KR20220059061A - 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터 - Google Patents

가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 관한 것이다.
본 발명은 입력단자를 통해 입력받은 입력전압(VBATT)을 가변적인 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력단자를 통해 출력하는 SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부, 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)과 설정된 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 비교기 및 상기 비교기가 출력하는 비교 결과값에 대응하는 변환비(CR)를 결정하고, 결정된 변환비에 따라 상기 SCC 회로부에 대한 스위칭을 제어하여 상기 SCC 회로부가 상기 입력전압(VBATT)을 결정된 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력하도록 제어하는 SCC 스위칭 제어기를 포함한다.
본 발명에 따르면, 스위치드 커패시터 컨버터의 입력단자에 연결된 배터리에 충전되어 있는 배터리전압과 스위치드 커패시터 컨버터의 출력전압에 따라 스위치드 커패시터 컨버터의 입출력 전압 변환비를 다이나믹하게 변환하여 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 최소화하여 시스템 전력 효율을 극대화할 수 있다.

Description

가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터{SWITCHED CAPACITOR CONVERTER HAVING VARIABLE VOLTAGE CONVERSION RATIO}
본 발명은 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 스위치드 커패시터 컨버터의 입력단자에 연결된 배터리에 충전되어 있는 배터리전압과 컨버터의 출력전압에 따라 스위치드 커패시터 컨버터의 입출력 전압 변환비를 다이나믹하게 변환하여 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 최소화하여 시스템 전력 효율을 극대화할 수 있는 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 관한 것이다.
최근 모바일용 시스템(스마트폰, 태블릿 등)의 소비전력이 증가하고 시스템 내부에서 전력을 소모하는 소자들(코어, 주변 회로 등)의 동작 전압은 낮아지는 경향으로 인해, 2:1을 초과하는 전압 변환비(입력전압과 출력전압의 비율)를 가지는 컨버터에 대한 요구가 증가하고 있다.
모바일용 시스템 내부에서 2:1의 변환비를 가지는 컨버터에는 스위치드 커패시터 컨버터(Switched Capacitor Converter)가 주로 사용되고 있다. 스위치드 커패시터 컨버터는 통상 인덕터를 사용하지 않으면서 커패시터와 반도체 스위칭 소자(이하 간략히 '스위치'라고 함)들이 조합된 회로로서, 스위치의 온/오프 동작을 통해 커패시터의 연결을 변경함으로써 입력전압과 출력전압의 관계를 변경하는 회로로 이해될 수 있다. 다만, 작은 사이즈의 인덕터를 포함하는 스위치드 커패시터 컨버터도 일부 연구되고 있다는 점에서 스위치드 커패시터 컨버터가 인덕터를 포함하지 않는 것으로 고려될 필요는 없지만, 일반적으로 스위치드 커패시터 컨버터는 큰 사이즈의 인덕터를 사용하지 않음으로써 사이즈를 줄이고 고효율을 달성할 수 있다.
그러나 2:1을 초과하는, 예시적으로 4:1의 전압 변환비를 가지는 경우, 스위치드 커패시터 컨버터는 스위치와 커패시터의 전압 스트레스 증가 및 소자 개수 증가로 인해 사이즈가 증가하고 효율이 감소하는 등의 문제가 있다.
예를 들어, 2:1 전압 변환비를 가지는 스위치드 커패시터 컨버터 두 개를 직렬로 연결하여 4:1의 전압 변환비를 구현하는 방법이 알려져 있으나, 이 방법은 전력 손실이 많다는 문제가 있다.
다른 예로서, 도 29에 예시된 4:1 딕슨(Dickson) 스위치드 커패시터 컨버터의 경우, 출력전압(Vo)의 3배의 내압을 가지는 커패시터(Ca)와 출력전압의 2배의 내압을 가지는 커패시터(Cb)가 필요하다는 단점이 있다. 고내압 커패시터는 그 사이즈가 증가할 뿐만 아니라 실효 커패시턴스가 작은 문제로 인해 사이즈 및 효율 측면에서 불리하다.
한편 종래의 이러한 스위치드 커패시터 컨버터(Switched Capacitor Converter)는 전압 변환비가 특정값으로 고정되어 있는 것이 일반적이다.
이러한 고정된 전압 변환비를 갖는 종래 기술의 문제점을 설명하면 다음과 같다.
도 1은 종래의 고정 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터를 나타낸 도면이고, 도 2는 종래 기술에 따라 배터리에 남아 있는 잔여 에너지가 낭비되는 문제점을 설명하기 위한 도면이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 배터리에 에너지(VBATT)가 충분히 남아 있음에도 불구하고 스위치드 커패시터 컨버터가 출력하는 전압(VSYS)이 전력을 소모하는 시스템의 최소 입력전압(VSYS_th)이 되면 시스템은 오프(OFF)될 수 밖에 없다.
예를 들어, 전압 변환비가 4로 고정되어 있고, 전력을 소모하는 시스템의 최소 입력전압(VSYS_th)이 2.5V라고 가정할 때, VBATT가 10V 미만이고 VSYS가 2.5V 미만인 상황(구체적인 예, VBATT = 9.8V, VSYS = 2.45V)에서는, VBATT가 충분함에도 불구하고 시스템은 오프될 수 밖에 없으며, 이로 인해 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 충분히 활용할 수 없어 시스템 전력 효율이 저하되는 문제점이 있다.
본 발명의 기술적 과제는 스위치드 커패시터 컨버터의 입력단자에 연결된 배터리에 충전되어 있는 배터리전압과 스위치드 커패시터 컨버터의 출력전압에 따라 스위치드 커패시터 컨버터의 입출력 전압 변환비를 다이나믹하게 변환하여 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 최소화하여 시스템 전력 효율을 극대화할 수 있는 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터를 제공하는 것이다.
이러한 기술적 과제를 해결하기 위한 본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터는 입력단자를 통해 입력받은 입력전압(VBATT)을 가변적인 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력단자를 통해 출력하는 SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부, 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)과 설정된 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 비교기 및 상기 비교기가 출력하는 비교 결과값에 대응하는 변환비(CR)를 결정하고, 결정된 변환비에 따라 상기 SCC 회로부에 대한 스위칭을 제어하여 상기 SCC 회로부가 상기 입력전압(VBATT)을 결정된 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력하도록 제어하는 SCC 스위칭 제어기를 포함한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터는 상기 비교기가 출력하는 비교 결과값에 포함된 글리치(glitch) 성분을 제거하는 글리치 제거 회로부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 변환비 천이 임계치(CRTT)는 상기 SCC 회로부의 출력 임피던스(Rout)에 출력전류(Iout)를 곱한 값과 상기 SCC 회로부의 출력단자에 연결된 전력소모 시스템의 임계 입력전압(VSYS_th)을 합산한 값인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 임계 입력전압(VSYS_th)은 상기 전력소모 시스템의 최소 동작전압인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 비교기가 출력하는 비교 결과값이 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 상기 변환비 천이 임계치(CRTT) 이하임을 지시하는 경우 상기 변환비(CR)를 낮추어 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 상기 변환비 천이 임계치(CRTT) 이상이 되도록 상기 SCC 회로부를 구성하는 스위치들의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 SCC 회로부를 구성하는 각각의 스위치는 복수의 FET(Field Effect Transistor)이 병렬 연결된 구조를 갖는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs)을 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs) 및 상기 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 입력전압(VBATT)은 직렬 연결된 복수의 배터리셀에 충전된 전압이고, 상기 전력소모 시스템은 모바일 기기인 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 스위치드 커패시터 컨버터의 입력단자에 연결된 배터리에 충전되어 있는 배터리전압과 스위치드 커패시터 컨버터의 출력전압에 따라 스위치드 커패시터 컨버터의 입출력 전압 변환비를 다이나믹하게 변환하여 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 최소화하여 시스템 전력 효율을 극대화할 수 있다.
도 1은 종래의 고정 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터를 나타낸 도면이고,
도 2는 종래 기술에 따라 배터리에 남아 있는 잔여 에너지가 낭비되는 문제점을 설명하기 위한 도면이고,
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터를 나타낸 도면이고,
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 있어서, SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부의 등가회로를 나타낸 도면이고,
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터의 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 배터리에 남아있는 잔여 에너지가 최소화되어 시스템 전력 효율이 극대화되는 효과를 설명하기 위한 도면이고,
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, SCC 회로부의 예시적인 구성을 나타낸 도면이고,
도 8과 도 9는 도 7에 예시된 SCC 회로부의 4:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 10과 도 11은 도 7에 예시된 SCC 회로부의 3:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 12와 도 13은 도 7에 예시된 SCC 회로부의 2:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 14는 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 두 개의 SCC 회로부 모듈을 병렬로 사용하는 구성을 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 15는 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 도 7에 예시된 SCC 회로부를 도 14의 각 모듈에 사용하는 구성을 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 16과 도 17은 도 15에 예시된 두 개의 SCC 회로부 모듈을 병렬로 사용하는 구성의 4:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 18과 도 19는 도 15에 예시된 두 개의 SCC 회로부 모듈을 병렬로 사용하는 구성의 의 3:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 20과 도 21은 도 15에 예시된 두 개의 SCC 회로부 모듈을 병렬로 사용하는 구성의 의 2:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고,
도 22는 일 실시예로서, 도 15에 예시된 구성 내부의 두 모듈의 커패시터 및/또는 스위치를 통합하는 예를 나타낸 도면이고,
도 23은 도 7에 예시된 SCC 회로부를 세 개의 스위치드 커패시터 네트워크와 하나의 출력단 스위치-네트워크로 구분한 예를 나타낸 도면이고,
도 24는 스위치드 커패시터 네트워크가 베이스 스위치 네트워크와 커패시터의 조합으로 구성될 수 있음을 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 25는 출력단 스위치 네트워크의 구조를 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 26은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 두 개의 SCC 회로부 모듈의 스위치와 커패시터가 통합된 22:1 SCC 회로부를 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 27은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 두 개의 SCC 회로부 모듈의 스위치와 커패시터가 통합된 23:1 SCC 회로부를 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 28은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 두 개의 SCC 회로부 모듈의 스위치와 커패시터가 통합된 2N:1 SCC 회로부를 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 29는 4:1 딕슨 스위치드 커패시터 컨버터를 예시적으로 나타낸 도면이고,
도 30과 도 31은 도 29에 예시된 4:1 딕슨 스위치드 커패시터 컨버터의 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이다.
본 명세서에 개시된 본 발명의 개념에 따른 실시 예들에 대해서 특정한 구조적 또는 기능적 설명은 단지 본 발명의 개념에 따른 실시 예들을 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로서, 본 발명의 개념에 따른 실시 예들은 다양한 형태들로 실시될 수 있으며 본 명세서에 설명된 실시 예들에 한정되지 않는다.
본 발명의 개념에 따른 실시 예들은 다양한 변경들을 가할 수 있고 여러 가지 형태들을 가질 수 있으므로 실시 예들을 도면에 예시하고 본 명세서에서 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명의 개념에 따른 실시 예들을 특정한 개시 형태들에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물, 또는 대체물을 포함한다.
제1 또는 제2 등의 용어는 다양한 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성 요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소로부터 구별하는 목적으로만, 예컨대 본 발명의 개념에 따른 권리 범위로부터 벗어나지 않은 채, 제1 구성 요소는 제2 구성 요소로 명명될 수 있고 유사하게 제2 구성 요소는 제1 구성 요소로도 명명될 수 있다.
어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성 요소에 직접 연결되어 있거나 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성 요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성 요소가 다른 구성 요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성 요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 구성 요소간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에" 와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.
본 명세서에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로서, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함한다. 본 명세서에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 본 명세서에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성 요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 나타낸다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의된 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 의미를 갖는 것으로 해석되어야 하며, 본 명세서에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하에서는, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예를 상세히 설명한다.
도 3은 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터(1)를 나타낸 도면이고, 도 4는 본 발명의 일 실시 예에 있어서, SCC 회로부(10)의 등가회로를 나타낸 도면이다.
도 3 및 도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터(1)는 SCC 회로부(10), 비교기(20), 글리치 제거 회로부(30) 및 SCC 스위칭 제어기(40)를 포함한다.
SCC 회로부(10)는 입력단자를 통해 입력받은 입력전압(VBATT)을 가변적인 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력단자를 통해 출력하는 구성요소이다.
예를 들어, SCC 회로부(10)의 입력단자는 직렬 연결된 복수의 배터리셀에 전기적으로 연결되고, SCC 회로부(10)의 출력단자는 모바일 기기 등과 같은 임의의 전력소모 시스템에 전기적으로 연결될 수 있으며, SCC 회로부(10)의 입력단자를 통해 입력되는 입력전압(VBATT)은 직렬 연결된 복수의 배터리셀에 충전된 전압일 수 있다. 물론, 이 배터리셀은 전력 소모에 따라 점진적으로 방전되기 때문에, 외부의 전원으로 이 배터리셀을 충전하기 위한 공지의 다양한 충전 회로가 추가적으로 구비될 수 있다.
예를 들어, SCC 회로부(10)를 구성하는 각각의 스위치는 복수의 FET(Field Effect Transistor)이 병렬 연결된 구조를 가질 수 있으며, SCC 회로부(10)의 구체적이고 예시적인 구성들은 도 13 내지 도 31을 참조하여 이후 상세히 설명한다.
비교기(20)는 SCC 회로부(10)의 입력전압(VBATT)을 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)과 설정된 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 구성요소이다.
예를 들어, 변환비 천이 임계치(CRTT)는 SCC 회로부(10)의 출력 임피던스(Rout)에 출력전류(Iout)를 곱한 값과 SCC 회로부(10)의 출력단자에 연결된 전력소모 시스템의 임계 입력전압(VSYS_th)을 합산한 값일 수 있다.
이를 수식으로 나타내면 다음 수식 1과 같다.
[수식 1]
CRTT = Rout × Iout + VSYS_th
예를 들어, 전력소모 시스템은 모바일 기기이고, 임계 입력전압(VSYS_th)은 전력소모 시스템의 최소 동작전압일 수 있다.
글리치 제거 회로부(30)는 비교기(20)가 출력하는 비교 결과값에 포함된 글리치(glitch) 성분을 제거하는 구성요소이다.
SCC 스위칭 제어기(40)는 비교기(20)가 출력하는 비교 결과값에 대응하는 변환비(CR)를 결정하고, 결정된 변환비에 따라 SCC 회로부(10)에 대한 스위칭을 제어하여 SCC 회로부(10)가 배터리셀로부터 입력받은 입력전압(VBATT)을 결정된 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 전력소모 시스템으로 출력하도록 제어하는 구성요소이다.
예를 들어, SCC 스위칭 제어기(40)는 비교기(20)가 출력하는 비교 결과값이 SCC 회로부(10)의 입력전압(VBATT)을 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 변환비 천이 임계치(CRTT) 이하임을 지시하는 경우, 변환비(CR)를 낮추어 SCC 회로부(10)의 입력전압(VBATT)을 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 변환비 천이 임계치(CRTT) 이상이 되도록 SCC 회로부(10)를 구성하는 스위치들의 스위칭을 제어할 수 있다.
도 4에 예시된 SCC 회로부(10)의 등가회로를 참조하면, SCC 회로부(10)는 VBATT/CR = Rout × Iout + VSYS의 관계식을 가지기 때문에, VBATT/CR이 항상 VSYS 이상인 조건이 충족되어야 전력소모 시스템에서 필요한 Iout을 공급할 수 있으며, 본 발명의 일 실시 예의 SCC 스위칭 제어기(40)는 이 조건을 충족시키도록 SCC 회로부(10)를 제어한다.
이하에서는, 도 5 및 도 6을 추가로 참조하여, 본 발명의 일 실시 예의 구체적이고 예시적인 동작 및 이에 따라 시스템 전력 효율이 극대화되는 효과를 설명한다.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터(1)의 동작을 예시적으로 설명하기 위한 도면이고, 도 6은 본 발명의 일 실시 예에 있어서, 배터리에 남아있는 잔여 에너지가 최소화되어 시스템 전력 효율이 극대화되는 효과를 설명하기 위한 도면이다.
도 5를 추가로 참조하면, 단계 S10에서는, 비교기(20)가 VBATT를 가장 큰 변환비인 4로 나눈 값과 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 과정이 수행된다. 즉, 단계 S10에서, 비교기(20)는 VBATT/4와 Rout × Iout + VSYS_th를 비교한다. 단계 S10에서의 비교 결과 VBATT/4이 Rout × Iout + VSYS_th보다 큰 경우 단계 S20으로 전환되고, 그렇지 않은 경우 단계 S30으로 전환된다.
단계 S20에서는, 비교기(20)로부터 비교 결과값을 전달받은 SCC 스위칭 제어기(40)가 SCC 회로부(10)의 변환비(CR)를 최대값인 4로 유지하는 과정이 수행된다.
단계 S30에서는, 비교기(20)가 VBATT를 다음 변환비인 3으로 나눈 값과 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 과정이 수행된다. 즉, 단계 S30에서, 비교기(20)는 VBATT/3과 Rout × Iout + VSYS_th를 비교한다. 단계 S30에서의 비교 결과 VBATT/3이 Rout × Iout + VSYS_th보다 큰 경우 단계 S40으로 전환되고, 그렇지 않은 경우 단계 S50으로 전환된다.
단계 S40에서는, 비교기(20)로부터 비교 결과값을 전달받은 SCC 스위칭 제어기(40)가 SCC 회로부(10)의 변환비(CR)를 3으로 유지하는 과정이 수행된다.
단계 S50에서는, 비교기(20)가 VBATT를 다음 변환비인 2로 나눈 값과 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 과정이 수행된다. 즉, 단계 S50에서, 비교기(20)는 VBATT/2와 Rout × Iout + VSYS_th를 비교한다. 단계 S50에서의 비교 결과 VBATT/2가 Rout × Iout + VSYS_th보다 큰 경우 단계 S60으로 전환되고, 그렇지 않은 경우 단계 S70으로 전환된다.
단계 S60에서는, 비교기(20)로부터 비교 결과값을 전달받은 SCC 스위칭 제어기(40)가 SCC 회로부(10)의 변환비(CR)를 2로 유지하는 과정이 수행된다.
단계 S70에서는, 비교기(20)가 VBATT를 가장 작은 변환비인 1로 나눈 값, 달리 말해, 변환되지 않은 VBATT와 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 과정이 수행된다. 즉, 단계 S70에서, 비교기(20)는 VBATT와 Rout × Iout + VSYS_th를 비교한다. 단계 S50에서의 비교 결과 VBATT가 Rout × Iout + VSYS_th보다 큰 경우 단계 S80으로 전환되고, 그렇지 않은 경우 단계 S90으로 전환되어 전력소모 시스템이 오프(OFF)된다.
단계 S80에서는, 비교기(20)로부터 비교 결과값을 전달받은 SCC 스위칭 제어기(40)가 SCC 회로부(10)의 변환비(CR)를 1로 유지하는 과정이 수행된다.
본 발명의 일 실시 예의 이러한 구성에 따르면, 배터리에 남아있는 잔여 에너지가 최소화되어 시스템 전력 효율이 극대화된다.
즉, 도 6에 예시한 바와 같이, VBATT/CR이 변환비 천이 임계치(CRTT)인 Rout × Iout + VSYS_th 이하로 전압 강하가 이루어질 경우 CR을 낮추어 VBATT/CR이 변환비 천이 임계치(CRTT) 이상이 되게 하여 전력소모 시스템이 온(ON) 상태를 유지하도록 할 수 있다.
한편, CR 변경시 SCC 회로부(10)를 구성하는 각 스위치에 흐르는 전류가 변경되며 이로 인해 과전류가 발생할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예는 CR 변경 직후 일정 시간 동안 SCC 회로부(10)의 출력 임피던스(Rout)를 다이나믹하게 변환(예, 증가 후 감소)하여 해결하도록 구성될 수 있다.
이를 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
하나의 예로, SCC 스위칭 제어기(40)는 SCC 회로부(10)를 구성하는 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs)을 제어하여 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하도록 구성될 수 있다.
다른 예로, 각각의 스위치들이 복수의 FET로 구성되는 경우, SCC 스위칭 제어기(40)는 각각의 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 제어하여 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하도록 구성될 수 있다.
또 다른 예로, SCC 스위칭 제어기(40)는 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs) 및 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 모두 제어하여 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하도록 구성될 수 있다.
이하에서는, 본 발명의 일 실시 예에 따른 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터(1)를 구성하는 SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부(10)의 구체적인 구성들을 예시적으로 설명한다.
이하에서 스위치드 커패시터 컨버터는 SCC 회로부(10)의 다양한 구성을 지칭한다.
도 7은 일 실시예에 따른 스위치드 커패시터 컨버터(100)를 예시한다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)는 스마트폰, 태블릿 등 전자장치의 시스템 내에서 전력을 변환하는데 사용될 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)는 입력단자를 통해 입력전압(Vin)을 제공받고 출력단자를 통해 출력전압(Vo)을 제공할 수 있다. 여기서, 입력전압(Vin)은 시스템 외부의 충전기로부터 제공되는 전압이거나 또는 시스템 내부의 전력 네트워크 중의 임의의 노드로부터 제공되는 전압일 수 있다. 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 입력전압(Vin)과 소정의 비율 관계를 가지는 출력전압(Vo)을 생성하여 시스템 외부 또는 시스템 내부의 전력 네트워크 중의 임의의 노드로 출력할 수 있다. 도 7에는 출력 커패시터(Co)를 함께 도시하고 있으나, 출력 커패시터(Co)는 스위치드 커패시터 컨버터(100)에 포함되는 스위치드 커패시터 컨버터(100) 내부의 구성일 수 있고 또는 스위치드 커패시터 컨버터(100)에 포함되지 않는 스위치드 커패시터 컨버터(100) 외부의 구성일 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)는 실질적으로 4:1의 전압 변환비(입력전압과 출력전압의 비율)를 가지도록 동작할 수 있다. 또는 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 실질적으로 4:1, 3:1 또는 2:1의 전압 변환비 중에서 선택적으로 변경할 수 있다.
여기서, 전압 변환비에 '실질적으로'라는 표현을 사용하는 것은 스위치드 커패시터 컨버터(100)가 4:1의 전압 변환비를 가지도록 설계되고 동작하더라도 회로 소자들의 기생 성분의 영향이나 제어기의 오차 등의 이유로 인해 실제의 입력전압과 출력전압의 비는 4:1에서 약간의 오차를 가질 수 있음을 의미한다. 이하 전압 변환비 또는 소자의 전압 스트레스 등과 관련하여 '실질적으로'라는 표현을 생략하더라도 전술한 오차를 가질 수 있음이 이해되어야 할 것이다.
입력단자와 출력단자는 그 형태나 연결 방식에 특별한 제한을 두지 않는다. 입력전압(Vin)과 연결되는 임의의 단자는 입력단자로 이해될 수 있고, 출력전압(Vo)과 연결되는 임의의 단자는 출력단자로 이해될 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)는 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2), 제3 커패시터(C3) 및 스위치 네트워크(S1 ~ S10)를 포함할 수 있다.
스위치 네트워크(S1 ~ S10)는 입력단자, 출력단자, 제1 커패시터(C1), 제2 커패시터(C2) 및 제3 커패시터(C3) 사이의 연결 관계를 변경할 수 있다. 스위치 네트워크(S1 ~ S10)의 동작에 따라 전압 변환비는 4:1, 3:1 또는 2:1 중에서 선택될 수 있다. 실시예에 따라, 전압 변환비는 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 동작 중에 변경될 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)의 회로 구성을 좀 더 상세히 설명한다. 제1 스위치(S1)의 제1 단자(제1 스위치(S1)의 두 단자 중에서 도면 상에서 위에 있는 단자를 제1 단자라고 하고 아래에 있는 단자를 제2 단자라고 지칭하기로 한다. 이하, 다른 도면 및 다른 소자들에 대해서도 마찬가지이다)는 입력단자에 연결되고, 제1 스위치(S1)의 제2 단자는 제1 커패시터(C1)의 제1 단자와 제3 스위치(S3)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제1 커패시터(C1)의 제2 단자는 제2 스위치(S2)의 제1 단자와 제5 스위치(S5)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제5 스위치(S5)의 제2 단자는 제3 커패시터(C3)의 제1 단자와 제9 스위치(S9)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제3 커패시터(C3)의 제2 단자는 제6 스위치(S6)의 제1 단자와 제10 스위치(S10)의 제2 단자에 연결될 수 있다. 제9 스위치(S9)의 제2 단자는 제10 스위치(S10)의 제1 단자, 출력단자, 제7 스위치(S7)의 제2 단자 및 제8 스위치(S8)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제3 스위치(S3)의 제2 단자는 제7 스위치(S7)의 제1 단자와 제2 커패시터(C2)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제2 커패시터(C2)의 제2 단자는 제8 스위치(S8)의 제2 단자와 제4 스위치(S4)의 제1 단자에 연결될 수 있다. 제2 스위치(S2)의 제2 단자, 제6 스위치(S6)의 제2 단자 및 제 4 스위치(S4)의 제2 단자는 기준전위(예, 그라운드 또는 접지)에 연결될 수 있다.
여기서, 제1 스위치(S1) 내지 제10 스위치(S10) 중의 적어도 하나는 복수의 스위칭 소자가 직렬 및/또는 병렬로 연결되어 사용될 수 있다. 또한, 제1 커패시터(C1) 내지 제3 커패시터(C3) 중의 적어도 하나는 복수의 커패시터가 직렬 및/또는 병렬로 연결되어 사용될 수 있다. 즉, 도 7에 도시된 스위치(S1 ~ S10)와 커패시터(C1 ~ C3)의 각각은 다시 복수 개의 소자들로 구성되어 하나의 소자처럼 동작하도록 구성될 수 있다. 본 명세서에서 스위치의 개수를 언급함에 있어서, 복수의 스위치가 직렬 및/또는 병렬로 연결되어 하나의 스위치와 같이 동작하는 경우 하나의 스위치가 사용된 것으로 이해될 수 있다. 이는 커패시터의 경우에도 동일하다.
제1 스위치(S1) 내지 제10 스위치(S10)는 통상의 반도체 스위칭 소자로 구현될 수 있다. 예시적으로, 제1 스위치(S1) 내지 제10 스위치(S10)는 FET, IGBT, MCT, GTO, BJT 등의 고속 동작이 가능한 반도체 스위칭 소자로 구현될 수 있다.
도 8과 도 9는 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 4:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 8(a)는 4:1 모드의 제1 상태(state 1)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 8(b)는 4:1 모드의 제1 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다. 도 9(a)는 4:1 모드의 제2 상태(state 2)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 9(b)는 4:1 모드의 제2 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다.
도 8(a)를 참조하면, 4:1 모드의 제1 상태에서 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1, S4, S5, S7, S10)가 온 되고, 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2, S3, S6, S8, S9)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 8(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자는 입력단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자는 제3 커패시터(C3)의 제1 단자에 연결되며, 제3 커패시터(C3)의 제2 단자는 제2 커패시터(C2)의 제1 단자 및 출력단자에 연결되고, 제2 커패시터(C2)의 제2 단자는 기준전위에 연결될 수 있다.
도 8(b)를 참조하면, 4:1 모드의 제1 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제2 커패시터 전압(V2), 제3 커패시터 전압(V3)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 2]
Vin = V1 + V3 + Vo
[수식 3]
V2 = Vo
도 9(a)를 참조하면, 4:1 모드의 제2 상태에서 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2, S3, S6, S8, S9)가 온 되고, 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1, S4, S5, S7, S10)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 9(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자는 제2 커패시터(C2)의 제1 단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자는 기준전위에 연결되며, 제2 커패시터(C2)의 제2 단자는 제3 커패시터(C3)의 제1 단자와 출력단자에 연결되고, 제3 커패시터(C3)의 제2 단자는 기준전위에 연결될 수 있다.
도 9(b)를 참조하면, 4:1 모드의 제2 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제2 커패시터 전압(V2), 제3 커패시터 전압(V3)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 4]
V3 = Vo
[수식 5]
V1 = V2 + Vo
한 스위칭 주기 내에서 제1 상태와 제2 상태를 반복해서 수행할 경우, 커패시터(C1 ~ C3)는 정상상태에 도달하게 된다. 정상상태에서 한 스위칭 주기 내에서는 커패시터 전압의 변화를 무시할 수 있을 정도로 커패시턴스가 크다고 가정할 경우, 위 식(1) 내지 식(4)로부터 커패시터 전압(V1 ~ V3), 입력전압(Vin) 및 출력전압(Vo)의 정상상태에서의 관계를 분석할 수 있다.
수식 2 내지 수식 5를 풀면, 아래의 전압 관계가 도출된다.
V1 = 2Vo
V2 = V3 = Vo
Vin = 4Vo
즉, 입력전압(Vin)은 출력전압(Vo)의 네 배이므로, 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)가 도 8와 도 9에 예시된 방법으로 동작할 경우 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 이 때, 제1 커패시터 전압(V1)은 출력전압(Vo)의 두 배이며, 제2 커패시터 전압(V2)과 제3 커패시터 전압(V3)은 각각 출력전압(Vo)과 동일하다. 여기서, 커패시터들의 전압 관계는 전술한 바와 같은 오차가 발생할 수 있음이 이해되어야 할 것이고, 아래에서 설명할 내용에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(100)가 4:1의 전압 변환비로 동작할 경우의 커패시터와 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 정리하면 아래 표 1과 같다.
C1 C2 C3 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 S9 S10
2Vo Vo Vo 2Vo 2Vo 3Vo Vo Vo Vo Vo Vo Vo Vo
비교예로서, 도 29를 참조하여 종래의 4:1 딕슨(Dickson) 컨버터(2300)을 살펴본다. 4:1 Dickson 컨버터(2300)는 3개의 커패시터(Ca, Cb, Cc)와 8개의 스위치(Sa ~ Sh)를 포함할 수 있다. 도 30(a)는 제1 상태(state 1)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 30(b)는 제1 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다. 도 31(a)는 제2 상태(state 2)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 31(b)는 제2 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다.
도 30(a)를 참조하면, 제1 상태에서 제a, c, f, g 스위치(Sa, Sc, Sf, Sg)가 온 되고, 제b, d, e, h스위치(Sb, Sd, Se, Sh)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 30(b)에 도시된 바와 같은 커패시터들의 연결 관계를 가지게 되고 이를 수식으로 표현하면 아래와 같다.
[수식 6]
Vin = Va - Vc + Vb
[수식 7]
Vo = Vb - Vc
도 31(a)를 참조하면, 제2 상태에서 제b, d, e, h 스위치(Sb, Sd, Se, Sh)가 온 되고, 제 a, c, f, g 스위치(Sa, Sc, Sf, Sg)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 31(b)에 도시된 바와 같은 커패시터들의 연결 관계를 가지게 되고 이를 수식으로 표현하면 아래와 같다.
[수식 8]
Vo = Vc
[수식 9]
Vo = Va - Vb
수식 6 내지 수식 9를 풀면, 아래의 전압 관계가 도출된다.
Va = 3Vo
Vb = 2Vo
Vc = Vo
Vin = 4Vo
즉, 입력전압(Vin)은 출력전압(Vo)의 네 배이므로, 도 29에 예시된 딕슨 컨버터(2300)는 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 이 때, 제a 커패시터 전압(Va)은 출력전압(Vo)의 세 배이고, 제b 커패시터 전압(Vb)은 출력전압(Vo)의 두 배이며, 제c 커패시터 전압(Vc)은 출력전압(Vo)과 동일하다.
4:1 딕슨 컨버터(2300)의 커패시터와 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 정리하면 아래 표 2와 같다.
Ca Cb Cc Sa Sb Sc Sd Se Sf Sg Sh
3Vo 2Vo Vo 3Vo 2Vo 2Vo Vo Vo Vo Vo Vo
4:1 딕슨 컨버터(2300)에서 스위치 Sa는 정상상태에서 Vo의 전압이 인가되지만 컨버터 기동, 오프 및 입력전압의 과도 상태 등을 고려하여 실제 상황에서는 Vo의 3배 정도의 스트레스가 인가되고 이에 따라 3Vo의 내압을 가지는 소자를 사용할 필요가 있다. 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 경우, 제1 스위치(S1)와 제2 스위치(S2)가 각각 정상상태에서 2Vo의 전압 스트레스가 걸리므로 컨버터의 기동, 오프 및 입력전압의 과도 상태에 대응하여 별도로 더 높은 내압을 가지는 소자를 사용할 필요가 없다.도 7에 예시된 일 실시예에 따른 스위치드 커패시터 컨버터(100)가 4:1의 전압 변환비로 동작하는 경우와 도 29에 예시된 종래 4:1 딕슨 컨버터(2300)의 소자들의 전압 스트레스를 비교해 보면 아래 표 3과 같다.
전압
스트레스		 도 7의 컨버터
(100)		 4:1 딕슨 컨버터
(2300)
커패시터 Vo 2개 1개
2Vo 1개 1개
3Vo - 1개
스위치 Vo 7개 5개
2Vo 2개 2개
3Vo 1개 1개
위 표 3을 통해 대비한 바와 같이, 도 7의 실시예에 따른 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 경우, 4:1 딕슨 컨버터(2300)에 비해 낮은 전압 스트레스(Vo)를 가지는 스위치 2개를 더 사용하지만, 3Vo의 내압을 가지는 커패시터 대신 Vo의 내압을 가지는 커패시터를 사용할 수 있다. 전술한 바와 같이, 스위치드 커패시터 컨버터의 효율 및 사이즈에는 커패시터의 내압이 크게 영향을 미치므로 도 7의 실시예에 따른 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 4:1 딕슨 컨버터(2300)에 비해 사이즈가 줄고 효율이 개선될 수 있다.
도 10과 도 11은 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 3:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 10(a)는 3:1 모드의 제1 상태(state 1)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 10(b)는 3:1 모드의 제1 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다. 도 11(a)는 3:1 모드의 제2 상태(state 2)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 11(b)는 3:1 모드의 제2 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다.
도 10(a)를 참조하면, 3:1 모드의 제1 상태에서 제1, 5, 10 스위치(S1, S5, S10)가 온 되고, 제2, 3, 4, 6, 7, 8, 9 스위치(S2, S3, S4, S6, S7, S8, S9)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 10(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자는 입력단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자는 제3 커패시터(C3)의 제1 단자에 연결되며, 제3 커패시터(C1)의 제2 단자는 출력단자에 연결될 수 있다.
도 10(b)를 참조하면, 3:1 모드의 제1 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제3 커패시터 전압(V3)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 10]
Vin = V1 + V3 + Vo
도 11(a)를 참조하면, 3:1 모드의 제2 상태에서 제2, 3, 6, 7, 9 스위치(S2, S3, S6, S7, S9)가 온 되고, 제1, 4, 5, 8, 10 스위치(S1, S4, S5, S8, S10)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 11(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자와 제3 커패시터(C3)의 제1 단자는 출력단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자와 제3 커패시터(C2)의 제2 단자는 기준전위에 연결될 수 있다.
도 11(b)를 참조하면, 3:1 모드의 제2 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제3 커패시터 전압(V3)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 11]
V1 = V3 = Vo
수식 10과 수식 11을 풀면, 아래의 전압 관계가 도출된다.
V1 = V3 = Vo
Vin = 3Vo
즉, 입력전압(Vin)은 출력전압(Vo)의 세 배이므로, 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)가 도 10와 도 11에 예시된 방법으로 동작할 경우 3:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 이 때, 제1 커패시터 전압(V1)과 제3 커패시터 전압(V3)은 각각 출력전압(Vo)과 동일하다.
도 12와 도 13은 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)의 2:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 12(a)는 2:1 모드의 제1 상태(state 1)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 12(b)는 2:1 모드의 제1 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다. 도 13(a)는 2:1 모드의 제2 상태(state 2)에서의 스위치 연결 상태를 예시하고 있고, 도 13(b)는 2:1 모드의 제2 상태에서의 커패시터들의 연결 관계를 등가적으로 도시한다.
도 12(a)를 참조하면, 2:1 모드의 제1 상태에서 제1, 3, 5, 8, 9 스위치(S1, S3, S5, S8, S9)가 온 되고, 제2, 4, 6, 7, 10 스위치(S2, S4, S6, S7, S10)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 12(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자와 제2 커패시터(C2)의 제1 단자는 입력단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자와 제2 커패시터(C2)의 제2 단자는 출력단자에 연결될 수 있다.
도 12(b)를 참조하면, 2:1 모드의 제1 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제2 커패시터 전압(V2)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 12]
Vin = V1 + Vo
[수식 13]
V1 = V2
도 13(a)를 참조하면, 2:1 모드의 제2 상태에서 제2, 3, 4, 7 스위치(S2, S3, S4, S7)가 온 되고, 제1, 5, 6, 8, 9, 10 스위치(S1, S5, S6, S8, S9, S10)가 오프될 수 있다.
이 경우, 도 13(b)에 도시된 바와 같이, 제1 커패시터(C1)의 제1 단자와 제2 커패시터(C2)의 제1 단자는 출력단자에 연결되고, 제1 커패시터(C1)의 제2 단자와 제2 커패시터(C2)의 제2 단자는 기준전위에 연결될 수 있다.
도 13(b)를 참조하면, 2:1 모드의 제2 상태에서 입력전압(Vin), 출력전압(Vo), 제1 커패시터 전압(V1), 제2 커패시터 전압(V2)은 아래의 관계를 가질 수 있다.
[수식 14]
V1 = V2 = Vo
수식 12 내지 수식 14를 풀면, 아래의 전압 관계가 도출된다.
V1 = V2 = Vo
Vin = 2Vo
즉, 입력전압(Vin)은 출력전압(Vo)의 두 배이므로, 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)가 도 12와 도 13에 예시된 방법으로 동작할 경우 2:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 이 때, 제1 커패시터 전압(V1)과 제2 커패시터 전압(V2)은 각각 출력전압(Vo)과 동일하다.
이와 같이, 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 고내압 커패시터가 필요하지 않아 사이즈를 줄이면서 고효율로 동작할 수 있을 뿐만 아니라, 전압 변환비를 4:1, 3:1 및 2:1 중에서 필요에 따라 선택하여 동작할 수 있다.
도 14는, 일 실시예로서, 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810, 820)을 병렬로 사용하는 스위치드 커패시터 컨버터(800)를 예시한다.
스위치드 커패시터 컨버터(800)는 입력단자를 통해 입력전압(Vin)을 제공받고 출력단자를 통해 출력전압(Vo)을 제공할 수 있다.
제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)은 입력단자를 통해 입력전압(Vin)을 제공받고 출력단자를 통해 출력전압(Vo)을 제공하며, 스위치와 커패시터를 포함할 수 있다.
제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 스위치와 커패시터를 포함하되 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 입력단자 및 상기 출력단자를 공유할 수 있다.
즉, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 서로 병렬로 연결되어 입력전압(Vin)과 출력전압(Vo)을 공유할 수 있다.
실시예에 따라, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 서로 동일한 회로로 구성될 수 있다.
실시예에 따라, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 서로 인터리빙 방식으로 동작할 수 있다. 여기서, 인터리빙 방식으로 동작한다는 것은, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)이 각각, 도 8 내지 도 13을 참조하여 설명한 바와 같이, 스위칭 주기 내에서 제1 상태와 제2 상태를 반복하는 경우, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)이 제1 상태로 동작할 때 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 제2 상태로 동작하고, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)이 제2 상태로 동작할 때 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)은 제1 상태로 동작하는 것을 의미한다. 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820)이 서로 인터리빙 방식으로 동작하는 경우, 입력 전압, 전류 및 출력 전압, 전류의 리플이 감소할 수 있다. 또한, 후술할 바와 같이, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(820) 사이에서 커패시터 및/또는 스위치의 통합을 통해 소자의 개수와 사이즈를 줄이는 장점이 있다.
이와 같이 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810, 820)이 서로 인터리빙 방식으로 동작하는 스위치드 커패시터 컨버터(800)은 2-위상(2-phase)으로 구성되었다고 언급될 수 있다.
도 15는, 일 실시예로서, 도 14에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(810, 820)의 각각에 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)를 사용하는 스위치드 커패시터 컨버터(900)를 예시한다.
제1, 2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910, 920) 각각의 회로는 도 7을 참조하여 설명한 바와 동일하므로 중복되는 설명은 생략한다.
도 16과 도 17은 도 15에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(900)의 4:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 16을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 4:1 모드의 제a 상태에서 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 4:1 모드의 제1 상태(도 8 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 4:1 모드의 제2 상태(도 9 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1, S4, S5, S7, S10)가 온 되고, 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2, S3, S6, S8, S9)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2', S3', S6', S8', S9')가 온 되고, 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1', S4', S5', S7', S10')가 오프될 수 있다. 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 8 및 도 9를 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 17을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 4:1 모드의 제b 상태에서, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 4:1 모드의 제2 상태(도 9 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 4:1 모드의 제1 상태(도 8 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2, S3, S6, S8, S9)가 온 되고, 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1, S4, S5, S7, S10)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제1, 4, 5, 7, 10 스위치(S1', S4', S5', S7', S10')가 온 되고, 제2, 3, 6, 8, 9 스위치(S2', S3', S6', S8', S9')가 오프될 수 있다. 마찬가지로, 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 8 및 도 9를 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 18과 도 19는 도 15에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터의 3:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 18을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 3:1 모드의 제a 상태에서 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 3:1 모드의 제1 상태(도 10 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 3:1 모드의 제2 상태(도 11 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제1, 5, 10 스위치(S1, S5, S10)가 온 되고, 제2, 3, 4, 6, 7, 8, 9 스위치(S2, S3, S4, S6, S7, S8, S9)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제2, 3, 6, 7, 9 스위치(S2', S3', S6', S7', S9')가 온 되고, 제1, 4, 5, 8, 10 스위치(S1', S4', S5', S8', S10')가 오프될 수 있다. 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 10 및 도 11를 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 19를 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 3:1 모드의 제b 상태에서, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 3:1 모드의 제2 상태(도 11 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 3:1 모드의 제1 상태(도 10 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제2, 3, 6, 7, 9 스위치(S2, S3, S6, S7, S9)가 온 되고, 제1, 4, 5, 8, 10 스위치(S1, S4, S5, S8, S10)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제1, 5, 10 스위치(S1', S5', S10')가 온 되고, 제2, 3, 4, 6, 7, 8, 9 스위치(S2', S3', S4', S6', S7', S8', S9')가 오프될 수 있다. 마찬가지로, 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 10 및 도 11를 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 20과 도 21은 도 15에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터의 2:1 전압 변환 동작을 예시적으로 설명한다.
