KR20210089437A - Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법 - Google Patents

Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20210089437A
KR20210089437A KR1020200002600A KR20200002600A KR20210089437A KR 20210089437 A KR20210089437 A KR 20210089437A KR 1020200002600 A KR1020200002600 A KR 1020200002600A KR 20200002600 A KR20200002600 A KR 20200002600A KR 20210089437 A KR20210089437 A KR 20210089437A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
phase
current
injection
unit
Prior art date
Application number
KR1020200002600A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102395119B1 (ko
Inventor
박정욱
김명원
Original Assignee
연세대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 연세대학교 산학협력단 filed Critical 연세대학교 산학협력단
Priority to KR1020200002600A priority Critical patent/KR102395119B1/ko
Publication of KR20210089437A publication Critical patent/KR20210089437A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102395119B1 publication Critical patent/KR102395119B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
    • H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

본 발명인 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법은 위치센서 없이 매입형 영구자석 동기전동기를 구동하는 센서리스 제어에 관한 것으로,
전동기의 상전류를 입력받는 제1 상변환부;과 상기 제1 상변환부로부터 출력된 상 변환된 전류들과 지령전류들이 더해져 전동기의 원하는 움직임을 위한 지령전압을 발생하는 전류 제어부;와 상기 지령전압으로부터 주입신호의 과변조 없는 최대 진폭을 계산하여 도출하는 신호주입부;와 상기 제1 상변환부에서 도출된 전류와 상기 주입신호의 전압으로부터 위치 정보를 추출하는 복조계산부;와 상기 복조계산부로부터 도출 되어진 상기 위치 정보로부터 위치오차값을 도출하는 추정부;와 상기 추정부로부터 도출된 상기 위치오차값과 상기 지령전압과 상기 주입신호가 더해진 값이 입력으로 하여 3상 변환하는 제2 상변환부; 및 상기 제2 상변환부에서 도출된 상기 전압들이 입력되는 PWM부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치로 전동기의 주입되는 신호는 실시간 최적화된 진폭 값이 반영되어 운영자가 진폭 값을 고려할 필요가 없다. 또한, 저속과 정지상태를 포함한 모든 속도 구간에서 회전자 위치를 추정할 수 있어, 넓은 토크 변동을 가진 IPMSM의 전체적인 회전자 위치 추정 성능이 향상된다.

