KR20210075222A - 정적 및 동적 공진 유도 무선 충전에서 이용하기 위한 근접장 전이중 데이터 링크 - Google Patents

Abstract

전이중, 낮은 레이턴시, 근접장 데이터 링크는, 전기 차량들 및 다른 전기 동력 디바이스들을 재충전하기 위해 이용되는 정적 및/또는 동적 공진 유도, 무선 전력 전송 시스템을 제어한다. 코히런트 트랜스폰더 구성은 인근 및 인접 차량들로부터 유래하는 신호들의 포지티브 제거 및 낮은 복잡도의 동기 검출을 가능하게 한다. 그라운드 측 장치에서의 기준 수정 발진기는 순방향 및 리턴 데이터 링크 양쪽 모두에 대해 주파수 동기화를 제공한다. 송신은, 차량 하부와 그라운드 표면에 의해 이루어지는 컷오프 구조 아래의 유효 도파로와 함께, 시스템 안테나들 바로 부근에 있는 영역으로 신호 전파를 크게 한정하는 루프 안테나 쌍들 사이의 근접장 자기 유도에 의해 이루어진다.

Description

정적 및 동적 공진 유도 무선 충전에서 이용하기 위한 근접장 전이중 데이터 링크{NEAR FIELD, FULL DUPLEX DATA LINK FOR USE IN STATIC AND DYNAMIC RESONANT INDUCTION WIRELESS CHARGING}

관련 출원들에 대한 상호 참조

본 출원은 2014년 9월 5일자로 출원된 미국 가특허 출원 제62/046,392호에 대해 우선권을 주장한다. 그 출원의 내용은 이로써 참조로 포함된다.

기술분야

본 발명은 예시적인 실시예에서 전기 차량들을 재충전하기 위해 이용되는 공진 유도 무선 전력 전송 시스템의 제어를 위해 의도된 전이중 근접장 데이터 링크를 설명한다. 본 발명은 인근 및 인접 차량들로부터 유래하는 신호들의 포지티브 제거(positive rejection) 및 간섭 제거 동기 검출(interference rejecting synchronous detection)을 가능하게 하는 코히런트 트랜스폰더 구성을 이용한다.

유도식 전력 전송은 많은 산업 및 시장에 걸치는 많은 중요한 애플리케이션을 갖는다. 공진 유도 무선 전력 장치는, 전력 공급 입력 섹션과 출력 섹션을 분리 및 격리하는 큰 에어 갭 변압기를 갖는 스위치 모드 DC-대-DC 전력 공급 장치로서 간주될 수 있다. 출력 전류가 입력 측 파라미터들의 조정에 의해 제어되기 때문에, 출력 파라미터들을 입력 측 제어 회로로 전달하는 방식이 존재해야 한다. 통상의 격리된 스위치 모드 전력 공급 장치들은 옵토커플러들 또는 결합 변압기들을 이용하여 격리 배리어에 걸쳐 통신하지만, 이러한 통상의 방법들은 큰 물리적 갭의 존재 시에는 유용하지 않다. 전력 전송 갭에 걸친 음향 및 광학 통신은 원칙적으로는 가능하지만, 실제로 진흙, 도로 파편, 눈 및 얼음뿐만 아니라 고여있는 물에 의해 도전을 받을 때에는 부적절하다. 수신 인덕터 임피던스를 변조하는 것 및 일차 측 인덕터 상에 유도된 전압 및 전류 변동을 검출하는 것에 의해 전력 전송 갭에 걸쳐 통신하는 것이 가능하다. 그러나, 공진 유도 무선 전력 전송 장치에 의해 이용되는 일반적으로 낮은 동작 주파수, 및 이러한 공진 유도 무선 전력 전송 시스템들의 일차 및 이차 측 인덕터들의 중간 내지 높은 부하 Q 때문에, 이용가능한 데이터 통신 대역폭은 엄격하게 제약되고, 전이중 통신 구현은 어렵다.

그러므로, 라디오 주파수 기반 데이터 통신 시스템들이 바람직한데, 그 이유는 그들이 위에서 열거된 어려운 점들에 영향을 받지 않기 때문이며; 그러나, 통상의 라디오 주파수 데이터 통신 시스템들은 수개의 측면에서는 부적절하다. 반이중 시스템들은 하나의 방향으로만 송신하지만, 송신 방향을 급속하게 교대하고, 그에 의해 전이중 링크로서 기능하는 데이터 링크를 생성한다. 송신 데이터 버퍼링 또는 큐잉은, 제어 시스템 피드백 경로에 배치될 때 제어 시스템 불안정성의 원인으로서 특히 바람직하지 않은 상당한 가변 송신 레이턴시를 도입한다.

통상의 슈퍼-헤테로다인 수신기들은 일반적으로 오프-채널 간섭 제거(off-channel interference rejection)를 제공하기 위해 다소 양호한 중간 주파수 필터들을 요구한다. 그러나, 이러한 필터들은 고비용인 경향이 있으며, 모놀리식 집적(monolithic integration)에는 쉽게 적합하지 않다.

또한, 통상의 라디오 데이터 링크들은 본질적으로 동일한 타입의 다른 인근 데이터 링크들에 대하여 판별되지 않는다. 이것은, 전기 차량들의 무선 충전을 중재하기 위해 이용될 때 통상의 라디오 기반 데이터 링크들이 인근 또는 인접 파킹 슬롯들에서의 충전 장치에 의해 방출되는 라디오 커맨드들에 종종 응답하는 것을 의미하며, 이는 모호하지 않은 차량 식별 및 후속 무선 충전 제어를 크게 복잡하게 하는 거동이다.

고전력 무선 충전의 안전 동작을 위해, 부하 손실의 경우에 안전하고 빠른 셧다운을 제공하도록 최소 레이턴시를 갖는 통신 링크를 제공하는 것이 매우 바람직하다. 무선 전력 전송 디바이스들의 안전한 실제 동작을 위해, 인접 디바이스들 또는 차량들 사이의 크로스토크 또는 오판독 통신의 위험이 최소화되도록 통신 링크는 본질적으로 판별적인 것이 또한 바람직하다. 통신 링크는, 동작 중에, 일단 통신이 확립되면, 하나의 차량이 단 하나의 지정된 그라운드 스테이션과만 통신하고 다른 차량이나 그라운드 스테이션과는 통신하지 않는 것을 보장할 수 있어야 한다.

본 발명은, 유효 통신 범위를 한정하기 위해 통상의 시스템들에서와 같은 원역장 전파(far field propagation)와는 대조적으로 근접장 유도식 결합에 의존하고, 정교한 주파수 도메인 필터링 없이 오프 채널 및 소정의 동일-채널 간섭(co-channel interference)을 제거하는데 동기 검출을 이용하고, 데이터 링크 송신-수신 장비 쌍들의 포지티브 식별을 위해 코히런트 트랜스폰더 아키텍처를 이용하는 코히런트 전이중 라디오 주파수 데이터 링크를 구현함으로써 종래 기술의 제한들 및 상기 요구들을 처리한다. 본 명세서에서 이용되는 바와 같이, "코히런트(coherent)"는 각각의 주파수들이 비율 M/N으로 정확히 서로 관련되는 것을 의미하는데, 여기서 M 및 N은 정수이다. 다시 말하면, 제1 주파수의 M 정수 사이클들을 포함하는 시간 기간은 정확히 제2 주파수의 N 정수 사이클들을 포함한다.

본 발명의 예시적인 실시예들에서, 2개의 장치가 제공되는데, 하나의 장치는 그라운드 측 무선 전력 송신 장비와 연관되고, 다른 장비는 차량 측 무선 전력 수신 장비와 연관된다. 그라운드 측 장치에 위치된 수정 제어 기준 발진기는 송신 및 검출에 필요한 모든 라디오 주파수 신호들의 코히런트 발생을 위한 공통 베이스를 제공한다. 이것이 전이중 통신 장치이므로, 2개의 독립적인 송신-수신 링크, 즉 그라운드 측 장치로부터 차량 측 장치로의 순방향 링크, 및 차량 측 장치로부터 그라운드 측 장치로의 리턴 링크가 존재한다. 차량 측 루프 안테나들은 전형적으로 차량의 전도성 하부 아래에 위치되며, 그라운드 표면에 대해 평행하다. 예시적인 실시예들에서, 순방향 및 리턴 유도식 링크는 차량 측 및 그라운드 측 무선 전력 전송 장비의 무선 전력 전송 코일들 상에 다중화된다.

순방향 링크 송신 신호는 기준 발진기로부터 도출된다. 직렬 데이터가 변조기에 의해 순방향 링크 캐리어 상에 부과된다. 송신은, 순방향 링크 동작 주파수에서의 파장보다 훨씬 더 작은 파장만큼 분리되는, 상당한 상호 유도 결합을 갖는 2개의 전기적으로 작은 루프 안테나들 사이에서 발생한다. 순방향 링크의 차량 측에서, 수신 신호는 호모다인 검출기에 의해 검출되고, 호모다인 검출기는 신호의 캐리어를 추출하여 동기 검출기에서 검출 기준으로서 이용한다. 추출된 캐리어는 리턴 링크 캐리어에 대한 주파수 기준으로서 이용되는데, 여기서 제2 변조기를 이용하여 이 캐리어 상에 리턴 링크 데이터가 부과된다. 따라서, 리턴 링크 캐리어는 순방향 링크 캐리어와 코히런트하지만, 주파수 체배된다. 리턴 링크 송신은 앞서와 같이 2개의 밀접하게 이격된 전기적으로 작은 루프 안테나들 사이에서 근접장 유도식 결합에 의해 발생한다. 다수의 리턴 경로 데이터 채널 - 각각의 리턴 경로 데이터 채널은 제1 유도식 링크의 송신 주파수의 상이한 M/N 배수에서 데이터를 송신하고, 여기서 M 및 N은 정수임 - 도 또한 이용될 수 있다. 링크의 그라운드 측의 동기 검출기는 검출 기준으로서 오리지널 기준 발진기 신호의 주파수 체배 버전을 이용하여 리턴 링크 데이터를 추출한다. 양 방향에서의 링크 변조는 진폭 변조, 주파수 변조, 위상 변조 또는 이들의 조합일 수 있다.

순방향 링크 캐리어, 순방향 링크 검출 기준, 리턴 링크 캐리어 및 리턴 링크 검출 기준이 모두 동일한 일차 측 기준 발진기로부터 도출되기 때문에, 이러한 4개의 중대 신호의 코히런시는 설계에 의해 보장된다. 복잡한 주파수 취득 및 동기화 회로는 요구되지 않는다. 순방향 및 리턴 통신 링크 상의 신호들 사이의 자기-간섭을 회피하기 위해 고조파 소거 회로가 이용될 수 있다. 또한, 기준 발진기들 사이의 제조 허용오차 및 환경적으로 유도된 주파수 변동은, 인접 파킹 공간들에 위치된 장치로부터의 링크 신호들이 코히런트하지 않을 것이므로, 동기 검출을 겪지 않을 것임을 보증한다. 인접 파킹 슬롯들에서의 차량 및 장치로부터 유래하는 링크 신호들의 추가 제거는, 링크 송신 파장이 차량 하부 대 그라운드 표면 분리 거리를 초과할 때 생기는 감쇠로부터 발생하는데, 여기서 차량 하부 및 그라운드 표면은 도파로 전파 컷오프 주파수(guide propagation cutoff frequency) 아래에서 동작하는 도파로의 2개의 플레이트로서 기능한다.

예시적인 실시예에서, 제1 송신/수신 시스템과 제2 송신/수신 시스템 사이에 근접장 유도식 전송을 이용하여 전이중 데이터 통신을 제공하기 위한 시스템 및 연관된 방법이 제공된다. 이 방법은, 제1 송신/수신 시스템이 제1 유도식 링크를 통해 제1 신호를 송신하는 단계; 제2 송신/수신 시스템이 제1 유도식 링크를 통해 제1 신호를 수신하는 단계; 제2 송신/수신 시스템이 제2 유도식 링크를 통해 제2 신호를 송신하는 단계; 및 제1 송신/수신 시스템이 제2 유도식 링크를 통해 제2 신호를 수신하는 단계를 포함하고, 제2 신호는 제1 신호로부터 도출되고, 제1 신호와 제2 신호는 주파수 코히런트(frequency coherent)하다. 제1 신호와 제2 신호는 주파수 동기화되고, 제1 신호 및 제2 신호의 주파수들은 비율 M/N으로 관련되고, 여기서 M 및 N 양쪽 모두는 정수이다. 예시적인 실시예들에서, 제1 신호와 제2 신호는 서로 정수 고조파 관계(integer harmonic relationship)를 갖고, 이 정수는 1과 동일하지 않다. 따라서, 제1 신호와 제2 신호는 서로 정확한 정수 또는 정확한 유리 분수 주파수 관계를 갖는다.

본 명세서에 설명된 방법들은, 차량과 충전 스테이션 사이에 전이중 통신 링크를 확립함으로써 무선 유도식 전력 전송 시스템을 이용하여 차량을 무선 충전하기 위한 방법들을 또한 포함하고, 전이중 통신 링크는 충전 스테이션에서의 제1 송신/수신 시스템과 차량 상의 제2 송신/수신 시스템 사이에 근접장 유도식 전송을 이용한다. 예시적인 실시예에서, 전이중 통신 링크는 제1 송신/수신 시스템이 제1 유도식 링크를 통해 제1 신호를 송신하는 것; 제2 송신/수신 시스템이 제1 유도식 링크를 통해 제1 신호를 수신하는 것; 제2 송신/수신 시스템이 제2 유도식 링크를 통해 제2 신호를 송신하는 것; 및 제1 송신/수신 시스템이 제2 유도식 링크를 통해 제2 신호를 수신하는 것을 포함하고, 제2 신호는 제1 신호로부터 도출되고, 제1 신호와 제2 신호는 주파수 코히런트하다. 다음에, 차량과 충전 스테이션 사이의 무선 전력 전송은 전이중 통신 링크를 통해 제어 신호들을 송신함으로써 제어된다. 통신 링크는, 충전 스테이션의 근접장 통신 안테나, 정렬 코일 및/또는 무선 전력 전송 코일의 격리된 전자기 요소들 사이에서 오버헤드 차량에 의해 야기된 임피던스 또는 상호 임피던스 변화를 충전 스테이션이 검출할 때 개시될 수 있다. 제1 유도식 링크를 통한 제어 신호들의 송신은 인덕턴스 변화가 검출될 때 개시된다.

본 명세서에 설명된 통신 시스템은 도로에 설치된 복수의 충전 스테이션을 포함하는 무선 유도식 전력 전송 시스템을 이용하여 이동 차량의 동적 무선 충전을 제공하도록 또한 되어 있을 수 있다. 이러한 방법은 차량과 제1 충전 스테이션 사이에 전이중 통신 링크를 확립하는 단계를 포함하고, 전이중 통신 링크는 제1 충전 스테이션에서의 제1 송신/수신 시스템과 차량 상의 제2 송신/수신 시스템 사이에 주파수 코히런트 근접장 유도식 전송을 이용한다. 동작 중에, 제1 충전 스테이션 및/또는 차량 송신기는 차량에 관한 위치, 타이밍 및/또는 속도 정보를 제2 충전 스테이션으로 제공하고, 이 제2 충전 스테이션은 위치, 타이밍 및/또는 속도 정보를 이용하여, 차량의 무선 충전 수신 디바이스가 제2 충전 스테이션 위에 위치될 때의 시간을 결정한다. 제2 충전 스테이션은 무선 전력 전송을 차량에 제공하기 위해 결정된 시간에 무선 전력 전송을 제공하고, 그에 의해 차량은 차량이 복수의 충전 스테이션 위를 지나감에 따라 충전된다. 예시적인 실시예에서, 사전 시퀀스 점화 절차(pre-sequence firing procedure)는 차량의 무선 충전 수신 디바이스와 동일한 레이트로 이동하는 자기 에너지의 진행파를 확립한다.

본 발명의 전술한 이로운 피처들과 이점들 및 다른 이로운 피처들과 이점들은 첨부 도면들과 관련하여 다음의 상세한 설명으로부터 명백해질 것이다.
도 1은 본 발명의 개념적인 표현을 도시한다.
도 2는 본 발명의 예시적인 실시예를 도시한다.
도 3은 자기-간섭을 회피하기 위해 예시적인 실시예에 의해 이용되는 저 고조파 파형을 도시한다.
도 4는 본 발명의 예시적인 실시예에 의해 이용되는 디지털 진폭 시프트 변조의 표현을 도시한다.
도 5는 도 3에 도시된 파형을 생성하는 저 고조파 발생 회로의 실시예를 도시한다.
도 6은 본 발명의 예시적인 실시예에 의해 이용되는 디지털 진폭 시프트 변조의 표현을 도시한다.
도 7은 수신기 레벨 검출 회로들의 실시예를 도시한다.
도 8은 자기-간섭 소거를 위한 장치의 실시예를 도시한다.
도 9는 본 명세서에 설명된 통신 방법론을 이용한 동적 충전의 실시예를 예시한다.

본 발명의 예시적인 실시예는 전기 동력 차량들을 충전하는데 이용하기 위해도 1 내지 도 9와 관련하여 설명될 것이지만, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 본 명세서에서 제공된 교시들은 다른 비-차량 공진 자기 유도 무선 전력 전송 시스템들에서 이용될 수 있다는 점을 인식할 것이다. 이러한 실시예들은 본 개시내용의 범위 내에 있는 것으로 의도된다.

도 1은 본 발명의 개념적인 표현을 예시하는데, 여기서 2개의 장치, 즉 그라운드 측 무선 전력 송신 장비와 연관된 그라운드 측 장치, 및 차량 측 무선 전력 수신 장비와 연관된 차량 측 장치가 제공된다. 도 1에 예시된 데이터 링크는 예를 들어 2013년 8월 6일자로 출원된 미국 가특허 출원 제61/682,572호에 기재된 코일 정렬 에러 검출 장치에, 무선 전력 전송 코일에 또는 근접장 통신 안테나 상에 구현될 수 있다. 도 1에 도시된 바와 같이, 그라운드 측 장치는 주파수 체배기(10), 송신을 위한 입력 데이터를 수신하는 데이터 변조기(20), 및 차량 측 장치로부터 리턴 링크를 통해 데이터를 수신하고 출력 데이터를 제공하는 동기 검출기(30)를 포함한다. 유사하게, 차량 측 장치는 주파수 체배기(40), 그라운드 측 장치로부터 순방향 링크를 통해 데이터를 수신하는 호모다인 검출기(50), 및 그라운드 측 장치로 리턴 링크를 통해 데이터를 송신하는 변조기(60)를 포함한다. 그라운드 측 장치의 루프 안테나들(70, 70')은 통상의 방식으로 차량 측 장치 상의 루프 안테나들(80, 80')과 유도에 의해 무선으로 통신한다. 그라운드 측 장치에 위치된 수정 제어 기준 발진기(90)는 송신 및 검출에 필요한 모든 라디오 주파수 신호들의 코히런트 발생을 위한 공통 베이스를 제공한다. 위에서 언급된 바와 같이, 본 명세서에서 이용되는 바와 같은 "코히런트"는 각각의 주파수들이 비율 M/N으로 정확히 서로 관련되는 것을 의미하는데, 여기서 M 및 N은 정수이다. 이것이 전이중 통신 장치이므로, 2개의 독립적인 송신-수신 링크, 즉 그라운드 측 장치로부터 차량 측 장치로의 순방향 링크, 및 차량 측 장치로부터 그라운드 측 장치로의 리턴 링크가 존재한다. 차량 측 루프 안테나들(80, 80')은 전형적으로 차량의 전도성 하부 아래에 위치되며, 그라운드 측 루프 안테나들(70, 70')에 대해 평행하다.

본 명세서에 설명되며 도 1에 도시된 본 발명은 다음과 같이 통상의 라디오 데이터 통신으로부터 벗어난다:

- 통신 경로는, 그라운드 측 장치로부터 차량 측 장치로의 순방향 경로, 및 차량 측 장치에서 유래하여 그라운드 측 장치로 데이터를 송신하는 제2 리턴 데이터 경로를 갖는 전이중 및 양방향성이다.

- 전자 통신 메커니즘은, 관례적인 라디오 주파수 데이터 통신의 원역장 자유 공간 전파보다는, 충돌하는 자기장 에너지에 민감한 2개의 안테나(70, 80 및 70', 80') 사이의 근접장 자기장 결합이다.

- 순방향 경로 신호 캐리어는 주파수 체배에 의해 리턴 경로 신호의 발생을 위한 기준 주파수를 제공한다. 이것은, 리턴 경로 신호가 순방향 경로 신호와 코히런트하고, 리턴 경로 동기 검출을 위한 동기 코히런트 기준 신호를 도출하는 기술적 어려움이 회피된다는 것을 의미한다. 또한, 코히런트 순방향 및 리턴 경로 신호는 인접 파킹 슬롯들에서의 다른 동일한 장치로부터 유래하는 데이터 링크 신호들의 제거, 및 동일 채널 및 오프 채널 간섭의 단순한 모호하지 않은 제거를 가능하게 한다.

도 2에 도시된 예시적인 실시예에서, 기준 발진기(90)로부터의 순방향 경로 주파수는 13.560 MHz이다. 리턴 경로는 순방향 경로의 제3 고조파(M/N=3)인 40.680 MHz에서 동작한다. 양 주파수들은 비-통신 ISM(Industrial, Scientific and Medical) 이용을 위해 국제적으로 할당된다. 통신 이용도 또한 감소된 규제 요건을 갖는 ISM 채널들에서 허용되지만, 모든 다른 ISM 채널 사용자들로부터의 간섭을 수용해야 한다. 전형적인 애플리케이션에서 그라운드 표면 및 차량 전도성 하부에 의해 이루어지는 컷오프 구조 아래의 도파로와 함께 본 명세서에 설명된 코히런트 트랜스폰더 시스템의 비방사 근접장 속성은 이러한 설명된 시스템을 동일 채널 간섭에 매우 내성이 있게 하고, 이러한 이유로 ISM 할당 주파수들에서 이용하기에 매우 적합하다.

순방향 경로 신호 발생은 13.560 MHz의 주파수에서 동작하는 기준 수정 발진기(90)에서 시작한다. 이 신호는, 도 1의 변조기(20)를 함께 구성하는 진폭 시프트 변조기(24) 및 제3 고조파 소거 회로(22)를 포함하는 파형 발생 스테이지에 인가된다. 물론, 주파수 시프트 변조기들, QPSK 변조기들 등과 같은 다른 타입의 변조기들도 이용될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 진폭 시프트 변조기(24)는 도 3에 도시된 구형 파형을 발생시키는데, 여기서 T는 파형 주기이고, 제3 고조파 전력은 대략 제로이다. 밸런스드 피드(balanced feed)를 갖는 작은 루프 안테나(70)가 순방향 경로 송신 안테나의 역할을 하는 한편, 제2의 차량 장착된 밸런스드 피드 작은 루프 안테나(80)가 순방향 경로 수신 안테나에 이용된다. 안테나들(70, 80) 양쪽 모두는 동작 주파수에서의 파장보다 훨씬 더 작으며, 이러한 이유로 불량한 자유 공간 방사기들이다. 그러나, 물리적으로 아주 근접해 있을 때, 2개의 작은 루프 안테나(70, 80)는 상당한 자유 공간 전파 없이 순방향 및 역방향 통신 경로 양쪽 모두를 가능하게 하는 상당한 상호 자기장 결합을 갖는다.

"Engineering Mathematics Handbook"(Third Edition, Tuma, Jan J., McGraw-Hill 1987 ISBN 0-07-065443-3)으로부터, 도 3에 도시되어 있는 수정된 사인 파형에 대한 푸리에 급수 계수들은 다음으로 주어진다:

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처음 20개의 푸리에 급수 계수 중에서, 6개를 제외한 모두는 제로이다. 비제로 계수들은, 원하는 n=1 컴포넌트에 대해, -14dB 및 -16.9dB로 억제되는 제5 계수 및 제7 계수, -20.8dB 및 -22.3dB로 억제되는 제11 계수 및 제13 계수, -22.9 및 -25.5dB로 억제되는 제17 계수 및 제19 계수이다. 수학적으로 이상적인 파형은 무한 제3 고조파 억제를 갖지만, 실제 구현은 동일하지 않은 0-1 및 1-0 논리 전파 지연들로 인해 그리고 다른 작은 파형 비대칭성들로부터 무한 고조파 소거보다 작은 소거를 가질 것이다. 그렇기는 하지만, 도 5에 도시된 회로를 갖는 제3 고조파 소거 회로(22)에 의해 발생된 도 3의 파형은 40.680 MHz 리턴 경로의 검출과 순방향 송신 경로의 제3 고조파 사이의 자기-간섭을 회피하기 위한 고도로 바람직한 피처인 우수한 제3 고조파 억제(제3 고조파 에너지가 제로에 접근함)를 갖는다. 남아있는 잔여 제3 고조파 에너지는, 필요한 경우에, 통상의 고조파 필터링 기술들을 이용하여 추가로 억제될 수 있다.

도 5에 도시된 낮은 제3 고조파 발생 회로는, PLL 주파수 체배기(108)에 의해, 기준 발진기(90)로부터의 13.560 MHz 주파수로부터 도출된 바와 같은 원하는 출력 주파수의 6배에서 클록킹되는 3개의 D 플립 플롭(102, 104, 106)으로 이루어진 워킹 링 카운터(walking ring counter)를 포함한다. 한 쌍의 논리(NAND) 게이트(110, 112)가 워킹 링 카운터를 디코딩하여, 대칭적인 푸시-풀 구성으로 배열된 2개의 트랜지스터(114, 116)에 의해 순방향 링크 루프 안테나(70)를 구동하는 원하는 구형파를 생성한다. 도 5에 도시된 안테나 공진 커패시터(124) 및 루프 안테나(70)의 인덕턴스와 결합된, 전압 소스(122)에 접속된 2개의 라디오 주파수 초크(118, 120)의 인덕턴스는, 잔여 고조파 에너지, 특히 예시적인 실시예에서는 제3 고조파의 억제를 제공하는 공진 회로를 구성한다.

도 2에 도시된 바와 같이, 예시적인 실시예에서, 순방향 링크 송신 스테이지 공급 전압의 값을 변동시킴으로써 진폭 시프트 변조기(24)에 의해 순방향 링크 캐리어 상에 진폭 시프트 키잉(ASK) 변조가 부과된다. 논리 1 비트들은 최대 신호 진폭으로서 인코딩되는데, 여기서 송신 스테이지는 최대 공급 전압으로 동작한다. 논리 0 비트들은 최대 신호 진폭의 1/2로서 인코딩되는데, 여기서 송신 스테이지는 감소된 공급 전압으로 동작한다. 이러한 방식으로 송신기 스테이지 공급 전압을 변동시키는 것은 도 4에 도시된 송신 파형을 생성한다.

순방향 링크의 차량 측에서, 가변 이득 제어 증폭기(52)가 루프 안테나(80)로부터 수신된 신호 진폭을 증가시킨다. 수신 신호는 논리 0 비트들에 대해서도 비제로 값들을 갖기 때문에, 13.56 MHz 캐리어는 항상 존재한다(도 4 참조). 증폭된 수신 신호의 일부는 제한 증폭기(54)에 인가되고, 제한 증폭기는 수신 신호 진폭 변동들을 제거하는데, 이러한 변동들은 진폭 데이터 변조에 의해 도입된 것들, 및 2개의 순방향 경로 루프 안테나(70, 80) 사이의 자기장 결합에서의 부수적인 변화로 인해 발생하는 것들 양쪽 모두이다. 제한 증폭기(54)의 출력은 수신 신호의 순시 극성을 표시하는 일정한 진폭의 구형파이다. 제한 증폭기(54)에 인가되지 않은 가변 이득 증폭기(52) 출력의 부분은 체배형 믹서(multiplicative mixer)(56)의 하나의 입력에 인가된다. 제한 증폭기(54) 출력은 다른 믹서 입력을 구동한다. 제한 증폭기(54) 및 믹서(56)는 호모다인 검출기(50)를 구성하는데, 여기서 인입 신호 캐리어가 추출되어 인입 신호를 동기 검출하는데 이용된다. 제한 증폭기(54)의 전파 지연은 코히런트 검출의 최대 이점들을 달성하기 위해 보상되거나 무시가능해야 한다. 호모다인 검출기(50)의 출력은 인입 진폭 변조된 신호의 전파 정류(full wave rectification)와 등가이다. 저항기-커패시터 저역 통과 필터링은 2배의 캐리어 주파수 리플을 제거하여, 인상적인 직렬 디지털 변조에 따라 진폭을 변동시키는 직류 전압을 남긴다. 캐리어 리플 필터링되는, 호모다인 검출기 후 신호(post-homodyne detector signal)는 레벨 검출 회로(59)에 인가되는데, 레벨 검출 회로는 AGC 제어 루프(58)에 피딩하고, 또한 진폭 레벨 검출에 의해 순방향 경로 직렬 데이터를 추출한다. 그것의 구현은 도 7과 관련하여 아래에 더 상세하게 설명될 것이다.

제한 증폭기(54)에 의해 복구된 순방향 경로 캐리어는, 충분히 강한 순방향 링크 신호가 존재하는 경우를 제외하고는 주파수 체배기 동작을 금지하는 수정 필터(44)를 먼저 통과한 이후에, 필터가 또는 등가적으로는 위상 고정 루프가 뒤따르는, 펄스 발생기로서 구현된 주파수 3배기(frequency tripler)(42)에 인가되고, 따라서 충돌 주파수들을 회피한다. 결과적인 40.680 MHz 캐리어는 리턴 데이터 경로 상의 직렬 디지털 데이터를 인코딩하기 위해 앞서와 같이 100% 및 50% 변조 레벨을 이용하는 제2 진폭 시프트 변조기(62)에 인가된다. 리턴 경로 진폭 시프트 변조기(62)는, 도 5의 고조파 방출 소거 요소들(102-112)이 필요하지 않다는 점을 제외하고는, 앞서와 같이 작은 공진 루프 안테나(80')를 구동한다.

리턴 링크의 그라운드 측에는, AGC 회로(34)에 의해 제어되는 증폭기(32) 및 작은 공진 루프 수신 안테나(70')가 존재한다. 증폭기(32)와 믹서들(17 및 38)은 주파수 3배기(14)와 함께 동기 검출기(30)를 형성한다. 수신된 리턴 경로 신호의 동기 검출은 주파수 3배화에 의해 40.680 MHz 동기 검출 기준 신호를 발생시킴으로써 구현된다. 동기 검출 기준 신호의 주파수 에러는 장치의 전체 설계에 의해 제로인 것으로 보증되지만, 제로 위상 에러가 보장되지는 않고, 위상 시프터 스테이지의 쿼드러처 채널 위상 검출(quadrature channel phase detection) 및 위상 고정 루프 제어의 이용을 통해 획득된다. 주파수 3배기(14) 이후가 아니라 이전에 위상 시프트 스테이지(위상 시프터(12))를 놓는 것은, 위상 동기 검출을 보증하기 위해 동기 검출기(30)에서 요구되는 최대 360도가 아니라 120도만을 전체 위상 시프트 제어 범위가 초과할 필요가 있다는 것을 의미한다. 40.680 MHz에서의 쿼드러처 기준 신호 발생을 용이하게 하기 위해서, 수정 발진기(90)로부터의 그라운드 측 13.560 MHz 신호는 90°만큼 오프셋된 2개의 구형파를 출력하는 주파수 3배기(14)에 의해 체배된다. 주파수 3배기(14)는 I 및 Q 동기 검출 기준 신호를 획득하기 위해 D 플립 플롭들(130, 132)을 포함하는 도 6에 도시된 바와 같은 쿼드러처 2-분주 회로(quadrature divide-by-two circuit)가 뒤따르는 6개의 위상 고정 루프 주파수 체배기의 팩터에 의해 구현된다. 17에서의 Q 채널 신호 출력이 0V와 동일할 때에는, 위상 에러가 존재하지 않는다는 점이 인식될 것이다. 그러나, 17에서의 출력이 0V가 아닌 경우에는, 위상 에러가 존재하고, 위상 시프터(12)의 위상 고정 루프 동작은 위상차를 제로로 구동하도록 기능한다.

가변 위상 시프트 회로(12)는 가변 공급 전압을 갖는 일련의 용량식으로 로딩되는 논리 인버터들로서 구현된다. 용량식 로딩은 인버터 입력으로부터 인버터 출력까지의 전파 지연을 증가시킨다. 증가된 공급 전압은 인버터 전파 지연을 감소시키고, 그에 의해 인버터 위상 시프트를 감소시킨다. Q 채널 믹서(17) 및 연관된 루프 필터(16)에 의해 이루어지는 통상의 위상 고정 루프는 동기 검출기(30)의 Q 채널 출력을 제로로 구동하고, 그에 의해 I 채널 진폭 검출을 위한 적절한 위상 동기화를 보증한다.

동기 검출기(30)의 I 채널 믹서(38)는 증폭기(32)의 출력과 주파수 3배기(14)의 I 채널 출력을 믹싱하고, 그에 의해 레벨 검출 회로(36)에 대한 진폭 입력 신호를 제공한다. 리턴 경로 레벨 검출 회로(36)는, 리턴 경로 레벨 검출 회로가 캐리어 검출 기능, 및 리턴 경로 신호의 존재를 검출하는 연관된 전압 비교기(138)(도 7)를 포함한다는 점을 제외하고는, 순방향 경로 레벨 검출 회로(59)와 동일하다.

도 7은 수신기 레벨 검출 회로(36)의 실시예를 도시한다. 전파 정밀 정류기(full wave precision rectifier)(136)에 의해 구동되는 피크 홀드 커패시터(134)는 최대 검출 전압 레벨을 유지하고, 이는 결국 자동 이득 제어(AGC) 회로(34)(도 2)에 의해 일정한 값으로 유지된다. AGC 진폭 안정화된 피크 검출 전압은, 도 4에 도시된 검출 후 파형의 피크 값의 25% 및 75%로 각각 전압 비교기 기준 전압들을 설정하는 R-2R-R 저항기 전압 분배기(142)에 의해, 1-0 직렬, 이진 검출 전압 비교기(138)에 대한 기준 전압을 제공하고, 캐리어 검출 전압 비교기(140)에 대한 기준 전압을 제공한다. 캐리어 검출 전압 비교기(140)는 차량 측 결함 발생의 빠른 표시를 제공한다. 갑작스러운 예기치 않은 부하 차단(load shedding)과 같이 차량 측에서 결함이 발생하는 경우, 리턴 링크 캐리어가 즉시 디스에이블된다. 그라운드 측 장치는 검출 전과 검출 후 필터 지연에 의해서만 지연된 캐리어 제거를 검출하고, 즉시 무선 전력 전송을 중단한다. 피크 홀드 기능의 최대 값은, AGC 세트 포인트(146) 전압과 동일하게 피크 홀드 커패시터(134) 전압을 유지하기 위해 AGC 루프 전압 및 그에 따른 증폭기(32)의 이득을 조정하는 AGC 적분기(144)에 인가된다. 통상의 정밀 정류기(136)는 입력 전압의 절대 값에 비례하는 출력 전압을 발생시키고, 연산 증폭기 피드백 경로 내에 배치된 하나 이상의 작은 신호 다이오드로 구성되는데, 이는 다이오드 순방향 전압 강하를 효과적으로 소거함으로써 최소 에러로 저레벨 신호들의 정밀 정류를 가능하게 하는 구성이다.

대안적으로, 리턴 링크 동기 검출은, 코히런트하지만 위상 동기화되지 않은 I 및 Q 검출 채널을 이용함으로써 이루어질 수 있다. 진폭 및 위상 변조는 통상의 방식으로 추출될 수 있는데, 여기서 진폭은 I 및 Q 채널의 RMS(root mean square)이고, 위상 각도는 I와 Q의 비율의 아크탄젠트이다. 이 대안적인 실시예에서, 위상 시프팅 및 위상 제어 루프 회로는 필요하지 않다.

도 1 및 도 2는 4개의 루프 안테나, 즉 순방향 링크를 위한 송신 및 수신 안테나 쌍(70, 80) 및 리턴 링크를 위한 제2 안테나 쌍(70', 80')을 도시한다. 대안적인 실시예에서, 순방향 및 리턴 링크 안테나 쌍은, 순방향 및 리턴 링크 신호들을 분리 및 격리하기 위해 통상의 안테나 듀플렉서를 갖는 단일 루프 안테나로 통합될 수 있다. 마찬가지로, 하나의 또는 양 데이터 링크 신호를 미국 가특허 출원 제61/682,572호에 기재된 코일 정렬 에러 검출 장치의 일부인 와전류 발생 코일들과 같은 보조 전자기 구조들 상에 또는 무선 전력 전송 코일들 상에 다중화하는 것도 또한 가능하다.

단순성 및 비용 감소의 이유로, 순방향 및 역방향 경로는 공통 안테나 구조를 공유하는 것이 바람직하다. 그러면, 문제점은, 순방향 경로 신호와 역방향 경로 신호를 결합하는 것, 및 기능성을 단일 안테나 구조로 결합하는 것에 의해 직면하는 다른 전기 신호들로부터 그리고 서로로부터 순방향 경로 신호와 역방향 경로 신호를 후속하여 분리하는 것이다. 일반적으로, 신호 결합, 분리 및 라우팅을 구현하는 2가지 일반적인 방법이 존재한다. 첫번째 방법은 신호 흐름 방향에 의해 순방향 경로 신호와 역방향 경로 신호를 구별하는 방향성 커플러들, 하이브리드 커플러들 또는 하이브리드 변압기들을 이용한다. 두번째 방법은 주파수에 기초하여 신호들을 구별하는 주파수 선택적 필터들에 의존한다. 주파수 선택적 다중화기는 LC 집중 컴포넌트들(lumped components)로, 분산형 컴포넌트들로, 또는 복수의 공진 요소 및 결합 요소를 포함하는 모놀리식 회로로서 구현될 수 있다. 주파수 다중화 기능 블록은 신호 방향 및 신호 주파수 판별 양쪽 모두를 결합할 수 있다.

신호 다중화기 기능 블록(회로)의 성능은 도 8에 도시된 바와 같은 전자 신호 소거의 추가에 의해 증대될 수 있다. 전자 신호 소거 기능 블록(회로)은 공통 순방향/역방향 경로 안테나와 수신기 사이의 경로에 배치된다. 공통 안테나는 신호 스플리터(204)의 포트(202)에 접속된다. 하나의 스플리터 출력은 격리 증폭기(208)에 의해 믹서(206)의 입력 포트로 간다. 소거될 신호의 샘플이 포트(210)에 인가되고, 인가된 신호는 가변 위상 시프터(212)에 의해 위상이 시프트되고, 제한 증폭기(214)에 의해 믹서(206)의 국부 발진기 포트에 인가된다. 믹서(206) 출력은 루프 필터(216)에 인가된 다음, 가변 위상 시프터(212)의 제어 포트에 인가된다. 컴포넌트들(212, 214, 206 및 216)은, 소거 신호가 포트(202)에 인가된 원하지 않는 신호 컴포넌트와 위상이 90도 다른 것을 보증하는 위상 제어 루프를 구성한다. 제로 위상 에러는 믹서(206)의 출력에서의 제로 직류 전압에 대응한다.

도 8에 예시된 바와 같이, 스플리터(204)의 제2 출력은 격리 증폭기(220)에 의해 결합기(218)로 간다. 예시된 바와 같이, 신호 결합기(218), 스플리터(222), 격리 증폭기(224), 믹서(226), 루프 필터(228) 및 감쇠기(230)는 함께 진폭 제어 루프를 구성한다. 위상 시프터(212)에 의해 출력된 쿼드러처 샘플 신호의 일부는 고정된 90도 위상 시프터(232)에 인가되어, 소거 신호의 180도 위상이 다른 버전을 생성하고, 이는 제어형 감쇠기(230)를 통해 신호 결합기(218)로 전달되는데, 소거 신호 진폭이 올바른 경우, 원하지 않는 신호의 완전한 소거가 달성된다. 결합기(218) 출력 신호의 하나의 부분은 스플리터(222)를 통해 234에서 수신기 입력으로 지향된다. 다른 부분은 격리 증폭기(224)를 통해 믹서(226)의 신호 포트로 지향되는데, 이는 180도 위상이 다른 소거 신호의 감쇠되지 않은 부분에 의해 구동되는 코히런트 진폭 검출기의 역할을 한다. 믹서(226)의 출력은 가변 감쇠기(230)를 제어하는 루프 필터(228)를 통해 전달된다. 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 제로 소거 신호 진폭 에러는 믹서(226)의 출력에서의 제로 직류 전압에 대응한다는 점을 인식할 것이다.

동작 시에, 차량이 무선 충전 스테이션에 접근함에 따라, 충전이 시작되기 이전에 통신이 확립된다. 일단 충전이 시작되면, 적절한 시스템 동작의 모니터링뿐만 아니라, 전송 전력 레벨, 출력 전압 및 전류를 포함한 무선 전력 전송 동작의 다수의 양태를 제어하고 중재하는데 전이중 통신이 이용된다. 제어 통신을 확립하기 위해서, 그라운드 장비는 차량 발생 리턴 경로 신호를 청취하면서 순방향 경로 신호를 연속적으로 또는 주기적으로 방출할 수 있다. 이중 통신은 차량 발생 리턴 경로 신호의 검출 시에 개시된다. 대안적으로, 차량 측 전자기기는, 그라운드 측 전자기기에 의해 비-코히런트식으로 검출되고, 호모다인 검출기(50)에 의해 복구되는 통상적으로 이용된 캐리어 대신에 일시 수정 발진기(도시되지 않음)로부터 일시적으로 도출되는 리턴 경로 신호와 초기 접촉할 수 있다. 차량 신호의 그라운드 측 수신 시에, 그라운드 측 장비는 순방향 경로 신호를 방출한다. 차량 측 통신 개시의 경우, 차량 측 장치는 일시 수정 발진기를 디스에이블하고, 성공적인 호모다인 검출 및 캐리어 복구 시에 코히런트 트랜스폰더 동작으로 되돌아간다.

위에서 설명된 개시 방법들 양쪽 모두는 순방향 또는 리턴 경로 신호의 방출에 의존한다. 통신은 유리하게는 순방향 또는 역방향 경로 방출 없이 또한 개시될 수 있다. 예시적인 실시예에서, 그라운드 장비는 무선 전력 전송 코일의 임피던스에서 오버헤드 차량에 의해 야기된 변화를 검출하고, 순방향 경로 신호를 방출함으로써 응답한다. 이 실시예는 불필요한 신호 방출을 감소시키거나 제거하고, 일부 규제 환경들에서 유리하다. 무선 전력 전송 코일들에 추가하여, 개시 임피던스 변화는 코일 정렬 보조 코일들에서 또는 근접장 통신 안테나에서 또한 검출될 수 있다. 임피던스 변화에 추가하여, 격리된 전자기 요소들 사이의 상호 임피던스 변화도 또한 통신을 개시하는데 이용될 수 있다.

본 명세서에 설명된 예시적인 실시예에서, 40.680 MHz에서의 역방향 신호는 13.560 MHz에서의 순방향 신호 주파수의 단순 정수배이고, 여기서 양 신호들은 기존의 국제적으로 지정된 ISM(Industrial, Scientific Medical) 주파수 할당 내에 있다. 비-정수 주파수 비를 갖는 다른 주파수들 및 주파수 쌍들도 이용될 수 있다. 예를 들어, 2450 MHz 및 5800 MHz의 중심 주파수를 갖는 2개의 국제 ISM 주파수 대역이 또한 이용될 수 있다. 본 명세서에 설명된 코히런트 트랜스폰더 아키텍처는, 통상의 위상 고정 루프 기술과 결합되어, 2450 MHz 신호와 주파수 동기화되는 5800 MHz 신호를 발생시킬 수 있는데, 여기서 주파수 비 M/N은 116/49이고, M = 5800 MHz 및 N = 2450 MHz이다. 다수의 동시적인 송신 및 수신 캐리어 주파수들 및 다른 정수 또는 유리 분수 주파수와의 주파수 쌍들, ISM 대역들 및 비-ISM 대역 주파수들의 다른 조합도 또한 가능하다. 예를 들어, 다수의 리턴 경로 데이터 채널 - 각각의 리턴 경로 데이터 채널은 제1 유도식 링크의 송신 주파수의 상이한 M/N 배수에서 데이터를 송신하고, 여기서 M 및 N은 정수임 - 도 또한 이용될 수 있다. 전이중 주파수 코히런트 통신도 또한 가능한데, 여기서 그라운드 및 원격 장치는 근접장 전파와는 대조적으로 원역장에 의해 링크된다.

동적 충전

동적 전기 차량 충전은 전기 동력 차량이 움직이고 있는 동안에 이러한 차량에 전기 에너지를 제공하는 특수 경우이다. 도 9에 예시된 바와 같이, 동적 충전의 이용은 공진 자기 유도를 이용하여 달성될 수 있는데, 여기서 복수의 독립적인 송신기(300)는 선형 어레이로 도로에 설치되고, 타겟 차량(310, 312)이 선형 어레이(300) 위에서 주행함에 따라 제어된 시퀀스로 통전된다(energized). 동적 충전은, 송신기들(300)의 어레이 위에서 이동하는 단 하나의 차량(310)이 존재할 때, 또는 더 현실적인 정황에서는 송신기들(300)의 어레이 위에서 이동하는 상이한 타입들, 속도들 및 전력 요건들의 다수의 전기 차량(310, 312)이 존재할 때 구현될 수 있다. 후자의 경우에, 특정 송신기들(300)의 통전의 시퀀싱은 어레이 내에서 가변적일 것이며, 본질적으로 예측불가능한 팩터들인 다양한 차량 타입들 및 그들의 모션에 종속할 것이다. 따라서, 동적 충전의 기술 요건은 특별한 기술적 도전과제를 제기한다. 위에서 설명된 시스템은 아래에 열거되는 바와 같은 동적 충전의 다수의 문제점을 해결한다.

동적 충전에 대한 가장 심각한 문제점은 차량-대-그라운드 및 그라운드-대-차량 통신에 대한 필요성인데, 여기서 충전 시스템에 지시하고 제어하기 위한 요건으로서, 개별적인 고속의 고도로 판별적이며 신뢰성있는 데이터가 전송되어야 한다. 이러한 데이터는, 그라운드-매립형 유도식 전력 송신기들의 직렬 어레이를 가로지를 수 있는 하나의 또는 수개의 차량의 경우에 충전 시스템을 동작시키기 위해 요구된다.

도 9에 도시된 바와 같이, 유도식 전력 송신기들(300)의 어레이는 도로 아래에 설치되며, 각각의 송신기(300)는 도로의 세로 축을 따라 직렬 어레이로 배치된다. 그 의도는, 전기 동력 차량(310, 312)에 의해 구동될 때, 유도식 송신기들(300)의 선형 어레이 위에서 주행하는 차량(310, 312)에 전기 에너지를 공급할 수 있는 도로 길이를 제공하는 것이다. 차량 수신기 바로 밑에 있는 송신기들(300)만이 통전되는 것이 바람직하다. 위에 차량이 없는 송신기들(300)은 불활성 상태로(즉, 통전되지 않은 상태로) 유지되어야 한다.

유도식 전력 전송의 모든 경우에, 여기서 설명된 동적 충전 모드에 있는지, 또는 단일 전력 수신기가 장착되어 있는 차량이 파킹되어, 포장도로에 매립되는 단일 전력 송신기 위에서 움직이지 않는 상태로 유지되는, 위에서 설명된 정지식 충전(stationary charging)의 더 단순한 경우에 있는지 간에, 차량 기반 수신기와 그라운드 기반 송신기 사이의 통신이 발생해야 한다. 이것은 일차-대-이차 정렬, 수직 갭 분리 거리, 공진 주파수, 전압 및 전류의 조절, 에너지 구매에 대한 과금, 차량 식별에 그리고 안전 동작 및 비상 전력 차단과 같은 다른 목적에 바람직하다. 이것은, 차량에 내장된 단일 송신기가 복수의 독립적인 송신기와 순차적으로 통신한다는 점을 제외하고는, 움직이고 있는 동안에 충전되고 있는 이동 차량의 경우에도 또한 그러하다. 이러한 움직이는 일대일 관계는 매우 상당한 통신 도전과제들을 부과한다.

이동 차량을 충전하기 위한 동작 방법은, 차량 수신기(320)가 각각의 독립적인 송신기(300) 위를 지나감에 따라 순차적인 패턴으로 공진 자기장을 생성하도록 선형 어레이의 각각의 독립적인 송신기(300)를 통전시키는 것이다. 차량의 타입, 그것의 특정 충전 요건, 그것의 속도, 송신기(300)에 대한 정렬 및 그것의 예측된 궤적은 모두 이러한 문제점이 해결되기 어렵게 하는 중요한 팩터들이다.

도 9에 도시된 바와 같이, 포장도로-매립형 송신기들(300)의 어레이가 동시에 2대 이상의 차량(310, 312)의 존재를 경험하고 각각의 차량(310, 312)의 가변 상태들에 응답하는 경우인 것이 확실하다. 이 경우, 각각의 차량(310, 312)과 이 차량이 위에 위치되는 특정 그라운드 송신기(300) 사이의 통신은 개별적이며 판별적이고, 그에 의해 어떠한 다른 차량(310, 312)도 혼란스럽게 되지 않거나 또는 인근 차량(310, 312)으로부터의 데이터 송신이 수신되어 오판독되지 않는다. 이것에 대한 요건은, 데이터 통신 시스템이 의도된 차량(310, 312)의 타겟 영역에 근접하게 제약되는 것을 포함한다. 이에 비해, 방송 라디오 및 Wi-Fi와 같은 다른 시스템들은 많은 인근 차량들에 의해 쉽게 수신될 수 있는 범위를 갖는다.

제1 요건은 2 미터 미만으로 제한되는 고도로 근접한 송신-수신 능력을 갖는 것이다. (60 MPH로 이동하는 차량은 초당 88 피트를 주행한다. 송신기에 대한 수신기의 노출 시간은 0.02초 정도일 수 있다. 이 타임프레임에서, 0.04 내지 0.07초의 디지털 통신 시스템들에 전형적인 신호 전송에서의 시간 지연은 명확하게 유지될 수 없다.)

제2 요건은 신호에서 시간 지연(또는 레이턴시)을 전혀 갖지 않거나 매우 낮은 시간 지연을 갖는 것이다. 이것은, 차량들(310, 312)이 복수의 송신기(300) 위에서 고속으로 이동하고 있을 수 있고, 온보드 수신기(320)와 임의의 하나의 송신기(300) 사이의 개별 통신이 보장되어야 하기 때문에 요구된다.

제3 요건은 통신 시스템이 송신기들(300)의 순차적인 어레이에 대한 통신을 "핸드오프(hand-off)" 또는 시퀀싱할 수 있는 것이다. 이것은, 하나의 송신기(300)가 순차적인 어레이에서 인접 송신기(300)를 어드레싱하기 위해 본 발명의 근접장 통신 시스템을 이용하여 통신하는 것을 허용함으로써 또는 송신기들(300)을 서로에 대해 배선함으로써 행해질 수 있다.

제4 요건은, 차량(310, 312)이 송신기(300) 위에 존재하는 매우 짧은 시간 범위에서, 데이터가 양 방향으로, 즉 차량으로부터 그라운드로 그리고 그라운드로부터 차량으로 교환될 수 있는 것을 보장하기 위한 전이중 동작 또는 양방향성에 대한 것이다.

제5 요건은 모든 날씨 및 환경적 상태들 하에서 중단되지 않는 통신을 허용하는 것이다. 이것은, 본 명세서에 설명된 바와 같이, 물, 눈, 얼음 및 다른 험한 도로 표면 상태들의 바디들을 통한 통신을 허용하는 자기 에너지를 이용하는 것에 의해 달성된다.

제6 요건은 차량(310, 312)의 말단에 있는 다수의 안테나의 문제점을 회피하는 것이다. 다수의 말단 안테나는, 다중경로 신호 무효화(multipath signal nullification)와 같이, 도로 포장 및 차량 바디 간섭으로 인해 상당한 문제점들을 도입한다. 다수의 안테나를 이용한 높은 신뢰성의 차량 식별은 악의적인 해킹이나 다른 사이버-반달리즘(cyber-vandalism)을 회피하는 것을 확보하기가 어렵다.

본 기술분야의 통상의 기술자라면, 본 명세서에 설명된 통신 시스템은 이러한 요건들 각각에 대해 균일한 해결책을 제공한다는 점을 인식할 것이다.

위에서 언급된 바와 같이, 동적 충전은, 차량들(310, 312)이 도로에서 송신기들(300) 위를 지나감에 따라, 이동 차량들이 주행 동안에 충전되는 것을 허용한다. 각각의 송신기(300)는, 그 위의 차량(310, 312)의 존재를 예상할 때 제어된 시퀀스로 통전된다. 차량 수신기(320)가 단지 짧은 시간 동안 임의의 하나의 충전 스테이션 위에 "존재"하기 때문에, 차량의 수신기와 충전 스테이션의 송신기가 실시간으로 서로 관련되는 곳을 아는 시퀀싱 시스템이 필요하다. 이상적으로, 사전 시퀀스 점화 절차는 차량 수신기(320)와 동일한 레이트로 이동하는 자기 에너지의 진행파를 효과적으로 확립한다. 이것을 행하기 위해서, 본 명세서에 설명된 것과 같이 최소 레이턴시를 갖는 통신 시스템이 필요하다. 위에서 언급된 바와 같이, 본 명세서에 설명된 통신 시스템은, 수신기(320)가 송신기(300)에 관련되는 곳이 알려지도록 매우 빠르며(근사-제로 레이턴시) 매우 근접하다. 따라서, 동적 충전을 가능하게 하기 위해서, 본 명세서에 설명된 통신 시스템이 장착된 일련의 충전 스테이션이 제공된다. 동작 중에, 각각의 충전 스테이션 및/또는 차량 송신기는, 예를 들어, 차량의 무선 충전 수신기(320)가 주행 동안 다음 송신기(300) 위에 위치될 때 이 다음 송신기가 점화되도록 다음 송신기에 대해 차량(310, 312)에 관한 위치, 타이밍, 궤적 및/또는 속도 정보, 안전 동작 및 비상 전력 차단과 같은 다른 목적을 위한 정보, 및 일차-대-이차 정렬, 수직 갭 분리 거리, 공진 주파수, 전압 및 전류의 조절, 에너지 구매에 대한 과금, 차량 식별을 포함한 정보를 제공한다.

본 기술분야의 통상의 기술자라면, 본 명세서에 설명된 토폴로지 및 회로 구현 방법론은 단일의 주문형 집적 회로로서 효과적인 실현을 가능하게 한다는 점을 인식할 것이다. 또한, 본 명세서에 포함된 개시내용은 차량들에 전기 전력을 제공하는 것에 관한 것이지만, 이것은 많은 가능한 애플리케이션들 중 하나일 뿐이며, 비-차량 애플리케이션들을 포함한 다른 실시예들도 가능하다는 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 칫솔들, 셀룰러 전화기들 및 다른 디바이스들을 충전하는데 이용되는 것들(예를 들어, PowerMat™)과 같은 휴대용 소비자 전자 디바이스 충전기들과 같이 비-차량 유도식 충전 애플리케이션들에서 전이중 데이터 링크를 제공하는 다수의 애플리케이션이 존재한다는 점을 인식할 것이다. 추가로, 본 기술분야의 통상의 기술자라면, 본 명세서에 설명된 통신 시스템의 송신 대역폭(데이터 레이트)은 다수의 변조된 순방향 및 역방향 경로 캐리어의 이용에 의해 그리고 다른 복합 변조 방법들을 이용한 동시적인 진폭 및 각도 변조를 이용하여 증가될 수 있다는 점을 인식할 것이다. 따라서, 이러한 애플리케이션들 및 다른 이러한 애플리케이션들은 다음의 청구항들의 범위 내에 포함된다.

Claims (40)

1. 근접장 유도식 전송(near field inductive transmission)을 이용하는, 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템으로서,
   상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제1 신호를 송신하며 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제2 신호를 수신하는 제1 송신/수신 시스템 - 상기 제1 송신/수신 시스템은 상기 제2 신호를 동기 검출하는 동기 검출기를 포함함 -; 및
   상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제1 신호를 수신하며 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제2 신호를 송신하는 제2 송신/수신 시스템
   을 포함하고,
   상기 제2 신호는 상기 제1 신호로부터 도출되고, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 주파수 코히런트(frequency coherent)하고 주파수 동기화되며, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호의 주파수들은 비율 M/N으로 관련되고, 여기서 M 및 N 양쪽 모두는 정수이며, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 서로 정수 고조파 관계(integer harmonic relationship)를 갖고, 상기 정수는 1과 동일하지 않은, 전이중 데이터 통신 시스템.
2. 제1항에 있어서,
   상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 송신된 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호는 무선 유도식 전력 전송 시스템을 제어하는 트랜스폰더 기반 통신 링크의 동작을 위한 데이터로 변조되는 전이중 데이터 통신 시스템.
3. 제2항에 있어서,
   상기 제1 송신/수신 시스템 및 상기 제2 송신/수신 시스템 각각은, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 코히런트 트랜스폰더 고조파 자기-간섭을 억제하기 위해 고유 정수 고조파 제거(intrinsic integer harmonic rejection)를 제공하도록 선택된 푸리에 급수 계수들을 갖는 구형파 송신 파형을 발생시키기 위해 상기 트랜스폰더 기반 통신 링크의 동작을 위한 데이터를 변조하는 진폭 시프트 변조기를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
4. 제3항에 있어서,
   상기 푸리에 급수 계수들 β_n은 각각의 계수 n에 대해

   

   으로 주어지는 전이중 데이터 통신 시스템.
5. 제3항에 있어서,
   상기 진폭 시프트 변조기는 공급 전압의 최대 신호 진폭으로서 논리 1 비트들을 인코딩하고, 상기 공급 전압의 최대 신호 진폭의 1/2로서 논리 0 비트들을 인코딩하는 전이중 데이터 통신 시스템.
6. 제2항에 있어서,
   상기 제1 송신/수신 시스템 및 상기 제2 송신/수신 시스템 각각은 상기 트랜스폰더 기반 통신 링크의 동작을 위한 데이터를 변조하는 위상 또는 주파수 변조기를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
7. 제2항에 있어서,
   상기 제1 송신/수신 시스템은 그라운드 측에 있고, 상기 제2 송신/수신 시스템은 차량을 무선 충전하기 위한 무선 유도식 전력 전송 시스템의 차량 측에 있고, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호는 캐리어 주파수들의 파장들이 상기 차량의 전도성 하부와 상기 그라운드의 표면 사이의 거리보다 더 크도록 하는 상기 캐리어 주파수들을 가지며, 이에 따라 상기 차량의 하부와 상기 그라운드의 상기 표면이 도파로 전파 컷오프 주파수(waveguide propagation cutoff frequency) 아래에서 도파로로서 기능하는 전이중 데이터 통신 시스템.
8. 제7항에 있어서,
   상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크 중 적어도 하나는 무선 전력 전송 코일들 상에 다중화되는 전이중 데이터 통신 시스템.
9. 제7항에 있어서,
   상기 제1 송신/수신 시스템은 제1 송신 안테나 및 제1 수신 안테나를 포함하고, 상기 제2 송신/수신 시스템은 제2 송신 안테나 및 제2 수신 안테나를 포함하고, 상기 차량의 전도성 하부 및 상기 그라운드의 표면은 상기 제1 송신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나의 바로 부근 내에 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 송신 안테나, 상기 제1 수신 안테나, 상기 제2 송신 안테나 및 상기 제2 수신 안테나 각각은 상기 캐리어 주파수들의 파장보다 더 작고, 그에 의해 상기 제1 송신 안테나와 상기 제2 수신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나와 상기 제1 수신 안테나가 물리적으로 아주 근접해 있을 때, 상기 제1 송신 안테나와 상기 제2 수신 안테나 및 상기 제2 송신 안테나와 상기 제1 수신 안테나는, 상당한 자유 공간 전파 없이 상기 제1 송신/수신 시스템과 상기 제2 송신/수신 시스템 사이의 순방향 통신 경로 및 역방향 통신 경로 양쪽 모두를 가능하게 하는 상호 자기장 결합(mutual magnetic field coupling)을 각각 갖는 전이중 데이터 통신 시스템.
11. 제9항에 있어서,
    상기 제1 송신 안테나 및 상기 제1 수신 안테나는, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 분리하여 포워딩하는 안테나 듀플렉서를 갖는 단일 루프 안테나로 통합되는 전이중 데이터 통신 시스템.
12. 제11항에 있어서,
    상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크에서의 신호들을 판별하는 주파수 다중화 회로, 및 상기 제1 송신/수신 시스템의 수신기와 상기 단일 루프 안테나 사이에 기능적으로 배치된 전자 신호 소거 회로를 더 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
13. 제12항에 있어서,
    상기 전자 신호 소거 회로는 소거될 신호를 수신하기 위해 상기 단일 루프 안테나에 접속된 스플리터를 포함하고, 상기 스플리터는 상기 스플리터의 제1 출력을 믹서의 제1 입력에 제공하고, 상기 소거될 신호의 샘플은 위상 시프터로 제공되고, 상기 위상 시프터의 출력은 상기 믹서의 제2 입력으로 제공되고, 상기 믹서의 출력은, 상기 믹서의 상기 제1 입력에서의 신호가 상기 믹서의 상기 제2 입력에서의 신호와 위상이 90도 다른 것을 보장하기 위해 위상 고정 루프를 생성하도록 상기 위상 시프터의 제어 입력으로 제공되는 전이중 데이터 통신 시스템.
14. 제13항에 있어서,
    상기 스플리터의 제2 출력은 진폭 제어 루프로 제공되고, 상기 위상 시프터의 출력은, 신호 결합기에서 상기 스플리터의 제2 출력과 결합하기 위한 상기 소거될 신호의 180도 위상이 다른 버전을 생성하기 위해 90도 위상 시프터로 제공되는 전이중 데이터 통신 시스템.
15. 제1항에 있어서,
    상기 제1 송신/수신 시스템은 상기 제1 신호를 발생시키는 제1 변조기, 제1 주파수에서의 변조 신호를 상기 제1 변조기로 제공하는 기준 발진기, 및 상기 동기 검출기로의 인가를 위해 정수로 상기 변조 신호의 상기 제1 주파수를 체배하는 주파수 체배기를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
16. 제15항에 있어서,
    상기 제2 송신/수신 시스템은 상기 제1 신호를 동기 검출하고 전파 정류하는 호모다인 검출기, 상기 정수로 상기 변조 신호의 수신된 제1 주파수를 체배하는 주파수 체배기, 및 상기 제1 주파수의 상기 정수배인 제2 주파수에서 상기 제2 신호를 발생시키는 제2 변조기를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
17. 제16항에 있어서,
    상기 제1 주파수는 13.56 MHz이고, 상기 제2 주파수는 40.68 MHz인 전이중 데이터 통신 시스템.
18. 제1항에 있어서,
    상기 제1 송신/수신 시스템은, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 자기-간섭을 회피하기 위해 상기 제2 신호의 주파수에서 상기 제1 신호의 정수 고조파들을 소거하는 고조파 소거 회로를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
19. 제18항에 있어서,
    상기 고조파 소거 회로는 제1 주파수의 정수배에서 클록킹되는 워킹 링 카운터(walking ring counter), 및 상기 제1 송신/수신 시스템의 제1 송신 안테나를 구동하는 구형파를 생성하기 위해 상기 워킹 링 카운터를 디코딩하는 한 쌍의 논리 게이트를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
20. 제19항에 있어서,
    상기 고조파 소거 회로는 전압 소스에 접속된 라디오 주파수 초크들 및 공진 커패시터를 더 포함하고, 상기 라디오 주파수 초크들 및 상기 공진 커패시터는, 상기 제1 주파수의 정수 고조파들의 억제를 제공하는 공진 회로를 형성하기 위해 상기 제1 송신 안테나의 인덕턴스와 결합하는 전이중 데이터 통신 시스템.
21. 제1항에 있어서,
    상기 제2 송신/수신 시스템은 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 수신된 상기 제1 신호의 신호 진폭을 증가시키는 가변 이득 제어 증폭기, 및 상기 가변 이득 제어 증폭기의 출력으로부터 수신 신호 진폭 변동들을 제거하는 제한 증폭기를 포함하고, 상기 제한 증폭기의 출력은 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 수신된 상기 제1 신호의 순시 극성을 표시하는 전이중 데이터 통신 시스템.
22. 제21항에 있어서,
    제1 입력에서 상기 가변 이득 제어 증폭기의 출력을 수신하고 제2 입력에서 상기 제한 증폭기의 출력을 수신하는 체배형 믹서(multiplicative mixer)를 더 포함하고, 상기 체배형 믹서의 출력은 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 수신된 상기 제1 신호의 전파 정류를 제공하는 전이중 데이터 통신 시스템.
23. 제22항에 있어서,
    상기 체배형 믹서의 출력에 응답하여, 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 수신된 상기 제1 신호의 상기 전파 정류로부터 진폭 레벨 검출을 이용하여 진폭 변조된 데이터를 추출하고, 상기 가변 이득 제어 증폭기로 피드백 제어 신호를 제공하는 자동 이득 제어 회로에 제어 신호를 제공하는 레벨 검출 회로를 더 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
24. 제1항에 있어서,
    상기 제1 송신/수신 시스템은, 상기 동기 검출기의 출력으로부터의 쿼드러처 채널 위상 검출(quadrature channel phase detection) 및 위상 고정 루프 제어에 의해 제어되는 위상 시프터, 및 상기 정수로 상기 제1 신호의 주파수를 체배하는 주파수 체배기를 포함하는 동기 검출 기준 신호 발생기를 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
25. 제24항에 있어서,
    상기 제1 송신/수신 시스템은, 상기 동기 검출기의 출력에 응답하여, 상기 동기 검출된 제2 신호의 진폭 레벨 검출을 이용하여 진폭 변조된 데이터를 추출하는 레벨 검출 회로를 더 포함하고, 상기 레벨 검출 회로는 전파 정밀 증폭기(full wave precision amplifier)를 포함하고, 상기 전파 정밀 증폭기는 상기 동기 검출된 제2 신호를 수신하고, 기준 전압으로 설정된 자동 이득 제어 회로로부터의 제어 신호를 이용하여 상기 전파 정밀 증폭기의 최대 검출 전압 레벨 출력을 일정한 값으로 유지하는 피크 홀드 커패시터로 출력을 제공하는 전이중 데이터 통신 시스템.
26. 제25항에 있어서,
    상기 레벨 검출 회로는, 캐리어가 상기 동기 검출기의 출력에 존재하는지를 결정하기 위해 상기 동기 검출기의 출력과 상기 기준 전압의 백분율을 비교하는 캐리어 검출 전압 비교기를 더 포함하는 전이중 데이터 통신 시스템.
27. 제1항에 있어서,
    상기 동기 검출기는, 코히런트하지만 위상 동기화되지 않은 I 및 Q 검출 채널을 포함하고, 상기 수신된 제2 신호의 검출된 진폭은 상기 I 및 Q 채널의 RMS(root mean square)이고, 상기 수신된 제2 신호의 위상 각도는 상기 I 및 Q 채널의 비율의 아크탄젠트인 전이중 데이터 통신 시스템.
28. 제1 송신/수신 시스템과 제2 송신/수신 시스템 사이에 근접장 유도식 전송을 이용하여 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 포함하는 전이중 데이터 통신을 제공하는 방법으로서,
    상기 제1 송신/수신 시스템이 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제1 신호를 송신하는 단계;
    상기 제2 송신/수신 시스템이 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제1 신호를 수신하는 단계;
    상기 제2 송신/수신 시스템이 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제2 신호를 송신하는 단계; 및
    상기 제1 송신/수신 시스템이 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제2 신호를 수신하고 동기 검출기를 이용하여 상기 제2 신호를 동기 검출하는 단계
    를 포함하고,
    상기 제2 신호는 상기 제1 신호로부터 도출되고, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 주파수 코히런트하고 주파수 동기화되며, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호의 주파수들은 비율 M/N으로 관련되고, 여기서 M 및 N 양쪽 모두는 정수이고, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 서로 정수 고조파 관계를 갖고, 상기 정수는 1과 동일하지 않은, 방법.
29. 제28항에 있어서,
    상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 송신된 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를, 무선 유도식 전력 전송 시스템을 제어하는 트랜스폰더 기반 통신 링크의 동작을 위한 데이터로 변조하는 단계를 더 포함하는 방법.
30. 제29항에 있어서,
    상기 변조하는 단계는, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 코히런트 트랜스폰더 고조파 자기-간섭을 억제하기 위해 고유 정수 고조파 제거를 제공하도록 선택된 푸리에 급수 계수들을 갖는 구형파 송신 파형을 발생시키기 위해 상기 트랜스폰더 기반 통신 링크의 동작을 위한 데이터를 진폭 변조하는 단계를 포함하는 방법.
31. 제30항에 있어서,
    상기 푸리에 급수 계수들 β_n은 각각의 계수 n에 대해

    

    으로 주어지는 방법.
32. 제30항에 있어서,
    공급 전압의 최대 신호 진폭으로서 논리 1 비트들을 인코딩하고, 상기 공급 전압의 최대 신호 진폭의 1/2로서 논리 0 비트들을 인코딩하는 단계를 더 포함하는 방법.
33. 제29항에 있어서,
    상기 제1 송신/수신 시스템은 그라운드 측에 있고, 상기 제2 송신/수신 시스템은 상기 무선 유도식 전력 전송 시스템의 차량 측에 있으며 차량을 무선 충전하도록 되어 있고, 상기 방법은 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 제공하는 단계를 더 포함하며, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호는 캐리어 주파수들의 파장들이 상기 차량의 전도성 하부와 상기 그라운드의 표면 사이의 거리보다 더 크도록 하는 상기 캐리어 주파수들을 가지며, 이에 따라 상기 차량의 하부와 상기 그라운드의 상기 표면이 도파로 전파 컷오프 주파수 아래에서 도파로로서 기능하는 방법.
34. 제33항에 있어서,
    상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크 중 적어도 하나를 무선 전력 전송 코일들 상에 다중화하는 단계를 더 포함하는 방법.
35. 제29항에 있어서,
    상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 변조하는 단계는, 진폭 변조 및 각도 변조 양쪽 모두를 이용하여 데이터로 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호를 변조하는 단계를 포함하는 방법.
36. 제28항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호 사이의 자기-간섭을 회피하기 위해 상기 제2 신호의 주파수에서 상기 제1 신호의 정수 고조파들을 소거하는 단계를 더 포함하는 방법.
37. 제1 독립 송신-수신 유도식 링크 및 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 포함하는 무선 유도식 전력 전송 시스템을 이용하여 차량을 무선 충전하는 방법으로서,
    상기 차량과 충전 송신기 사이에 전이중 통신 링크를 확립하는 단계 - 상기 전이중 통신 링크는 상기 충전 송신기에서의 제1 송신/수신 시스템과 상기 차량 상의 제2 송신/수신 시스템 사이에 근접장 유도식 전송을 이용하고, 상기 전이중 통신 링크를 확립하는 단계는,
    상기 제1 송신/수신 시스템이 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제1 신호를 송신하는 단계,
    상기 제2 송신/수신 시스템이 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제1 신호를 수신하는 단계,
    상기 제2 송신/수신 시스템이 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 제2 신호를 송신하는 단계, 및
    상기 제1 송신/수신 시스템이 상기 제2 독립 송신-수신 유도식 링크를 통해 상기 제2 신호를 수신하는 단계
    를 포함하고, 상기 제2 신호는 상기 제1 신호로부터 도출되고, 상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 주파수 코히런트하고 주파수 동기화되며, 상기 제1 신호 및 상기 제2 신호의 주파수들은 비율 M/N으로 관련되고, 여기서 M 및 N 양쪽 모두는 정수임 -; 및
    상기 전이중 통신 링크를 통해 제어 신호들을 송신함으로써 상기 차량과 상기 충전 송신기 사이의 무선 전력 전송을 제어하는 단계 - 무선 전력 전송을 제어하는 단계는 상기 충전 송신기의 근접장 통신 안테나, 정렬 코일들 및 무선 전력 전송 코일 중 적어도 하나의 격리된 전자기 요소들 사이에서 오버헤드 차량에 의해 야기된 임피던스 또는 상호 임피던스 변화를 검출하고, 상기 변화가 검출될 때, 상기 제1 독립 송신-수신 유도식 링크를 통한 상기 제어 신호들의 송신을 개시하는 단계를 포함함 -
    를 포함하는 방법.
38. 제37항에 있어서,
    상기 제1 신호와 상기 제2 신호는 서로 정수 고조파 관계를 갖고, 상기 정수는 1과 동일하지 않은 방법.
39. 제37항에 있어서,
    상기 무선 유도식 전력 전송 시스템은 도로에 설치된 복수의 충전 송신기를 포함하고, 상기 방법은:
    상기 충전 송신기 및 차량 송신기 중 적어도 하나가 상기 차량에 관한 위치, 타이밍 및 속도 정보 중 적어도 하나를 제2 충전 송신기로 제공하는 단계;
    상기 제2 충전 송신기가 상기 위치, 타이밍 및 속도 정보 중 적어도 하나를 이용하여, 상기 차량의 무선 충전 수신 디바이스가 상기 제2 충전 송신기 위에 위치될 때의 시간을 결정하는 단계; 및
    상기 제2 충전 송신기가 상기 차량에 무선 전력 전송을 제공하기 위해 상기 결정된 시간에 무선 전력 전송을 제공하는 단계 - 그에 의해, 상기 차량은 상기 차량이 상기 복수의 충전 송신기 위를 지나감에 따라 충전됨 -
    를 더 포함하는 방법.
40. 제39항에 있어서,
    상기 차량의 상기 무선 충전 수신 디바이스와 동일한 레이트로 이동하는 자기 에너지의 진행파를 확립하기 위해 사전 시퀀스 점화 절차(pre-sequence firing procedure)를 확립하는 단계를 더 포함하는 방법.

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