도 20을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 2:1 모드의 제a 상태에서 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 2:1 모드의 제1 상태(도 12 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 2:1 모드의 제2 상태(도 13 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제1, 3, 5, 8, 9 스위치(S1, S3, S5, S8, S9)가 온 되고, 제2, 4, 6, 7, 10 스위치(S2, S4, S6, S7, S10)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제2, 3, 4, 7 스위치(S2', S3', S4', S7')가 온 되고, 제1, 5, 6, 8, 9, 10 스위치(S1', S5', S6', S8', S9', S10')가 오프될 수 있다. 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 12 및 도 13을 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 21을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 2:1 모드의 제b 상태에서, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)은 2:1 모드의 제2 상태(도 13 참조)로 동작하고, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)은 2:1 모드의 제1 상태(도 12 참조)로 동작할 수 있다.
예시적으로, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 경우, 제2, 3, 4, 7 스위치(S2, S3, S4, S7)가 온 되고, 제1, 5, 6, 8, 9, 10 스위치(S1, S5, S6, S8, S9, S10)가 오프될 수 있다. 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 경우, 제1, 3, 5, 8, 9 스위치(S1', S3', S5', S8', S9')가 온 되고, 제2, 4, 6, 7, 10 스위치(S2', S4', S6', S7', S10')가 오프될 수 있다. 마찬가지로, 제1 상태와 제2 상태의 구체적인 동작에 대한 설명은 도 12 및 도 13을 참조하여 설명한 내용이 적용될 수 있다.
도 16 내지 도 21을 참조하면, 2-위상 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 4:1, 3:1 또는 2:1의 전압 변환비를 선택적으로 구현할 수 있다. 또한, 스위치드 커패시터 컨버터(900)가 4:1, 3:1 또는 2:1의 전압 변환비를 구현하는 어느 경우에서든지, 스위칭 주기 내에서 제a 상태와 제b 상태가 교대로 수행되고, 제a 상태와 제b 상태의 각각에서 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)이 서로 반전되어 동작하므로 인터리빙 동작이 구현될 수 있다. 따라서, 입력단자와 출력단자에서의 전압, 전류의 리플이 감소하고 스위치드 커패시터 컨버터(900)는 더 효율적으로 동작할 수 있다.
도 22는, 일 실시예로서, 도 15에 예시된 두 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910, 920)의 커패시터 및/또는 스위치의 적어도 일부를 통합(또는 공유)한 스위치드 커패시터 컨버터(1600)를 예시한다.
도 15에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(900)가 4:1 또는 2:1의 전압 변환비로 동작할 때, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 제2 커패시터(C2)와 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 제3 커패시터(C3')는 제a 상태와 제b 상태의 모두에서 서로 동일한 전위를 유지한다(도 16과 도11 및 도 20 및 도 21 참조). 또한, 스위치드 커패시터 컨버터(900)가 4:1 또는 2:1의 전압 변환비로 동작할 때, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(910)의 제3 커패시터(C3)와 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(920)의 제2 커패시터(C2')는 제a 상태와 제b 상태의 모두에서 서로 동일한 전위를 유지한다(도 16과 도11 및 도 20 및 도 21 참조).
따라서, 도 22에 예시된 바와 같이, 실시예에 따라, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1610)의 제2 커패시터(C2)와 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1620)의 제3 커패시터(C3')를 서로 병렬로 연결하는 배선(1631, 1632)을 추가할 수 있다. 이 경우, 두 커패시터(C2, C3')는 하나로 통합하여 사용됨으로써 커패시터의 개수를 줄이거나 또는 두 커패시터(C2, C3')를 각각 사용하되 서로 공유함으로서 작은 용량의 커패시터를 사용하면서도 유효 용량은 크게 활용할 수 있다. 본 명세서에서 커패시터의 통합 또는 공유라는 용어는 위 두 경우를 모두 포함하는 것으로 이해될 수 있다.
또한, 실시예에 따라, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1610)의 제3 커패시터(C3)와 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1620)의 제2 커패시터(C2')를 서로 병렬로 연결하는 배선(1633, 1634)을 추가할 수 있다. 이 경우에도 마찬가지로 두 커패시터(C3, C2')를 통합함으로써 커패시터의 개수를 줄이거나 또는 유효 용량을 크게 활용할 수 있다.
한편, 두 커패시터(C2, C3')를 병렬로 연결하는 배선(1631, 1632) 및 두 커패시터(C3, C2')를 병렬로 연결하는 배선(1633, 1634)을 사용할 경우, 6쌍의 스위치 (S4, S6'), (S6, S4'), (S7, S9'), (S8, S10'), (S9, S7'), (S10, S8')가 서로 병렬로 연결되는 구조가 된다.
스위치드 커패시터 컨버터(1600)가 4:1 또는 2:1의 전압 변환비로 동작할 때, 6쌍의 스위치 (S4, S6'), (S6, S4'), (S7, S9'), (S8, S10'), (S9, S7'), (S10, S8')의 각각의 쌍은 제a 상태와 제b 상태의 모두에서 서로 동일한 온/오프 상태를 가지므로 동작에 문제가 없다(도 16과 도11 및 도 20 및 도 21 참조). 다만, 2:1의 전압 변환비로 동작하는 도 20의 예시에서 (S8, S10')과 (S6, S4'), 도 21의 예시에서 (S4, S6')과 (S10, S8')의 경우 각 쌍의 두 개의 스위치가 서로 다른 온/오프 상태를 가지는 것으로 예시되어 있지만, 서로 동일한 상태를 가지도록 하나의 스위치의 온/오프 상태를 변경해도 동작에 영향은 없다. 예시적으로, 도 20에서 S8은 온 상태인데 S10'은 오프 상태로 예시되어 있지만, S10'을 온 상태로 변경하더라도 동작에 영향을 주지는 않는다.
도 22는 위 여섯 개의 스위치 쌍 중에서 네 개의 스위치 쌍인 (S7, S9'), (S8, S10'), (S9, S7'), (S10, S8')을 서로 공유하여, 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1620)에서 S7', S8', S9', S10'을 제거한 상태를 예시하고 있다(도면에서 연한 색으로 표시됨).
이와 같이, 도 22에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(1600)는 두 모듈(1610, 1620)을 인터리빙 방식으로 동작시키면서도 소자의 개수를 현저히 줄일 수 있다. 도 22에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(1600)를 4:1로 동작시키는 경우와, 도 29에 예시된 4:1 딕슨 컨버터(2300) 두 모듈을 병렬로 사용하는 경우의 소자들 개수와 전압 스트레스를 비교해 보면 아래 표 4와 같다. 스위치드 커패시터 컨버터(1600)는 4:1 딕슨 컨버터(2300) 두 모듈을 사용하는 경우에 비해 스위치의 개수나 전압 스트레스는 동일하지만 고내압(3Vo)의 커패시터 2개를 사용하지 않아도 되는 큰 장점이 있다.
전압
스트레스		 도 22의 컨버터
(1600)		 4:1 딕슨 컨버터(2300)
두 모듈 사용
커패시터 Vo 2개 2개
2Vo 2개 2개
3Vo - 2개
스위치 Vo 10개 10개
2Vo 4개 4개
3Vo 2개 2개
이와 같이, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1610)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1620)의 사이에 배선(1631, 1632)을 추가함으로써 (C2, C3'), (S4, S6'), (S7, S9'), (S8, S10')의 통합이 가능하고, 제1 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1610)과 제2 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1620)의 사이에 배선(1633, 1634)을 추가함으로써 (C3, C2'), (S6, S4'), (S9, S7'), (S10, S8')의 통합이 가능할 수 있다. 위 두 개의 커패시터 쌍과 여섯 개의 스위치 쌍 중에서 통합할 쌍의 선택은 상황에 따라 적절히 선택될 수 있다.
도 23은 도 7에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)를 소규모 네트워크로 분리하여 구획한 것이다.
도 23을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 세 개의 스위치드 커패시터 네트워크(SCN1, SCN2, SCN3)와 하나의 출력단 스위치-네트워크(SNT)를 포함하는 것으로 이해될 수 있다.
제1 스위치드 커패시터 네트워크(SCN1)는 제1 스위치(S1), 제1 커패시터(C1), 제2 스위치(S2) 순으로 직렬로 연결되고, 제1 스위치(S1)의 제1 단자가 입력단자에 연결되며, 제2 스위치(S2)의 제2 단자가 기준전위에 연결된 네트워크로 이해될 수 있다.
제2 스위치드 커패시터 네트워크(SCN2)는 제3 스위치(S3), 제2 커패시터(C2), 제4 스위치(S4) 순으로 직렬로 연결되고, 제3 스위치(S3)의 제1 단자가 제1 커패시터(C1)의 제1 단자에 연결되며, 제4 스위치(S4)의 제2 단자가 기준전위에 연결된 네트워크로 이해될 수 있다.
제3 스위치드 커패시터 네트워크(SCN3)는 제5 스위치(S5), 제3 커패시터(C3), 제6 스위치(S6) 순으로 직렬로 연결되고, 제5 스위치(S5)의 제1 단자가 제1 커패시터(C1)의 제2 단자에 연결되며, 제6 스위치(S6)의 제2 단자가 기준전위에 연결된 네트워크로 이해될 수 있다.
출력단 스위치 네트워크(SNT)는 서로 직렬로 연결된 제7 스위치(S7)와 제8 스위치(S8) 및 서로 직렬로 연결된 제9 스위치(S9)와 제10 스위치(S10)를 포함하고, 제7 스위치(S7)의 제1 단자와 제8 스위치(S8)의 제2 단자는 제2 커패시터(C2)의 양 단자에 각각 연결되고, 제9 스위치(S9)의 제1 단자와 제10 스위치(S10)의 제2 단자는 제3 커패시터(C3)의 양 단자에 각각 연결되며, 제7 스위치(S7)와 제8 스위치(S8)의 접속점 및 제9 스위치(S9)와 제10 스위치(S10)의 접속점은 출력단자에 함께 연결된 네트워크로 이해될 수 있다.
전술한 바와 같이, 스위치나 커패시터의 두 단자 중에서 도면 상에서 위에 있는 단자를 제1 단자라고 지칭하고 아래에 있는 단자를 제2 단자라고 지칭하였음이 이해되어야 할 것이다.
세 개의 스위치드 커패시터 네트워크(SCN1, SCN2, SCN3)는 두 개의 스위치와 그 사이에 연결된 하나의 커패시터를 포함한다는 점에서 서로 공통된다. 이와 같이, 동일한 구조를 가지는 세 개의 스위치드 커패시터 네트워크(SCN1, SCN2, SCN3)를 구조화하면 도 24와 같이 나타낼 수 있다.
도 24를 참조하면, 제1 스위치드 커패시터 네트워크(SCN1)는 두 개의 스위치(S1, S2)를 포함하는 베이스 스위치 네트워크(SN)와 커패시터(C1)의 조합으로 표현될 수 있다.
여기서, 베이스 스위치 네트워크(SN)는 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2) 사이에 연결된 제1 스위치(S1) 및 제3 노드(N3)와 기준전위 사이에 연결된 제2 스위치(S2)를 포함하고, 커패시터(C1)는 베이스 스위치 네트워크(SN) 외부에서 제2 노드(N2)와 제3 노드(N3) 사이에 연결된 것으로 이해될 수 있다.
도 25는 도 23의 출력단 스위치 네트워크(SNT)를 재구성한 예를 도시한다.
도 25를 참조하면, 출력단 스위치 네트워크(SNT)는 네 개의 스위치(S7, S8, S9, S10)를 포함하고, 네 개의 스위치(S7, S8, S9, S10) 각각의 제1 단자는 네 개의 노드(N7, N8, N9, N10)을 통해 외부로 연결되고, 네 개의 스위치(S7, S8, S9, S10) 각각의 제2 단자는 출력단자에 공통으로 연결되는 것으로 이해될 수 있다. 여기서, 출력단 스위치 네트워크(SNT)는 2개의 스위치(S7, S8)을 포함하는 제1 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT1)과 제2 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT2)을 포함하는 것으로 이해될 수 있다.
이와 같이, 도 23에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(100)는 각각 두 개의 스위치를 포함하는 유닛 스위치 네트워크들과 커패시터들이 서로 연결된 것으로 이해될 수 있다. 이 때 유닛 스위치 네트워크는 도 24에 예시된 베이스 스위치 네트워크(SN)와 도 25에 예시된 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT1, SNT2)의 두 종류로 구조화될 수 있다.
도 26은, 일 실시예로서, 22:1 스위치드 커패시터 컨버터(2000)를 예시한다. 스위치드 커패시터 컨버터(2000)는, 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈(1610, 1620)에서 두 개의 커패시터 쌍과 네 개의 스위치 쌍이 통합되어 제거된 스위치드 커패시터 컨버터(1600)와 유사한 구조이다(도 22 참조). 다만, 도 22에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(1600)를 도 24 및 도 25에 각각 예시한 베이스 스위치 네트워크(SN)와 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT1, SNT2)을 이용하여 재구성한 점에서 차이가 있다.
도 26을 참조하면, 스위치드 커패시터 컨버터(2000)는 두 개의 스테이지(stage 1, stage 2)와 출력 스테이지(output stage)를 가지는 것으로 이해될 수 있다.
제1 스테이지(stage 1)는 두 개의 베이스 스위치 네트워크(SN11, SN12)와 두 개의 커패시터(C11, C12)를 포함할 수 있다. 베이스 스위치 네트워크 SN11에는 커패시터 C11이 연결되고, 베이스 스위치 네트워크 SN12에는 커패시터 C12가 연결될 수 있다.
제2 스테이지(stage 2)는 네 개의 베이스 스위치 네트워크(SN21, SN22, SN23, SN24)와 두 개의 커패시터(C21, C22)를 포함할 수 있다. 베이스 스위치 네트워크 SN21과 베이스 스위치 네트워크 SN24에는 커패시터 C22가 공통으로 연결되고, 베이스 스위치 네트워크 SN22과 베이스 스위치 네트워크 SN23에는 커패시터 C21이 공통으로 연결될 수 있다.
제2 스테이지(stage 2)에 포함된 네 개의 베이스 스위치 네트워크(SN21, SN22, SN23, SN24)는 각각 이전 스테이지인 제1 스테이지(stage 1)의 두 개의 커패시터(C11, C12)의 어느 한 단자에 서로 중복되지 않도록 연결될 수 있다.
출력 스테이지(output stage)는 두 개의 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT1, SNT2)을 포함할 수 있다. 출력단 스위치 네트워크 모듈 SNT1의 두 개의 스위치 각각의 제1 단자는 커패시터 C22의 양 단자에 각각 연결될 수 있다. 출력단 스위치 네트워크 모듈 SNT2의 두 개의 스위치 각각의 제1 단자는 커패시터 C21의 양 단자에 각각 연결될 수 있다. 출력단 스위치 네트워크 모듈 SNT1의 두 개의 스위치 각각의 제2 단자와 출력단 스위치 네트워크 모듈 SNT2의 두 개의 스위치 각각의 제2 단자는 출력단자에 공통으로 연결될 수 있다.
도 26에 예시된 스위치드 커패시터 컨버터(2000)는 도 16과 도 17을 참조하여 설명한 바와 유사하게 동작하여 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 또한, 스위치드 커패시터 컨버터(2000)는 두 모듈의 커패시터와 스위치가 통합되어 사이즈를 줄일 수 있고 인터리빙 동작을 통해 입출력 전압, 전류의 리플 저감이 가능하다.
도 27은, 일 실시예로서, 23:1 스위치드 커패시터 컨버터(2100)를 예시한다. 스위치드 커패시터 컨버터(2100)는 도 26에 예시된 22:1 스위치드 커패시터 컨버터(2000)를 더 확장하여 23:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다. 이를 위해, 스위치드 커패시터 컨버터(2100)는 스위치드 커패시터 컨버터(2000)에 비해 제3 스테이지(stage 3)를 더 구비할 수 있다.
제3 스테이지(stage 3)는 제2 스테이지와 유사하게 구성될 수 있다. 제3 스테이지(stage 3)에 포함된 네 개의 베이스 스위치 네트워크(SN31, SN32, SN33, SN34)는 각각 이전 스테이지인 제2 스테이지(stage 2)의 두 개의 커패시터(C21, C22)의 어느 한 단자에 서로 중복되지 않도록 연결될 수 있다.
스위치드 커패시터 컨버터(2100)는 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈의 스위치와 커패시터가 통합되어 사이즈를 줄일 수 있고 인터리빙 동작을 통해 입출력 전압, 전류의 리플 저감이 가능하다.
도 26과 도 27로부터, 중간 스테이지를 추가할수록 전압 변환비가 바이너리(binary) 타입으로 증가하는 스위치드 커패시터 컨버터를 구현할 수 있음을 유추할 수 있다.
도 28은, 일 실시예로서, 2N:1 스위치드 커패시터 컨버터(2200)를 예시한다. 즉, 도 28의 스위치드 커패시터 컨버터(2200)는 도 26과 도 27을 더 확장하여 일반화한 것이다.
스위치드 커패시터 컨버터(2200)는 N개의 스테이지(stage 1 ~ stage N)와 출력 스테이지(output stage)를 포함하고, 입력전압과 출력전압의 비율이 2N:1의 관계를 가지도록 동작할 수 있다.
제1 스테이지(stage 1)는 두 개의 베이스 스위치 네트워크(SN11, SN12)와 두 개의 커패시터(C11, C12)를 포함할 수 있다.
제2 스테이지(stage 2) 내지 제N 스테이지(stage N)는 각각 네 개의 베이스 스위치 네트워크(SN21, SN22, SN23, SN24, ..., SNN1, SNN2, SNN3, SNN4)와 두 개의 커패시터(C21, C22, ..., CN1, CN2)를 포함할 수 있다.
여기서, 베이스 스위치 네트워크(SN21, SN22, SN23, SN24, ..., SNN1, SNN2, SNN3, SNN4)는, 도 24를 참조하여 설명한 바와 같이, 각각 제1 노드(N1)와 제2 노드(N2) 사이에 연결된 제1 스위치(S1) 및 제3 노드(N3)와 기준전위 사이에 연결된 제2 스위치(S2)를 포함하고, 제2 노드(N2)와 제3 노드(N3) 사이에는 동일 스테이지에 포함된 커패시터 중의 적어도 하나가 연결될 수 있다.
또한, 제k 스테이지(k = 2, 3, ..., N 중의 하나)에 포함된 네 개의 베이스 스위치 네트워크의 각각은 이전 스테이지인 제k-1 스테이지의 두 개의 커패시터의 어느 한 단자에 서로 중복되지 않도록 연결될 수 있다. 제k 스테이지(k = 2, 3, ..., N 중의 하나)에 포함된 네 개의 베이스 스위치 네트워크 중의 두 개씩은 서로 커패시터를 공유할 수 있다.
출력 스테이지(output stage)는 출력단 스위치 네트워크(SNT)를 포함할 수 있다. 출력단 스위치 네트워크(SNT)는 두 개의 출력단 스위치 네트워크 모듈(SNT1, SNT2)을 포함할 수 있다.
구체적으로, 출력단 스위치 네트워크(SNT)는 네 개의 스위치를 포함하고, 출력단 스위치 네트워크(SNT)의 네 개의 스위치 각각의 제1 단자는 제N 스테이지의 두 개의 커패시터(CN1, CN2)의 어느 한 단자에 서로 중복되지 않도록 연결될 수 있다. 출력단 스위치 네트워크(SNT)의 네 개의 스위치 각각의 제2 단자는 출력단자에 공통으로 연결될 수 있다.
이와 같이, N개의 스테이지와 하나의 출력 스테이지를 가지도록 일반화된 스위치드 커패시터 컨버터(2200)는 2N:1의 전압 변환비로 동작할 수 있다. 스위치드 커패시터 컨버터(2200)는 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈의 스위치와 커패시터가 통합되어 사이즈를 줄일 수 있고 인터리빙 동작을 통해 입출력 전압, 전류의 리플 저감이 가능하다. 또한, 스위치드 커패시터 컨버터(2200)는 하나의 스테이지를 추가함에 의해 전압 변환비가 2배씩 증가하므로 적은 개수의 소자를 사용하면서도 높은 전압 변환비를 구현할 수 있다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이, 본 발명에 따르면, 스위치드 커패시터 컨버터의 입력단자에 연결된 배터리에 충전되어 있는 배터리전압과 스위치드 커패시터 컨버터의 출력전압에 따라 스위치드 커패시터 컨버터의 입출력 전압 변환비를 다이나믹하게 변환하여 배터리에 남아있는 잔여 에너지를 최소화하여 시스템 전력 효율을 극대화할 수 있다.
또한, 실시예에 따라, 고효율이고 사이즈가 작은 스위치드 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 입력전압과 출력전압의 변환비를 조절할 수 있는 스위치드 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 이진(binary) 방식으로 구성되어 보다 높은 전압 변환비를 가지도록 확장될 수 있는 스위치드 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다. 또한, 실시예에 따라, 병렬로 구성된 두 개의 스위치드 커패시터 컨버터 모듈을 인터리빙 방식으로 동작시키며 두 모듈 사이의 커패시터의 통합을 가능하게 하여 사이즈를 줄일 수 있는 스위치드 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다.
1: 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터
10: SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부
20: 비교기
30: 글리치(glitch) 제거 회로부
40: SCC 스위칭 제어기

Claims (10)

  1. 가변 전압 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터로서,
    입력단자를 통해 입력받은 입력전압(VBATT)을 가변적인 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력단자를 통해 출력하는 SCC(Switched Capacitor Converter) 회로부;
    상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)과 설정된 변환비 천이 임계치(CRTT)를 비교하는 비교기; 및
    상기 비교기가 출력하는 비교 결과값에 대응하는 변환비(CR)를 결정하고, 결정된 변환비에 따라 상기 SCC 회로부에 대한 스위칭을 제어하여 상기 SCC 회로부가 상기 입력전압(VBATT)을 결정된 변환비(CR)에 따라 변환한 출력전압(VSYS)을 출력하도록 제어하는 SCC 스위칭 제어기를 포함하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 비교기가 출력하는 비교 결과값에 포함된 글리치(glitch) 성분을 제거하는 글리치 제거 회로부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 변환비 천이 임계치(CRTT)는 상기 SCC 회로부의 출력 임피던스(Rout)에 출력전류(Iout)를 곱한 값과 상기 SCC 회로부의 출력단자에 연결된 전력소모 시스템의 임계 입력전압(VSYS_th)을 합산한 값인 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 임계 입력전압(VSYS_th)은 상기 전력소모 시스템의 최소 동작전압인 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 비교기가 출력하는 비교 결과값이 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 상기 변환비 천이 임계치(CRTT) 이하임을 지시하는 경우 상기 변환비(CR)를 낮추어 상기 SCC 회로부의 입력전압(VBATT)을 상기 변환비(CR)로 나눈 값(VBATT/CR)이 상기 변환비 천이 임계치(CRTT) 이상이 되도록 상기 SCC 회로부를 구성하는 스위치들의 스위칭을 제어하는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 SCC 회로부를 구성하는 각각의 스위치는 복수의 FET(Field Effect Transistor)이 병렬 연결된 구조를 갖는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs)을 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 SCC 스위칭 제어기는 상기 스위치들의 게이트-소스 전압(Vgs) 및 상기 스위치들을 구성하는 복수의 FET 중에서 턴온되는 FET의 갯수를 제어하여 상기 변환비(CR)를 변경하는 과정에서 스위칭되는 스위치들에 과전류가 발생하는 것을 방지하는 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 입력전압(VBATT)은 직렬 연결된 복수의 배터리셀에 충전된 전압이고, 상기 전력소모 시스템은 모바일 기기인 것을 특징으로 하는, 가변 변환비를 갖는 스위치드 커패시터 컨버터.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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US20230318448A1 (en) * 2022-04-01 2023-10-05 Intel Corporation Device, system and method to determine an operational mode of a continuous capacitive voltage regulator

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102600274B1 (ko) 2023-07-18 2023-11-10 가천대학교 산학협력단 멀티레벨 교류-직류 반도체 변압기의 펄스폭변조 제어장치 및 방법

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100133947A (ko) * 2007-11-21 2010-12-22 더 아리조나 보드 오브 리전츠 온 비핼프 오브 더 유니버시티 오브 아리조나 적응적-이득 스텝-업/다운 스위치드-커패시터 ｄｃ／ｄｃ 컨버터
EP2897270A1 (en) * 2014-01-17 2015-07-22 Linear Technology Corporation Switched capacitor DC-DC converter with reduced in-rush current and fault protection
KR20160058999A (ko) * 2014-11-17 2016-05-26 충북대학교 산학협력단 다중 출력 스위치드 캐패시터 dc-dc 변환기

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100133947A (ko) * 2007-11-21 2010-12-22 더 아리조나 보드 오브 리전츠 온 비핼프 오브 더 유니버시티 오브 아리조나 적응적-이득 스텝-업/다운 스위치드-커패시터 ｄｃ／ｄｃ 컨버터
EP2897270A1 (en) * 2014-01-17 2015-07-22 Linear Technology Corporation Switched capacitor DC-DC converter with reduced in-rush current and fault protection
KR20160058999A (ko) * 2014-11-17 2016-05-26 충북대학교 산학협력단 다중 출력 스위치드 캐패시터 dc-dc 변환기

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20230318448A1 (en) * 2022-04-01 2023-10-05 Intel Corporation Device, system and method to determine an operational mode of a continuous capacitive voltage regulator

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