CN115776229A - 一种可重构两级dcdc电源转换器及其电压转换比调整方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可重构DCDC电压转换器及其电压转换比调整方法，该电压转换器包括输入源、第一级功率变换部分和第二级功率变换部分；其中第一级功率变换部分和第二级功率变换部分均包含一个级数为N的开关电容模块，可根据需求对转压比进行重构；通过改变第一级功率变换部分或第二级功率变换部分内部的开关管控制方式来调整电压转换器整体的转换比。并以负载电流大小为依据，负载电流较大时，调整第一级功率变换部分的电压转换比；负载电流较小时，调整第二级功率变换部分的电压转换比。本发明可根据输入输出电压及输出负载灵活拓展，并能降低开关管损耗，提高效率，适用于高效率、宽电压转换比的DCDC电压转换应用。

Description

一种可重构两级DCDC电源转换器及其电压转换比调整方法

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，具体涉及一种可重构两级DCDC电源转换器及其电压转换比调整方法。

背景技术

近年来随着技术发展，可穿戴设备与物联网技术越来越多地成为人们生活中不可或缺地部分，以开关变换器为电源装置的电子设备在人类社会中占据了越来越重要的地位。而对于电池供电或USB供电的便携式智能设备来说，高效率、宽电压转换比的DCDC电压转换器至关重要。

使用电容作为储能元件的开关电容DC-DC转换器相比电感型DC-DC转换器可以提供更好的功率密度,更小的体积,因此在诸如便携式电子设备等低功率或面积受限的应用中更具吸引力,为保证设备可以长时间地稳定运行,提高开关电容转换器芯片的系统效率成为现在的研究热点之一。现有的技术中通常采用Dickson混合拓扑结构设计，或是采用不具有可重构性的两级级联的连接方式实现高效高转压比的电源电压转换。这种开关电容转换器具有高电压转换比的优势，但其代价是降低了输出电压范围，通常只能实现固定的电压转换比。当所需要的输入或输出电压变化，可能无法得到有效的输出电压；通常的两级级联结构或电感型的DCDC转换器可以实现较宽的输出范围，但其局限性在于转换效率受负载电流影响较大，无法保证在全负载电流范围内具有较高的电压转换效率。

发明内容

鉴于上述，为解决现有技术中两级结构无法兼顾效率和良好的输入输出电压范围的问题，在保证高转换效率的同时提升输入输出电压范围，本发明提供了一种可重构的级联型DCDC电压转换器。该电压转换器为两级级联结构，同时可根据负载和输入输出电压值调整其中一级的电压转换比，转换效率高，适用于高转压比且宽范围输入输出范围场合下的电源应用。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

本发明提供了一种可重构DCDC电压转换器，其包括：输入源、第一级功率变换部分和第二级功率变换部分，输入源与第一级功率变换部分输入端相连，第一级功率变换部分输出端与第二级功率变换部分输入端相连，第二级功率变换部分输出端与负载相连；

所述第一级功率变换部分和第二级功率变换部分内部均包含N个开关电容模块，N-1个过渡管，一个谐振电感，一个输出电容；

所述开关电容模块包括5个端口、4个开关管、一个储能电容，每个开关电容模块内部连接方式为：第一开关管的漏极和开关电容模块第一端口相连，第一开关管的源极、第二开关管的漏极、开关电容模块的第四端口以及储能电容上极板共连，第三开关管的源极与第二端口连，第三开关管的漏极、储能电容的下极板、第四开关管的源极以及开关电容模块的第五端口共连，第二开关管的源极、第四开关管的源极以及开关电容模块的第三端口共连；

所述第一级功率变换部分和第二级功率变换部分的内部连接方式相同，均为：所有开关电容模块的第一端口与输入端口共连，所有开关电容模块的第三端口与谐振电感一端相连，所有开关电容模块的第二端口、输出电容下极板与地共连，第一开关电容模块的第五端口与第一过渡管的漏极相连，第二开关电容模块的第四端口与第一过渡管的源极相连，第j开关电容模块的第五端口与第j过渡管漏极相连，第j+1开关电容模块第四端口与第j过渡管源极相连，谐振电感的另一端、输出电容上极板以及功率变换部分输出端共连，其中，j为整数，且1≤j≤N-1。

进一步的，所述储能电容周期性地存储电能输送至其所在的功率变换部分的输出端。

进一步的，所述的过渡管和开关管均为开关型功率管。

进一步的，第一级功率变换部分所用的开关管和过渡管均为功率半导体器件，且功率半导体器件的耐压值高于最大输入电压。

进一步的，第二级功率变换部分所用的开关管和过渡管均为功率半导体器件，且功率半导体器件的耐压值高于第一级功率变换部分的最大输出电压。

本发明还提供了一种上述的电压转换器的电压转换比调整方法；

在一个开关周期内，根据电压转换器的输出负载电流大小，通过调整第一级功率变换部分和第二级功率变换部分的内部开关型功率管的控制信号来调整电压转换比；

其中，选择第一级功率级变换部分输出端与第二级功率变换部分输入端之间的中间电流作为判断依据，负载电流大于中间电流时，选择调整第一级功率转换部分内部的开关管控制信号来调整电压转换比；

负载电流小于中间电流时，选择调整第二级功率转换部分内部的开关管控制信号来调整电压转换比。

本发明技术通过改变第一级功率变换部分或第二级功率变换部分内部的开关管控制方式来调整电压转换器的转换比。并根据负载电流大小，以第一功率变换部分输出端和第二功率变换部分之间的中间级电流作为判断标准，负载电流较大时，调整第一级功率变换部分的电压转换比；负载电流较小时，调整第二级功率变换部分的电压转换比。达到实现宽电压转换比且降低损耗、提升效率的目的。

附图说明

图1为本发明第一实施例的可重构两级电压转换器的系统连接示意图；

图2为本发明第一实施例的两级电压转换器的功率变换部分实现第一种电压转换比的电路拓扑图；

图3为本发明第一实施例的实现第一种电压转换比的工作波形图；

图4为本发明第一实施例发明第一实施例的两级电压转换器的功率变换部分实现第二种电压转换比的电路拓扑图；

图5为本发明第一实施例的实现第二种电压转换比的工作波形图；

图6为本发明第一实施例发明第一实施例的两级电压转换器的功率变换部分实现第三种电压转换比的电路拓扑图；

图7为本发明第一实施例的实现第三种电压转换比的工作波形图；

图8为本发明一实例的可重构两级直流-直流电压转换器的系统电路图。

具体实施方式

为更明显的体现本发明的上述特征及优点，下面将基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。本发明中各个实施方式的技术特征，在没有相互冲突的前提下，均可进行相应组合。

除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。

在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

图1为本发明一实施例的可重构两级直流-直流电压转换器的连接图，其包括输入源、第一级功率变换部分、第二级功率变换部分。输入源与第一级功率变换部分相连，负载与第二级功率变换部分相连。

图2为本发明一实施例的基于开关电容的第一级功率变换部分和第二级功率变换部分内部电路拓扑示意图，包含两个开关电容模块、一个过渡管Q5、一个电感和一个输出电容。其中第一开关电容模块包括开关管Q1、Q2、Q3、Q4和储能电容C1，第二开关电容模块包括开关管Q6、Q7、Q8、Q9和储能电容C2。开关管Q1、Q4、Q6、Q9由信号G1控制，开关管Q2、Q3、Q7、Q8由信号G2控制，过渡管Q5一直处于断开状态，可以实现输入输出为2：1的电压转换比。

图3为本发明一实施例功率变换部分实现第一种电压转换比的工作波形图。如图3所示，控制信号G1为高电平时，开关管Q1、Q4、Q6、Q9导通，开关管Q2、Q3、Q7、Q8关断，过渡管Q5关断，此时输入电压VIN给储能电容C1和C2充电，C1、C2两端电压上升；经过死区时间Td后，控制信号G2为高电平时，开关管Q2、Q3、Q7、Q8导通，开关管Q1、Q4、Q6、Q9关断，过渡管Q5关断，此时储能电容C1、C2放电，C1、C2两端电压下降。控制信号G1和G2高电平时间均为二分之一周期，储能电容C1、C2两端电压值均在VIN的二分之一左右，从输出端得到的电压VOUT为输入电压VIN的二分之一。

图4为本发明一实施例电路拓扑实现另一种电压转换比的电路示意图。开关管Q1、Q4、Q6、Q9由信号G1控制，开关管Q2、Q8以及过渡管Q5由信号G2控制，开关管Q3、Q7一直处于断开状态，可以实现输入输出为3：2的电压转换比。

图5为本发明一实施例功率变换部分实现第二种电压转换比的工作波形图。如图5所示，控制信号G1为高电平时，开关管Q1、Q4、Q6、Q9导通，开关管Q2、Q3、Q7、Q8关断，过渡管Q5关断，此时输入电压VIN给储能元件C1和C2充电，C1、C2两端电压上升；经过死区时间Td后，控制信号G2为高电平时，开关管Q2、Q8导通，过渡管Q5导通，开关管Q1、Q3、Q4、Q6、Q7、Q9关断，此时储能电容C1、C2放电，C1、C2两端电压下降。控制信号G1的高电平时间为周期Ts的三分之二，控制信号G2的高电平时间为周期Ts的三分之一，储能电容C1、C2两端的电压值均在VIN的三分之一左右。

图6为本发明一实施例电路拓扑实现第三种电压转换比的电路示意图。开关管Q1、Q9以及过渡管Q5由信号G1控制，开关管Q2、Q3、Q7、Q8由信号G2控制，开关管Q4、Q6一直处于断开状态，可以实现输入输出为3：1的电压转换比。

图7为本发明一实施例功率变换部分实现第三种电压转换比的工作波形图。如图7所示，控制信号G1为高电平时，开关管Q1、Q9导通，过渡管Q5导通，开关管Q2、Q3、Q7、Q8、Q4、Q6关断，此时输入电压VIN给储能电容C1和C2充电，C1、C2两端电压上升；经过死区时间Td后，控制信号G2为高电平时，开关管Q2、Q3、Q7、Q8导通，开关管Q1、Q9、Q4、Q6关断，过渡管Q5关断，此时储能电容C1、C2放电，C1、C2两端电压下降。控制信号G1的高电平时间为周期Ts的三分之一，控制信号G2的高电平时间为周期Ts的三分之二，储能电容C1、C2两端的电压值均在VIN的三分之一左右。

图8为本发明一实例的可重构两级直流-直流电压转换器的系统电路拓扑图，其包括输入源、第一级功率变换部分、第二级功率变换部分和从输出负载。根据上述电路拓扑及工作波形图可以看出，第一级和功率变换部分和第二级功率变换部分均能实现1/2、1/3、2/3的电压转换比。

下面将结合具体实施例，通过理论分析来说明本发明的优势。以图8中实施例为例，第一级功率变换部分与输入源相连，需要较高的耐压，但作为中间级输出的电流较小；第二功率变换部分与输出负载相连，流过开关管的电流等于负载电流。稳态工作时，第一级功率变换部分和第二级功率变换部分的电压转换比均为2/3，总的电压转换比为第一级和第二级的电压转换比相乘，为4/9。当输入电压变大，或输出电压减小，需要提高DCDC电压转换器的电压转换比。对于功率变换部分内部电路拓扑来说，当电压转换比由2/3变为1/2或1/3，转压比增大时，可能会使导通时晶体管损耗增大，增加内部电路损耗，导致电压转换效率下降，损耗大小取决于负载电流。

此时需要根据负载情况选择调整第一级或第二级功率变换部分的电压转换比来得到合适的输入输出比：选择第一级功率级变换部分输出端与第二级功率变换部分输入端之间的中间电流作为判断依据，负载电流大于中间电流时，由于第二级功率变换部分中的电流等于负载电流，增大第二级的电压转换比会增加更多损耗，降低转换效率，因此选择对第一级功率变换部分进行重构，增大第一级功率变换部分的电压转换比来提升总体电压转换比得到同时得到更高得到电压转换效率；负载电流小于中间电流时，对第二级功率变换部分进行重构，获得所需的电压转换比。传统方案中，通常的两级结构只能提供固定电压转换比，或是只能对其中一级进行重构，因此本发明在能够在适用于宽输入输出电压范围应用的同时兼顾较高的电压转换效率。

从图8所示的具体实施例可以看出，第一级和第二级变换功率部分中的电路以及开关电容模块完全相同，因此仅需设计单个模块的参数，即可完成整个功率部分的设计，而且针对不同的输入电压等级，仅需调整模块数目即可，无需重新设计模块参数。

以上实例具体地示出和描述了本发明的示例性实施，上述实施例仅用于说明本发明的技术方案，以便于本技术领域的普通技术人员理解和应用本发明，本发明不限于这里所描述的详细结构、设置方法或实现方式。应说明的是，熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，或者把本发明部分或者全部技术特征做等同替换，或把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动，对本发明的修改、改进或者技术特征的等同替换都应该在本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种可重构DCDC电压转换器，其特征在于包括：输入源、第一级功率变换部分和第二级功率变换部分，输入源与第一级功率变换部分输入端相连，第一级功率变换部分输出端与第二级功率变换部分输入端相连，第二级功率变换部分输出端与负载相连；

所述第一级功率变换部分和第二级功率变换部分内部均包含N个开关电容模块，N-1个过渡管，一个谐振电感，一个输出电容；

所述开关电容模块包括5个端口、4个开关管、一个储能电容，每个开关电容模块内部连接方式为：第一开关管的漏极和开关电容模块第一端口相连，第一开关管的源极、第二开关管的漏极、开关电容模块的第四端口以及储能电容上极板共连，第三开关管的源极与第二端口连，第三开关管的漏极、储能电容的下极板、第四开关管的源极以及开关电容模块的第五端口共连，第二开关管的源极、第四开关管的源极以及开关电容模块的第三端口共连；

所述第一级功率变换部分和第二级功率变换部分的内部连接方式相同，均为：所有开关电容模块的第一端口与输入端口共连，所有开关电容模块的第三端口与谐振电感一端相连，所有开关电容模块的第二端口、输出电容下极板与地共连，第一开关电容模块的第五端口与第一过渡管的漏极相连，第二开关电容模块的第四端口与第一过渡管的源极相连，第j开关电容模块的第五端口与第j过渡管漏极相连，第j+1开关电容模块第四端口与第j过渡管源极相连，谐振电感的另一端、输出电容上极板以及功率变换部分输出端共连，其中，j为整数，且1≤j≤N-1。

2.根据权利要求1所述的可重构DCDC电压转换器，其特征在于，所述储能电容周期性地存储电能输送至其所在的功率变换部分的输出端。

3.根据权利要求1所述的可重构DCDC电压转换器，其特征在于，所述的过渡管和开关管均为开关型功率管。

4.根据权利要求1所述的可重构DCDC电压转换器，其特征在于，第一级功率变换部分所用的开关管和过渡管均为功率半导体器件，且功率半导体器件的耐压值高于最大输入电压。

5.根据权利要求1所述的可重构DCDC电压转换器，其特征在于，第二级功率变换部分所用的开关管和过渡管均为功率半导体器件，且功率半导体器件的耐压值高于第一级功率变换部分的最大输出电压。

6.一种基于权利要求1-5任一项所述的电压转换器的电压转换比调整方法，其特征在于；

在一个开关周期内，根据电压转换器的输出负载电流大小，通过调整第一级功率变换部分和第二级功率变换部分的内部开关型功率管的控制信号来调整电压转换比；

其中，选择第一级功率级变换部分输出端与第二级功率变换部分输入端之间的中间电流作为判断依据，负载电流大于中间电流时，选择调整第一级功率转换部分内部的开关管控制信号来调整电压转换比；

负载电流小于中间电流时，选择调整第二级功率转换部分内部的开关管控制信号来调整电压转换比。

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