CN117121358A - 开关型电容变换器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及能够在高电压变换比(例如，4:1)下减小切换损耗并高效率运转的开关型电容变换器。根据本公开的一种实施形态，提供一种包括第一电路和第二电路的开关型电容变换器，所述第一电路包括至少一个电容和至少一个开关，所述第二电路具有与第一电路实质上相同的构成；其中，所述第一电路和所述第二电路的相互对应位置的对应开关彼此互补地开/关，所述第一电路和所述第二电路的相互对应位置的对应节点中的至少一部分具有彼此互补的电压状态，在所述对应节点中的至少一部分上配置有充电共享开关。

Description

开关型电容变换器

技术领域

本发明涉及一种开关型电容变换器(switched-capacitor converter)。

背景技术

开关型电容变换器广泛用于移动系统(例如，智能手机或平板电脑)的超高速充电。

大致而言，开关型电容变换器不使用电感，是由半导体开关元件(以下简称“开关”)和电容组合而成的电路，可以理解为通过开关的开/关操作来变更电容的连接，从而变更输入电压与输出电压之间的关系的电路。但是，也正在研究包括小型电感的开关型电容变换器，由此来看，不需要认为开关型电容变换器不包括电感，尽管如此，大致而言，开关型电容变换器不使用大型电感，从而可以实现小尺寸和高效率。由于这种理由，开关型电容变换器主要用于移动系统中以2:1的电压变换比(输入电压与输出电压的比率)运转的变换器。

但是，由于最近移动系统中的耗电增加和系统内部耗电装置(内核、外围电路等)的工作电压减小的趋势，对电压变换比超过2:1的变换器的需求正在增加。

例如，由于USB电力供应(USB PD)和可编程电源供应部(PPS)的引进，即使使用电压变换比2:1的开关型电容变换器，也可以对智能手机使用的大容量电池进行高速充电。即，使用廉价的标准3A USB type-C电缆和电压变换比2:1的开关型电容变换器便可实现6A的电池充电电流。但是，在无线充电系统中，磁芯对高速充电起阻碍作用，这是因为，由于安全上的理由，智能手机无线充电所使用的磁芯一般限制为1.25A以下电流。在这种情况下，当使用电压变换比2:1的开关型电容变换器时，充电电流被限制为2.5A以下。但是，消费者为了更快充电，要求更高的充电电流，这种要求延伸到要求具有超过2:1的电压变换比的变换器。例如，当使用电压变换比4:1的开关型电容器变换器时，可以使用廉价的标准3A USBtype-C电缆以实现12A的充电电流，在使用电流被限制为1.25A以下的磁芯的无线充电系统中，也可以实现5A充电电流。

如上所述，对电压变换比2:1以上，例如4:1的开关型电容器变换器的需求正在增加，但高电压变换比的开关型电容变换器由于开关与电容的电压应力增加和元件数增加，带有诸如尺寸相对增大、效率减小的问题，因而需要对此进行改善。

例如，已知有串联连接两个电压变换比2:1的开关型电容变换器以实现电压变换比4:1的方法，但从进行两次电力处理的角度而言，该方法存在更多功率损耗。作为另一示例，示出了4:1迪克森(Dickson)开关型电容变换器，其缺点是需要具有3倍于输出电压Vo的击穿电压的高击穿电压电容。高击穿电压电容由于尺寸增加、有效电容小及寄生电阻高而在尺寸和效率方面不利。因此，需要开发一种能够以高电压变换比运转且具有小尺寸和高效率的开关型电容变换器。

另外，需要研究一种当开关型电容变换器以高电压变换比运转时减小开关型电容变换器的切换损耗的方法。开关型电容变换器通常以发生切换损耗的硬切换方式运转。切换损耗与开关的开/关期间电压变更量的平方成正比，当电压变换比为2:1时，由于开关过程中电压变更量不大，因而切换损耗不占相对较大比率。相反，当电压变换比增加到3:1或4:1时，电压变更量增加，切换损耗对效率造成的影响增大，因而还需要研究减小切换损耗的方法。

发明内容

技术问题

本发明目的是提供一种能够在高电压变换比(例如，4:1)下高效率运转的开关型电容变换器。

本发明另一目的是提供一种能够减小切换损耗的开关型电容变换器。

本发明要解决的课题不限于上述目的，本申请中未提及的多样课题可以包括于本说明书中。

技术方案

根据本发明一种实施形态，提供一种包括第一电路和第二电路的开关型电容变换器，第一电路包括至少一个电容和至少一个开关，第二电路具有与第一电路实质上相同的构成；其中，第一电路和第二电路的相互对应位置的对应开关彼此互补地开/关，第一电路和第二电路的相互对应位置的对应节点中的至少一部分具有彼此互补的电压状态，在对应节点中的至少一部分上配置有充电共享开关。

在开关型电容变换器中，对应开关彼此变更开/关状态时，存在对应开关均可关断的死区区间，在死区区间中，充电共享开关可以导通。

在开关型电容变换器中，对应节点可以借助在死区区间导通的充电共享开关而具有彼此实质上相同的电压值。

在开关型电容变换器中，对应开关变更开/关状态时的切换损耗，可通过使用充电共享开关，在死区区间借助具有彼此实质上相同的电压值的对应节点而减小。

在开关型电容变换器中，第一电路的开关可以属于在第一相位导通的第一开关组和在第二相位导通的第二开关组中任一个，第二电路的开关可以属于与第一电路的对应开关组不同的开关组。

在开关型电容变换器中，第一相位和第二相位可以具有实质上相同的时段，在第一相位与第二相位之间可以存在死区区间。

根据本发明一种实施形态，提供一种开关型电容变换器，开关型电容包括：第一电路，所述第一电路包括至少一个电容和至少一个开关；及第二电路，所述第二电路具有与所述第一电路实质上相同的电路构成；其中，第一电路和第二电路分别包括：第一开关，所述第一开关具有连接于输入电压的漏极端子；第一电容，所述第一电容具有连接于第一开关源极端子的一端部；第二开关，所述第二开关具有连接于第一电容另一端部的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第三开关，所述第三开关具有连接于第一电容另一端部的源极端子；第四开关，所述第四开关具有连接于第三开关漏极端子的漏极端子；第五开关，所述第五开关具有连接于第四开关源极端子的漏极端子；第六开关，所述第六开关具有连接于第五开关源极端子的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第七开关，所述第七开关具有连接于第四开关漏极端子的源极端子；及第二电容，所述第二电容具有连接于第四开关漏极端子的一端部和连接于第六开关漏极端子的另一端部；其中，第一电路第七开关的漏极端子连接于第二电路第一电容的一端部，第二电路第七开关的漏极端子连接于第一电路第一电容的一端部。

在开关型电容变换器中，第四开关的源极端子的连接节点和第五开关的漏极端子连接于输出电压。

开关型电容变换器可以进一步包括第一充电共享开关和第二充电共享开关中至少一个，第一充电共享开关可以连接于第一电路的第一电容一端部与第二电路的第一电容一端部之间，且/或连接于第一电路的第一电容另一端部与第二电路的第一电容另一端部之间，第二充电共享开关可以连接于第一电路的第二电容一端部与第二电路的第二电容一端部之间，且/或连接于第一电路的第二电容另一端部与第二电路的第二电容另一端部之间。

在开关型电容变换器中，第一充电共享开关和/或第二充电共享开关可以为能双向开/关控制的半导体开关装置。

在开关型电容变换器中，第一电路的第一、第三、第五及第七开关和第二电路的第二、第四及第六开关可以属于在第一相位导通的第一开关组，第二电路的第一、第三、第五及第七开关和第一电路的第二、第四及第六开关可以属于在第二相位导通的第二开关组，第一充电共享开关和/或第二充电共享开关可以在属于第一开关组和第二开关组的所有开关关断的死区区间导通。

在开关型电容变换器中，第一相位和第二相位可以具有实质上相同的时段，在第一相位与第二相位之间可以存在死区区间。

根据本发明另一实施形态，提供一种开关型电容变换器，开关型电容包括：第一开关(S31)，所述第一开关(S31)具有连接于输入电压的漏极端子；第一电容(C31)，所述第一电容(C31)具有连接于第一开关源极端子的一端部；第二开关(S32)，所述第二开关(S32)具有连接于第一电容另一端部的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第三开关(S33)，所述第三开关(S33)具有连接于第一电容另一端部的源极端子；第四开关(S34)，所述第四开关(S34)具有连接于第三开关漏极端子的漏极端子；第五开关(S35)，所述第五开关(S35)具有连接于第四开关源极端子的漏极端子；第六开关(S36)，所述第六开关(S36)具有连接于第五开关源极端子的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第二电容(C32)，所述第二电容(C32)具有连接于第四开关漏极端子的一端部和连接于第六开关漏极端子的另一端部；第七开关(S37)，所述第七开关(S37)具有连接于第一电容一端部的漏极端子；第三电容(C33)，所述第三电容(C33)具有连接于第七开关源极端子的一端部；第八开关(S38)，所述第八开关(S38)具有连接于第三电容一端部的漏极端子；第九开关(S39)，所述第九开关(S39)具有连接于第八开关源极端子的漏极端子和连接于第三电容另一端部的源极端子；及第十开关(S40)，所述第十开关(S40)具有连接于第九开关源极端子的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；其中，充电共享开关(SC3)连接于第二电容一端部与第三电容一端部之间，和/或连接于第二电容另一端部与第三电容另一端部之间。

在开关型电容变换器中，第四开关的源极端子和第八开关的源极端子可以连接于输出电压。

在开关型电容变换器中，充电共享开关可以为能双向开/关控制的半导体开关装置。

在开关型电容变换器中，第一、第三、第五、第八和第十开关可以属于在第一相位导通的第一开关组，第二、第四、第六、第七和第九开关可以属于在第二相位导通的第二开关组，充电共享开关可以在属于第一开关组和第二开关组的所有开关关断的死区区间导通。

在开关型电容变换器中，第一相位和第二相位可以具有实质上相同的时段，在第一相位与第二相位之间可以存在死区区间。

有利效果

根据本发明，可以提供一种能够在超过2:1的高电压变换比(例如，4:1)下高效运转的开关型电容变换器。

另外，根据本发明，可以提供一种能够减小切换损耗的开关型电容变换器。

本发明的有利效果不限于前述效果，本说明书中可以包括本申请中未提及的多样效果。

附图说明

图1是示例性示出本发明一实现例的开关型电容变换器的框图。

图2是图1的实现例所应用的开关型电容变换器的电路示意图。

图3是示例性示出图2的开关型电容变换器的工作波形的一个示例的图表。

图4是示例性示出图2的开关型电容变换器的开关的开/关操作的一个示例的图表。

图5和图6是示例性示出图2的开关型电容变换器的第一相位(phase 1)的一个示例的图表。

图7和图8是示例性示出图2的开关型电容变换器的第二相位(phase 2)的一个示例的图表。

图9是示例性示出图2的开关型电容变换器的切换损耗的图表。

图10是示例性示出本发明另一实现例的开关型电容变换器的框图。

图11是图10的实现例所应用的开关型电容变换器的电路示意图。

图12是示例性示出图11的开关型电容变换器的工作波形的一个示例的图表。

图13是示例性示出图11的开关型电容变换器的开关的开/关操作的一个示例的图表。

图14是示例性示出图11的开关型电容变换器借助充电共享开关减小切换损耗的原理的图表。

图15是示例性示出第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2可使用的能双向开/关控制的开关的一个示例的图表。

图16是本发明另一实现例的开关型电容变换器的电路示意图。

图17是示例性示出图16的开关型电容变换器的工作波形的一个示例的图表。

图18是示例性示出图16的开关型电容变换器的第一相位(phase 1)的一个示例的图表。

图19是示例性示出图16的开关型电容变换器的第二相位(phase 2)的一个示例的图表。

图20是本发明又一实现例的在图16的开关型电容变换器中添加了充电共享开关的电路示意图。

具体实施方式

下面参照示意图，详细说明本发明的一些实现例。在对各图的构成要素赋予附图标记方面需注意的是，相同的构成要素即使显示于不同附图上，也尽可能赋予相同标记。另外，在本说明书中，当判断认为对本发明相关公知技术的具体说明可能不必要地混淆本发明要旨时，省略对其的详细说明。

另外，在说明本发明的构成要素方面，可以使用第一、第二、A、B、(a)、(b)等术语。这些术语只用于将相应构成要素区别于另一构成要素，相应构成要素的本质、序列或顺序不由这种术语限定。当描述为构成要素“连接”、“耦合”或“结合”于另一构成要素时，应理解为相应构成要素可以直接连接或结合于相应另一构成要素，或在相应构成要素之间可以“连接”、“耦合”或“结合”有其他构成要素。

图1是示例性示出本发明一实现例的开关型电容变换器100的框图。

开关型电容变换器100可以包括第一电路110和第二电路120。开关型电容变换器100可以在通过输入端子从电源接受输入电压Vin并对电压进行变换后，通过输出端子向负载提供输出电压Vo。本实现例的开关型电容变换器100可以按照2:1、3:1或4:1中任一个的输入电压Vin与输出电压Vo的比率可选地运转。

示例性地，开关型电容变换器100可以用于移动系统(例如，智能手机或平板电脑)的超高速充电。大致而言，开关型电容变换器100不使用电感，是由半导体开关元件(以下简称“开关”)和电容组合而成的电路，是通过开关的开/关操作来变更电容的连接从而变更输入电压与输出电压之间关系的电路。但是，根据实现例，开关型电容变换器100可以包括小型电感。

第一电路110可以包括至少一个电容和至少一个开关。第二电路120可以具有与第一电路110实质上相同的电路构成。此时，相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应开关可以互补地开/关。另外，相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应节点中至少一个可以具有互补的电压状态。

其中，相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应开关指称在具有实质上相同电路构成的第一电路110和第二电路120中配置于相同位置的两个开关。例如，在图2中，第一电路110的第一开关S11和第二电路120的第一开关S21可以理解为对应开关。此时，运转方法可以是，当第一电路110的第一开关S11为开时，第二电路120的第一开关S21关断，当第一电路110的第一开关S11为关时，第二电路120的第一开关S21导通，这可以表述为“对应开关互补地导通和关断”。

位于相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应节点指称具有实质上相同电路构成的第一电路110和第二电路120中相同位置的两个节点。例如，在图2中，第一电路110的第二节点N12和第二电路120的第二节点N22可以理解为对应节点。相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应节点中至少一个可以具有互补的电压状态，这将在下面详细说明。

第一电路110和第二电路120根据需要可以包括用于相互电连接的连接导线130。在图1中只示出了一个连接导线130，但根据需要，也可以使用多个连接导线130或不使用连接导线130。

图2是图1的实现例所应用的开关型电容变换器200的电路示意图。

开关型电容变换器200可以包括：第一电路110，所述第一电路110具有至少一个电容和至少一个开关；第二电路120，所述第二电路120具有与第一电路110实质上相同的电路构成。

第一电路110可以包括第一开关S11、第二开关S12、第三开关S13、第四开关S14、第五开关S15、第六开关S16、第七开关S17、第一电容C11和第二电容C12。显然，可以进一步包括诸如稳压电容和滤波器的追加性要素，但电路的基本运转由第一开关S11至第七开关S17、第一电容C11和第二电容C12确定，因而以相应要素为中心进行说明。

第一电路110的第一开关S11的漏极端子可以通过第一节点N11而与输入电压Vin连接。

第一电容C11的一端部(图中的上部端子)可以通过第二节点N12连接于第一开关S11的源极端子。

第二开关S12的漏极端子可以通过第三节点N13连接于第一电容C11的另一端部(图中的下部端子)，第二开关S12的源极端子可以连接于基准电位GND。

第三开关S13的源极端子可以通过第三节点N13连接于第一电容C11的另一端部。

第四开关S14的漏极端子可以通过第四节点N14连接于第三开关S13的漏极端子。

第五开关S15的漏极端子可以通过第五节点N15连接于第四开关S14的源极端子。

第六开关S16的漏极端子可以通过第六节点N16而与第五开关S15的源极端子连接，第六开关S16的源极端子可以连接于基准电位GND。

第七开关S17的源极端子可以通过第四节点N14连接于第四开关S14的漏极端子。

第二电容C12的一端部(图中的上部端子)通过第四节点N14连接于第四开关S14的漏极端子，第二电容C12的另一端部(图中的下部端子)通过第六节点N16连接于第六开关S16的漏极端子。

第四开关S14的源极端子的连接节点N15和第五开关S15的漏极端子可以连接于输出电压Vo。

第二电路120可以具有与第一电路110实质上相同的电路构成。第二电路120可以包括第一开关S21、第二开关S22、第三开关S23、第四开关S24、第五开关S25、第六开关S26、第七开关S27、第一电容C21和第二电容C22。显然，在此基础上，可以进一步包括诸如稳压电容和滤波器的追加性要素。

第二电路120的第一开关S21的漏极端子可以通过第一节点N21而与输入电压Vin连接。

第一电容C21的一端部(图中的上部端子)可以通过第二节点N22连接于第一开关S21的源极端子。

第二开关S22的漏极端子可以通过第三节点N23连接于第一电容C21的另一端部(图中的下部端子)，第二开关S22的源极端子可以连接于基准电位GND。

第三开关S23的源极端子可以通过第三节点N23连接于第一电容C21的另一端部。

第四开关S24的漏极端子可以通过第四节点N24连接于第三开关S23的漏极端子。

第五开关S25的漏极端子可以通过第五节点N25连接于第四开关S24的源极端子。

第六开关S26的漏极端子可以通过第六节点N26而与第五开关S25的源极端子连接，第六开关S26的源极端子可以连接于基准电位GND。

第七开关S27的源极端子可以通过第四节点N24连接于第四开关S24的漏极端子。

第二电容C22的一端部(图中的上部端子)通过第四节点N24连接于第四开关S24的漏极端子，第二电容C22的另一端部(图中的下部端子)通过第六节点N26连接于第六开关S26的漏极端子。

第四开关S24的源极端子的连接节点N25和第五开关S25的漏极端子可以连接于输出电压Vo。

第一电路110的第七开关S17的漏极端子可以通过第二电路120的第二节点N22连接于第一电容C21的一端部，第二电路120的第七开关S27的漏极端子可以通过第一电路110的第二节点N12连接于第一电容C11的一端部。

开关型电容变换器200使用的开关可以为具有开/关控制功能的半导体开关元件。在图2中，示出了开关使用MOSFET，但除MOSFET之外，还可以使用诸如IGBT、MCT或BJT的公知的半导体开关元件。

图3是示例性示出图2的开关型电容变换器200以电压变换比4:1运转时的工作波形的图表，图4是示例性示出图2的开关型电容变换器200的开关的开/关顺序的图表。

参照图2至图4，开关型电容变换器200可以以第一相位(phase1)、死区DT、第二相位(phase 2)及死区DT反复的形态运转。

如图4所示，第一电路110和第二电路120的开关可以分别属于第一开关组SG1和第二开关组SG2中任一个。属于相同开关组的开关可以执行相同的开/关操作。

示例性地，第一电路110的第一开关S11、第三开关S13、第五开关S15和第七开关S17，以及第二电路120的第二开关S22、第四开关S24和第六开关S26可以属于第一开关组SG1，第一电路110的第二开关S12、第四开关S14和第六开关S16，以及第二电路120的第一开关S21、第三开关S23、第五开关S25和第七开关S27可以属于第二开关组SG2。

第一开关组SG1可以在第一相位(phase 1)导通，在第二相位(phase 2)关断；不同于第一开关组SG1，第二开关组SG2可以在第一相位(phase 1)关断，在第二相位(phase 2)导通。在死区DT区间，第一开关组SG1和第二开关组SG2两者均可关断。

可以理解为，第一电路110的开关属于第一开关组SG1和第二开关组SG2中任一个，第二电路120的开关属于与第一电路110的对应开关组不同的开关组。例如，第一电路110的第一开关S11和第二电路120的第一开关S21作为对应开关，可以属于不同开关组。此时，第一电路110和第二电路120的对应开关可以互补地开/关。

第一相位(phase 1)可以是第一开关组SG1导通而第二开关组SG2关断的时段，第二相位(phase 2)可以是第一开关组SG1关断而第二开关组SG2导通的时段。第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)可以是实质上相同的时间长度。在第一相位(phase 1)与第二相位(phase 2)之间可以存在死区DT区间。

在图3中，在第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)中示例性示出了第一电路110的第二节点电压VN12、第三节点电压VN13、第四节点电压VN14和第六节点电压VN16，以及第二电路120的第二节点电压VN22、第三节点电压VN23、第四节点电压VN24和第六节点电压VN26。

第一电路110的第二节点电压VN12、第三节点电压VN13、第四节点电压VN14及第六节点电压VN16分别可以在第一相位(phase 1)为相对较高的电压状态，在第二相位(phase2)为相对较低的电压状态。相反，第二电路120的第二节点电压VN22、第三节点电压VN23、第四节点电压VN24及第六节点电压VN26分别可以在第一相位(phase 1)为相对较低的电压状态，在第二相位(phase 2)为相对较高的电压状态。其中，相对较高的电压状态或相对较低的电压状态可以理解为，在相同的节点比较第一相位(phase 1)的电压和第二相位(phase2)的电压时，指称相对较高或较低的电压。

如前所述，第一电路110和第二电路120的相互对应位置的对应节点，即VN12与VN22、VN13与VN23、VN14与VN24、以及VN16与VN26可以具有互补的电压状态。其中，所谓对应节点具有互补的电压状态，意指当一个节点(例如，VN12)处于相对较高的电压状态时，另一节点(例如，VN22)具有相对较低的电压状态，当一个节点(例如，VN12)处于相对较低的电压状态时，另一节点(例如，VN22)具有相对较高的电压状态，在这种情况下，两个节点(例如，VN12和VN22)的高电压状态下的电压大小实质上彼此相同，两个节点(例如，VN12和VN22)的低电压状态下的电压大小实质上彼此相同。

但是，第一电路110的第一节点N11和第二电路120的第一节点N21相同地连接于输入电压Vin，因而他们不具有互补的电压状态。另外，第一电路110的第五节点N15和第二电路120的第五节点N25相同地连接于输出电压Vo，因而他们不具有互补的电压状态。如前所述，应理解为，并非相互对应位置的第一电路110和第二电路120的对应节点均需具有互补的电压状态。

如图3和图4所示，第一电路110和第二电路120的所有开关可以在死区DT区间关断。在第一相位(phase 1)与第二相位(phase 2)间切换时，当由于各个开关的开/关时序错误，属于第一开关组SG1和第二开关组SG2的开关同时导通时，会发生短路，因此，为了防止这种情况，可以设置有第一电路110和第二电路120的所有开关均关断的死区DT区间。

图5和图6是示例性示出图2的开关型电容变换器200的第一相位(phase 1)的一个示例的图表。

在第一相位(phase 1)中，属于第一开关组SG1的第一电路110的第一开关S11、第三开关S13、第五开关S15和第七开关S17，以及第二电路120的第二开关S22、第四开关S24和第六开关S26可以导通，属于第二开关组SG2的第一电路110的第二开关S12、第四开关S14和第六开关S16，以及第二电路120的第一开关S21、第三开关S23、第五开关S25和第七开关S27可以关断。图5示例性示出这种情况下的开关型电容变换器200的连接状态。

如果考虑图5的开关的连接状态，省略开关而简要示出电容间的连接关系，则可如图6所示。第一电路110的第一电容C11和第二电容C12可以依次串联连接于输入电压Vin与输出电压Vo(其中，输出电压Vo示出为具有输出端电容Co，这种输出端电容Co在大部分应用程序中使用)之间，第二电路120的第二电容C22可以并联连接于输出电容Co，第二电路120的第一电容C21可以连接于第一电路110的第一电容C11和第二电容C12的连接节点。

参照图6，第一相位(phase 1)中的电压的关系式可以如下式1至式3所示表现。

[式1]

Vin＝V11+V12+Vo

[式2]

Vo＝V22

[式3]

V12+Vo＝V21

下面，图7和图8是示例性示出图2的开关型电容变换器200的第二相位(phase 2)的一个示例的图表。

在第二相位(phase 2)中，属于第一开关组SG1的第一电路110的第一开关S11、第三开关S13、第五开关S15和第七开关S17，以及第二电路120的第二开关S22、第四开关S24和第六开关S26可以关断，属于第二开关组SG2的第一电路110的第二开关S12、第四开关S14和第六开关S16，以及第二电路120的第一开关S21、第三开关S23、第五开关S25和第七开关S27可以导通。图7示例性示出了此时的开关型电容变换器200的连接状态。

如果考虑图7的开关的连接状态，简要示出电容间的连接关系，则可以如图8所示。第二电路120的第一电容C21和第二电容C22可以依次串联连接于输入电压Vin与输出电压Vo之间，第一电路110的第二电容C12可以并联连接于输出电容Co，第一电路110的第一电容C11可以连接于第二电路120的第一电容C21和第二电容C22的连接节点。

参照图8，第二相位(phase 2)中的电压关系式可以如下式4至式6所示表现。

[式4]

Vin＝V21+V22+Vo

[式5]

Vo＝V12

[式6]

V22+Vo＝V11

如果求解式1至式6，则可以如式7至式9所示得出各电容的电压及输入电压Vin与输出电压Vo间的关系。

[式7]

V11＝V21＝2·Vo

[式8]

V12＝V22＝Vo

[式9]

Vin＝4·Vo

如前所述，本实现例的开关型电容变换器200可以运转以便使输入电压Vin为输出电压Vo的4倍，即输入电压Vin与输出电压Vo之比为4:1，并使电容的击穿电压Vo不为Vo的2倍。即，即使不使用击穿电压高的电容(例如，3倍或4倍Vo)，也可以实现电压变换比为4:1，因而可以在尺寸和效率方面发挥优异性能。

本实现例的开关型电容变换器200以图3至图8所示的方式运转时，可以实现电压变换比为4:1；但是，当开关的开/关顺序变更时，开关型电容变换器200还可以以电压变换比2:1或3:1运转。

图9是示例性示出图2的开关型电容变换器200的切换损耗的图表。

参照图3，各个节点电压VN12、VN22、VN13、VN23、VN14、VN24、VN16和VN26在第一相位(phase 1)与第二相位(phase 2)的两个电压值之间切换(当为VN16和VN26时，当为VN14和VN24时，/>当为VN13和VN23，/>以及当为VN12和VN22时，/>)。通过这种方式，当节点电压在两个电压值之间切换时，会发生切换损耗。

图9是用于示例性说明切换损耗的图表，其中，V1可以理解为第一相位(phase 1)中的电压值，V2可以理解为第二相位(phase 2)中的电压值。即，以特定节点的电压在V1与V2之间切换的情形为例。

当由于开关的开/关状态变更，节点电压从V1急剧变为V2时901，会发生与式10所示的电压变更量(V2-V1)的平方成正比的能量损耗。

[式10]

在式中，C应理解为连接于对应节点的等效电容。有意添加的电容元件和/或寄生电容会对等效电容造成影响。

当由于开关902的开/关状态变更，节点电压从V2急剧变为V1时902，会发生与从V1急剧变为V2时901相同量的能量损耗。因此，图9所示的由两次切换901、902引起的切换损耗可以如式11所示表现。

[式11]

切换损耗＝C·(V2-V1)²

在原有移动系统中，主要使用以电压变换比2:1运转的开关型电容变换器，此时，在切换期间，节点的电压变更在0与Vo之间发生(即，电压的变更量为Vo)，结果，切换损耗不成为大问题。但是，当以电压变换比4:1运转时，如图3所示，切换期间电压的变更量为Vo的2倍的节点的个数增加，(因为切换损耗与电压变更量的平方成正比)节点可以具有切换损耗的4倍，从而可以增大切换损耗的影响。因此，需要用于减小切换损耗的对策。

但是，应理解为，图2所示的开关型电容变换器200本身并不意指大量发生切换损耗的电路。可以理解，如前所述，图2所示的开关型电容变换器200是不需要高击穿电压电容(Vo的3倍或4倍)的电路，相比需要使用高击穿电压电容的电路，开关型电容变换器200中切换损耗相对较小，切换期间只发生2Vo的电压变更量，不发生3Vo或4Vo的电压变更量(切换损耗增加9倍或16倍)；尽管如此，随着电压变换率的增加，切换损耗的比率增加，因而优选制定进一步的对策。

如前所述，图2的开关型电容变换器200即使不使用高击穿电压电容，也能够实现电压变换比为4:1，从这点上具有巨大优点。但是，并未提供对切换损耗伴随电压变换比增加而增加的充分解决方案，从这点上而言，存在改善的余地。下面说明可以在利用图2的开关型电容变换器200优点的同时减小切换损耗的实现例。

图10是示例性示出本发明另一实现例的开关型电容变换器1000的框图。

图10的开关型电容变换器1000包括充电共享开关SC，在这点上与图1的开关型电容变换器100不同。因此，以下只要未不同地说明，对图1的开关型电容变换器100的说明也可以应用于图10的开关型电容变换器1000。

充电共享开关SC可以配置于第一电路110和第二电路120中位于相同位置的节点，即对应节点之间。充电共享开关SC可以在死区DT区间导通，以便第一电路110和第二电路120的对应节点具有实质上彼此相同的电压值。

即，参照图3和图4，第一电路110和第二电路120的对应开关在变更其开/关状态时，存在所有对应开关关断的死区DT区间，在死区DT区间期间，充电共享开关SC可以导通。充电共享开关SC可以在死区DT区间期间导通，第一电路110和第二电路120的对应节点可以成为实质上彼此相同的电压状态。通过这种方式，利用充电共享开关SC使对应节点在死区DT区间期间具有实质上彼此相同电压，从而可以减小对应开关在变更其开/关状态时的切换损耗。下面详细说明使用充电共享开关SC来减小切换损耗的原理。

图11是图10的实现例所应用的开关型电容变换器1100的电路示意图。

图11的开关型电容变换器1100包括第一充电共享开关SC1和第二充电共享开关SC2，在这点上与图2的开关型电容变换器200不同。因此，以下只要未不同地说明，参照图2进行的说明也可以应用于图11。

第一充电共享开关SC1可以连接于第一电路110的第一电容C11另一端部(图中的下部端子)与第二电路120的第一电容C21另一端部(图中的下部端子)之间。即，第一充电共享开关SC1可以连接于第一电路110的第三节点N13与第二电路120的第三节点N23之间。其中，第一电路110的第三节点N13和第二电路120的第三节点N23可以理解为对应节点。

第一充电共享开关SC1可以在死区DT区间导通，以将第一电路110的第三节点N13和第二电路120的第三节点N23连接(例如，通过短路或低阻抗而连接)，以便第一电路110的第三节点N13和第二电路120的第三节点N23具有实质上相同的电压值(即，可以执行充电共享功能)。此时，借助第一电路110的第一电容C11和第二电路120的第一电容C21的电压保持作用，第一充电共享开关SC1也在第一电路110的第二节点N12与第二电路120的第二节点N22之间执行充电共享功能。

根据一实现例，第一充电共享开关SC1可以连接于第一电路110的第一电容C11一端部(图中的上部端子)与第二电路120的第一电容C21一端部(图中的上部端子)之间。即，第一充电共享开关SC1可以连接于第一电路110的第二节点N12与第二电路120的第二节点N22之间。在这种情况下，借助第一电路110的第一电容C11和第二电路120的第一电容C21的电压维持作用，第一充电共享开关SC1也可以同时执行第一电路110的第二节点N12与第二电路120的第二节点N22之间的充电共享功能和第一电路110的第三节点N13与第二电路120的第三节点N23之间的充电共享功能。

根据实现例，第一充电共享开关SC1可以在第一电路110的第一电容C11一端部与第二电路120的第一电容C21一端部之间以及第一电路110的第一电容C11另一端部与第二电路120的第一电容C21另一端部之间一起使用。即，可以使用2个第一充电共享开关SC1。

如前所述，第一充电共享开关SC1可以连接于第一电路110的第一电容C11一端部与第二电路120的第一电容C21一端部之间，且/或连接于第一电路110的第一电容C11另一端部与第二电路120的第一电容C21另一端部之间。但是，如图11所示，当第一充电共享开关SC1在第一电路110的第一电容C11另一端部与第二电路120的第一电容C21另一端部之间使用时，电平相对较低，驱动电路容易实现。

第二充电共享开关SC2可以连接于第一电路110的第二电容C12另一端部(图中的下部端子)与第二电路120的第二电容C22另一端部(图中的下部端子)之间。即，第二充电共享开关SC2可以连接于第一电路110的第六节点N16与第二电路120的第六节点N26之间。其中，第一电路110的第六节点N16和第二电路120的第六节点N26可以理解为对应节点。

第二充电共享开关SC2可以在死区DT区间导通，以将第一电路110的第六节点N16与第二电路120的第六节点N26连接(例如，通过短路或低阻抗而连接)，以便使第一电路110的第六节点N16和第二电路120的第六节点N26具有实质上相同的电压值(即，可以执行充电共享功能)。此时，借助第一电路110的第二电容C12和第二电路120的第二电容C22的电压维持作用，第二充电共享开关SC2还在第一电路110的第四节点N14与第二电路120的第四节点N24之间执行充电共享功能。

根据实现例，第二充电共享开关SC2可以连接于第一电路110的第二电容C12一端部(图中的上部端子)与第二电路120的第二电容C22一端部(图中的上部端子)之间。即，第二充电共享开关SC2可以连接于第一电路110的第四节点N14与第二电路120的第四节点N24之间。在这种情况下，借助第一电路110的第二电容C12和第二电路120的第二电容C22的电压维持作用，第二充电共享开关SC2也可以同时执行第一电路110的第四节点N14与第二电路120的第四节点N24之间的充电共享功能和第一电路110的第六节点N16与第二电路120的第六节点N26之间的充电共享功能。

根据实现例，第二充电共享开关SC2可以在第一电路110的第二电容C12一端部与第二电路120的第二电容C22一端部之间和第一电路110的第二电容C12另一端部与第二电路120的第二电容C22另一端部之间一起使用。即，可以使用2个第二充电共享开关SC2。

如前所述，第二充电共享开关SC2可以连接于第一电路110的第二电容C12一端部与第二电路120的第二电容C22一端部之间，且/或连接于第一电路110的第二电容C12另一端部与第二电路120的第二电容C22另一端部之间。但是，当第二充电共享开关SC2在第一电路110的第二电容C12另一端部与第二电路120的第二电容C22另一端部之间使用时，电平相对较低，驱动电路容易实现。

图11示例性示出第一充电共享开关SC1和第二充电共享开关SC2均使用的情形，但第一充电共享开关SC1和第二充电共享开关SC2中任一个可以不使用。即，可以使用第一充电共享开关SC1和第二充电共享开关SC2中至少一个。

第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2可以通过在死区DT区间使对应节点的电压值实质上彼此相同，从而减小切换损耗。

第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2可以为能双向开/关控制的半导体开关元件。图11示出MOSFET用于第一充电共享开关SC1和第二充电共享开关SC2的情形；但是，在MOSFET基础上，能双向开/关控制的公知的半导体开关元件也可以用于第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2。例如，如图15所示，对于第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2，背靠背连接可以使用背栅控制MOSFET，或使用2个MOSFET。

图12是示例性示出图11的开关型电容变换器1100的工作波形的一个示例的图表。

对于图12所示的工作波形，死区DT区间中各节点的电压在第一相位(phase 1)的电压值和第二相位(phase 2)的电压值范围内变更为电压值(例如，平均值)，在这点上，与图3所示的工作波形不同。这是因为，在死区DT区间期间，第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2导通，使对应节点的电压值实质上相同。例如，在死区DT区间期间，当第一充电共享开关SC1导通时，第一电路110的第三节点N13和第二电路120的第三节点N23相互连接，因此，第一电路110的第三节点电压V13和第二电路120的第三节点电压V23实质上相同。另外，第一电路110的第一电容C11和第二电路120的第一电容C21保持实质上相同电压(2·Vo)(参照式7)，因而当第一充电共享开关SC1导通时，第一电路110的第二节点电压VN12与第二电路120的第二节点电压VN22实质上彼此相同。基于相同原理，在死区DT区间期间，由于第二充电共享开关SC2导通，因而第一电路110的第四节点电压VN14与第二电路120的第四节点电压VN24实质上彼此相同，第一电路110的第六节点电压V16和第二电路120的第六节点电压VN26实质上彼此相同。

其中，借助第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2，死区DT区间中各节点具有的高电压和低电压范围内的电压值会受到彼此连接的两个节点的电容影响。例如，在第一充电共享开关SC1导通、第一电路110的第三节点N13与第二电路120的第三节点N23相互连接的情况下(例如，短路)，电压值具有第一电路110第三节点N13的电容与第二电路120第三节点N23的电容相同时的两个节点电压的平均值，相反，当两个节点的电容彼此不同时，电压值可以由两个节点的电容大小确定。在图12中，假定对应节点的电容相同，其结果，将死区DT区间中的电压值示例性示出为两个节点电压的平均值。

如前所述，第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2只在死区DT区间运转，发挥减小切换损耗的作用，因此，第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)中的运转实质上不受影响。因此可以视为开关型电容变换器1100的诸如电压变换比的基本运转不受实质影响。

图13是示例性示出图11的开关型电容变换器1100的开关的开/关操作的一个示例的图表。

参照图13，属于第一开关组SG1和第二开关组SG2的开关的切换顺序与参照图4说明的内容相同。因此，只要未不同地说明，参照图4进行的说明也可以应用于图13。

即，第一电路110的第一、第三、第五和第七开关S11、S13、S15和S17，以及第二电路120的第二、第四和第六开关S22、S24和S26可以属于在第一相位导通的第一开关组SG1，第二电路120的第一、第三、第五和第七开关S21、S23、S25和S27，以及第一电路110的第二、第四和第六开关S12、S14和S16可以属于在第二相位导通的第二开关组SG2，第一充电共享开关SC1和/或第二充电共享开关SC2可以在第一电路110和第二电路120的开关关断的死区DT区间期间导通。

第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)可以具有实质上相同的时段，在第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)之间可以存在死区区间。

当开关型电容变换器1100以图13所示的切换顺序运转时，如参照图4的说明所示，开关型电容变换器1100可以以电压变换比4:1运转。

图14是示例性示出图11的开关型电容变换器1100借助充电共享开关SC1和/或SC2减小切换损耗的原理的图表。

如前所述，当第一充电共享开关SC1和/或第二共享开关SC2在死区DT区间期间导通时，各节点的电压可以变更为第一电压V1与第二电压V2之间的电压值(中间电压，VM)。在图14中，为了便于说明，在对应节点的电容相同的假定下，中间电压VM示例性示出为死区DT区间中的第一电压V1与第二电压V2的平均值；但是，即使中间电压VM不是第一电压V1与第二电压V2的平均值，充电共享开关也能以不同程度减小切换损耗。

参照图14，当第一相位(phase 1)迁移到第二相位(phase 2)时，会发生第一变更1401和第二变更1402，当第二相位(phase 2)迁移到第一相位(phase 1)时，会发生第三变更1403和第四变更1404。

首先，如果考查第一变更1401和第三变更1403，第一变更1401是节点(电压V1)从对应节点(电压V2)接收电荷而充电以使电压上升至中间电压VM的变更，相反，第三变更1403是节点(电压V2)向对应节点(电压V1)提供电荷并部分地放电以使电压下降为中间电压VM的变更；第一变更1401和第三变更1403是由充电共享开关实现的充电共享过程。

借助第一变更1401而对对应节点充电的能量，即能量变化量ΔE1401，相当于电压为VM时的能量与电压为V1时的能量的差异，因而能量变化量ΔE1401可以如式12所示表现。

[式12]

在式中，C应理解为对应节点的等效电容。

进一步地，借助第三变更1403而从对应节点放电的能量，即能量变化量ΔE(1403)，相当于电压为V2时的能量与电压为VM时的能量的差异，因而能量变化量ΔE(1403)可以如式13所示表现。

[式13]

因第一变更1401和第三变更1403而发生的损耗(充电共享损耗)是从因第三变更1403导致的能量变化量ΔE(1403)减去因第一变更1401导致的能量变化量ΔE1401所得到的值(即，具有高电压的节点提供的能量与具有低电压的对应节点积蓄的能量的差异)，简而言之，相应损耗可以如式14所示表现。在式14的推导中，中间电压VM假定为接入的第一电压V1与第二电压V2的平均值。

[式14]

其中，以式14表现的损耗是因通过充电共享开关进行充电共享而发生的损耗，因此，这可以称为充电共享损耗。

然后，如参照图9的说明所示，第二变更1402和第四变更1404是发生切换损耗的硬切换现象，示出了电压急剧变更的情况。但是，在图14中，节点电压借助充电共享开关SC1和/或SC2而变更为中间电压VM后，发生急剧的电压变更1402和1404，因而电压的急剧变化量减小为一半，这与图9的示例不同。因此，因第二变更1402和第四变更1404导致的切换损耗可以如式15和式16所示表现。

[式15]

[式16]

第二变更1402可以理解为因导通导致的损耗，第四变更1404可以理解为因关断导致的损耗，因此，因第二变更1402和第四变更1404导致的损耗之和可以表现为导通和关断损耗。如果将VM假定为V1与V2的平均值，计算导通和关断损耗，则可以如式17所示表现。

[式17]

图14所示的因第一变更1401至第四变更1404导致的切换损耗为式14和式17之和，因而可以如式18所示表现。

[式18]

如参照图9的说明所示，当为不使用充电共享开关的图2实现例时，发生式11的切换损耗；相反，当使用充电共享开关时，发生式18的切换损耗，但使用充电共享开关时的切换损耗可以减小为一半。

简要叙述其理由，可以理解为通过在发生与电压变更量的平方成正比的损耗的第二变更1402和第四变更1404发生之前，使充电共享开关SC1和SC2导通，使节点电压变更为中间电压VM，从而减小第二变更1402和第四变更1404中的电压变更量的效果。

如前所述，图11所示的开关型电容变换器1100保持了即使不使用高击穿电压电容也可以实现电压变换比为4:1的优点，而且具有可以抑制切换损耗伴随电压变换比的增加而增加的优点。

图16是本发明另一实现例的开关型电容变换器1600的电路示意图。

图16的开关型电容变换器1600可以理解为具有从图2所示的开关型电容变换器200中去除了第一电路110的第七开关S17、第二电路120的第一开关S21、第一电容C21、第二开关S22和第三开关S23的状态。

具体地，开关型电容1600包括：第一开关S31，所述第一开关S31具有连接于输入电压Vin的漏极端子；第一电容C31，所述第一电容C31具有连接于第一开关31源极端子的一端部；第二开关S32，所述第二开关S32具有连接于第一电容C31另一端部的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第三开关S33，所述第三开关S33具有连接于第一电容C31另一端部的源极端子；第四开关S34，所述第四开关S34具有连接于第三开关S33漏极端子的漏极端子；第五开关S35，所述第五开关S35具有连接于第四开关S34源极端子的漏极端子；第六开关S36，所述第六开关S36具有连接于第五开关S35源极端子的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；第二电容C32，所述第二电容C32具有连接于第四开关S34漏极端子的一端部和连接于第六开关漏极端子的另一端子；第七开关S37，所述第七开关S37具有连接于第一电容C31一端部的漏极端子；第三电容C33，所述第三电容C33具有连接于第七开关S37源极端子的一端部；第八开关S38，所述第八开关S38具有连接于第三电容C33一端部的漏极端子；第九开关S39，所述第九开关S39具有连接于第八开关S38源极端子的漏极端子和连接于第三电容C33另一端子的源极端子；及第十开关S40，所述第十开关S40具有连接于第九开关S39源极端子的漏极端子和连接于基准电位的源极端子。

其中，第四开关S34的源极端子和第八开关S38的源极端子可以连接于输出电压Vo。

如前所述构成的开关型电容变换器1600可以在电压变换比2:1、3:1和4:1下可选地运转，以下示例性说明在电压变换比4:1下运转的情形。

图17是示例性示出图16的开关型电容变换器1600的工作波形的一个示例的图表。

在一实现例中，第一、第三、第五、第八、第十开关S31、S33、S35、S38和S40可以属于在第一相位(phase 1)导通的第一开关组SG1，第二、第四、第六、第七和第九开关S32、S34、S36、S37和S39可以属于在第二相位(phase 2)导通的第二开关组SG2。第一相位(phase 1)和第二相位(phase2)可以具有实质上相同的时段，在第一相位(phase 1)与第二相位(phase 2)之间可以存在死区区间。

图18是示例性示出图16的开关型电容变换器1600的第一相位(phase 1)的一个示例的图表。参照图18，第一电容C31和第二电容C32可以串联连接于输入电压Vin与输出电压Vo之间，第三电容C33可以与输出电压Vo并联连接。

图19是示例性示出图16的开关型电容变换器的第二相位(phase2)的一个示例的图表。参照图19，第一电容C31的一端部可以连接于第三电容C33的一端部，第一电容C31的另一端部可以连接于基准电位GND，第二电容C32的一端部可以并联连接于输出电压Vo，第三电容C33的另一端部可以连接于输出电压Vo。

如果在第一相位(phase 1)和第二相位(phase 2)中，针对具有图18和图19所示的连接关系的情形，以参照图6和图8前述的方式获得电压变换比，则可知图16的开关型电容变换器1600具有电压变换比4:1。第一开关S31至第十开关S40的切换顺序与图17所示不同时，开关型电容变换器1600可以以电压变换比2:1或3:1运转。

图20是本发明另一实现例的开关型电容变换器2000的电路图，这是在图16的开关型电容变换器1600中添加了充电共享开关SC3的电路示意图。

参照图17可知，第六节点电压VN36和第九节点电压VN39具有互补的电压状态。因此，充电共享开关SC3可以连接于第六节点N36与第九节点N39之间。即，充电共享开关SC3可以连接于第二电容C32的另一端部与第三电容C33的另一端部之间。此时，充电共享开关SC3不仅可以执行第四节点N34与第七节点N37间的充电共享功能，而且同时可以执行第六节点N36与第九节点N39间的充电共享功能。如前所述，在属于第一开关组SG1和第二开关组SG2的开关均关断的死区区间，充电共享开关SC3可以导通，这可以减小切换损耗。

根据实现例，充电共享开关SC3可以变更以便连接于第二电容C32的一端部与第三电容C33的一端部之间。可选地，充电共享开关SC3可以在第二电容C32的一端部与第三电容C33的一端部之间使用，还可以在第二电容C32的另一端部与第三电容C33的另一端部之间使用。

如前所述，在第二电容C32的一端部与第三电容C33的一端部之间和/或第二电容C32的另一端部与第三电容C33的另一端部之间，可以连接有充电共享开关SC3；但是，即使是充电共享开关SC3只针对两个中任一个使用的情形，第六节点N36与第九节点N39之间的充电共享和第四节点N34与第七节点N37之间的充电共享，也可以借助第二电容C32与第三电容C33的电压维持作用而同时实现。但是，当充电共享开关SC3配置于第二电容C32的另一端部与第三电容C33的另一端部之间时，电平相对较低，驱动电路容易实现。

充电共享开关可以为能双向开/关控制的半导体开关装置。示例性地，如图15所示，背靠背连接可以使用背栅控制MOSFET，或使用2个MOSFET。

只要未不同地提及，例如“包括”“含有”或“具有”的前述术语，意指相应构成要素可以存在，因此，应理解为不排除其他构成要素，可以追加包括其他构成要素。只要未不同地定义，包括技术或科学术语在内的所有术语具有与本发明实现例所属技术领域普通技术人员通常理解的内容相同的意义。通常使用的术语，例如词典中定义的术语，应解释为在相关技术上下文中具有与其意义一致的意义，在本说明书中只要未明确定义，不得过于或过度地解释为形式上的意义。

以上说明只不过是对本公开的技术思想进行举例，本公开所属技术领域的普通技术人员可以在不超出本公开的本质特性的范围内进行多样修订和变形。因此，本公开中公开的实现例并非用于限制本公开的技术思想，而是用于说明技术思想，本公开的技术思想的范围不由这些实现例所限制。本公开的保护范围应根据附带的权利要求书解释，与之同等范围内的所有技术思想应解释为包括于本公开的范围。

Claims (17)

1.一种开关型电容变换器，包括：

第一电路，所述第一电路包括至少一个电容和至少一个开关；及

第二电路，所述第二电路具有与所述第一电路实质上相同的构成；

其中，所述第一电路和所述第二电路的相互对应位置的对应开关彼此互补地开/关，

所述第一电路和所述第二电路的相互对应位置的对应节点中的至少一部分具有彼此互补的电压状态，

在所述对应节点中的至少一部分上配置有充电共享开关。

2.根据权利要求1所述的开关型电容变换器，其中，

对应开关彼此变换开/关状态时，存在对应开关均能关断的死区区间，在所述死区区间中，所述充电共享开关导通。

3.根据权利要求2所述的开关型电容变换器，其中，

对应节点借助在死区区间导通的所述充电共享开关而具有彼此实质上相同的电压值。

4.根据权利要求3所述的开关型电容变换器，其中，

对应开关变更开/关状态时，通过使用所述充电共享开关，开关损耗在死区区间借助具有彼此实质上相同的电压值的对应节点而减小。

5.根据权利要求1所述的开关型电容变换器，其中，

所述第一电路的开关属于在第一相位导通的第一开关组和在第二相位导通的第二开关组中任一组，

所述第二电路的开关属于与所述第一电路的对应开关组不同的开关组。

6.根据权利要求5所述的开关型电容变换器，其中，第一相位和第二相位具有实质上相同的时段，在第一相位与第二相位之间存在死区区间。

7.一种开关型电容变换器，包括：

第一电路，所述第一电路包括至少一个电容和至少一个开关；及

第二电路，所述第二电路具有与所述第一电路实质上相同的构成；

其中，所述第一电路和第二电路分别包括：

第一开关，所述第一开关具有连接于输入电压的漏极端子；

第一电容，所述第一电容具有连接于所述第一开关之源极端子的一端部；

第二开关，所述第二开关具有连接于所述第一电容之另一端部的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；

第三开关，所述第三开关具有连接于所述第一电容之另一端部的源极端子；

第四开关，所述第四开关具有连接于所述第三开关之漏极端子的漏极端子；

第五开关，所述第五开关具有连接于所述第四开关之源极端子的漏极端子；

第六开关，所述第六开关具有连接于所述第五开关之源极端子的漏极端子和连接于所述基准电位的源极端子；

第七开关，所述第七开关具有连接于所述第四开关之漏极端子的源极端子；及

第二电容，所述第二电容具有连接于所述第四开关之漏极端子的一端部和连接于所述第六开关的漏极端子的另一端部；

其中，所述第一电路的第七开关的漏极端子连接于所述第二电路的第一电容的一端部，所述第二电路的第七开关的漏极端子连接于所述第一电路的第一电容的一端部。

8.根据权利要求7所述的开关型电容变换器，其中，

所述第四开关的源极端子的连接节点和所述第五开关的漏极端子连接于输出电压。

9.根据权利要求7所述的开关型电容变换器，其中，

还包括第一充电共享开关和第二充电共享开关中至少一个，

所述第一充电共享开关连接于所述第一电路的第一电容的一端部与所述第二电路的第一电容的一端部之间，且/或连接于所述第一电路的第一电容的另一端部与所述第二电路的第一电容的另一端部之间，

所述第二充电共享开关连接于所述第一电路的第二电容的一端部与所述第二电路的第二电容的一端部之间，且/或连接于所述第一电路的第二电容的另一端部与所述第二电路的第二电容的另一端部之间。

10.根据权利要求9所述的开关型电容变换器，其中，

所述第一充电共享开关和/或所述第二充电共享开关为能双向开/关控制的半导体开关装置。

11.根据权利要求9所述的开关型电容变换器，其中，

所述第一电路的第一、第三、第五及第七开关和所述第二电路的第二、第四及第六开关属于在第一相位导通的第一开关组，所述第二电路的第一、第三、第五及第七开关和所述第一电路的第二、第四及第六开关属于在第二相位导通的第二开关组，

所述第一充电共享开关和/或所述第二充电共享开关在属于所述第一开关组和所述第二开关组的所有开关关断的死区区间导通。

12.根据权利要求11所述的开关型电容变换器，其中，

所述第一相位和所述第二相位具有实质上相同的时段，在所述第一相位与所述第二相位之间存在死区区间。

13.一种开关型电容变换器，包括：

第一开关(S31)，所述第一开关(S31)具有连接于输入电压的漏极端子；

第一电容(C31)，所述第一电容(C31)具有连接于所述第一开关的源极端子的一端部；

第二开关(S32)，所述第二开关(S32)具有连接于所述第一电容的另一端部的漏极端子和连接于基准电位的源极端子；

第三开关(S33)，所述第三开关(S33)具有连接于所述第一电容的另一端部的源极端子；

第四开关(S34)，所述第四开关(S34)具有连接于所述第三开关之漏极端子的漏极端子；

第五开关(S35)，所述第五开关(S35)具有连接于所述第四开关之源极端子的漏极端子；

第六开关(S36)，所述第六开关(S36)具有连接于所述第五开关之源极端子的漏极端子和连接于所述基准电位的源极端子；

第二电容(C32)，所述第二电容(C32)具有连接于所述第四开关之漏极端子的一端部和连接于所述第六开关之漏极端子的另一端部；

第七开关(S37)，所述第七开关(S37)具有连接于所述第一电容的一端部的漏极端子；

第三电容(C33)，所述第三电容(C33)具有连接于所述第七开关之源极端子的一端部；

第八开关(S38)，所述第八开关(S38)具有连接于所述第三电容的一端部的漏极端子；

第九开关(S39)，所述第九开关(S39)具有连接于所述第八开关之源极端子的漏极端子和连接于所述第三电容的另一端部的源极端子；及

第十开关(S40)，所述第十开关(S40)具有连接于所述第九开关之源极端子的漏极端子和连接于所述基准电位的源极端子；

其中，充电共享开关(SC3)连接于所述第二电容的一端部与所述第三电容的一端部之间，且/或连接于第二电容的另一端部与第三电容的另一端部之间。

14.根据权利要求13所述的开关型电容变换器，其中，

所述第四开关的源极端子和所述第八开关的源极端子连接于输出电压。

15.根据权利要求13所述的开关型电容变换器，其中，

所述充电共享开关为能双向开/关控制的半导体开关装置。

16.根据权利要求13所述的开关型电容变换器，其中，

第一、第三、第五、第八及第十开关属于在第一相位导通的第一开关组，第二、第四、第六、第七及第九开关属于在第二相位导通的第二开关组，

所述充电共享开关在属于所述第一开关组和所述第二开关组的所有开关关断的死区区间导通。

17.根据权利要求16所述的开关型电容变换器，其中，

所述第一相位和所述第二相位具有实质上相同的时段，在所述第一相位与所述第二相位之间存在死区区间。