KR20220061224A - 무정전 전원 장치 - Google Patents

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마사미치 가노
히데노부 다지마
요우스케 하야시
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도시바 미쓰비시덴키 산교시스템 가부시키가이샤
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Abstract

이 무정전 전원 장치에서는, 콘덴서(Cd)의 단자 간 전압(VDC)이 참조 전압(VDCr)이 되도록, 그들의 편차(ΔVDC)에 따른 값인 피드백 성분과, 부하 전류(I4~I6)에 게인(K)을 승산하여 얻어지는 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류(I1~I3)를 컨버터(1)에 유입시킨다. 인버터 급전 모드 시 및 바이패스 급전 모드 시에는, 게인(K)을 제 1 게인(K1)으로 설정하고, 인버터 급전 모드와 바이패스 급전 모드를 전환하는 전환 기간에는, 게인(K)을 제 1 게인(K1)보다 작은 제 2 게인(K2)으로 설정하는 것에 의해, 랩 급전 모드 시에 콘덴서(Cd)의 단자 간 전압(VDC)이 상한 전압(VDCH)을 넘는 것을 방지한다.

Description

무정전 전원 장치
이 발명은 무정전 전원 장치에 관한 것으로, 특히, 인버터로부터 부하에 교류 전력을 공급하는 인버터 급전 모드와, 바이패스 교류 전원으로부터 부하에 교류 전력을 공급하는 바이패스 급전 모드와, 인버터 및 바이패스 교류 전원의 양쪽으로부터 부하에 교류 전력을 공급하는 랩 급전 모드를 갖는 무정전 전원 장치에 관한 것이다.
예를 들어 일본 특허 제6533357호 공보(특허 문헌 1)에는, 인버터 급전 모드, 바이패스 급전 모드, 및 랩 급전 모드를 갖는 무정전 전원 장치가 개시되어 있다. 이 무정전 전원 장치는, 상용 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 순변환기와, 순변환기의 직류 출력 전압을 평활화하는 콘덴서와, 콘덴서의 단자 간 전압을 제 2 교류 전압으로 변환하는 역변환기와, 한쪽 단자가 제 2 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 부하에 접속되는 제 1 스위치와, 한쪽 단자가 바이패스 교류 전원으로부터 공급되는 제 3 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 부하에 접속되는 제 2 스위치를 구비한다.
인버터 급전 모드 시에는, 제 1 스위치가 온 됨과 아울러 제 2 스위치가 오프 된다. 바이패스 급전 모드 시에는, 제 2 스위치가 온 됨과 아울러 제 1 스위치가 오프 된다. 랩 급전 모드 시에는, 제 1 및 제 2 스위치가 함께 온 된다. 랩 급전 모드는, 인버터 급전 모드와 바이패스 급전 모드를 전환하는 전환 기간에 실행된다.
[특허 문헌 1] 일본 특허 제 6533357호 공보
일반적으로, 이러한 무정전 전원 장치에서는, 참조 전압과 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 피드백 성분을 포함하는 교류 전류를 상용 교류 전원으로부터 순변환기에 흘리는 것에 의해, 콘덴서의 단자 간 전압을 참조 전압으로 유지한다. 이 방법에서는, 부하 전류가 급변한 경우에도 콘덴서의 단자 간 전압을 참조 전압으로 유지하기 위해서는, 피드백 성분을 고속으로 제어할 필요가 있다. 그러나, 피드백 성분을 고속으로 제어하면, 제어가 불안정하게 된다고 하는 문제가 있다.
그 대책으로서, 피드백 성분과, 부하 전류에 따른 값인 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류를 상용 교류 전원으로부터 순변환기에 흘리는 것에 의해, 콘덴서의 단자 간 전압을 참조 전압으로 유지하는 방법이 생각된다. 이 방법에 의하면, 피드백 성분을 저속으로 제어하는 것에 의해, 제어의 안정화를 도모함과 아울러, 피드 포워드 성분을 도입하는 것에 의해, 부하 전류의 급변에 대응할 수가 있다.
그러나, 이 방법에서는, 랩 급전 모드 시에 있어서 바이패스 교류 전원과 역변환기의 양쪽으로부터 부하 전류가 공급되면, 역변환기의 출력보다 순변환기의 출력이 커져, 콘덴서의 단자 간 전압이 상승한다고 하는 문제가 있다. 콘덴서의 단자 간 전압이 상한 전압을 넘으면, 무정전 전원 장치의 운전이 정지되고, 부하의 운전이 정지되어 버린다.
따라서, 이 발명의 주된 목적은, 콘덴서의 단자 간 전압을 안정하게 제어하고, 콘덴서의 단자 간 전압이 상한 전압을 넘는 것을 방지하는 것이 가능한 무정전 전원 장치를 제공하는 것이다.
이 발명에 따른 무정전 전원 장치는, 순변환기와, 콘덴서와, 역변환기와, 제 1 스위치와, 제 2 스위치와, 제 1 전류 검출기와, 제 2 전류 검출기와, 제 1 제어부와, 제 2 제어부를 구비한다. 순변환기는, 제 1 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전압을 직류 전압으로 변환한다. 콘덴서는, 순변환기의 직류 출력 전압을 평활화한다. 역변환기는, 콘덴서의 단자 간 전압을 제 2 교류 전압으로 변환한다. 제 1 스위치의 한쪽 단자는 제 2 교류 전압을 받고, 그 다른 쪽 단자는 부하에 접속된다. 제 2 스위치의 한쪽 단자는 제 2 교류 전원으로부터 공급되는 제 3 교류 전압을 받고, 그 다른 쪽 단자는 부하에 접속된다. 제 1 전류 검출기는, 제 1 교류 전원과 순변환기 사이에 흐르는 교류 전류를 검출한다. 제 2 전류 검출기는, 부하 전류를 검출한다. 제 1 제어부는, 제 1 및 제 2 스위치를 제어한다. 제 2 제어부는, 제 1 및 제 2 전류 검출기의 검출 결과에 근거하여 순변환기를 제어한다.
제 1 제어부는, 부하에 제 2 교류 전압을 공급하는 제 1 모드 시에는, 제 1 스위치를 온 시킴과 아울러 제 2 스위치를 오프 시킨다. 제 1 제어부는, 부하에 제 3 교류 전압을 공급하는 제 2 모드 시에는, 제 2 스위치를 온 시킴과 아울러 제 1 스위치를 오프 시킨다. 제 1 제어부는, 제 1 및 제 2 모드 중 어느 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 전환하는 전환 기간에는, 제 1 및 제 2 스위치를 온 시켜서 부하에 제 2 및 제 3 교류 전압을 공급하는 제 3 모드를 실행한다.
제 2 제어부는, 제 1 및 제 2 모드 시에는, 콘덴서의 단자 간 전압이 제 1 참조 전압이 되도록, 제 1 참조 전압과 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 제 1 피드백 성분과, 부하 전류에 제 1 게인을 곱하여 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분을 포함하는 제 1 교류 전류를 제 1 교류 전원으로부터 순변환기에 흘린다. 제 2 제어부는, 전환 기간에는, 콘덴서의 단자 간 전압이 제 2 참조 전압이 되도록, 제 2 참조 전압과 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 제 2 피드백 성분과, 부하 전류에 제 1 게인보다 작은 제 2 게인을 곱하여 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 제 2 교류 전류를 제 1 교류 전원으로부터 순변환기에 흘린다. 제 2 제어부는, 콘덴서의 단자 간 전압이 제 1 및 제 2 참조 전압보다 높은 상한 전압을 넘는 것을 방지하도록 구성된다.
이 발명에 따른 무정전 전원 장치에서는, 피드백 성분과 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류를 순변환기에 유입시키므로, 피드백 성분을 저속으로 제어하는 것에 의해 제어의 안정화를 도모함과 아울러, 피드 포워드 성분에 의해 부하 전류의 급변에 대응할 수가 있다. 또, 전환 기간에는 피드 포워드 성분을 감소시키므로, 제 3 모드 시에 콘덴서의 단자 간 전압이 상한 전압을 넘는 것을 방지할 수가 있다.
도 1은 이 발명의 실시의 형태 1에 따른 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
도 2는 도 1에 나타낸 컨버터 및 인버터의 구성을 나타내는 회로도이다.
도 3은 도 1에 나타낸 상용 교류 전원의 구성을 나타내는 등가 회로도이다.
도 4는 도 1에 나타낸 바이패스 교류 전원의 구성을 나타내는 등가 회로도이다.
도 5는 도 3에 나타낸 상용 교류 전원의 삼상 교류 전압과 도 4에 나타낸 바이패스 교류 전원의 삼상 교류 전압의 관계를 나타내는 도면이다.
도 6은 랩 급전 모드 시에 흐르는 순환 전류를 설명하기 위한 회로 블럭도이다.
도 7은 랩 급전 모드 시에 흐르는 순환 전류를 설명하기 위한 다른 회로 블럭도이다.
도 8은 랩 급전 모드 시의 문제점을 설명하기 위한 회로 블럭도이다.
도 9는 도 1에 나타낸 제어 장치의 주요부를 나타내는 블럭도이다.
도 10은 도 9에 나타낸 제어부(14)의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
도 11은 도 10에 나타낸 직류 전압 제어 회로의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
도 12는 도 9에 나타낸 제어 장치의 동작을 나타내는 타임 차트이다.
도 13은 도 9에 나타낸 제어 장치의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이다.
도 14는 이 발명의 실시의 형태 2에 따른 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로 블럭도이다.
도 15는 도 14에 나타낸 직류 전압 제어 회로의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다.
［실시의 형태 1］
도 1은, 이 발명의 실시의 형태 1에 따른 무정전 전원 장치의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다. 도 1에 있어서, 이 무정전 전원 장치는, 콘덴서 C1~C6, Cd, 리액터 L1~L6, 전류 검출기 CT1~CT6, 컨버터(1), 직류 양 모선 Lp, 직류 음 모선 Ln, 쌍방향 초퍼(2), 인버터(3), 스위치 S1~S6, 조작부(4), 및 제어 장치(5)를 구비한다.
이 무정전 전원 장치는, 상용 교류 전원(6) 및 바이패스 교류 전원(7)으로부터 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 받고, 부하(8)에 상용 주파수의 삼상 교류 전력을 공급한다. 상용 교류 전원(6)(제 1 교류 전원)은, 교류 출력 단자(6a)~(6c)에 각각 삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1(제 1 교류 전압)을 출력한다. 상용 교류 전원(6)의 중성점 단자(6d)는 접지 전압 GND를 받는다.
삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 순시치는, 제어 장치(5)에 의해 검출된다. 제어 장치(5)는, 상용 교류 전원(6)의 교류 출력 전압 Vu1, Vv1, Vw1에 근거하여, 상용 교류 전원(6)의 정전이 발생했는지 여부를 검출한다.
바이패스 교류 전원(7)(제 2 교류 전원)은, 교류 출력 단자(7a)~(7c)에 각각 삼상 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2(제 2 교류 전압)를 출력한다. 바이패스 교류 전원(7)의 중성점 단자(7d)는 접지 전압 GND를 받는다. 삼상 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 순시치는, 제어 장치(5)에 의해 검출된다. 부하(8)의 교류 입력 단자(8a)~(8c)는, 무정전 전원 장치로부터 삼상 교류 전압을 받는다. 부하(8)는, 무정전 전원 장치로부터 공급되는 삼상 교류 전력에 의해 구동된다.
콘덴서 C1~C3의 한쪽 전극은 각각 상용 교류 전원(6)의 교류 출력 단자(6a)~(6c)에 접속되고, 그들의 다른 쪽 전극은 서로 접속된다. 리액터 L1~L3의 한쪽 단자는 각각 상용 교류 전원(6)의 교류 출력 단자(6a)~(6c)에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 컨버터(1)의 3개의 입력 노드에 각각 접속된다.
콘덴서 C1~C3 및 리액터 L1~L3은 교류 필터 F1을 구성한다. 교류 필터 F1은, 저역 통과 필터이며, 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 상용 주파수의 교류 전류를 흘리고, 컨버터(1)로부터 상용 교류 전원(6)에 스위칭 주파수의 신호가 흐르는 것을 방지한다. 전류 검출기 CT1~CT3은, 각각 리액터 L1~L3에 흐르는 교류 전류 I1~I3을 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(5)에게 준다.
컨버터(1)의 양 측 출력 노드는, 직류 양 모선 Lp를 거쳐서 인버터(3)의 양 측 입력 노드에 접속된다. 컨버터(1)의 음 측 출력 노드는, 직류 음 모선 Ln을 거쳐서 인버터(3)의 음 측 입력 노드에 접속된다. 콘덴서 Cd는, 모선 Lp, Ln 간에 접속되고, 모선 Lp, Ln 간의 직류 전압 VDC를 평활화시킨다. 직류 전압 VDC의 순시치는, 제어 장치(5)에 의해 검출된다.
컨버터(1)는, 제어 장치(5)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(6)으로부터 삼상 교류 전력이 정상적으로 공급되고 있는 경우(상용 교류 전원(6)의 건전 시)에는, 상용 교류 전원(6)으로부터의 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 컨버터(1)에 의해 생성된 직류 전력은, 모선 Lp, Ln을 거쳐서 쌍방향 초퍼(2) 및 인버터(3)에 공급된다.
상용 교류 전원(6)으로부터의 삼상 교류 전력의 공급이 정지된 경우(상용 교류 전원(6)의 정전 시)에는, 컨버터(1)의 운전은 정지된다. 교류 필터 F1 및 컨버터(1)는, 상용 교류 전원(6)으로부터의 삼상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 「순변환기」의 일 실시예에 대응한다. 전류 검출기 CT1~CT3은, 상용 교류 전원(6)으로부터 순변환기에 흐르는 교류 전류를 검출하는 「제 1 전류 검출기」의 일 실시예에 대응한다.
쌍방향 초퍼(2)는, 제어 장치(5)에 의해 제어되고, 상용 교류 전원(6)의 건전 시에는, 컨버터(1)에 의해 생성된 직류 전력을 배터리 B1에 비축하고, 상용 교류 전원(6)의 정전이 발생한 것에 응하여, 배터리 B1의 직류 전력을 모선 Lp, Ln을 거쳐서 인버터(3)에 공급한다. 배터리 B1의 단자 간 전압 VB의 순시치는, 제어 장치(5)에 의해 검출된다.
인버터(3)는, 제어 장치(5)에 의해 제어되고, 컨버터(1) 및 쌍방향 초퍼(2)로부터 공급되는 직류 전력을 상용 주파수의 삼상 교류 전력으로 변환한다.
인버터(3)의 3개의 출력 노드는, 각각 리액터 L4~L6의 한쪽 단자에 접속된다. 리액터 L4~L6의 다른 쪽 단자는 각각 스위치 S1~S3의 한쪽 단자에 접속되고, 스위치 S1~S3의 다른 쪽 단자는 각각 부하(8)의 3개의 교류 입력 단자(8a)~(8c)에 접속된다. 스위치 S1~S3은 「제 1 스위치」의 일 실시예에 대응한다. 콘덴서 C4~C6의 한쪽 전극은 각각 리액터 L4~L6의 다른 쪽 단자에 접속되고, 콘덴서 C4~C6의 다른 쪽 전극은 함께 콘덴서 C1~C3의 다른 쪽 전극에 접속된다.
콘덴서 C4~C6 및 리액터 L4~L6은 교류 필터 F2를 구성한다. 교류 필터 F2는, 저역 통과 필터이며, 인버터(3)로부터 부하(8)에 상용 주파수의 교류 전류를 흘리고, 인버터(3)로부터 부하(8)에 스위칭 주파수의 신호가 흐르는 것을 방지한다. 환언하면, 교류 필터 F2는, 인버터(3)로부터 출력되는 삼상 구형파 전압을 정현파 형상의 삼상 교류 전압 Va, Vb, Vc로 변환한다.
인버터(3) 및 교류 필터 F2는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 삼상 교류 전압 Va~Vc로 변환하는 「역변환기」의 일 실시예에 대응한다. 삼상 교류 전압 Va~Vc의 순시치는, 제어 장치(5)에 의해 검출된다.
스위치 S4~S6의 한쪽 단자는 각각 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 단자(7a)~(7c)에 접속되고, 그들의 다른 쪽 단자는 각각 부하(8)의 교류 입력 단자(8a)~(8c)에 접속된다. 스위치 S1~S6은, 제어 장치(5)에 의해 제어된다. 스위치 S4~S6은 「제 2 스위치」의 일 실시예에 대응한다.
전류 검출기 CT4는, 스위치 S1, S4의 다른 쪽 단자와 부하(8)의 교류 입력 단자(8a) 사이에 흐르는 교류 전류 I4를 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(5)에게 준다. 전류 검출기 CT5는, 스위치 S2, S5의 다른 쪽 단자와 부하(8)의 교류 입력 단자(8b) 사이에 흐르는 교류 전류 I5를 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(5)에게 준다. 전류 검출기 CT6은, 스위치 S3, S6의 다른 쪽 단자와 부하(8)의 교류 입력 단자(8c) 사이에 흐르는 교류 전류 I6을 검출하고, 검출치를 나타내는 신호를 제어 장치(5)에게 준다. 전류 검출기 CT4~CT6은, 부하 전류 I4~I6을 검출하는 「제 2 전류 검출기」의 일 실시예에 대응한다.
인버터(3)에 의해 생성되는 삼상 교류 전력을 부하(8)에 공급하는 인버터 급전 모드(제 1 모드) 시에는, 제어 장치(5)는, 스위치 S1~S3을 온 시킴과 아울러 스위치 S4~S6을 오프 시킨다.
바이패스 교류 전원(7)으로부터의 삼상 교류 전력을 부하(8)에 공급하는 바이패스 급전 모드(제 2 모드) 시에는, 제어 장치(5)는, 스위치 S1~S3을 오프 시킴과 아울러 스위치 S4~S6을 온 시킨다. 인버터(3) 및 바이패스 교류 전원(7)의 양쪽으로부터의 삼상 교류 전력을 부하(8)에 공급하는 랩 급전 모드(제 3 모드) 시에는, 제어 장치(5)는, 스위치 S1~S6을 온 시킨다.
조작부(4)(선택부)는, 무정전 전원 장치의 사용자에 의해 조작되는 복수의 버튼, 여러 가지의 정보를 표시하는 화상 표시부 등을 포함한다. 사용자가 조작부(4)를 조작하는 것에 의해, 무정전 전원 장치의 전원을 온 및 오프 하거나 자동 운전 모드, 바이패스 급전 모드, 및 인버터 급전 모드 중 어느 하나의 모드를 선택하는 것이 가능하게 되어 있다.
제어 장치(5)는, 조작부(4)로부터의 신호, 상용 교류 전원(6)의 교류 출력 전압 Vu1, Vv1, Vw1, 교류 입력 전류 I1~I3, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB, 부하 전류 I4~I6, 교류 출력 전압 Va~Vc, 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2 등에 근거하여 무정전 전원 장치 전체를 제어한다.
즉, 제어 장치(5)는, 교류 입력 전류 I1~I3, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC, 부하 전류 I4~I6 등에 근거하여 컨버터(1)를 제어한다. 인버터 급전 모드와 바이패스 급전 모드에는, 제어 장치(5)는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1(제 1 참조 전압)이 되도록, 참조 전압 VDCr1과 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr1－VDC에 따른 값인 제 1 피드백 성분과, 부하 전류 I4~I6에 게인 K1(제 1 게인, 예를 들어 1.0)을 승산하여 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3을 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흘린다.
또, 인버터 급전 모드와 바이패스 급전 모드 중 어느 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 전환하는 전환 기간에는, 제어 장치(5)는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1보다 높은 참조 전압 VDCr2(제 2 참조 전압)가 되도록, 참조 전압 VDCr2와 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr2－VDC에 따른 값인 제 2 피드백 성분과, 부하 전류 I4~I6에 게인 K1보다 작은 게인 K2(제 2 게인, 예를 들어 0.7)를 승산하여 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3을 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흘린다.
전환 기간에 있어서, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1보다 높은 참조 전압 VDCr2가 되도록 컨버터(1)를 제어하는 것은, 상용 교류 전원(6)과 바이패스 교류 전원(7) 사이에 순환 전류가 흐르는 것을 방지하기 위해서이다.
참조 전압 VDCr1은, 상용 교류 전원(6)의 삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치의 2배의 전압보다 낮은 전압으로 설정되어 있다. 참조 전압 VDCr2는, 상용 교류 전원(6)의 삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치의 2배의 전압 이상의 전압으로 설정되어 있다. 참조 전압 VDCr1, VDCr2와 순환 전류의 관계에 대해서는 다음에 상세하게 설명한다(도 2~도 7).
부하 전류 I4~I6에 게인 K를 승산하여 얻어지는 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3을 컨버터(1)에 흘리는 것은, 부하 전류 I4~I6의 변동에 대한 컨버터(1)의 응답 속도를 높이기 위해서이다. 이 피드 포워드 성분을 도입하는 것에 의해, 피드백 성분의 제어를 저속으로 행하는 것이 가능해지고, 제어의 안정화를 도모할 수가 있다.
또, 전환 기간에 있어서, 부하 전류 I4~I6에 게인 K1보다 작은 게인 K2를 승산하여 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3을 컨버터(1)에 흘리는 것은, 랩 급전 모드 시에 컨버터(1)의 입력(즉 컨버터(1)의 출력)이 인버터(3)의 출력보다 커져 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1, VDCr2보다 높은 상한 전압 VDCH를 넘는 것을 방지하기 위해서이다. 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘으면, 무정전 전원 장치의 운전이 정지되어, 부하(8)의 운전이 정지되어 버린다. 랩 급전 모드 시에 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상승하는 이유에 대해서는 후술한다(도 8).
또, 제어 장치(5)는, 상용 교류 전원(6)의 건전 시에는, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB가 참조 전압 VBr이 되도록 쌍방향 초퍼(2)를 제어하고, 상용 교류 전원(6)의 정전 시에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록 쌍방향 초퍼(2)를 제어한다. 또한, 제어 장치(5)는, 인버터(3)의 교류 출력 전압 Va~Vc가 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2가 되도록 인버터(3)를 제어한다.
여기서, 이 무정전 전원 장치의 동작에 대해 간단하게 설명한다. 상용 교류 전원(6)의 건전 시에 있어서 조작부(4)를 이용하여 자동 운전 모드가 선택된 경우에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록, 제 1 피드백 성분 및 제 1 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3이 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다. 제 1 피드 포워드 성분을 컨버터(1)에 흘리는 것에 의해, 컨버터(1)를 안정적으로 제어함과 아울러, 부하 전류 I4~I6의 변동에 응답하여 컨버터(1)를 고속으로 제어할 수가 있다.
또, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB가 참조 전압 VBr이 되도록 쌍방향 초퍼(2)가 제어되고, 교류 출력 전압 Va~Vc가 각각 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2가 되도록 인버터(3)가 제어된다.
또, 스위치 S1~S3이 온 됨과 아울러 스위치 S4~S6이 오프 되고, 인버터(3)가 교류 필터 F2 및 스위치 S1~S3을 거쳐서 부하(8)에 접속된다. 이것에 의해, 교류 출력 전압 Va~Vc가 스위치 S1~S3을 거쳐서 부하(8)에 공급되고, 부하(8)가 구동된다.
상용 교류 전원(6)의 정전이 발생한 경우에는, 컨버터(1)의 운전이 정지되고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록 쌍방향 초퍼(2)가 제어되고, 교류 출력 전압 Va~Vc가 각각 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2가 되도록 인버터(3)가 제어된다.
배터리 B1의 직류 전력이 소비되고, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB가 하한 전압에 도달한 경우에는, 쌍방향 초퍼(2) 및 인버터(3)의 운전이 정지된다. 따라서, 상용 교류 전원(6)의 정전이 발생한 경우에도, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB가 하한 전압에 도달할 때까지의 기간은 부하(8)의 운전을 계속할 수가 있다.
또, 상용 교류 전원(6)의 건전 시에 있어서 조작부(4)를 이용하여 인버터 급전 모드가 선택된 경우에는, 상기 자동 운전 모드 시와 마찬가지로, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록 컨버터(1)가 제어되고, 배터리 B1의 단자 간 전압 VB가 참조 전압 VBr이 되도록 쌍방향 초퍼(2)가 제어된다. 또, 교류 출력 전압 Va~Vc가 각각 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2가 되도록 인버터(3)가 제어되고, 스위치 S1~S3이 온 됨과 아울러 스위치 S4~S6이 오프 된다.
인버터 급전 모드 시에 있어서 조작부(4)를 이용하여 바이패스 급전 모드가 선택된 경우에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1보다 높은 참조 전압 VDCr2가 되도록, 제 2 피드백 성분 및 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3이 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다.
VDC=VDCr2가 되면, 소정 시간만큼 랩 급전 모드가 실행되고, 전체 스위치 S1~S6이 온 되고, 인버터(3) 및 바이패스 교류 전원(7)의 양쪽으로부터 부하(8)에 삼상 교류 전력이 공급된다. 이때, VDC=VDCr2가 되어 있으므로, 무정전 전원 장치에 순환 전류가 흐르는 경우는 없다. 또, 제 1 피드 포워드 성분보다 작은 제 2 피드 포워드 성분을 컨버터(1)에 흘리는 것에 의해, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘는 것을 방지할 수가 있다.
랩 급전 모드가 종료하면, 스위치 S1~S3이 오프 되어 스위치 S4~S6만이 온 된다. 또, 컨버터(1)가 제어되어 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1으로 낮추어지고, 인버터 급전 모드로부터 바이패스 급전 모드로의 전환이 완료한다. 바이패스 급전 모드에서는, 바이패스 교류 전원(7)으로부터 스위치 S4~S6을 거쳐서 부하(8)에 삼상 교류 전력이 공급되고, 부하(8)가 구동된다. 바이패스 급전 모드 시에는, 예를 들어, 컨버터(1), 쌍방향 초퍼(2), 인버터(3), 배터리 B1 등의 수리, 정기 점검 등이 행해진다.
또, 바이패스 급전 모드 시에 있어서 조작부(4)를 이용하여 인버터 급전 모드가 선택된 경우에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1보다 높은 참조 전압 VDCr2가 되도록, 제 2 피드백 성분 및 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 삼상 교류 전류 I1~I3이 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다.
VDC=VDCr2가 되면, 소정 시간만큼 랩 급전 모드가 실행되고, 전체 스위치 S1~S6이 온 되고, 인버터(3) 및 바이패스 교류 전원(7)의 양쪽으로부터 부하(8)에 삼상 교류 전력이 공급된다. 이때, VDC=VDCr2가 되어 있으므로, 무정전 전원 장치에 순환 전류가 흐르는 경우는 없다. 또, 제 1 피드 포워드 성분보다 작은 제 2 피드 포워드 성분을 컨버터(1)에 흘리는 것에 의해, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘는 것을 방지할 수가 있다.
랩 급전 모드가 종료하면, 스위치 S4~S6이 오프 되어 스위치 S1~S3만이 온 되고, 컨버터(1)에 의해 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1으로 낮추어지고, 바이패스 급전 모드로부터 인버터 급전 모드로의 전환이 완료한다.
다음에, 이러한 무정전 전원 장치에 흐르는 순환 전류와 참조 전압 VDCr1, VDCr2의 관계에 대해 상세하게 설명한다. 도 2는, 컨버터(1) 및 인버터(3)의 구성을 나타내는 회로도이다. 도 2에 있어서, 컨버터(1)는, IGBT(Insulated　Gate　Bipolar　Transistor) Q1~Q6 및 다이오드 D1~D6을 포함한다. IGBT는, 스위칭 소자를 구성한다. IGBT Q1~Q3의 컬렉터는 함께 직류 양 모선 Lp에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 입력 노드(1a), (1b), (1c)에 접속된다.
입력 노드(1a), (1b), (1c)는, 각각 리액터 L1~L3(도 1)의 다른 쪽 단자에 접속된다. IGBT Q4~Q6의 컬렉터는 각각 입력 노드(1a), (1b), (1c)에 접속되고, 그들의 이미터는 함께 직류 음 모선 Ln에 접속된다. 다이오드 D1~D6은, 각각 IGBT Q1~Q6에 역병렬로 접속된다.
IGBT Q1, Q4는 각각 게이트 신호 A1, B1에 의해 제어되고, IGBT Q2, Q5는 각각 게이트 신호 A2, B2에 의해 제어되고, IGBT Q3, Q6은 각각 게이트 신호 A3, B3에 의해 제어된다. 게이트 신호 B1, B2, B3은, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3의 반전 신호이다.
IGBT Q1~Q3은, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3이 「H」 레벨로 된 경우에 온 되고, 각각 게이트 신호 A1, A2, A3이 「L」 레벨로 된 경우에 오프 된다. IGBT Q4~Q6은, 각각 게이트 신호 B1, B2, B3이 「H」 레벨로 된 경우에 온 되고, 각각 게이트 신호 B1, B2, B3이 「L」 레벨로 된 경우에 오프 된다.
게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A2, B2의 각각은, 펄스 신호열이며, PWM(Pulse Width　Modulation) 신호이다. 게이트 신호 A1, B1의 위상과 게이트 신호 A2, B2의 위상과 게이트 신호 A3, B3의 위상은, 기본적으로는 120도씩 어긋나 있다. 게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3은, 제어 장치(5)에 의해 생성된다. 예를 들어, 교류 입력 전압 Vu1의 레벨이 교류 입력 전압 Vv1의 레벨보다 높은 경우는, IGBT Q1, Q5가 온 되고, 입력 노드(1a)로부터 IGBT Q1, 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cd, 직류 음 모선 Ln, 및 IGBT Q5를 거쳐서 입력 노드 1b에 전류가 흐르고, 콘덴서 Cd가 충전된다.
반대로, 교류 입력 전압 Vv1의 레벨이 교류 입력 전압 Vu1의 레벨보다 높은 경우는, IGBT Q2, Q4가 온 되고, 입력 노드 1b로부터 IGBT Q2, 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cd, 직류 음 모선 Ln, 및 IGBT Q4를 거쳐서 입력 노드 1a에 전류가 흐르고, 콘덴서 Cd가 충전된다. 다른 경우도 마찬가지이다.
게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A3, B3에 의해 IGBT Q1~Q6의 각각을 소정의 타이밍에 온 및 오프 시킴과 아울러, IGBT Q1~Q6의 각각의 온 시간을 조정하는 것에 의해, 입력 노드(6a)~(6c)에 주어진 삼상 교류 전압을 직류 전압 VDC(콘덴서 Cd의 단자 간 전압)로 변환하는 것이 가능하게 되어 있다.
인버터(3)는, IGBT Q11~Q16 및 다이오드 D11~D16을 포함한다. IGBT는, 스위칭 소자를 구성한다. IGBT Q11~Q13의 컬렉터는 함께 직류 양 모선 Lp에 접속되고, 그들의 이미터는 각각 출력 노드(3a), (3b), (3c)에 접속된다. 출력 노드(3a), (3b), (3c)는, 각각 리액터 L4~L6(도 1)의 한쪽 단자에 접속된다. IGBT Q14~Q16의 컬렉터는 각각 출력 노드(3a), (3b), (3c)에 접속되고, 그들의 이미터는 함께 직류 음 모선 Ln에 접속된다. 다이오드 D11~D16은, 각각 IGBT Q11~Q16에 역병렬로 접속된다.
IGBT Q11, Q14는 각각 게이트 신호 X1, Y1에 의해 제어되고, IGBT Q12, Q15는 각각 게이트 신호 X2, Y2에 의해 제어되고, IGBT Q13, Q16은 각각 게이트 신호 X3, Y3에 의해 제어된다. 게이트 신호 Y1, Y2, Y3은, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3의 반전 신호이다.
IGBT Q11~Q13은, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3이 「H」 레벨로 된 경우에 온 되고, 각각 게이트 신호 X1, X2, X3이 「L」 레벨로 된 경우에 오프 된다. IGBT Q14~Q16은, 각각 게이트 신호 Y1, Y2, Y3이 「H」 레벨로 된 경우에 온 되고, 각각 게이트 신호 Y1, Y2, Y3이 「L」 레벨로 된 경우에 오프 된다.
게이트 신호 X1, Y2, X3, Y1, X2, Y3의 각각은, 펄스 신호열이며, PWM 신호이다. 게이트 신호 X1, Y1의 위상과 게이트 신호 X2, Y2의 위상과 게이트 신호 X3, Y3의 위상은, 기본적으로는 120도씩 어긋나 있다. 게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3은, 제어 장치(5)에 의해 생성된다.
예를 들어, IGBT Q11, Q15가 온 되면, 직류 양 모선 Lp가 IGBT Q11을 거쳐서 출력 노드(3a)에 접속됨과 아울러, 출력 노드(3b)가 IGBT Q15를 거쳐서 직류 음 모선 Ln에 접속되고, 출력 노드(3a), (3b) 간에 양 전압이 출력된다.
또, IGBT Q12, Q14가 온 되면, 직류 양 모선 Lp가 IGBT Q12를 거쳐서 출력 노드(3b)에 접속됨과 아울러, 출력 노드(3a)가 IGBT Q14를 거쳐서 직류 음 모선 Ln에 접속되고, 출력 노드(3a), (3b) 간에 음 전압이 출력된다.
게이트 신호 X1, Y1, X2, Y2, X3, Y3에 의해 IGBT Q11~Q16의 각각을 소정의 타이밍에 온 및 오프 시킴과 아울러, IGBT Q11~Q16의 각각의 온 시간을 조정하는 것에 의해, 모선 Lp, Ln 간의 직류 전압 VDC를 삼상 교류 전압 Va, Vb, Vc로 변환하는 것이 가능하게 되어 있다.
도 3은, 상용 교류 전원(6)의 구성을 나타내는 등가 회로도이다. 도 3에 있어서, 상용 교류 전원(6)은, 중성점 단자(6d)에 대해서 성형 접속(Y 접속)된 3상의 교류 전원(6U), (6V), (6W)을 포함한다. 교류 전원(6U)은, 교류 출력 단자(6a)와 중성점 단자(6d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(6a)에 교류 전압 Vu1을 출력한다. 교류 전원(6V)은, 교류 출력 단자(6b)와 중성점 단자(6d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(6b)에 교류 전압 Vv1을 출력한다. 교류 전원(6W)은, 교류 출력 단자(6c)와 중성점 단자(6d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(6c)에 교류 전압 Vw1을 출력한다.
교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 각각은 상용 주파수(예를 들어 60Hz)로 정현파 형상으로 변화한다. 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치(실효가의√2배)는 동일하고, 그들의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 교류 전원(6U), (6V), (6W)은, 예를 들어, 상용 교류 전원(6)의 최종단의 삼상 변압기에 포함되는 최종단의 삼상의 권선에 대응하고 있다.
도 4는, 바이패스 교류 전원(7)의 구성을 나타내는 등가 회로도이다. 도 4에 있어서, 바이패스 교류 전원(7)은, 중성점 단자(7d)에 대해서 성형 접속된 3상의 교류 전원(7U), (7V), (7W)을 포함한다. 교류 전원(7U)은, 교류 출력 단자(7a)와 중성점 단자(7d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(7a)에 교류 전압 Vu2를 출력한다. 교류 전원(7V)은, 교류 출력 단자(7b)와 중성점 단자(7d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(7b)에 교류 전압 Vv2를 출력한다. 교류 전원(7W)은, 교류 출력 단자(7c)와 중성점 단자(7d) 사이에 접속되고, 교류 출력 단자(7c)에 교류 전압 Vw2를 출력한다.
교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 각각은 상용 주파수로 정현파 형상으로 변화한다. 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 피크치는 동일하고, 그들의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 교류 전원(7U), (7V), (7W)은, 예를 들어, 자가 발전기의 삼상의 코일에 대응하고 있다.
인버터 급전 모드 및 바이패스 급전 모드에서는, 바이패스 교류 전원(7)의 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상(및 피크치)은, 각각 상용 교류 전원(6)의 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 위상(및 피크치)에 일치하고 있다. 이 상태에서는, 무정전 전원 장치에 순환 전류는 흐르지 않는다.
그러나, 랩 급전 모드에서는, 스위치 S1~S3 또는 스위치 S4~S6을 온 한 때에 바이패스 교류 전원(7)의 부하 전류가 크게 변동하고, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상, 피크치가 변동한다. 이 때문에, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2가 각각 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1에 일치하지 않게 된다.
도 5(A)~(C)는, 상용 교류 전원(6)의 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1과 바이패스 교류 전원(7)의 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 관계를 나타내는 도면이다. 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, Vw2의 각각은, 벡터 표시되어 있다. 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 위상은 120도씩 어긋나고, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상은 120도씩 어긋나 있다. 도 5(A)는, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상이 각각 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 위상에 일치하고 있는 경우를 나타내고 있다.　　
도 5(B)는, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상이 각각 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 위상보다 60도 늦어져 있는 경우를 나타내고 있다. 예를 들어, 교류 전압 Vu1의 위상과 교류 전압 Vw2의 위상은 180도 어긋나 있다. 교류 전압 Vu1이 양의 피크치가 되고, 교류 전압 Vw2가 음의 피크치가 된 때, 교류 전압 Vu1과 교류 전압 Vw2의 차의 전압 ΔV12=Vu1－Vw2는, 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합이 된다. 반대로, 교류 전압 Vu1이 음의 피크치가 되고, 교류 전압 Vw2가 양의 피크치가 된 때, 교류 전압 Vw2와 교류 전압 Vu1의 차의 전압 ΔV21=Vw2－Vu1은, 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합이 된다.
도 5(C)는, 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 위상이 각각 교류 전압 Vu1, Vv1, Vv1의 위상보다 60도 앞서 있는 경우를 나타내고 있다. 예를 들어, 교류 전압 Vu1의 위상과 교류 전압 Vv2의 위상은 180도 어긋나 있다. 교류 전압 Vu1이 양의 피크치가 되고, 교류 전압 Vv2가 음의 피크치가 된 때, 교류 전압 Vu1과 교류 전압 Vv2의 차의 전압 ΔV12=Vu1－Vv2는, 교류 전압 Vu1, Vv2의 피크치의 합이 된다. 반대로, 교류 전압 Vu1이 음의 피크치가 되고, 교류 전압 Vv2가 양의 피크치가 된 때, 교류 전압 Vv2와 교류 전압 Vu1의 차의 전압 ΔV21=Vv2－Vu1은, 교류 전압 Vu1, Vv2의 피크치의 합이 된다.
만약, 랩 급전 모드 시에 있어서, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치와 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 피크치의 합보다 작은 경우에는, 다음과 같은 문제가 발생한다. 예를 들어, 도 5(B)에 나타낸 바와 같이, 교류 전압 Vu1, Vw2의 위상이 180도 어긋나고, 교류 전압 Vu1, Vw2의 차의 전압 ΔV12=Vu1－Vw2가 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합이 된 경우, 도 6에 나나타나는 경로에 순환 전류 IC가 흐른다.
즉, 교류 전원(6U)의 한쪽 단자(교류 출력 단자(6a))로부터 컨버터(1)의 입력 노드(1a), 다이오드 D1(도 2), 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cd, 직류 음 모선 Ln, 다이오드 D16(도 2), 인버터(3)의 출력 노드(3c), 교류 전원(7W), 중성점 단자(7d), 접지 전압 GND의 라인, 및 중성점 단자(6d)를 거쳐서 교류 전원(6U)의 다른 쪽 단자에 이르는 경로에 순환 전류 IC가 흘러 버린다. 또한, 도 6에서는, 도면 및 설명의 간단화를 위해, 필터 F1, F2, 온 된 스위치 S1~S6 등의 도시는 생략되어 있다.
반대로, 교류 전압 Vw2, Vu1의 차의 전압 ΔV21=Vw2－Vu1이 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합이 된 경우, 도 7에서 나타나는 경로에 순환 전류 IC가 흐른다. 즉, 교류 전원(7W)의 한쪽 단자(교류 출력 단자(7c))로부터 인버터(3)의 출력 노드(3c), 다이오드 D13(도 2), 직류 양 모선 Lp, 콘덴서 Cd, 직류 음 모선 Ln, 다이오드 D4(도 2), 컨버터(1)의 입력 노드(1a), 교류 전원(6U), 중성점 단자(6d), 접지 전압 GND의 라인, 및 중성점 단자(7d)를 거쳐서 교류 전원(7W)의 다른 쪽 단자에 이르는 경로에 순환 전류 IC가 흐른다.
순환 전류 IC가 흐르면, 순환 전류 IC에 의해 콘덴서 Cd가 충전되고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘고, 제어 장치(5)에 의해 이상이 발생했다고 판별되어 무정전 전원 장치의 운전이 정지되고, 부하(8)의 운전이 정지되는 경우가 있다. 또, 전류 검출기 CT1~CT6의 검출치가 상한 전류 IH를 넘고, 제어 장치(5)에 의해 이상이 발생했다고 판별되어 무정전 전원 장치의 운전이 정지되고, 부하(8)의 운전이 정지되는 경우가 있다.
그래서, 본 실시의 형태 1에서는, 랩 급전 모드 시에는, 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치와 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 피크치의 합의 전압 이상의 참조 전압 VDCr2로 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 설정하는 것에 의해, 무정전 전원 장치에 순환 전류 IC가 흐르는 것을 방지하고 있다.
또, 본 실시의 형태 1에서는, 인버터 급전 모드 시 및 바이패스 급전 모드 시에는, 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치와 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 피크치의 합의 전압보다 낮은 참조 전압 VDCr1로 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 설정하는 것에 의해, 소비 전력의 저감화, 효율의 향상을 도모하고 있다.
바이패스 교류 전원(7)이 안정되어 있는 경우에는, 바이패스 교류 전원(7)의 교류 출력 전압 Vu2, Vv2, Vw2는 상용 교류 전원(6)의 교류 출력 전압 Vu1, Vv1, Vw1에 일치하고 있으므로, 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치와 교류 전압 Vu2, Vv2, Vw2의 피크치의 합의 전압은, 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치의 2배의 전압과 동일하다. 또, 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 피크치는 같은 값이다.
예를 들어, 교류 전압 Vu1의 실효치는 277V이며, 그 피크치는 392V이다. 교류 전압 Vu1의 피크치의 2배의 전압은 784V이다. 참조 전압 VDCr1은, 784V보다 낮은 750V로 설정된다. 참조 전압 VDCr2는, 784V보다 높은 920V로 설정된다. 또한, 참조 전압 VDCr2는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 상한치 VDCH(예를 들어 1000V)보다 낮은 값으로 설정된다.
이 결과, 랩 급전 모드 시에, 예를 들어, 교류 전압 Vu1이 양의 피크치(＋392V)가 되고, 교류 전압 Vw2가 음의 피크치(－392V)가 된 경우에도, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC=VDCr2(920V)이 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합의 전압(784V)보다 높기 때문에, 다이오드 D1, D16(도 2)가 온 되지 않고, 순환 전류 IC는 흐르지 않는다.
반대로, 교류 전압 Vu1이 음의 피크치(－392V)가 되고, 교류 전압 Vw2가 양의 피크치(＋392V)가 된 경우에도, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC=VDCr2(920V)가 교류 전압 Vu1, Vw2의 피크치의 합의 전압(784V)보다 높기 때문에, 다이오드 D13, D4(도 2)가 온 되지 않고, 순환 전류 IC는 흐르지 않는다. 순환 전류 IC가 흐르지 않기 때문에, 과전류나 콘덴서 Cd의 과전압이 검출되어 무정전 전원 장치의 운전이 정지되고, 부하(8)의 운전이 정지되는 경우는 없다.
다음에, 각 급전 모드에 있어서의 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 제어 방법에 대해 설명한다. 도 8(A)~(C)는, 각각 바이패스 급전 모드, 랩 급전 모드, 및 인버터 급전 모드를 나타내는 회로 블럭도이다. 도면 및 설명의 간단화를 도모하기 위해, 삼상 중 일상에 관련되는 부분만이 나타나고, 스위치 S1~S6 중 스위치 S1, S4만이 나타나고 있다. 또, 교류 필터 F1, F2, 전류 검출기 CT1~CT6등의 도시는 생략 되어 있다.
바이패스 급전 모드 시에는 도 8(A)에 나타내는 바와 같이, 스위치 S4가 온 됨과 아울러 스위치 S1이 오프 되고, 바이패스 교류 전원(7)으로부터 스위치 S4를 거쳐서 부하(8)에 부하 전류 I4가 공급된다. 또, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록 컨버터(1)가 제어되고, 참조 전압 VDCr1과 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr1－VDC에 따른 값인 제 1 피드백 성분 IFB1과, 부하 전류 I4에 게인 K1을 승산하는 것에 의해 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분 IFF1=K1×I4를 포함하는 전류 I1=IFB1＋IFF1=IFB1＋K1×I4가 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다.
이 경우, 제 1 피드 포워드 성분 IFF1을 컨버터(1)에 흘리는 것에 의해, 제 1 피드백 성분 IFB1의 응답 속도를 작게 설정하여 콘덴서의 단자 간 전압 VDC를 안정적으로 제어함과 아울러, 부하 전류 I4의 변동에 응답하여 콘덴서의 단자 간 전압 VDC를 고속으로 제어할 수가 있다. 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1으로 충전된 상태에서는, 제 1 피드백 성분 IFB1과 제 1 피드 포워드 성분 IFF1이 상쇄되고, 컨버터(1)의 입력 전류 I1은 거의 0A로 되어 있다.
바이패스 급전 모드로부터 인버터 급전 모드로 전환하는 전환 기간에, 랩 급전 모드가 실행된다. 랩 급전 모드 시에는 도 8(B)에 나타내는 바와 같이, 스위치 S1, S4가 함께 온 된다. 스위치 S1이 온 되면, 바이패스 교류 전원(7)(예를 들어 발전기)의 부하가 급변하여 바이패스 교류 전원(7)의 출력 전압의 주파수가 변동하고, 바이패스 교류 전원(7)의 출력 전압과 인버터(3)의 출력 전압의 위상이 어긋나고, 그들의 위상차에 따른 비율로 인버터(3) 및 바이패스 교류 전원(7)의 양쪽으로부터 부하(8)에 전류 I4가 공급된다. 도 8(B)에서는, 부하 전류 I4의 60%가 인버터(3)로부터 공급되고, 부하 전류 I4의 40%가 바이패스 교류 전원(7)으로부터 공급되고 있는 경우가 나타나고 있다.
인버터(3)로부터 부하(8)에 전류가 흐르면, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 저하하고, 컨버터(1)의 입력 전류 I1이 증대된다. 이 경우에, 바이패스 급전 모드 시와 마찬가지로, 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 전류 I1=IFB1＋K1×I4를 흘리면, 컨버터(1)의 입력 전류 I1이 인버터(3)의 출력 전류 0.6×I4보다 과대하게 되어, 피드백 제어를 추종하지 못하고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2보다 상승하고, 상한 전압 VDCH를 넘을 우려가 있다.
그래서, 본 실시의 형태 1에서는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 상승을 방지하기 위해, 랩 급전 모드 시에는, 컨버터(1)의 입력 전류 I1의 피드 포워드 성분을 감소시킨다. 즉, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2가 되도록 컨버터(1)가 제어되고, 참조 전압 VDCr2와 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr2－VDC에 따른 값인 제 2 피드백 성분 IFB2와, 부하 전류 I4에 게인 K1(예를 들어 1.0)보다 작은 게인 K2(0.7)을 승산하는 것에 의해 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분 IFF2를 포함하는 전류 I1=IFB2＋IFF2=IFB2＋K2×I4가 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다.
이것에 의해, 컨버터(1)의 입력 전류 I1이 인버터(3)의 출력 전류 0.6×I4보다 과대하게 되는 것을 방지하고, 컨버터(1)의 출력 전압 VDC(즉 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC)가 참조 전압 VDCr2보다 높은 상한 전압 VDCH를 넘어 버리는 것을 방지할 수가 있다.
인버터 급전 모드 시에는 도 8(C)에 나타내는 바와 같이, 스위치 S1이 온 됨과 아울러 스위치 S4가 오프 되고, 인버터(3)로부터 스위치 S1을 거쳐서 부하(8)에 부하 전류 I4가 공급된다. 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록 컨버터(1)가 제어되고, 참조 전압 VDCr1과 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr1－VDC에 따른 값인 제 1 피드백 성분 IFB1과, 부하 전류 I4에 게인 K1을 승산하는 것에 의해 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분 IFF1=K1×I4를 포함하는 전류 I1=IFB1＋IFF1=IFB1＋K1×I4가 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흐르게 된다.
이 경우, 제 1 피드 포워드 성분 IFF1을 컨버터(1)에 흘리는 것에 의해, 제 1 피드백 성분 IFB1의 응답 속도를 작게 하여 콘덴서의 단자 간 전압 VDC를 안정적으로 제어함과 아울러, 부하 전류 I4의 변동에 응답하여 콘덴서의 단자 간 전압 VDC를 고속으로 제어할 수가 있다.
또한, 인버터 급전 모드로부터 랩 급전 모드를 거쳐서 바이패스 급전 모드로 전환하는 경우도, 똑같이 제어된다. 다만, 랩 급전 모드로부터 바이패스 급전 모드로 전환한 경우에, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상승한 때에는, 컨버터(1)의 운전은 정지된다. 컨버터(1)의 운전이 정지되어도, 바이패스 교류 전원(7)으로부터 스위치 S4를 거쳐서 부하(8)에 전류 I4가 공급되고, 부하(8)의 운전은 계속된다.
다음에, 컨버터(1) 및 스위치 S1~S6의 제어 방법에 대해 설명한다. 도 9는, 제어 장치(5) 중 컨버터(1) 및 스위치 S1~S6의 제어에 관련되는 부분의 구성을 나타내는 블럭도이다. 도 9에 있어서, 제어 장치(5)는, 신호 발생 회로(11), 타이머(12), 및 제어부(13), (14)를 포함한다.
조작부(4)(도 1)는, 무정전 전원 장치의 사용자에 의해 인버터 급전 모드가 선택된 경우에는, 모드 선택 신호 MS를 「L」 레벨로 하고, 바이패스 급전 모드가 선택된 경우에는, 모드 선택 신호 MS를 「H」 레벨로 한다. 신호 발생 회로(11)는, 조작부(4)로부터의 모드 선택 신호 MS의 상승 에지 및 하강 에지의 각각에 응답하여, 전환 지령 신호 PC를 소정 시간만큼 「H」 레벨로 상승시킨다.
타이머(12)는, 전환 지령 신호 PC의 상승 에지에 응답하여, 제 1 시간 T1, 제 2 시간 T2, 및 제 3 시간 T3을 순차 계측한다. 또, 타이머(12)는, 전환 지령 신호 PC의 상승 에지로부터 제 3 시간 T3까지, 전환 신호
Figure pct00001
C를 활성화 레벨인 「H」 레벨로 한다. 또한, 타이머(12)는, 제 1 시간 T1로부터 제 2 시간 T2까지, 오버랩 지령 신호
Figure pct00002
OL을 활성화 레벨인 「H」 레벨로 한다.
제어부(13)는, 모드 선택 신호 MS 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00003
OL에 따라 스위치 S1~S6을 제어한다. 모드 선택 신호 MS 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00004
OL이 함께 「L」 레벨인 경우, 제어부(13)는, 스위치 S1~S3을 온 시킴과 아울러 스위치 S4~S6을 오프 시킨다. 제어부(13)는 「제 1 제어부」의 일 실시예에 대응한다.
오버랩 지령 신호
Figure pct00005
OL이 「H」 레벨인 경우, 제어부(13)는 전체 스위치 S1~S6을 온 시킨다. 모드 선택 신호 MS가 「H」 레벨이며, 오버랩 지령 신호
Figure pct00006
OL이 「L」 레벨인 경우, 제어부(13)는, 스위치 S4~S6을 온 시킴과 아울러 스위치 S1~S3을 오프 시킨다.
제어부(14)는, 교류 입력 전압 Vu1, Vv1, Vw1, 삼상 입력 전류 I1~I3, 부하 전류 I4~I6, 및 직류 전압 VDC에 근거하여 동작하고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr에 일치하도록, 컨버터(1)를 제어한다. 제어부(14)는 「제 2 제어부」의 일 실시예에 대응한다.
도 10은, 제어부(14)의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다. 도 10에 있어서, 제어부(14)는, 참조 전압 발생 회로(20), 전압 검출기(21), (28), 감산기(22), (26A)~(26C), 직류 전압 제어 회로(23), 정현파 발생 회로(24), 승산기(25A)~(25C), 전류 제어 회로(27), 가산기(29A)~(29C), PWM 회로(30), 및 게이트 회로(31)를 포함한다.
참조 전압 발생 회로(20)은, 타이머(12)로부터의 전환 신호
Figure pct00007
C에 근거하여 참조 전압 VDCr를 출력한다. 전환 신호
Figure pct00008
C가 비활성화 레벨인 「L」 레벨인 경우에는, 참조 전압 VDCr은 참조 전압 VDCr1로 설정된다. 전환 신호
Figure pct00009
C가 활성화 레벨인 「H」 레벨인 경우에는, 참조 전압 VDCr는 참조 전압 VDCr2로 설정된다.
전압 검출기(21)는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 검출하고, 그 검출치를 나타내는 신호를 출력한다. 감산기(22)는, 참조 전압 발생 회로(20)에 의해 생성되는 참조 전압 VDCr로부터 전압 검출기(21)의 출력 신호에 의해 나타나는 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 감산하고, 참조 전압 VDCr과 직류 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr－VDC를 구한다.
직류 전압 제어 회로(23)는, 편차 ΔVDC, 부하 전류 I4~I6, 및 전환 신호
Figure pct00010
C에 근거하여, 컨버터(1)의 입력 전류 I1~I3을 지령하기 위한 전류 지령치 Ic를 생성한다. 도 11은, 직류 전압 제어 회로(23)의 구성을 나타내는 회로 블럭도이다. 도 11에 있어서, 직류 전압 제어 회로(23)는, PI(Proportional-Integral) 제어 회로(41), 실효치 연산부(42), 게인 발생 회로(43), 승산기(44), 및 가산기(45)를 포함한다.
PI 제어 회로(41)은, 편차 ΔVDC의 비례 적분 연산을 행하는 것에 의해, 편차 ΔVDC=VDCr－VDC에 따른 값인 피드백 성분 Ifb를 구한다. 피드백 성분 Ifb는, 다음 식(1)로 나타내진다.
[수 1]
Figure pct00011
편차 ΔVDC가 증대하면 피드백 성분 Ifb가 증대하여 편차 ΔVDC가 감소하고, 편차 ΔVDC가 감소하면 피드백 성분 Ifb가 감소하여 편차 ΔVDC가 없어지도록, 피드백 제어가 행해진다.
실효치 연산부(42)는, 전류 검출기 CT4~CT6의 출력 신호에 의해 나타나는 부하 전류 I4~I6의 실효치 Ie를 구하고 그 실효치 Ie를 나타내는 신호를 출력한다. 게인 발생 회로(43)는, 전환 신호
Figure pct00012
C에 따라 게인 K를 출력한다. 전환 신호
Figure pct00013
C가 「L」 레벨인 경우에는, 게인 K는 게인 K1로 설정된다. 전환 신호
Figure pct00014
C가 「H」 레벨인 경우에는, 게인 K는 게인 K1보다 작은 게인 K2로 설정된다.
승산기(44)는, 부하 전류 I4~I6의 실효치 Ie에 게인 K를 승산하여, 전류 지령치 Ic의 피드 포워드 성분 Iff=K×Ie를 생성한다. 가산기(45)는, 피드백 성분 Ifb와 피드 포워드 성분 Iff를 가산하여 전류 지령치 Ic=Ifb＋Iff를 생성한다.
본 실시의 형태 1에서는, 전류 지령치 Ic에 피드 포워드 성분 Iff를 도입하므로, 피드백 성분 Ifb의 비례 게인 Kp를 비교적 작은 값으로 설정하여, PI 제어의 안정화를 도모할 수가 있다.
다시 도 10을 참조하면, 정현파 발생 회로(24)는, 상용 교류 전원(6)으로부터의 삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1과 동상의 삼상 정현파 신호를 생성한다. 승산기(25A)~(25C)는, 각각 삼상 정현파 신호에 전류 지령치 Ic를 승산하여, 삼상 전류 지령치 I1c~I3c를 생성한다.
감산기(26A)는, 전류 지령치 I1c와 전류 검출기 CT1에 의해 검출된 교류 전류 I1의 편차 ΔI1=I1c－I1을 산출한다. 감산기(26B)는, 전류 지령치 I2c와 전류 검출기 CT2에 의해 검출된 교류 전류 I2의 편차 ΔI2=I2c－I2를 산출한다. 감산기(26C)는, 전류 지령치 I3c와 전류 검출기 CT3에 의해 검출된 교류 전류 I3의 편차 ΔI3=I3c－I3을 산출한다.
전류 제어 회로(27)는, 편차 ΔI1, ΔI2, ΔI3의 각각이 0이 되도록 전압 지령치 V1a, V2a, V3a를 생성한다. 전류 제어 회로(27)는, 예를 들어, 편차 ΔI1, ΔI2 ,ΔI3을 비례 제어 또는 비례 적분 제어하는 것에 의해 전압 지령치 V1a, V2a, V3a를 생성한다. 전압 검출기(28)는, 상용 교류 전원(6)으로부터의 삼상 교류 전압 Vu1, Vv1, Vw1의 순시치를 검출하고, 그들의 검출치를 나타내는 신호를 출력한다.
가산기(29A)는, 전압 지령치 V1a와 전압 검출기(28)에 의해 검출된 교류 전압 Vu1을 가산하여 전압 지령치 V1c를 생성한다. 가산기(29B)는, 전압 지령치 V2a와 전압 검출기(28)에 의해 검출된 교류 전압 Vv1을 가산하여 전압 지령치 V2c를 생성한다. 가산기(29C)는, 전압 지령치 V3a와 전압 검출기(28)에 의해 검출된 교류 전압 Vw1을 가산하여 전압 지령치 V3c를 생성한다.
PWM 회로(30)는, 전압 지령치 V1c~V3c에 근거하여, 컨버터(1)를 제어하기 위한 PWM 제어 신호
Figure pct00015
1~
Figure pct00016
3을 생성한다. 게이트 회로(31)는, PWM 제어 신호
Figure pct00017
1~
Figure pct00018
3에 근거하여 게이트 신호 A1, B1, A2, B2, A2, B2(도 2)를 생성한다.
이와 같이 제어하는 것에 의해, 인버터 급전 모드 시 및 바이패스 급전 모드에는, 콘덴서 Vd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되도록, 참조 전압 VDCr1과 콘덴서의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr1－VDC에 따른 값인 제 1 피드백 성분과, 부하 전류 I4~I6에 게인 K1을 곱하여 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류 I1~I3을 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흘릴 수가 있다.
또, 전환 기간에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2가 되도록, 참조 전압 VDCr2와 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr2－VDC에 따른 값인 제 2 피드백 성분과, 부하 전류 I4~I6에 게인 K1보다 작은 게인 K2를 곱하여 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류 I1~I3을 상용 교류 전원(6)으로부터 컨버터(1)에 흘릴 수가 있다.
도 12(A)~(I)는, 도 9에 나타낸 제어 장치(5)의 동작을 나타내는 타임 차트이다. 도 12(A)는 모드 선택 신호 MS의 파형을 나타내고, 도 12(B)는 전환 지령 신호 PC의 파형을 나타내고, 도 12(C)는 전환 신호
Figure pct00019
C의 파형을 나타내고, 도 12(D)는 오버랩 지령 신호
Figure pct00020
OL의 파형을 나타내고 있다.
또, 도 12(E)는 게인 K를 나타내고, 도 12(F)는 참조 전압 VDCr을 나타내고, 도 12(G)는 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC를 나타내고, 도 12(H)는 스위치 S1~S3의 상태를 나타내고, 도 12(I)는 스위치 S4~S6의 상태를 나타내고 있다. 도 12(A)~(I)에서는, 인버터 급전 모드로부터 바이패스 급전 모드로 전환하는 경우의 동작이 나타나고 있다.
시각 t0에서는, 인버터 급전 모드가 실행되고 있고, 모드 선택 신호 MS, 전환 지령 신호 PC, 전환 신호
Figure pct00021
C, 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00022
OL는 함께 「L」 레벨로 되어 있다. 또, 게인 K는 게인 K1로 되고, 참조 전압 VDCr은 참조 전압 VDCr1로 되고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC는 참조 전압 VDCr1로 되고, 스위치 S1~S3은 온 되고, 스위치 S4~S6은 오프 되어 있다.
어느 시각 t1에 있어서 조작부(4)를 이용하여 바이패스 급전 모드가 선택되면, 모드 선택 신호 MS가 「L」 레벨로부터 「H」 레벨로 상승되고, 신호 발생 회로(11)에 의해 전환 지령 신호 PC가 소정 시간만큼 「H」 레벨로 상승된다. 전환 지령 신호 PC의 상승 에지에 응답하여, 타이머(12)가 제 1 시간 T1, 제 2 시간 T2, 및 제 3 시간 T3을 순차 계측하고, 계시 결과에 근거하여 전환 신호
Figure pct00023
C 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00024
OL을 생성한다.
전환 신호
Figure pct00025
C는, 전환 지령 신호 PC의 상승 에지(시각 t1)로부터 제 3 시간 T3(시각 t4)까지 「H」 레벨로 된다. 오버랩 지령 신호
Figure pct00026
OL은, 제 1 시간 T1(시각 t2)로부터 제 2 시간 T2(시각 t3)까지 「H」 레벨로 된다.
전환 신호
Figure pct00027
C가 「L」 레벨로부터 「H」 레벨로 상승되면(시각 t1), 게인 K가 게인 K1로부터 게인 K2로 낮추어지고, 참조 전압 VDCr이 참조 전압 VDCr1로부터 참조 전압 VDCr2로 높여지고, 제어부(14)에 의해 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2가 되도록 컨버터(1)가 제어된다.
콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2로 되어 있는 기간 내에, 랩 지령 신호
Figure pct00028
OL이 「H」 레벨로 되어 랩 급전 모드가 실행된다. 랩 지령 신호
Figure pct00029
OL이 「H」 레벨로 상승되면(시각 t2), 스위치 S4~S6이 온 된다. 이때, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2으로 높여져 있으므로, 순환 전류 IC(도 6, 도 7)가 흐르는 경우는 없다. 또, 게인 K가 게인 K2로 낮추어져 있으므로, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상승하는 것이 방지된다. 랩 지령 신호
Figure pct00030
OL이 「L」 레벨로 하강되면(시각 t3), 스위치 S1~S3이 오프 되고, 랩 급전 모드가 종료한다.
전환 신호
Figure pct00031
C가 「L」 레벨로 하강되면(시각 t4), 게인 K가 게인 K2로부터 게인 K1로 높여짐과 아울러 참조 전압 VDCr이 참조 전압 VDCr1로 낮추어지고 콘덴서 Cd가 방전된다. 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되면, 인버터 급전 모드로부터 바이패스 급전 모드로의 전환이 완료한다.
도 13(A)~(I)는, 도 9에 나타낸 제어 장치(5)의 동작을 나타내는 다른 타임 차트이며, 도 12(A)~(I)와 대비되는 도면이다. 도 13(A)~(I)에서는, 바이패스 급전 모드로부터 인버터 급전 모드로 전환하는 경우의 동작이 나타나고 있다.
시각 t0에서는, 바이패스 급전 모드가 실행되고 있고, 모드 선택 신호 MS는 「H」 레벨로 되고, 전환 지령 신호 PC, 전환 신호
Figure pct00032
C, 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00033
OL은 함께 「L」 레벨로 되어 있다. 또, 게인 K는 게인 K1로 되고, 참조 전압 VDCr은 참조 전압 VDCr1로 되고, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC는 참조 전압 VDCr1로 되고, 스위치 S1~S3은 오프 되고, 스위치 S4~S6은 온 되어 있다.
어느 시각 t1에 있어서 조작부(4)를 이용하여 인버터 급전 모드가 선택되면, 모드 선택 신호 MS가 「H」 레벨로부터 「L」 레벨로 하강되고, 신호 발생 회로(11)에 의해 전환 지령 신호 PC가 소정 시간만큼 「H」 레벨로 상승된다. 전환 지령 신호 PC의 상승 에지에 응답하여, 타이머(12)가 제 1 시간 T1, 제 2 시간 T2, 및 제 3 시간 T3을 순차 계측하고, 계시 결과에 근거하여 전환 신호
Figure pct00034
C 및 오버랩 지령 신호
Figure pct00035
OL을 생성한다.
전환 신호
Figure pct00036
C는, 전환 지령 신호 PC의 상승 에지(시각 t1)로부터 제 3 시간 T3(시각 t4)까지 「H」 레벨로 된다. 오버랩 지령 신호
Figure pct00037
OL은, 제 1 시간 T1(시각 t2)로부터 제 2 시간 T2(시각 t3)까지 「H」 레벨로 된다.
전환 신호
Figure pct00038
C가 「L」 레벨로부터 「H」 레벨로 상승되면(시각 t1), 게인 K가 게인 K1로부터 게인 K2로 낮추어지고, 참조 전압 VDCr이 참조 전압 VDCr1로부터 참조 전압 VDCr2로 높여지고, 제어부(14)에 의해 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2가 되도록 컨버터(1)가 제어된다.
콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2로 되어 있는 기간 내에, 랩 지령 신호
Figure pct00039
OL이 「H」 레벨로 되어 랩 급전 모드가 실행된다. 랩 지령 신호
Figure pct00040
OL이 「H」 레벨로 상승되면(시각 t2), 스위치 S1~S3이 온 된다. 이때, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr2로 높여져 있으므로, 순환 전류 IC(도 6, 도 7)가 흐르는 경우는 없다. 또, 게인 K가 게인 K2로 낮추어져 있으므로, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상승하는 것이 방지된다. 랩 지령 신호
Figure pct00041
OL이 「L」 레벨로 하강되면(시각 t3), 스위치 S4~S6이 오프 되고, 랩 급전 모드가 종료한다.
전환 신호
Figure pct00042
C가 「L」 레벨로 하강되면(시각 t4), 게인 K가 게인 K2로부터 게인 K1로 높여짐과 아울러 참조 전압 VDCr이 참조 전압 VDCr1로 낮추어지고, 콘덴서 Cd가 방전된다. 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1이 되면, 바이패스 급전 모드로부터 인버터 급전 모드로의 전환이 완료한다.
이상과 같이, 본 실시의 형태 1에서는, 피드백 성분과 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류 I1~I3을 컨버터(1)에 유입시키므로, 피드백 성분을 저속으로 제어하여 제어의 안정화를 도모함과 아울러, 피드 포워드 성분에 의해 부하 전류 I4~I6의 급변에 대응할 수가 있다. 또, 인버터 급전 모드와 바이패스 급전 모드를 전환하는 전환 기간에는, 게인 K를 감소시켜서 피드 포워드 성분을 감소시키므로, 랩 급전 모드 시에 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘는 것을 방지할 수가 있다.
또, 전환 기간에는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 참조 전압 VDCr1보다 높은 참조 전압 VDCr2가 되도록 컨버터(1)를 제어하는 것에 의해, 콘덴서 Cd 등을 포함하는 경로에 순환 전류 IC가 흐르는 것을 방지한다. 따라서, 상용 교류 전원(6)의 중성점 단자(6d) 및 바이패스 교류 전원(7)의 중성점 단자(7d)가 함께 접지된 경우에서도, 순환 전류 IC가 흐르는 것을 방지할 수가 있다.
또한, 이 실시의 형태 1에서는, 전환 신호
Figure pct00043
C에 응답하여 피드백 성분의 게인 K를 제어하고, 전환 기간에 있어서 게인 K를 게인 K1보다 작은 게인 K2로 설정했지만, 이것에 한정하는 것은 아니고, 랩 지령 신호
Figure pct00044
OL에 응답하여 게인 K를 제어하고, 랩 급전 모드 시만 게인 K를 게인 K2로 설정해도 상관없다.
［실시의 형태 2］
도 14는, 이 발명의 실시의 형태 2에 따른 무정전 전원 장치의 주요부를 나타내는 회로 블럭도이며, 도 10과 대비되는 도면이다. 도 14를 참조하여, 이 무정전 전원 장치가 실시의 형태 1의 무정전 전원 장치와 다른 점은, 직류 전압 제어 회로(23)가 직류 전압 제어 회로(23A)로 치환되어 있는 점이다.
직류 전압 제어 회로(23A)는, 도 15에 나타내는 바와 같이, 직류 전압 제어 회로(23)의 게인 발생 회로(43)를 게인 발생 회로(43A)로 치환한 것이다. 게인 발생 회로(43A)는, 참조 전압 VDCr과 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC의 편차 ΔVDC=VDCr－VDC가 0인 경우에는, 게인 K를 게인 K1(제 1 값)로 설정한다. 또 게인 발생 회로(43A)는, 편차 ΔVDC가 0을 넘은 경우에는, 편차 ΔVDC에 따라 게인 K를 감소시키는 것에 의해, 게인 K를 게인 K1보다 작은 게인 Kc(제 2 값)로 설정한다. 다른 구성 및 동작은, 실시의 형태 1과 동일하므로, 그 설명은 반복하지 않는다.
이상과 같이, 이 실시의 형태 2에서는, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상승하여 편차 ΔVDC가 증대한 경우에는, 게인 K를 감소시켜 피드 포워드 성분을 감소시키므로, 랩 급전 모드 시뿐만이 아니라 인버터 급전 모드 시 및 바이패스 급전 모드 시에 있어서도, 콘덴서 Cd의 단자 간 전압 VDC가 상한 전압 VDCH를 넘는 것을 방지할 수가 있다.
이번 개시된 실시의 형태는 모든 점에서 예시이며 제한적인 것은 아니라고 생각되어야 하는 것이다. 본 발명은 상기한 설명이 아니라 청구의 범위에 의해 나타나고, 청구의 범위와 균등의 의미 및 범위 내에서의 모든 변경이 포함되는 것이 의도된다.
C1~C6, Cd　콘덴서, L1~L6　리액터, CT1~CT6　전류 검출기, 1 컨버터, Lp　직류 양 모선, Ln　직류 음 모선, 2 쌍방향 초퍼, 3 인버터, S1~S6　스위치, 4 조작부, 5 제어 장치, 6 상용 교류 전원, 6d, 7d　중성점 단자, 6U, 6V, 6W, 7U, 7V, 7W　교류 전원, 7 바이패스 교류 전원, 8 부하, Q1~Q6, Q11~Q16　IGBT, D1~D6, D11~D16　다이오드, 11 신호 발생 회로, 12 타이머, 13, 14 제어부, 20 참조 전압 발생 회로, 21, 28 전압 검출기, 22, 26A~26C　감산기, 23, 23A　직류 전압 제어 회로, 24 정현파 발생 회로, 25A~25C, 44 승산기, 27 전류 제어 회로, 29A~29C, 45 가산기, 30　PWM 회로, 31 게이트 회로, 41　PI 제어 회로, 42 실효치 연산부, 43, 43A　게인 발생 회로.

Claims (14)

  1. 제 1 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 순변환기와,
    상기 순변환기의 직류 출력 전압을 평활화하는 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압을 제 2 교류 전압으로 변환하는 역변환기와,
    한쪽 단자가 상기 제 2 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 부하에 접속되는 제 1 스위치와,
    한쪽 단자가 제 2 교류 전원으로부터 공급되는 제 3 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 상기 부하에 접속되는 제 2 스위치와,
    상기 제 1 교류 전원과 상기 순변환기 사이에 흐르는 교류 전류를 검출하는 제 1 전류 검출기와,
    부하 전류를 검출하는 제 2 전류 검출기와,
    상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제 1 제어부와,
    상기 제 1 및 제 2 전류 검출기의 검출 결과에 근거하여 상기 순변환기를 제어하는 제 2 제어부를 구비하고,
    상기 제 1 제어부는,
    (i) 상기 부하에 상기 제 2 교류 전압을 공급하는 제 1 모드 시에는, 상기 제 1 스위치를 온 시킴과 아울러 상기 제 2 스위치를 오프 시키고,
    (ii) 상기 부하에 상기 제 3 교류 전압을 공급하는 제 2 모드 시에는, 상기 제 2 스위치를 온 시킴과 아울러 상기 제 1 스위치를 오프 시키고,
    (iii) 상기 제 1 및 제 2 모드 중 어느 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 전환하는 전환 기간에는, 상기 제 1 및 제 2 스위치를 온 시켜서 상기 부하에 상기 제 2 및 제 3 교류 전압을 공급하는 제 3 모드를 실행하도록 구성되고,
    상기 제 2 제어부는,
    (iv) 상기 제 1 및 제 2 모드 시에는, 상기 콘덴서의 단자 간 전압이 제 1 참조 전압이 되도록, 상기 제 1 참조 전압과 상기 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 제 1 피드백 성분과, 상기 부하 전류에 제 1 게인을 곱하여 얻어지는 제 1 피드 포워드 성분을 포함하는 제 1 교류 전류를 상기 제 1 교류 전원으로부터 상기 순변환기에 흘리고,
    (v) 상기 전환 기간에는, 상기 콘덴서의 단자 간 전압이 제 2 참조 전압이 되도록, 상기 제 2 참조 전압과 상기 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 제 2 피드백 성분과, 상기 부하 전류에 상기 제 1 게인보다 작은 제 2 게인을 곱하여 얻어지는 제 2 피드 포워드 성분을 포함하는 제 2 교류 전류를 상기 제 1 교류 전원으로부터 상기 순변환기에 흘리는 것에 의해,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압이 상기 제 1 및 제 2 참조 전압보다 높은 상한 전압을 넘는 것을 방지하도록 구성되는 무정전 전원 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는, 상기 제 2 참조 전압을 상기 제 1 참조 전압보다 높게 설정하는 것에 의해, 상기 제 1 및 제 2 교류 전원 중 어느 한쪽의 교류 전원으로부터 상기 콘덴서를 거쳐서 다른 쪽의 교류 전원에 순환 전류가 흐르는 것을 방지하도록 구성되는 무정전 전원 장치.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 교류 전원의 각각은, 중성점에 대해서 성형 접속된 삼상의 교류 전원을 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 교류 전원의 중성점은 함께 접지되고,
    상기 제 1~ 제 3 교류 전압의 각각은 삼상 교류 전압을 포함하고,
    상기 제 1 스위치는, 상기 제 2 교류 전압에 포함되는 삼상 교류 전압을 받는 3개의 한쪽 단자와, 상기 부하에 접속되는 3개의 다른 쪽 단자를 포함하고,
    상기 제 2 스위치는, 상기 제 3 교류 전압에 포함되는 삼상 교류 전압을 받는 3개의 한쪽 단자와, 상기 부하에 접속되는 3개의 다른 쪽 단자를 포함하고,
    상기 제 1 참조 전압은, 상기 제 1 교류 전압의 피크치의 2배의 전압보다 낮고,
    상기 제 2 참조 전압은, 상기 제 1 교류 전압의 피크치의 2배의 전압 이상인 무정전 전원 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 1 교류 전원은 상용 교류 전원이며,
    상기 제 2 교류 전원은 발전기인 무정전 전원 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 모드 중 어느 한쪽의 모드를 선택하는 선택부와,
    상기 선택부에 의해 선택되는 모드가 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 변경된 것에 응하여 전환 지령 신호를 출력하는 신호 발생 회로와,
    상기 전환 지령 신호에 응답하여, 제 1 시간, 제 2 시간, 및 제 3 시간을 순차 계측하는 타이머를 더 구비하고,
    상기 전환 기간에 있어서 상기 제 1 제어부는, 상기 타이머에 의해 상기 제 1 시간이 계측되고 나서 상기 제 2 시간이 계측될 때까지 상기 제 3 모드를 실행하고,
    상기 전환 기간에 있어서 상기 제 2 제어부는, 상기 전환 지령 신호가 출력되고 나서 상기 타이머에 의해 상기 제 3 시간이 계측될 때까지, 상기 제 2 교류 전류를 상기 제 1 교류 전원으로부터 상기 순변환기에 흘리는 무정전 전원 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 제 1 및 제 2 모드 시에는 상기 제 1 게인을 출력하고, 상기 전환 지령 신호가 출력되고 나서 상기 타이머에 의해 상기 제 3 시간이 계측될 때까지 상기 제 2 게인을 출력하는 게인 발생 회로와,
    상기 제 1 및 제 2 모드 시에는 상기 제 1 참조 전압을 출력하고, 상기 전환 지령 신호가 출력되고 나서 상기 타이머에 의해 상기 제 3 시간이 계측될 때까지 상기 제 2 참조 전압을 출력하는 참조 전압 발생 회로와,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압을 검출하는 전압 검출기를 포함하고,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 부하 전류와 상기 게인 발생 회로로부터 출력되는 게인의 곱에 근거하여 상기 제 1 및 제 2 피드 포워드 성분을 구하고,
    상기 참조 전압 발생 회로의 출력 전압과 상기 전압 검출기의 검출치의 편차에 근거하여 상기 제 1 및 제 2 피드백 성분을 구하는 무정전 전원 장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 교류 전원의 건전 시에는, 상기 순변환기에 의해 생성된 직류 전력을 전력 저장 장치에 비축하고, 상기 제 1 교류 전원의 정전 시에는, 상기 전력 저장 장치의 직류 전력을 상기 역변환기에 공급하는 쌍방향 초퍼를 더 구비하는 무정전 전원 장치.
  8. 제 1 교류 전원으로부터 공급되는 제 1 교류 전압을 직류 전압으로 변환하는 순변환기와,
    상기 순변환기의 직류 출력 전압을 평활화하는 콘덴서와,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압을 제 2 교류 전압으로 변환하는 역변환기와,
    한쪽 단자가 상기 제 2 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 부하에 접속되는 제 1 스위치와,
    한쪽 단자가 제 2 교류 전원으로부터 공급되는 제 3 교류 전압을 받고, 다른 쪽 단자가 상기 부하에 접속되는 제 2 스위치와,
    상기 제 1 교류 전원과 상기 순변환기 사이에 흐르는 교류 전류를 검출하는 제 1 전류 검출기와,
    부하 전류를 검출하는 제 2 전류 검출기와,
    상기 제 1 및 제 2 스위치를 제어하는 제 1 제어부와,
    상기 제 1 및 제 2 전류 검출기의 검출 결과에 근거하여 상기 순변환기를 제어하는 제 2 제어부를 구비하고,
    상기 제 1 제어부는,
    (i) 상기 부하에 상기 제 2 교류 전압을 공급하는 제 1 모드 시에는, 상기 제 1 스위치를 온 시킴과 아울러 상기 제 2 스위치를 오프 시키고,
    (ii) 상기 부하에 상기 제 3 교류 전압을 공급하는 제 2 모드 시에는, 상기 제 2 스위치를 온 시킴과 아울러 상기 제 1 스위치를 오프 시키고,
    (iii) 상기 제 1 및 제 2 모드 중 어느 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 전환하는 전환 기간에는, 상기 제 1 및 제 2 스위치를 온 시켜서 상기 부하에 상기 제 2 및 제 3 교류 전압을 공급하는 제 3 모드를 실행하도록 구성되고,
    상기 제 2 제어부는,
    (iv) 상기 콘덴서의 단자 간 전압이 참조 전압이 되도록, 상기 참조 전압과 상기 콘덴서의 단자 간 전압의 편차에 따른 값인 피드백 성분과, 상기 부하 전류에 게인을 곱하여 얻어지는 피드 포워드 성분을 포함하는 교류 전류를 상기 제 1 교류 전원으로부터 상기 순변환기에 흘리고,
    (v) 상기 콘덴서의 단자 간 전압이 상기 참조 전압을 넘은 경우에는, 상기 콘덴서의 단자 간 전압과 상기 참조 전압의 차에 따라 상기 게인을 감소시키는 것에 의해,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압이 상기 참조 전압보다 높은 상한 전압을 넘는 것을 방지하도록 구성되는 무정전 전원 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 제 1 및 제 2 모드 시에는, 상기 참조 전압을 제 1 전압치로 설정하고,
    상기 전환 기간에는, 상기 참조 전압을 상기 제 1 전압치보다 높은 제 2 전압치로 설정하는 것에 의해,
    상기 제 1 및 제 2 교류 전원 중 어느 한쪽의 교류 전원으로부터 상기 콘덴서를 거쳐서 다른 쪽의 교류 전원에 순환 전류가 흐르는 것을 방지하도록 구성되는 무정전 전원 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 교류 전원의 각각은, 중성점에 대해서 성형 접속된 삼상의 교류 전원을 포함하고,
    상기 제 1 및 제 2 교류 전원의 중성점은 함께 접지되고,
    상기 제 1~ 제 3 교류 전압의 각각은 삼상 교류 전압을 포함하고,
    상기 제 1 스위치는, 상기 제 2 교류 전압에 포함되는 삼상 교류 전압을 받는 3개의 한쪽 단자와, 상기 부하에 접속되는 3개의 다른 쪽 단자를 포함하고,
    상기 제 2 스위치는, 상기 제 3 교류 전압에 포함되는 삼상 교류 전압을 받는 3개의 한쪽 단자와, 상기 부하에 접속되는 3개의 다른 쪽 단자를 포함하고,
    상기 제 1 전압치는, 상기 제 1 교류 전압의 피크치의 2배의 전압보다 낮고,
    상기 제 2 전압치는, 상기 제 1 교류 전압의 피크치의 2배의 전압 이상인 무정전 전원 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제 1 교류 전원은 상용 교류 전원이며,
    상기 제 2 교류 전원은 발전기인 무정전 전원 장치.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 및 제 2 모드 중 어느 한쪽의 모드를 선택하는 선택부와,
    상기 선택부에 의해 선택되는 모드가 한쪽의 모드로부터 다른 쪽의 모드로 변경된 것에 응하여 전환 지령 신호를 출력하는 신호 발생 회로와,
    상기 전환 지령 신호에 응답하여, 제 1 시간, 제 2 시간, 및 제 3 시간을 순차 계측하는 타이머를 더 구비하고,
    상기 전환 기간에 있어서 상기 제 1 제어부는, 상기 타이머에 의해 상기 제 1 시간이 계측되고 나서 상기 제 2 시간이 계측될 때까지 상기 제 3 모드를 실행하고,
    상기 전환 기간에 있어서 상기 제 2 제어부는, 상기 전환 지령 신호가 출력되고 나서 상기 타이머에 의해 상기 제 3 시간이 계측될 때까지, 상기 참조 전압을 상기 제 2 전압치로 설정하는 무정전 전원 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압이 상기 참조 전압보다 낮은 경우에는, 상기 게인을 제 1 값으로 설정하고, 상기 콘덴서의 단자 간 전압이 상기 참조 전압보다 높은 경우에는, 상기 콘덴서의 단자 간 전압과 상기 참조 전압의 차에 따라 상기 게인을 감소시키는 것에 의해, 상기 게인을 상기 제 1 값보다 작은 제 2 값으로 설정하는 게인 발생 회로와,
    상기 제 1 및 제 2 모드 시에는 상기 참조 전압을 상기 제 1 전압치로 설정하고, 상기 전환 지령 신호가 출력되고 나서 상기 타이머에 의해 상기 제 3 시간이 계측될 때까지 상기 참조 전압을 상기 제 1 전압치보다 높은 제 2 전압치로 설정하는 참조 전압 발생 회로와,
    상기 콘덴서의 단자 간 전압을 검출하는 전압 검출기를 포함하고,
    상기 제 2 제어부는,
    상기 부하 전류와 상기 게인 발생 회로에 의해 설정된 상기 게인을 승산하여 상기 제 1 및 제 2 피드 포워드 성분을 구하고,
    상기 참조 전압 발생 회로에 의해 설정된 상기 참조 전압과 상기 전압 검출기의 검출치의 편차에 근거하여 상기 제 1 및 제 2 피드백 성분을 구하는 무정전 전원 장치.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 교류 전원의 건전 시에는, 상기 순변환기에 의해 생성된 직류 전력을 전력 저장 장치에 비축하고, 상기 제 1 교류 전원의 정전 시에는, 상기 전력 저장 장치의 직류 전력을 상기 역변환기에 공급하는 쌍방향 초퍼를 더 구비하는 무정전 전원 장치.
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