KR20210125105A - 센서들에서의 기생 둔감 샘플링 - Google Patents

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이온 오프리스
케이스 바그로프
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피세미 코포레이션
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Abstract

센서들에서 시간에 따라 변하는 손상을 완화하는 방법 및 장치가 설명된다. 물방울로 인한 시변 기생 커패시턴스들에 직면하는 압력 센서들에 대하여 이러한 방법 및 장치를 적용하는 방법이 상세히 설명된다. 개시된 장치들에 채택된 자동 영점 조정 기술의 이점이 또한 설명된다.

Description

센서들에서의 기생 둔감 샘플링
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은 발명의 명칭이 "Parasitic Insensitive Sampling In Sensors"인 2019년 3월 6일에 출원된 미국 특허출원 제 16/294,824호에 대한 우선권을 주장하며, 이 문헌의 전체 내용은 참조로서 본 명세서에 포함된다.
기술분야
본 개시는 기생 둔감 센서(parasitic insensitive sensor)에 관한 것이며, 보다 구체적으로는 시변(time-varying) 기생들을 갖는 센서들을 샘플링하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.
일반적으로, 센서들을 구현하는 전자 회로들의 성능은 센서들에 대한 환경에 의해 유발되는 손상들로 인해 성능이 저하될 수 있다. 이러한 손상들은 시간에 따라 변할 수 있으므로, 더 많은 설계 문제가 발생할 수 있다. 예를 들어, 용량성 압력 센서들은 배치될 시에 이러한 압력 센서들에서 발생하는 물방울들에 의해 생성되는 시변 기생 커패시턴스들(time varying parasitic capacitances)에 의해 곤란을 겪을 수 있다. 센서들을 구현하는 회로들의 성능에 대한 시변 손상들의 부정적인 영향을 완화하는데 도움이 되는 솔루션들이 필요하다. 본 개시에서 설명된 방법 및 장치는 이 문제를 해결하고 그것에 대한 솔루션들을 제공한다.
본 개시 전반에 걸쳐 사용된 개념 및 용어에 대한 설명
다음에서는 본 개시에서 제시된 방법 및 장치에 의해 이하 채택되는 개념의 일부가 정의되고 설명된다.
a) 스위치형 커패시터 회로
본 개시 전반에 걸쳐, "스위치형 커패시터 회로"라는 용어는 스위치가 개방 또는 폐쇄될 때 전하가 커패시터 내부 및 외부로 이동하는 커패시터 및 스위치를 포함하는 전자 회로를 설명하는데 사용될 것이다. 도 1a는 예시적인 스위치형 커패시터 회로를 도시한 것이며, 여기서 3개의 스위치가 동작을 제어한다: 스위치 S1 및 S3은 커패시터 C1의 좌측 플레이트를 각각 Vin 및 접지에 연결하고, S2는 단일 이득 피드백을 제공한다. 충전 단계(charging phase)에서, S1과 S2는 온으로 되어 있고 S3은 오프로 되어 있으며, Vin과 동일한 C1 양단의 전압을 생성한다. 그 이유는 반전 입력이 가상 접지로 나타나기 때문이다. 적분 단계(integration phase)에서, S1과 S2는 턴 오프되고 S3은 턴 온되며, 이에 따라 노드 A를 접지로 당기게 된다. 이 단계 동안, 도 1b에 도시된 바와 같이, C2를 통한 네거티브 피드백이 연산 증폭기(OA) 입력 차동 전압을 구동하고 따라서 C1 양단의 전압을 0으로 만든다. 그 다음 충전 단계 동안에 C1에 저장된 전하가 C2로 전송되어,
Figure pct00001
와 같은 출력을 생성해야 한다. 즉, Vout는 1 클록 기간(위에서 설명한 2 단계들에 해당)에
Figure pct00002
만큼 변경된다.
b) 자동 영점 조정 기술
본 개시 전체에 걸쳐, "자동 영점 조정(auto-zeroing)"이라는 용어는 전자 회로에 존재하는 가능한 오프셋 또는 노이즈를 제거하기 위해 전자 회로에서 사용되는 기술을 설명하는데 사용된다. 오프셋의 예는 연산 증폭기의 입력 전압 오프셋이다. 도 2a 내지 도 2b는 이 기술을 예시한 것이며, 여기서 Vos는 연산 증폭기의 입력에서의 오프셋 전압을 나타낸다. 제 1 단계에서, 스위치 S1과 S2는 닫히고 S3은 열리며, 이것은 Vout=Vos임을 의미한다. 즉, 커패시터 Caz에 오프셋 전압이 저장된다. 제 2 단계에서, 스위치 S3은 닫혀 있고, 스위치 S1과 S2는 열려 있다. 제 2 단계에서는, 출력을 사용할 수 있다. 유한 직류(DC) 이득이 A인 증폭기의 경우, 잔류 오프셋은 Vos/(A+1)로 계산할 수 있다. 대부분의 연산 증폭기의 경우, 이득 A가 크므로 이 기술을 사용하면 잔류 오프셋이 대부분 제거된다.
c) 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기(ADC) 및 MASH(Multi-stage noise shaping) 변조기
본 개시 전반에 걸쳐, 시그마-델타 ADC라는 용어는 시그마-델타 변조 개념에 기초하여 동작하는 ADC를 설명하기 위해 사용된다. 도 3은 전형적인 시그마-델타 ADC의 블록도를 보여준다. 기존 ADC와 구별되는, 시그마-델타 ADC는 입력 신호의 나이퀴스트(Nyquist) 주파수보다 더 큰 샘플링 레이트로 작동하는 오버샘플링 변환기이다. 시그마-델타 ADC는 주로 소비자 및 전문 오디오, 통신 시스템, 센서 및 정밀 측정 장치와 같은 응용들을 위해 고해상도이지만 비용 효율적인 ADC를 구현하는데 사용된다.
본 개시 전반에 걸쳐, "MASH 변조기"(여기서, 약어는 multi-stage noise shaping을 의미함)는 더 낮은 차수 시그마-델타 변조기들을 캐스케이딩하여 설계된 전자 회로를 설명하는데 사용된다. MASH 변조기는 더 높은 차수 시그마-델타 변조기 고유의 일부 불안정성 문제를 극복하는 이점이 있다. 당업계에 공지된 전형적인 MASH 변조기의 예는 2-1, 2-2, 2-1-1 또는 더 높은 차수의 MASH 변조기이다. 예를 들어, 이것은 더 높은 차수(예를 들면, 3차 및 4차) 변조기가 있는 CIFF(Chain of Integrators with weighted Feed Forward coefficients)와 같은 델타-시그마 변조기의 다른 토폴로지에도 적용된다.
본 개시의 제 1 양태에 따르면, 센서 시스템이 제공되며, 이 센서 시스템은 가변 감지 커패시턴스를 갖는 감지 커패시터를 포함하는 센서; 및 감지 커패시터에 연결된 ADC 입력을 갖는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 포함하는 판독 집적 회로를 포함하며, 여기서, 가변 기생 커패시턴스는 ADC 입력에 커플링될 수 있고; 입력 압력이 센서에 의해 감지될 경우, 가변 감지 커패시턴스가 변조됨으로써, 입력 압력에 대응하는 하나 이상의 ADC 출력 신호들을 생성한다.
본 개시의 제 2 양태에 따르면, 압력을 측정하는 방법이 설명되며, 이 방법은 가변 감지 커패시턴스를 갖는 감지 커패시터를 제공하는 단계; 가변 기생 캐패시턴스가 판독 회로 입력에 걸쳐 생성될 수 있는 적분 커패시터를 갖는 판독 회로를 제공하는 단계; 충전 단계에서, 감지 커패시터에 걸친 제 1 전하들을 저장하기 위해 제 1 기준 전압을 샘플링하는 단계; 및 적분 단계에서, 제 1 전하들을 적분 커패시터로 전달하여, 입력 압력에 대응하는 판독 회로 출력 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
본 개시의 추가 양태는 본 출원의 명세서, 청구범위 및 도면에서 확인할 수 있다.
도 1a 및 도 1b는 종래 기술의 스위치형 커패시터 회로를 도시한 것이다.
도 2a 및 도 2b는 자동 영점 조정 기술을 예시하는 종래 기술의 전자 회로들을 도시한 것이다.
도 3은 종래 기술의 시그마-델타 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 도시한 것이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 센서 시스템을 도시한 것이다.
도 5a는 MASH 변조기를 도시한 것이다.
도 5b는 데시메이션 필터(decimation filter)에 연결되는 2차 시그마-델타 변조기를 도시한 것이다.
도 6은 본 개시의 일 실시예에 따른 전자 회로를 도시한 것이다.
도 7a 내지 도 7c는 본 개시의 추가 실시예들에 따른 타이밍도들을 도시한 것이다.
도 8a는 본 개시의 교시에 따른 압력 센서의 단면을 도시한 것이다.
도 8b는 상부에 물방울을 갖는 도 8a의 압력 센서를 도시한 것이다.
도 9a 및 도 9b는 본 개시의 교시들에 따른 전자 회로에 대한 시변 기생 커패시턴스들의 영향의 완화를 예시하는 그래프들을 도시한 것이다.
도 10은 압력 센서에 있는 물방울의 급속한 시작 및 물방울의 느린 소산의 다양한 단계를 도시한 것이다.
도 4는 본 개시의 일 실시예에 따른 센서 시스템(400)을 도시한 것이다. 센서 시스템(400)은 ADC(420)를 포함하는 판독 집적 회로(401)에 연결되는 MEMS(Micro-Electro-Mechanical System) 센서(410)를 포함한다. MEMS 센서(410)는 각각 문자 S, B 및 G로 표시되는 감지(sense), 베이스(base) 및 가드(guard) 단자를 포함한다. MEMS 센서(410)의 시변 커패시턴스는 단자들(S, B)에 걸쳐 연결되는 가변 커패시터(CS), 단자들(B, G)에 걸쳐 연결되는 기생 커패시터(CBG) 및 단자들(S, G)에 걸쳐 연결되는 기생 커패시터(CSG)로 표현된다. 본 개시의 실시예들에 따르면, MEMS 센서(410)는 압력이 가변 커패시터(CS)를 변조하는 용량성 압력 센서이다. 이하에서 상세히 설명되는 바와 같이, 커패시터(CS)의 커패시턴스 변화는 ADC(420)에 의해 측정되고 이에 따라 대응하는 시스템 출력(430)이 생성된다.
도 4 내지 도 5를 참조하면, 그리고 본 개시의 실시예들에 따르면, ADC(420)는 도 5에 도시된 바와 같은 MASH 변조기(500)를 포함한다. 본 개시의 실시예들에 따르면, MASH 변조기(500)는 적분기들(510, 511, 512) 및 비교기들(520, 521)을 포함하는 2-1 MASH 변조기일 수 있다. 또한 도 5에 도시된 바와 같이, 문자들(-a1, -a2, -a3, b1, b2 및 b3)은 해당 경로들의 이득들을 나타낸다. 적분기(510)는 적분기 출력 노드(530)를 포함한다. 본 개시의 실시예들에 따르면, 도 5의 MASH 변조기(500) 및 따라서 도 4의 ADC(420)는 입력 전압(Vin)을 수신하고 2개의 ADC 출력들(d1, d0)을 생성하도록 구성된다. 본 개시의 추가 실시예들에 따르면, 2개의 비교기의 출력들(d1, d0)은 도 4의 시스템 출력(430)의 구성 요소일 수 있다. 시스템을 완성하기 위해, MASH 변조기의 출력은 일반적으로 데시메이션 필터가 뒤따른다. 대부분의 구현들에서, 1 비트 데이터 스트림(d1, d0)은 일반적으로 시스템의 디지털 섹션에서 구현되는 데시메이션 필터에 의해 추가로 처리된다. 데시메이션 필터의 출력은 ADC(430)의 최종 출력으로 간주될 수 있다. 다른 실시예들에서, d0은 무시될 수 있고 출력 d1만이 디지털 섹션의 데시메이션 필터에 의해 처리된다. 이러한 상황에서, 그리고 도 5b에 도시된 바와 같이, 변조기는 2-1 MASH 변조기 대신에, 2차 시그마-델타 변조기(501)가 되도록 재구성된다. 도 5b에 또한 도시된 바와 같이, 2차 시그마-델타 변조기(501)의 출력, d1은 데시메이션 필터(502)에 대한 입력으로서 작용한다. 입력(d1)을 처리한 후, 데시메이션 필터(502)는 출력(Vout)을 생성한다. 본 개시의 실시예들에 따르면, 데시메이션 필터 출력(Vout)은 24 비트 출력일 수 있다. 결과적으로, 출력 데이터 속도는 데시메이션 프로세스의 결과로서 더 느려진다. 본 개시의 추가 실시예들에 따르면, 데시메이션 필터(502)의 24 비트 출력은 32, 64, 또는 128 Hz의 레이트일 수 있다.
도 6은 MEMS 센서(642)에 연결된 시그마 델타 변조기의 아날로그 프런트-엔드(641)를 포함하는 전자 회로(600)를 도시한 것이다. 아날로그 프런트-엔드(641)는 적분기(610)를 포함한다. 본 개시의 실시예들에 따르면, 적분기(610)는 도 5의 적분기(510)의 예시적인 구현이다. 용량성 블록(642)은 도 4에 도시된 바와 같이 각각의 대응 구성과 유사한 감지, 베이스 및 가드 단자들(S, B, G)에 연결되는 커패시터들(CS, CBG, CSG)을 포함한다. 즉, 커패시터들(CS, CBG, CSG) 및 단자들(S, B, G)이 MEMS 센서(410)의 구성 요소가 될 수 있다. 이 예에서는 특정 구성(B, S, G)의 MEMS 센서가 사용된다. 그러나 다른 센서들이 사용될 수 있다. 예를 들어, 이것은 MEMS 또는 기타 유형일 수 있고 압력 또는 온도 또는 가속도일 수 있으며, 다르게 구성될 수도 있다. 아날로그 프런트-엔드(641)는 오프셋 커패시터(Cos), 피드백 커패시터(Cdac) 및 복수의 스위치들(S1, S1'…S4, S4', S5, S6, S7)을 더 포함한다. 본 개시의 실시예들에 따르면, 스위치들(S1, S1'…S4, S4', S5, S6, S7)은 MOSFET(metal-oxide semiconductor field-effect transistor) 스위치들을 포함할 수 있다. 이러한 스위치들의 상태들은 다양한 단계들을 갖는 클록(clock)들에 의해 제어되며, 그 각각은 논리 1과 0의 펄스 스트림을 포함한다. 이러한 클록들은 아래에서 상세히 설명되는 바와 같이, 특정 커패시터들이 입력 전압들을 샘플링하는 타이밍과 저장된 전하들을 적분 커패시터로 전송하는 방법을 관리하는데 사용된다. 도 6을 참조하면, 각 스위치 및 해당 제어 클록을 표시하기 위해 다음 규칙이 채택된다: 각 스위치에 대해, 그것을 제어하는 클록의 이름이 이러한 스위치 아래에 제공된다. 예를 들어, 아래에
Figure pct00003
이라는 용어가 표시된 스위치는 클록(
Figure pct00004
)이 논리 1일 때 스위치가 닫히고 클록(
Figure pct00005
)이 논리 0일 때 이러한 스위치가 열리도록 클록(
Figure pct00006
)에 의해 제어된다.
도 6을 더 참조하면, 다양한 클록들이 각각 인덱스를 갖는 그리스 문자(Ф)에 의해 표현된다. 상기 인덱스에서 사용된 용어 "dd"는 지연을 나타낸다. 예를 들어, 스위치(S1)는 클록(
Figure pct00007
)의 지연 버전인 클록(
Figure pct00008
)에 의해 제어된다. 또한, 클록 이름에 사용된 수평 바는 반전(inversion)을 나타낸다. 예를 들어, 클록 (
Figure pct00009
)은 클록(
Figure pct00010
)의 반전된 버전이다. 즉, 클록(
Figure pct00011
)이 논리 1에 있을 때 클록(
Figure pct00012
)이 논리 0에 있고 그 반대의 경우도 마찬가지이다. 스위치들(S3, S3', S4, S4') 각각은 두 개의 펄스 스트림들을 곱하여 생성되는 클록에 의해 제어된다. 예를 들어, 도 6에 도시된 바와 같이, 도 5를 참조하면, 스위치(S3)는 클록(
Figure pct00013
)에 의해 제어되며, 여기서 용어 "
Figure pct00014
"은 클록(
Figure pct00015
)을 나타내는 펄스 스트림과 도 5의 출력 비교기(
Figure pct00016
)를 나타내는 펄스 스트림의 곱이다. 도 6을 계속 참조하면, 적분기(610)는 스위치들(S5 및 S6), 적분 커패시터(Cint) 및 제 1 입력 노드(670) 및 제 2 입력 노드(671)를 갖는 연산 증폭기(OA)(660)를 포함한다. 본 발명의 다양한 실시예들에 따르면, 제 2 입력 노드(671)는 기준 전압(Vrefp)에 연결될 수 있다. 본 개시의 다른 실시예들에 따르면 기준 전압(Vrefn)은 도 6에 도시된 바와 같이 접지될 수 있다. 본 개시의 다른 실시예들에 따르면, 도 6에 도시된 바와 같은 기준 전압(Vrefn)이 접지될 수 있다.
도 4 내지 도 6을 참조하면, 아날로그 프론트-엔드(641)는 도 5의 전자 블록(541)의 예시적인 구현이고, 이들 모두는 본질적으로 도 4의 ADC(420)의 아날로그 프론트-엔드를 나타내고; 이러한 아날로그 프론트-엔드는 측정될 압력을 감지한 결과로서, 도 4 및 도 6의 감지 커패시터(Cs)에 의해 생성되는 아날로그 신호를 수신한다. 또한, 도 6의 연결점(630)은 도 5의 적분기 출력 노드(530)의 대응 구성이며, 양쪽 모두 도 6의 적분기(610)(또는 도 5의 적분기(510))와 도 5의 나머지 변조기(500) 사이의 상호 연결을 도시한 것이다.
도 6의 전자 회로(600)는 본질적으로, 입력 전압이 충전 단계 동안 샘플링되고 샘플링된 데이터가 충전 단계 다음의 적분 단계 동안 적분되는 스위치형 커패시터 회로이다. 전자 회로(600)는 본 개시의 실시예들에 따라 기준 전압들(Vrefp, Vrefn)을 수신하도록 구성된다. 본 개시의 다른 실시예들에 따르면, 기준 전압들(Vrefp, Vrefn)은 각각 양의 전압 및 음의 전압이다. 기준 전압(Vrefn)이 접지되는 본 개시에 따른 실시예들이 또한 상정될 수 있다.
도 6의 전자 회로(600)는, 보다 구체적으로, 기준 커패시턴스(Cdac)에 대한 감지 커패시터(Cs)의 비율 측정 샘플링으로 간주될 수 있으며, 여기서 동일한 기준 전압들(Vrefp 및 Vrefn)이 샘플링 단계에서 전하를 제공하는데 사용된다. 캡처된 전하의 양은 감지 커패시터(Cs)의 값에 따라 달라지며, 이는 결국 압력에 따라 달라진다. 시그마-델타 변조기의 아날로그 프런트-엔드를 커패시터들의 비율 측정 비교로 구현함으로써, ADC의 성능은 1차에 대한 기준 전압 Vrefp 및 Vrefn의 불완전성에 비해 더욱 로버스트해진다. 오프셋 커패시턴스(COS)는 일반적으로 감지 커패시터(Cs)와 관련된 단계를 벗어나 충전 또는 방전하도록 구성된다. 본 개시의 일 실시예에 따르면, 오프셋 커패시턴스(COS)는 감지 커패시턴스(CS)의 변화를 ADC의 풀-스케일의 중심에 센터링(또는 정렬)하는데 사용되며, 이는 피드백 커패시턴스(Cdac)에 의해 설정된다. 전형적인 실시예에서, 사용 가능한 ADC 풀 스케일은 피드백(또는 기준) 커패시턴스(Cdac)에 의해 나타내지는 실제 풀-스케일의 절반일 수 있다.
도 7은 전자 회로(600)의 스위치들의 상태를 제어하는 다양한 클록의 타이밍도들을 도시한 것이다. 일반성을 잃지 않고, 설명을 위해, 다음에서는 기준(Vrefn)이 접지된 것으로 가정한다. 샘플링 또는 충전 단계 동안에, 클록(
Figure pct00017
)이 1이므로, 스위치(S1)가 닫히고 감지 커패시터(Cs)가 한쪽에서 (Vrefp)에 연결되고 다른 쪽에서 OpAmp의 기준 노드(670)에 연결된다. 그 결과 커패시터(Cs)는 QS = Cs x(Vrefp - Vrefn)로 충전된다. 이 단계에서, 입력 관련 OpAmp 노이즈(플리커 노이즈) 및 오프셋들도 캡처된다. 이것은 단계
Figure pct00018
에서 S7을 닫으면 활성화된다. 동일한 샘플링 클록(
Figure pct00019
) 단계에서, COS의 전하가 유사한 방식으로 캡처되지만, Vrefn 및 Vref에 연결되므로 극성이 반대이다. 이를 통해 단계 2의 종료 시에 풀-스케일 오프셋이 올바르게 구현될 수 있다.
적분 단계에서, 클록 (
Figure pct00020
)은 0이므로 스위치(S1)는 열리고 스위치(S2)는 닫힌다. 이것은 감지 커패시터(Cs)에 저장된 전하가 OA(660)의 제 1 입력 노드(670)를 향해 이동하고 적분 커패시터(Cint)로 전송되도록 한다. 이 전하 전송이 완료될 수 있도록, 스위치들 S5 및 S6은 이 클록 단계에서 닫힌다. 도 7에 도시된 바와 같이, 커패시터(Cos)는 감지 커패시터(Cs)와 반대 순서로 Vrefn(예를 들면, 접지)과 기준 전압(Vrefp) 사이를 전환한다. 즉, 충전 단계 동안, 스위치(S2)가 닫히므로 오프셋 커패시터 바닥판은 접지로 충전된다. 적분 단계 동안에, 스위치들(S1, S2)이 개방되고 전하 보존에 기초하여 (Cs-Cos)의 등가 전하를 가진다. 따라서 (Vrefp - Vrefn)이 적분 커패시터(Cint)로 전송된다.
피드백 커패시터(Cdac)와 관련하여, 전하의 저장 및 전송은 감지 커패시터(Cs) 또는 오프셋 커패시터(Cos)와 관련하여 설명된 것과 유사하게 수행된다. 그러나, 피드백 커패시터(Cdac)와 관련된 클록 제어 스위치들(S3, S3', S4, S4')은 다르며 비교기 출력(d1)에 종속된다.
도 7a 내지 도 7c는 도 6의 전자 회로(600)와 관련된 타이밍도를 도시한 것이다. 도 7a는 하이-레벨 타이밍도를 도시한 것이다. 도 7b 내지 도 7c는 도 6의 타이밍도의 영역들(71, 72)을 확대할 때의 보다 상세한 타이밍도들을 각각 도시한 것이다. 도 6 및 7a를 참조하면, 충전 및 적분 단계 동안에, 피드백 커패시터(Cdac)는 클록들(
Figure pct00021
) 및 출력 DAC (
Figure pct00022
)의 상태에 따라 제 1 기준 전압(Vrefp) 또는 제 2 기준 전압(Vrefn)에 연결될 수 있다. 적분된 데이터(
Figure pct00023
) 종속 전하는 비교기의 출력 비트 스트림이 감지 커패시턴스(CS)의 평균 값을 정확하게 반영하도록 하는 양자화된 네거티브 피드백을 제공한다.
본 개시의 일 실시예에 따르면, 오프셋 커패시터(Cos)의 커패시턴스 값들은 감지 커패시터(Cs) 변동 범위의 대략 절반이 되도록 선택될 수 있으므로 이러한 변동을 중심으로 한다.
도 7a 내지 도 7b를 추가로 참조하면, 도 2a 내지 도 2b와 관련하여 이전에 설명된 것과 유사하게, 자동 영점 조정 기술은 OA(660)의 입력 측에 존재할 수 있는 기타 저주파(low frequency) 손상뿐만 아니라 OA 오프셋 또는 플리커 노이즈(flicker noise)와 같은 손상의 부정적인 영향을 최소화하기 위해 채택된다. 이것은 도 7a 내지 도 7c에 도시된 타이밍도들에 따라 스위치(S7)의 적절한 제어에 의해 수행된다. 충전 단계가 시작되기 전에 스위치(S7)가 닫히므로, OA(660) 입력에 존재하는 저주파 노이즈가 샘플링된다. 그 다음에 충전 단계가 시작되고, 이어서 적분 단계가 시작된다. 다시 도 6을 참조하면, 적분 단계 동안, OA(660)의 제 1 및 제 2 입력 노드(670, 671)에서 실질적으로 동일한 전압들이 유지되어, OA(660)의 제 1 입력(670)에서 저주파 기생의 부정적인 영향들을 보상한다. 도 2a 내지 도 2b에 대해 설명된 것과 유사하게, 샘플링된 노이즈는 OA의 개방 루프 이득으로 효과적으로 나누어져 무시할 수 있는 양으로 줄어든다. 이 메커니즘은 또한 노드(670)에 연결되는 CP1과 같이 느리게 변하는 기생 커패시턴스를 대략적으로 상쇄한다. 이러한 기생 커패시턴스는 민감한 MEMS 구조를 둘러싼 환경의 각종 장애들로 인해 발생할 수도 있다. 설명된 자동 영점 조정 기술은 본질적으로 (1-
Figure pct00024
와 같은 필터 전환 기능을 가진 고역 통과 필터링 메커니즘(high pass filtering mechanism)이며, 이는 천천히 변화하는 커패시턴스(CP1) 또는 OpAmp(660)의 DC 오프셋 및 저주파 노이즈와 같은 다양한 손상들을 필터링한다. 본 개시의 일 실시예에 따르면, 자동-제로화 대신에 차동 토폴로지들/회로들에서의 초핑 기술(chopping technique)들이 위에서 설명된 바와 같이 손상들의 영향을 감소시키기 위해 사용될 수 있다.
앞서 언급한 바와 같이, 압력 센서들과 관련된 손상들은 시간에 따라 변할 수 있다. 그러한 손상들의 원인의 예로는 측정 중에 압력 센서들에 간혹 있는 물방울이 있다. 다음에서는 물방울로 인한 손상들 및 이러한 손상들의 부정적인 영향들을 완화하는 방법 및 장치에 대한 자세한 내용을 설명한다.
도 8a는 본체(890), MEMS 센서(810) 및 방수 겔(880)을 포함하는 압력 센서(800)의 단면을 도시한 것이다. 방수 겔(880)은 본체(890) 외부의 기압을 MEMS(810) 센서로 충실히 전달하고, MEMS 센서와 ASIC(820)이 압력 센서가 노출될 수 있는 물 또는 기타 외부 액체에 의해 손상되는 것을 방지하도록 한다. MEMS 센서(810)는 제 1 본드와이어들(811)을 통해 집적 회로(820)와 연결된다. 도 8에 또한 도시된 바와 같이, 집적 회로(820)는 또한 본드와이어들(812)을 통해 기판(881)과 연결된다. 측정할 압력은 방수 젤(880)을 통해 집적 회로(820)로 변환된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면, 본드와이어들(811, 812)은 방수 겔(880)에 노출될 수 있다. 본 개시의 추가 실시예에 따르면, 집적 회로(820)는 도 4의 ADC(420)를 포함할 수 있다. 본 개시에 따른 실시예들이 또한 구상될 수 있으며, 여기서 압력 센서(800)는 방수 젤을 갖지 않지만 ASIC에 방수를 제공하는 다른 방법을 사용한다.
물방울 시나리오를 더 참조하면, 도 8b는 물(또는 액체) 방울(895)이 투명 겔(880)의 상부에 존재하는 도 8a의 압력 센서(800)를 도시한 것이다. 물(또는 액체)의 표면 장력으로 인해 그림과 같이 퍼질 수 있다. 그러나 방울이 젤 표면에 부분적으로만 존재할 수도 있다. 물(또는 액체) 방울(895)은 공기와 현저히 다른 유전체를 갖는다. 이것은 변조기의 매우 민감한 아날로그 프런트-엔드에서 감지되는 기생 커패시턴스의 값에 영향을 준다. 겔 및 MEMS 부근의 물/액체 존재는 다양한 기생 커패시턴스들/손상들-CP1, CP2 및 CP3로 도 6에 도시된 바와 같이 모델링할 수 있다. 이 기생 커패시턴스의 일반적인 값들은 종종 압력에 따른 MEMS 감지 커패시턴스 CS 변화와 비슷하므로 큰 압력 이동, 즉 압력 측정 오류가 발생한다. 물 또는 액체라는 용어는 물에만 국한되지 않는다는 점을 언급해야 한다. 염수 또는 기타 다양한 액체들 또는 잔류물일 수 있다. 시간에 따라 변하는 특성으로 인해 물이 예로 사용되었다.
도 6의 용량성 블록(642)을 참조하면, 설명된 물의 존재로 인한 손상은 제 1, 제 2 및 제 3 기생 커패시터(Cp1, Cp2, Cp3)로 표시될 수 있다. 본 개시의 실시예들에 따르면, 제 1 기생 커패시터(Cp1)는 제 2 및 제 3 기생 커패시터(Cp2, Cp3)의 부정적인 영향에 비해 센서 성능에 실질적으로 더 큰 부정적인 영향을 미칠 수 있다. 기생 커패시턴스(Cp1)의 변화하는 값은 CINT에 주입된 전하를 손상시키고 측정되는 CS 값에 큰 오류를 발생시켜 압력 측정들에 영향을 미친다. 반면에 기생 커패시턴스(Cp2)는 ASIC 접지와 섀시 접지 사이에 있으며 Cint에 적분되는 CS의 신호 전하에 영향을 미치지 않는다. 기생 커패시턴스(Cp3)는 기준 버퍼와 접지 사이에 있다. 이 커패시턴스는 클록 주기마다 충전 및 방전되지만 CS가 Cint에 적분되는 신호 전하에는 영향을 미치지 않는다.
도 6을 참조하면, 그리고 본 개시의 실시예들에 따르면, 제 1 기생 커패시터(Cp1)는 ADC(420)의 다양한 회로들에 기초한 다양한 타이밍들에 비해 저주파 손상을 나타내는 시변 커패시턴스를 갖는다.
도 5 내지 도 6을 참조하면, 그리고 제한이 아닌 예로서, 도 5의 시그마-델타 변조기(500) 또는 도 6의 제 1 전자 회로(600)와 관련된 샘플링 주파수는 수백 KHz일 수 있으며, 이는 마이크로초 단위의 샘플링 주기와 동일하다. 계속해서 동일한 예에서 기생 커패시터의 변동은 msec당 몇 피코 패럿에서 10pF 변경 범위에 있을 수 있다. 이는 전체 작동 압력 범위에서 CS 자체의 변화만큼 클 수 있다.
물방울로 인한 기생 커패시터(Cp1)의 변화율보다 실질적으로 더 큰 샘플링 주파수를 가짐으로써, 도 6의 아날로그 프론트-엔드(641)와 관련하여 이전에 설명된 자동 영점 조정 기능은 플리커 노이즈 또는 OA 오프셋과 같은 다른 저주파 노이즈/손상을 제거하는 것과 동일한 방식으로 물방울 유도 손상을 방지하고 극복할 수 있다. 본 개시의 교시에 따르면, 물방울의 존재로 인해 생성된 기생 커패시턴스는 수천 배의 요인에 의해 감소될 수 있다.
도 9는 본 개시의 실시예들에 따른 그래프들(901, 902)을 도시한 것이다. 그래프(902)는 시간의 함수로서 도 6의 기생 커패시터(Cp1)의 변화를 나타낸다. 그래프(901)는 시간의 함수로서 도 4의 ADC(420)의 시스템 출력(430)의 변화를 보여준다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제 1 전압(V1)에 있는 센서 시스템 출력(430)은 0에서 Cp1으로 가는 기생 커패시턴스의 급격한 변화에 반응한다. 시스템 출력(430)은 제 1 전압(V1)에 실질적으로 가까운 제 2 전압(V2)으로 다시 떨어지기 전에 피크 전압(Vp)으로 먼저 증가하며, 작은 차이는 2차 효과로 인한 것이다. 여기에서 V1, V2 및 Vp는 전압으로 참조되지만, 이는 단순히 ADC 출력(430)의 등가 디지털 코드로, 측정되는 CS의 커패시턴스와 직접적으로 관련되며, 이는 감지되는 압력에 비례한다. 도 4, 도 6, 및 도 8a 내지 도 8b를 참조하면, 당업자는 시스템 출력(430)이 안정될 때 액체 방울이 여전히 존재하고 겔에 달라붙는다는 것을 이해할 것이다. 즉, 물방울에 의해 OA(660)의 제 1 입력 노드(670)로부터 전하가 지속적으로 제거되고 있다. 그러나, 본 개시의 교시에 따른 자동 영점 조정 메커니즘을 구현함으로써, 설명된 전하 제거는 이 노드의 전압을 접지된 OA(660)의 다른 입력에서의 전압과 동일하게 유지하기 위해 입력 노드(670)에 일관되게 전하를 주입함으로써 싸운다. 이것이 기생 커패시턴스와 관련된 물방울 유도 손상이 완화되는 방법이다. 이러한 완화가 없다면 전압은 V1에서 1000배 ~ 7000배 더 클 수 있는 VPNEW 값으로 변경되며 물방울(또는 액체)이 사라질 때까지 해당 수준을 유지한다. 도 9를 참조하면, 본 개시의 교시에 따르면, 압력 센서 상의 액적의 존재 또는 부재는 그래프(901)에 의해 도시된 바와 같은 ADC 출력 진폭과 설정된 원하는 진폭의 비교에 기초하여 검출될 수 있다. 도 9를 참조하면, 본 개시의 교시에 따르면, 압력 센서 상의 액체 방울의 존재 또는 부재는 설정된 원하는 진폭 임계값과 그래프(901)에 의해 도시된 바와 같이 ADC 출력 진폭의 비교에 기초하여 검출될 수 있다.
전술한 물방울 문제와 관련하여, 물방울의 소산은 도 10의 도면(1000)으로 나타낸 바와 같이 본 개시의 교시에 따라 매우 느린 현상이다. 도 8a를 다시 참조하면, 도면(1000)은 시간의 함수로서 기생 커패시터(Cp1)의 커패시턴스의 변화를 보여주는 플롯을 도시한 것이다. 도 8b의 압력 센서(800)의 단면도는 도 8b의 방수 겔(880)에 안착된 물방울(890)의 상이한 상태를 예시하는 좌측에서 우측으로 도시된다. 양면 화살표(1001b, 1002b, 1003b, 1004b)는 각각의 그래프 섹션들(1001a, 1002a, 1003a, 1004a)과 함께 도시된 각 단면의 대응을 나타내는데 사용된다. 이러한 그래프 섹션들은 왼쪽에서 오른쪽으로 다음과 같은 상황을 나타낸다: 1) 순간 T=0에서 물방울이 압력 센서 젤에 안착하고, 2) 물의 양이 감소하고, 3) 물방울과 투명 젤의 접촉이 감소하고, 4) 물이 사라지거나 센서 본체에서 분리된다. 앞서 언급한 바와 같이 도 10의 도면(1000)에서 볼 수 있듯이 물의 완전한 소산은 물방울로 인한 기생 커패시턴스가 최대로 증가하는 속도와 비교하여 훨씬 느린 속도로 발생한다. 따라서 이전에 설명한 내용을 고려할 때 자동 영점 조정 메커니즘은 해당 물방울의 수명 기간 동안 결과적으로 발생하는 모든 기생 커패시턴스들을 완화한다.
압력 센서를 사용하는 응용에서 물방울-유도 기생 커패시턴스는 본 개시의 교시의 일부 양태를 설명하기 위해 사용된 예일 뿐이다. 당업자는 본 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이, 본 개시의 교시가 압력 센서 이외의 센서 및 물방울 이외의 공급원으로 인한 상이한 시변 손상에 유사하게 적용가능함을 이해할 것이다.
본 개시에서 사용된 용어 "MOSFET"은 절연된 게이트를 갖고 금속 또는 금속 유사, 절연체 및 반도체 구조를 포함하는 임의의 전계 효과 트랜지스터(FET)를 의미한다. "금속" 또는 "금속 유사"라는 용어는 적어도 하나의 전기 전도성 재료(예를 들면, 알루미늄, 구리 또는 기타 금속, 또는 고도로 도핑된 폴리실리콘, 그래핀 또는 기타 전기 전도체)를 포함하고, "절연체"는 적어도 하나의 절연 재료(예를 들면, 실리콘 산화물 또는 기타 유전체 재료)를 포함하며, "반도체"는 적어도 하나의 반도체 재료를 포함한다.
당업자에게 쉽게 명백하게 되어야 하는 바와 같이, 본 발명의 다양한 실시예들은 매우 다양한 사양들을 충족시키도록 구현될 수 있다. 위에서 달리 언급되지 않는 한, 적합한 컴포넌트 값들의 선택은 설계 선택의 문제이며, 본 발명의 다양한 실시예들은 임의의 적합한 집적 회로(IC) 기술(MOSFET 구조들을 포함하지만 이에 제한되지 않음) 또는 하이브리드 또는 이산 회로 형태들로 구현될 수 있다. 집적 회로 실시예들은, 표준 벌크 실리콘, 실리콘-온-인슐레이터(SOI) 및 실리콘-온-사파이어(SOS)를 포함하지만 이에 제한되지 않는 임의의 적합한 기판들 및 프로세스들을 사용하여 제조될 수 있다. 위에서 달리 언급되지 않는 한, 본 발명은 바이폴라, GaAs HBT, GaN HEMT, GaAs pHEMT, 및 MESFET 기술들과 같은 다른 트랜지스터 기술들로 구현될 수 있다. 그러나, 위에서 설명된 본 발명의 개념들은 SOI-기반 제조 프로세스(SOS를 포함함) 및 유사한 특성들을 갖는 제조 프로세스들에 대해 특히 유용하다. SOI 또는 SOS 프로세스들 상에서의 CMOS 내의 제조는, 낮은 전력 소비, FET 적층으로 인한 동작 동안의 높은 전력 신호들을 견디는 능력, 양호한 선형성, 및 고 주파수 동작(예컨대, 50 GHz 이상의 라디오 주파수들)을 갖는 회로들을 가능하게 한다. 모놀리식 IC 구현은, 신중한 설계에 의해 기생 커패시턴스들이 일반적으로 낮게 유지될 수 있기 때문에(또는 최소한, 모든 유닛들에 걸쳐 균일하게 유지되어 이들이 보상될 수 있게 하기 때문에), 특히 유용하다.
특정 사양 및/또는 구현 기술(예컨대, NMOS, PMOS, 또는 CMOS, 및 인핸스먼트 모드 또는 공핍 모드 트랜지스터 디바이스들)에 따라, 전압 레벨들이 조정될 수 있고/있거나 전압 및/또는 로직 신호 극성들이 반전될 수 있다. 컴포넌트 전압, 전류, 및 전력 핸들링 능력들은, 예컨대, 디바이스 사이즈들을 조정하는 것, 더 큰 전압들을 견디기 위해 컴포넌트들(특히 FET들)을 직렬로 "적층"하는 것, 및/또는 더 큰 전류들을 핸들링하기 위해 다수의 컴포넌트들을 병렬로 사용하는 것에 의해, 필요에 따라 구성될 수 있다. 부가적인 회로 컴포넌트들은 개시되는 회로들의 능력들을 향상시키기 위해, 그리고/또는 개시되는 회로들의 기능을 크게 변경하지 않으면서 부가적인 기능성을 제공하기 위해 부가될 수 있다.
본 발명의 다수의 실시예들이 설명되었다. 본 발명의 사상 및 범위를 벗어나지 않으면서 다양한 변형들이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 예컨대, 위에서 설명된 단계들 중 일부는 순서에 무관할 수 있고, 그에 따라, 설명된 순서와 상이한 순서로 수행될 수 있다. 추가로, 위에서 설명된 단계들 중 일부는 선택적일 수 있다. 위에서 식별된 방법들에 대하여 설명된 다양한 액티비티들은 반복, 직렬, 또는 병렬 방식으로 실행될 수 있다.
전술한 설명은 다음의 청구항들의 범위에 의해 정의되는 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니라 예시하기 위한 것이며, 다른 실시예들은 청구항들의 범위 내에 있다는 것이 이해되어야 한다. (청구항 구성들에 대한 괄호 라벨들은 그러한 구성들을 용이하게 지칭하기 위한 것이고, 자체적으로 구성들의 특정 요구 순서 또는 열거를 나타내는 것이 아니며, 그러한 라벨들은, 저촉되는 라벨링 시퀀스를 시작하는 것으로 간주되지 않으면서 부가적인 구성들에 대한 지칭들로서 종속 청구항들에서 재사용될 수 있다는 것을 유의한다.)

Claims (26)

  1. 센서 시스템으로서,
    가변 감지 커패시턴스를 갖는 감지 커패시터를 포함하는 센서; 및
    상기 감지 커패시터에 연결된 ADC 입력을 갖는 아날로그-디지털 변환기(ADC)를 포함하는 판독 집적 회로;를 포함하고,
    가변 기생 커패시턴스가 상기 ADC 입력에 커플링될 수 있으며; 또한
    입력 압력이 상기 센서에 의해 감지될 경우, 상기 가변 감지 커패시턴스가 변조됨으로써, 상기 입력 압력에 대응하는 하나 이상의 ADC 출력 신호들을 생성하는, 센서 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 감지 커패시터는 상기 ADC 입력과 직렬로 연결되는, 센서 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 ADC는 시그마-델타 변조기를 포함하는, 센서 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 시그마-델타 변조기는 하나 이상의 비교기들과 상호 연결된 하나 이상의 적분기들을 포함하는 MASH(multi-stage noise shaping) 변조기인, 센서 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 시그마-델타 변조기와 연결되는 데시메이션 필터(decimation filter)를 더 포함하는, 센서 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 센서는 상기 감지 커패시터에 대한 단계에서 벗어나 작동적으로(operatively) 충전되거나 방전되는 오프셋 커패시터를 더 포함하는, 센서 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 센서는 피드백 커패시터를 더 포함하며, 상기 오프셋 커패시터는 상기 감지 커패시터의 변동들을 상기 ADC의 풀-스케일(full-scale)의 중심에 센터링(centering)하도록 구성되고, 상기 ADC의 상기 풀-스케일은 상기 피드백 커패시터에 의해 설정되는, 센서 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 ADC 출력 신호들에 대한 상기 가변 기생 커패시턴스의 영향들은 자동 영점 조정(auto-zeroing) 또는 초핑(chopping) 기술을 사용하여 감소되는, 센서 시스템.
  9. 제 7 항에 있어서,
    연산 증폭기 및 적분 커패시터를 포함하는 적분기를 더 포함하고, 연산 증폭기 입력이 상기 ADC 입력인, 센서 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    복수의 기준 전압들을 수신하도록 구성되고, 상기 감지 커패시터, 상기 오프셋 커패시터 및 상기 피드백 커패시터를, 상기 복수의 기준 전압들의 대응하는 기준 전압들에 연결/연결 해제하기 위해 제어되는 스위칭 장치(switching arrangement)를 더 포함하는, 센서 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 복수의 클록 신호들은 상기 하나 이상의 ADC 출력 신호들에 기초하여 생성되는 클록 신호들을 포함하는, 센서 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서,
    충전 단계에서:
    상기 스위칭 장치는 상기 감지 커패시터, 상기 오프셋 커패시터 및 상기 피드백 커패시터에 걸친 전하들을 저장하기 위해 상기 복수의 기준 전압들이 샘플링되도록 구성되며; 또한
    적분 단계에서:
    상기 충전 단계 동안의 상기 감지 커패시터, 상기 오프셋 커패시터 및 상기 피드백 커패시터에 저장된 전하의 조합이 상기 적분 커패시터로 전달됨으로써, 상기 입력 압력에 대응하는 적분기 출력 신호를 생성하는, 센서 시스템.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 가변 기생 커패시턴스로 인한 원하지 않는 전하들이 상기 충전 단계 이전에 샘플링되고, 상기 적분기 출력 신호를 생성하는 동안 보상되는, 센서 시스템.
  14. 제 12 항에 있어서,
    상기 복수의 클록 신호들은 상기 가변 기생 커패시턴스가 1 pF만큼 변하는 시간보다 실질적으로 더 작은 클록 기간들을 갖는, 센서 시스템.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 복수의 클록 신호들은 수백 KHz 범위 내의 클록 레이트를 갖고, 상기 가변 기생 커패시턴스는 수십 pf 범위 내에서 변하며 수십 pF/msec 범위 내의 변화율을 갖는, 센서 시스템.
  16. 제 10 항에 있어서,
    상기 스위칭 장치는 MOSFET(metal-oxide semiconductor field-effect) 트랜지스터들을 포함하는, 센서 시스템.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 센서는 MEMS 센서인, 센서 시스템.
  18. 제 1 항에 있어서,
    감지된 압력을 상기 판독 집적 회로로 전달하도록 구성된 겔 재료를 더 포함하는, 센서 시스템.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 센서는 겔 재료에 노출된 본드와이어들을 통해 상기 판독 집적 회로에 연결되는, 센서 시스템.
  20. 압력 측정 방법으로서,
    감지 커패시터에 가변 감지 커패시턴스를 제공하는 단계;
    가변 기생 캐패시턴스가 판독 회로 입력에 걸쳐 생성될 수 있는 적분 커패시터를 갖는 판독 회로를 제공하는 단계;
    충전 단계에서, 상기 감지 커패시터에 걸친 제 1 전하들을 저장하기 위해 제 1 기준 전압을 샘플링하는 단계; 및
    적분 단계에서, 상기 제 1 전하들을 상기 적분 커패시터로 전달함으로써, 입력 압력에 대응하는 판독 회로 출력 신호를 생성하는 단계;를 포함하는, 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 충전 단계 이전에, 가변 기생 커패시턴스로 인한 원하지 않는 전하들을 캡처하고 상기 적분 단계 동안 상기 원하지 않는 전하들을 보상하기 위해 상기 판독 회로 입력을 샘플링하는 단계를 더 포함하는, 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    오프셋 커패시터를 제공하는 단계;
    상기 감지 커패시터의 변동들을 상기 판독 집적 회로의 풀-스케일의 중심에 센터링하도록 상기 오프셋 커패시터를 구성하는 단계;
    충전 단계에서, 상기 오프셋 커패시터에 걸친 제 2 전하들을 저장하기 위해 제 2 기준 전압을 샘플링하는 단계; 및
    상기 적분 단계에서, 상기 제 2 전하들을 상기 적분 커패시터로 전달하는 단계;를 더 포함하는, 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 판독 회로의 상기 풀-스케일을 설정하도록 구성되는 피드백 커패시터를 제공하는 단계;
    상기 충전 단계에서, 상기 오프셋 커패시터에 걸친 제 3 전하들을 저장하기 위해 설정된 시간 간격들 동안 상기 제 1 및 제 2 기준 전압을 샘플링하는 단계; 및
    상기 적분 단계에서, 상기 제 3 전하들을 상기 적분 커패시터로 전달하는 단계;를 더 포함하는, 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 설정된 시간 간격들은 상기 판독 회로 출력 신호에 기초하여 정의되는, 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 판독 회로는 하나 이상의 비교기들과 상호 연결되는 하나 이상의 적분기들을 더 포함하는, 방법.
  26. 제 20 항의 방법을 사용하여 압력 센서에 놓여 있는 물방울들의 존재를 검출하는 방법으로서, 상기 판독 회로 출력 신호의 측정치를 설정된 임계값과 비교하여 물방울들의 존재 또는 부존재를 검출하는 단계를 포함하는, 방법.
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CN114636494A (zh) * 2022-05-09 2022-06-17 上海艾为微电子技术有限公司 传感装置及其传感检测方法以及电子设备

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4517622A (en) 1983-08-29 1985-05-14 United Technologies Corporation Capacitive pressure transducer signal conditioning circuit
US6516672B2 (en) 2001-05-21 2003-02-11 Rosemount Inc. Sigma-delta analog to digital converter for capacitive pressure sensor and process transmitter
US6509746B1 (en) * 2001-06-04 2003-01-21 Rosemount Inc. Excitation circuit for compensated capacitor industrial process control transmitters
WO2006130828A2 (en) 2005-06-02 2006-12-07 Georgia Tech Research Corporation System and method for sensing capacitance change of a capacitive sensor
US7319421B2 (en) * 2006-01-26 2008-01-15 Emerson Process Management Foldback free capacitance-to-digital modulator
US8333118B2 (en) * 2010-02-02 2012-12-18 Mks Instruments, Inc. Capacitive pressure sensor
US9194760B2 (en) 2013-03-14 2015-11-24 Dwyer Instruments, Inc. Capacitive pressure sensor with reduced parasitic capacitance
CN103440073B (zh) * 2013-07-08 2016-08-24 安沛科技股份有限公司 排除寄生电容影响的电容感测电路
DE102014201529A1 (de) 2014-01-28 2015-07-30 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betreiben eines Druckmessumformers sowie Druckmessumformer
DE102014115802A1 (de) * 2014-10-30 2016-05-04 Endress + Hauser Gmbh + Co. Kg Kapazitiver Drucksensor und Verfahren zu dessen Herstellung
US9628104B2 (en) * 2015-03-13 2017-04-18 Rosemount Inc. High resolution sigma delta modulator for capacitance sensor terminal displacement measurement
CN105433963B (zh) * 2015-11-27 2018-12-18 西安交通大学 测量单对牙齿咬合力的新型凝胶薄膜电容式传感器及方法
US11525749B2 (en) * 2018-05-22 2022-12-13 Apple Inc. Telescopic analog front-end for pressure sensors
US10855308B2 (en) * 2018-11-19 2020-12-01 Invensense, Inc. Adaptive analog to digital converter (ADC) multipath digital microphones
US11054328B2 (en) 2019-03-06 2021-07-06 Psemi Corporation Parasitic insensitive sampling in sensors

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