JP2020080636A - 静的および動的共鳴誘導無線充電での使用を対象とする近距離全二重データリンクを提供する方法および装置 - Google Patents

Abstract

【課題】無線電力伝送装置の安全で実践的な動作のため、隣り合う装置または車両間の通信を漏話または誤読する危険性を最小限に抑える。【解決手段】全二重の低遅延近距離データリンクは、電動車両およびその他の電動式装置を再充電するために使用される、静的および／または動的共鳴誘導無線電力伝達システムを制御する。コヒーレントトランスポンダ構成は、近傍および隣接する車両から発せられる信号の、あまり複雑ではない同期検出および峻拒を可能にする。地上側装置の基準水晶発振器は、順方向および戻りデータリンクの両方に周波数同期を提供する。伝送は、車両車体底面および地表面によって構成される遮断構造より下の有効な導波路とともに、システムアンテナの直近の領域への信号伝播を大きく制限するループアンテナ対の間で、近距離磁気誘導によって行われる。【選択図】図１

Description

関連出願の相互参照
本明細書は、２０１４年９月５日付で出願された米国特許仮出願第６２／０４６，３９２号の優先権を主張する。当該明細書の内容は、参照により本明細書に組み込まれる。

本発明は、例示的実施形態において、電動車両を再充電するために使用される共鳴誘導無線電力伝達システムの制御を対象とする、全二重近距離データリンクを記載する。本発明は、近傍および隣接する車両から発せられる信号の同期検出および峻拒を排除する干渉を可能にする、コヒーレントトランスポンダ構成を使用する。

誘導電力伝送は、多くの産業および市場に及ぶ、多くの重要な用途を有する。共鳴誘導無線電力装置は、電源の入力および出力セクションを分離および隔離する大エアギャップ変圧器を有する、スイッチモードＤＣ−ＤＣ電源と見なされることが可能である。出力電流は入力側パラメータの調整によって制御されるので、入力側制御回路に出力パラメータを送信する方法がなければならない。従来の隔離されたスイッチモード電源はオプトカプラまたは結合変成器を用いて隔離障壁を越えて通信するが、これらの従来型方法は、大きな物理的間隙の存在下では有用ではない。電力伝達間隙を超える音響および光通信は、原理的には可能であるが、泥、路上のがれき、雪および氷、ならびにたまり水に見舞われると、実際には不十分である。受信インダクタインピーダンスを調整し、一次側インダクタ上に誘導された電圧および電流の変化を検出することによって、電力伝達間隙を超えて通信することが可能である。しかしながら、共鳴誘導無線電力伝達装置によって採用される低動作周波数、ならびにこのような共鳴誘導無線電力伝達システムの一次および二次側インダクタの中庸から高い負荷Ｑのため、利用可能なデータ通信帯域幅は厳しく制限され全二重通信の実施は困難である。

したがって、高周波ベースのデータ通信システムは、上記で挙げられた困難の影響を受けないので、好ましい；しかしながら、従来の高周波データ通信システムは、いくつかの態様において不十分である。半二重システムは、一方向にのみ伝送するが、しかし伝送方向を迅速に入れ替え、これにより、全二重リンクとして機能するデータリンクを形成する。伝送データのバッファリングまたは待機は、かなりの可変伝送遅延を誘発するが、これは制御システムフィードバック経路内に配置されたときに、制御システム不安定性の原因として特に望ましくない。

従来のスーパーヘテロダイン受信器は、オフチャネル干渉除去を提供するために、かなり良好な中間周波数フィルタを必要とする。しかしながら、このようなフィルタは高額になりがちであり、容易にはモノリシック集積化しにくい。

さらに、従来の無線データリンクは、同じタイプのその他の近傍のデータリンクと本質的に区別されない。これは、電動車両の無線充電を仲介するときの従来の無線ベースのデータリンクは、近傍のまたは隣接する駐車スペースの充電装置によって発せられた無線命令に反応する場合が多いことを意味し、この挙動は明確な車両識別およびその後の無線充電制御を大いに複雑化する。

高出力無線充電の安全な動作のため、負荷の損失時に安全で高速な動作停止を提供するために最小限の遅延を伴う通信リンクを提供することが、非常に望ましい。無線電力伝送装置の安全で実践的な動作のため、隣り合う装置または車両間の通信を漏話または誤読する危険性を最小限に抑えるように、通信リンクは本質的に識別可能であることもまた、望ましい。通信リンクは、動作中、１台の車両は１つの指定された地上局のみと通信し、通信が一旦確立されたら他の車両または地上局とは通信しないことを、保証できなければならない。

本発明は、有効な通信距離を制限するために従来のシステムのような長距離伝播とは対照的な近距離誘導結合に依存し、高度な周波数ドメインフィルタリングを用いずにオフチャネルおよびある程度の同一チャネル干渉を排除するために同期検出を採用し、データリンク伝送受信機器対の明白な識別のためのコヒーレント・トランスポンダ・アーキテクチャを採用する、コヒーレントな全二重高周波データリンクを実施することによって、上記の必要性および従来技術の制限を解消する。本明細書で使用される際に、「コヒーレント」とは、それぞれの周波数がＭ／Ｎの比で互いに正確に関連付けられていることを意味し、ここでＭおよびＮは整数である。言い換えると、整数Ｍサイクルの第一の周波数を含む時間は、正確に整数Ｎサイクルの第二の周波数を含む。

本発明の例示的実施形態において、１つは地上側無線電力伝送機器に関連付けられ、他方は車両側無線電力受信機器に関連付けられた、２つの装置が提供される。地上側装置内に配置された水晶制御基準発振器は、伝送および検出に必要なすべての高周波信号のコヒーレント生成のための共通基準を提供する。これは全二重通信装置であるので、２つの独立した伝送・受信リンクがある：地上側から車両側装置への順方向リンク、および車両側から地上側装置への戻りリンクである。車両側ループアンテナは通常、車両の導電性車体底面の下に配置され、地表面に対して平行である。例示的実施形態において、順方向および戻り誘導リンクは、車両側および地上側無線電力伝送機器の無線電力伝達コイル上に多重化される。

順方向リンク伝送信号は、基準発振器から発生する。シリアルデータは、変調器によって順方向リンクキャリアに課せられる。順方向リンク動作周波数での波長ほど離れていないかなりの相互誘導結合を有する電気的に小型の２つのループアンテナの間で、伝送が行われる。順方向リンクの車両側では、信号のキャリアを抽出し、これを同期検出器の検出基準として使用する、ホモダイン検出器によって受信信号が検出される。抽出されたキャリアは、第二の変調器を用いてキャリアに課せられた戻りリンクデータを有する戻りリンクキャリアのための周波数基準として、使用される。このため戻りリンクキャリアは、順方向リンクキャリアとコヒーレントであるが、しかし周波数が逓倍されている。戻りリンク伝送は、以前と同様に、近接して離間した電気的に小型の２つのループアンテナの間の近距離誘導結合によって、行われる。各々の戻り経路データチャネルが第一の誘導リンクの伝送周波数の異なるＭ／Ｎ倍でデータを伝送する、複数の戻り経路データチャネルが使用されてもよく、ここでＭおよびＮは整数である。リンクの地上側の同期検出器は、検出基準として元の基準発振器信号の周波数逓倍バージョンを使用して、戻りリンクデータを抽出する。両方向でのリンク変調は、振幅変調、周波数変調、位相変調、またはこれらの組み合わせであってもよい。

順方向リンクキャリア、順方向リンク検出基準、戻りリンクキャリア、および戻りリンク検出基準はすべて同じ一次側基準発振器に起因するので、これら４つのクリティカル信号のコヒーレンスは設計によって保証される。複雑な周波数取得および同期化回路は必要とされない。順方向および戻り通信リンク上の信号間の自己干渉を回避するために、高調波除去回路が使用されてもよい。さらに、基準発振器間の製造公差および環境要因の周波数ばらつきは、隣り合う駐車スペースに配置された装置からのリンク信号がコヒーレントにならず、したがって同期検出を受けないことを、保証する。隣り合う駐車スペースの装置および車両から発生するリンク信号のさらなる除去は、車両車体底面および地表面がガイド伝播遮断周波数より下で動作する導波路の２つのプレートとして機能する状態でリンク伝送波長が車両車体底面から地表面までの分離距離を超過するときに生じる減衰から、発生する。

例示的実施形態において、第一の伝送・受信システムと第二の伝送・受信システム間の近距離誘導伝送を用いた全二重データ通信を提供するための、システムおよび関連する方法が提供される。方法は、第一の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送する工程と、第二の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を受信する工程と、第二の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を伝送する工程と、第一の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を受信する工程と、を含み、第二の信号は第一の信号から発生し、第一および第二の信号は周波数コヒーレントである。第一および第二の信号は周波数同期されており、第一および第二の信号の周波数はＭ／Ｎの比によって関連付けられており、ここでＭおよびＮはいずれも整数である。例示的実施形態において、第一および第二の信号は互いに対して整数次高調波関係を有するが、この整数は１ではない。このため第一および第二の信号は、互いに対して正確な整数または正確な有理分数周波数関係を有する。

本明細書に記載される方法はまた、車両と充電ステーション間に全二重通信リンクを確立することによって無線誘導電力伝達システムを使用して車両を無線充電する方法も含み、ここで全二重通信リンクは、充電ステーションの第一の伝送・受信システムと車両上の第二の伝送・受信システムとの間の近距離誘導伝送を用いる。例示的実施形態において、全二重通信リンクは、第一の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送する工程と第二の伝送・受信システムが、第一の誘導リンク上で第一の信号を受信する工程と、第二の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を伝送する工程と、第一の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を受信する工程と、を含み、第二の信号は第一の信号から発生し、第一および第二の信号は周波数コヒーレントである。すると充電ステーションと車両間の無線電力伝達は、全二重通信リンク上で制御信号を送信することによって、制御される。通信リンクは、頭上の車両によって生じる、充電ステーションの無線電力伝達コイル、アライメントコイル、および／または近距離通信アンテナの間のインピーダンスまたは相互インピーダンスにおける変化を検出したときに、開始されてもよい。第一の誘導リンク上の制御信号の伝送は、インダクタンス変化が検出されたときに、開始される。

本明細書に記載される通信システムはまた、道路に設置された複数の充電ステーションを含む無線誘導電力伝達システムを使用する、走行車両の動的無線充電を提供するようになっていてもよい。このような方法は、車両と第一の充電ステーション間に全二重通信リンクを確立する工程を含み、全二重通信リンクは、第一の充電ステーションの第一の伝送・受信システムと車両上の第二の伝送・受信システムとの間の周波数コヒーレント近距離誘導伝送を用いる。動作中、第一の充電ステーションおよび／または車両送信器は、車両に関する位置、タイミング、および／または速度情報を第二の充電ステーションに提供し、これは車両の無線充電受信装置が第二の充電ステーション上に位置決めされる時を判断するために、位置、タイミング、および／または速度情報を使用する。第二の充電ステーションは、車両に無線電力伝達を提供するために所定時間に無線電力伝達を提供し、これにより、車両が複数の充電ステーション上を通過する際に車両は充電される。例示的実施形態において、先行配列起動手順は、車両の無線充電受信装置と同じ速度で移動する磁気エネルギーの進行波を確立する。

本発明の上記およびその他の有益な特徴および利点は、以下の添付図面に関連して下記の詳細な説明から明らかとなるだろう。

図１は、本発明の概念図である。 図２は、本発明の説明的実施形態を示す図である。 図３は、自己干渉を回避するために説明的実施形態によって採用される低次高調波波形を示す図である。 図４は、本発明の説明的実施形態によって使用されるデジタル振幅偏移変調を示す図である。 図５は、図３に示される波形を作り出す低次高調波発生回路の実施形態を示す図である。 図６は、本発明の説明的実施形態によって使用されるデジタル振幅偏移変調を示す図である。 図７は、受信器レベル検出回路の実施形態を示す図である。 図８は、自己干渉除去のための装置の実施形態を示す図である。 図９は、本明細書に記載される通信方法論を用いる動的充電の実施形態を示す図である。

本発明の例示的実施形態は、電動式車両の充電で使用するために図１から図９に関連して記載されるが、当業者は、本明細書において提供される教示がその他の非車両共鳴磁気誘導で使用されてもよいことを理解するだろう。このような実施形態は、本開示の範囲に含まれるものとする。

図１は、２つの装置が設けられた本発明の概念図を示し、地上側装置は地上側無線電力伝送機器と関連付けられ、車両側装置は車両側無線電力受信機器と関連付けられている。図１に示されるデータリンクはたとえば、２０１３年８月６日付で出願された米国特許仮出願６１／６８２，５７２号に記載されるコイル・アライメント・エラー検出装置、無線電力伝達コイルにおいて、または近距離通信アンテナ上で、実施されてもよい。図１に示されるように、地上側装置は、周波数逓倍器１０、伝送のための入力データを受信するデータ変調器２０、および車両側装置からの戻りリンク上のデータを受信して出力データを提供する同期検出器３０を含む。同様に、車両側装置は、周波数逓倍器４０、地上側装置からの順方向リンク上のデータを受信するホモダイン検出器５０、および地上側装置に対して戻りリンク上のデータを伝送する変調器６０を含む。地上側装置のループアンテナ７０および７０'は、従来のやり方で誘導により、車両側装置上のループアンテナ８０および８０'と無線通信する。地上側装置内に配置された水晶制御基準発振器９０は、伝送および検出に必要なすべての高周波信号のコヒーレント生成に共通基準を提供する。上述のように、本明細書で使用される際の「コヒーレント」とは、それぞれの周波数が正確に比Ｍ／Ｎで互いに関連付けられていることを意味し、ここでＭおよびＮは整数である。これは全二重通信装置であるので、２つの独立した伝送・受信リンクがある。すなわち、地上側から車両側装置への順方向リンク、および車両側から地上側装置への戻りリンクである。車両側ループアンテナ８０および８０'は通常、車両の導電性車体底面の下に配置され、地上側ループアンテナ７０および７０'に対して平行である。

本明細書に記載され図１に示される発明は、以下の点において従来の無線データ通信から逸脱している：
・通信経路は、地上側装置から車両側装置への順方向経路および地上側装置にデータを送信する車両側装置から始まる第二の戻りデータ経路を有する、全二重の二方向である。
・電子通信機構は、従来の慣例的な高周波データ通信の長距離自由空間伝播ではなく、磁場エネルギーの衝突に敏感な２つのアンテナ７０、８０と７０'、８０'との間の近距離磁場結合である。
・順方向経路信号キャリアは、周波数逓倍によって戻り経路信号の発生のための基準周波数を提供する。これは、戻り経路信号が順方向経路信号とコヒーレントであり、戻り経路同期検出のための同期的でコヒーレントな基準信号を生じる技術的困難が回避されることを意味する。さらに、コヒーレントな順方向および戻り経路信号は、同一チャネルおよびオフチャネル干渉の単純で明確な除去、ならびに隣り合う駐車スペースにある別の同一装置から発せられるデータリンク信号の除去を可能にする。

図２に示される例示的実施形態において、基準発振器９０からの順方向経路周波数は１３．５６０ＭＨｚである。戻り経路は順方向経路の三次高調波（Ｍ／Ｎ＝３）、４０．６８０ＭＨｚで動作する。いずれの周波数も、非通信の工業用、科学用、および医療用（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ，Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ ａｎｄ Ｍｅｄｉｃａｌ：ＩＳＭ）用途向けに国際的に割り当てられている。通信用途もまた規制要件の少ないＩＳＭチャネルで許可されているが、しかしその他すべてのＩＳＭチャネルユーザからの干渉を許容しなければならない。典型的用途における車両導電性車体底面および地表面によって構成される遮断構造の下の導波路とともに、本明細書に記載されるコヒーレント・トランスポンダ・システムの非放射近距離特性は、同一チャネル干渉に対して記載されるシステムの体制を非常に高くし、このためＩＳＭ割り当て周波数での使用に非常に適している。

順方向経路信号生成は、１３．５６０ＭＨｚの周波数で動作する基準水晶発振器９０で開始する。この信号は、ともに図１の変調器２０を構成する三次高調波除去回路２２および振幅偏移変調器２４を含む、波形生成段に印加される。当然ながら、周波数偏移変調器、ＱＰＳＫ変調器など、その他のタイプの変調器が使用されてもよい。例示的実施形態において、振幅偏移変調器２４は図３に示される矩形波形を生成するが、ここでＴは波形周期であり、三次高調波電力はほぼゼロである。平衡給電の小型ループアンテナ７０は順方向経路伝送アンテナの役割を果たし、その一方で第二の車載平衡給電小型ループアンテナ８０は、順方向経路受信アンテナのために使用される。アンテナ７０、８０はいずれも動作周波数での波長よりもはるかに小さく、このため自由空間の少ない放射体である。しかしながら、物理的に非常に近傍にあるとき、２つの小型ループアンテナ７０、８０は、著しい自由空間伝播を伴わずに順方向および逆方向通信経路を両方とも可能にする、著しい相互磁場結合を有する。

"Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ Ｍａｔｈｅｍａｔｉｃｓ Ｈａｎｄｂｏｏｋ，Ｔｈｉｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｔｕｍａ，Ｊａｎ Ｊ．，ＭｃＧｒａｗ−Ｈｉｌｌ １９８７ ＩＳＢＮ ０−０７−０６５４４３−３"より、図３に示される変更された正弦波形のフーリエ級数係数は、

で与えられる。最初の２０個のフーリエ級数係数のうち、６個以外はすべてゼロである。非ゼロ係数は、所望のｎ＝１成分に対して、抑制された−１４ｄＢおよび−１６．９ｄＢである５番目と７番目、抑制された−２０．８ｄＢおよび−２２．３ｄＢである１１番目および１３番目、ならびに抑制された−２２．９および−２５．５ｄＢである１７番目および１９番目である。数学的に理想の波形は無限大三次高調波抑制を有するが、現実的な実施では、不等な０−１および１−０論理伝播遅れのため、およびその他の小さな波形非対称性から、無限大未満の高調波除去を有することになる。そうであっても、図５に示される回路を有する三次高調波除去回路２２によって生成された図３の波形は、優れた三次高調波抑制（三次高調波エネルギーがゼロに近づいている）を有し、これは順方向伝送経路の三次高調波の間の自己干渉および４０．６８０ＭＨｚ戻り経路の検出を回避するための非常に望ましい特徴である。残りの残留三次高調波エネルギーは、必要であれば、従来の高調波フィルタリング技術を用いて、さらに抑制されることが可能である。

図５に示される低次三次高調波発生回路は、ＰＬＬ周波数逓倍器１０８によって基準発振器９０からの１３．５６０ＭＨｚの周波数から生じた通りの所望の出力周波数の６倍でクロックされた３つのＤフリップフロップ１０２、１０４、１０６からなるウォーキング・リング・カウンタを含む。１対の論理（ＮＡＮＤ）ゲート１１０、１１２はウォーキング・リング・カウンタを復号化して、対称的なプッシュプル構成で配置された２つのトランジスタ１１４、１１６によって順方向リンク・ループ・アンテナ７０を駆動する所望の矩形波を作り出す。図５に示されるループアンテナ７０およびアンテナ共振コンデンサ１２４のインダクタンスと組み合わせて、電圧源１２２に接続された２つの高調波チョーク１１８、１２０のインダクタンスは、残留高調波エネルギー、特に図示される実施形態では三次高調波の抑制を提供する、共振回路を構成する。

図２に示されるように、例示的実施形態において、振幅偏移キーイング（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ：ＡＳＫ）変調は、順方向リンク伝送段供給電圧の値を変化させることで振幅偏移変調器２４によって順方向リンクキャリアに課せられる。論理１ビットは、全供給電圧から伝送段を動作させる、全信号振幅として符号化される。論理０ビットは、低減供給電圧で伝送段を動作させる、全信号振幅の半分として符号化される。このようにして送信器段供給電圧を変化させることで、図４に示される伝送波形を作り出す。

順方向リンクの車両側で、可変利得制御増幅器５２は、ループアンテナ８０からの受信信号振幅を増加させる。受信信号は論理０ビットでも非ゼロ値を有するので、１３．５６ＭＨｚキャリアは常時存在する（図４参照）。増幅された受信信号の一部は、振幅データ変調によって誘導されたもの、および２つの順方向経路ループアンテナ７０、８０間の磁場結合の偶発的変化によって発生したものの両方の、受信信号振幅変動を除去する、制限増幅器５４に印加される。制限増幅器５４の出力は、受信信号の瞬時極性を示す固定振幅方形波である。制限増幅器５４に印加されない可変利得制御増幅器５２の出力の一部は、乗法ミキサ５６の出力の１つに印加される。制限増幅器５４の出力は、別のミキサ入力を駆動する。制限増幅器５４およびミキサ５６はホモダイン検出器５０を有し、ここで着信信号キャリアが抽出され、着信信号を同期的に検出するために使用される。制限増幅器５４の伝播遅れは、コヒーレント検出のすべての利点を実現するために、無視できる程度であるかまたは補償される必要がある。ホモダイン検出器５０の出力は、着信振幅変調信号の全波整流と同等である。抵抗器・コンデンサ間のローパスフィルタリングにより、印加されたシリアルデジタル変調にしたがって振幅を変化させる直流電圧から離れる、２倍のキャリア周波数リップルを除去する。キャリアリップルが除去されたホモダイン検出器後の信号は、ＡＧＣ制御ループ５８に電力供給し、また振幅レベル検出によって順方向経路シリアルデータも抽出する、レベル検出回路５９に印加される。この実施は、図７を参照して以下により詳細に記載される。

制限増幅器５４によって回復された順方向経路キャリアは、パルス発生器として実現された周波数三倍器４２に印加され、十分に強力な順方向リンク信号が存在するとき以外は周波数逓倍器の動作を禁止する水晶フィルタ４４を最初に通過した後、フィルタまたは同等に位相ロックループが続き、こうして相反する周波数を回避する。結果として得られる４０．６８０ＭＨｚキャリアは、戻りデータ経路上のシリアル、デジタルデータを符号化するために、以前と同様に１００％および５０％の変調レベルを用いる第二の振幅偏移変調器６２に印加される。戻り経路振幅偏移変調器６２は、図５の高調波放出除去素子１０２〜１１２が必要とされないことを除いて、以前と同様に小型の共振ループアンテナ８０'を駆動する。

戻りリンクの地上側には、小型の共振ループ受信アンテナ７０'およびＡＧＣ回路３４によって制御される増幅器３２がある。増幅器３２ならびにミキサ１７および３８は、周波数三倍器１４とともに、同期検出器３０を形成する。受信した戻り経路信号の同期検出は、周波数三倍化により４０．６８０ＭＨｚ同期検出基準信号を発生することによって、実施される。同期検出基準信号の周波数誤差は装置の全体設計によってゼロとなるように保証されているものの、ゼロ位相誤差は保証されるものではなく、移相器段の直交チャネル位相検出および位相ロックループ制御の使用を通じて獲得される。周波数三倍器１４の後ではなく前に位相偏移段（移相器１２）を配置するということは、総位相偏移制御範囲が位相同期検出を保証するために同期検出器３０で必要とされる全３６０度ではなく１２０度だけ超過すればよいことを、意味する。４０．６８０ＭＨｚでの直交基準信号生成を容易にするために、水晶発振器９０からの地上側１３．５６０ＭＨｚ信号は、９０°ずれた２つの方形波を出力する周波数三倍器１４によって逓倍される。周波数三倍器１４は、ＩおよびＱ同期検出基準信号を取得するためのＤフリップフロップ１３０、１３２を含む図６に示されるような直交２分周回路に続く６の因数の位相のロックループ周波数逓倍器によって実施される。１７でのＱチャネル信号出力が０Ｖに等しいときには、位相誤差はないと理解される。しかしながら、１７での出力が０Ｖである場合には、位相誤差が存在し、移相器１２の位相ロックループ動作は、位相差をゼロにするように機能する。

可変位相偏移回路１２は、可変供給電圧を有する一連の容量装荷型論理インバータとして実現される。容量負荷は、インバータ入力からインバータ出力までの伝播遅れを増加させる。供給電圧の増加はインバータ伝播遅れを減少させ、これによりインバータ位相偏移を減少させる。Ｑチャネルミキサ１７および関連するループフィルタ１６からなる従来の位相ロックループは、同期検出器３０のＱチャネル出力をゼロにし、これによりＩチャネル振幅検出の適切な位相同期を保証する。

同期検出器３０のＩチャネルミキサ３８は、増幅器３２の出力を周波数三倍器１４のＩチャネル出力と混合し、これによりレベル検出回路３６に振幅出力信号を提供する。戻り経路レベル検出回路３６は、戻りパッチ信号の存在を検出する、キャリア検出機能および関連する電圧比較器１３８（図７）を含むことを除いて、順方向経路レベル検出回路５９と同一である。

図７は受信器レベル検出回路３６の実施形態を示す。全波精密整流器１３６によって駆動されるピーク・ホールド・コンデンサ１３４は最大検出電圧レベルを維持し、これは同様に、自動利得制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＧＣ）回路３４（図２）によって一定値に維持される。ＡＧＣ振幅安定化ピーク検出電圧は、図４に示される検出後波形のピーク値の２５％および７５％に電圧比較器基準電圧をそれぞれ設定するＲ−２Ｒ−Ｒ抵抗分圧器１４２によって、１−０シリアルバイナリ検出電圧比較器１３８の基準電圧およびキャリア検出電圧比較器１４０の基準電圧を、提供する。キャリア検出電圧比較器１４０は、車両側不具合発生の高速表示を提供する。突然の予期しない負荷制限など、車両側に不具合が発生した場合、戻りリンクキャリアはただちに無効化される。地上側装置は、検出前および検出後フィルタ遅れの分だけ遅れたキャリア除去を検出し、無線電力伝達をただちに中断する。ピーク・ホールド・コンデンサ１３４の電圧をＡＧＣ設定点１４６の電圧と等しく維持するようにＡＧＣループ電圧およびひいては増幅器３２の利得を調整するＡＧＣ積分器１４４に、ピークホールド機能の全値が適用される。従来の精密整流器１３６は、入力電圧の絶対値に比例する出力電圧を発生し、オペアンプフィードバック経路内に配置された１若しくはそれ以上の小型信号ダイオードからなり、これはダイオード順方向電圧降下を効果的に解消し、これにより最小限の誤差で低レベル信号の精密整流を可能にする構成である。

あるいは、戻りリンク同期検出は、コヒーレントだが位相同期していない、ＩおよびＱ検出チャネルを利用して、行われることが可能である。振幅および位相変調は、振幅がＩおよびＱチャネルの二乗平均平方根であって位相角がＩおよびＱの比の逆正接である、従来のやり方で抽出されることが可能である。この代替実施形態では、位相偏移および位相制御ループ回路は必要とされない。

図１および図２は４つのループアンテナを示す：すなわち、順方向リンクの送信および受信アンテナ対７０、８０、ならびに戻りリンクの第二の対のアンテナ７０'、８０'である。代替実施形態において、順方向および戻りリンクアンテナ対は統合されて、順方向および戻りリンク信号を分離および隔離するための従来のアンテナデュプレクサを有する単一ループアンテナとなることが可能である。同様に、米国特許仮出願第６１／６８２，５７２に記載されるコイル・アライメント・エラー検出装置の一部である渦電流発生コイルなど、無線電力伝達コイルまたは補助的な電磁構造上に一方または両方のデータリンク信号を多重化することもまた、可能である。

簡便さと費用削減のため、順方向および逆方向経路は共通のアンテナ構造を共有することが望ましい。そこで問題となるのは、単一アンテナ構造に機能を組み込むことによって遭遇する、順方向経路および逆方向経路信号の組み合わせおよび互いからおよびその他の電気信号からのその後の分離である。通常、信号組み合わせ、分離、および経路決定を実施する一般的な方法は２つある。第一の方法は、ハイブリッド変圧器、ハイブリッドカプラ、または方向性カプラを使用して、信号の流れ方向によって順方向および逆方向経路信号を区別する。第二の方法は、周波数に基づいて信号を区別する周波数選択フィルタに依存する。周波数選択マルチプレクサは、ＬＣ集中コンポーネントを用いて、分散コンポーネントを用いて、または複数の共振素子および結合素子を包含するモノリシック回路として、実現されることが可能である。周波数多重化機能ブロックは信号方向および信号周波数の識別の両方を組み合わせてもよい。

信号マルチプレクサ機能ブロック（回路）の性能は、図８に示されるような電子信号除去の追加によって強化されることが可能である。電子信号除去機能ブロック（回路）は、共通の順方向／逆方向経路アンテナと受信器間の経路内に配置される。共通アンテナは、信号スプリッタ２０４のポート２０２に接続されている。１つのスプリッタ出力は、絶縁増幅器２０８によってミキサ２０６の入力ポートにつながっている。除去される信号のサンプルはポート２１０に印加され、印加された信号は、可変移相器２１２によって位相が偏移させられて、制限増幅器２１４によってミキサ２０６の局部発振器ポートに印加される。ミキサ２０６出力は、ループフィルタ２１６に印加され、その後可変移相器２１２の制御ポートに印加される。コンポーネント２１２、２１４、２０６、および２１６は、望ましくない信号成分がポート２０２に印加された状態で除去信号が９０度位相ずれすることを保証する、位相制御ループを構成する。ゼロ位相誤差は、ミキサ２０６の出力でのゼロ直流電圧に対応する。

図８に示されるように、スプリッタ２０４の第二の出力は、絶縁増幅器２２０によって合成器２１８につながっている。図示されるように、信号合成器２１８、スプリッタ２２２、絶縁増幅器２２４、ミキサ２２６、ループフィルタ２２８、および減衰器２３０はともに、振幅制御ループを構成する。移相器２１２によって出力された直交サンプル信号の一部は固定９０度移相器２３２に印加されて除去信号の１８０度位相ずれバージョンを形成し、これは制御された減衰器２３０を通じて信号合成器２１８の中まで通過し、ここで除去信号振幅が正しければ、望ましくない信号の完全な除去が達成される。合成器２１８出力信号の一部は、スプリッタ２２２を介して２３４の受信器入力に向けられる。別の部分は絶縁増幅器２２４を通じて、１８０度位相ずれ除去信号の非減衰部分によって駆動されるコヒーレント振幅検出器の役割を果たす、ミキサ２２６の信号ポートに向けられる。ミキサ２２６の出力は、可変減衰器２３０を制御するループフィルタ２２８を通過させられる。当業者は、ゼロ除去信号振幅誤差がミキサ２２６の出力におけるゼロ直流電圧に対応することを、理解するだろう。

動作中、車両が無線充電ステーションに接近するにつれて、充電が始まる前に通信が確立される。充電が始まると、伝達される電力レベル、出力電圧、および電流を含む無線電力伝達動作、ならびに適切なシステム動作の監視の複数の態様を仲介および制御するために、全二重通信が使用される。制御通信を確立するため、地上機器は、車両発生戻り経路信号を聞こうとしながら、連続的にまたは断続的に順方向経路信号を発することができる。二重通信は、車両発生戻り経路信号の検出時に開始される。あるいは、車両側エレクトロニクスは、ホモダイン検出器５０によって回復され、地上側エレクトロニクスによって非コヒーレントに検出される通常使用されるキャリアの代わりに、一時的な水晶発振器（図示せず）から一時的に発生する戻り経路信号と、始めて接触することができる。車両信号の地上側受信時に、地上側機器は順方向経路信号を発する。車両側通信開始の場合、車両側装置は一時的な水晶発振器を無効化し、ホモダイン検出およびキャリア回復が成功すると、コヒーレントトランスポンダを復帰させる。

上記で記載された開始方法はいずれも、順方向または戻り経路信号の放出に依存する。通信はまた、順方向または逆方向経路放出を伴わずに有利に開始されることも、可能である。例示的実施形態において、地上機器は、頭上の車両によって発生した無線電力伝達コイルのインピーダンスの変化を検出し、順方向経路信号を放出することによって応答する。この実施形態は、不必要な信号を減少または除去するものであり、いくつかの規制環境において有利である。無線電力伝達コイルに加えて、開始インピーダンス変化もまた、コイルアライメント補助コイルまたは近距離通信アンテナにおいて検出可能である。インピーダンス変化に加えて、絶縁電磁素子間の相互インピーダンスの変化もまた、通信を開始するために使用されることが可能である。

本明細書に記載される例示的実施形態において、４０．６８０ＭＨｚの逆信号は、１３．５６０ＭＨｚの順方向信号周波数の単純な整数倍であり、両方の信号が既存の国際的に規定された工業用、科学用、および医療用（Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ，Ｓｃｉｅｎｔｉｆｉｃ Ｍｅｄｉｃａｌ：ＩＳＭ）周波数割り当ての範囲内である。非整数周波数比の範囲内のその他の周波数および周波数対もまた、使用可能である。たとえば、２４５０ＭＨｚおよび５８００ＭＨｚの中心周波数を有する２つの国際ＩＳＭ周波数帯域もまた、使用されてよい。従来の位相ロックループ技術と組み合わせた本明細書記載のコヒーレント・トランスポンダ・アーキテクチャは、１１６／４９の周波数比Ｍ／Ｎを有する２４５０ＭＨｚ信号と同期した周波数である５８００ＭＨｚを生成することができ、ここでＭ＝５８００ＭＨｚ、Ｎ＝２４５０ＭＨｚである。ＩＳＭ帯域および非ＩＳＭ帯域周波数のその他の組み合わせ、その他の整数または有理分数周波数と複数の同時伝送および受信キャリア周波数との周波数対もまた、可能である。たとえば、各戻り経路データチャネルが第一の誘導リンクの伝送周波数の異なるＭ／Ｎ倍でデータを伝送し、ＭおよびＮは整数である、複数の戻り経路データチャネルもまた、使用されてよい。全二重周波数コヒーレント通信もまた、地上および円各装置が近距離伝播とは対照的な長距離によってリンクされた状態で、可能である。

動的充電
動的電動車両充電は、車両が走行している間に電動式車両に電気エネルギーを供給する、特殊なケースである。図９に示されるように、動的充電の使用は、複数の独立した送信器３００が直線配列で道路内に設置され、標的車両３１０、３１２が直線配列３００の上を走行する際に制御された順序で通電される、共鳴磁気誘導を用いて実現されてもよい。動的充電は、送信器３００の配列の上を走行する車両３１０が１台しかないとき、またはより現実的な状況では、異なるタイプ、速度、および電力要件の複数の電動車両３１０、３１２が送信器３００の配列の上を走行するときに、実施されてもよい。後者の場合、特定の送信器３００の通電の順序付けは、配列内において可変であり、様々な車両タイプおよびその他の動作、本質的に予測不可能な因子に依存することになる。このため、動的充電の技術的要件は、特殊な技術的挑戦を課す。上述のシステムは、以下に列挙されるように、動的充電の複数の問題を解決する。

動的充電の最も緊急の問題は、車両から地上へ、および地上から車両への通信の必要性であるが、ここで離散した高速の、高度に識別可能かつ信頼性の高いデータが、充電システムに命令およびこれを制御するための要件として伝達されなければならない。このデータは、地中埋め込み誘導電力送信器の直列配列を横断してもよい１台または数台の車両の場合に、充電システムを動作させるために必要とされる。

図９に示されるように、誘導電力送信器３００の配列は道路の下に設置されており、各送信器３００は、道路の縦軸に沿って直列配列で配置されている。電動式車両３１０、３１２がその上を走行したときに、誘導送信器３００の直線配列の上を走行する車両３１０、３１２に電気エネルギーを供給することができる道路の長さを提供することが、目的である。車両受信器の真下にある送信器３００のみが通電されることが、望ましい。その上に車両のない送信器３００は、不活性のままとなる（すなわち、通電されない）。

上述の動的充電モードであれ、単一の電力受信器を備える車両が舗装の中に埋め込まれた単一の電力送信器の上に停車して止まったままとなる上述の静的充電の単純なケースであれ、誘導電力伝送のすべての例において、車両ベース受信器と地上ベース送信器間の通信が行われなければならない。車両識別、エネルギー購入の課金、電流および電圧の調整、共振周波数、垂直間隙分離距離、一次・二次間アライメント、ならびに安全動作および緊急電力遮断などのその他の目的のため、これは望ましい。これはまた、車両に組み込まれた単一の送信器のみが複数の独立した送信器と順番に通信する場合を除き、動作中に充電する走行車両の場合にも、該当する。この走行中の一対一関係は、非常に重大な通信の挑戦を課す。

走行車両を充電するための動作の方法は、車両受信器３２０が各々独立した送信器３００の上を通過する際に連続パターンの共鳴磁場を形成するように、直線配列の各々独立した送信器３００に通電させることである。車両のタイプ、その固有の充電要件、その速度、送信器３００に対するアライメント、およびその予測軌道はすべて、この問題の解決を困難にする重要な要因である。

図９に示されるように、舗装埋め込み送信器３００の配列が２若しくはそれ以上の車両３１０、３１２の存在を同時に経験し、各車両３１０、３１２の可変条件に応答することになるのは、確実である。この場合、他の車両３１０、３１２が混乱したり、近傍の車両３１０、３１２からのデータ伝送が受信されて誤読されたりしないように、各車両３１０、３１２と、これがその上に位置することになる特定の地上送信器３００との間の通信は、離散していて識別可能である。このための要件は、データ通信システムが対象の車両３１０、３１２の目標領域の近くに拘束されることを含む。比較すると、放送無線およびＷｉ−Ｆｉなどのその他のシステムは、多くの近傍車両によって容易に受信されることが可能な範囲を有する。

第一の要件は、２メートル未満に制限された、超近位送受信能力を有することである。（６０ＭＰＨで走行する車両は毎秒８８フィート移動する。受信器が送信器に曝される時間は０．０２秒程度である。この時間枠の中で、デジタル通信システムで典型的な０．０４から０．０７秒の信号伝送の時間遅れは、明らかに容認できない）。

第二の要件は、信号の時間遅れ（すなわち遅延）をなくすかまたは非常に小さくすることである。これが必要とされるのは、車両３１０、３１２は複数の送信器３００の上を高速で移動している可能性があり、車載受信器３２０といずれか１つの送信器３００との間の離散的通信が保証されるべきだからである。

第三の要件は、通信システムが送信器３００の順序配列に通信を「引き渡し」または順序付けできることである。これは、送信器３００を互いに配線することによって、または順序配列で隣接する送信器３００をアドレス指定するために１つの送信器３００が本発明の近距離通信システムを用いて通信できるようにすることによって、実行可能である。

第四の要件は、車両３１０、３１２が送信器３００の上に存在する非常に短い期間に、車両から地上および地上から車両の両方向にデータがやりとりされることを保証するように、全二重動作、すなわち双方向性の要件である。

第五の要件は、すべての天候および環境条件の下で中断されない通信を可能にすることである。これは、本明細書に開示されるように磁気エネルギーを用いて実現されるが、これにより、水、雪、氷、およびその他の過酷な路面条件を通じての通信を可能にする。

第六の要件は、車両３１０、３１２から遠位にある複数のアンテナの問題を回避することである。複数の遠位アンテナは、マルチパス信号無効化など、道路舗装および車体干渉による重大な問題を招く。複数アンテナを有する高信頼性車両識別は、悪質なハッキングまたはその他のサイバー攻撃を回避するために保護することが困難である。

当業者は、本明細書に記載される通信システムがこれらの要件の各々に対して統一された解決策を提案することを、理解するだろう。

上述のように、動的充電は、車両３１０、３１２が道路の送信器３００の上を通過する際に運転中に走行車両が充電されることを、可能にする。各送信器３００は、上にある車両３１０、３１２の存在を予測すると、制御された順序で通電される。車両受信器３２０はいずれか１つの充電ステーションの上に短時間の間「存在する」だけなので、車両の受信器および充電ステーションの送信器が互いに対してどこにあるかをリアルタイムでわかる順序付けシステムが、必要とされる。理想的には、先行配列起動手順は、車両受信器３２０と同じ速度で移動する磁気エネルギーの進行波を、効率的に確立する。これを行うために、本明細書に記載されるものなど、最小限の遅延を有する通信システムが必要とされる。上述のように、本明細書に記載される通信システムは、送信器３００に対して受信器３２０がどこにあるかがわかるように、非常に高速（ほぼゼロ遅延）かつ近位である。このため、動的充電を可能にするため、本明細書に記載される通信システムを備えた一連の充電ステーションが提供される。動作中、各充電ステーションおよび／または車両送信器は、車両の無線充電受信器３２０が走行中に送信器３００の上に位置したときに次の送信器が起動するように、たとえば、車両識別、エネルギー購入の課金、電流および電圧の調整、共振周波数、垂直間隙分離距離、一次・二次間アライメントを含む、車両３１０、３１２に関する安全動作および緊急電力遮断、位置、タイミング、軌道、および／または速度情報などのその他の目的のための情報を、次の送信器に提供する。

当業者は、本明細書に記載されるトポロジーおよび回路実現方法論が、単一の特定用途向け集積回路としての有効な実現を可能にすることを、理解するだろう。さらに、本明細書に包含される開示は車両への電力の供給に関するが、これは多くの可能な用途のうちの１つに過ぎず、非車両用途を含むその他の実施形態も可能であることは、理解されるべきである。たとえば、当業者は、歯ブラシ、携帯電話、およびその他の装置などを充電するために使用されるもの（たとえば、ＰｏｗｅｒＭａｔ（商標））など、携帯用家電充電器などの非車両弓道充電用途において全二重データリンクを提供する多数の用途があることを、理解するだろう。加えて、当業者は、本明細書に記載される通信システムの伝送帯域幅（データ転送速度）が、その他の複雑な変調方法を用いる同時振幅および角度変調を使用して、および複数の変調された順方向および逆方向経路キャリアの使用によって、増加する可能性があることを、理解するだろう。したがって、これらおよびその他のこのような用途は、以下の請求項の範囲に含まれるものとする。

Claims (50)

1. 近距離誘導伝送を用いた全二重データ通信システムであって、
   第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送し、第二の誘導リンク上で第二の信号を受信する第一の伝送・受信システムと、
   前記第一の誘導リンク上で前記第一の信号を受信し、前記第二の誘導リンク上で前記第二の信号を伝送する第二の伝送・受信システムと、
   を有し、
   前記第二の信号は前記第一の信号から発生し、前記第一および第二の信号は周波数コヒーレントである、
   システム。
2. 請求項１記載のシステムにおいて、前記第一および第二の信号は周波数同期されており、前記第一および第二の信号の周波数は比Ｍ／Ｎによって関連付けられており、ここでＭおよびＮはいずれも整数である、システム。
3. 請求項２記載のシステムにおいて、前記第一および第二の信号は互いに整数次高調波関係（ｉｎｔｅｇｅｒ ｈａｒｍｏｎｉｃ ｒｅｌａｔｉｏｎｓｈｉｐ）を有し、整数は１と等しくないものである、システム。
4. 請求項１記載のシステムにおいて、前記第一および第二の誘導リンク上で伝送された前記第一および第二の信号は、無線誘導電力伝達システムを制御するトランスポンダベースの通信リンクの動作に関するデータを用いて変調されるものである、システム。
5. 請求項４記載のシステムにおいて、前記第一および第二の伝送・受信システムはそれぞれ、前記トランスポンダベースの通信リンクの動作に関する前記データを変調し、固有の整数次高調波除去を行うために選択されたフーリエ級数係数を用いて矩形波伝送波形を生成する振幅偏移変調器を有し、これにより、前記第一および第二の信号間のコヒーレントトランスポンダ高調波自己干渉が抑制されるものである、システム。
6. 請求項５記載のシステムにおいて、各係数ｎについて、前記フーリエ級数係数β_ｎは
   

   

   で与えられるものである、システム。
7. 請求項５記載のシステムにおいて、前記振幅偏移変調器は、論理１ビットを供給電圧の全信号振幅として符号化し、論理０ビットを前記供給電圧の前記全信号振幅の半分として符号化するものである、システム。
8. 請求項４記載のシステムにおいて、前記第一および第二の伝送・受信システムはそれぞれ、前記トランスポンダベースの通信リンクの動作に関する前記データを変調する位相変調器または周波数変調器を有するものである、システム。
9. 請求項４記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは車両を無線充電するための無線誘導電力伝達システムの地上側にあり、前記第二の伝送・受信システムは当該無線誘導電力伝達システムの車両側にあるものであり、前記第一および第二の信号は、キャリア周波数の波長が前記車両の導電性車体底面と前記地表面との間の距離よりも大きくなるように十分に低いキャリア周波数を有し、それにより、前記車両の車体底面および前記地表面は、導波路伝播遮断周波数（ｗａｖｅｇｕｉｄｅ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ ｃｕｔｏｆｆ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）未満の導波路として機能するものである、システム。
10. 請求項９記載のシステムにおいて、前記第一および第二の誘導リンクのうちの少なくとも１つは無線電力伝達コイル上に多重化されるものである、システム。
11. 請求項９記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは第一の伝送アンテナと第一の受信アンテナとを有し、前記第二の伝送・受信システムは第二の伝送アンテナと第二の受信アンテナとを有し、前記車両導電性車体底面および前記地表面は、前記第一および第二の伝送アンテナの近傍に前記第一および第二の信号を有するものである、システム。
12. 請求項１１記載のシステムにおいて、前記第一の伝送および受信アンテナ、および前記第二の伝送および受信アンテナの各々は前記キャリア周波数の波長よりも小さく、これにより、前記第一の伝送アンテナおよび前記第二の受信アンテナと、前記第二の伝送アンテナおよび前記第一の受信アンテナが物理的に近接しているときに、前記第一の伝送アンテナおよび前記第二の受信アンテナと、前記第二の伝送アンテナおよび前記第一の受信アンテナは、著しい自由空間伝播を伴わずに前記第一および第二の伝送・受信システム間の順方向および逆方向通信経路の両方を可能にする十分な相互磁場結合をそれぞれ有するものである、システム。
13. 請求項１１記載のシステムにおいて、前記第一の伝送アンテナおよび前記第一の受信アンテナは統合されて、前記第一および第二の信号を分離および送信するアンテナデュプレクサを有する単一ループアンテナとなるものである、システム。
14. 請求項１３記載のシステムにおいて、さらに、
    前記第一および第二の誘導リンク内の信号を区別する周波数多重回路と、前記単一ループアンテナと前記第一の伝送・受信システムの受信器との間に機能的に設けられた電子信号除去回路とを有するものである、システム。
15. 請求項１４記載のシステムにおいて、前記電子信号除去回路は、前記単一ループアンテナに接続され、除去すべき信号を受信するスプリッタを有し、前記スプリッタは、ミキサの第一の入力に前記スプリッタの第一の出力を供給し、前記除去すべき信号のサンプルは移相器に供給され、前記移相器の出力は前記ミキサの第二の出力に供給されるものであり、前記ミキサの出力は前記移相器の制御入力に供給され、それにより、前記ミキサの前記第一の入力における信号が前記ミキサの前記第二の出力における信号と９０度位相がずれた状態になることを確実にする位相ロックループが形成されるものである、システム。
16. 請求項１５記載のシステムにおいて、前記スプリッタの第二の出力は振幅制御ループに供給され、前記移相器の出力は９０度移相器に供給されるものであり、それにより、信号合成器における前記スプリッタの第二の出力との組み合わせのために前記除去すべき信号の１８０度位相がずれた信号が形成されるものである、システム。
17. 請求項１記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは、前記第一の信号を生成する第一の変調器と、同期検出器と、前記第一の変調器に第一の周波数の変調信号を提供する基準発振器と、前記同期検出器に適用するために前記変調信号の第一の周波数を整数倍に逓倍する周波数逓倍器とを有するものである、システム。
18. 請求項１７記載のシステムにおいて、前記第二の伝送・受信システムは、前記第一の信号を同期検出および全波整流するホモダイン検出器と、受信した前記変調信号の第一の周波数を前記整数倍に逓倍する周波数逓倍器と、前記第一の周波数の前記整数倍である第二の周波数で前記第二の信号を生成する第二の変調器とを有するものである、システム。
19. 請求項１８記載のシステムにおいて、前記第一の周波数は１３．５６ＭＨｚであり、前記第二の周波数は４０．６８ＭＨｚである、システム。
20. 請求項３記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは、前記第二の信号の周波数の前記第一の信号の整数次高調波を除去する高調波除去回路を有し、これにより、前記第一および第二の信号間の自己干渉が回避されるものである、システム。
21. 請求項２０記載のシステムにおいて、前記高調波除去回路は、前記第一の周波数の整数倍にクロックされたウォーキング・リング・カウンタと、前記第一の伝送・受信システムの第一の伝送アンテナから生じる矩形波を生成ために前記ウォーキング・リング・カウンタを復号化する１対の論理ゲートとを有するものである、システム。
22. 請求項２１記載のシステムにおいて、前記高調波除去回路は、さらに、共振コンデンサと、電圧源に接続された無線周波チョークとを有し、前記無線周波チョークおよび前記共振コンデンサは前記第一の伝送アンテナのインダクタンスと結合して、前記第一の周波数の整数次高調波の抑制を提供する共振回路を形成するものである、システム。
23. 請求項１記載のシステムにおいて、前記第二の伝送・受信システムは、前記第一の誘導リンク上で受信された前記第一の信号の信号振幅を増加させる可変利得制御増幅器と、前記可変利得制御器増幅器の出力から受信信号振幅変動を除去する制限増幅器とを有し、前記制限増幅器の出力は、前記第一の誘導リンク上で受信された第一の信号の瞬時極性を示すものである、システム。
24. 請求項２３記載のシステムにおいて、さらに、
    第一の入力における前記可変利得制御増幅器の前記出力、および第二の出力における前記制限増幅器の前記出力を受信する乗法ミキサを有し、前記乗法ミキサの出力は、前記第一の誘導リンク上で受信された前記第一の信号の全波整流を提供するものである、システム。
25. 請求項２４記載のシステムにおいて、さらに、
    前記情報ミキサの出力に応答して、前記第一の誘導リンク上で受信された前記第一の信号の前記全波整流からの振幅レベル検出を用いて振幅変調データを抽出し、前記可変利得制御増幅器にフィードバック制御信号を提供する自動利得制御回路に対して制御信号を提供するレベル検出回路を有するものである、システム。
26. 請求項３記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは、前記第二の信号を同期的に検出する同期検出器を有するものである、システム。
27. 請求項２６記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは、前記第一の信号の周波数を前記整数倍に逓倍する周波数逓倍器と、前記同期検出器の出力からの直交チャネル位相検出および位相ロックループ制御によって制御される移相器とを有する同期検出基準信号発生器を有するものである、システム。
28. 請求項２７記載のシステムにおいて、前記第一の伝送・受信システムは、さらに、
    前記同期検出器の出力に応答して、同期検出された第二の信号の振幅レベル検出を用いて振幅変調データを抽出するレベル検出回路を有し、前記レベル検出回路は、全波精密増幅器であって、前記同期検出された第二の信号を受信し、基準電圧に設定された自動利得制御回路からの制御信号を用いて全波精密増幅器の最大検出電圧レベル出力を一定値に維持するピーク・ホールド・コンデンサに出力を供給する、前記全波精密増幅器を含むものである、システム。
29. 請求項２８記載のシステムにおいて、前記レベル検出回路は、さらに、
    前記同期検出器の前記出力を前記基準電圧のパーセンテージと比較して、前記同期検出器の出力にキャリアが存在するか否かを決定するキャリア検出電圧比較器を有するものである、システム。
30. 請求項２６記載のシステムにおいて、前記同期検出器は、コヒーレントであるが位相同期していないＩおよびＱ検出チャネルを有するものであり、前記受信した第二の信号の検出振幅はＩおよびＱチャネルの二乗平均平方根であり、前記受信した第二の信号の位相角は前記ＩおよびＱチャネルの比の逆正接である、システム。
31. 第一の伝送・受信システムと第二の伝送・受信システムとの間の近距離誘導伝送を用いた全二重データ通信を提供する方法であって、
    前記第一の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが前記第一の誘導リンク上で前記第一の信号を受信する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を伝送する工程と、
    前記第一の伝送・受信システムが前記第二の誘導リンク上で前記第二の信号を受信する工程と、
    を有し、
    前記第二の信号は前記第一の信号から発生し、前記第一および第二の信号は周波数コヒーレントである、方法。
32. 請求項３１記載の方法において、さらに、
    前記第一および第二の信号を周波数同期させる工程と、
    比Ｍ／Ｎによって前記第一および第二の信号の周波数を関連付ける工程と、
    を有し、
    ＭおよびＮはいずれも整数である、
    方法。
33. 請求項３２記載の方法において、前記第一および第二の信号は、互いに整数次高調波関係を有し、前記整数は１ではないものである、方法。
34. 請求項３１記載の方法において、さらに、
    無線誘導電力伝達システムを制御するトランスポンダベースの通信リンクの動作に関するデータを用いて前記第一および第二の誘導リンク上で伝送された前記第一および第二の信号を変調する工程を有するものである、方法。
35. 請求項３４記載の方法において、前記変調する工程は、前記トランスポンダベースの通信リンクの動作に関する前記データを振幅変調し、固有の整数次高調波除去を行うために選択されたフーリエ級数係数を用いて矩形波伝送波形を生成する工程を有し、これにより、前記第一および第二の信号間のコヒーレントトランスポンダ高調波自己干渉が抑制されるものである、方法。
36. 請求項３５記載の方法において、各係数ｎについて、前記フーリエ級数係数β_ｎは
    

    

    で与えられるものである、方法。
37. 請求項３５記載の方法において、さらに、
    論理１ビットを供給電圧の全信号振幅として符号化する工程と、
    論理０ビットを前記供給電圧の前記全信号振幅の半分として符号化する工程と、
    を有するものである、方法。
38. 請求項３４記載の方法において、前記第一の伝送・受信システムは地上側にあり、前記第二の伝送・受信システムは、前記無線誘導電力伝達システムの車両側にあって、車両を無線で充電するようになっており、この方法は、さらに、
    キャリア周波数の波長が前記車両の導電性車体底面と前記地表面間の距離よりも大きくなるように十分に低いキャリア周波数を有する前記第一および第二の信号を提供する工程を有し、これにより、前記車両の車体底面および前記地表面は、導波路伝播遮断周波数未満の導波路として機能するものである、方法。
39. 請求項３８記載の方法において、さらに、
    前記第一および第二の誘導リンクのうちの少なくとも１つを無線電力伝達コイル上に多重化する工程を有するものである、方法。
40. 請求項３４記載の方法において、前記第一および第二の信号を変調する工程は、振幅および角度変調の両方を用いて前記第一および第二の信号を変調する工程を有するものである、方法。
41. 請求項３３記載の方法において、さらに、
    前記第一および第二の信号間の自己干渉を回避するために前記第二の信号の周波数で前記第一の信号の整数次高調波を除去する工程を有するものである、方法。
42. 無線誘導電力伝達システムを用いて車両を無線充電する方法であって、
    前記車両と充電送信器との間に全二重通信リンクを確立する工程であって、前記全二重通信リンクは、前記充電送信器における第一の伝送・受信システムと前記車両上の第二の伝送・受信システムとの間の近距離誘導伝送を用いるものであり、当該確立する工程は、
    前記第一の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが前記第一の誘導リンク上で前記第一の信号を受信する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を伝送する工程と、
    前記第一の伝送・受信システムが前記第二の誘導リンク上で前記第二の信号を受信する工程と、
    を有し、
    前記第二の信号は前記第一の信号から発生し、前記第一および第二の信号は周波数コヒーレントである、前記確立する工程と、
    前記全二重通信リンク上で制御信号を送信することによって前記充電送信器と前記車両間の無線電力伝達を制御する工程と、
    を有する、方法。
43. 請求項４２記載の方法において、さらに、
    前記第一および第二の信号を周波数同期させる工程と、
    比Ｍ／Ｎによって前記第一および第二の信号の周波数を関連付ける工程と、
    を有し
    ＭおよびＮはいずれも整数である、方法。
44. 請求項４３記載の方法において、前記第一および第二の信号は、互いに整数次高調波関係を有し、前記整数は１ではないものである、方法。
45. 請求項４２記載の方法において、さらに、
    真上の車両によって生じる、前記充電送信器の無線電力伝達コイル、アライメントコイル、および近距離通信アンテナのうちの少なくとも１つの絶縁電磁素子間のインピーダンスまたは相互インピーダンスにおける変化を検出する工程と、
    前記変化が検出されたとき、前記第一の誘導リンク上で前記制御信号の伝送を開始する工程と、
    を有するものである方法。
46. 道路に設置された複数の充電送信器を含む無線誘導電力伝達システムを用いて車両を動的に無線充電する方法であって、
    前記車両と第一の充電送信器間に全二重通信リンクを確立する工程であって、前記全二重通信リンクは、前記第一の充電送信器における第一の伝送・受信システムと前記車両上の第二の伝送・受信システムとの間の周波数コヒーレントな近距離誘導伝送を用いるものである、前記確立する工程と、
    前記第一の充電送信器および／または車両送信器が、前記車両に関する位置、タイミング、および速度情報のうちの少なくとも１つを第二の充電送信器に提供する工程と、
    前記第二の充電送信器が、位置、タイミング、および速度情報のうちの少なくとも１つを使用して、前記車両の無線充電受信装置が前記第二の充電送信器上に位置決めされる時点を決定する工程と、
    前記第二の充電送信器が、前記決定された時点において無線電力伝達を提供して前記車両に無線電力伝達を提供する工程であって、これにより、前記車両が前記複数の充電送信器上を通過する際に、前記車両が充電されるものである、前記提供する工程と、
    を有する方法。
47. 請求項４６記載の方法において、前記車両と前記第一の充電送信器間に全二重通信リンクを確立する工程は、
    前記第一の伝送・受信システムが第一の誘導リンク上で第一の信号を伝送する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが前記第一の誘導リンク上で前記第一の信号を受信する工程と、
    前記第二の伝送・受信システムが第二の誘導リンク上で第二の信号を伝送する工程と、
    前記第一の伝送・受信システムが前記第二の誘導リンク上で前記第二の信号を受信する工程と、
    を有し、前記第二の信号は前記第一の信号から発生し、前記第一および第二の信号は周波数コヒーレントである、方法。
48. 請求項４７記載の方法において、さらに、
    前記第一および第二の信号を周波数同期させる工程と、
    比Ｍ／Ｎによって前記第一および第二の信号の周波数を関連付ける工程と、
    を有し、
    ＭおよびＮはいずれも整数である、方法。
49. 請求項４８記載の方法において、前記第一および第二の信号は、互いに整数次高調波関係を有し、前記整数は１ではないものである、方法。
50. 請求項４６記載の方法において、さらに、
    前記車両の無線充電受信装置と同じ速度で移動する磁気エネルギーの進行波を確立するために先行配列起動手順を確立する工程を有するものである、方法。

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