교류 전원(110), 전원 공급 장치(120), 그리고 부하(140)를 포함한다. 교류 전원(110)은 통상적인 가정 또는 산업 현장에서 사용되는 60Hz의 전원일 수 있다. 부하(140)는 가정 또는 산업 현장에서 사용되는 전기 또는 전자 장치일 수 있다. 예를 들어, 부하(140)는 유도 결합 플라스마(ICP, Inductively Coupled Plasma) 장치일 수 있다.
전원 공급 장치(120)는 제1 교류 전원을 제2 교류 전원을 변환하여 부하(140)에 공급할 수 있다. 예를 들어, 제2 교류 전원은 수백kHz 내지 수십MHz의 주파수 및 수kW 이상의 전력을 가질 수 있다. 전원 공급 장치(120)는 정류기(121), 커패시터(122), 인버터(123), 임피던스 정합회로(130), 그리고 제어기(125)를 포함할 수 있다.
정류기(121)는 교류 전원(110)의 출력을 직류 전원으로 변환할 수 있다. 예를 들어, 정류기(121)는 직류 전원을 접지 노드(GND)와 전원 노드(VP) 사이에 공급할 수 있다. 커패시터(122)는 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이에 연결될 수 있다. 커패시터(122)는 전원 노드(VP)에 전달되는 교류 성분을 접지 노드(GND)로 방전할 수 있다.
인버터(123)는 전원 노드(VP) 및 접지 노드(GND)로부터 직류 전원을 수신할 수 있다. 인버터(123)는 제어기(125)로부터 스위칭 신호들(SW)을 수신할 수 있다. 인버터(123)는 스위칭 신호들(SW)에 응답하여 직류 전원을 제2 교류 전원으로 변환할 수 있다. 제2 교류 전원은 임피던스 정합회로(130)를 통해 부하(140)로 공급될 수 있다. 임피던스 정합회로(130)는 부하(140)의 임피던스에 대한 정합을 제공할 수 있다.
제어기(125)는 인버터(123)로 스위칭 신호들(SW)을 전달할 수 있다. 제어기(125)는 인버터(123)가 직류 전원을 제2 교류 전원으로 변환하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 또한, 제어기(125)는 인버터(123)로부터 부하(140)로 공급되는 전력량(예를 들어, 단위 시간당 전력량)을 조절하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 예를 들어, 제어기(125)는 본 발명의 실시 예에 따라 인버터(123)가 파워링(powering) 구간 및 프리휠링(freewheeling) 구간을 통해 전력을 공급하도록 스위칭 신호들(SW)을 제어할 수 있다. 파워링 구간 및 프리휠링 구간은 아래에서 더 상세히 설명된다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 인버터(123), 임피던스 정합회로(130), 그리고 부하(140)를 더 상세하게 보여준다. 도 1 및 도 2를 참조하면, 인버터(123)는 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 그리고 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)을 포함할 수 있다.
제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이에 직렬 연결될 수 있다. 제1 다이오드(D1)는 제1 트랜지스터(TR1)와 병렬 연결되고, 제2 다이오드(D2)는 제2 트랜지스터(TR2)와 병렬 연결될 수 있다. 제3 및 제4 트랜지스터들(TR3, TR4)은 접지 노드(GND)와 전원 노드(VP) 사이에 직렬 연결될 수 있다. 제3 다이오드(D3)는 제3 트랜지스터(TR3)와 병렬 연결되고, 제4 다이오드(D4)는 제4 트랜지스터(TR4)와 병렬 연결될 수 있다. 예시적으로, 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)은 바디 다이오드들 또는 쇼트키 다이오드들일 수 있다.
제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 게이트들에 각각 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)이 전달될 수 있다. 즉, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 각각 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)에 응답하여 동작할 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)은 도 1에 도시된 스위칭 신호들(SW)에 대응할 수 있다.
제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2) 사이의 노드와 제3 및 제4 트랜지스터들(TR3, TR4) 사이의 노드는 출력 노드들일 수 있다. 출력 노드들은 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)에 출력 전압(VO)을 전달할 수 있다. 출력 노드들은 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)에 출력 전류(IO)를 전달할 수 있다.
예시적으로, 임피던스 정합회로(130)는 커패시터(C)를 포함할 수 있다. 그러나 임피던스 정합회로(130)의 내부 구성은 커패시터 하나로 한정되지 않는다. 예시적으로, 부하(140)는 유도 결합 플라스마(ICP) 장치일 수 있다. 부하(140)는 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)으로 모델링될 수 있다. 커패시터(C), 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)은 인버터(123)의 출력 노드들의 사이에 직렬 연결될 수 있다.
도 3은 제어기(125)가 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어하는 예를 보여준다. 도 3에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압을 가리키며, 세로축들의 단위는 전압(V)일 수 있다. 도 1 내지 도 3을 참조하면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하나의 쌍으로 제어되고, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 하나의 쌍으로 제어될 수 있다.
제1 스위칭 신호(SW1)가 하이 레벨을 가질 때, 제3 스위칭 신호(SW3) 또한 하이 레벨을 가질 수 있다. 제1 스위칭 신호(SW1)가 로우 레벨을 가질 때, 제3 스위칭 신호(SW3) 또한 로우 레벨을 가질 수 있다. 마찬가지로, 제2 스위칭 신호(SW2)가 하이 레벨을 가질 때, 제4 스위칭 신호(SW4) 또한 하이 레벨을 가질 수 있다. 제2 스위칭 신호(SW2)가 로우 레벨을 가질 때, 제4 스위칭 신호(SW4) 또한 로우 레벨을 가질 수 있다.
제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 상보적으로 제어될 수 있다. 예를 들어, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하이 레벨을 가질 때, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 로우 레벨을 가질 수 있다. 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 로우 레벨을 가질 때, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)은 하이 레벨을 가질 수 있다.
특정한 스위칭 신호가 하이 레벨을 가질 때, 특정한 스위칭 신호가 전달되는 트랜지스터는 턴-온 될 수 있다. 특정한 스위칭 신호가 로우 레벨을 가질 때, 특정한 스위칭 신호가 전달되는 트랜지스터는 턴-오프 될 수 있다.
제1 및 제3 트래지스터들(TR1, TR3)이 턴-온 되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-오프 될 때, 제1 트랜지스터(TR1)는 전원 노드(VP)의 전압을 전달하고 제3 트랜지스터(TR3)는 접지 노드(GND)의 전압을 전달할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)은 양의 값을 갖고, 출력 전류(IO)는 양의 값을 가질 수 있다. 즉, 출력 전류는 도 2에 도시된 방향으로 흐를 수 있다.
제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)이 턴-오프 되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 될 때, 제2 트랜지스터(TR2)는 접지 노드(GND)의 전압을 전달하고 제4 트랜지스터(TR4)는 전원 노드(VP)의 전압을 전달할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)은 음의 값을 갖고, 출력 전류(IO)는 음의 값을 가질 수 있다. 즉, 출력 전류는 도 2에 도시된 방향의 역방향으로 흐를 수 있다.
도 4는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)에 데드 타임(DT)이 추가되는 예를 보여준다. 도 4에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압(VO)을 가리키며, 세로축들의 단위는 전압(V)일 수 있다.
도 3과 비교하면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 시점과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 시점 사이에 데드 타임(DT)이 존재한다. 마찬가지로, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 시점과 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 시점 사이에 데드 타임(DT)이 존재한다.
데드 타임(DT) 동안에 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)은 모두 로우 레벨들을 갖는다. 즉, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)이 턴-오프 된다. 데드 타임(DT)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)가 쇼트되는 것을 방지할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 출력 전압(VO)은 데드 타임(DT) 이전의 전압 및 전류, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 동작 타이밍에 따라 정해지는 레벨을 가질 수 있다.
이하에서, 설명이 복잡해지는 것을 회피하기 위하여, 데드 타임(DT)이 본 발명의 기술적 사상을 설명하기 위하여 필요한 경우가 아니면, 데드 타임(DT)을 생략하여 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4) 및 출력 전압(VO)이 도시된다. 데드 타임(DT)이 명시적으로 도시 또는 언급되지 않아도, 데드 타임(DT)이 존재하지 않음을 의도하는 것으로 해석되지는 않는다.
도 5는 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 공진 주파수(f0)가 일치할 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 5를 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 주파수(f0)가 일치할 때, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치할 수 있다.
예시적으로, 부하(140)의 공진 주파수(f0)는 부하(140)의 인덕터(Lpla) 및 임피던스 정합 회로(130)의 커패시터(C)에 의해 결정될 수 있다. 부하(140)의 공진 주파수(f0)는 수학식 1에 의해 결정될 수 있다.
Figure pat00001
도 6은 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 낮은 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 5를 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 낮을 때, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상보다 뒤질 수 있다.
도 7은 도 6의 파형에 따라 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터(123)의 동작 상태를 보여준다. 도 4, 도 6 및 도 7을 참조하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때, 데드 타임(DT)이 존재할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 턴-오프 될 수 있다.
출력 전류(IO)는 부하(140) 및 임피던스 정합회로(130)로부터 인버터(123)를 향해 흐른다. 출력 전류(IO)의 방향에 의해, 제2 및 제4 다이오드들(D2, D4)은 전류를 통과시키지 않고, 제1 및 제3 다이오드들(D1, D3)은 전류를 통과시킨다. 즉, 출력 전압(VO)의 위상이 출력 전류(IO)의 위상보다 앞서면, 데드 타임(DT) 동안에 부하(140) 및 임피던스 정합회로(130)로부터 인버터(123)를 향해 출력 전류(IO)가 흐른다.
출력 전류(IO)가 흐름에 따라 불필요한 전력 소모가 발생할 수 있다. 또한, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 인버터(123)의 출력 전압(VO)은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND) 사이의 전압 차이를 유지한다. 출력 전압(VO)은 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단에 인가되어 있다.
데드 타임(DT)이 종료되면, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단에 고전압(예를 들어, 출력 전압(VO))이 인가된 상태에서 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 된다. 이는 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에 불필요한 스트레스로 적용되고, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)을 열화시킬 수 있다.
인버터(123)의 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 대칭적인 배치로 인해, 동일한 현상이 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에서 발생할 수 있다. 예를 들어, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이할 때의 데드 타임(DT) 동안에, 불필요한 전력 소모가 발생하고, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 스트레스가 발생할 수 있다.
도 8은 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 높은 때에 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전압(VO) 및 출력 전류(IO)의 파형들의 예를 보여준다. 도 1, 도 2 및 도 8을 참조하면, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 높을 때, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상보다 앞설 수 있다.
도 9는 도 8의 파형에 따라 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때의 인버터(123)의 동작 상태를 보여준다. 도 4, 도 8 및 도 9를 참조하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이할 때, 데드 타임(DT)이 존재할 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)은 턴-오프 될 수 있다.
*출력 전류(IO)는 양의 값을 가지므로, 출력 전류(IO)는 인버터(123)로부터 임피던스 정합회로(130) 및 부하(140)를 향해 흐른다. 출력 전류(IO)의 방향으로 인해, 출력 전류(IO)는 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)을 통해 흐르지 못한다. 대신, 출력 전류(IO)는 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)의 기생 커패시터들(미도시)을 통해 흐를 수 있다.
출력 전류(IO)가 흐름에 따라, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3) 각각의 양단 전압은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)의 전압 차이만큼 증가할 수 있다. 출력 전류(IO)가 흐를 때에, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)의 기생 커패시터들(미도시) 및 배선들의 기생 인덕터들(미도시)에 의해 공진(예를 들어, 기생 공진)이 발생할 수 있다. 기생 공진은 출력 전류(IO)의 크기가 클수록 함께 커지며, 잡음의 원인이 된다.
또한, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)을 통해 출력 전류가 흐르던 도중에, 데드 타임(DT)에서 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)이 턴-오프 된다. 이는 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 스트레스로 작용할 수 있다. 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 대칭적 배치로 인해, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이할 때에 동일한 잡음 및 스트레스가 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에서 발생할 수 있다.
상술된 바와 같이, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(140)의 공진 주파수(f0)가 다르면, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가되거나 또는 불필요한 전력 소모가 발생할 수 있다. 따라서, 전력 공급 장치(120)의 신뢰성을 개선하고 성능을 향상시키기 위하여, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)와 유사하게 제어되어야 한다.
구체적으로, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 미세하게 높은(예를 들어, 대략 0.1 내지 10%) 것이 선호된다. 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 부하(140)의 공진 주파수(f0)보다 미세하게 높으면, 도 8의 상태에서 출력 전류(IO)가 미세한 양의 값(예를 들어, 최대값의 0.1% 내지 10%)을 갖는다.
도 8 및 도 9를 참조하여 설명된 상황에서, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)은 미세한 전류가 흐르는 상태에서 턴-오프 되므로, 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3)에 인가되는 스트레스는 무시될 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 제1 및 제3 트랜지스터들(TR1, TR3) 각각의 양단 전압은 전원 노드(VP)와 접지 노드(GND)의 전압 차이에 해당하는 만큼 상승한다.
데드 타임(DT) 동안에, 출력 전류(IO)가 흐름에 따라 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단 전압은 0V(또는 이와 유사한 저전압)로 감소한다. 즉, 데드 타임(DT)이 종료되고 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)이 턴-온 될 때, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4) 각각의 양단 전압이 0V이므로, 제2 및 제4 트랜지스터들(TR2, TR4)에 인가되는 스트레스가 무시될 수 있다.
이와 같이, 출력 전압(VO)의 위상이 출력 전류(IO)의 위상보다 미세하게 앞서도록(예를 들어, 0.1% 내지 10%) 제어하면 트랜지스터들이 ZVZCS (Zero Voltage nearly Zero Current Switching)이라 불리는 바람직한 스위칭 동작을 할 수 있게 된다. ZVZCS에 따르면, 인버터(123)의 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)이 안정적으로 제어될 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 제어기(125)는 ZVZCS에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.
ZVZCD를 수행하기 위해서, 전원 공급 장치(120)의 동작 주파수가 부하(140)의 공진 주파수와 일치하여야 한다. 부하(140)의 공진 주파수는 부하(140)의 물리적 특성에 따라 결정된다. 따라서, 동작 주파수와 공진 주파수를 일치시키기 위해, 전원 공급 장치(120)는 동작 주파수를 파악하고, 동작 주파수를 공진 주파수에 일치키시는 기능을 수행할 필요가 있다.
도 10은 본 발명의 응용 예에 따른 전원 공급 시스템(200)을 보여주는 블록도이다. 도 10을 참조하면, 전원 공급 시스템(200)은 교류 전원(210), 전원 공급 장치(220), 그리고 부하(240)를 포함한다. 전원 공급 장치(220)는 정류기(221), 커패시터(222), 인버터(223), 임피던스 정합 회로(224), 제어기(225), 변압기(226), 필터(227), 그리고 비교기(228)를 포함한다.
정류기(221), 커패시터(222), 인버터(223), 그리고 임피던스 정합 회로(224)는 도 1을 참조하여 설명된 것과 동일한 구조를 가지며, 동일한 방법으로 동작한다. 따라서, 정류기(221), 커패시터(222), 인버터(223), 임피던스 정합 회로(224)에 대한 중복되는 설명은 생략된다.
도 2 및 도 10을 참조하면, 변압기(226)는 임피던스 정합회로(230)와 인버터(223) 사이의 배선에 유도 결합(inductively coupled)될 수 있다. 변압기(226)는 임피던스 정합회로(230)로 공급되는 신호(예를 들어, 제1 신호)와 유사한 신호(예를 들어, 제2 신호)를 생성하고, 필터(227)로 출력할 수 있다. 제1 신호의 전압은 출력 전압(VO)이고 제1 신호의 전류는 출력 전류(IO)일 수 있다.
제2 신호의 전압은 출력 전압(VO)으로부터 유도 결합에 의해 결정되는 레벨을 가질 수 있다. 제2 신호의 전류는 출력 전류(IO)로부터 유도 결합에 의해 결정되는 양을 가질 수 있다. 제2 신호의 전류의 위상은 출력 전류(IO)의 위상과 동일하거나 또는 미리 정해진 위상 차이(예를 들어, 180도)를 가질 수 있다.
필터(227)는 변압기(226)로부터 출력되는 제2 신호에 대해 고대역 통과 필터링 또는 저대역 거부 필터링을 수행할 수 있다. 예를 들어, 필터(227)는 제2 신호의 직류 성분을 제거할 수 있다. 필터(227)는 필터링된 전류(IF)를 비교기(228)로 출력할 수 있다.
비교기(228)는 필터링된 전류(IF)로부터 위상 정보(CI)를 검출할 수 있다. 위상 정보(CI)는 출력 전류(IO)의 위상에 대한 정보를 포함할 수 있다. 위상 정보(CI)는 제어기(225)로 전달된다. 제어기(225)는 스위칭 신호들(SW) 중 적어도 하나와 위상 정보(CI)를 이용하여 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이(또는 지연 시간)을 검출할 수 있다.
제어기(225)는 검출된 위상 차이(또는 지연 시간)에 기반하여 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절할 수 있다. 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)가 조절되면, 도 5 내지 도 9를 참조하여 설명된 바와 같이, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이가 조절된다. 제어기(225)는 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 동일해지도록(또는 지연 시간이 존재하지 않도록) 또는 위상 차이(또는 지연 시간)가 미리 정해진 범위 내에 속하도로그, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절할 수 있다.
도 11은 도 10의 제어기(225)의 예를 보여주는 블록도이다. 도 2, 도 10 및 도 11을 참조하면, 제어기(225)는 PWM (Pulse Width Modulation) 발생기(225a), 위상 검출기(225b), 그리고 주파수 조절기(225c)를 포함한다. PWM 발생기(225a)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다. 예를 들어, PWM 발생기(225a)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수, 데드 타임, 프리휠링 구간 등을 제어할 수 있다.
위상 검출기(225b)는 제1 스위칭 신호(SW1)를 수신하고, 그리고 위상 정보(CI)를 수신할 수 있다. 위상 검출기(225b)는 제1 스위칭 신호(SW1)와 위상 정보(CI)로부터 지연 시간(PI) 또는 위상 차이를 식별할 수 있다. 지연 시간(PI)은 주파수 조절기(225c)로 전달된다. 주파수 조절기(225c)는 제어 신호(CTRL)를 통해 PWM 발생기(225a)를 제어할 수 있다.
예를 들어, 주파수 조절기(225c)는 지연 시간(PI)에 응답하여 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 미리 정해진 단위만큼 증가 또는 감소하거나 유지하도록 제어 신호(CTRL)를 제어할 수 있다. 주파수 조절기(225c)는 미리 정해진 룩업 테이블을 참조하여, 지연 시간(PI)에 대응하는 만큼 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 증가 또는 감소하거나 유지하도록 제어 신호(CTRL)를 제어할 수 있다.
예를 들어, 주파수 조절기(225c)는 미리 정해진 함수를 이용하여 지연 시간(PI)에 대응하는 주파수 조절량을 계산하는 연산기(미도시)를 포함할 수 있다. 주파수 조절기(225c)는 연산기의 연산 결과에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 증가 또는 감소하거나 유지하도록 제어 신호(CTRL)를 제어할 수 있다.
도 12는 출력 전류(IO)로부터 필터링된 전류(IF) 및 위상 정보(CI)가 검출되는 예를 보여준다. 도 12에서, 가로축들은 시간(T)을 가리키고, 세로축들은 각각 출력 전류(IO), 필터링된 전류(IF), 그리고 위상 정보(CI)를 가리킨다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 12를 참조하면, 필터링된 전류(IF)는 출력 전류(IO)와 동일한 위상을 가질 수 있다. 필터링된 전류(IF)와 출력 전류(IO) 사이에 지연 시간이 없을 수 있다.
위상 정보(CI)는 필터링된 전류(IF)를 비교기(228)가 비교한 결과이다. 필터링된 전류(IF)가 양의 값을 가질 때에, 위상 정보(CI)는 하이 레벨을 갖는다. 필터링된 전류(IF)가 음의 값을 가질 때에, 위상 정보(CI)는 로우 레벨을 갖는다. 따라서, 위상 정보(CI)는 필터링된 전류(IF)에서 위상에 대한 정보만을 검출한 결과일 수 있다.
도 13은 제1 스위칭 신호(SW1)와 출력 전압(VO)의 위상들의 예를 보여준다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 13을 참조하면, 제1 스위칭 신호(SW1)가 하이 레벨을 가질 때, 출력 전압(VO)은 하이 레벨을 갖는다. 제2 스위칭 신호(SW2)가 로우 레벨(예를 들어, 접지 레벨)을 가질 때, 출력 전압(VO)은 로우 레벨(예를 들어, 음의 전압)을 갖는다.
즉, 제1 스위칭 신호(SW1)의 위상과 출력 전압(VO)의 위상은 일치한다. 따라서, 출력 전압(VO)의 위상을 검출할 필요 없이, 제1 스위칭 신호(SW1)의 위상이 출력 전압(VO)의 위상으로 사용될 수 있다. 예시적으로, 제3 스위칭 신호(SW3)는 제1 스위칭 신호(SW1)와 동일하게 사용될 수 있다. 따라서, 제1 스위칭 신호(SW1) 대신에 제3 스위칭 신호(SW3)가 사용될 수 있다.
도 14는 전원 공급 장치(220)가 출력 전압(VO)의 주파수를 조절하는 방법의 예를 보여준다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 14를 참조하면, S110 단계에서, 제어기(225)는 출력 전압(VO)에 대한 출력 전류(IO)의 지연 시간(PI)을 검출할 수 있다. 예를 들어, 위상 검출기(225b)는 제1 스위칭 신호(SW1)와 위상 정보(CI)를 비교함으로써 지연 시간(PI)을 검출할 수 있다.
S120 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작은지 판단한다. 예를 들어, 제1 시간(T1)은 -5ns일 수 있다. 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작으면, 출력 전류(IO)가 출력 전압(VO)에 대해 음의 지연을 갖는다. 즉, 출력 전류(IO)의 위상이 출력 전압(VO)의 위상보다 앞선다.
S130 단계에서, 주파수 조절기(225c)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 증가시킬 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들이 증가함에 따라 출력 전압(VO)의 주파수가 증가한다. 출력 전압(VO)의 주파수가 증가하면, 도 8을 참조하여 설명된 바와 같이 출력 전류(IO)가 현 위상으로부터 지연된다. 따라서, 지연 시간(PI)이 감소한다. 이후에, 제어기(225)는 S160 단계를 수행한다.
지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작지 않으면, S140 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 큰지 판별한다. 예를 들어, 제2 시간(T2)은 15ns일 수 있다. 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크면, 출력 전류(IO)가 출력 전압(VO)에 대해 양의 지연을 갖는다. 즉, 출력 전류(IO)의 위상이 출력 전압(VO)의 위상보다 뒤진다.
S150 단계에서, 주파수 조절기(225c)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 감소시킬 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들이 감소함에 따라 출력 전압(VO)의 주파수가 감소한다. 출력 전압(VO)의 주파수가 감소하면, 도 6을 참조하여 설명된 바와 같이 출력 전류(IO)가 현 위상으로부터 앞서게 된다. 따라서, 지연 시간(PI)이 감소한다. 이후에, 제어기(225)는 S160 단계를 수행한다.
S160 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1) 이상이고 제2 시간(T2) 이하인지 판단한다. 예를 들어, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 및 제2 시간들(T1, T2)에 의해 정해진 범위 내에 속하는지 판단할 수 있다. 지연 시간(PI)이 정해진 범위에 속하면, 제어기(225)는 주파수 조절(또는 위상 조절)을 종료할 수 있다. 지연 시간(PI)이 정해진 범위에 속하지 않으면, 제어기(225)는 S110 단계를 다시 수행할 수 있다.
예시적으로, 부하(240)의 공진 주파수가 환경 변화에 따라 달라지는 전력 공급 시스템(200)인 경우, 제어기(225)는 주파수 조절을 종료하는 대신 S110 단계로 돌아가 주파수 모니터링을 지속할 수 있다.
도 15는 전원 공급 장치(220)가 출력 전압(VO)의 주파수를 조절하는 방법의 다른 예를 보여준다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 15를 참조하면, S210 단계에서, 제어기(225)는 출력 전압(VO)에 대한 출력 전류(IO)의 지연 시간(PI)의 평균을 계산할 수 있다.
예를 들어, 위상 검출기(225b)는 연속적으로 검출되는 k개(k는 양의 정수)의 지연 시간들을 저장할 수 있다. k개의 지연 시간들이 저장되면, 위상 검출기(225b)는 지연 시간들의 평균을 계산할 수 있다. 예시적으로, 제어기(225)는 환경 변화가 검출될 때에, 외부 장치의 요청에 따라, 또는 사용자의 요청에 따라, k의 값을 조절할 수 있다. 다른 예로서, k의 값은 변경되지 않는 고정된 값일 수 있다.
지연 시간들의 평균이 계산되면, 위상 검출기(225b)는 지연 시간들의 평균을 지연 시간(PI)으로 출력할 수 있다. 지연 시간(PI)을 출력한 뒤, 위상 검출기(225b)는 저장된 지연 시간들을 리셋(예를 들어, 삭제)할 수 있다. 이후에, 위상 검출기(225b)는 다음 평균을 계산하기 위하여, k개의 지연 시간들의 수집을 시작할 수 있다.
S220 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작은지 판단한다. 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작으면, S230 단계에서, 주파수 조절기(225c)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 증가시킬 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들이 증가함에 따라 출력 전압(VO)의 주파수가 증가한다.
지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작지 않으면, S240 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 큰지 판별한다. 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크면, S250 단계에서, 주파수 조절기(225c)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들을 감소시킬 수 있다. 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)의 주파수들이 감소함에 따라 출력 전압(VO)의 주파수가 감소한다.
S260 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1) 이상이고 제2 시간(T2) 이하인지 판단한다. 예를 들어, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 및 제2 시간들(T1, T2)에 의해 정해진 범위 내에 속하는지 판단할 수 있다. 지연 시간(PI)이 정해진 범위에 속하면, 제어기(225)는 주파수 조절(또는 위상 조절)을 종료할 수 있다. 지연 시간(PI)이 정해진 범위에 속하지 않으면, 제어기(225)는 S210 단계를 다시 수행할 수 있다.
도 16은 전원 공급 장치(220)가 출력 전압(VO)의 주파수를 조절하는 방법의 또 다른 예를 보여준다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 16을 참조하면, S310 단계에서, 제어기(225)는 출력 전압(VO)에 대한 출력 전류(IO)의 지연 시간(PI)을 검출할 수 있다. S320 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작은지 판단한다. 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작으면, S330 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제1 카운트를 증가시킬 수 있다. 이후에, 제어기(225)는 S370 단계를 수행할 수 있다.
지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작지 않으면, S340 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 큰지 판별한다. 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크면, S350 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제2 카운트를 증가시킬 수 있다. 이후에, 제어기(225)는 S370 단계를 수행할 수 있다. 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크지 않으면, S360 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제3 카운트를 증가시킬 수 있다. 이후에, 제어기(225)는 S370 단계를 수행할 수 있다.
S370 단계에서, 제어기(225)는 최대 루프가 수행되었는지 판단한다. 예를 들어, 하나의 루프는 S310 단계 내지 S360 단계를 포함할 수 있다. 제어기(225)는 루프들이 수행된 횟수가 k(k는 양의 정수)에 도달하면, 최대 루프가 수행된 것으로 판단할 수 있다. 예시적으로, 제어기(225)는 환경 변화가 검출될 때에, 외부 장치의 요청에 따라, 또는 사용자의 요청에 따라, k의 값을 조절할 수 있다. 다른 예로서, k의 값은 변경되지 않는 고정된 값일 수 있다.
최대 루프가 수행되지 않았으면, 제어기(225)는 S310 단계에서 다음 루프를 시작할 수 있다. 최대 루프가 수행되었으면, 제어기(225)는 루프들이 수행된 횟수를 리셋하고, S390 단계를 수행할 수 있다. S390 단계에서, 제어기(225)는 제3 카운트가 대세적인지 판단할 수 있다. 예를 들어, 제3 카운트가 k/3 이상이면, 제3 카운트가 대세적일 수 있다.
제3 카운트가 대세적이면, 제어기(225)는 지연 시간의 조절을 종료할 수 있다. 제3 카운트가 대세적이지 않으면, 제어기(225)는 S390 단계를 수행할 수 있다. S390 단계에서, 제어기(225)는 제1 카운트가 대세적이면 제1 내지 제4 스위칭 신호들의 주파수를 증가시킬 수 있다. 제어기(225)는 제2 카운트가 대세적이면 제1 내지 제4 스위칭 신호들의 주파수를 감소시킬 수 있다.
상술된 바와 같이, 제어기(225)는 k개의 지연 시간들을 수집하고, 이들 중 대세적인 지연 시간을 보팅(voting)함으로써, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절할 수 있다. 예시적으로, 제1 시간(T1)보다 작은 지연 시간들이 연속으로 n개(n은 k보다 작은 양의 정수) 검출되면, 제어기(225)는 보팅 없이 제1 내지 제4 스위칭 신호들의 주파수를 증가시킬 수 있다. 이후에, 루프들이 수행된 횟수 및 수집된 지연 시간들이 초기화되고, S310 단계가 수행될 수 있다.
예시적으로, 제2 시간(T2)보다 큰 지연 시간들이 연속으로 n개 검출되면, 제어기(225)는 보팅 없이 제1 내지 제4 스위칭 신호들의 주파수를 감소시킬 수 있다. 또한, 제1 시간(T1)보다 작은 지연 시간들이 연속으로 n개 검출되면, 제어기(225)는 보팅 없이 제1 내지 제4 스위칭 신호들의 주파수를 증가시킬 수 있다. 이후에, 루프들이 수행된 횟수 및 수집된 지연 시간들이 초기화되고, S310 단계가 수행될 수 있다.
도 17은 전원 공급 장치(220)가 출력 전압(VO)의 주파수를 조절하는 방법의 또 다른 응용 예를 보여준다. 도 2, 도 10, 도 11 및 도 17을 참조하면, S410 단계에서, 제어기(225)는 출력 전압(VO)에 대한 출력 전류(IO)의 지연 시간(PI)을 검출할 수 있다. S415 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작은지 판단한다. 지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작으면, S400 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제1 카운트를 증가하고, 제2 및 제3 카운트들을 리셋할 수 있다.
이후에, S425 단계에서, 제어기(225)는 제1 카운트가 문턱값에 도달하는지 판단할 수 있다. 제1 카운트가 문턱값과 같으면, S430 단계에서 제어기(225)는 주파수를 증가시킬 수 있다. 이후에 S410 단계가 수행될 수 있다. 제1 카운트가 문턱값과 같지 않으면, 주파수를 조절하지 않고 S410 단계가 수행될 수 있다.
지연 시간(PI)이 제1 시간(T1)보다 작지 않으면, S4350 단계에서, 제어기(225)는 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 큰지 판별한다. 지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크면, S440 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제2 카운트를 하고 제1 및 제3 카운트들을 리셋할 수 있다.
이후에, S445 단계에서, 제어기(225)는 제2 카운트가 문턱값에 도달하는지 판단할 수 있다. 제2 카운트가 문턱값과 같으면, S450 단계에서 제어기(225)는 주파수를 감소시킬 수 있다. 이후에 S410 단계가 수행될 수 있다. 제2 카운트가 문턱값과 같지 않으면, 주파수를 조절하지 않고 S410 단계가 수행될 수 있다.
지연 시간(PI)이 제2 시간(T2)보다 크지 않으면, S455 단계에서, 위상 검출기(225b)는 제3 카운트를 증가하고 제1 및 제2 카운트들을 리셋할 수 있다. 이후에, S460 단계에서, 제어기(225)는 제3 카운트가 문턱값에 도달하는지 판단할 수 있다. 제3 카운트가 문턱값과 같으면, 제어기(225)는 주파수의 조절을 종료할 수 있다. 제3 카운트가 문턱값과 같지 않으면, 주파수를 조절하지 않고 S410 단계가 수행될 수 있다.
상술된 바와 같이, 제어기(225)는 지연 시간들이 연속적으로 동일한 특성을 나타낼 때에, 해당 특성에 따라 주파수를 조절하거나 주파수의 조절을 종료할 수 있다.
도 18은 본 발명의 응용 예에 따른 인버터(223'), 임피던스 정합회로(230), 그리고 부하(240)를 보여준다. 도 10 및 도 18을 참조하면, 인버터(223')는 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4), 그리고 인덕터(Lzvx)를 포함할 수 있다.
도 2의 인버터(123)와 비교하면, 인버터(223')는 인덕터(Lzvs)를 더 포함한다. 인덕터(Lzvs)는 출력 전압(VO)이 출력되는 출력 노드들의 사이에 연결될 수 있다. 인덕터(Lzvs)를 통해 흐르는 전류는 인덕터 전류(Izvs)일 수 있다. 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4), 그리고 제1 내지 제4 다이오드들(D1~D4)은 도 2를 참조하여 설명된 것과 동일하데 연결되고, 동일하게 동작할 수 있다.
도 19는 시간(T)의 흐름에 따른 출력 전류(IO)와 인덕터 전류(Izvs)의 변화를 보여준다. 도 1, 도 18 및 도 19를 참조하면, 출력 전압(VO)의 위상은 출력 전류(IO)의 위상과 일치할 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)는 출력 전류(IO)의 역기전력으로 작용할 수 있다. 출력 전류(IO)가 상승할 때 인덕터 전류(Izvs)는 음의 값을 갖고, 출력 전류(IO)가 감소할 때 인덕터 전류(Ivzs)는 양의 값을 가질 수 있다.
출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치하면, 출력 전압(VO)이 하이 레벨로부터 로우 레벨로 천이하는 데드 타임(DT, 도 4 참조) 동안에, 출력 전류(IO)는 흐르지 않을 수 있다. 이때, 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(223') 내에서 양의 전류가 흐른다.
마찬가지로, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 일치하면, 출력 전압(VO)이 로우 레벨로부터 하이 레벨로 천이하는 데드 타임 동안에, 출력 전류(IO)는 흐르지 않을 수 있다. 이때, 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(223') 내에서 음의 전류가 흐른다. 인덕터 전류(IO)에 의해, 인버터(223') 내에서 ZVZCS (Zero Voltage nearly Zero Current Switching)이 달성될 수 있다.
부하(240)의 동작을 정밀하게 제어하기 위하여, 부하(240)에 공급되는 전력, 예를 들어 단위 시간당 전력량이 제어될 수 있다. 부하(240)에 공급되는 전력을 제어하기 위하여, 다양한 방법들이 사용될 수 있다. 도 20은 직류 전압 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다. 도 20을 참조하면, 직류 전압 변환에 따라 출력 전압(VO)의 최대값이 조절될 수 있다.
직류 전압 변환을 사용하면, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 변경되지 않고 유지된다. 따라서, 인버터(220)의 동작이 안정되는 장점이 제공된다. 반면, 직류 전압 변환을 사용하면, 전원 노드(VP)의 직류 전압 변환을 수행하기 위한 별도의 직류-직류 변환기가 필요하다. 또한, 직류-직류 변환을 수행하기 위한 시간이 필요하며, 전력 제어 속도가 느리다는 단점이 있다.
도 21은 위상 변환에 따라 전력을 제어하는 방법의 예를 보여준다. 도 21을 참조하면, 위상 변환에 따라 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이가 조절될 수 있다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상 차이로 인해 중복되는 영역의 면적이 감소하면, 부하(240)로 공급되는 전력이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절하여, 부하(240)로 공급되는 전력이 조절될 수 있다.
출력 전압(VO)의 주파수(fsw)를 조절하는 것에 의해 전력이 조절되므로, 전력이 상대적으로 빠르게 조절될 수 있다. 그러나 도 5 내지 도 9를 참조하여 설명된 바와 같이, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 달라지면, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가될 수 있다. 따라서, 인버터(220, 도 10 참조)의 안정성이 저하될 수 있다.
도 22는 펄스 폭 변조에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4), 그리고 출력 전압(VO)이 조절되는 예를 보여준다. 도 2 및 도 22를 참조하면, 제1 및 제2 스위칭 신호들(SW1, SW2)은 도 3을 참조하여 설명된 것과 동일한 위상들을 가질 수 있다. 제3 및 제4 스위칭 신호들(SW3, SW4)은 도 3을 참조하여 설명된 것보다 앞선 위상들을 가질 수 있다.
출력 전압(VO)은 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 함께 하이 레벨을 가질 때에 하이 레벨을 갖는다. 제3 스위칭 신호(SW3)의 위상이 제1 스위칭 신호(SW1)의 위상보다 앞서면, 제1 및 제3 스위칭 신호들(SW1, SW3)이 함께 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)이 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다.
출력 전압(VO)은 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 함께 하이 레벨을 가질 때에 로우 레벨을 갖는다. 제4 스위칭 신호(SW4)의 위상이 제2 스위칭 신호(SW2)의 위상보다 앞서면, 제2 및 제4 스위칭 신호들(SW2, SW4)이 함께 하이 레벨을 갖는 구간이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)이 로우 갖는 구간이 감소한다.
도 23은 펄스 폭 변조에 따라 전력에 제어되는 방법의 예를 보여준다. 도 23을 참조하면, 펄스폭 변조에 의해, 출력 전압(VO)의 펄스폭이 조절될 수 있다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)가 중복되는 영역이 감소하면, 부하(240, 도 10 참조)로 공급되는 전력이 감소한다. 따라서, 출력 전압(VO)의 펄스폭을 변조함으로써, 부하(240)로 공급되는 전력이 조절될 수 있다.
그러나 출력 전압(VO)의 펄스폭이 감소하면, 출력 전류(IO)가 양의 값 또는 음의 값을 가질 때에 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)의 일부가 스위칭될 수 있다. 따라서, 제1 내지 제4 트랜지스터들(TR1~TR4)에 스트레스가 인가될 수 있으며, 인버터(220)의 안정성이 감소될 수 있다.
도 24는 본 발명의 실시 예에 따른 전력 공급 방법을 보여준다. 도 2, 도 10 및 도 24를 참조하면, 제어기(225)는 프리휠링 삽입을 통해 부하로 공급되는 전력(예를 들어, 단위 시간당 전력량)을 조절할 수 있다. 예시적으로, 도 14에서 출력 전압(VO)의 6개의 주기들이 도시되어 있다. 본 발명의 기술적 사상을 설명하기 위하여, 6개의 주기들이 단위 시간인 것으로 가정된다. 그러나 전력량을 조절하는 단위 시간은 출력 전압(VO)의 6개의 주기들로 한정되지 않는다.
고전력 모드(HPM)에서, 제어기(225)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 도 3 또는 도 4를 참조하여 설명된 방법으로 제어할 수 있다. 출력 전압(VO)은 끊임없이 천이할 수 있고, 출력 전류(IO) 또한 끊임없이 천이할 수 있다. 저전력 모드(LPM)에서, 제어기(225)는 파워링 구간 및 프리휠링 구간에 따라 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.
파워링 구간은 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)을 포함할 수 있다. 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)에서, 제어기(225)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 도 3 또는 도 4를 참조하여 설명된 방법으로 제어할 수 있다. 프리휠링 구간은 제1 프리휠링 구간(F1)을 포함할 수 있다. 제1 프리휠링 구간(F1)에서, 제어기(225)는 출력 전압(VO)이 하이 레벨과 로우 레벨을 갖지 않도록(예를 들어 접지 레벨을 갖도록) 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 제어할 수 있다.
예를 들어, 제1 프리휠링 구간(F1)에서, 제어기(225)는 제1 내지 제4 스위칭 신호들(SW1~SW4)을 로우 레벨들로 유지할 수 있다. 출력 전압(VO)이 공급되지 않으므로, 제1 프리휠링 구간(F1)의 출력 전류(IO)의 전류량은 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)의 출력 전류(IO)의 전류량보다 적을 수 있다. 인버터(223)는 제1 및 제2 파워링 구간들(P1, P2)에서 부하(240)에 전력을 공급하고, 제1 프리휠링 구간(F1)에서 부하(240)에 전력을 공급하지 않는다.
제어기(225)는 단위 시간 동안에 파워링 구간의 전체 길이 및 프리휠링 구간의 전체 길이를 조절함으로써, 단위 시간 동안에 부하(240)로 공급되는 전력량을 제어할 수 있다. 프리휠링 구간이 길어질수록, 부하(240)로 공급되는 전력량은 감소한다. 프리휠링 구간이 짧아질수록, 부하(240)로 공급되는 전력량은 증가할 수 있다. 예시적으로, 전력량(P)은 수학식 2에 따라 계산될 수 있다.
Figure pat00002
수학식 2에서, VVP는 전원 노드(VP)의 전압을 가리킨다. N은 단위 시간에 포함된 전체 주기들의 개수를 가리킨다. n은 단위 시간에 포함된 전체 프리휠링 구간들의 수를 가리킨다. 예시적으로, 프리휠링 구간이 반주기의 단위로 조절되면, N 및 n은 반주기의 개수로 변경될 수 있다. 수학식 2에서 보여지는 바와 같이, 전력량(P)은 파워링 구간의 길이, 즉 프리휠링 구간의 길이에 따라 조절될 수 있다.
예시적으로, 프리휠링 구간은 적어도 출력 전압(VO)의 반주기 이상의 길이를 갖는 점에서, 데드 타임(DT, 도 4 참조)과 구별될 수 있다. 데드 타임(DT)은 출력 전압(VO)의 반주기보다 짧을 수 있다. 데드 타임(DT)이 출력 전압(VO)의 반주기에 해당하는 길이를 가지면, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상들이 매 주기마다 달라진다. 따라서 전력 공급 장치(220)가 정상적으로 동작하지 않는다.
도 25는 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화를 보여준다. 도 10, 도 18 및 도 25을 참조하면, 한 주기의 파워링 구간과 한 주기의 프리휠링 구간이 교대로 배치될 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)는 수학식 3에 따라 계산될 수 있다.
Figure pat00003
수학식 7에서, Iini는 초기 전류를 가리킨다. 프리휠링 구간 동안, 인덕터 전류(Izvs)는 음의 값을 유지한다. 인덕터 전류(Izvs)의 총 합(또는 평균 전류)은 0이 되어야 하므로, 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크 값의 절대값은 음의 피크 값의 절대값보다 클 수 있다. 데드 타임(DT) 동안에 흐르는 인덕터 전류(Izvs)의 양이 달라지면, 인버터(223')가 불균형하게 동작할 수 있다. 따라서, 데드 타임(DT) 동안에 흐르는 인덕터 전류(Izvs)의 전류량인 균일한 것이 선호된다.
예시적으로, 도 25에서 하나의 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 접지 레벨을 갖는 한 주기를 포함할 수 있다. 도 25은 세 개의 파워링 셀들 및 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다. 다른 예로서, 하나의 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 로우 레벨을 갖는 한 주기와 출력 전압(VO)이 접지 레벨을 갖는 한 주기를 포함할 수 있다. 도 25은 세 개의 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다.
도 26은 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화의 다른 예를 보여준다. 도 10, 도 18 및 도 26을 참조하면, 반주기의 파워링 구간과 반주기의 프리휠링 구간이 교대로 배치될 수 있다. 도 26에서 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크값과 음의 피크값은 일치한다.
그러나, 출력 전압(VO)이 음의 값을 가질 때에, 출력 전류(IO)는 양의 값을 갖는다. 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 반대이면, 전력이 부하(240)로부터 인버터(223)로 공급된다. 이는 불필요한 전력 소비를 유발하며, 부하(240)의 턴-오프를 유발할 수 있다. 따라서, 출력 전압(VO)과 출력 전류(IO)의 위상이 동일한 부호를 갖는 것이 선호된다.
예시적으로, 도 26에서 프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨을 갖는 반주기, 접지 레벨을 갖는 반주기, 로우 레벨을 갖는 반주기, 그리고 접지 레벨을 갖는 반주기를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 26은 세 개의 프리휠링 셀들을 보여줄 수 있다.
도 27은 출력 전압(VO)이 프리휠링 구간을 가질 때에 인덕터 전류(Izvs)의 변화의 또 다른 예를 보여준다. 도 10, 도 18 및 도 27을 참조하면, 하나의 프리휠링 셀은 4개의 주기들을 포함할 수 있다. 도 27에 두 개의 프리휠링 셀들이 도시되어 있다.
프리휠링 셀은 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 로우 레벨을 갖는 한 주기, 출력 전압(VO)이 접지 레벨인 한 주기, 출력 전압(VO)이 하이 레벨 및 접지 레벨인 한 주기, 출력 전압(VO)이 접지 레벨 및 로우 레벨인 한 주기를 포함할 수 있다. 인덕터 전류(Izvs)의 양의 피크값과 음의 피크값은 일치한다. 또한, 출력 전압(VO)의 부호와 출력 전류(IO)의 부호는 일치한다.
도 27에 도시된 것과 같이, 제어기(225)는 출력 전압(VO)의 주파수(fsw)와 부하(240)의 공진 주파수(f0)가 일치하도록 출력 전압(VO)의 주파수 (fsw)를 제어할 수 있다. 인덕터(Lzvs)에 의해 ZVZCS가 달성될 수 있다. 또한, 제어기(225)는 인덕터 전류(Izvs)의 음의 피크값과 양의 피크값이 일치하도록 프리휠링 셀들을 제어할 수 있다. 제어기(225)는 출력 전압(VO)의 부호와 출력 전류(IO)의 부호가 일치하도록 프리휠링 셀들을 제어할 수 있다.
도 28은 본 발명의 또 다른 일시예에 따른 하브-브리지 회로를 포함하는 전원 공급 시스템을 보여주는 블록도이다.
도 28은 본 발명의 응용 예에 따른 인버터(123'), 임피던스 정합회로(130), 그리고 부하(140)를 더 상세하게 보여준다. 도 1 및 도 28을 참조하면, 인버터(123')는 제1 및 제2 트랜지스터들(TR1, TR2), 제1 및 제2 다이오드들(D1, D2), 그리고 제1 및 제2 커패시터들(C1, C2)을 포함할 수 있다. 임피던스 정합회로(130)는 커패시터(C)를 포함하고, 부하(140)는 인덕터(Lpla) 및 저항(Rpla)으로 모델링될 수 있다.
도 2의 인버터(123)와 비교하면, 도 28의 인버터(123')에서 제3 트랜지스터(TR3) 및 제3 트랜지스터(TR3) 및 제3 다이오드(D3) 대신에 제1 커패시터(C1)가 배치되고, 제4 트랜지스터(TR4) 및 제4 다이오드(D4) 대신에 제2 커패시터(C2)가 배치된다. 제1 및 제2 커패시터들(C1, C2) 각각은 실질적으로 직류인 양단 전압을 가질 수 있도록 충분히 큰 커패시턴스를 갖는다. 도 28의 인버터(123')는 도 2의 인버터(123)와 비교하여 절반의 출력 전압 범위를 갖고 그리고 절반의 스위치 및 스위칭 신호들을 갖는 하프 브릿지 타입일 수 있다.
도 10을 참조하여 설명된 전원 공급 장치(220)의 인버터(223)는 도 28에 도시된 인버터(123')를 포함할 수 있다. 또한, 도 18을 참조하여 설명된 바와 같이, 인버터(123')에도 인버터(223')에서와 마찬가지로 인덕터(Lzvs)가 적용될 수 있다. 도 24를 참조하여 설명된, 파워링 구간과 프리휠링 구간을 조절하는 본 발명의 기술적 사상은 도 28의 인버터(123')에도 동일하게 적용될 수 있다. 또한, 도 26 및 도 27을 참조하여 설명된 전원 제어(또는 공급) 방법은 도 28의 인버터(123')에도 동일하게 적용될 수 있다.
본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위와 기술적 사상에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능하다. 그러므로 본 발명의 범위는 상술한 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구범위뿐만 아니라 이 발명의 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
100, 200; 전원 공급 시스템
110, 210; 제1 교류 전원
120, 220; 전원 공급 장치
121, 221; 정류기
122, 222; 커패시터
123, 123', 223; 인버터
130, 230; 임피던스 정합회로
125, 225; 제어기
225a; PWM 생성기
225b; 위상 검출기
225c; 주파수 조절기
226; 변압기
227; 필터
228; 비교기
140. 240; 부하

Claims (5)

  1. 주파수를 가지는 전원을 부하로 제공하기 위한 전원 공급 장치로,
    제1 출력노드와 구동전압노드 사이에 배치되는 제1 트랜지스터;
    상기 제1 출력노드와 접지노드 사이에 배치되는 제2 트랜지스터;
    제2 출력노드와 상기 접지노드 사이에 배치되는 제3 트랜지스터;
    상기 제2 출력노드와 상기 구동전압노드 사이에 배치되는 제4 트랜지스터;
    상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이를 전기적으로 연결하는 인덕터; 및
    상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드에 연결된 부하에 인가되는 전압과 상기 전압에 의해 상기 부하에 흐르는 전류 사이의 위상차 및 지연 시간 중 적어도 하나를 획득하고,
    상기 제1 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제1 신호, 상기 제2 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제2 신호, 상기 제3 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제3 신호 및 상기 제4 트랜지스터의 게이트에 동작전압을 인가하는 제4 신호를 출력하는 제어기;
    를 포함하며,
    상기 제어기는 상기 획득된 상기 위상차 및 상기 지연 시간 중 적어도 하나에 기초하여 상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하며,
    상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 상기 인덕터와 직렬 연결된 액티브 소자가 없는
    전원 공급 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    제1 출력노드와 구동전압노드 사이에 배치되며, 상기 제1 트랜지스터에 병렬연결되어 있는 제1 다이오드;
    상기 제1 출력노드와 접지노드 사이에 배치되며, 상기 제2 트랜지스터에 병렬연결되어 있는 제2다이오드;
    제2 출력노드와 상기 접지노드 사이에 배치되며, 상기 제3 트랜지스터에 병렬연결되어 있는 제3 다이오드; 및
    제2 출력노드와 상기 접지 노드 사이에 배치되며, 상기 제4 트랜지스터에 병렬연결되어 있는 제4 다이오드;를 더 포함하며,
    상기 제1 다이오드는 상기 제1 출력노드로부터 상기 구동전압노드를 향하는 방향의 전류만 허용하고,
    상기 제2 다이오드는 상기 접지노드로부터 상기 제1 출력노드를 향하는 방향의 전류만 허용하고,
    상기 제3 다이오드는 상기 접지노드로부터 상기 제2 출력노드를 향하는 방향의 전류만 허용하며,
    상기 제4 다이오드는 상기 제2출력노드로부터 상기 구동전압노드를 향하는 방향의 전류만 허용하는
    전원 공급 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제어기는
    제1 구간동안 상기 제1 신호 및 상기 제3 신호를 모두 출력하여 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 제1 방향으로 전류가 흐르도록 하며,
    제2 구간 동안 상기 제2 신호 및 상기 제4 신호를 모두 출력하여 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 상기 제1 방향과 반대 방향인 제2 방향으로 전류가 흐르도록 하며,
    상기 제1 구간과 상기 제2 구간이 상기 부하에 제공되어야 하는 주파수에 따라서 교번적으로 반복되도록 상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하고,
    상기 제1 구간과 상기 제2 구간이 서로 중첩되지 않게 상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하는
    전원 공급 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어기는
    상기 제1 내지 제4 신호들 모두가 출력되지 않는 데드 타임 구간이 상기 제1 구간 및 상기 제2 구간의 사이에 끼어들도록 상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하고, 이때, 상기 데드 타임 구간의 길이는 상기 부하에 제공되어야 하는 주파수에 의해 결정되는 반주기 보다 더 짧은
    전원 공급 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 부하에 제공되어야 하는 주파수에 의해 결정되는 주기 내에서,
    (1) 상기 주기의 앞 반주기 내에서, 상기 주기의 1/2 보다 더 짧은 시간 동안 상기 제1 신호 및 상기 제3 신호를 모두 출력하여 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 제1 방향으로 전류가 흐르도록 하며,
    (2) 상기 주기의 뒷 반주기 내에서, 상기 주기의 1/2 보다 더 짧은 시간 동안 상기 제2 신호 및 상기 제4 신호를 모두 출력하여 상기 제1 출력노드와 상기 제2 출력노드 사이에 상기 제1 방향과 반대 방향인 제2 방향으로 전류가 흐르도록
    상기 제1 내지 제4 신호들의 출력타이밍을 제어하는
    전원 공급 장치.
KR1020220063490A 2020-06-22 2022-05-24 전원 공급 장치 및 그 제어 방법 KR102622535B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020220063490A KR102622535B1 (ko) 2020-06-22 2022-05-24 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR1020240001244A KR20240007700A (ko) 2020-06-22 2024-01-04 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200075907A KR102645224B1 (ko) 2019-08-14 2020-06-22 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR1020210105079A KR102404403B1 (ko) 2020-06-22 2021-08-10 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR1020220063490A KR102622535B1 (ko) 2020-06-22 2022-05-24 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210105079A Division KR102404403B1 (ko) 2020-06-22 2021-08-10 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020240001244A Division KR20240007700A (ko) 2020-06-22 2024-01-04 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20220073721A true KR20220073721A (ko) 2022-06-03
KR102622535B1 KR102622535B1 (ko) 2024-01-09

Family

ID=71121381

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210105079A KR102404403B1 (ko) 2020-06-22 2021-08-10 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR1020220063490A KR102622535B1 (ko) 2020-06-22 2022-05-24 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
KR1020240001244A KR20240007700A (ko) 2020-06-22 2024-01-04 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210105079A KR102404403B1 (ko) 2020-06-22 2021-08-10 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020240001244A KR20240007700A (ko) 2020-06-22 2024-01-04 전원 공급 장치 및 그 제어 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (3) KR102404403B1 (ko)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59202715A (ja) * 1983-04-30 1984-11-16 Shimadzu Corp Ｉｃｐ分析用高周波電源装置
JP2676790B2 (ja) * 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH10225129A (ja) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 非接触給電設備
JP2000331798A (ja) * 1999-05-24 2000-11-30 Fuji Electric Co Ltd 高周波電源の制御方法
JP2004327117A (ja) * 2003-04-22 2004-11-18 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置及び照明器具
KR20130067224A (ko) * 2011-12-13 2013-06-21 삼성전자주식회사 유도 가열 정착 장치 및 화상 형성 장치

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59202715A (ja) * 1983-04-30 1984-11-16 Shimadzu Corp Ｉｃｐ分析用高周波電源装置
JP2676790B2 (ja) * 1988-06-17 1997-11-17 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JPH10225129A (ja) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd 非接触給電設備
JP2000331798A (ja) * 1999-05-24 2000-11-30 Fuji Electric Co Ltd 高周波電源の制御方法
JP2004327117A (ja) * 2003-04-22 2004-11-18 Matsushita Electric Works Ltd 放電灯点灯装置及び照明器具
KR20130067224A (ko) * 2011-12-13 2013-06-21 삼성전자주식회사 유도 가열 정착 장치 및 화상 형성 장치

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Chien-Ming Wang, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 55, NO. 2, FEBRUARY 2008 *
E E Granda-Gutiérrez et al,V-I curves and plasma parameters in a high density DC glow discharge generated by a current-source, Jrnl of Physics: Vo.100, PLASMA SCIENCE AND TECHNOLOGY,AND FUSION(2008.3) *

Also Published As

Publication number Publication date
KR102622535B1 (ko) 2024-01-09
KR20210102136A (ko) 2021-08-19
KR20240007700A (ko) 2024-01-16
KR102404403B1 (ko) 2022-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102012743B1 (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
KR101176179B1 (ko) 전압 변환 모드 제어 장치 및 그 제어 방법
CN109247081A (zh) 半桥谐振转换器、使用它们的电路、以及对应的控制方法
US11909331B2 (en) Power supply and method of supplying power to load
US20180076729A1 (en) Power conversion apparatus and method of using the apparatus
KR102404403B1 (ko) 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
JP2011223840A (ja) 電解コンデンサレス・スイッチング電源回路及び電源装置
KR102489915B1 (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
KR102645224B1 (ko) 전원 공급 장치 및 그 제어 방법
CN102970786B (zh) Led点亮装置
KR20190098122A (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
US20230318486A1 (en) Power Supply and Method of Supplying Power To Load
US20240223104A1 (en) Power Supply and Method of Supplying Power To Load
CN105515383A (zh) 开关控制电路、转换器以及开关控制方法
KR102512265B1 (ko) 전원 공급 장치
KR20230041992A (ko) 전원 공급 장치
CN102769384B (zh) 直流转换装置
KR20190025883A (ko) 전원 공급 장치 및 부하에 전원을 공급하는 방법
KR20000032079A (ko) 소프트 스위칭 역률제어용 승압형 컨버터의 저손실 스위칭 구동회로
JPH08237955A (ja) 電力変換装置
KR19990058751A (ko) 소프트 스위칭 기술을 이용한 역률제어용 승압형 컨버터의 스위칭 제어회로

Legal Events

Date Code Title Description
A107 Divisional application of patent
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant