KR20230092341A - 스위치 커패시터 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 높은 전압 변환비(예, 4:1)에서 고효율로 동작할 수 있고, 스위칭 손실을 줄일 수 있는 스위치 커패시터 컨버터에 관한 것이다. 본 발명의 일 측면은, 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로; 및 상기 제1 회로와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로;를 포함하되, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 스위치는 서로 상보적으로 온/오프 되고, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 노드의 적어도 일부는 서로 상보적인 전압 상태를 가지며, 상기 대응 노드의 적어도 일부에는 전하 공유 스위치가 배치되는, 스위치 커패시터 컨버터이다.

Description

스위치 커패시터 컨버터{SWITCHED-CAPACITOR CONVERTER}

본 발명은 스위치 커패시터 컨버터에 관한 것이다.

모바일용 시스템(스마트폰, 태블릿 등)의 초고속 충전을 위해 스위치 커패시터 컨버터(switched-capacitor converter)가 많이 이용되고 있다.

스위치 커패시터 컨버터는 통상 인덕터를 사용하지 않으면서 반도체 스위칭 소자(이하 간략히 '스위치'라고 함)와 커패시터가 조합된 회로로서, 스위치의 온/오프 동작을 통해 커패시터의 연결을 변경함으로써 입력전압과 출력전압의 관계를 변경하는 회로로 이해될 수 있다. 다만, 작은 사이즈의 인덕터를 포함하는 스위치 커패시터 컨버터도 일부 연구되고 있다는 점에서 스위치 커패시터 컨버터가 인덕터를 포함하지 않는 것으로 고려될 필요는 없지만, 일반적으로 스위치 커패시터 컨버터는 큰 사이즈의 인덕터를 사용하지 않음으로써 사이즈를 줄이고 고효율을 달성할 수 있다. 이러한 이유로 모바일용 시스템에서 2:1의 전압 변환비(입력 전압과 출력 전압의 비)로 동작하는 컨버터에는 스위치 커패시터 컨버터가 주로 이용되고 있다.

그러나 최근 모바일용 시스템의 소비전력이 증가하고 시스템 내부에서 전력을 소모하는 소자들(코어, 주변 회로 등)의 동작 전압은 낮아지는 경향으로 인해, 2:1을 초과하는 전압 변환비를 가지는 컨버터에 대한 요구가 증가하고 있다.

예를 들어, USB PD(USB Power Delivery)와 PPS(Programmable Power Supply)의 도입으로 2:1 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터를 사용하면서도 스마트폰 등에서 사용되는 대용량 배터리의 고속 충전이 가능하게 되었다. 즉, 저가의 표준 3A USB type-C 케이블과 2:1 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터를 사용하는 경우 6A의 배터리 충전 전류를 달성하는 것이 가능하다. 그러나 무선 충전 시스템에서는 마그네틱 코어가 고속 충전의 걸림돌로 작용하는데, 스마트폰 무선 충전에 사용되는 마그네틱 코어는 안전의 이유로 통상 1.25A 이하의 전류로 제한된다. 이 경우 2:1 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터를 사용하면 충전 전류는 2.5A 이하로 제한된다. 그러나 소비자들은 더욱 빠른 충전을 위해 더 큰 충전 전류를 요구하고 있고, 이러한 요구는 2:1을 초과하는 전압 변환비를 가지는 컨버터에 대한 요구로 이어지고 있다. 예를 들어, 4:1의 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터를 사용하는 경우, 저가의 표준 3A USB type-C 케이블을 사용하면서도 12A의 충전 전류가 가능하고, 1.25A 이하의 전류로 제한되는 마그네틱 코어를 사용하는 무선 충전 시스템에서도 5A의 충전 전류를 달성할 수 있다.

이와 같이, 2:1을 초과하는, 예시적으로 4:1의 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터에 대한 요구가 증가하고 있으나, 높은 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터는 스위치와 커패시터의 전압 스트레스 증가 및 소자 개수 증가로 인해 사이즈가 상대적으로 증가하고 효율이 감소하는 등의 문제가 있어 개선이 요구되고 있다.

예를 들어, 2:1 전압 변환비를 가지는 스위치 커패시터 컨버터 두 개를 직렬로 연결하여 4:1의 전압 변환비를 구현하는 방법이 알려져 있으나, 이 방법은 전력 처리를 두 번 한다는 점에서 전력 손실이 많다는 문제가 있다. 다른 예로서, 4:1 딕슨(Dickson) 스위치 커패시터 컨버터의 경우, 출력 전압(Vo)의 3배의 내압을 가지는 고내압 커패시터가 필요하다는 단점이 있다. 고내압 커패시터는 사이즈가 클 뿐만 아니라 실효 커패시턴스가 작고 기생 저항이 커지는 문제로 인해 사이즈 및 효율 측면에서 불리하다. 따라서 높은 전압 변환비로 동작하면서 사이즈가 작고 고효율로 동작할 수 있는 스위치 커패시터 컨버터에 대한 개발이 필요하다.

또한, 높은 전압 변환비로 동작할 때 스위치 커패시터 컨버터의 스위칭 손실을 줄일 수 있는 방법에 대한 연구도 필요하다. 스위치 커패시터 컨버터는 통상 스위칭 손실이 발생하는 하드 스위칭(hard-switching) 방식으로 동작한다. 스위칭 손실은 스위치의 온/오프 전환 시의 전압 변화량의 제곱에 비례하는데, 2:1의 전압 변환비를 가지는 경우에는 스위칭 시의 전압 변화량이 크지 않아 상대적으로 스위칭 손실이 큰 비중을 차지하지 않았으나, 전압 변환비가 3:1 또는 4:1로 증가하면 전압 변화량이 커져 스위칭 손실이 효율에 미치는 영향이 커지므로 스위칭 손실을 줄일 수 있는 방법도 요구되고 있다.

본 발명의 일 목적은, 높은 전압 변환비(예, 4:1)에서 고효율로 동작할 수 있는 스위치 커패시터 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 일 목적은, 스위칭 손실을 줄일 수 있는 스위치 커패시터 컨버터를 제공하는 것이다.

본 발명의 해결 과제는 전술한 해결 과제로 제한되지 않으며, 여기서 언급되지 않은 다양한 해결 과제들이 본 명세서에 포함될 수 있다.

본 발명의 일 측면은, 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로; 및 상기 제1 회로와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로;를 포함하되, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 스위치는 서로 상보적으로 온/오프 되고, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 노드의 적어도 일부는 서로 상보적인 전압 상태를 가지며, 상기 대응 노드의 적어도 일부에는 전하 공유 스위치가 배치되는, 스위치 커패시터 컨버터이다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 대응 스위치가 서로 온/오프 상태를 변경할 때 상기 대응 스위치가 모두 오프되는 데드 타임 구간이 존재하고, 상기 전하 공유 스위치는 상기 데드 타임 구간에서 온 될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 데드 타임 구간에서 상기 전하 공유 스위치가 온 됨에 의해 상기 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 전하 공유 스위치를 사용해 상기 데드 타임 구간에서 상기 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되도록 함으로써 상기 대응 스위치가 온/오프 상태를 변경할 때의 스위칭 손실을 줄일 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 회로의 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹과 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹 중의 어느 하나에 속하고, 상기 제2 회로의 스위치는 상기 제1 회로의 대응 스위치와 서로 다른 스위치 그룹에 속할 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 데드 타임 구간이 존재할 수 있다.

본 발명의 다른 일 측면은, 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로; 및 상기 제1 회로와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로;를 포함하되, 상기 제1 회로와 상기 제2 회로는 각각, 입력 전압에 드레인 단자가 연결되는 제1 스위치; 상기 제1 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제1 커패시터; 상기 제1 커패시터의 타단에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제2 스위치; 상기 제1 커패시터의 타단에 소스 단자가 연결되는 제3 스위치; 상기 제3 스위치의 드레인 단자에 드레인 단자가 연결되는 제4 스위치; 상기 제4 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되는 제5 스위치; 상기 제5 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제6 스위치; 상기 제4 스위치의 드레인 단자에 소스 단자가 연결되는 제7 스위치; 및 상기 제4 스위치의 드레인 단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제6 스위치의 드레인 단자에 연결되는 제2 커패시터;를 포함하되, 상기 제1 회로의 상기 제7 스위치의 드레인 단자는 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 일단에 연결되고, 상기 제2 회로의 상기 제7 스위치의 드레인 단자는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 일단에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터이다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제4 스위치의 소스 단자와 상기 제5 스위치의 드레인 단자의 접속 노드는 출력 전압에 연결될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터는 제1 전하 공유 스위치와 제2 전하 공유 스위치 중의 적어도 하나를 포함하되, 상기 제1 전하 공유 스위치는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 일단과 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 일단 사이에 연결 및/또는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 타단과 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 타단 사이에 연결되고, 상기 제2 전하 공유 스위치는 상기 제1 회로의 상기 제2 커패시터의 일단과 상기 제2 회로의 상기 제2 커패시터의 일단 사이에 연결 및/또는 상기 제1 회로의 상기 제2 커패시터의 타단과 상기 제2 회로의 상기 제2 커패시터의 타단 사이에 연결될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 전하 공유 스위치 및/또는 상기 제2 전하 공유 스위치는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자일 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 회로의 상기 제1, 3, 5, 7 스위치와 상기 제2 회로의 상기 제2, 4, 6 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹에 속하고 상기 제2 회로의 상기 제1, 3, 5, 7 스위치와 상기 제1 회로의 상기 제2, 4, 6 스위치는 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹에 속하며, 상기 제1 전하 공유 스위치 및/또는 상기 제2 전하 공유 스위치는 상기 제1 스위치 그룹과 상기 제2 스위치 그룹에 속한 스위치가 모두 오프된 데드 타임 구간에서 온 될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 상기 데드 타임 구간이 존재할 수 있다.

본 발명의 또 다른 일 측면은, 입력 전압에 드레인 단자가 연결되는 제1 스위치(S31); 상기 제1 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제1 커패시터(C31); 상기 제1 커패시터의 타단에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제2 스위치(S32); 상기 제1 커패시터의 타단에 소스 단자가 연결되는 제3 스위치(S33); 상기 제3 스위치의 드레인 단자에 드레인 단자가 연결되는 제4 스위치(S34); 상기 제4 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되는 제5 스위치(S35); 상기 제5 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제6 스위치(S36); 상기 제4 스위치의 드레인 단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제6 스위치의 드레인 단자에 연결되는 제2 커패시터(C32); 상기 제1 커패시터의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제7 스위치(S37); 상기 제7 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제3 커패시터(C33); 상기 제3 커패시터의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제8 스위치(S38); 상기 제8 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 상기 제3 커패시터의 타단에 연결되는 제9 스위치(S39); 및 상기 제9 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제10 스위치(S40);를 포함하되, 상기 제2 커패시터의 일단과 상기 제3 커패시터의 일단 사이 및/또는 상기 제2 커패시터의 타단과 상기 제3 커패시터의 타단 사이에는 전하 공유 스위치(SC3)가 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터이다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제4 스위치의 소스 단자와 상기 제8 스위치의 소스 단자는 출력 전압에 연결될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 전하 공유 스위치는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자일 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1, 3, 5, 8, 10 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹에 속하고 상기 제2, 4, 6, 7, 9 스위치는 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹에 속하며, 상기 전하 공유 스위치는 상기 제1 스위치 그룹과 상기 제2 스위치 그룹에 속한 스위치가 모두 오프된 데드 타임 구간에서 온 될 수 있다.

상기 스위치 커패시터 컨버터에 있어서, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 상기 데드 타임 구간이 존재할 수 있다.

본 발명에 의하면 2:1을 초과하는 높은 전압 변환비(예, 4:1)에서 고효율로 동작할 수 있는 스위치 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다.

또한, 본 발명에 의하면 스위칭 손실을 줄일 수 있는 스위치 커패시터 컨버터를 제공할 수 있다.

본 발명의 효과는 전술한 효과로 제한되지 않으며, 여기서 언급되지 않은 다양한 효과들이 본 명세서에 포함될 수 있다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터를 설명하는 블록도이다.
도 2는 도 1의 실시예가 적용된 스위치 커패시터 컨버터의 회로도 예시이다.
도 3은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 4는 도 2의 스위치 커패시터 컨버터의 스위치 온/오프 동작을 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 5와 도 6은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터의 제1 상태(phase 1)를 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 7과 도 8은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터의 제2 상태(phase 2)를 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 9는 도 2의 스위치 커패시터 컨버터의 스위칭 손실을 설명하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터를 설명하는 블록도이다.
도 11은 도 10의 실시예가 적용된 스위치 커패시터 컨버터의 회로도 예시이다.
도 12는 도 11의 스위치 커패시터 컨버터의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 13은 도 11의 스위치 커패시터 컨버터의 스위치 온/오프 동작을 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 14는 도 11의 스위치 커패시터 컨버터의 전하 공유 스위치가 스위칭 손실을 줄이는 원리를 설명하는 도면이다.
도 15는 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)에 사용될 수 있는 양방향 온/오프 제어가 가능한 스위치를 예시한다.
도 16은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터의 회로도 예시이다.
도 17은 도 16의 스위치 커패시터 컨버터의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 18은 도 16의 스위치 커패시터 컨버터의 제1 상태(phase 1)를 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 19는 도 16의 스위치 커패시터 컨버터의 제2 상태(phase 2)를 예시적으로 설명하는 도면이다.
도 20은 본 발명의 다른 일 실시예로서 도 16의 스위치 커패시터 컨버터에 전하 공유 스위치가 부가된 회로도 예시이다.

이하, 본 발명의 일부 실시예들을 예시적인 도면을 통해 상세하게 설명한다. 각 도면의 구성요소들에 참조부호를 부가함에 있어서, 동일한 구성요소들에 대해서는 비록 다른 도면상에 표시되더라도 가능한 한 동일한 부호를 가지도록 하고 있음에 유의해야 한다. 또한, 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 구성 또는 기능에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명은 생략한다.

또한, 본 발명의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다. 어떤 구성 요소가 다른 구성요소에 "연결", "결합" 또는 "접속"된다고 기재된 경우, 그 구성 요소는 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되거나 또는 접속될 수 있지만, 각 구성 요소 사이에 또 다른 구성 요소가 "연결", "결합" 또는 "접속"될 수도 있다고 이해되어야 할 것이다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터(100)를 설명하는 블록도이다.

스위치 커패시터 컨버터(100)는 제1 회로(110)와 제2 회로(120)를 포함할 수 있다. 스위치 커패시터 컨버터(100)는 전원으로부터 입력 단자를 통해 입력 전압(Vin)을 제공받고 전압을 변환한 후 출력 단자를 통해 부하(load)로 출력 전압(Vo)을 제공할 수 있다. 본 실시예의 스위치 커패시터 컨버터(100)는 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo)의 비가 2:1, 3:1 또는 4:1 중의 어느 하나에서 선택적으로 동작할 수 있다.

스위치 커패시터 컨버터(100)는 예시적으로 모바일용 시스템(스마트폰, 태블릿 등)의 초고속 충전을 위해 사용될 수 있다. 스위치 커패시터 컨버터(100)는 통상 인덕터를 사용하지 않으면서 반도체 스위칭 소자(이하 간략히 '스위치'라고 함)와 커패시터가 조합된 회로로서, 스위치의 온/오프 동작을 통해 커패시터의 연결을 변경함으로써 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vin)의 관계를 변경할 수 있다. 다만, 실시예에 따라 스위치 커패시터 컨버터(100)는 작은 사이즈의 인덕터를 포함할 수 있다.

제1 회로(110)는 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함할 수 있다. 제2 회로(120)는 제1 회로(110)와 실질적으로 동일한 회로로 구성될 수 있다. 이 경우, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 스위치는 서로 상보적으로 온/오프 될 수 있다. 또한, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 노드의 적어도 일부는 서로 상보적인 전압 상태를 가질 수 있다.

여기서, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 스위치는, 서로 실질적으로 동일한 회로로 구성된 제1 회로(110)와 제2 회로(120)에서 서로 동일한 위치에 배치된 2개의 스위치를 의미한다. 예를 들어, 도 2에서 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11)와 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21)는 서로 대응 스위치로 이해될 수 있다. 이 때, 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11)가 온(ON) 일 때 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21)는 오프(OFF) 되고, 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11)가 오프(OFF) 일 때 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21)는 온(ON) 되는 방식으로 동작할 수 있는데, 이러한 동작에 대해 대응 스위치가 서로 상보적으로 온/오프 된다고 표현할 수 있다.

제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 노드는, 서로 실질적으로 동일한 회로로 구성된 제1 회로(110)와 제2 회로(120)에서 서로 동일한 위치의 2개의 노드를 의미한다. 예를 들어, 도 2에서 제1 회로(110)의 제2 노드(N12)와 제2 회로(120)의 제2 노드(N22)는 서로 대응 노드로 이해될 수 있다. 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 노드의 적어도 일부는 서로 상보적인 전압 상태를 가질 수 있는데, 이에 대해서는 아래에서 상세히 설명하기로 한다.

제1 회로(110)와 제2 회로(120)는 상호 간의 전기적인 연결을 위한 연결 배선(130)을 필요에 따라 포함할 수 있다. 도 1에는 연결 배선(130)이 하나만 도시되어 있으나, 연결 배선(130)은 필요에 따라 복수 개가 사용되거나 또는 사용되지 않을 수 있다.

도 2는 도 1의 실시예가 적용된 스위치 커패시터 컨버터(200)의 회로도 예시이다.

스위치 커패시터 컨버터(200)는 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로(110)와 제1 회로(110)와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로(120)을 포함할 수 있다.

제1 회로(110)는 제1 스위치(S11), 제2 스위치(S12), 제3 스위치(S13), 제4 스위치(S14), 제5 스위치(S15), 제6 스위치(S16), 제7 스위치(S17), 제1 커패시터(C11) 및 제2 커패시터(C12)를 포함할 수 있다. 그 외에도 전압 안정화 커패시터, 필터 등의 부가적인 소자들이 더 포함될 수 있음은 자명하지만, 회로의 기본 동작은 제1 스위치(S11) 내지 제7 스위치(S17), 제1 커패시터(C11) 및 제2 커패시터(C12)에 의해 결정되므로 이들 소자를 중심으로 설명하기로 한다.

제1 회로(110)의 제1 스위치(S11)의 드레인 단자는 제1 노드(N11)를 통해 입력 전압(Vin)에 연결될 수 있다.

제1 커패시터(C11)의 일단(도면에서 위쪽 단자)은 제2 노드(N12)를 통해 제1 스위치(S11)의 소스 단자에 연결될 수 있다.

제2 스위치(S12)의 드레인 단자는 제3 노드(N13)를 통해 제1 커패시터(C11)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)에 연결되고 제2 스위치(S12)의 소스 단자는 기준전위(GND)에 연결될 수 있다.

제3 스위치(S13)의 소스 단자는 제3 노드(N13)를 통해 제1 커패시터(C11)의 타단에 연결될 수 있다.

제4 스위치(S14)의 드레인 단자는 제4 노드(N14)를 통해 제3 스위치(S13)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제5 스위치(S15)의 드레인 단자는 제5 노드(N15)를 통해 제4 스위치(S14)의 소스 단자에 연결될 수 있다.

제6 스위치(S16)의 드레인 단자는 제6 노드(N16)를 통해 제5 스위치(S15)의 소스 단자에 연결되고 제6 스위치(S16)의 소스 단자는 기준전위(GND)에 연결될 수 있다.

제7 스위치(S17)의 소스 단자는 제4 노드(N14)를 통해 제4 스위치(S14)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제2 커패시터(C12)의 일단(도면에서 위쪽 단자)은 제4 노드(N14)를 통해 제4 스위치(S14)의 드레인 단자에 연결되고, 제2 커패시터(C12)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)은 제6 노드(N16)를 통해 제6 스위치(S16)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제4 스위치(S14)의 소스 단자와 제5 스위치(S15)의 드레인 단자의 접속 노드(N15)는 출력 전압(Vo)에 연결될 수 있다.

제2 회로(120)는 제1 회로(110)와 실질적으로 동일한 회로로 구성될 수 있다. 제2 회로(120)는 제1 스위치(S21), 제2 스위치(S22), 제3 스위치(S23), 제4 스위치(S24), 제5 스위치(S25), 제6 스위치(S26), 제7 스위치(S27), 제1 커패시터(C21) 및 제2 커패시터(C22)를 포함할 수 있다. 그 외에도 전압 안정화 커패시터, 필터 등의 부가적인 소자들이 더 포함될 수 있음은 자명하다.

제2 회로(120)의 제1 스위치(S21)의 드레인 단자는 제1 노드(N21)를 통해 입력 전압(Vin)에 연결될 수 있다.

제1 커패시터(C21)의 일단(도면에서 위쪽 단자)은 제2 노드(N22)를 통해 제1 스위치(S21)의 소스 단자에 연결될 수 있다.

제2 스위치(S22)의 드레인 단자는 제3 노드(N23)를 통해 제1 커패시터(C21)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)에 연결되고 제2 스위치(S22)의 소스 단자는 기준전위(GND)에 연결될 수 있다.

제3 스위치(S23)의 소스 단자는 제3 노드(N23)를 통해 제1 커패시터(C21)의 타단에 연결될 수 있다.

제4 스위치(S24)의 드레인 단자는 제4 노드(N24)를 통해 제3 스위치(S23)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제5 스위치(S25)의 드레인 단자는 제5 노드(N25)를 통해 제4 스위치(S24)의 소스 단자에 연결될 수 있다.

제6 스위치(S26)의 드레인 단자는 제6 노드(N26)를 통해 제5 스위치(S25)의 소스 단자에 연결되고 제6 스위치(S26)의 소스 단자는 기준전위(GND)에 연결될 수 있다.

제7 스위치(S27)의 소스 단자는 제4 노드(N24)를 통해 제4 스위치(S24)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제2 커패시터(C22)의 일단(도면에서 위쪽 단자)은 제4 노드(N24)를 통해 제4 스위치(S24)의 드레인 단자에 연결되고 제2 커패시터(C22)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)은 제6 노드(N26)를 통해 제6 스위치(S26)의 드레인 단자에 연결될 수 있다.

제4 스위치(S24)의 소스 단자와 제5 스위치(S25)의 드레인 단자의 접속 노드(N25)는 출력 전압(Vo)에 연결될 수 있다.

제1 회로(110)의 제7 스위치(S17)의 드레인 단자는 제2 회로(120)의 제2 노드(N22)를 통해 제1 커패시터(C21)의 일단에 연결되고, 제2 회로(120)의 제7 스위치(S27)의 드레인 단자는 제1 회로(110)의 제2 노드(N12)를 통해 제1 커패시터(C11)의 일단에 연결될 수 있다.

스위치 커패시터 컨버터(200)에 사용되는 스위치는 온/오프 제어 기능이 있는 반도체 스위칭 소자가 사용될 수 있다. 도 2에는 스위치에 MOSFET이 사용되는 것으로 예시되어 있으나, MOSFET 이외에도 IGBT, MCT, BJT 등의 공지의 반도체 스위칭 소자가 사용될 수 있다.

도 3은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)가 4:1의 전압 변환비로 동작하는 경우의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이고, 도 4는 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 스위치의 온/오프 시퀀스(sequence)를 예시적으로 설명하는 도면이다.

도 2 내지 도 4를 참조하면, 스위치 커패시터 컨버터(200)는 제1 상태(phase 1), 데드 타임(dead time, DT), 제2 상태(phase 2), 데드 타임(DT)을 반복하는 형태로 동작할 수 있다.

도 4에 예시된 바와 같이, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 스위치는 각각 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2) 중의 어느 하나에 속할 수 있다. 동일한 스위치 그룹에 속한 스위치들은 온/오프 동작을 동일하게 수행할 수 있다.

예시적으로, 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11), 제3 스위치(S13), 제5 스위치(S15), 제7 스위치(S17), 제2 회로(120)의 제2 스위치(S22), 제4 스위치(S24), 제6 스위치(S26)는 제1 스위치 그룹(SG1)에 속하고, 제1 회로(110)의 제2 스위치(S12), 제4 스위치(S14), 제6 스위치(S16), 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21), 제3 스위치(S23), 제5 스위치(S25), 제7 스위치(S27)는 제2 스위치 그룹(SG2)에 속할 수 있다.

제1 스위치 그룹(SG1)은 제1 상태(phase 1)에서 온 되고 제2 상태(phase 2)에서 오프 될 수 있고, 제2 스위치 그룹(SG2)은 제1 스위치 그룹(SG1)과는 반대로 제1 상태(phase 1)에서 오프 되고 제2 상태(phase 2)에서 온 될 수 있다. 데드 타임(DT) 구간에서는 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2)이 모두 오프 될 수 있다.

제1 회로(110)의 스위치는 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2) 중의 어느 하나에 속하고, 제2 회로(120)의 스위치는 제1 회로(110)의 대응 스위치와 서로 다른 스위치 그룹에 속하는 것으로 이해될 수 있다. 예를 들어, 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11)와 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21)는 서로 대응 스위치로서 서로 다른 스위치 그룹에 속할 수 있다. 이 경우, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 대응 스위치는 서로 상보적으로 온/오프 될 수 있다.

제1 상태(phase 1)는 제1 스위치 그룹(SG1)이 온 되고, 제2 스위치 그룹(SG2)이 오프 되는 구간이고, 제2 상태(phase 2)는 제1 스위치 그룹(SG1)이 오프 되고, 제2 스위치 그룹(SG2)이 온 되는 구간일 수 있다. 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가질 수 있다. 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2) 사이에는 데드 타임(DT) 구간이 존재할 수 있다.

도 3에는 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)에서의 제1 회로(110)의 제2 노드 전압(VN12), 제3 노드 전압(VN13), 제4 노드 전압(VN14), 제6 노드 전압(VN16) 및 제2 회로(120)의 제2 노드 전압(VN22), 제3 노드 전압(VN23), 제4 노드 전압(VN24), 제6 노드 전압(VN26)이 예시되어 있다.

제1 회로(110)의 제2 노드 전압(VN12), 제3 노드 전압(VN13), 제4 노드 전압(VN14), 제6 노드 전압(VN16)은 각각 제1 상태(phase)에서 상대적으로 고전압 상태가 되고 제2 상태(phase 2)에서 상대적으로 저전압 상태가 될 수 있다. 반대로, 제2 회로(120)의 제2 노드 전압(VN22), 제3 노드 전압(VN23), 제4 노드 전압(VN24), 제6 노드 전압(VN26)은 각각 제1 상태(phase)에서 상대적으로 저전압 상태가 되고 제2 상태(phase 2)에서 상대적으로 고전압 상태가 될 수 있다. 여기서, 상대적인 고전압 상태 또는 상대적인 저전압 상태라고 함은 동일 노드에 대해 제1 상태(phase 1)에서의 전압과 제2 상태(phase 2)에서의 전압을 비교할 때 상대적으로 전압이 높은지 또는 낮은지를 의미하는 것으로 이해될 수 있다.

이와 같이, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 노드(VN12와 VN22, VN13와 VN23, VN14와 VN24, VN16와 VN26)는 서로 상보적인 전압 상태를 가질 수 있다. 여기서 대응 노드가 서로 상보적인 전압 상태를 가진다는 것은, 일 노드(예, VN12)가 상대적인 고전압 상태일 때 타 노드(예, VN22)는 상대적인 저전압 상태를 가지고, 일 노드(예, VN12)가 상대적인 저전압 상태일 때 타 노드(예, VN22)는 상대적인 고전압 상태를 가지면서, 두 노드(예, VN12와 VN22)의 고전압 상태의 전압 크기가 서로 실질적으로 동일하고 두 노드(예, VN12와 VN22)의 저전압 상태의 전압 크기가 서로 실질적으로 동일한 것을 의미한다.

다만, 제1 회로(110)의 제1 노드(N11)와 제2 회로(120)의 제1 노드(N21)는 입력 전압(Vin)에 동일하게 연결되어 있으므로 서로 상보적인 전압 상태를 가지지 않는다. 또한, 제1 회로(110)의 제5 노드(N15)와 제2 회로(120)의 제5 노드(N25)는 출력 전압(Vo)에 동일하게 연결되어 있으므로 서로 상보적인 전압 상태를 가지지 않는다. 이와 같이, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 서로 대응되는 위치의 대응 노드 모두가 서로 상보적인 전압 상태를 가져야 하는 것은 아니라는 점이 이해되어야 할 것이다.

도 3 및 도 4에 예시된 바와 같이, 데드 타임(DT) 구간에서는 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 모든 스위치가 오프 될 수 있다. 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2) 사이를 전환할 때 각 스위치의 온/오프 타이밍의 오차로 인해 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2)에 속한 스위치들이 동시에 온 되는 경우 단락(short)이 발생할 수 있으므로, 이를 방지하기 위해 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 모든 스위치들이 오프 되는 데드 타임(DT) 구간을 설정할 수 있다.

도 5와 도 6은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 제1 상태(phase 1)를 예시적으로 설명하는 도면이다.

제1 상태(phase 1)에서 제1 스위치 그룹(SG1)에 속하는, 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11), 제3 스위치(S13), 제5 스위치(S15), 제7 스위치(S17), 제2 회로(120)의 제2 스위치(S22), 제4 스위치(S24), 제6 스위치(S26)가 온 되고, 제2 스위치 그룹(SG2)에 속하는 제1 회로(110)의 제2 스위치(S12), 제4 스위치(S14), 제6 스위치(S16), 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21), 제3 스위치(S23), 제5 스위치(S25), 제7 스위치(S27)는 오프 될 수 있다. 도 5는 이 경우의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 연결 상태를 예시적으로 도시하고 있다.

도 5의 스위치의 연결 상태를 고려하여 스위치는 도시하지 않고 커패시터들의 연결 관계를 간략히 도시하면 도 6과 같이 나타낼 수 있다. 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)와 제2 커패시터(C12)가 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo) 사이에 순서대로 직렬로 연결되고(여기서, 출력 전압(Vo)에는 출력단 커패시터(Co)가 있는 것으로 도시하고 있고, 출력단 커패시터(Co)는 대부분의 응용에서 사용된다), 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)는 출력단 커패시터(Co)에 병렬로 연결되며, 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)와 제2 커패시터(C12)의 접속 노드에 연결된 상태가 될 수 있다.

도 6을 참조하면, 제1 상태(phase 1)에서의 전압들의 관계식은 아래 수학식 1 내지 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 1]

Vin = V11 + V12 + Vo

[수학식 2]

Vo = V22

[수학식 3]

V12 + Vo = V21

다음으로, 도 7과 도 8은 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 제2 상태(phase 2)를 예시적으로 설명하는 도면이다.

제2 상태(phase 2)에서 제1 스위치 그룹(SG1)에 속하는 제1 회로(110)의 제1 스위치(S11), 제3 스위치(S13), 제5 스위치(S15), 제7 스위치(S17), 제2 회로(120)의 제2 스위치(S22), 제4 스위치(S24), 제6 스위치(S26)가 오프 되고, 제2 스위치 그룹(SG2)에 속하는 제1 회로(110)의 제2 스위치(S12), 제4 스위치(S14), 제6 스위치(S16), 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21), 제3 스위치(S23), 제5 스위치(S25), 제7 스위치(S27)는 온 될 수 있다. 도 7은 이 경우의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 연결 상태를 예시적으로 도시하고 있다.

도 7의 스위치 연결 상태를 고려하여, 커패시터들의 연결 관계를 간략히 도시하면 도 8과 같이 나타낼 수 있다. 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)와 제2 커패시터(C22)가 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo) 사이에 순서대로 직렬로 연결되고, 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)는 출력단 커패시터(Co)에 병렬로 연결되며, 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)는 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)와 제2 커패시터(C22)의 접속 노드에 연결된 상태가 될 수 있다.

도 8을 참조하면, 제2 상태(phase 2)에서의 전압들의 관계식은 아래 수학식 4 내지 수학식 6과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 4]

Vin = V21 + V22 + Vo

[수학식 5]

Vo = V12

[수학식 6]

V22 + Vo = V11

수학식 1 내지 수학식 6을 풀면, 수학식 7 내지 수학식 9와 같이 각 커패시터의 전압, 및 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo)의 관계를 구할 수 있다.

[수학식 7]

V11 = V21 = 2·Vo

[수학식 8]

V12 = V22 = Vo

[수학식 9]

Vin = 4·Vo

이와 같이, 본 실시예의 스위치 커패시터 컨버터(200)는 입력 전압(Vin)이 출력 전압(Vo)의 네 배가 되는, 즉 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo)의 비가 4:1이 되도록 동작할 수 있으면서도 커패시터의 내압이 Vo의 두 배를 넘지 않을 수 있다. 즉, 고내압(예, Vo의 세 배 또는 네 배)의 커패시터를 사용하지 않으면서도 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있으므로 사이즈와 효율에서 우수한 성능을 나타낼 수 있다.

본 실시예의 스위치 커패시터 컨버터(200)가 도 3 내지 도 8에 예시된 방법으로 동작할 경우 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있지만, 스위치들의 온/오프 시퀀스를 변경할 경우 스위치 커패시터 컨버터(200)는 2:1 또는 3:1의 전압 변환비로도 동작할 수 있다.

도 9는 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 스위칭 손실을 설명하는 도면이다.

도 3을 참조하면, 각 노드 전압(VN12, VN22, VN13, VN23, VN14, VN24, VN16, VN26)은 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)에서 두 개의 전압값 사이를 스위칭 하게 된다(VN16와 VN26의 경우 0 ↔ Vo, VN14와 VN24의 경우 Vo ↔ 2Vo, VN13와 VN23의 경우 0 ↔ 2Vo, VN12와 VN22의 경우 2Vo ↔ 4Vo). 이와 같이 노드 전압이 두 전압값 사이를 스위칭할 때 스위칭 손실이 발생할 수 있다.

도 9는 스위칭 손실을 예시적으로 설명하기 위한 도면으로서, V1은 제1 상태(phase 1)에서의 전압값이고 V2는 제2 상태(phase 2)에서의 전압값으로 이해될 수 있다. 즉, 어떤 노드의 전압이 V1과 V2 사이를 스위칭 하는 경우를 예시하고 있다.

스위치들의 온/오프 상태 변화로 인해 노드 전압이 V1에서 V2로 급격히 변화할 때(901), 수학식 10과 같이 전압 변화량(V2 - V1)의 제곱에 비례하는 에너지 손실이 발생할 수 있다.

[수학식 10]

여기서, C는 해당 노드에 연결된 등가적인 커패시턴스로 이해될 수 있다. 등가 커패시턴스에는 의도적으로 부가된 커패시터 소자 및/또는 기생 커패시턴스 등이 영향을 줄 수 있다.

스위치들의 온/오프 상태 변화로 인해 노드 전압이 V2에서 V1으로 반대로 급격히 변화하는 경우(902)에도 V1에서 V2로 급격히 변화하는 경우(901)와 동일한 양의 에너지 손실이 발생할 수 있다. 따라서 도 9에 예시된 두 번의 스위칭(901 및 902)으로 인한 스위칭 손실은 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 11]

기존의 모바일 시스템에서는 스위치 커패시터 컨버터가 2:1의 전압 변환비로 동작하는 경우에 주로 사용되고 있고, 이 경우 스위칭 시의 노드의 전압 변화가 0과 Vo 사이에서 발생하므로(즉, 전압 변화량이 Vo), 스위칭 손실이 크게 문제되지는 않았다. 그러나 4:1의 전압 변환비로 동작하는 경우 도 3에 예시된 바와 같이 스위칭 시의 전압 변화량이 Vo의 두 배인 노드들이 많아지고 이러한 노드들에서는 네 배의 스위칭 손실이 발생할 수 있으므로(스위칭 손실이 전압 변화량의 제곱에 비례하므로), 스위칭 손실의 영향이 증가할 수 있다. 따라서 스위칭 손실을 줄일 수 있는 대책이 필요하다.

다만, 도 2에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(200)가 그 자체로 스위칭 손실이 많이 발생하는 회로라는 의미는 아님이 이해되어야 할 것이다. 도 2에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(200)는 앞서 설명한 바와 같이 고내압(Vo의 3배 또는 4배)의 커패시터가 필요하지 않은 회로로서 스위칭 시에 2Vo의 전압 변화량이 발생할 뿐, 3Vo 또는 4Vo의 전압 변화량(스위칭 손실은 9배 또는 16배 증가)이 발생하지 않는다는 점에서 고내압 커패시터를 사용해야 하는 회로에 비해서는 스위칭 손실도 상대적으로 적게 발생하는 회로이지만, 전압 변환비의 증가에 수반되어 스위칭 손실의 비중이 증가할 것이므로 추가적인 대책이 마련되는 것이 바람직하다는 취지로 이해될 수 있다.

이와 같이, 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)는 고내압의 커패시터를 사용하지 않으면서도 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다는 점에서 큰 장점을 가지고 있다. 다만, 전압 변환비의 증가로 인해 수반되는 스위칭 손실의 증가에 대한 충분한 해결책은 제시하지 못한다는 점에서 개선의 여지가 있다. 아래에서는 도 2의 스위치 커패시터 컨버터(200)의 장점을 살리면서 스위칭 손실도 줄일 수 있는 실시예를 설명한다.

도 10은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터(1000)를 설명하는 블록도이다.

도 10의 스위치 커패시터 컨버터(1000)는 도 1의 스위치 커패시터 컨버터(100)에 비해 전하 공유 스위치(SC)를 포함하는 점에서 차이가 있다. 따라서 아래에서 설명할 바와 배치되지 않는 한, 도 1의 스위치 커패시터 컨버터(100)에 대한 설명은 도 10의 스위치 커패시터 컨버터(1000)에도 적용될 수 있다.

전하 공유 스위치(SC)는 제1 회로(110)와 제2 회로(120)에서 서로 동일한 위치의 노드인 대응 노드 사이에 배치될 수 있다. 전하 공유 스위치(SC)는 데드 타임(DT) 구간에서 온 되어 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되도록 할 수 있다.

즉, 앞서 도 3 및 도 4를 참조하여 설명한 바와 같이, 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 대응 스위치가 서로 온/오프 상태를 변경할 때 대응 스위치가 모두 오프 되는 데드 타임(DT) 구간이 존재하고, 전하 공유 스위치(SC)는 데드 타임(DT) 구간에서 온 될 수 있다. 데드 타임(DT) 구간에서 전하 공유 스위치(SC)가 온 됨에 의해 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압 상태가 되도록 할 수 있다. 이와 같이, 전하 공유 스위치(SC)를 사용해 데드 타임(DT) 구간에서 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압이 되도록 함으로써 대응 스위치가 온/오프 상태를 변경할 때의 스위칭 손실을 줄일 수 있다. 전하 공유 스위치(SC)가 스위칭 손실을 줄이는 원리에 대해서는 아래에서 상세히 설명하기로 한다.

도 11은 도 10의 실시예가 적용된 스위치 커패시터 컨버터(1100)의 회로도 예시이다.

도 11에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(1100)는 도 2에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(200)에 비해 제1 전하 공유 스위치(SC1)와 제2 전하 공유 스위치(SC2)를 더 포함하는 점에서 차이가 있다. 따라서 아래에서 설명할 바와 배치되지 않는 한, 도 2를 참조한 설명은 도 11에도 적용될 수 있다.

제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 타단(도면에서 아래쪽 단자) 사이에 연결될 수 있다. 즉, 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23) 사이에 연결될 수 있다. 여기서, 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)는 서로 대응 노드로 이해될 수 있다.

제1 전하 공유 스위치(SC1)는 데드 타임(DT) 구간에서 온 되어 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)를 연결(예, 단락 또는 작은 임피던스를 통한 연결 등)시켜 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되도록 할 수 있다(즉, 전하 공유 기능을 수행할 수 있다). 이 경우 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)와 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 전압 유지 작용에 의해 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제2 노드(N12)와 제2 회로(120)의 제2 노드(N22) 사이의 전하 공유 기능도 수행하게 된다.

실시예에 따라, 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 일단(도면에서 위쪽 단자)과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 일단(도면에서 위쪽 단자) 사이에 연결될 수도 있다. 즉, 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제2 노드(N12)와 제2 회로(120)의 제2 노드(N22) 사이에 연결될 수도 있다. 이 경우에도 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)와 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 전압 유지 작용에 의해 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제2 노드(N12)와 제2 회로(120)의 제2 노드(N22) 사이의 전하 공유 및 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23) 사이의 전하 공유를 동시에 수행할 수 있다.

실시예에 따라, 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 일단과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 일단 사이 및 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 타단과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 타단 사이에 함께 사용될 수도 있다. 즉, 두 개의 제1 전하 공유 스위치(SC1)가 사용될 수 있다.

이와 같이, 제1 전하 공유 스위치(SC1)는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 일단과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 일단 사이에 연결 및/또는 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 타단과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 타단 사이에 연결될 수 있다. 다만, 도 11에 예시된 바와 같이 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)의 타단과 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)의 타단 사이에 제1 전하 공유 스위치(SC1)가 사용되는 경우 전압 레벨이 상대적으로 낮고 구동 회로를 구현하기가 쉬운 장점이 있다.

제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 타단(도면에서 아래쪽 단자)과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 타단(도면에서 아래쪽 단자) 사이에 연결될 수 있다. 즉, 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제6 노드(N16)와 제2 회로(120)의 제6 노드(N26) 사이에 연결될 수 있다. 여기서, 제1 회로(110)의 제6 노드(N16)와 제2 회로(120)의 제6 노드(N26)는 서로 대응 노드로 이해될 수 있다.

제2 전하 공유 스위치(SC2)는 데드 타임(DT) 구간에서 온 되어 제1 회로(110)의 제6 노드(N16)와 제2 회로(120)의 제6 노드(N26)를 연결(예, 단락 또는 작은 임피던스를 통한 연결 등)시켜 제1 회로(110)의 제6 노드(N16)와 제2 회로(120)의 제6 노드(N26)가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되도록 할 수 있다(즉, 전하 공유 기능을 수행할 수 있다). 이 경우 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)와 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 전압 유지 작용에 의해 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제4 노드(N14)와 제2 회로(120)의 제4 노드(N24) 사이의 전하 공유 기능도 수행하게 된다.

실시예에 따라, 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 일단(도면에서 위쪽 단자)과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 일단(도면에서 위쪽 단자) 사이에 연결될 수도 있다. 즉, 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제4 노드(N14)와 제2 회로(120)의 제4 노드(N24) 사이에 연결될 수도 있다. 이 경우에도 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)와 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 전압 유지 작용에 의해 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제4 노드(N14)와 제2 회로(120)의 제4 노드(N24) 사이의 전하 공유 및 제1 회로(110)의 제6 노드(N16)와 제2 회로(120)의 제6 노드(N26) 사이의 전하 공유 기능을 동시에 수행할 수 있다.

실시예에 따라, 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 일단과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 일단 사이 및 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 타단과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 타단 사이에 함께 사용될 수도 있다. 즉, 두 개의 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 사용될 수 있다.

이와 같이, 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 일단과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 일단 사이에 연결 및/또는 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 타단과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 타단 사이에 연결될 수 있다. 다만, 제1 회로(110)의 제2 커패시터(C12)의 타단과 제2 회로(120)의 제2 커패시터(C22)의 타단 사이에 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 배치되는 경우 전압 레벨이 상대적으로 낮고 구동 회로를 구현하기가 쉬운 장점이 있다.

도 11에는 제1 전하 공유 스위치(SC1)와 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 모두 사용되는 것으로 예시되어 있으나, 제1 전하 공유 스위치(SC1)와 제2 전하 공유 스위치(SC2) 중의 어느 하나는 사용되지 않을 수 있다. 즉, 제1 전하 공유 스위치(SC1)와 제2 전하 공유 스위치(SC2) 중의 적어도 하나가 사용될 수도 있다.

제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 데드 타임(DT) 구간에서 대응 노드의 전압값이 서로 실질적으로 동일하게 되도록 함으로써 스위칭 손실을 줄일 수 있다.

제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자일 수 있다. 도 11에는 제1 전하 공유 스위치(SC1)와 제2 전하 공유 스위치(SC2)에 MOSFET이 사용되는 것으로 예시되어 있으나, 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)에는 MOSFET 이외에도 양방향 온/오프 제어가 가능한 공지의 반도체 스위칭 소자가 사용될 수 있다. 예를 들어, 도 15에 예시된 바와 같이, 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)에는 백-게이트 제어 MOSFET(back-gate control MOSFET)이 사용되거나 또는 2개의 MOSFET이 백-투-백(back-to-back)으로 연결되어 사용될 수 있다.

도 12는 도 11의 스위치 커패시터 컨버터(1100)의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이다.

도 12에 예시된 동작 파형은 도 3에 예시된 동작 파형에 비해 데드 타임(DT) 구간에서 각 노드의 전압이 제1 상태(phase 1)에서의 전압값과 제2 상태(phase 2)에서의 전압값의 범위 내의 전압값(예, 평균값)으로 변화한다는 점에서 차이가 있다. 그 이유는 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 데드 타임(DT) 구간에서 온 되어 대응 노드의 전압값을 서로 실질적으로 동일하게 만들기 때문이다. 예를 들어, 제1 전하 공유 스위치(SC1)가 데드 타임(DT) 구간에서 온 되면 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)가 서로 연결되므로 제1 회로(110)의 제3 노드 전압(VN13)과 제2 회로(120)의 제3 노드 전압(VN23)이 서로 실질적으로 동일하게 된다. 또한, 제1 회로(110)의 제1 커패시터(C11)와 제2 회로(120)의 제1 커패시터(C21)는 서로 실질적으로 동일한 전압(2·Vo)을 유지하므로(수학식 7 참조), 제1 전하 공유 스위치(SC1)가 온 됨으로 인해 제1 회로(110)의 제2 노드 전압(VN12)과 제2 회로(120)의 제2 노드 전압(VN22)도 서로 실질적으로 동일하게 된다. 동일한 원리로, 데드 타임(DT) 구간에서 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 온 됨으로 인해 제1 회로(110)의 제4 노드 전압(VN14)과 제2 회로(120)의 제4 노드 전압(VN24)이 서로 실질적으로 동일하게 되고, 제1 회로(110)의 제6 노드 전압(VN16)과 제2 회로(120)의 제6 노드 전압(VN26)이 서로 실질적으로 동일하게 된다.

여기서, 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)에 의해 데드 타임(DT) 구간에서 각 노드가 고전압과 저전압의 범위 내의 어떤 전압값을 가지는지는 서로 연결되는 두 노드의 커패시턴스에 영향을 받을 수 있다. 예를 들어, 제1 전하 공유 스위치(SC1)가 온 되어 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)가 서로 연결(예, 단락)될 때, 제1 회로(110)의 제3 노드(N13)의 커패시턴스와 제2 회로(120)의 제3 노드(N23)의 커패시턴스가 서로 동일하다면 두 노드 전압의 평균값을 가지게 되지만, 두 노드의 커패시턴스가 서로 다른 경우 두 노드의 커패시턴스의 크기에 따라 결정되는 전압값이 형성될 수 있다. 도 12에서는 대응 노드의 커패시턴스가 서로 동일하다고 가정하고 있고, 그 결과 데드 타임(DT) 구간에서의 전압값이 두 노드 전압의 평균값으로 예시되고 있다.

이와 같이, 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 데드 타임(DT) 구간에서만 동작하여 스위칭 손실을 줄이는 역할을 하므로, 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)에서의 동작에는 실질적인 영향을 주지 않는다. 따라서 전압 변환비 등 스위치 커패시터 컨버터(1100)의 기본 동작에 미치는 실질적인 영향은 없는 것으로 고려될 수 있다.

도 13은 도 11의 스위치 커패시터 컨버터(1100)의 스위치들의 온/오프 동작을 예시적으로 설명하는 도면이다.

도 13을 참조하면 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2)에 속한 스위치들의 스위칭 시퀀스는 도 4를 참조하여 설명한 바와 동일하다. 따라서 아래에서 설명할 바와 배치되지 않는 한, 도 4를 참조한 설명은 도 13에도 적용될 수 있다.

즉, 제1 회로(110)의 제1, 3, 5, 7 스위치(S11, S13, S15, S17)와 제2 회로(120)의 제2, 4, 6 스위치(S22, S24, S26)는 제1 상태(phase 1)에서 온 되는 제1 스위치 그룹(SG1)에 속하고 제2 회로(120)의 제1, 3, 5, 7 스위치(S21, S23, S25, S27)와 제1 회로(110)의 제2, 4, 6 스위치(S12, S14, S16)는 제2 상태(phase 2)에서 온 되는 제2 스위치 그룹(SG2)에 속하며, 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)는 제1 회로(110)와 제2 회로(120)의 스위치가 모두 오프 된 데드 타임(DT) 구간에서 온 될 수 있다.

제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 1) 사이에는 데드 타임(DT) 구간이 존재할 수 있다.

스위치 커패시터 컨버터(1100)가 도 13에 예시된 스위칭 시퀀스로 동작할 경우, 도 4를 참조하여 설명한 바와 같이 스위치 커패시터 컨버터(1100)는 4:1의 전압 변환비로 동작할 수 있다.

도 14는 도 11의 스위치 커패시터 컨버터(1100)의 전하 공유 스위치(SC1 및/또는 SC2)가 스위칭 손실을 줄이는 원리를 설명하는 도면이다.

앞서 설명한 바와 같이, 데드 타임(DT) 구간에서 제1 전하 공유 스위치(SC1) 및/또는 제2 전하 공유 스위치(SC2)가 온 되면 각 노드의 전압은 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2) 사이의 전압값(중간 전압, VM)으로 변화할 수 있다. 도 14에서는 설명의 편의를 위해 대응 노드의 커패시턴스가 서로 동일하다고 가정하고 데드 타임(DT) 구간에서 중간 전압(VM)이 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 평균값이 되는 것으로 예시하고 있으나, 중간 전압(VM)이 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 평균이 되지 않더라도 그 정도에 차이가 있을 뿐 전하 공유 스위치는 스위칭 손실을 줄일 수 있다.

도 14를 참조하면, 제1 상태(phase 1)에서 제2 상태(phase 2)로 전환할 때 제1 변화(1401)와 제2 변화(1402)가 발생하고, 제2 상태(phase 2)에서 제1 상태(phase 1)로 전환할 때 제3 변화(1403)와 제4 변화(1404)가 발생할 수 있다.

먼저, 제1 변화(1401)와 제3 변화(1403)에 대해 살펴보면, 제1 변화(1401)는 해당 노드(전압 V1)가 대응 노드(전압 V2)로부터 전하를 제공받고 충전되어 전압이 중간 전압(VM)으로 상승하는 변화이고, 제3 변화(1403)는 반대로 해당 노드(전압 V2)가 대응 노드(전압 V1)로 전하를 제공하면서 일부 방전되어 전압이 중간 전압(VM)으로 하강하는 변화로서, 제1 변화(1401)와 제3 변화(1403)는 전하 공유 스위치에 의한 전하 공유 과정이다.

제1 변화(1401)에 의해 해당 노드에 충전되는 에너지, 즉 에너지 변화량 ΔE(1401)는 전압이 VM인 상태에서의 에너지와 전압이 V1인 상태에서의 에너지의 차이에 해당하므로 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 12]

여기서, C는 해당 노드의 등가 커패시턴스로 이해될 수 있다.

또한, 제3 변화(1403)에 의해 해당 노드에서 방전되는 에너지, 즉 에너지 변화량 ΔE(1403)는 전압이 V2인 상태에서의 에너지와 전압이 VM인 상태에서의 에너지의 차이에 해당하므로 수학식 13과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 13]

제1 변화(1401)와 제3 변화(1403)에 의해 발생하는 손실(전하 공유 손실)은 제3 변화(1403)에 의한 에너지 변화량 ΔE(1403)에서 제1 변화(1401)에 의한 에너지 변화량 ΔE(1401)을 뺀 값이 되므로(즉, 전압이 높은 노드가 제공한 에너지와 전압이 낮은 대응 노드가 축적한 에너지의 차이), 식을 정리하면 수학식 14와 같이 표현될 수 있다. 수학식 14의 유도에는 중간 전압(VM)이 제1 전압(V1)과 제2 전압(V2)의 평균값이라는 가정이 적용되었다.

[수학식 14]

여기서, 수학식 14로 표현된 손실은 전하 공유 스위치를 통한 전하 공유에 의해 발생하는 손실이므로 전하 공유 손실(Charge Sharing loss)이라고 언급될 수 있을 것이다.

다음으로, 제2 변화(1402)와 제4 변화(1404)는 도 9를 참조하여 설명한 바와 같이 스위칭 손실이 발생하는 하드-스위칭(hard-switching) 현상으로서 전압이 급격하게 변하는 상황이다. 다만, 도 14에서는 전하 공유 스위치(SC1 및/또는 SC2)에 의해 노드 전압이 중간 전압(VM)으로 변한 이후에 급격한 전압 변화(1402, 1404)가 발생하므로 급격하게 변하는 전압 변화량이 절반으로 줄어든 점에서 도 9의 예시와는 차이가 있다. 따라서 제2 변화(1402)와 제4 변화(1404)에 의한 스위칭 손실은 수학식 15 및 수학식 16과 같이 나타낼 수 있다.

[수학식 15]

[수학식 16]

제2 변화(1402)는 턴-온(turn-on)에 의한 손실로 이해될 수 있고 제4 변화(1404)는 턴-오프(turn-off)에 의한 손실로 이해될 수 있으므로, 제2 변화(1402)와 제4 변화(1404)에 의한 손실의 합을 턴온 및 턴오프 손실(Turn On & Off loss)로 표현할 수 있다. VM이 V1과 V2의 평균값이라고 가정하고 턴온 및 턴오프 손실(Turn On & Off loss)을 계산하면 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 17]

도 14에 예시된 제1 변화(1401) 내지 제4 변화(1404)에 의한 전체 손실(Switching loss)은 수학식 14와 수학식 17의 합이므로 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.

[수학식 18]

전하 공유 스위치를 사용하지 않는 도 2의 실시예의 경우 도 9를 참조하여 설명한 바와 같이 수학식 11의 스위칭 손실이 발생함에 반해, 전하 공유 스위치를 사용하는 경우 수학식 18의 스위칭 손실이 발생하는 바, 전하 공유 스위치를 사용하는 경우 스위칭 손실이 절반으로 줄어들 수 있다.

그 이유를 요약하면, 전압 변화량의 제곱에 비례하는 손실이 발생하는 제2 변화(1402)와 제4 변화(1404)가 발생하기 전에 전하 공유 스위치(SC1, SC2)가 온 되어 노드 전압을 중간 전압(VM)으로 변화시켜 줌으로써 제2 변화(1402)와 제4 변화(1404)에서의 전압 변화량을 감소시킨 영향으로 이해될 수 있다.

이와 같이, 도 11에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(1100)는 고내압의 커패시터를 사용하지 않으면서도 4:1의 전압 변환비를 구현할 수 있다는 장점을 그대로 유지하면서, 전압 변환비의 증가로 인해 수반되는 스위칭 손실의 증가도 억제할 수 있다는 장점도 가진다.

도 16은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터(1600)의 회로도 예시이다.

도 16의 스위치 커패시터 컨버터(1600)는 도 2에 예시된 스위치 커패시터 컨버터(200)에서 제1 회로(110)의 제7 스위치(S17), 제2 회로(120)의 제1 스위치(S21), 제1 커패시터(C21), 제2 스위치(S22) 및 제3 스위치(S23)가 제거된 상태로 이해될 수 있다.

구체적으로, 스위치 커패시터 컨버터(1600)는, 입력 전압(Vin)에 드레인 단자가 연결되는 제1 스위치(S31), 제1 스위치(S31)의 소스 단자에 일단이 연결되는 제1 커패시터(C31), 제1 커패시터(C31)의 타단에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제2 스위치(S32), 제1 커패시터(C31)의 타단에 소스 단자가 연결되는 제3 스위치(S33), 제3 스위치(S33)의 드레인 단자에 드레인 단자가 연결되는 제4 스위치(S34), 제4 스위치(S34)의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되는 제5 스위치(S35), 제5 스위치(S35)의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제6 스위치(S36), 제4 스위치(S34)의 드레인 단자에 일단이 연결되고 타단은 제6 스위치(S36)의 드레인 단자에 연결되는 제2 커패시터(C32), 제1 커패시터(C31)의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제7 스위치(S37), 제7 스위치(S37)의 소스 단자에 일단이 연결되는 제3 커패시터(C33), 제3 커패시터(C33)의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제8 스위치(S38), 제8 스위치(S38)의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 제3 커패시터(C33)의 타단에 연결되는 제9 스위치(S39), 및 제9 스위치(S39)의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제10 스위치(S40)를 포함할 수 있다.

여기서, 제4 스위치(S34)의 소스 단자와 제8 스위치(S38)의 소스 단자는 출력 전압(Vo)에 연결될 수 있다.

이와 같이 구성된 스위치 커패시터 컨버터(1600)는 2:1, 3:1 및 4:1의 전압 변환비 중에서 선택적으로 동작할 수 있는데, 아래에서는 4:1의 전압 변환비로 동작하는 경우에 대해 예시적으로 설명한다.

도 17은 도 16의 스위치 커패시터 컨버터(1600)의 동작 파형을 예시적으로 설명하는 도면이다.

일 실시예로서, 제1, 3, 5, 8, 10 스위치(S31, S33, S35, S38, S40)는 제1 상태(phase 1)에서 온 되는 제1 스위치 그룹(SG1)에 속하고 제2, 4, 6, 7, 9 스위치(S32, S34, S36, S37, S39)는 제2 상태(phase 2)에서 온 되는 제2 스위치 그룹(SG2)에 속할 수 있다. 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2) 사이에는 데드 타임 구간(DT)이 존재할 수 있다.

도 18은 도 16의 스위치 커패시터 컨버터(1600)의 제1 상태(phase 1)를 예시적으로 설명하는 도면이다. 도 18을 참조하면, 제1 커패시터(C31)와 제2 커패시터(C32)는 입력 전압(Vin)과 출력 전압(Vo) 사이에서 순서대로 직렬로 연결되고, 제3 커패시터(C33)는 출력 전압(Vo)에 병렬로 연결될 수 있다.

도 19는 도 16의 스위치 커패시터 컨버터의 제2 상태(phase 2)를 예시적으로 설명하는 도면이다. 도 19를 참조하면, 제1 커패시터(C31)의 일단은 제3 커패시터(C33)의 일단에 연결되고, 제1 커패시터(C31)의 타단은 기준전위(GND)에 연결되며, 제2 커패시터(C32)는 출력 전압(Vo)에 병렬로 연결되고, 제3 커패시터(C33)의 타단은 출력 전압(Vo)에 연결될 수 있다.

제1 상태(phase 1)와 제2 상태(phase 2)에서 각각 도 18과 도 19에 예시된 바와 같은 연결 관계를 가지는 경우에 대해, 앞서 도 6 및 도 8을 참조하여 설명한 방식으로 전압 변환비를 구해 보면, 도 16의 스위치 커패시터 컨버터(1600)는 4:1의 전압 변환비를 가진다는 것을 알 수 있다. 제1 스위치(S31) 내지 제10 스위치(S40)의 스위칭 시퀀스를 도 17에 예시된 바와 다르게 할 경우 스위치 커패시터 컨버터(1600)는 2:1 또는 3:1의 전압 변환비로도 동작할 수 있다.

도 20은 본 발명의 다른 일 실시예에 따른 스위치 커패시터 컨버터(2000) 회로로서 도 16의 스위치 커패시터 컨버터(1600)에 전하 공유 스위치(SC3)가 부가된 회로도 예시이다.

도 17을 참조하면, 제6 노드 전압(VN36)과 제9 노드 전압(VN39)은 서로 상보적인 전압 상태를 가진다는 것을 알 수 있다. 따라서 제6 노드(N36)와 제9 노드(N39) 사이에 전하 공유 스위치(SC3)를 연결할 수 있다. 즉, 제2 커패시터(C32)의 타단과 제3 커패시터(C33)의 타단 사이에는 전하 공유 스위치(SC3)가 연결될 수 있다. 이 경우, 전하 공유 스위치(SC3)는 제6 노드(N36)와 제9 노드(N39) 사이의 전하 공유 뿐만 아니라 제4 노드(N34)와 제7 노드(N37) 사이의 전하 공유 기능을 동시에 수행할 수 있다. 전술한 바와 같이, 전하 공유 스위치(SC3)는 제1 스위치 그룹(SG1)과 제2 스위치 그룹(SG2)에 속한 스위치가 모두 오프된 데드 타임 구간에서 온 됨으로써 스위칭 손실을 줄일 수 있다.

실시예에 따라, 전하 공유 스위치(SC3)는 제2 커패시터(C32)의 일단과 제3 커패시터(C33)의 일단 사이에 연결되도록 변경될 수 있다. 또는 전하 공유 스위치(SC3)는 제2 커패시터(C32)의 일단과 제3 커패시터(C33)의 일단 사이 및 제2 커패시터(C32)의 타단과 제3 커패시터(C33)의 타단 사이에 함께 사용될 수 있다.

이와 같이, 제2 커패시터(C32)의 일단과 제3 커패시터(C33)의 일단 사이 및/또는 제2 커패시터(C32)의 타단과 제3 커패시터(C33)의 타단 사이에는 전하 공유 스위치(SC3)가 연결될 수 있는데, 둘 중의 어느 하나에만 전하 공유 스위치(SC3)가 사용되더라도 제2 커패시터(C32)와 제3 커패시터(C33)의 전압 유지 작용에 의해 제6 노드(N36)와 제9 노드(N39) 사이의 전하 공유 및 제4 노드(N34)와 제7 노드(N37) 사이의 전하 공유가 동시에 이루어질 수 있다. 다만, 제2 커패시터(C32)의 타단과 제3 커패시터(C33)의 타단 사이에 전하 공유 스위치(SC3)가 배치되는 경우 전압 레벨이 상대적으로 낮고 구동 회로를 구현하기가 쉬운 장점이 있다.

전하 공유 스위치는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자일 수 있다. 예시적으로, 도 15에 예시된 바와 같이, 백-게이트 제어 MOSFET(back-gate control MOSFET)이 사용되거나 또는 2개의 MOSFET이 백-투-백(back-to-back)으로 연결되어 사용될 수 있다.

이상에서 기재된 "포함하다", "구성하다" 또는 "가지다" 등의 용어는, 특별히 반대되는 기재가 없는 한, 해당 구성 요소가 내재될 수 있음을 의미하는 것이므로, 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다. 기술적이거나 과학적인 용어를 포함한 모든 용어들은, 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 사전에 정의된 용어와 같이 일반적으로 사용되는 용어들은 관련 기술의 문맥 상의 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.

이상의 설명은 본 발명의 기술 사상을 예시적으로 설명한 것에 불과한 것으로서, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 다양한 수정 및 변형이 가능할 것이다. 따라서, 본 발명에 개시된 실시예들은 본 발명의 기술 사상을 한정하기 위한 것이 아니라 설명하기 위한 것이고, 이러한 실시예에 의하여 본 발명의 기술 사상의 범위가 한정되는 것은 아니다. 본 발명의 보호 범위는 아래의 청구범위에 의하여 해석되어야 하며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 기술 사상은 본 발명의 권리범위에 포함되는 것으로 해석되어야 할 것이다.

Claims (17)

1. 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로; 및
   상기 제1 회로와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로;를 포함하되,
   상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 스위치는 서로 상보적으로 온/오프 되고,
   상기 제1 회로와 상기 제2 회로의 서로 대응되는 위치의 대응 노드의 적어도 일부는 서로 상보적인 전압 상태를 가지며,
   상기 대응 노드의 적어도 일부에는 전하 공유 스위치가 배치되는, 스위치 커패시터 컨버터.
2. 청구항 1에 있어서,
   상기 대응 스위치가 서로 온/오프 상태를 변경할 때 상기 대응 스위치가 모두 오프되는 데드 타임 구간이 존재하고, 상기 전하 공유 스위치는 상기 데드 타임 구간에서 온 되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
3. 청구항 2에 있어서,
   상기 데드 타임 구간에서 상기 전하 공유 스위치가 온 됨에 의해 상기 대응 노드는 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
4. 청구항 3에 있어서,
   상기 전하 공유 스위치를 사용해 상기 데드 타임 구간에서 상기 대응 노드가 서로 실질적으로 동일한 전압값이 되도록 함으로써 상기 대응 스위치가 온/오프 상태를 변경할 때의 스위칭 손실을 줄이는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
5. 청구항 1에 있어서,
   상기 제1 회로의 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹과 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹 중의 어느 하나에 속하고,
   상기 제2 회로의 스위치는 상기 제1 회로의 대응 스위치와 서로 다른 스위치 그룹에 속하는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
6. 청구항 5에 있어서,
   상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 데드 타임 구간이 존재하는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
   
7. 적어도 하나의 커패시터와 적어도 하나의 스위치를 포함하는 제1 회로; 및
   상기 제1 회로와 실질적으로 동일한 회로로 구성되는 제2 회로;를 포함하되,
   상기 제1 회로와 상기 제2 회로는 각각,
   입력 전압에 드레인 단자가 연결되는 제1 스위치;
   상기 제1 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제1 커패시터;
   상기 제1 커패시터의 타단에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제2 스위치;
   상기 제1 커패시터의 타단에 소스 단자가 연결되는 제3 스위치;
   상기 제3 스위치의 드레인 단자에 드레인 단자가 연결되는 제4 스위치;
   상기 제4 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되는 제5 스위치;
   상기 제5 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제6 스위치;
   상기 제4 스위치의 드레인 단자에 소스 단자가 연결되는 제7 스위치; 및
   상기 제4 스위치의 드레인 단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제6 스위치의 드레인 단자에 연결되는 제2 커패시터;를 포함하되,
   상기 제1 회로의 상기 제7 스위치의 드레인 단자는 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 일단에 연결되고, 상기 제2 회로의 상기 제7 스위치의 드레인 단자는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 일단에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
8. 청구항 7에 있어서,
   상기 제4 스위치의 소스 단자와 상기 제5 스위치의 드레인 단자의 접속 노드는 출력 전압에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
9. 청구항 7에 있어서,
   상기 스위치 커패시터 컨버터는 제1 전하 공유 스위치와 제2 전하 공유 스위치 중의 적어도 하나를 포함하되,
   상기 제1 전하 공유 스위치는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 일단과 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 일단 사이에 연결 및/또는 상기 제1 회로의 상기 제1 커패시터의 타단과 상기 제2 회로의 상기 제1 커패시터의 타단 사이에 연결되고,
   상기 제2 전하 공유 스위치는 상기 제1 회로의 상기 제2 커패시터의 일단과 상기 제2 회로의 상기 제2 커패시터의 일단 사이에 연결 및/또는 상기 제1 회로의 상기 제2 커패시터의 타단과 상기 제2 회로의 상기 제2 커패시터의 타단 사이에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
10. 청구항 9에 있어서,
    상기 제1 전하 공유 스위치 및/또는 상기 제2 전하 공유 스위치는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자인 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
11. 청구항 9에 있어서,
    상기 제1 회로의 상기 제1, 3, 5, 7 스위치와 상기 제2 회로의 상기 제2, 4, 6 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹에 속하고 상기 제2 회로의 상기 제1, 3, 5, 7 스위치와 상기 제1 회로의 상기 제2, 4, 6 스위치는 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹에 속하며,
    상기 제1 전하 공유 스위치 및/또는 상기 제2 전하 공유 스위치는 상기 제1 스위치 그룹과 상기 제2 스위치 그룹에 속한 스위치가 모두 오프된 데드 타임 구간에서 온 되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 상기 데드 타임 구간이 존재하는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
    
13. 입력 전압에 드레인 단자가 연결되는 제1 스위치(S31);
    상기 제1 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제1 커패시터(C31);
    상기 제1 커패시터의 타단에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제2 스위치(S32);
    상기 제1 커패시터의 타단에 소스 단자가 연결되는 제3 스위치(S33);
    상기 제3 스위치의 드레인 단자에 드레인 단자가 연결되는 제4 스위치(S34);
    상기 제4 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되는 제5 스위치(S35);
    상기 제5 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제6 스위치(S36);
    상기 제4 스위치의 드레인 단자에 일단이 연결되고 타단은 상기 제6 스위치의 드레인 단자에 연결되는 제2 커패시터(C32);
    상기 제1 커패시터의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제7 스위치(S37);
    상기 제7 스위치의 소스 단자에 일단이 연결되는 제3 커패시터(C33);
    상기 제3 커패시터의 일단에 드레인 단자가 연결되는 제8 스위치(S38);
    상기 제8 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 상기 제3 커패시터의 타단에 연결되는 제9 스위치(S39); 및
    상기 제9 스위치의 소스 단자에 드레인 단자가 연결되고 소스 단자는 기준전위에 연결되는 제10 스위치(S40);를 포함하되,
    상기 제2 커패시터의 일단과 상기 제3 커패시터의 일단 사이 및/또는 상기 제2 커패시터의 타단과 상기 제3 커패시터의 타단 사이에는 전하 공유 스위치(SC3)가 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
14. 청구항 13에 있어서,
    상기 제4 스위치의 소스 단자와 상기 제8 스위치의 소스 단자는 출력 전압에 연결되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
15. 청구항 13에 있어서,
    상기 전하 공유 스위치는 양방향 온/오프 제어가 가능한 반도체 스위칭 소자인 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
16. 청구항 13에 있어서,
    상기 제1, 3, 5, 8, 10 스위치는 제1 상태에서 온 되는 제1 스위치 그룹에 속하고 상기 제2, 4, 6, 7, 9 스위치는 제2 상태에서 온 되는 제2 스위치 그룹에 속하며,
    상기 전하 공유 스위치는 상기 제1 스위치 그룹과 상기 제2 스위치 그룹에 속한 스위치가 모두 오프된 데드 타임 구간에서 온 되는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.
17. 청구항 16에 있어서,
    상기 제1 상태와 상기 제2 상태는 서로 실질적으로 동일한 시간 길이를 가지고, 상기 제1 상태와 상기 제2 상태 사이에는 상기 데드 타임 구간이 존재하는 것을 특징으로 하는 스위치 커패시터 컨버터.

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