Description

IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법{Variable Amplitude Signal Injection Device and Methode for IPMSM Sensorless Control}
본 발명은 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법에 관한 것으로, 보다 상세하게는 위치센서 없이 매입형 영구자석 동기전동기를 구동하는 센서리스 제어에 관한 것으로, 위치 센서가 없음에도 불구하고 전동기 구동에 영향을 주지 않으며, 위치 추정 연산방법으로 회전자 위치 추정 성능을 최대한 향상시킨 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법에 관한 것이다.
종래의 IPMSM 기술은 CNC, 선반 및 전기자동차와 같은 초고속 운전과 고 토크 운전이 필요한 응용 분야에 많이 사용된다. 특히, 전기자동차와 같은 전동기의 고효율과 고성능을 요구하는 모빌리티 분야에서 각광받고 있다. 모빌리티 기술 분야에서는 구동 시스템의 크기와 무게를 줄이는 것이 기술의 핵심으로 회전자센서가 없는 센서리스 전동기 제어 장치 및 방법의 대한 연구가 활발히 이루어지고 있다.
한편, 종래의 센서리스 IPMSM 기술의 신호 주입 방법은 고정된 진폭을 갖는 구형파를 사용하며, 주입신호의 진폭을 전동기 운영동안 과변조 되지 않는 값으로 운영자가 임의로 선정한다. 한 번 결정된 진폭이 모든 전동기 동작 범위에 사용된다.
이러한 방법은 실시간으로 진폭 값을 변동하지 못해 고속 운전과 토크 변동이 심한 모빌리티 회전자의 위치 추정 성능을 더욱 크게 떨어트릴 수 있으며, 제어의 안정성이 떨어져 실제 적용에 어려움이 있다.
특허문헌1: 국내 공개특허공보 제10-2010-0036889호 특허문헌2: 국내 공개특허공보 제10-2013-0084843호
[1] Y. -D. Yoon, S. -K. Sul, S. Morimoto, and K. Ide, "High bandwith sensorless algorithm for AC machines based on sqaure-wave-type voltage injection," IEEE Trans. Industry Applications, vol. 47, no. 3, pp. 1361-1370, May-June 2011. [2] S. Kim, J. -I. Ha, and S. -K. Sul, "PWM switching frequency signal injection sensorless method in IPMSM," IEEE Trans. Industry Applications, vol. 48, no. 5, pp. 1576-1587, Sep.-Oct. 2012.
본 발명은 이와 같은 문제점을 감안한 것으로서, 본 발명은 리조버(Resolver)나 인코더(Encoder)와 같은 위치센서 없이도 회전자의 위치를 검출하는 방법을 통해 실시간으로 입력 신호의 진폭을 계산하여 전동기에 반영하여, 토크 변동이 심하고 고속 운전이 많은 회전자의 위치 추정 성능을 향상 시키는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법은 전동기의 상전류를 입력받아 상 변환하는 제1 상변환부;와 상기 제1 상변환부로부터 출력된 상변환된 전류들과 미리 설정된 지령전류들이 더해져 전동기의 원하는 움직임을 위한 지령전압을 생성하는 전류제어부;와 상기 지령전압으로부터 과변조 없는 최대 진폭을 계산하여 상기 최대 진폭이 설정된 주입신호를 출력하는 신호주입부;와 상기 제1 상변환부에서 출력된 전류들 중 q축상의 전류값과 상기 주입신호 전압값의 연산으로부터 위치 정보를 추출하는 복조계산부;와 상기 복조계산부로부터 추출되어진 상기 위치 정보로부터 위치오차값을 도출하는 추정부;와 상기 추정부로부터 도출된 상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 값을 입력으로 하여 3상 변환하는 제2 상변환부; 및 상기 제2 상변환부에서 도출된 상기 3상 변환된 전압들을 입력받는 PWM부;를 포함한다.
상기 제1 상변환부는 전동기의 상전류
Figure pat00001
,
Figure pat00002
Figure pat00003
를 입력받아, 2상-dq 변환하여 지령전류들을 도출하고, 상기 전류제어부는 상기 제1 상변환부로부터 도출된 상기 지령전류와 실제 전동기에 통전되는 실제 전류를 입력받아 연산하여 전동기의 지령전압을 출력한다.
상기 신호주입부는 PWM 스위칭 주기마다 신호의 최대 진폭을 계산하여 전동기 운영 동안 상기 주입신호가 과변조 되지 않도록, 실시간으로 PMW의 최대 변조 지수
Figure pat00004
를 계산하고, 상기 주입신호는 PWM 스위칭 신호와 같은 주파수를 갖고, 상기 PWM 스위칭 주기 동안 같은 크기의 진폭을 서로 반대의 방향으로 발생시키며, 상기 PWM의 최대 변조지수
Figure pat00005
를 넘지 않도록 신호의 진폭값을 계산하는 방법은 아래의 수학식 1 내지 수학식 3을 이용하여 도출한 수학식 4로 도출한다.
수학식 1
Figure pat00006
여기서,
Figure pat00007
,
Figure pat00008
및
Figure pat00009
는 각각 상기 d축 q축 지령 신호 전압, 상기 주입신호전압이며, 위첨자 *는 지령 성분임을 의미한다.
수학식 2
Figure pat00010
Figure pat00011
수학식 3
Figure pat00012
수학식 4
Figure pat00013
여기서, 수학식 4의
Figure pat00014
는 신호의 최대 변조지수
Figure pat00015
를 넘지 않는 진폭을 계산하는 식이다.
상기 복조계산부는 상기 주입신호 전압값과 상기 지령전류의 q축 전류값을 입력받아 위치 추정값을 계산하고, 상기 추정부는 상기 복조계산부로부터 도출된 상기 위치 추정값을 입력받아 위치오차값을 계산하며, 상기 추정부의 위치오차값은 아래와 같은 수학식11로 추정한다.
수학식 11
Figure pat00016
여기서,
Figure pat00017
와
Figure pat00018
는 고정자의 d축 q축 인덕턴스이며,
Figure pat00019
는 신호의 반주기이며,
Figure pat00020
과
Figure pat00021
은 신호 한 주기 내에서 첫 번째 반주기 전류 변화량과 두 번째 반주기 전류 변화량을 의미한다. 또한, 상기 추정부는 Second Order State Filter 또는 Luenberger Observer같은 추정기를 통해 회전자의 위치를 추정하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
상기 제2 상변환부는 상기 추정부에서 도출된 상기 오차값과 상기 지령전압및 상기 주입신호가 더해진 값을 입력으로 하여 3상 변환하며, 상기 PWM부는 상기 제2 상변환부에서 출력된 과변조 없는 진폭을 가진 3상 전압들을 입력한다.
IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 방법은 제1 상변환부에서 IPMSM 전동기의 상전류
Figure pat00022
,
Figure pat00023
Figure pat00024
를 입력 받아 dq 변환하는 단계;와 상기 dq 변환된 전류와 지령전류가 연산되어 지령전압으로 도출되는 단계;와 상기 지령전압의 과변조 없는 최대 진폭이 계산되고 3상으로 변환된 주입신호를 도출하는 단계;와 상기 계산된 주입신호의 전압값과 상기 dq변환된 지령전류값으로 위치추정값이 연산되어 도출되는 단계;와 상기 위치추정값과 상기 지령전류의 실제 위치 측정값으로부터 전류의 위치오차값을 도출하는 단계;및 상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 신호가 dq-abc변환기에 입력되어 3상 상변화되고, 상기 3상 변환된 신호를 입력받는 PWM;을 포함한다.
이상에서 설명한 바와 같은 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 전동기의 주입되는 신호는 실시간 최적화된 진폭 값이 반영된다.
둘째, 운영자가 진폭 값을 고려할 필요가 없다.
셋째, 넓은 토크 변동을 가진 IPMSM의 전체적인 회전자 위치 추정 성능이 향상된다.
넷째, 저속과 정지상태를 포함한 모든 속도 구간에서 회전자 위치를 추정할 수 있다.
도 1은 본 발명인 IPMSM 센서리스 제어회로도이다.
도 2는 본 발명의 구성요소를 나타낸 모식도이다.
도 3은 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 방법에 대한 흐름도이다.
도 4는 본 발명의 주입신호 및 PWM carrier의 파형도이다.
도 5는 토크에 따른 종래 기술과 본 발명의 방법들의 회전자 위치 오차 비교 그래프이다.
도 6은 출력토크가 20
Figure pat00025
일때, 본 발명의 극 전압 진폭신호와 기존 발명의 극전압 진폭신호의 비교 그래프이다.
도 7은 Secondary Oder State Filter 회로도이다.
첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들에 따른 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법에 대하여 상세히 설명한다. 본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 형태를 가질 수 있는바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 본문에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나 이는 본 발명을 특정한 개시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다. 첨부된 도면에 있어서, 구조물들의 치수는 본 발명의 명확성을 기하기 위하여 실제보다 확대하거나, 개략적인 구성을 이해하기 위하여 실제보다 축소하여 도시한 것이다.
또한, 제1 및 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 한편, 다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가지는 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
도 1은 본 발명인 IPMSM 센서리스 제어회로도이다.
도 1을 참조하면, 제1 상변환부(100)은 상전류
Figure pat00026
,
Figure pat00027
Figure pat00028
을 입력받아 2상-dq변환하는 dq-abc변환기를 포함하며, 전류제어부(200)은 상기 제1 상변환부로부터 도출된 상기 지령전류와 실제 전동기에 통전되는 실제 전류를 입력받아 전동기가 원하는 지령전압으로 출력하는 전류제어기(Current Controller)를 포함하고, 신호주입부(300)은 PWM 주기마다 신호의 최대 진폭을 계산하여 전체 전동기 운영 동안 상기 주입신호가 과변조 되지 않도록(PMW의 최대 변조 지수 VMI,max를 넘지 않도록), 실시간으로 계산하고 최대의 진폭값을 계산하는 신호주입기(Signal injector)를 포함한다. 여기서, 상기 주입신호는 PWM 스위칭 신호와 같은 주파수를 갖고, 상기 PWM 스위칭 주기 동안 같은 크기의 진폭을 서로 반대의 방향으로 발생시킨다. 복조계산부(400)는 상기 주입신호 전압과 상기 지령전류의 q축 전류를 입력으로 하여 연산하고 위치추정값을 도출하는 복조기(Demodulation Process)를 포함하며, 추정부(500)은 상기 위치추정값을 입력받아 위치오차값을 계산하는 추정기(Estimator)를 포함하며, 추정기로 Second Order State Filter 또는 Luenberger Observer를 사용하여 회전자의 위치를 추정한다. 제2 상변환부(600)는 상기 추정부에서 도출된 상기 위치오차값과 상기 주입신호 전압 및 상기 지령전압이 더해진 값을 입력받고, 3상 상변환시키는 dq-abc변환기를 포함하며, PWM부(700)는 상기 추정부에서 도출된 과변조 없는 진폭을 가진 삼상 전압들을 입력 받아 펄스 폭 주기 변조(Pulse Width Modulation)하는 PWM을 포함한다.
도 1은 가변 진폭 신호 주입 방법의 전체적인 구조를 나타내며,
Figure pat00029
과
Figure pat00030
,
Figure pat00031
,
Figure pat00032
,
Figure pat00033
,
Figure pat00034
는 각각 상전압과 상전류들을 의미하고,
Figure pat00035
는 주입된 신호, 윗첨자 *는 지령 성분임을 의미한다. 상기 전류 제어기(Current Controller)는 원하는 전동기의 움직임을 위한 상기 지령전압을 발생한다. 상기 지령전압으로부터 상기 신호 주입기(Signal Injector)에서 상기 주입신호의 과변조 없는 최대 진폭을 계산하고, 상기 신호는 d축 상기 지령전압에 더해지게 된다. 마지막으로 상기 주입신호와 측정한 전류로 회전자의 위치 정보를 추출하여 Luenberger Observer나 Second Order State Filter와 같은 추정기(Estimator)를 통해 회전자 위치를 추정한다.
도 2는 본 발명의 구성요소를 나타낸 모식도이다.
도 2를 참조하면, 본 발명인 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치의 제1 상변환부(100)은 상전류
Figure pat00036
,
Figure pat00037
Figure pat00038
을 입력받아 상기 ad-abc변환기를 통해 d축, p축 2상 변환한 지령전류를 도출하며, 전류제어부(200)은 적분-비례(PI)제어기로 구성될 수 있고, 상기 지령전류와 실제 전동기에 통전되는 실제 전류를 입력받아 연산하여 전동기가 원하는 상기 지령전압 (
Figure pat00039
,
Figure pat00040
)을 도출한다.
신호주입부(300)은 상기 지령전압으로부터 상기 주입신호의 과변조 없는 최대 진폭을 계산하여 도출하며, 상기 주입신호와 상기 지령전압이 더해진 신호는 dq-abc 변환에 의해 다음과 같이 표현할 수 있다.
Figure pat00041
Figure pat00042
여기서, (
Figure pat00043
)이고, 결과적으로 3상 전압의 최대값은 다음과 같다.
식:
Figure pat00044
[1]
과변조를 피하기 위해 신호가 주입된 3상 전압은 반드시 PWM 방법의 최대변조 지수
Figure pat00045
를 넘지 않아야 하며, 식[1]을 이용하여 주입신호의 최대 진폭
Figure pat00046
를 계산하면 다음과 같다.
수학식 2
Figure pat00047
Figure pat00048
수학식 3
Figure pat00049
(11)
따라서 신호의 진폭은 다음과 같이 결정한다.
수학식 4
Figure pat00050
(12)
여기서, 수학식 4로 인해 사익 PWM 스위칭 주기마다 신호의 진폭이 계산되어 반영되고, 전체 전동기 운영 동안 과변조되지 않는 최대의 진폭 신호가 주입될 수 있다.
복조계산부(400)는 상기 제1 상변환부에서 도출된 전류와 상기 주입신호의 전압으로부터 위치 정보를 추출하며, 추정부(500)는 상기 복조계산부로부터 도출 되어진 상기 위치 정보로부터 상기 위치오차값을 도출한다. 여기서, 복조계산부(400)은 IPMSM 고정자 전압 방정식을 이용하여 위치 정보를 계산하며, 이로써 추정부(500)의 상기 위치오차값이 도출되고 그 방법은 다음과 같다.
IPMSM의 고정자 전압 방정식은 다음과 같다.
Figure pat00051
여기서,
Figure pat00052
와
Figure pat00053
,
Figure pat00054
,
Figure pat00055
는 각각 고정자의 전압과 전류, 저항, 인덕턴스이며,
Figure pat00056
은 회전자의 전기 각속도,
Figure pat00057
은 쇄교 자속을 의미한다. 만약 주입된 고주파 신호에 의한 고정자 전압 방정식을 표현하면, 고주파 특성에 의해 인덕턴스전압이 상대적으로 매우 크기 때문에 다음과 간략화 할 수 있다.
Figure pat00058
(14)
(여기서, 아랫첨자 i는 주입신호의 성분임을 의미하며
Figure pat00059
는 신호의 반주기,
Figure pat00060
는 성분의 변화량을 의미한다.)
PWM 스위칭 반주기동안 주입신호를 표현하면 다음과 같다.
Figure pat00061
(15)
여기서 윗첨자
Figure pat00062
은 추정된 회전자 좌표계의 성분임을 의미한다. 식 14와 15에 의해 추정된 회전자 좌표계에서 본 고정자 전류는 다음과 같이 표현된다.
Figure pat00063
(16)
이때,
Figure pat00064
이고,
Figure pat00065
과
Figure pat00066
은 각각 실제 회전자 위치와 추정된 위치를 의미한다. 그러므로 회전자 위치의 오차
Figure pat00067
는 q축 고정자 전류를 측정함으로써 얻을 수 있다.
Figure pat00068
(17)
(여기서,
Figure pat00069
과
Figure pat00070
은 신호 한 주기 내에서 첫번째 반주기 전류 변화량과 두번째 반주기 전류 변화량을 의미한다.)
제2 상변환부(600)은 상기 위치오차값과 PMW의 최대 변조 지수
Figure pat00071
를 넘지 않도록 실시간으로 계산된 상기 주입신호 및 상기 지령전압이 더해진 신호를 입력받아 3상 변환하고, PWM부(700)는 제2 상변환부(600)에서 도출된 상기 3상 변환된 신호를 입력받아, 실시간으로 최대 진폭이 설정되어 과변조 없도록 펄스의 폭을 제어하는 주기 변조(Pulse Width Modulation)를 실행한다.
도 3은 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 방법에 대한 흐름도이다.
도 3을 참조하면, IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 방법은 제1 상변환부에서 IPMSM 전동기의 상전류
Figure pat00072
,
Figure pat00073
Figure pat00074
를 입력 받아 dq 변환하는 단계(S310);와 상기 dq 변환된 전류와 지령전류가 연산되어 지령전압으로 도출되는 단계(S320);와 상기 지령전압의 과변조 없는 최대 진폭을 계산하고, 상기 최대 진폭을 갖고 3상으로 상변환된 주입신호를 도출하는 단계(S330);와 상기 주입신호의 전압값과 상기 dq변환된 지령전류값을 계산하여 위치추정값을 도출하는 단계(S340);와
상기 위치추정값과 상기 지령전류의 실제 위치측정값을 연산하여 전류의 위치오차값을 도출하는 단계(S350);및 상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 신호가 dq-abc변환기에 입력되어 3상 상변환되고, 상기 3상 변환된 신호를 입력받는 PWM(S360);을 포함한다.
도 4는 본 발명의 주입신호 및 PWM carrier의 파형도이다.
도 4를 참조하면, 상기 PWM 스위칭 신호와 같은 주파수를 갖는 상기 주입신호는 상기 PWM 스위칭 주기동안 같은 크기의 진폭을 서로 반대의 방향으로 발생된다. 따라서 상기 주입신호는 PWM 한주기동안 평균이 0이기 때문에 상기 지령전압에 영향을 주지 않는다.
도 5는 토크에 따른 종래 기술과 본 발명의 방법들의 회전자 위치 오차 비교 그래프이다.
도 5를 참조하면, 종래 신호 주입 방법은 고정된 진폭을 갖는 구형파를 사용한다. 따라서 한 번 결정된 진폭이 모든 전동기 동작 범위에 사용되게 된다. 종래 방법에선 주입신호의 진폭을 전동기 운영동안 과변조 되지 않은 적당한 값으로 운영자가 임의로 선정한다. 그러나 토크 변동이 심하며 고속 운전이 많은 상황에선 회전자 위치 추정 성능이 크게 떨어질 수 있게 된다. 반면 본 발명의 방법은 실시간으로 최적의 진폭을 계산하여 반영하기 때문에 운영자가 신경 쓸 필요가 없어진다. 더욱이 전 구간에서 회전자 위치를 최적으로 추정하기 때문에 전체적인 추정 성능이 개선될 수 있다.
성능 검증을 위해 본 발명의 방법과 종래의 방법을 비교하였다. 이때, 종래 방법은 각각 높은 진폭과 낮은 진폭이 주입된 상황을 모두 가정하기 위해 80 V와 20 V의 진폭을 갖는 주입신호를 사용하였다. 제안된 방법은 안정성을 위해 변조 지수에 약간의 여유를 뒀다. 실험 조건은 300rad/s의 속도에서 0
Figure pat00075
와 20
Figure pat00076
의 토크 부하가 가해지도록 설정하여 각각 고속에서 낮은 토크 부하일 때와 높은 토크 부하일 때 상황을 조성하였다.
도 5는 정해진 조건들 속에서 각 방법들의 상기 회전자 위치 오차를 나타낸 것이다. 붉은 선은 제안된 방법, 파란 선은 80 V 진폭 신호를 이용한 기존 방법, 초록색은 20 V 진폭 신호를 이용한 종래 방법을 의미한다. 본 발명의 방법은 큰 신호를 주입한 기존 방법만큼 작은 신호를 주입한 기존 방법에 비해 회전자 위치 오차가 현저히 낮은 것을 확인할 수 있다.
도 6은 출력 토크가 20
Figure pat00077
일 때, 본 발명의 극전압 진폭신호와 기존 발명의 극전압 진폭신호의 비교 그래프이다.
도 6을 참조하면, 출력 토크가 20
Figure pat00078
일 때 본 발명의 방법과 80 V 진폭 신호가 주입된 종래 방법의 극전압 지령을 나타낸 것이다. 본 발명의 방법의 경우 과변조 현상이 일어나지 않음은 물론, 미리 설정한 여유까지 잘 지키는 것을 볼 수 있다. 그러나 종래 방법은 80 V 진폭의 신호로 인해 과변조 현상이 일어난 것을 볼 수 있다.
도 7은 Secondary Oder State Filter 회로도이다.
상기 회전자 위치의 오차는 추정기를 통해 회전자 위치를 구하게 된다. 도 6은 대표적인 추정기 중 하나인 Second Order State Filter의 블록 다이어그램을 나타낸 것이다.
100: 제1 상변환부 200: 전류제어부
300: 신호주입부 400: 복조계산부
500: 추정부 600: 제2 상변환부
700: PWM부

Claims (13)

  1. 전동기의 상전류를 입력받아 상 변환하는 제1 상변환부;와
    상기 제1 상변환부로부터 출력된 상변환된 전류들과 미리 설정된 지령전류들이 더해져 전동기의 원하는 움직임을 위한 지령전압을 생성하는 전류제어부;와
    상기 지령전압으로부터 과변조 없는 최대 진폭을 계산하여 상기 최대 진폭이 설정된 주입신호를 출력하는 신호주입부;와
    상기 제1 상변환부에서 출력된 전류들 중 q축상의 전류값와 상기 주입신호 전압값의 연산으로부터 위치 정보를 추출하는 복조계산부;와
    상기 복조계산부로부터 추출되어진 상기 위치 정보로부터 위치오차값을 도출하는 추정부;와
    상기 추정부로부터 도출된 상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 값을 입력으로 하여 3상 변환하는 제2 상변환부; 및
    상기 제2 상변환부에서 도출된 상기 3상 변환된 전압들이 입력되는 PWM부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1 상변환부는 전동기의 상전류
    Figure pat00079
    ,
    Figure pat00080
    Figure pat00081
    를 입력받아, 2상-dq 변환하여 상기 지령전류들을 도출하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 전류제어부는 상기 제1 상변환부로부터 도출된 상기 지령전류와 실제 전동기에 통전되는 실제 전류를 입력받아 연산하여 전동기의 상기 지령전압을 출력하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 신호주입부는 PWM 스위칭 주기마다 신호의 최대 진폭을 계산하여 전동기 운영 동안 상기 주입신호가 과변조 되지 않도록, 실시간으로 PMW의 최대 변조 지수
    Figure pat00082
    를 계산하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 주입신호는 PWM 스위칭 신호와 같은 주파수를 갖고, 상기 PWM 스위칭 주기 동안 같은 크기의 진폭을 서로 반대의 방향으로 발생시키는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 PWM의 최대 변조지수
    Figure pat00083
    를 넘지 않도록 신호의 진폭값을 계산하는 방법은,
    아래의 수학식 1 내지 수학식 3을 이용하여 도출한 수학식 4로 도출하는 것으로 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
    수학식 1
    Figure pat00084

    여기서,
    Figure pat00085
    ,
    Figure pat00086
    및
    Figure pat00087
    는 각각 상기 d축 q축 지령 신호 전압, 상기 주입신호전압이며, 위첨자 *는 지령 성분임을 의미한다.
    수학식 2
    Figure pat00088

    Figure pat00089

    수학식 3
    Figure pat00090

    수학식 4
    Figure pat00091

    여기서, 수학식 4의
    Figure pat00092
    는 신호의 최대 변조지수
    Figure pat00093
    를 넘지 않는 진폭을 계산하는 식이다.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 복조계산부는 상기 주입신호의 전압값과 상기 지령전류의 q축 전류값을 입력받아 연산하여 상기 위치추정값을 도출하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 추정부는 상기 복조계산부로부터 도출된 상기 위치추정값을 입력받아 실제 전류 측정값과 연산하여 상기 위치오차값을 도출하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 추정부의 상기 위치오차값은 아래와 같은 수학식11로 추정하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
    수학식 11
    Figure pat00094

    여기서,
    Figure pat00095
    와
    Figure pat00096
    는 고정자의 d축 q축 인덕턴스이며,
    Figure pat00097
    는 신호의 반주기이며,
    Figure pat00098
    과
    Figure pat00099
    은 신호 한 주기 내에서 첫 번째 반주기 전류 변화량과 두 번째 반주기 전류 변화량을 의미한다.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 추정부는 Second Order State Filter 또는 Luenberger Observer같은 추정기를 통해 회전자의 위치를 추정하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 제2 상변환부는 상기 추정부에서 도출된 상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 값을 입력으로 하여 3상 변환하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 PWM부는 상기 제2 상변환부에서 출력된 과변조 없는 진폭을 가진 3상 전압들을 입력으로 하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치.
  13. 제1 상변환부에서 IPMSM 전동기의 상전류
    Figure pat00100
    ,
    Figure pat00101
    Figure pat00102
    를 입력 받아 dq 변환하는 단계;와
    상기 dq 변환된 전류와 지령전류가 연산되어 지령전압으로 도출되는 단계;와
    상기 지령전압의 과변조 없는 최대 진폭이 계산되고, 상기 최대 진폭을 갖고 3상 변환된 주입신호를 도출하는 단계;와
    상기 주입신호의 전압값과 상기 dq변환된 지령전류값을 연산하여 위치추정값을 도출하는 단계;와
    상기 위치추정값과 상기 지령전류의 실제 위치측정값을 연산하여 전류의 위치오차값을 도출하는 단계;및
    상기 위치오차값과 상기 지령전압 및 상기 주입신호가 더해진 신호가 dq-abc변환기에 입력되어 3상 상변환되고, 상기 3상 변환된 신호를 입력받는 PWM;을 포함하는 것을 특징으로 하는 IPMSM 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 방법.
KR1020200002600A 2020-01-08 2020-01-08 Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법 KR102395119B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200002600A KR102395119B1 (ko) 2020-01-08 2020-01-08 Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020200002600A KR102395119B1 (ko) 2020-01-08 2020-01-08 Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20210089437A true KR20210089437A (ko) 2021-07-16
KR102395119B1 KR102395119B1 (ko) 2022-05-09

Family

ID=77151067

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200002600A KR102395119B1 (ko) 2020-01-08 2020-01-08 Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102395119B1 (ko)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20100036889A (ko) 2008-09-30 2010-04-08 전남대학교산학협력단 매입형 영구자석 전동기의 센서리스 제어방법
JP4899509B2 (ja) * 2006-01-07 2012-03-21 日本電産株式会社 交流電動機の回転子位相推定装置
KR20130084843A (ko) 2012-01-18 2013-07-26 엘에스산전 주식회사 전차원 상태 관측기 기반의 영구자석 동기전동기 제어 장치 및 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4899509B2 (ja) * 2006-01-07 2012-03-21 日本電産株式会社 交流電動機の回転子位相推定装置
KR20100036889A (ko) 2008-09-30 2010-04-08 전남대학교산학협력단 매입형 영구자석 전동기의 센서리스 제어방법
KR20130084843A (ko) 2012-01-18 2013-07-26 엘에스산전 주식회사 전차원 상태 관측기 기반의 영구자석 동기전동기 제어 장치 및 방법

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
S. Kim, J. -I. Ha, and S. -K. Sul, "PWM switching frequency signal injection sensorless method in IPMSM," IEEE Trans. Industry Applications, vol. 48, no. 5, pp. 1576-1587, Sep.-Oct. 2012.
Y. -D. Yoon, S. -K. Sul, S. Morimoto, and K. Ide, "High bandwith sensorless algorithm for AC machines based on sqaure-wave-type voltage injection," IEEE Trans. Industry Applications, vol. 47, no. 3, pp. 1361-1370, May-June 2011.

Also Published As

Publication number Publication date
KR102395119B1 (ko) 2022-05-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Lu et al. A three-phase current reconstruction technique using single DC current sensor based on TSPWM
JP5697745B2 (ja) 同期電動機の駆動システム
CN110048655B (zh) 反电势基波提取的永磁同步电机无位置传感器控制系统
US20150069941A1 (en) Three-Phase Synchronous Motor Drive Device
CN110504889B (zh) 一种五相永磁同步电机容错直接转矩控制方法
CN112953359A (zh) 双三相永磁同步电机电流谐波最小脉宽调制方法及系统
CN111682814B (zh) 电机系统的外特性参数确定方法、装置、电子设备及介质
Peter et al. A simplified DTC-SVPWM scheme for induction motor drives using a single PI controller
KR101557579B1 (ko) Pwm 방식을 이용한 pmsm의 dtc 제어방법
Zhao et al. Position extraction from a discrete sliding-mode observer for sensorless control of IPMSMs
Wu et al. Hybrid-modulation-based full-speed sensorless control for permanent magnet synchronous motors
Shan et al. Online inverter nonlinearity compensation method based on current injection
KR101976523B1 (ko) 모델 예측 전류 제어 기반의 ipmsm 벡터 제어 장치 및 그 방법
Riccio et al. A direct model predictive control strategy for high-performance synchronous reluctance motor drives
Allirani et al. High performance direct torque control of induction motor drives using space vector modulation
KR102395119B1 (ko) Ipmsm 센서리스 제어를 위한 가변 진폭 신호 주입 장치 및 방법
CN109379012B (zh) 一种无高频信号注入的永磁同步电机低速位置估计方法
Inoue et al. Control scheme for wide-speed-range operation of synchronous reluctance motor in MT frame synchronized with stator flux linkage
CN115276501A (zh) 一种永磁同步电机无差拍预测电流控制方法
CN111541413A (zh) 压缩机控制方法、控制装置及空调器
Li et al. Dead-beat Predictive Control of Permanent Magnet Synchronous Motors with Improved Dead-time Compensation
Zhao et al. Oscillation mitigation for sliding-mode observers in sensorless control of IPMSMs
Lakshmi et al. Multilevel diode-clamped inverter fed IPMSM drive for electric traction
KR20200112506A (ko) 모터 제어 시스템 및 그 모터 제어 시스템의 고조파 저감 방법
Pillai et al. Efficient Commutation and Torque Ripples Minimization in BLDC Motor for Hoist Applications

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant