KR20210010417A - 밀리미터파 통신 시스템에서 i/q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법 - Google Patents

밀리미터파 통신 시스템에서 i/q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20210010417A
KR20210010417A KR1020200089565A KR20200089565A KR20210010417A KR 20210010417 A KR20210010417 A KR 20210010417A KR 1020200089565 A KR1020200089565 A KR 1020200089565A KR 20200089565 A KR20200089565 A KR 20200089565A KR 20210010417 A KR20210010417 A KR 20210010417A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
phase
loopback
training signal
signal
loopback path
Prior art date
Application number
KR1020200089565A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102308438B1 (ko
Inventor
다오만튜안
아오키유이치
김용훈
Original Assignee
삼성전자주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 삼성전자주식회사 filed Critical 삼성전자주식회사
Publication of KR20210010417A publication Critical patent/KR20210010417A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102308438B1 publication Critical patent/KR102308438B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H03D3/009—Compensating quadrature phase or amplitude imbalances
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/14—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of the whole transmission and reception path, e.g. self-test loop-back
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/20—Monitoring; Testing of receivers
    • H04B17/21—Monitoring; Testing of receivers for calibration; for correcting measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/3845—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier
    • H04L27/3854—Demodulator circuits; Receiver circuits using non - coherent demodulation, i.e. not using a phase synchronous carrier using a non - coherent carrier, including systems with baseband correction for phase or frequency offset
    • H04L27/3863—Compensation for quadrature error in the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0053—Closed loops
    • H04L2027/0059—Closed loops more than two phases
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0069—Loop filters

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transceivers (AREA)

Abstract

본 개시는 4G 시스템 이후 보다 높은 데이터 전송률을 지원하기 위한 5G 통신 시스템을 IoT 기술과 융합하는 통신 기법 및 그 시스템에 관한 것이다. 본 개시는 5G 통신 기술 및 IoT 관련 기술을 기반으로 지능형 서비스 (예를 들어, 스마트 홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 헬스 케어, 디지털 교육, 소매업, 보안 및 안전 관련 서비스 등)에 적용될 수 있다.
본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 방법은, 트레이닝 신호를 제1 루프백(loop back) 경로(route) 및 제2 루프백 경로로 입력하는 단계; 상기 제1 루프백 경로를 통과하는 제1 트레이닝 신호 및 상기 제2 루프백 경로를 통과하는 출력되는 제2 트레이닝 신호에 기초하여 루프백 이득(gain) 및 루프백 위상을 결정하는 단계; 상기 루프백 이득 및 상기 루프백 위상에 기초하여 주파수 도메인 보상 필터를 결정하는 단계; 상기 주파수 도메인 보상 필터에 기초하여 FIR 필터 및 DC 오프셋을 결정하는 단계; 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 송신 신호 및 수신 신호를 보정하는 단계;를 포함한다.

Description

밀리미터파 통신 시스템에서 I/Q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법{ELECTRONIC APPARATUS INCLUDING TRANSCEIVER FOR CALIBRATING I/Q IMBALANCE IN MILLIMETER WAVE COMMUNICATION SYSTEM AND THEREOF OPERATING METHOD}
본 개시는 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 개시는 밀리미터파를 이용하는 5G 통신 시스템에서 I/Q 불균형을 교정하기 위한 초광대역용 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법에 관한 것이다.
4G 통신 시스템 상용화 이후 증가 추세에 있는 무선 데이터 트래픽 수요를 충족시키기 위해, 개선된 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템을 개발하기 위한 노력이 이루어지고 있다. 이러한 이유로, 5G 통신 시스템 또는 pre-5G 통신 시스템은 4G 네트워크 이후 (Beyond 4G Network) 통신 시스템 또는 LTE 시스템 이후 (Post LTE) 이후의 시스템이라 불리어지고 있다. 높은 데이터 전송률을 달성하기 위해, 5G 통신 시스템은 초고주파(mmWave) 대역 (예를 들어, 60기가(60GHz) 대역과 같은)에서의 구현이 고려되고 있다. 초고주파 대역에서의 전파의 경로손실 완화 및 전파의 전달 거리를 증가시키기 위해, 5G 통신 시스템에서는 빔포밍(beamforming), 거대 배열 다중 입출력(massive MIMO), 전차원 다중입출력(Full Dimensional MIMO: FD-MIMO), 어레이 안테나(array antenna), 아날로그 빔형성(analog beam-forming), 및 대규모 안테나 (large scale antenna) 기술들이 논의되고 있다. 또한 시스템의 네트워크 개선을 위해, 5G 통신 시스템에서는 진화된 소형 셀, 개선된 소형 셀 (advanced small cell), 클라우드 무선 액세스 네트워크 (cloud radio access network: cloud RAN), 초고밀도 네트워크 (ultra-dense network), 기기 간 통신 (Device to Device communication: D2D), 무선 백홀 (wireless backhaul), 이동 네트워크 (moving network), 협력 통신 (cooperative communication), CoMP (Coordinated Multi-Points), 및 수신 간섭제거 (interference cancellation) 등의 기술 개발이 이루어지고 있다. 이 밖에도, 5G 시스템에서는 진보된 코딩 변조(Advanced Coding Modulation: ACM) 방식인 FQAM (Hybrid FSK and QAM Modulation) 및 SWSC (Sliding Window Superposition Coding)과, 진보된 접속 기술인 FBMC(Filter Bank Multi Carrier), NOMA(non orthogonal multiple access), 및SCMA(sparse code multiple access) 등이 개발되고 있다.
한편, 인터넷은 인간이 정보를 생성하고 소비하는 인간 중심의 연결 망에서, 사물 등 분산된 구성 요소들 간에 정보를 주고 받아 처리하는 IoT(Internet of Things, 사물인터넷) 망으로 진화하고 있다. 클라우드 서버 등과의 연결을 통한 빅데이터(Big data) 처리 기술 등이 IoT 기술에 결합된 IoE (Internet of Everything) 기술도 대두되고 있다. IoT를 구현하기 위해서, 센싱 기술, 유무선 통신 및 네트워크 인프라, 서비스 인터페이스 기술, 및 보안 기술과 같은 기술 요소 들이 요구되어, 최근에는 사물간의 연결을 위한 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 연구되고 있다. IoT 환경에서는 연결된 사물들에서 생성된 데이터를 수집, 분석하여 인간의 삶에 새로운 가치를 창출하는 지능형 IT(Internet Technology) 서비스가 제공될 수 있다. IoT는 기존의 IT(information technology)기술과 다양한 산업 간의 융합 및 복합을 통하여 스마트홈, 스마트 빌딩, 스마트 시티, 스마트 카 혹은 커넥티드 카, 스마트 그리드, 헬스 케어, 스마트 가전, 첨단의료서비스 등의 분야에 응용될 수 있다.
이에, 5G 통신 시스템을 IoT 망에 적용하기 위한 다양한 시도들이 이루어지고 있다. 예를 들어, 센서 네트워크(sensor network), 사물 통신(Machine to Machine, M2M), MTC(Machine Type Communication)등의 기술이 5G 통신 기술이 빔 포밍, MIMO, 및 어레이 안테나 등의 기법에 의해 구현되고 있는 것이다. 앞서 설명한 빅데이터 처리 기술로써 클라우드 무선 액세스 네트워크(cloud RAN)가 적용되는 것도 5G 기술과 IoT 기술 융합의 일 예라고 할 수 있을 것이다.
본 개시는 무선 통신 시스템에서 송수신기의 I/Q 불균형을 교정하기 위한 루프백 하드웨어 구조를 갖는 트랜시버를 제공한다.
본 개시는 무선 통신 시스템에서 루프백 하드웨어 구조를 갖는 트랜시버를 통해 송수신기의 I/Q 불균형을 교정하는 방법을 제공한다.
본 개시는 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 방법을 개시한다. 상기 동작 방법은, 트레이닝 신호를 제1 루프백(loop back) 경로(route) 및 제2 루프백 경로로 입력하는 단계; 상기 제1 루프백 경로를 통과하는 제1 트레이닝 신호 및 상기 제2 루프백 경로를 통과하는 출력되는 제2 트레이닝 신호에 기초하여 루프백 이득(gain) 및 루프백 위상을 결정하는 단계; 상기 루프백 이득 및 상기 루프백 위상에 기초하여 주파수 도메인 보상 필터를 결정하는 단계; 상기 주파수 도메인 보상 필터에 기초하여 FIR 필터 및 DC 오프셋을 결정하는 단계; 및 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 송신 신호 및 수신 신호를 보정하는 단계;를 포함한다. 상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상에 기초하여 결정된다.
본 개시는 전자 장치를 개시한다. 상기 전자 장치는, 제어부(control unit); 및 RF(radio frequency) 트랜시버(transceiver);를 포함한다. 상기 RF 트랜시버는 송신단, 수신단, 상기 송신단 및 상기 수신단과 전기적으로 연결되는 제1 루프백(roof back) 경로(route) 및 제2 루프백 경로를 포함한다. 상기 제어부는, 트레이닝 신호를 상기 제1 루프백 경로 및 상기 제2 루프백 경로로 입력하고, 상기 제1 루프백 경로를 통과하는 제1 트레이닝 신호 및 상기 제2 루프백 경로를 통과하는 출력되는 제2 트레이닝 신호에 기초하여 루프백 이득(gain) 및 루프백 위상을 결정하고, 상기 루프백 이득 및 상기 루프백 위상에 기초하여 주파수 도메인 보상 필터를 결정하고, 상기 주파수 도메인 보상 필터에 기초하여 FIR 필터 및 DC 오프셋을 결정하고, 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 상기 RF 트랜시버를 통해 처리되는 송신 신호 및 수신 신호를 보정한다. 상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상에 기초하여 결정된다.
상기 루프백 위상은 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상을 포함할 수 있다. 상기 트레이닝 신호는 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이에 기초하여 결정될 수 있다.
상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이는 90도일 수 있다.
상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정될 수 있다.
상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이는, 180도일 수 있다.
상기 트레이닝 신호는, 결정 함수에 기초하여 결정될 수 있다. 상기 결정 함수는, 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이, 및 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정될 수 있다.
상기 결정 함수의 값은 0이 아닐 수 있다.
상기 트레이닝 신호는 상기 결정 함수의 최대 값에 기초하여 결정될 수 있다.
상기 송신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거될 수 있다.
상기 수신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거될 수 있다.
본 개시에 따르면, 루프백 하드웨어 구조를 갖는 트랜시버를 통해 48 dB의 평균 이미지 제거비(image rejection ratio, IRR)를 달성할 수 있는 효과가 있다.
본 개시에 따르면, 루프백 하드웨어 구조를 갖는 트랜시버를 통해 100 MHz 대역폭 NR 신호에서 주파수에 의존하는 이미지 신호가 모든 1400 MHz 대역폭에서 노이즈 레벨로 억제될 수 있는 효과가 있다.
도 1은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치를 도시한 블록도이다.
도 2는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 통신부를 도시한 개념도이다.
도 3은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 송신기를 도시한 개념도이다.
도 4는 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 순서를 도시한 흐름도이다.
도 5는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치를 도시한 개념도이다.
도 6은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 RF 트랜시버를 도시한 개념도이다.
도 7은 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 순서를 도시한 흐름도이다.
도 8은 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 주파수 도메인에서 특정 위상 관계를 갖도록 설정된 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 9는 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 트레이닝 신호의 크기를 도시한 개념도이다.
도 10은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 결정자를 도시한 개념도이다.
도 11은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 12는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 13은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 14는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 전의 송신 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 도시한 그래프이다.
도 15는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 송신 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 도시한 그래프이다.
도 16은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 전의 수신 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 도시한 그래프이다.
도 17은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 수신 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 도시한 그래프이다.
도 18은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 좌측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 19는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 좌측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 20은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 우측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 21은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 우측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 22는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 1.4 GHz 대역폭 이상의 멀티-톤 송신 신호를 도시한 개념도이다.
도 23은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 1.4 GHz 대역폭 이상의 멀티-톤 송신 신호를 도시한 개념도이다.
본 발명의 실시 예를 설명함에 있어서 본 발명이 속하는 기술 분야에 익히 알려져 있고 본 발명과 직접적으로 관련이 없는 기술 내용에 대해서는 설명을 생략한다. 이는 불필요한 설명을 생략함으로써 본 발명의 요지를 흐리지 않고 더욱 명확히 전달하기 위함이다.
마찬가지 이유로 첨부 도면에 있어서 일부 구성요소는 과장되거나 생략되거나 개략적으로 도시되었다. 또한, 각 구성요소의 크기는 실제 크기를 전적으로 반영하는 것이 아니다. 각 도면에서 동일한 또는 대응하는 구성요소에는 동일한 참조 번호를 부여하였다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시 예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시 예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시 예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
이 때, 처리 흐름도 도면들의 각 블록과 흐름도 도면들의 조합들은 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들에 의해 수행될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 범용 컴퓨터, 특수용 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서에 탑재될 수 있으므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비의 프로세서를 통해 수행되는 그 인스트럭션들이 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 수행하는 수단을 생성하게 된다. 이들 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 특정 방식으로 기능을 구현하기 위해 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 지향할 수 있는 컴퓨터 이용 가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장되는 것도 가능하므로, 그 컴퓨터 이용가능 또는 컴퓨터 판독 가능 메모리에 저장된 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능을 수행하는 인스트럭션 수단을 내포하는 제조 품목을 생산하는 것도 가능하다. 컴퓨터 프로그램 인스트럭션들은 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에 탑재되는 것도 가능하므로, 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비 상에서 일련의 동작 단계들이 수행되어 컴퓨터로 실행되는 프로세스를 생성해서 컴퓨터 또는 기타 프로그램 가능한 데이터 프로세싱 장비를 수행하는 인스트럭션들은 흐름도 블록(들)에서 설명된 기능들을 실행하기 위한 단계들을 제공하는 것도 가능하다.
또한, 각 블록은 특정된 논리적 기능(들)을 실행하기 위한 하나 이상의 실행 가능한 인스트럭션들을 포함하는 모듈, 세그먼트 또는 코드의 일부를 나타낼 수 있다. 또, 몇 가지 대체 실행 예들에서는 블록들에서 언급된 기능들이 순서를 벗어나서 발생하는 것도 가능함을 주목해야 한다. 예컨대, 잇달아 도시되어 있는 두 개의 블록들은 사실 실질적으로 동시에 수행되는 것도 가능하고 또는 그 블록들이 때때로 해당하는 기능에 따라 역순으로 수행되는 것도 가능하다.
이 때, 본 실시 예에서 사용되는 '~부'라는 용어는 소프트웨어 또는 FPGA또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '~부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '~부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '~부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '~부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들, 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '~부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '~부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '~부'들로 더 분리될 수 있다. 뿐만 아니라, 구성요소들 및 '~부'들은 디바이스 또는 보안 멀티미디어카드 내의 하나 또는 그 이상의 CPU들을 재생시키도록 구현될 수도 있다. 또한 실시 예에서 '~부'는 하나 이상의 프로세서를 포함할 수 있다.
도 1은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치를 도시한 블록도이다.
도 1을 참고하면, 전자 장치(1)는 제어부(10), 통신부(20), 메모리(30), 네트워크 인터페이스(40), 및 사용자 인터페이스(50)를 포함할 수 있다. 전자 장치(1)는 구현 방식에 따라 추가적으로 더 많은 구성 요소들을 가질 수 있다. 본 개시에서는 이러한 추가적인 구성 요소에 대하여 제약을 두지는 않는다.
제어부(10)는 기본적인 전자 장치(1)의 동작을 제어할 수 있으며, 이하에서 설명될 각종 신호의 수신 및 저장의 제어를 수행할 수 있다. 예를 들어, 제어부(10)는 전자 장치(1)의 동작을 수행하기 위한 적어도 하나의 프로세서 또는/및 프로그램으로 구현될 수 있다.
통신부(20)는 다른 전자 장치와 무선 채널을 통해 연결될 수 있으며, 각종 네트워크 기능 장치들과 신호 및/또는 메시지의 송수신을 수행할 수 있다. 전자 장치(1)가 5G 네트워크와 통신하는 경우 통신부(20)는 5G 통신 네트워크와 송/수신이 가능한 장치가 될 수 있다. 또한 통신부(20)는 필요에 따라 통신 프로세서를 포함할 수 있다. 통신부(20)에서 통신 프로세서를 포함하지 않는 경우 모든 신호 및/또는 메시지는 제어부(10)에서 처리될 수 있다.
메모리(30)는 전자 장치(1)의 제어에 필요한 각종 데이터들을 저장할 수 있으며, 이하에서 설명될 신호를 저장하기 위한 영역을 가질 수 있다. 예를 들어, 메모리(30)는 제어부(10)에서 필요한 프로그램 및 각종 제어 정보를 저장할 수 있으며, 그 외에 본 발명에서 설명되는 각 정보들을 저장할 수 있다.
네트워크 인터페이스(40)는 코어 네트워크의 다른 전자 장치와 통신을 수행할 수 있다.
사용자 인터페이스(50)는 전자 장치(1)의 사용자를 위한 각종 인터페이스를 제공할 수 있다.
새로운 애플리케이션들을 사용하기 위해 Gbps 데이터 속도를 제공하는 5G 통신 네트워크가 사용될 수 있다. 초고속 데이터 속도에 대한 수요에 대응하기 위해, 광대역 통신이 가능한 28 GHz 및 39 GHz의 밀리미터파 대역이 이용될 수 있다.
I/Q 변조는 초광대역 시스템에서 높은 샘플링 속도에 대한 요구를 회피하기 위한 실질적 구현으로서 아날로그-디지털 변환기(ADC) 및 디지털-아날로그 변환기(DAC)에서 일반적으로 사용될 수 있다. 그러나, 업/다운 믹서, 로우-패스 필터(LPF) 및 DAC/ADC에서 I/Q 불균형이 발생될 수 있다. 실질적인 I/Q 변조의 구현에서 I/Q 불균형은 빈번히 발생될 수 있다. I 및 Q 분기들의 각 컴포넌트들 간에 차이가 있으면 불균형이 발생할 수 있다. I/Q 불균형은 주파수에 대해 독립적이거나 의존적일 수 있다. 예를 들어, 믹서에서 발생하는 이득(gain) 및 위상의 불균형은 로컬 오실레이터(local oscillator; LO)의 주파수가 일반적으로 고정되어 있기 때문에, 주파수에 대해 독립적일 수 있다. 페어(pair) 믹서들의 이득이 같지 않으면, 이득의 불균형이 발생할 수 있다. 위상의 불균형은 I 및 Q 분기들에 대한 로컬 오실레이터(LO) 간의 위상차가 정확히 90도가 아닌 경우 발생할 수 있다. 협대역 시스템에서, I 및 Q 분기들의 차이는 해당 대역폭에서 일정한 것으로 가정될 수 있다. 또한, 주파수에 의존적인 불균형은 무시될 수 있으며 주파수에 대해 독립적인 불균형만이 고려되는 것으로 가정될 수 있다. 이와 다르게, 광대역 시스템에서, 주파수에 대해 의존적인 I/Q 불균형은 LPF의 전송 특성들이 상이하기 때문에 중요할 수 있다. 예를 들어, 컷-오프(cut-off) 주파수들에 대한 LPF의 전송 특성들은 상이할 수 있다. 결과적으로, 초광대역 시스템에서 I/Q 불균형은 더 악화될 수 있다. I/Q 불균형은 중앙 대역폭 주파수의 반대편에서 미러 주파수 간섭 또는 원치 않는 신호를 발생시킬 수 있다. I/Q 불균형은 궁극적으로 시스템 성능의 심각한 저하, 즉 오류 벡터 크기(error vector magnitude, EVM)를 발생시킬 수 있다. 결과적으로, I/Q 불균형은 고차 변조에 대한 사용을 제한시킬 수 있다. 예를 들어, 5G 통신 시스템은 30 dB 이상의 신호 대 잡음비(SNR)를 필요로 하는 256QAM(256-quarature amplitude modulation)을 지원할 수 있다. IRR(image rejection ratio)은 이상적으로 40dB 이상인 것이 바람직할 수 있다. 컴포넌트들의 비-이상적인 특성으로 인해, I/Q 트랜시버에 설계된 실제 회로는 일반적으로 30dB 미만의 IRR을 제공할 수 있다. 따라서 I/Q 불균형은 교정되어야 할 수 있다.
다수의 I/Q 교정 기술들이 존재한다. 그러나, 대부분의 교정 기술들은 수신기 또는 송신기에서의 불균형 문제를 다루고 있다. 이것은 5G 통신 시스템에 적용하기에는 실용적이지 않을 수 있다. 다수의 공동(joint) 송신기 및 수신기에 대한 I/Q 불균형을 교정하기 위한 기술들이 존재한다. 그러나 이 기술들은 주파수에 대해 독립적인 I/Q 불균형만을 교정할 수 있으며, 정확하게 90도의 위상 시프트를 갖는 기준 LO가 필요하다. 주파수에 대해 의존적인 송신기 및 수신기의 I/Q 불균형들을 공동으로 교정할 수 있는 방법은 사전에 별도로 추정해야 하는 주파수에 독립적인 위상 불균형에 대한 정보가 요구된다.
본 개시의 일실시예에 따른 I/Q 불균형 교정 방법은 공동 교정을 위해 송신기와 수신기 간의 주파수를 분리하는 방법을 포함할 수 있다. 그러나 주파수를 분리하는 방법는 하드웨어 구현에 어려움이 있을 수 있다.
본 개시의 일실시예에 따른 I/Q 불균형 교정 방법은 하나의 다이렉트 루프백과 하나의 위상 시프터 루프백을 통해 I/Q 불균형을 추정하기 위한 로컬 루프백을 사용하는 방법을 포함할 수 있다. 상기 방법을 적용하기 위해서는 위상 시프터 특성들에 대한 정보가 획득되어야 한다. 그러나, 상기 방법을 적용하기 위해서는, 사전에 별도로 추정해야 하는 주파수에 독립적인 위상 불균형에 대한 정보가 필요할 수 있다.
본 개시의 일실시예에 따른 I/Q 불균형을 교정하기 위한 방법은, 5G 밀리미터파 시스템에 대하여 주파수에 의존적인 송신기 및 수신기의 I/Q 불균형을 공동으로 추정 및 보상하는 주파수 도메인 차원의 방법을 포함할 수 있다. 본 방법은 특정 루프백 하드웨어 구조와 특별히 설계된 트레이닝 신호들을 기반으로 I/Q 불균형을 교정할 수 있다. 또한, 본 방법은 시뮬레이션 및 측정을 통해 I/Q 교정 성능을 평가할 수 있다.
I/Q 불균형에 대한 교정은 5G 밀리미터파 통신 시스템의 성능을 보호하는데 필수적일 수 있다. 본 개시는, 루프백(loopback) 하드웨어 구조를 이용하여 초광대역용 송수신기를 위한 새로운 공동 주파수에 의존하는 I/Q 불균형을 교정하기 위한 장치 및 방법을 제공하고자 한다.
우선, 송신기 및 수신기의 주파수 의존 I/Q 불균형은 트레이닝 신호에 대한 루프백 응답의 입력 및 수신 신호의 출력에 대한 함수로서 공식화될 수 있다. 그리고, 보상 필터는 4개의 선형 방정식의 솔루션으로서 분석적으로 일반화될 수 있다. 루프백 하드웨어 구조 및 트레이닝 신호들은 보상 필터들을 해결하기 위한 특정 위상 관계를 갖도록 구체적으로 설계될 수 있다. 예를 들어, 루프백 하드웨어 구조 및 트레이닝 신호들은 복소(complex) 유한 임펄스 응답(finite impulse response, FIR) 필터에 의해 구현될 수 있다.
본 개시에 따른 교정 방법은 평균적으로 48dB의 IRR를 제공할 수 있다. 궁극적으로, 100MHz 대역폭의 NR 신호의 주파수에 대해 의존적인 이미지는 모든 1400MHz 대역폭에서 노이즈 레벨로 억제될 수 있다.
도 2는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 통신부를 도시한 개념도이다.
도 2를 참고하면, 통신부(20)는 RF(radio frequency) 트랜시버(transceiver)(200), 전력 증폭기(power amplifier; PA)(310), 저잡음 증폭기(low noise amplifier; LNA)(320), 및 복수의 안테나들(410 및 420)을 포함할 수 있다. 통신부(20)는 도 1의 통신부(20)와 동일 또는 유사할 수 있다.
RF 트랜시버(200)는 복수의 로우 패스 필터(low pass filter)들(211 내지 214), 업 믹서(up mixer)(220), 루프백(loopback) 경로(route)(230), 및 다운 믹서(down mixer)(240)를 포함할 수 있다. 업 믹서(220)는 제1 업 믹서(221) 및 제2 업 믹서(222)를 포함할 수 있다. 다운 믹서(240)는 제1 다운 믹서(241) 및 제2 다운 믹서(242)를 포함할 수 있다.
제1 로우 패스 필터(211)는 제어부(10)의 제어에 따라 출력되는 신호를 전달 받을 수 있다. 예를 들어, 제1 로우 패스 필터(211)는 제1 로우 패스 필터(211)의 일단을 통해 신호를 수신할 수 있다. 제1 로우 패스 필터(211)는 수신된 신호를 필터링하여 I 신호를 출력할 수 있다. 제1 로우 패스 필터(211)의 타단은 제1 업 믹서(221)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제1 로우 패스 필터(211)는 I 신호를 제1 업 믹서(221)에게 전달할 수 있다.
제2 로우 패스 필터(212)는 제어부(10)의 제어에 따라 출력되는 신호를 전달 받을 수 있다. 예를 들어, 제2 로우 패스 필터(212)는 제2 로우 패스 필터(212)의 일단을 통해 신호를 수신할 수 있다. 제2 로우 패스 필터(212)는 수신된 신호를 필터링하여 Q 신호를 출력할 수 있다. 제2 로우 패스 필터(212)의 타단은 제2 업 믹서(222)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제2 로우 패스 필터(212)는 Q 신호를 제2 업 믹서(222)에게 전달할 수 있다.
업 믹서(220)는 전력 증폭기(310)와 전기적으로 연결될 수 있다. 예를 들어, 제1 업 믹서(221)의 타단은 전력 증폭기(310)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제1 업 믹서(221)는 필터링된 I 신호의 주파수를 상향 변환할 수 있다. 제2 업 믹서(222)의 타단은 전력 증폭기(310)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제2 업 믹서(222)는 필터링된 Q 신호의 주파수를 상향 변환할 수 있다. 업 믹서(220)는 상향 변환된 I/Q 신호를 전력 증폭기(310)에게 전달할 수 있다.
전력 증폭기(310)는 업 믹서(220)로부터 수신된 I/Q 신호를 증폭시킬 수 있다. 전력 증폭기(310)는 제1 안테나(410)와 전기적으로 연결될 수 있다. 전력 증폭기(310)는 증폭된 I/Q 신호를 제1 안테나(410)에게 전달할 수 있다. 제1 안테나(410)는 증폭된 I/Q 신호를 공중으로 방사할 수 있다.
제2 안테나(420)는 공중을 통해 전송되는 무선 신호를 수신할 수 있다. 제2 안테나(420)는 저잡음 증폭기(320)와 전기적으로 연결될 수 있다. 제2 안테나(420)는 수신된 신호를 저잡음 증폭기(320)에게 전달할 수 있다.
저잡음 증폭기(320)는 수신된 신호를 증폭시킬 수 있다. 저잡음 증폭기(320)는 다운 믹서(240)와 전기적으로 연결될 수 있다.
다운 믹서(240)는 저잡음 증폭기(320)와 전기적으로 연결될 수 있다. 또한, 다운 믹서(240)는 루프백 경로(230)를 통해 업 믹서(220)와 전기적으로 연결될 수 있다. 루프백 경로(230)는 제1 스위치(SW1)(231) 및 제2 스위치(SW2)(232)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 다운 믹서(240) 제1 스위치(SW1)(231) 및 제2 스위치(SW2)(232) 중 적어도 하나를 통해 업 믹서(220)와 전기적으로 연결될 수 있다.
다운 믹서(240)는 저잡음 증폭기(320) 또는 업 믹서(220)로부터 전달된 신호의 주파수를 하향 변환할 수 있다. 예를 들어, 제1 다운 믹서(241)는 전달된 신호의 주파수를 하향 변환할 수 있다. 제1 다운 믹서(241)는 하향 변환된 신호를 제3 로우 패스 필터(213)에게 전달할 수 있다. 제2 다운 믹서(242)는 전달된 신호의 주파수를 하향 변환할 수 있다. 제2 다운 믹서(242)는 하향 변환된 신호를 제4 로우 패스 필터(214)에게 전달할 수 있다.
제3 로우 패스 필터(213)는 제1 다운 믹서(241)로부터 하향 변환된 신호를 수신할 수 있다. 제3 로우 패스 필터(213)는 하향 변환된 신호를 필터링하여 I 신호를 출력할 수 있다. 제4 로우 패스 필터(214)는 제2 다운 믹서(242)로부터 하향 변환된 신호를 수신할 수 있다. 제4 로우 패스 필터(214)는 하향 변환된 신호를 필터링하여 Q 신호를 출력할 수 있다.
도 3은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 송신기를 도시한 개념도이다.
도 3을 참고하면, 전자 장치(10)의 송신기(21)는 제1 로우 패스 필터(211), 제2 로우 패스 필터(212), 제1 업 믹서(221), 제2 업 믹서(222), I/Q 변환기(223), 로컬 오실레이터(260), 고전력 증폭기(high power amplifier; HPA)(310), 및 제1 안테나들(410)를 포함할 수 있다.
도 4는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 순서를 도시한 흐름도이다.
도 4를 참고하면, 전자 장치(1)의 제어부(10)는 트레이닝 신호를 송수신할 수 있다(S401). 전자 장치(1)의 제어부(10)는 I/Q 불균형을 교정하기 위해 트레이닝 신호를 송수신할 수 있다.
전자 장치(1)의 제어부(10)는 송신 신호 및 수신 신호에 대한 불균형을 추정할 수 있다(S402). 예를 들어, I/Q 불균형은 I/Q 변조기(223)에 의해 발생하는 위상 불균형
Figure pat00001
와 I 분기의 제1 로스 패스 필터(211) 및 Q 분기의 제2 로우 패스 필터(212)에 의한 주파수에 의존적인 진폭 불균형이 포함될 수 있다.
Figure pat00002
는 주파수 도메인에서의 입력 신호이다.
Figure pat00003
는 주파수 도메인에서의 출력 신호이다. 출력 신호
Figure pat00004
, 또는 불균형 신호는 수학식 1과 같이 원 신호 및 켤레 항의 합으로 표현될 수 있다.
Figure pat00005
여기서
Figure pat00006
및
Figure pat00007
는 불균형 계수이며, 일반적으로
Figure pat00008
로 정의되는 위상
Figure pat00009
및 진폭 불균형의 함수이다.
I/Q 교정의 목적은 수학식 1에서 켤레 항을 제거하는 것이다. 즉, 전자 장치(1)의 제어부(10)는 수학식 2와 같이 원 신호
Figure pat00010
를 유사한 형태로 보상할 수 있다.
Figure pat00011
보상된 출력 신호는 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00012
이미지, 또는 켤레 항을 제거하기 위해, 보상 필터로 지칭되는 팩터
Figure pat00013
는 수학식 4를 만족해야 한다.
Figure pat00014
수학식 4는 수학식 5와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00015
Figure pat00016
및
Figure pat00017
는 I/Q 하향 변환 수신 신호(Rx)의 불균형 계수들로 정의된다. 이미지를 제거하기 위해,
Figure pat00018
로 정의되는, 수신 신호의 보상 필터는 수학식 6을 통해 결정될 수 있다.
Figure pat00019
전자 장치(1)의 제어부(10)는 송신 신호 및 수신 신호에 대한 보정을 수행할 수 있다(S403). 예를 들어, 제어부(10)는 결정된 보상 필터에 기초하여 송신 신호 및 수신 신호에 대한 보정을 수행할 수 있다.
도 5는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 전자 장치를 도시한 개념도이다.
도 5를 참고하면, 전자 장치(10)의 통신부(20)는 RF 트랜시버(200), 복수의 빔포머들(300), 안테나 어레이(400), 및 신호 생성기(500)를 포함할 수 있다.
RF 트랜시버(200)는 도 2의 RF 트랜시버(200)와 동일 또는 유사할 수 있다. 복수의 빔포머들(300)은 28 GHz 주파수 대역에서 작동하는 밀리미터파 빔포머일 수 있다. 복수의 빔포머들(300)은 RF 트랜시버(200)와 전기적으로 연결될 수 있다. 또한, 복수의 빔포머들(300)는 안테나 어레이(400)와 전기적으로 연결될 수 있다.
예를 들어, 제1 빔포머(301)는 업 믹서(311), 제1 전력 스위치(power switch; PS)(312), 고전력 증폭기(313), 저잡음 증폭기(314), 제2 전력 스위치(316), 다운 믹서(316), 및 X3 인터페이스(317)를 포함할 수 있다.
업 믹서(311)의 제1 단은 루프백 경로(230)를 통해 RF 트랜시버(200)의 업 믹서(220)와 전기적으로 연결될 수 있다. 업 믹서(311)의 제2 단은 제1 전력 스위치 (312)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 업 믹서(311)의 제3 단은 X3 인터페이스(317)의 제2 단과 전기적으로 연결될 수 있다.
제1 전력 스위치 (312)의 일단은 업 믹서(311)의 제2 단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제1 전력 스위치 (312)의 타단은 고전력 증폭기(313)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다.
고전력 증폭기(313)의 일단은 제1 전력 스위치(312)의 타단과 전기적으로 연결될 수 있다. 고전력 증폭기(313)의 타단은 안테나 어레이(400)와 전기적으로 연결될 수 있다.
저잡음 증폭기(314)의 일단은 제2 전력 스위치(316)의 타단과 전기적으로 연결될 수 있다. 저잡음 증폭기(314)의 타단은 안테나 어레이(400)와 전기적으로 연결될 수 있다.
제2 전력 스위치(316)의 일단은 다운 믹서(316)의 타단과 전기적으로 연결될 수 있다. 제2 전력 스위치(316)의 타단은 저잡음 증폭기(314)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다.
다운 믹서(316)의 제1 단은 루프백 경로(230)를 통해 RF 트랜시버(200)의 다운 믹서(240)와 전기적으로 연결될 수 있다. 다운 믹서(316)의 제2 단은 제2 전력 스위치(316)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다. 다운 믹서(316)의 제3 단은 X3 인터페이스(317)의 제3 단과 전기적으로 연결될 수 있다.
X3 인터페이스(317)의 제1 단은 신호 생성기(500)의 타단과 전기적으로 연결될 수 있다. X3 인터페이스(317)의 제2 단은 업 믹서(311)의 제3 단과 전기적으로 연결될 수 있다. X3 인터페이스(317)의 제3 단은 다운 믹서(316)의 제3 단과 전기적으로 연결될 수 있다.
신호 생성기(500)의 일단은 X2 인터페이스(270)의 제3 단과 전기적으로 연결될 수 있다. 신호 생성기(500)의 타단은 X3 인터페이스(317)의 제1 단과 전기적으로 연결될 수 있다.
X2 인터페이스(270)의 제1 단은 업 믹서(220)와 전기적으로 연결될 수 있다. X2 인터페이스(270)의 제2 단은 다운 믹서(240)와 전기적으로 연결될 수 있다. X2 인터페이스(270)의 제3 단은 신호 생성기(500)의 일단과 전기적으로 연결될 수 있다.
본 개시의 일실시예에 따른 전자 장치(1)는 보상 필터들,
Figure pat00020
및
Figure pat00021
를 추출할 수 있다. 도 4를 참고하면, RF 트랜시버(200)는 11.2 GHz를 중심으로 1.4 GHz 대역폭 신호를 복수의 빔포머들(300)에게 전달할 수 있다. RF 트랜시버(200)는 두 개의 분리된 루프백 경로(230)를 갖는 루프백구조를 가질 수 있다. 제어부(100)는 RF 트랜시버(200)의 제1 스위치(231) 및 제2 스위치(232) 제어함으로써 전송 모드 또는 교정 모드를 활성화시킬 수 있다. 예를 들어, 제어부(10)는 제1 스위치(231) 및 제2 스위치(232)의 온/오프를 제어함으로써 전송 모드 또는 교정 모드를 활성화시킬 수 있다.
도 6은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 RF 트랜시버를 도시한 개념도이다.
도 6을 참고하면, RF 트랜시버(200)의 루프백 경로(230)는 위상 시프터(phase shifter)로 모델링될 수 있다.
도 7은 본 개시의 일실시예에 따른 전자 장치의 동작 순서를 도시한 흐름도이다.
도 7을 참고하면, 전자 장치(1)의 제어부(10)는 I/Q 불균형을 교정하기 위한 초기화 동작을 수행할 수 있다(S701).
전자 장치(1)의 제어부(10)는 트레이닝 신호 전송 및 캡쳐, 및 루프백 이득 및 위상 추정을 수행할 수 있다(S702). 예를 들어, 전자 장치(1)의 제어부(10)는 수학식 7과 같이 전달 함수를 모델링할 수 있다.
Figure pat00022
여기서,
Figure pat00023
는 이득 응답이다.
Figure pat00024
는 위상 응답이다.
대역폭에 대한 위상 및 이득의 변동은 무시될 수 있다. 이때, 루프백 응답은 수학식 8과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00025
출력 신호
Figure pat00026
는 수학식 9와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00027
수학식 9는 수학식 10과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00028
변수
Figure pat00029
는 수학식 11과 같이 정의된다.
Figure pat00030
출력 신호는 수학식 12와 같이 네 가지 변수의 함수로서 표현될 수 있다.
Figure pat00031
전자 장치(1)의 제어부(10)는 보상 필터를 추정할 수 있다(S703). 예를 들어, 제어부(10)는 주파수 도메인에서 송신 신호를 위한 보상 필터 및 수신 신호를 위한 보상 필터를 결정할 수 있다.
예를 들어, 제어부(10)는 출력 신호에서 이미지(imagine) 부분(part)을 제거하기 위해 루프백 경로(230)를 통해 트레이닝 신호들이 송수신되도록 제어함으로써 주파수 도메인에서 송신 신호를 위한 보상 필터(Wt) 및 수신 신호를 위한 보상 필터(Wr) 결정할 수 있다.
예를 들어, 제어부(10)는 수학식 13 및 14를 통해 설계된 트레이닝 신호들을 이용하여 송신 신호를 위한 보상 필터(Wt) 및 수신 신호를 위한 보상 필터(Wr)를 결정할 수 있다.
예를 들어, 수학식 11 및 12에서의
Figure pat00032
에 대응하는 값들이 존재하는 경우, 제어부(10)는 수학식 13 및 14를 통해 보상 필터들을 결정할 수 있다.
Figure pat00033
Figure pat00034
Figure pat00035
,
Figure pat00036
,
Figure pat00037
,
Figure pat00038
, 는 각각
Figure pat00039
,
Figure pat00040
,
Figure pat00041
및
Figure pat00042
이다. 여기서
Figure pat00043
,
Figure pat00044
,
Figure pat00045
및
Figure pat00046
는 송신기와 수신기에서의 불균형 계수들이다.
수학식 11의 4 가지 변수를 풀기 위해, 두 개의 상이한 특성의 루프백 경로(230), 즉
Figure pat00047
및
Figure pat00048
를 통해 두 개의 상이한 트레이닝 신호들
Figure pat00049
및
Figure pat00050
를 전송함으로써 얻어질 수 있는, 방정식들이 고려될 수 있다. 예를 들어, 수학식 15가 고려될 수 있다.
Figure pat00051
여기서
Figure pat00052
는 수신된 신호 벡터로 수학식 16과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00053
는 행렬로 수학식 17과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00054
는 변수 벡터로 수학식 18과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00055
Figure pat00056
Figure pat00057
여기서
Figure pat00058
는
Figure pat00059
로 표시된다.
Figure pat00060
는
Figure pat00061
로 표시된다.
제어부(10)는 트레이닝 신호들을 구체적으로 설계함으로써, 수학식 13을 통해 가변 벡터
Figure pat00062
를 결정할 수 있다.
도 8은 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템의 주파수 도메인에서 특정 위상 관계를 갖도록 설정된 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 9은 본 개시의 실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 트레이닝 신호의 크기를 도시한 개념도이다.
도 8을 참고하면,
Figure pat00063
Figure pat00064
로 가정하면
Figure pat00065
로 표시되는, 행렬 A의 결정자(determinant)는 수학식 19와 같이 변환될 수 있다.
Figure pat00066
여기서,
Figure pat00067
는 두 개의 루프백 경로(loopback route)들 사이의 위상 차(phase difference)이다.
Figure pat00068
및
Figure pat00069
는 두 개의 서로 다른 루프백 경로들을 통한 트레이닝 신호들이다. 또한, 제어부(10)는 수학식 19에서 행렬 A의 결정자를 평가함으로써 트레이닝 신호들을 설계할 수 있다. 제어부(10)는 트레이닝 신호들의 엔트리들을 구체적으로 설계 및 제어할 수 있다.
트레이닝 신호들은
Figure pat00070
이 수학식 20의 조건을 만족하도록 설계될 수 있다.
Figure pat00071
두 개의 벡터 트레이닝 신호들은
Figure pat00072
및
Figure pat00073
로 정의될 수 있다. 도 8을 참고하면, 벡터 트레이닝 신호들의 상호 이미지들인 두 개의 주파수 구성 요소들
Figure pat00074
=
Figure pat00075
;
Figure pat00076
=
Figure pat00077
이 존재할 수 있다. 또한, 모든 구성 요소들은 동일한 크기
Figure pat00078
및 임의의 위상을 가질 수 있다. 트레이닝 신호들은 수학식 21 및 수학식 22와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00079
Figure pat00080
위상 항들의 차는 수학식 23 및 수학식 24와 같이 표시될 수 있다.
Figure pat00081
Figure pat00082
위상 항들의 차는 수학식 25와 같이 표시될 수 있다.
Figure pat00083
수학식 19의 결정자는 직관적으로 루프백 위상차
Figure pat00084
와 트레이닝 신호들 간의 위상차
Figure pat00085
의 함수일 수 있다.
도 9는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 결정자를 도시한 개념도이다.
도 9를 참고하면, 결정자는
Figure pat00086
와
Figure pat00087
에 따라 달라질 수 있다. 수학식 26의 조건을 만족하는 경우 A의 결정자는 최대 값을 가질 수 있다.
Figure pat00088
Figure pat00089
가
Figure pat00090
에 접근하고, 트레이닝 신호들 간의 위상차
Figure pat00091
는 높은 값의 결정자 A를 제공하도록 선택될 수 있는 루프백 경로에 대한 설계를 가정하도록 한다.
도 10은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 10을 참고하면,
Figure pat00092
인 경우, 트레이닝 신호의 구성 요소
Figure pat00093
는
Figure pat00094
의
Figure pat00095
만큼 큰 위상을 가질 수 있다. 또한, 트레이닝 신호의 구성 요소
Figure pat00096
는
Figure pat00097
의
Figure pat00098
만큼 작은 위상을 가질 수 있다.
도 11은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 11을 참고하면,
Figure pat00099
인 트레이닝 신호의 구성 요소
Figure pat00100
는
Figure pat00101
의
Figure pat00102
만큼 큰 위상을 가질 수 있다. 또한, 트레이닝 신호의 구성 요소
Figure pat00103
는
Figure pat00104
의
Figure pat00105
만큼 작은 위상을 가질 수 있다.
예를 들어, 제어부(10)는 설계된 트레이닝 신호들을 사용하여, 변수 벡터
Figure pat00106
를 수학식 17에서 결정할 수 있다. 그리고, 제어부(10)는 수학식 13 및 14 를 통해 보상 필터들을 결정할 수 있다.
다시 도 7을 참고하면, 전자 장치(1)의 제어부(10)는 FIR(finite impulse response) 필터 및 DC 오프셋을 추정할 수 있다(S704). 예를 들어, FIR 필터는 주파수 도메인의 신호를 시간 도메인의 신호로 변환하기 위해 사용될 수 있다.
FIR 필터
Figure pat00107
의 길이는 M일 수 있다. 여기서 M은 홀수일 수 있다. 주어진 주파수
Figure pat00108
에서 샘플링된 송신 신호 또는 수신 신호를 위한 주파수 응답 보상 필터들은 수학식 3과 같이 표현될 수 있다.
예를 들어, FIR 필터
Figure pat00109
의 길이는 M(M은 홀수)인 경우, 주어진 주파수
Figure pat00110
에서 샘플링된, 수학식 13 및 14를 통해 결정된 송신 신호 또는 수신 신호에 대한 주파수 응답 보상 필터들은 수학식 27과 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00111
N 포인트 주파수 샘플링
Figure pat00112
의 경우(
Figure pat00113
), 수학식 27과 같이 표시될 수 있다. 예를 들어, 대역폭
Figure pat00114
(
Figure pat00115
)을 통해 샘플링되는 N 개의 주파수 포인트들로부터 수학식 28 내지 30가 도출될 수 있다.
Figure pat00116
Figure pat00117
Figure pat00118
제어부(10)는 최소 제곱법을 사용하여 FIR 필터
Figure pat00119
를 수학식 31과 같이 추정할 수 있다.
Figure pat00120
수학식 31은 수학식 32와 같이 표현될 수 있다.
Figure pat00121
전자 장치(1)의 제어부(10)는 FIR 필터들의 잔차(residual)가 0에 근사한지 여부를 결정할 수 있다(S705). 전자 장치(1)의 제어부(10)는 FIR 필터들의 잔차가 0에 근사한 경우, 동작을 종료할 수 있다.
전자 장치(1)의 제어부(10)는 FIR 필터들의 잔차가 0에 근사하지 않은 경우, FIR 필터들 및 DC 오프셋을 업데이트할 수 있다(S706). 제어부(10)는 FIR 필터들과 DC 오프셋을 업데이트하여 송신 신호(Tx)와 수신 신호(Rx)를 공동으로 교정할 수 있다. 전자 장치(1)의 제어부(10)는 FIR 필터들 및 DC 오프셋을 업데이트한 후 S702 단계로 돌아가 S702 단계 내지 S705 단계를 반복하여 수행할 수 있다.
도 12는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 12를 참고하면, 무선 통신 시스템의 대역폭은 BW = 1.4 GHz일 수 있다. 상기 대역폭은 100 MHz의 대역폭을 갖는 14개 캐리어 컴포넌트들을 집성(aggregate)할 수 있다. 샘플링 주파수는
Figure pat00122
GHz일 수 있다. 고속 푸리에 변환(FFT) 및 역 고속 푸리에 변환(IFFT)의 크기는 NFFT=512로 선택될 수 있다. 각각의 트레이닝 신호
Figure pat00123
및
Figure pat00124
는 512개의 주파수 성분들을 포함할 수 있다. 무선 통신 시스템의 대역의 내 주파수들은 전 대역폭에 걸쳐 균일하게 분산될 수 있다. 각각의 주파수 성분은 요구되는 SNR에 대해 15.36 MHz로 분리되어, 총 92개의 대역 내 주파수 성분이 될 수 있다. 주파수 도메인에서의 트레이닝 신호들은 IFFT를 사용하여 시간 도메인으로 변환되어, 연결되고, 2 배가 됨으로써 2048개의 샘플을 형성하거나, 또는 1.04 μs 시간 듀레이션과 동등하게 될 수 있다. 주파수에 독립적인 불균형은 다음과 같이 선택될 수 있다. 위상 불균형은 송신기 및 수신기에서 각각
Figure pat00125
및
Figure pat00126
일 수 있다. 상이한 컷-오프 주파수들을 선택하는 버터워스(Butterworth) 로우-패스 필터들에 의해 주파수 의존적 불균형이 시뮬레이션될 수 있다. 송신기의 경우, I 및 Q 분기의 LPF 컷-오프 주파수는 각각
Figure pat00127
MHz,
Figure pat00128
MHz로 선택될 수 있다. 수신기의 경우, I 및 Q 분기의 LPF 컷-오프 주파수는 각각
Figure pat00129
MHz,
Figure pat00130
MHz로 선택될 수 있다. 두 개의 경로의 루프백 위상들은
Figure pat00131
=
Figure pat00132
의 차이가 발생되도록 선택될 수 있다. 트레이닝 신호들의 2048 샘플은 두 개의 서로 다른 루프백 경로를 통해 입력될 수 있다. 그 후에 수신된 신호들은 수학식 18 및 수학식 19와 같은 보상 필터들을 결정하는데 사용될 수 있다. 그 다음 FIR 필터
Figure pat00133
는 요구되는 주파수 응답, 즉
Figure pat00134
또는
Figure pat00135
과 매칭되도록, 수학식 32를 통해 추정될 수 있다. 본 개시의 일실시예에 따른 I/Q 불균형 교정 방법은 대역폭 100 MHz의 변조된 신호를 사용하여 이미지를 제거할 수 있다.
도 13은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 사용되는 트레이닝 신호를 도시한 개념도이다.
도 14는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 전의 송신 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 도시한 그래프이다.
도 15는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 송신 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 도시한 그래프이다.
도 16은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 전의 수신 신호의 전력 스펙트럼 밀도(PSD)를 도시한 그래프이다.
도 17은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 수신 신호의 전력 스펙트럼 밀도를 도시한 그래프이다.
도 14 및 도 16을 참고하면, 교정 전에는 송신 신호 및 수신 신호의 IRR이 약 30 dB일 수 있다.
도 15 및 도 17을 참고하면, 교정 이후에 이미지들은 노이즈 레벨로 모두 억제될 수 있다.
도 18은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 좌측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 19는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 좌측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 20은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 우측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 21은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 우측 엣지 캐리어 컴포넌트를 도시한 그래프이다.
도 18 및 도 20을 참고하면, 650.13 MHz 및 -650.13 MHz에 놓여진 100 MHz 대역폭 5G-NR 신호의 보상되지 않은 스펙트럼 또는 좌측 에지 캐리어 컴포넌트가 도시되어 있다. 상기 좌측 또는 우측 엣지 캐리어 컴포넌트들은 각각 약 19 dB 및 32 dB의 IRR 또는 13 dB 차이로 중심 주파수의 반대쪽에 명확하게 나타날 수 있다. 이것은 불균형이 주파수에 크게 의존한다는 것을 의미할 수 있다.
도 19 및 도 21을 참고하면, 교정된 신호들이 도시되어 있다. 교정된 신호들의 이미지가 노이즈 레벨로 억제되는 것으로 나타났으며, 본 개시의 실시예에 따른 I/Q 교정 방법의 성능을 확인할 수 있다.
도 22는 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이전의 1.4 GHz 대역폭 이상의 멀티-톤 송신 신호를 도시한 개념도이다.
도 22를 참고하면, 스펙트럼 톤들 및 스펙트럼 톤들의 이미지가 분리된 것과 같은 멀티-톤 신호가 생성될 수 있다. 예를 들어, 이미지 신호는 좌측의 대역폭, 최고 레벨 또는 -72 dBm, 우측의 최저 레벨 또는 -80 dBm에서 크게 변화될 수 있다.
도 23은 본 개시의 일실시예에 따른 무선 통신 시스템에서 교정 이후의 1.4 GHz 대역폭 이상의 멀티-톤 송신 신호를 도시한 개념도이다.
도 23을 참고하면, 최악의 IRR은 40 dB이고, 1.4 GHz 대역폭에 대한 평균 IRR은 48 dB일 수 있다. 도 21에 따른 결과는 40 dB SNR의 100 MHz 대역폭 변조 신호의 이미지가 노이즈 레벨로 억제되는 도 19 및 도 21에 대응될 수 있다. 즉, 평균 SNR이 40 dB 미만인 무선 통신 시스템에서 본 개시의 실시예에 따른 I/Q 신호 ‚Œ어 방법은 강건한 성능을 제공할 수 있다.
본 개시는 송신기와 수신기의 주파수 의존적 불균형을 추정하고 보상할 수 있는 교정 방법을 제공한다. 상기 방법은 보상 필터들의 분석 솔루션들을 얻기 위한 루프백 하드웨어 구조와 관련된 특수 트레이닝 신호들의 설계를 기반으로 할 수 있다. 상용 5G 트랜시버 칩셋을 사용한 시뮬레이션 및 측정은 본 제안된 기술이 주파수 의존적 불균형을 정확하게 추정하여 궁극적으로 5G NR 신호의 이미지를 노이즈 레벨로 억제할 수 있음을 보여줄 수 있다. 따라서 본 개시에 따른 방법은 밀리미터파 통신을 위한 초광대역 5G 트랜시버를 위한 로봇 자체-교정 기술일 수 있다. 본 개시에 따른 방법은 다른 종류의 피드백 또는 하드웨어 구조를 위한 파생으로 확장될 수 있다는 점에서 기존 대부분의 기술들과 비교하여 더 혁신적일 수 있다.
본 명세서와 도면에 개시된 본 발명의 실시 예들은 본 발명의 기술 내용을 쉽게 설명하고 본 발명의 이해를 돕기 위해 특정 예를 제시한 것일 뿐이며, 본 발명의 범위를 한정하고자 하는 것은 아니다. 즉 본 발명의 기술적 사상에 바탕을 둔 다른 변형예들이 실시 가능하다는 것은 본 발명의 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명한 것이다. 또한 상기 각각의 실시 예는 필요에 따라 서로 조합되어 운용할 수 있다. 예컨대, 본 발명에서 제안하는 방법들의 일부분들이 서로 조합되어 기지국과 단말이 운용될 수 있다.

Claims (20)

  1. 무선 통신 시스템에서 전자 장치의 동작 방법은,
    트레이닝 신호를 제1 루프백(loop back) 경로(route) 및 제2 루프백 경로로 입력하는 단계;
    상기 제1 루프백 경로를 통과하는 제1 트레이닝 신호 및 상기 제2 루프백 경로를 통과하는 출력되는 제2 트레이닝 신호에 기초하여 루프백 이득(gain) 및 루프백 위상을 결정하는 단계;
    상기 루프백 이득 및 상기 루프백 위상에 기초하여 주파수 도메인 보상 필터를 결정하는 단계;
    상기 주파수 도메인 보상 필터에 기초하여 FIR 필터 및 DC 오프셋을 결정하는 단계;
    상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 송신 신호 및 수신 신호를 보정하는 단계;를 포함하고,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상에 기초하여 결정되는, 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 루프백 위상은 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상을 포함하고,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이에 기초하여 결정되는, 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이는 90도인, 방법.
  4. 제1 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정되는, 방법.
  5. 제4 항에 있어서,
    상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이는, 180도인 방법.
  6. 제5 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는, 결정 함수에 기초하여 결정되고,
    상기 결정 함수는, 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이, 및 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정되는 방법.
  7. 제6 항에 있어서,
    상기 결정 함수의 값은 0이 아닌, 방법.
  8. 제6 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는 상기 결정 함수의 최대 값에 기초하여 결정되는, 방법.
  9. 제1 항에 있어서,
    상기 송신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거되는, 방법.
  10. 제1 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거되는, 방법.
  11. 제어부(control unit); 및
    RF(radio frequency) 트랜시버(transceiver);를 포함하는 전자 장치에 있어서,
    상기 RF 트랜시버는 송신단, 수신단, 상기 송신단 및 상기 수신단과 전기적으로 연결되는 제1 루프백(roof back) 경로(route) 및 제2 루프백 경로를 포함하고,
    상기 제어부는,
    트레이닝 신호를 상기 제1 루프백 경로 및 상기 제2 루프백 경로로 입력하고,
    상기 제1 루프백 경로를 통과하는 제1 트레이닝 신호 및 상기 제2 루프백 경로를 통과하는 출력되는 제2 트레이닝 신호에 기초하여 루프백 이득(gain) 및 루프백 위상을 결정하고,
    상기 루프백 이득 및 상기 루프백 위상에 기초하여 주파수 도메인 보상 필터를 결정하고,
    상기 주파수 도메인 보상 필터에 기초하여 FIR 필터 및 DC 오프셋을 결정하고,
    상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 상기 RF 트랜시버를 통해 처리되는 송신 신호 및 수신 신호를 보정하고,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상에 기초하여 결정되는, 전자 장치.
  12. 제11 항에 있어서,
    상기 루프백 위상은 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상을 포함하고,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이에 기초하여 결정되는, 전자 장치.
  13. 제12 항에 있어서,
    상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이는 90도인, 전자 장치.
  14. 제11 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정되는, 전자 장치.
  15. 제14 항에 있어서,
    상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이는, 180도인 전자 장치.
  16. 제15 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는, 결정 함수에 기초하여 결정되고,
    상기 결정 함수는, 상기 제1 루프백 경로의 위상 및 상기 제2 루프백 경로의 위상의 차이, 및 상기 제1 트레이닝 신호의 위상 및 상기 제2 트레이닝 신호의 위상의 차이에 기초하여 결정되는 전자 장치.
  17. 제16 항에 있어서,
    상기 결정 함수의 값은 0이 아닌, 전자 장치.
  18. 제16 항에 있어서,
    상기 트레이닝 신호는 상기 결정 함수의 최대 값에 기초하여 결정되는, 전자 장치.
  19. 제11 항에 있어서,
    상기 송신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거되는, 전자 장치.
  20. 제11 항에 있어서,
    상기 수신 신호는 상기 FIR 필터 및 DC 오프셋에 기초하여 이미지 성분이 제거되는, 전자 장치.
KR1020200089565A 2019-07-18 2020-07-20 밀리미터파 통신 시스템에서 i/q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법 KR102308438B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201962875616P 2019-07-18 2019-07-18
US62/875,616 2019-07-18

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20210010417A true KR20210010417A (ko) 2021-01-27
KR102308438B1 KR102308438B1 (ko) 2021-10-05

Family

ID=74211164

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200089565A KR102308438B1 (ko) 2019-07-18 2020-07-20 밀리미터파 통신 시스템에서 i/q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11050495B2 (ko)
EP (1) EP3967007A4 (ko)
KR (1) KR102308438B1 (ko)
WO (1) WO2021010807A1 (ko)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090123980A (ko) * 2007-03-28 2009-12-02 삼성전자주식회사 비-이상적 트랜시버에 대한 캘리브레이션 방법
US20110260898A1 (en) * 2007-04-30 2011-10-27 Velazquez Scott R Mismatch compensators and methods for mismatch compensation
US20110312292A1 (en) * 2003-02-07 2011-12-22 Mo Larry Y L Method and system for measuring receiver mixer iq mismatch
KR20120054773A (ko) * 2010-11-22 2012-05-31 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 캘리브레이션 장치 및 방법
US20150195050A1 (en) * 2014-01-03 2015-07-09 Samsung Electronics Co., Ltd. I/q mismatch compensation method and apparatus

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8582694B2 (en) * 2007-04-30 2013-11-12 Scott R. Velazquez Adaptive digital receiver
US8295845B1 (en) 2008-12-04 2012-10-23 Qualcomm Atheros, Inc. Transceiver I/Q mismatch calibration
US8311083B2 (en) 2009-12-29 2012-11-13 Texas Instruments Incorporated Joint transmit and receive I/Q imbalance compensation
JP5526901B2 (ja) 2010-03-19 2014-06-18 富士通株式会社 直交変復調機能を含む無線通信装置におけるｉｑ不平衡補正方法
US9020026B2 (en) * 2011-01-06 2015-04-28 LGS Innovations LLC Frequency dependent I/Q imbalance compensation
US9385656B2 (en) * 2011-11-10 2016-07-05 Montage Technology (Shanghai) Co., Ltd. Low complexity frequency selective IQ mismatch digital RX balancer and TX inverse balancer for non-ideal RF front-end
US9312897B2 (en) * 2012-10-31 2016-04-12 Qualcomm Incorporated DC offset filter for wide band beamforming receivers
US9641126B2 (en) * 2013-12-19 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Systems and methods for I-Q imbalance calibration
WO2016199041A1 (en) * 2015-06-08 2016-12-15 Marvell World Trade Ltd. Adaptive i/q mismatch calibration
US9712369B2 (en) 2015-11-03 2017-07-18 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for low-complexity frequency dependent IQ imbalance compensation
CN110447146A (zh) * 2016-12-21 2019-11-12 英特尔公司 无线通信技术、装置和方法
US10484108B1 (en) * 2018-06-13 2019-11-19 Futurewei Technologies, Inc. Transmitter image calibration using phase shift estimation
US11391815B2 (en) * 2018-10-26 2022-07-19 Texas Instmments Incorporated Methods and apparatus to compensate for radar system calibration changes

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20110312292A1 (en) * 2003-02-07 2011-12-22 Mo Larry Y L Method and system for measuring receiver mixer iq mismatch
KR20090123980A (ko) * 2007-03-28 2009-12-02 삼성전자주식회사 비-이상적 트랜시버에 대한 캘리브레이션 방법
US20110260898A1 (en) * 2007-04-30 2011-10-27 Velazquez Scott R Mismatch compensators and methods for mismatch compensation
KR20120054773A (ko) * 2010-11-22 2012-05-31 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 캘리브레이션 장치 및 방법
US20150195050A1 (en) * 2014-01-03 2015-07-09 Samsung Electronics Co., Ltd. I/q mismatch compensation method and apparatus

Also Published As

Publication number Publication date
EP3967007A4 (en) 2022-07-06
US11050495B2 (en) 2021-06-29
EP3967007A1 (en) 2022-03-16
US20210021353A1 (en) 2021-01-21
WO2021010807A1 (en) 2021-01-21
KR102308438B1 (ko) 2021-10-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5727015B2 (ja) ビームフォーミングのための非明示的および明示的なチャンネルサウンディング
EP2892193B1 (en) I/Q-mismatch compensation method and apparatus
KR101355055B1 (ko) 다중-안테나 무선 통신 시스템에서 업링크 빔성형 교정을 위한 방법 및 시스템
US7392015B1 (en) Calibration methods and structures in wireless communications systems
JP4279671B2 (ja) 無線通信システム、その方法、そのための命令を記憶した機械可読媒体
Chen et al. Wideband full-duplex wireless via frequency-domain equalization: Design and experimentation
US20160359614A1 (en) Adaptive I/Q Mismatch Calibration
US20160226653A1 (en) Self-interference cancellation for mimo radios
CN101351972A (zh) 用于多输入多输出无线通信系统的天线阵校准
CN101351978A (zh) 用于无线通信系统的天线阵校准
CN101124732A (zh) 智能天线系统中的发射/接收补偿
JP2019169938A (ja) 信号を二重化するための装置、ワイヤレス通信デバイス、および信号を二重化する方法
JP7174771B2 (ja) アクティブ干渉除去装置、信号絶縁制御装置、および干渉をアクティブ的に除去する方法
US20170353286A1 (en) Device and method for cancelling interference caused by non-linear device
Lampu et al. Air-induced PIM cancellation in FDD MIMO transceivers
CN107395533B (zh) 一种通道校正方法以及校正装置
Mylläri et al. Digital transmitter I/Q imbalance calibration: Real-time prototype implementation and performance measurement
Askar et al. Agile full-duplex transceiver: The concept and self-interference channel characteristics
CA2606163A1 (en) Antenna array calibration for wireless communication systems
US11909457B2 (en) Equalizer digital self interference cancelation for hybrid MIMO transmitters
KR20200011711A (ko) I/q 캘리브레이션 방법 및 그 장치
KR102308438B1 (ko) 밀리미터파 통신 시스템에서 i/q 불균형을 교정하기 위한 송수신기를 포함하는 전자 장치 및 그의 동작 방법
Kim et al. Full‐duplex Radios in 5G: Fundamentals, Design and Prototyping
Ayesha et al. Self-Interference Cancellation for Full-Duplex Radio Transceivers Using Extended Kalman Filter
US11456762B2 (en) Control device and radio communication device

Legal Events

Date Code Title Description
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant