KR20200138042A - 질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로 - Google Patents

질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로 Download PDF

Info

Publication number
KR20200138042A
KR20200138042A KR1020200063584A KR20200063584A KR20200138042A KR 20200138042 A KR20200138042 A KR 20200138042A KR 1020200063584 A KR1020200063584 A KR 1020200063584A KR 20200063584 A KR20200063584 A KR 20200063584A KR 20200138042 A KR20200138042 A KR 20200138042A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
pull
gate
voltage
source
transistor
Prior art date
Application number
KR1020200063584A
Other languages
English (en)
Inventor
토마스 페리안츠
케니스 킨 렁
Original Assignee
인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게 filed Critical 인피니언 테크놀로지스 오스트리아 아게
Publication of KR20200138042A publication Critical patent/KR20200138042A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit
    • H03K17/08142—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/007—Fail-safe circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K17/6871—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors the output circuit comprising more than one controlled field-effect transistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
    • H03K19/01—Modifications for accelerating switching
    • H03K19/017—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits
    • H03K19/01707—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits
    • H03K19/01721—Modifications for accelerating switching in field-effect transistor circuits in asynchronous circuits by means of a pull-up or down element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
    • H01L27/04—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body
    • H01L27/06—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration
    • H01L27/0611—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region
    • H01L27/0617—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type
    • H01L27/0629—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including a plurality of individual components in a non-repetitive configuration integrated circuits having a two-dimensional layout of components without a common active region comprising components of the field-effect type in combination with diodes, or resistors, or capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/06—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions
    • H01L29/10—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by their shape; characterised by the shapes, relative sizes, or dispositions of the semiconductor regions ; characterised by the concentration or distribution of impurities within semiconductor regions with semiconductor regions connected to an electrode not carrying current to be rectified, amplified or switched and such electrode being part of a semiconductor device which comprises three or more electrodes
    • H01L29/1066—Gate region of field-effect devices with PN junction gate
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/02—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/12—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed
    • H01L29/20—Semiconductor bodies ; Multistep manufacturing processes therefor characterised by the materials of which they are formed including, apart from doping materials or other impurities, only AIIIBV compounds
    • H01L29/2003—Nitride compounds
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L29/00—Semiconductor devices specially adapted for rectifying, amplifying, oscillating or switching and having potential barriers; Capacitors or resistors having potential barriers, e.g. a PN-junction depletion layer or carrier concentration layer; Details of semiconductor bodies or of electrodes thereof ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/66—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L29/68—Types of semiconductor device ; Multistep manufacturing processes therefor controllable by only the electric current supplied, or only the electric potential applied, to an electrode which does not carry the current to be rectified, amplified or switched
    • H01L29/76—Unipolar devices, e.g. field effect transistors
    • H01L29/772—Field effect transistors
    • H01L29/778—Field effect transistors with two-dimensional charge carrier gas channel, e.g. HEMT ; with two-dimensional charge-carrier layer formed at a heterojunction interface
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K2017/066—Maximizing the OFF-resistance instead of minimizing the ON-resistance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
    • H03K2017/6875—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors using self-conductive, depletion FETs

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Computing Systems (AREA)
  • General Engineering & Computer Science (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

전력 트랜지스터의 게이트가 유효(턴온) 제어 신호로 구동되지 않을 때, 게이트 주입 트랜지스터(GIT)와 같은 정상 오프 질화 갈륨(GN) 전력 트랜지스터를 비전도 상태로 안정적으로 유지하기 위한 회로 및 장치가 제공된다. 이것은 전력 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 정상-온 풀다운 트랜지스터를 결합함으로써 달성되어, 전력 트랜지스터가 전도 상태로 설정되지 않은 경우 풀다운 트랜지스터는 게이트를 소스로 단락시킨다. 풀다운 트랜지스터는, 전력 트랜지스터 게이트에서 의도하지 않게 전력 트랜지스터를 턴온시킬 수 있는 기생 노이즈를 피하기 위해, 전력 트랜지스터와 동일한 반도체 다이 상에 가깝게 위치된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 트랜지스터의 게이트에 연결되고, 전력 트랜지스터가 전도하도록 설정될 때 풀다운 트랜지스터를 자율적으로 턴오프시킨다.

Description

질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로{INTEGRATED FAILSAFE PULLDOWN CIRCUIT FOR GaN SWITCH}
본 출원은 질화 갈륨(GaN) 트랜지스터의 게이트가 활성(턴온) 제어 신호로 구동되지 않는 비전도 상태에서, 정상-오프(normally-off) 질화 갈륨 트랜지스터 또는 이와 유사한 것을 안정적으로 유지하기 위한 고장 안전 회로를 포함하는 회로 토폴로지 및 통합 전력 스위치 장치에 관한 것이다.
질화 갈륨(GaN) 기반 스위치 및 이종 접합에 기초한 다른 유사한 고 전자 이동 트랜지스터(HEMT : High Electron Mobility Transistor)는 높은 전압 지원, 낮은 드레인-소스 저항, 낮은 게이트 구동 전하 요구 및 빠른 스위칭을 제공한다. 이러한 특성으로 인해 GaN 기반 스위치는 특히 스위칭 전력 변환기를 포함하여 고효율 및 고주파수 지원이 필요한 응용 분야에서 점점 더 많이 사용되고 있다. 그러나, 일부 GaN 기반 스위치는 기존의 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET : metal-oxide semiconductor field-effect transistor) 및 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT : bipolar junction transistor)와 비교할 때 고유한 게이트 구동 요구 사항을 가지고 있으며, 일반적으로 복잡한 게이트 구동 회로가 필요하다.
본래 상태의 GaN 기반 스위치는 정상-온(normally-on)(공핍형) 장치이다. 이러한 장치는 소스에 비해 게이트에 전압이 인가되지 않을 때 드레인으로부터 소스로 전류를 전도하고, 장치를 비전도(차단) 상태로 강제하기 위해 게이트에 음의 전압을 인가할 필요가 있다. 이러한 정상-온 동작은 대부분의 응용 분야에 적합하지 않다. 따라서, GaN 기반 스위치에 대한 수정은 정상-오프(증가형) 장치로 변환되도록 개발되었다. 예를 들어, 게이트 금속과 GaN 기반 스위치의 이종 구조 사이에 도입된 p-도핑된 GaN층은 스위치의 턴온/턴오프 전압 임계값을 양의 값으로 상승시켜, 정상-오프 장치를 제공하는 효과가 있다. 이러한 게이트 구조에 기반한 증가형 스위치는 게이트 주입 트랜지스터(GIT : Gate Injection Transistor)로 알려져 있다.
GaN 기반 GIT는 전도 상태(on)와 차단 상태(off) 사이에서 스위칭하기 위한 임계 전압이 비교적 낮다. 이 임계 전압은 일반적으로 1.2~3.5V의 범위에 있으며, 다른 전력 MOSFET의 경우 해당 임계값, 예를 들어 5V보다 현저히 낮다. 또한 GaN 기반 GIT를 포함한 HEMT는 낮은 게이트-소스 및 게이트-드레인 커패시턴스를 가지며, 이는 다른 전력 MOSFET의 해당 커패시턴스보다 현저히 작다. GaN 기반 GIT의 낮은 임계값 전압 및 낮은 게이트 커패시턴스는 빠른 스위칭 속도 및 낮은 게이트 충전 요구 사항을 유리하게 제공하지만, 이러한 특성은 또한 GaN 기반 GIT를, GIT가 비전도성(차단) 상태로 유지되도록 의도된 구간 동안 GIT의 게이트에서 전압 변동으로 인해 바람직하지 않게 턴온되기 쉽게 한다. 예를 들어, 게이트가 저전압으로 유지되도록 의도되었지만, 게이트의 노이즈로 인해 전압이 GIT의 임계 전압 이상으로 상승할 수 있다. 이러한 노이즈는 GIT가 비전도 상태로 유지되도록 의도된 동작 구간 동안 및 게이트에 아직 구동 제어 신호가 제공되지 않은 시작 구간 동안 발생할 수 있다. 또한, 제어 전압이 높은(턴온) 전압 레벨에서 낮은(턴 오프) 전압 레벨로 천이된 후, 게이트 전압은 링잉되기(ringing) 쉽다. 링잉의 전압 레벨이 GIT의 임계 전압을 초과하여 의도하지 않게 GIT를 턴온시킬 수 있다.
상기 문제는 종래에 GaN 기반 GIT 또는 유사한 증가형(enhancement-mode) HEMT를 구동하기 위해 맞춰진 복잡한 회로를 사용하여 해결하였다. 이러한 회로는 통상적으로 게이트 상에 음의 전압을 구동하여 GIT를 턴 오프시켜서, 구동 게이트 전압과 GIT의 턴온 임계 전압 사이에 상당한 마진을 제공한다. 이 마진을 통해 GaN 기반 GIT를 비전도성(차단) 상태로 안정적으로 유지할 수 있다. GaN 기반 GIT가 초기에 전도 상태로 천이될 때 고전류를 제공하기 위해, 종종 저항기 캐패시터(RC : resistor-capacitor) 회로가 구동 회로에 포함된다. GIT의 전도 상태를 유지하기 위해 차후 더 낮은 전류가 제공된다. 또한, RC 회로는 GaN 기반 GIT가 천이될 때 비교적 큰 크기의 음의 전압을 인가하는 효과를 가지며, 이 음의 전압은 오프 구간이 진행됨에 따라 0으로 소멸된다. 상술한 바와 같이, 전형적인 구동 회로는 각기 제어되어야 하는 적어도 2개 및 최대 4개의 구동기 스위치를 포함하며, 게이트에 3개 또는 4개의 전압 레벨을 제공한다.
상술한 전형적인 GIT 구동기 회로는 많은 문제점을 갖는다. 먼저, 턴오프 구간 동안 게이트에 제공된 음의 전압은 GIT가 전도 상태로 천이될 때 요구되는 전압 스윙을 크게 하여, GIT의 천이 및 전위 스위칭 속도를 느리게 한다. 둘째, RC 기반 손실은 음의 전압 레벨이 스위칭 듀티 사이클에 따라 달라짐으로써 천이 시간이 일치하지 않게 되고, 이것이 GIT의 사용 및 제어를 복잡하게 한다는 것을 의미한다. 셋째로, 상술한 음의 전압은 정상 상태 동작 동안 GIT 오프를 안정적으로 유지하지만, 음의 전압이 게이트로 구동되기 전 초기 시동 구간 동안의 0이 아닌 기생 전압이 GIT를 바람직하지 않게 턴온시킬 수 있다. 넷째, 음의 전압은 유효 역 본체 다이오드 전압에 오프셋을 추가함으로써, 유효 역 본체 다이오드의 임계 전압을 증가시키고 관련 손실을 증가시킨다. 마지막으로 구동기 회로는 상당히 복잡하며 구동기 회로 자체 내에서 스위치를 꽤 복잡하게 제어해야 한다.
GaN 기반 GIT 또는 그와 유사한 것을 포함하는 회로 및 전력 스위치 장치가 제공된다. 이들 회로 및 장치는 GaN 기반 GIT용 기존 구동기보다 간단한 구동기에 의해 구동될 수 있고, 비전도 상태에서 GIT를 안전하게 유지하기 위해 음의 게이트 전압을 사용할 필요가 없도록 구성된다. 이러한 구성은 상술한 문제점을 해결하고, GaN 기반 GIT를 포함하는 전력 스위치 장치를 구동하기 위해 비교적 간단한 2 단계 구동기를 사용할 수 있게 한다.
전력 장치의 실시예에 따르면, 전력 장치는 정상-오프 전력 트랜지스터, 제 1 및 제 2 부하 단자, 제어 단자, 유효 켈빈(Kelvin) 소스 단자 및 고장 안전 풀다운 회로를 포함한다. 제 1 부하 단자는 전력 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되고, 제 2 부하 단자는 전력 트랜지스터의 소스에 전기적으로 연결되며, 제어 단자는 전력 트랜지스터의 게이트에 전기적으로 연결된다. 고장 안전 풀다운 회로는 정상 온 풀다운 트랜지스터 및 풀다운 트랜지스터를 제어하기 위한 풀다운 제어 회로를 포함한다. 풀다운 트랜지스터는 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 가지며, 전력 장치의 턴온 전압이 제어 단자 및 KS 단자의 양단에 인가되지 않는 한, 전력 트랜지스터 게이트를 전력 트랜지스터 소스로 단락시키도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 연결되며, 제어 단자와 유효 켈빈 소스 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때, 풀다운 게이트에 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 자율적으로 인가하도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 또한 턴온 전압이 제어 단자와 켈빈 소스 단자 사이에 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성된다.
전자 스위치 장치의 일 실시예에 따르면, 스위치 장치는 정상-오프 전력 트랜지스터, 제 1 및 제 2 부하 단자, 제어 단자, 유효 켈빈 소스 단자 및 고장 안전 풀다운 회로를 포함한다. 제 1 부하 단자는 전력 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되고, 제 2 부하 단자는 전력 트랜지스터의 소스에 전기적으로 연결되고, 제어 단자는 전력 트랜지스터의 게이트에 전기적으로 연결된다. 전력 트랜지스터 및 고장 안전 풀다운 회로는 동일한 반도체 다이에 통합되어 있다. 고장 안전 풀다운 회로는 정상 온 풀다운 트랜지스터 및 풀다운 트랜지스터를 제어하기 위한 풀다운 제어 회로를 포함한다. 풀다운 트랜지스터는 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 가지며, 전력 장치의 턴온 전압이 제어 단자 및 KS 단자에 인가되지 않는 한, 전력 트랜지스터 게이트를 전력 트랜지스터 소스로 단락시키도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 연결되며, 제어 단자와 유효 켈빈 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때 풀다운 게이트에 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 자율적으로 인가하도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 또한 제어 단자 및 유효 켈빈 소스 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성된다.
당업자는 다음의 상세한 설명을 읽고 첨부 도면을 보면 추가적인 특징 및 장점을 인식할 것이다.
도면의 요소는 반드시 서로에 대해 비례하는 것은 아니다. 동일한 참조 번호는 대응하는 유사한 부분을 지시한다. 도시된 다양한 실시예의 특징은 서로 배제하지 않는 한 결합될 수 있다. 실시예는 도면에 도시되어 있으며, 이하의 설명에서 상세하게 설명된다.
도 1은 고장 안전 풀다운 회로를 포함하는 전력 스위치 장치의 개략도를 도시한다.
도 2a, 도 2b, 도 2c는 고장 안전 풀다운 회로의 전압 클램프를 위한 예 및 대체 회로를 도시한다.
도 3은 도 1의 전력 스위치 장치에 대응하는 전압 파형의 일 예를 도시한다.
도 4는 전력 스위치 장치가 GaN 다이에 통합되는 경우, 도 1의 전력 스위치 장치에 대한 레이아웃을 도시한다.
도 5a, 도 5b, 도 5c는 도 1의 전력 스위치 장치를 구동하기 위한 회로의 개략도를 도시한다.
본 명세서에 기술된 실시예는 전력 스위치의 게이트를 위한 고장 안전 풀다운을 포함하는 회로 및 장치를 제공한다. 기술된 예는 질화 갈륨(GaN) 기반 게이트 주입 트랜지스터(GIT : Gate Injection Transistor)를 전력 스위치로서 사용하지만, 특히, 낮은 턴온/턴오프 임계 전압 및 낮은 게이트 커패시턴스를 갖는 것을 특징으로 하는 다른 증가형 HEMT(High Electron Mobility Transistors)를 포함하는 다른 트랜지스터 또는 반도체 유형에 기술을 적용 가능하다. 고장 안전 풀다운은 기생 노이즈 또는 링잉으로 인해 전력 스위치가 실수로 턴온되는 것을 방지하며 전력 스위치의 게이트에서 음의 전압을 사용할 필요가 없다. 따라서, 전력 스위치 게이트에 음의 전압을 인가하는 것과 관련된 많은 문제가 회피된다.
실시예는 고장 안전 풀다운 회로 및 전력 스위치(예를 들어, GIT)가 동일한 GaN 반도체 다이에 통합되는 전력 스위치 장치와 관련하여 주로 설명된다. 그러나, 다이는 유사하게 일부 다른 Ⅲ-V족 반도체 또는 실리콘계 반도체로 구성될 수 있다. 고장 안전 풀다운 회로 및 전력 스위치의 설명된 통합은 전력 스위치의 원하는 턴오프(비전도) 상태를 안정적으로 유지하는데 현저한 이점을 제공한다. 특히, 이러한 통합은 전력 스위치의 게이트와 고장 안전 풀다운 회로 사이의 기생 인덕턴스를 최소화하여, 게이트로 구동되는 제어 전압이 고전압 레벨과 저전압 레벨 사이에서 천이될 때 발생할 수 있는 전압 링잉을 제한한다. 링잉 감소는 턴오프 구간 동안 전력 스위치의 게이트-소스 전압을 0에 가깝게 효율적으로 클램핑하여 전력 스위치의 의도하지 않은 턴온을 방지한다. 전력 스위치에 근접한 고장 안전 풀다운 회로를 통합하면 상호 연결 경로(예 : 트레이스, 단자)도 줄어들어 노이즈가 게이트에 결합될 가능성이 최소화된다. 또한 이것은 특히 시동 구간 동안 발생하는 구동 신호가 게이트에 인가되지 않는 경우 전력 스위치가 의도치 않게 턴온되는 것을 방지한다.
실시예는 고장 안전 풀다운 회로 및 전력 스위치를 모두 포함하는 통합 전력 스위치 장치와 관련하여 주로 설명되지만, 고장 안전 풀다운 회로 및 전력 스위치는 별도의 다이 상에 제공될 수 있으며, 즉 모놀리식으로 통합되지 않을 수 있다. 이러한 솔루션은 GIT 제어를 위한 이전 회로에 비해 개선된 기능을 제공하지만 통합 전원 장치에 의해 제공되는 노이즈 감소(신뢰성 향상)의 주요 이점을 달성하지 못할 수 있다.
고장 안전 풀다운 회로 및 전력 스위치는 동일한 패키지 내에, 즉 패키지 내 시스템 또는 멀티 칩 모듈 내에 통합된 별도의 다이 상에 마련될 수 있다. 이러한 패키지 내 시스템은 별도의 패키지에 분산된 솔루션과 비교하여 기생 감소와 신뢰성 향상을 달성하지만, 고장 안전 풀다운 회로와 전력 스위치가 동일한 다이 상에 통합된 솔루션과 동일한 수준의 성능을 달성하지 못할 수 있다 .
전력 스위치 장치는 GIT를 제어하기 위해 사용되는 전형적인 구동기보다 현저히 간단한 구동기에 의해 제어될 수 있으며, 특히 구동기 및 회로 내의 복잡한 스위칭 시퀀스(상태 머신)를 피하여 음의 전압을 생성한다. 또한, 전력 스위치 장치는 GIT를 구동하기 위해 전형적으로 요구되는 3개 또는 4개의 전압 레벨이 아니라 2개의 전압 레벨만을 사용하여 제어될 수 있다. 고장 안전 풀다운 회로는 별도의 제어 신호가 필요하지 않으며 전력 스위치(GIT)의 게이트를 구동하는 동일한 2 레벨 전압 신호를 사용하여 효과적으로 제어된다. 그러므로, 본 명세서에 기술된 전력 장치(GIT)를 제어하는데 사용되는 구동기는 종래의 MOSFET를 구동하는데 사용되는 것을 포함하여 다른 게이트 구동기와 유사할 수 있다. 본 명세서의 전력 스위치 장치와 함께 사용될 수 있는 구동기의 예는 아래에서 더 설명된다.
도 1은 본 발명에 따른 전력 스위치 장치(100)의 일 실시예를 도시한다. 전력 스위치 장치(100)는 전력 스위치(Q1), 제 1 부하 단자(106), 제 2 부하 단자(108), 제어 단자(102), 유효 켈빈 소스 단자(104)(이하, 간결하게 KS 단자라 칭함) 및 고장 안전 풀다운 회로(120)를 포함한다. 예시된 전력 스위치(Q1)는 GaN 기반 GIT이며, 이는 일종의 증가형 HEMT이다. 전력 스위치(Q1)는 제 1 부하 단자(106)에 연결된 드레인, 제 2 부하 단자(108)에 연결된 소스 및 제어 단자(102)에 연결된 게이트를 갖는다. KS 단자(104)는 고장 안전 풀다운 회로(120)를 통해 전력 스위치(Q1)의 소스에 연결되어, 전력 스위치(Q1)의 게이트를 구동하는 외부 구동기 회로를 위한 기준 단자를 제공한다(이러한 구동기 회로는 도 1에 도시되어 있지 않지만 도 5a, 5b 및 5c 각각에 도시되어 있음).
전력 스위치(Q1)는 정상 오프 장치이지만, 예를 들어 GaN-기반 GIT에 대해 1.2 내지 3.5V의 범위에서 온 또는 오프를 위한 임계 전압이 비교적 낮다. 이것은, 전력 스위치(Q1)의 낮은 게이트 커패시턴스에 더하여, 의도하지 않은 전도 상태로의 천이에 영향을 받기 쉽다. 고장 안전 풀다운 회로(120)는 이러한 의도하지 않은 천이를 방지하고, 자율적으로, 즉 고장 안전 풀다운 회로(120)를 제어하기 위해 별도의 외부 신호가 필요하지 않다. 특히, 고장 안전 풀다운 회로(120)는 전력 스위치(Q1)의 게이트 및 소스를 함께 단락시켜서, 제어 및 KS 단자(102, 104) 양단에 제공된 전압이 전력 장치(100)에 대한 턴온 전압 미만이거나 이 전압이 구동되지 않는, 예컨대 플로팅되는 기간 중에, 전력 스위치(Q1)를 턴온시키는 양의 제어 전압(VGS)이 존재하지 않도록 한다.
고장 안전 풀다운 회로(120)는 정상-온 풀다운 스위치(Q2), 전압 클램프(122) 및 풀다운 저항(RPD)을 포함한다. 정상-온 풀다운 스위치(Q2)는 전력 스위치(Q1)와 동일하거나 유사한 기술로, 그리고 전력 스위치(Q1)와 동일한 다이에서 제조되는 것이 바람직하다. 전력 스위치(Q1)가 GaN 기반 GIT(증가형 HEMT)인 도시된 예에서, 풀다운 스위치(Q2)는 공핍형 GaN 기반 HEMT인 것이 바람직하다. 이러한 풀다운 스위치(Q2)는, 게이트-소스 전압(VPD_GS)이 충분히 음일 때, 예를 들어, 전형적으로 -4V 내지 -7V 범위의 턴오프 임계 전압(VPD_THR) 미만일 때 턴오프된다(차단 모드로 설정됨). 그렇지 않으면, 제로 풀다운 게이트-소스 전압이 인가되고 풀다운 게이트 및 소스를 양단에 전압이 능동적으로 구동되지 않을 때를 포함하여 풀다운 스위치(Q2)가 전도된다. 풀다운 스위치(Q2)를 전력 스위치(Q1)와 동일한 다이에, 그리고 전력 스위치(Q1)의 게이트 및 소스 가까이에 배치하면, 전력 스위치(Q1)가 의도하지 않게 온 상태로 천이될 가능성이 거의 없게 된다.
전압 클램프(122)는, 전력 스위치(Q1)가 온(구간)인 구간 동안 풀다운 스위치(Q2)를 턴 오프하는 데 필요한 음의 임계 전압(VPD_THR) 미만인 풀다운 게이트-소스 전압(VPD_GS)을 생성하도록 구성된다. 전압 클램프(122)는 임계 전압을 갖는 다이오드일 수 있거나 모델링될 수 있다. 전형적인 다이오드에 대한 순방향 임계 전압의 크기는 풀다운 스위치(Q2)의 턴 오프 임계 전압(VPD_THR)의 크기보다 낮다. 그러므로, 전압 클램프(122)는 풀다운 스위치(Q2)를 턴오프하는 데 필요한 클램핑 전압(VCL), 즉 VCL>|VPD_THR|을 달성하기 위해 직렬로 연결된(적층된) 여러 개의 다이오드를 포함할 수 있다. GaN 기반 다이오드를 사용하여 전압 클램프(122)를 구현하기 위한 예시적인 회로는 도 2와 관련하여 아래에서 설명된다.
저항(RPD)은 풀다운 스위치(Q2)가 전력/신호 조건없이 다시 턴온되는 것을 보장한다. 예를 들어, 제어 및 KS 단자(102, 104)의 양단에 전압이 구동되지 않는 경우, 풀다운 저항(RPD)은 풀다운 게이트 및 풀다운 소스가 동일한 전압, 즉 VPD_GS=0으로 당김으로써(pulled), 전력 트랜지스터 게이트를 전력 트랜지스터 소스로 단락시키기 위해 풀다운 스위치(Q2)를 턴온시키는 것을 보장한다. 전력 및 풀다운 스위치(Q1, Q2)가 동일한 반도체 다이에 통합되는 바람직한 실시예에서, 풀다운 저항(RPD)도 동일한 반도체에 통합된다. GaN 반도체 다이의 예에서, 풀다운 저항(RPD)도 GaN으로 만들어진다. 특히, 풀다운 저항(RPD)은 GaN 반도체 다이의 하나 이상의 2차원 전자 가스(2DEG : two-dimensional electron gas) 영역을 포함할 수 있으며, 이는 실질적으로 게이트가 없는 GaN HEMT이다.
도 2a, 2b 및 2c는 전압 클램프(122)에 사용될 수 있는 회로(222a, 222b, 222c)를 도시한다. 이들 회로는 각각 GaN 트랜지스터로 구성되며, 따라서 예컨대 GaN 기반 GIT 일 때 전력 반도체와 동일한 GaN 반도체 다이에 집적될 수 있다. 전압 클램프 회로(222a, 222b, 222c)는 각각 2단자 다이오드로 구성된 정상 오프 GaN 기반 스위치를 사용하여 구성된다.
도 2a는 다수의 GaN 기반 GIT(Q1a,… QNa)를 포함하는 전압 클램프(222a)를 도시하며, 이들 각각은 게이트 다이오드로서 구성된다. 각각의 게이트 다이오드는 게이트가 소스에 직접 연결된 정상 오프 GaN 기반 스위치이며, 이에 의해 게이트/소스가 양극으로서 역할을 하고 드레인이 음극으로서 역할을 하는 2단자 장치(다이오드)로 스위치를 전환한다. 이러한 게이트 다이오드는 일반적으로 임계값(무릎) 전압이 0.9V~1.5V이다. 풀다운 스위치(Q2)의 임계 전압이 -6V이고 임계값 이상의 최소 1V의 마진이 요구되는 예에서, 0.9V의 다이오드 임계 전압에서 원하는 클램프 전압 VCL>7V를 제공하기 위해 N=8의 게이트 다이오드가 필요하다. 이러한 구현은 다수의 게이트 다이오드(Q1a,… QNa)에 의해 요구되는 다이 크기 및 임계 전압의 범위, 즉 N=8 게이트 다이오드에 대해 클램프 전압(VCL)이 7.2V∼12V 범위일 수 있는 범위로 인해 바람직하지 않을 수 있다.
도 2b는 3개의 GaN 기반 GIT(Q1b, Q2b, Q3b)를 포함하는 전압 클램프(222b)를 도시하며, 이들 각각은 PN 다이오드로서 구성된다. 이들 PN 다이오드 각각은 드레인과 소스가 연결된 정상 종료 GaN 스위치이므로, 게이트가 양극이고 드레인/소스가 음극인 2단자 장치(다이오드)로 스위치를 전환한다. 이러한 PN 다이오드는 약 3.3V의 비교적 안정적인 임계(무릎) 전압을 갖지만, 게이트 다이오드에 비해 전류 처리가 다소 제한적이다. 게이트 다이오드와 비교하여 전압 클램프에 필요한 PN 다이오드는 더 적지만, 각 PN 다이오드는 유사한 게이트 다이오드와 동일한 전류 레벨을 처리하기 위해 더 큰 다이 크기가 필요하다. 원하는 클램프 전압 VCL>7V를 달성하기 위해, Q1b, Q2b, Q3b로 표시된 3개의 PN 다이오드가 필요하므로 클램프 전압 VCL=3*(3.3V)=9.9V를 제공한다. 이러한 클램프 전압은 일부 구현에서 바람직하지 않게 높을 수 있다.
GaN-기반 게이트 다이오드 및 PN 다이오드의 혼합물은 클램프 전압 VCL을 원하는 값으로 조정함으로써 특정 구현, 예를 들어 특정 GaN 공정에서 공핍형 HEMT의 턴-오프 임계값으로 전압을 커스터마이징(customizing)하는 데 사용될 수 있다. 도 2c는 2개의 PN 다이오드(Q1c, Q2c) 및 1 개의 게이트 다이오드(Q3c)를 포함하는 혼합물을 도시하며, 이는 7.5V 내지 8.1V의 클램프 전압(VCL)을 얻는다. 이 혼합물은 상술한 원하는 7V 레벨보다 높은 클램프 전압(VCL)을 제공하면서, 도 2a 및 2b의 전압 클램프(222a, 222b)보다 다이 크기를 적게 차지할 것이다. 다른 구현에서는 게이트 다이오드와 PN 다이오드의 다른 조합이 바람직할 수 있으며, 여기에서 PN 다이오드의 수는 거친(그리고 안정된) 클램프 전압을 설정하고, 게이트 다이오드의 수는 클램프 전압을 미세 조정할 수 있다. 그들의 임계 전압의 범위가 비교적 넓기 때문에, 전형적인 구현에서 게이트 다이오드의 수는 최소화된다. 도 2a, 2b 및 2c는 전압 클램프(122)를 구현하기 위한 3개의 특정 예를 도시하지만, 다른 회로가 가능하고 여기에 설명된 본 발명의 기술은 도 2a, 2b 및 2c에 도시된 예시적인 전압 클램프에 제한되지 않음을 인식해야 한다.
도 3은 도 2c의 전압 클램프(222c)와 같은 전압 클램프를 포함하는, 도 1의 전력 스위치 장치(100)의 동작에 대응하는 기본 전압 파형(310, 320, 330)을 도시한다. 파형은, 게이트된 다이오드(Q3c)가 1.4V의 임계 전압을 갖는 전압 클램프(222c)에 기초하여, 전체 클램프 전압이 VCL=8V가 된다. 고장 안전 풀다운 회로(120)의 풀다운 저항(RPD)은 1㏀의 저항을 갖는다. 도시된 제 1 파형(310)은 제어 및 KS 단자(102, 104) 양단의 전압(VGKS)에 대응하고, 도시된 제 2 파형(320)은 전력 스위치(Q1)의 게이트 및 소스 양단의 전압(VGS)에 대응하며, 도시된 제 3 파형(330)은 풀다운 스위치(Q2)의 게이트 및 소스 양단의 전압(VPD_GS)에 대응한다. 파형(310, 320, 330)은, 전력 스위치 장치(100)가 150㎑의 주파수에서 스위칭되는 시스템, 즉 시각 t1과 t3 사이의 구간이 6.67㎲인 시스템에 대응한다. 이들 전압 및 타이밍은 단지 설명을 명확하게 하기 위해 제공된 것일 뿐이며, 다른 구현에서는 특정 값이 다를 수 있음을 이해해야 한다. 예를 들어, 현재 또는 미래의 GaN 기반 스위치, 또는 다른 스위치 유형은 본 명세서에 제시된 것과 상이한 임계 전압을 가질 수 있으며, 이 경우 그러한 다른 스위치에 기초하여 전력 스위치 장치를 구동하기 위해 사용되는 전압의 레벨은 도 3에 도시된 것과 상이할 수 있다.
시각 t0에서, 외부 구동기(용이한 도시를 도 1에 미도시)는 정상-오프된 전력 스위치(Q1)를 턴온시키기 위해 전압(VGKS)을 12V로 구동한다. 이 전압(VGKS=12V)은 전력 스위치(Q1)에 대한 게이트-소스 전압(VGS)을 제공하고, VGKS=VGS+VCL이 되도록 전압 클램프를 통해 더 강하된다. 전압 클램프(222c)는 시각 t0과 t1 사이의 제 3 파형(330)에 도시된 바와 같이 -8V의 풀다운 게이트-소스 전압 VPD_GS에 대응하는 전압을 8V로 클램핑한다. 시각 t0과 t1 사이의 제 2 파형(320)에 도시된 바와 같이, 전압 클램프를 통해 강하되지 않은 전압 VGKS는 정상-오프 전력 스위치(Q1)에 대해 게이트-소스 전압(VGS)=+4V를 제공한다. 이러한 레벨은 전력 스위치(Q1)의 턴온 임계값(예를 들어, 3.0)보다 훨씬 높다. 따라서, 전력 스위치(Q1)는 시각 t0과 시각 t1 사이에서 전도하도록 설정된다. 턴온 임계 전압은 다른 전력 스위치에서 변할 수 있으며, 이 경우 도 3에 도시된 것보다 높거나 낮은 게이트-소스 전압(VGS)이 바람직할 수 있다.
시각 t1에서, 외부 구동기는 전력 스위치(Q1)에 전압 공급을 중단한다. 제어 및 KS 단자(102, 104)에 전압이 인가되지 않으면(VGKS=0V), 전압 클램프는 순방향 바이어스를 유지하기에 전압이 충분하지 않다. 따라서 전압 클램프가 전도를 멈추고, VPD_GS의 음의 전압이 다시 0으로 상승한다. 대안적으로, 전압 클램프는 개방 회로로서 효과적으로 작용한다. 풀다운 저항(RPD)은 풀다운 소스로부터 풀다운 게이트로 잔류 전하를 흘려보내서, 풀다운 게이트 및 소스의 전압을 동일하게 한다. 이것은 제 3 파형(330)의 시각 t1에서 도시되고, 그 후 풀다운 게이트-소스 전압(VPD_GS)은 -8V에서 0V로 전압이 천이된다. 정상-온 풀다운 스위치(Q2)가 이와 같이 구동되면, 풀다운 스위치(Q2)는 턴온되어 전력 트랜지스터(Q1)의 게이트 및 소스를 단락, 즉 VGS=0이 되게 한다. 제 2 파형(320)에 도시된 바와 같이, 이 상태(VGS=0)가 시각 t2까지 유지된다. 시각 t1과 t2 사이의 구간 동안, 풀다운 스위치(Q2)는 전력 스위치(Q1)를 오프 상태로 유지하고, 전력 스위치(Q1)의 우발적인 스위칭으로부터 링잉 또는 다른 노이즈의 발생을 방지한다.
시각 t2에서, 외부 구동기는 전압(VGKS)을 12V로 구동하여, 상기 시퀀스가 반복된다.
도 4는 Q1과 같은 증가형 전력 스위치 및 Q2와 같은 공핍형 풀다운 스위치를 포함하는, 도 1과 관련하여 상술한 바와 같은 전력 스위치 장치에 대한 레이아웃(400)을 도시한다. 드레인 레일(410)은 레이아웃(400)의 한쪽 가장자리 근처에 마련되고, 소스 레일(420)은 레이아웃(400)의 반대쪽 가장자리에 마련된다. 이들 레일(410, 420)은 전도 경로, 예를 들어 GaN과 AlGaN층 사이의 이종 접합에 형성된 2차원 전자 가스(2DEG) 영역에 연결되는 금속화물일 수 있다.
복수의 이러한 전도 경로가 드레인 및 소스 레일(410, 420)에 직교하는 GaN 핑거(440)로서 레이아웃(400)에 도시되어 있다(레이아웃(400)에는 3개의 GaN 핑거(440)만이 명시적으로 표시되어 있지만, 더 도시되어 있다. 도시를 용이하게 하기 위하여 도시하지 않았지만, GaN 핑거(440)는 드레인 및 소스 레일(410, 420)에 연결된다). 게이트 레일(430)은 소스 및 드레인 레일(410, 420)에 평행하게 연장되고, 소스 레일(420) 근처에 위치한다. 게이트 레일(430)은, 각 GaN 핑거에 대해, p-도핑된 GaN층을 통해 GaN 핑거(440) 각각에 연결된 금속화물일 수 있다. 게이트 레일(430)은 GaN 핑거(440)의 전도 경로에 대한 제어를 제공하는 반면, 게이트 레일(430)과 GaN 핑거(440) 사이의 p-도핑된 GaN 재료는, 증가형(정상-오프) 장치로 전환하기 위해, 전력 스위치의 턴온 임계값을 상승시킨다.
상술한 바와 같이, 도 1의 풀다운 스위치(Q2)와 같은 풀다운 스위치는 전력 스위치(Q1)의 게이트 및 소스를 스위칭 가능하게 연결한다. 풀다운 스위치는 전력 스위치의 게이트 및 소스에 가능한 한 가깝게 위치되는 것이 바람직하다. 레이아웃(400)은 전력 스위치의 게이트와 소스 레일(430, 420) 사이에 분산형 풀다운 스위치(450)를 도시한다. 예를 들어, 분산형 풀다운 스위치(450)는 전력 스위치와 동일한 GaN 반도체 다이에서 제조된 공핍형(정상-온) HEMT일 수 있고, 다수의 셀(예를 들어, GaN 핑거)을 포함할 수 있다. 도시된 바와 같이, 풀다운 스위치는 3개의 위치에서 전력 스위치의 게이트 레일(430)에 결합된 풀다운 드레인과 3개의 위치에서 소스 레일(420)에 결합된 풀다운 소스를 갖는다. 풀다운 스위치(450)의 3개의 도시된 부분 각각은 셀에 대응할 수 있으며, 각 셀은 전도 경로(예를 들어, 2DEG 영역)를 가지며, 셀은 실질적으로 게이트 및 소스 레일(430, 420)의 전체 길이를 따라 분포된다. 단일 셀 HEMT보다 더 높은 전류 레벨에 대한 지원을 제공할뿐만 아니라, 다수의 접점 및 다수의 전도 경로를 갖는 도시된 풀다운 스위치(450)의 분산 특성은 전력 스위치 게이트를 전력 스위치 소스에 보다 강력하게 클램핑하며, 이상 전압 변동(링잉, 노이즈)이 전력 스위치 게이트(예를 들어, 게이트 레일(430))에 결합될 가능성이 적다.
전력 스위치(Q1) 및 풀다운 스위치(Q2) 외에, 도 1의 전력 스위치 장치(100)는 또한 유리하게도 GaN 다이에 통합되는 전압 클램프(122) 및 풀다운 저항(RPD)을 포함한다. 용이한 도시를 위해, 전압 클램프(122) 및 풀다운 저항(RPD)은 도 4의 레이아웃(400)에 도시되어 있지 않다. 이들 구성 요소는, 게이트 레일(430)과 소스 레일(420) 사이에서 GaN 다이 또는 게이트 레일(430)과 대향하는 소스 레일(420)의 측면에 배치된 GaN 다이의 영역에 위치하는 것이 바람직하다.
도 5a, 5b 및 5c는 예시적인 구동기를 포함하는 전자 전력 스위치 장치 시스템(500a, 500b, 500c)에 대한 개략도를 도시한다. 이들 도면의 전력 스위치 장치(100)는 도 1의 전력 스위치 장치(100)와 실질적으로 동일하다. 도 5a의 시스템(500a)은 전력 공급 장치(100)를 구동하기 위해 격리된 보조 전원(570) 및 2-채널 구동기(560)를 사용한다. 도 5b 및 도 5c의 시스템(500b, 500c)은, 전력 스위치 장치(100)를 구동하는 2 채널 구동기(560)에 전력을 공급하기 위해 공급 커패시터(C2)를 사용하고, 격리된 전원을 필요로 하지 않는다. 시스템(500b)은 접지 기준 전력 스위치 장치(100)를 지원하지만, 시스템(500c)은 전력 스위치 장치(100)가 하프 브리지의 상측 스위치인 시나리오에서 발생하는 바와 같이, 플로팅 소스를 갖는 전력 스위치 장치(100)를 지원한다.
도 5a의 전력 스위치 장치 시스템(500a)은 전력 스위치 장치(100), 2-채널 구동기(560) 및 격리된 보조 전원(570)을 포함한다. 격리된 보조 전원(570)은 전원 공급 레일(Vcc) 및 접지에 연결된다. 격리된 보조 전원(570)은 공급 커패시터(C2) 양단에 출력 전압을 제공하기 위해 일반적으로 변압기 및 스위칭 회로를 포함한다(용이한 도시를 위해, 그리고 절연된 전원이 일반적으로 알려져 있기 때문에, 변압기 및 스위칭 회로는 도 5a에 도시하지 않았다. 이러한 변압기는 입력 전압(Vcc)의 승압, 강압 또는 단일 이득을 제공할 수 있다). 이 출력 전압은 예를 들어, 전력 스위치 장치(100)의 소스(S)가 접지 기준에 있지 않은 애플리케이션을 지원하기 위해 접지 기준에 대해 레벨 시프트될 수 있다. 격리된 보조 전원(570)으로부터 출력된 전압에 대한 기준 레벨은 2-채널 구동기(560)에 의해 설정되며, 이는 KS 단자(104)에 대한 연결의 전압에 기초하여 이 기준 레벨을 설정할 수 있다.
2-채널 구동기(560)는 전력 스위치 장치(100)의 제어 단자(102)로 제어 신호를 구동하기 위한 제 1 및 제 2 구동기 채널(562, 564)을 포함하며, 이는 전력 스위치(Q1)의 게이트(G)에 대응한다. 일반적으로 디지털 펄스 폭 변조(PWM : pulse-width-modulated) 전압 파형인 입력 신호(IN)는 채널(562, 564)이 턴온 및 턴아웃되는 시기를 제어한다. 구동기 채널(562, 564)로부터 출력된 전압은 KS 단자(104)의 전압을 기준으로 하고, 격리된 보조 전원(570)의 출력에 기초한 유효 전압 레벨을 갖는다. GaN 기반 GIT는 GIT를 온 상태로 천이하기 위해 고전류 초기 턴온 펄스로 제공하고, 온 상태를 유지하기 위해 더 낮은 전류 레벨을 제공하는 것이 바람직하다. 커패시터-저항 회로(C1, R1)는 이러한 초기 펄스 조건을 생성하고, 초기 턴온 펄스는 제 2 구동기 채널(564) 및 저항(R3)에 의해 구동된다. 이어서, 제 1 구동기 채널(562) 및 저항(R2)은 입력 신호(IN)가 전력 스위치 장치(100)를 오프 상태로 천이하도록 구동기(560)에 명령할 때까지 온 상태를 유지하기 위해 더 낮은 전류 레벨을 제공한다. 저항(R2, R3)은 전력 스위치 장치(100)에 원하는 턴온 및 정상 상태 구동 전류를 제공하도록 조정될 수 있는 전류 제한 저항이다. 저항(R3)은 일반적으로 저항(R2)보다 작은 저항을 갖는다.
도 5b의 전력 스위치 장치 시스템(500b)은, 그의 2 채널 구동기(560)가 격리된 전원을 필요로 하지 않고 대신에 공급 커패시터(C2)와 함께 전압 공급 레일(Vcc)로부터 전력을 공급 받는다는 점을 제외하고는 도 5a의 시스템(500a)과 유사하다. 시스템(500b)은 제 2 부하 단자(108)에서 접지 기준 전압을 지원할 수 있다.
전력은, 공급 커패시터(C2) 및 KS 단자(104)를 제 2 부하 단자(108)(전력 스위치(Q1)의 소스)에 연결하는 다이오드(D1)를 제외하고는, 종래의 전력 스위치, 예를 들어 전력 MOSFET 또는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT : Insulated-Gate Bipolar Transistor)에 전력을 공급하기 위해 사용되는 것과 유사한 방식으로, 전압 공급 레일(Vcc) 및 공급 커패시터(C2)를 통해 2-채널 구동기(560)에 공급된다. 전력 스위치 장치(100)가 턴오프되는 구간 동안, 공급 커패시터(C2)는 Vcc로부터 전력 스위치 장치(100)를 턴온시키는 데 필요한 턴온 전압 레벨까지 충전되며, 이 턴온 전압은 제어 단자(102)(전력 스위치(Q1)의 게이트) 및 KS 단자(104) 양단에 인가된다. 이러한 충전을 달성하기 위해, 공급 커패시터(C2)의 음의 측은 적절한 기준에 연결되어야 한다. 다이오드(D1)는 소스 단자(S)를 통하는 대신에 고장 안전 풀다운 회로(120)를 통해 공급 커패시터(C2)로 전류가 다시 흐르게 한다. 다이오드(D1)는 공급 커패시터(C2)의 음의 측을 전력 스위치 소스(S)에 연결하기 위한 대안적인 경로를 제공하여, 공급 커패시터(C2)가 충전될 수 있다. 다이오드(D1)는 또한 제 2 부하 단자(108)로부터 KS 단자(104)로 전류가 흐르는 것을 방지하여, 고장 안전 풀다운 회로(120)가 상술한 바와 같이 동작할 수 있다. 전력 스위치 장치(100)가 턴온되는 구간 동안, 고장 안전 풀다운 회로(120)는 전력 스위치 소스(S)에 비해 음의 전압을 KS 단자(104)에서 제공하여, 다이오드(D1)가 순방향 바이어싱되지 않아, KS 단자(104)에서 전압에 영향을 미치지 않는다.
도 5c는 부트 스트랩 구동기 회로를 사용하는 시스템(500c)에 대한 개략도를 도시한다. 전력 스위치 장치(100)를 구동하기 위한 이 회로는, 다이오드(D1)를 제외하고, 예를 들어 종래의 MOSFET 또는 IGBT를 포함하는 다른 트랜지스터를 구동하는데 사용될 수 있는 부트 스트랩 구동기 회로와 유사하다. 다이오드(D1)는 도 5b의 시스템(500b)과 동일한 방식으로 구성되고, 공급 커패시터(C2)를 충전하기 위해 제 2 부하 단자(108)(및 전력 스위치(Q1)의 소스)에 대한 경로를 제공한다. 공급 커패시터(C2)의 양의 측의 전압이 Vcc의 전압 근처의 레벨로 상승할 때, 부트 스트랩 다이오드(D2)는 공급 커패시터(C2)를 격리시킨다. 이것은 구동 전압이 공급 커패시터(C2) 양단에 유지되는 동안 전압 기준, 예를 들어 공급 커패시터(C2)의 음의 측의 전압이 접지 기준 위로 플로팅되도록 한다.
시스템(500c)은 예를 들어, 전력 스위치 장치(100)가 상측 스위치로서 기능하는 하프-브리지 회로의 일부일 수 있다. 하측 스위치(용이한 도시를 위해 도시 생략함)가 턴온될 때, 제 2 부하 단자(108)는 접지에 가깝게 당겨진다(이 구간 동안 상측 전력 스위치 장치(100)는 오프 상태임). 공급 커패시터(C2)의 음의 측은 접지 기준+다이오드(D1)(예 : 0.7V) 및 하측 스위치 양단의 전압 강하인 저전압 레벨로 설정된다. 공급 커패시터(C2)를 충전하기 위해, 부트 스트랩 다이오드(D2)를 통해 Vcc 레일로부터 전류가 흐른다. 공급 커패시터(C2) 양단의 결과 전압은 Vcc의 전압이 다이오드(D1, D2) 및 하측 스위치(low-side switch) 양단의 강하보다 적을 것이다. 하측 스위치가 턴오프되면, 제 2 부하 단자(108)는 더 이상 접지에 연결되지 않으며, 더 높은 전압으로 플로팅될 수 있다. 2-채널 구동기(560)는 제어 커패시터(102) 및 KS 단자(104) 양단에 공급 커패시터(C2)로부터의 전압을 인가함으로써 전력 스위치 장치(100)를 턴온시킨다.
도 5a, 5b 및 5c의 시스템(500a, 500b, 500c)은 단지 전력 스위치 장치(100)를 구동하기 위한 예시적인 회로를 제공한다. 다른 구동 회로가 가능하며, 일부 응용에서 바람직할 수 있다. 종래의 MOSFET 및 IGBT와 함께 사용되는 바와 같은 종래의 2 전압 레벨 구동 회로는 전력 스위치 장치(100)를 구동하기 위해 사용될 수 있다는 점을 주목할 만하다. 따라서, GaN-기반 GIT를 구동하기 위해 전형적으로 사용되는 복잡한 회로는 회피할 수 있다.
본 개시가 그렇게 제한되지는 않지만, 다음의 번호가 부여된 예는 본 개시의 하나 이상의 개시 양태를 설명한다.
예 1. 정상-오프 전력 트랜지스터, 제 1 및 제 2 부하 단자, 제어 단자, 유효 켈빈 소스(KS : effective Kelvin-source) 단자 및 고장 안전 풀다운 회로를 포함하는 전력 장치. 제 1 부하 단자는 전력 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되고, 제 2 부하 단자는 전력 트랜지스터의 소스에 전기적으로 연결되며, 제어 단자는 전력 트랜지스터의 게이트에 전기적으로 연결된다. 고장 안전 풀다운 회로는 정상 온 풀다운 트랜지스터 및 풀다운 트랜지스터를 제어하기 위한 풀다운 제어 회로를 포함한다. 풀다운 트랜지스터는 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 구비하며, 전력 장치의 턴온 전압이 제어 단자 및 KS 단자의 양단에 인가되지 않는 한, 전력 트랜지스터 게이트를 전력 트랜지스터 소스로 단락시키도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 연결되며, 제어와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때 풀다운 소스에 대해 풀다운 게이트에 음의 전압을 자동으로 인가하도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 또한 제어 단자와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성된다. 따라서, 고장 안전 풀다운 회로는 전력 트랜지스터가 오프(비전도성, 차단) 상태로 유지되도록 의도될 때 정상-오프 전력 트랜지스터가 전도되는 것을 방지한다.
예 2. 예 1의 전력 장치에서, 제어 단자와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전시키기 위해, 풀다운 제어 회로가 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 결합된 저항을 포함하는 전력 장치.
예 3. 예 1의 전력 장치에서, 정상 종료 전력 트랜지스터를 턴온하고 풀다운 스위치를 턴오프하는 데 필요한 임계 전압보다 높은 전압이 제어 단자와 KS 단자 사이에 인가될 때, 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 풀다운 게이트에 인가하기 위해, 풀다운 제어 회로가 풀다운 소스와 풀다운 게이트 사이에 결합된 전압 클램프를 포함하는 전력 장치.
예 4. 예 3의 전력 장치에서, 전압 클램프는 직렬로 연결된 하나 이상의 다이오드로 구성되고, 하나 이상의 다이오드의 조합된 임계 전압은 풀다운 게이트에 인가된, 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 제공하여, 음의 전압이 정상-온 풀다운 트랜지스터의 음의 턴-오프 임계값보다 낮아지는 전력 장치.
예 5. 예 1의 전력 장치에서, 정상-오프 전력 트랜지스터는 증가형 질화 갈륨(GaN) 고 전자 이동성 트랜지스터(HEMT : High Electron Mobility Transistor)인 전력 장치.
예 6. 예 5의 전력 장치에서, 증가형 GaN HEMT는 게이트 주입 트랜지스터(GIT : Gate Injection Transistor)인 전력 장치.
예 7. 예 5의 전력 장치에서, 정상-온 풀다운 트랜지스터는 공핍형 GaN HEMT인 전력 장치.
예 8. 예 1의 전력 장치에서, 턴온 전압은 정상-오프 전력 트랜지스터의 턴온 임계 전압과 정상-온 풀다운 트랜지스터의 턴오프 임계 전압의 크기의 합 이상의 양의 전압인 전력 장치. 정상-온 풀다운 트랜지스터는, 제어 단자 및 KS 단자 양단에 인가된 전압이 정상-온 풀다운 트랜지스터의 턴-오프 임계 전압의 크기보다 작을 때 게이트를 소스로 단락시키도록 배열된다. 풀다운 제어 회로는, 제어 단자 및 KS 단자 양단에 인가된 전압이 정상 온 풀다운 트랜지스터의 턴 오프 임계 전압의 크기보다 작을 때 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성된다.
예 9. 정상-오프 전력 트랜지스터, 제 1 및 제 2 부하 단자, 제어 단자, 유효 켈빈 소스(KS) 단자 및 고장 안전 풀다운 회로를 포함하는 전자 스위치 장치. 제 1 부하 단자는 전력 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되고, 제 2 부하 단자는 전력 트랜지스터의 소스에 전기적으로 연결되고, 제어 단자는 전력 트랜지스터의 게이트에 전기적으로 연결된다. 전력 트랜지스터 및 고장 안전 풀다운 회로는 동일한 반도체 다이 상에 통합되어 있다. 고장 안전 풀다운 회로는 정상 온 풀다운 트랜지스터 및 풀다운 트랜지스터를 제어하기 위한 풀다운 제어 회로를 포함한다. 풀다운 트랜지스터는 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 구비하며, 전력 장치의 턴온 전압이 제어 단자 및 KS 단자 양단에 인가되지 않는 한, 전력 트랜지스터 게이트를 전력 트랜지스터 소스로 단락시키도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 연결되며, 제어 단자와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 풀다운 게이트에 자율적으로 인가하도록 구성된다. 풀다운 제어 회로는 또한 제어 단자와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성된다. 따라서, 고장 안전 풀다운 회로는 전력 트랜지스터가 오프(비전도성, 차단) 상태로 유지하도록 의도될 때 정상-오프 전력 트랜지스터가 전도되는 것을 방지한다.
예 10. 예 9의 전자 스위치 장치에서, 반도체 다이는 Ⅲ-V족 재료를 포함한 전자 스위치 장치.
예 11. 에 10의 전자 스위치 장치에서, Ⅲ-V족 재료는 질화 갈륨(GaN)인 전자 스위치 장치.
예 12. 예 11의 전자 스위치 장치에서, 정상-오프 전력 트랜지스터는 증가형 GaN 고 전자 이동성 트랜지스터(HEMT)인 전자 스위치 장치.
예 13. 예 12의 전자 스위치 장치에서, 증가형 GaN HEMT는 게이트 주입 트랜지스터(GIT)인 전자 스위치 장치.
예 14. 예 12의 전자 스위치 장치에서, 정상-온 풀다운 트랜지스터는 공핍형 GaN HEMT인 전자 스위치 장치.
예 15. 예 12의 전자 스위치 장치에서, 음의 전압을 제공하기 위해 풀다운 제어 회로가 풀다운 소스와 풀다운 게이트 사이에 연결된 전압 클램프를 포함하고, 전압 클램프는 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드를 포함하는 전자 스위치 장치.
예 16. 예 15의 전자 스위치 장치에서, 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드는 게이트 다이오드 및 PN 다이오드 중 적어도 하나를 포함하는 전자 스위치 장치. 게이트 다이오드는, 그 소스와 그 게이트가 함께 결합되어 양극을 형성하고, 상기 GaN HEMT의 드레인은 음극을 형성하는, 정상 오프 GaN HEMT를 포함한다. PN 다이오드는, 그 소스와 그 드레인이 함께 결합되어 양극을 형성하고, 상기 GaN HEMT의 게이트는 음극을 형성하는, 정상 오프 GaN HEMT를 포함한다.
예 17. 예 15의 전자 스위치 장치에서, 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드는 직렬로 연결되고, GaN-HEMT 기반 다이오드의 조합된 임계 전압은, 풀다운 게이트에 인가되는, 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 제공하여, 음의 전압이 정상-온 풀다운 트랜지스터의 음의 턴-오프 임계값보다 낮도록 구성되는 전자 스위치 장치.
예 18. 예 14의 전자 스위치 장치에서, 제어 단자와 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때 음의 전압을 자율적으로 방전시키기 위해, 풀다운 제어 회로가 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 결합된 저항을 포함하고, 저항기는 GaN 반도체 다이에 형성되는 전자 스위치 장치.
예 19. 예 18의 전자 스위치 장치에서, 저항기는 GaN 반도체 다이의 2 차원 전자 가스(2DEG) 영역으로 구성되는 전자 스위치 장치.
예 20. 예 9의 전자 스위치 장치에서, 턴온 전압은, 정상-오프 전력 트랜지스터의 턴온 임계 전압과 정상-온 풀다운 트랜지스터의 턴온 임계 전압의 크기의 합 이상의 전압인 전자 스위치 장치.
예 21. 예 9의 전자 스위치 장치에서, 정상 온 풀다운 트랜지스터의 채널이 정상 오프 전력 트랜지스터의 게이트의 금속화물과 정상 오프 전력 트랜지스터의 소스의 금속화물 사이에 개재되는 전자 스위치 장치.
예 22. 예 9의 전자 스위치 장치에서, 정상 오프 전력 트랜지스터는, 각각 채널 영역을 포함하는 다수의 핑거와, 다수의 핑거 각각에 대한 게이트에 연결된 게이트 레일 금속화물과, 다수의 핑거 각각에 연결된 소스 레일 금속화물을 포함하고, 정상-온 풀다운 트랜지스터는 다수의 풀다운 채널을 포함하고, 이들 각각은 게이트 레일 금속화물과 소스 레일 금속화물 사이에 개재되며, 다수의 풀다운 채널은 게이트 레일 금속화물 및 소스 레일 금속화물의 길이를 따라 분포되는, 전자 스위치 장치.
예 23. 정상-오프 전력 트랜지스터, 제 1 및 제 2 부하 단자, 제어 단자, 유효 켈빈 소스(KS) 단자 및 고장 안전 풀다운 회로를 포함하는 전력 장치. 제 1 부하 단자는 전력 트랜지스터의 드레인에 전기적으로 연결되고, 제 2 부하 단자는 전력 트랜지스터의 소스에 전기적으로 연결되며, 제어 단자는 전력 트랜지스터의 게이트에 전기적으로 연결된다. 고장 안전 풀다운 회로는 정상 온 풀다운 트랜지스터와 풀다운 제어 회로를 포함한다. 정상 온 풀다운 트랜지스터는 풀다운 소스, 풀다운 드레인 및 풀다운 게이트를 포함하고, 정상 오프 전력 트랜지스터의 게이트와 소스 사이에 연결된다. 풀다운 제어 회로는 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 연결되며, 풀다운 게이트와 풀다운 소스 사이에 병렬로 연결된 저항 및 전압 클램프를 포함한다.
본 명세서에 사용된 바와 같이, "갖는", "함유하는", "포함하는", "구비하는" 등의 용어는, 언급된 요소 또는 특징의 존재를 나타내지만, 추가 요소를 배제하지 않는 개방형 용어이다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다른 것을 나타내지 않는 한, 단수뿐만 아니라 복수의 표현을 포함한다.
본 명세서에 기술된 다양한 실시예의 특징은 달리 구체적으로 언급되지 않는 한 서로 결합될 수 있음을 이해해야 한다.
특정 실시예가 여기에 예시되고 설명되었지만, 당업자는 본 발명의 범위를 벗어나지 않고 도시되고 설명된 특정 실시예가 다양한 대안 및/또는 동등한 구현이 대체할 수 있음을 이해할 것이다. 본 출원은 본 명세서에서 논의된 특정 실시예의 임의의 적응 또는 변형을 포함하도록 의도된다. 따라서, 본 발명은 청구 범위 및 그 등가물에 의해서만 제한되는 것으로 의도된다.

Claims (23)

  1. 전력 장치로서,
    게이트, 소스 및 드레인을 포함하는 정상-오프(normally-off) 전력 트랜지스터와,
    상기 게이트에 전기적으로 연결된 제어 단자와,
    상기 드레인에 전기적으로 연결된 제 1 부하 단자와,
    상기 소스에 전기적으로 연결된 제 2 부하 단자와,
    켈빈 소스(KS : Kelvin-source) 단자와,
    고장 안전 풀다운 회로(failsafe pulldown circuit )를 포함하되,
    상기 고장 안전 풀다운 회로는
    상기 제어 단자 및 상기 KS 단자 양단에 전압이 인가되지 않을 때, 상기 게이트를 상기 소스로 단락시키도록 구성되고, 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 포함하는 정상-온 풀다운 트랜지스터와,
    상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 연결되고, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때, 상기 풀다운 게이트에 상기 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 자율적으로 인가하고, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 상기 턴온 전압이 인가되지 않을 때, 상기 음의 전압을 자율적으로 방전시키도록 구성된 풀다운 제어 회로를 포함하는
    전력 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 풀다운 제어 회로는, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 상기 턴온 전압이 인가되지 않을 때, 상기 음의 전압을 자율적으로 방전하기 위해, 상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 연결된 저항기를 포함하는
    전력 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 풀다운 제어 회로는, 상기 정상-오프 전력 트랜지스터를 턴온시키고 상기 풀다운 스위치를 턴오프 시키기 위해 필요한 임계 전압보다 높은 전압이 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 인가될 때, 상기 풀다운 게이트에 상기 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 인가하기 위해, 상기 풀다운 소스와 상기 풀다운 게이트 사이에 연결된 전압 클램프를 포함하는
    전력 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 전압 클램프는 직렬로 연결된 하나 이상의 다이오드로 구성되고, 상기 하나 이상의 다이오드의 조합된 임계 전압은, 상기 풀다운 게이트에 인가된, 상기 풀다운 소스에 비해 상기 음의 전압을 제공하여, 상기 음의 전압이 상기 정상-온 풀다운 트랜지스터의 음의 턴오프 임계값보다 낮은
    전력 장치.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 정상-오프 전력 트랜지스터는, 증가형(enhancement-mode) 질화 갈륨(GaN) 고 전자 이동성 트랜지스터(HEMT)인
    전력 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 증가형 GaN HEMT는 게이트 주입 트랜지스터(GIT)인
    전력 장치.
  7. 제 5 항에 있어서,
    상기 정상 온 풀다운 트랜지스터는 공핍형 GaN HEMT인
    전력 장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 턴온 전압은, 상기 정상-오프 전력 트랜지스터의 턴온 임계 전압과 정상-온 풀다운 트랜지스터의 턴 오프 임계 전압의 크기의 합 이상의 양의 전압이고, 상기 정상 온 풀다운 트랜지스터는, 상기 제어 단자 및 상기 KS 단자 양단에 인가된 전압이 상기 정상-온 풀다운 트랜지스터의 상기 턴오프 임계 전압의 크기보다 작을 때, 상기 게이트를 상기 소스에 단락시키도록 배치되고, 상기 풀다운 제어 회로는, 상기 제어 단자 및 상기 KS 단자 양단에 인가된 전압이 상기 정상-온 풀다운 트랜지스터의 상기 턴오프 임계 전압의 크기보다 작을 때, 상기 음의 전압을 자율적으로 방전하도록 구성되는
    전력 장치.
  9. 전자 스위치 장치로서,
    반도체 다이에 통합되고, 게이트, 소스 및 드레인을 포함하는 정상-오프 전력 트랜지스터와,
    상기 게이트에 전기적으로 연결된 제어 단자와,
    상기 드레인에 전기적으로 연결된 제 1 부하 단자와,
    상기 소스에 전기적으로 연결된 제 2 부하 단자와,
    켈빈 소스(KS) 단자와,
    상기 정상-오프 전력 트랜지스터와 동일한 반도체 다이에 통합된 고장 안전 풀다운 회로를 포함하되,
    상기 고장 안전 풀다운 회로는
    상기 제어 단자 및 상기 KS 단자 양단에 전압이 인가되지 않을 때 상기 게이트를 상기 소스로 단락시키도록 구성되고, 풀다운 게이트, 풀다운 소스 및 풀다운 드레인을 포함하는 정상-온 풀다운 트랜지스터와,
    상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 연결되고, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가될 때, 상기 풀다운 게이트에 상기 풀다운 소스에 비해 음의 전압을 자율적으로 인가하고, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 턴온 전압이 인가되지 않을 때, 상기 음의 전압을 자율적으로 방전시키도록 구성된 풀다운 제어 회로를 포함하는
    전자 스위치 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 반도체 다이는 Ⅲ-V족 재료를 포함하는
    전자 스위치 장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 Ⅲ-V족 재료는 질화 갈륨(GaN)인
    전자 스위치 장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 정상 오프 전력 트랜지스터는 증가형 GaN 고 전자 이동성 트랜지스터(HEMT)인
    전자 스위치 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 증가형 GaN HEMT는 게이트 주입 트랜지스터(GIT)인
    전자 스위치 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 정상 온 풀다운 트랜지스터는 공핍형 GaN HEMT인
    전자 스위치 장치.
  15. 제 12 항에 있어서,
    상기 풀다운 제어 회로는, 상기 음의 전압을 제공하기 위해, 상기 풀다운 소스와 상기 풀다운 게이트 사이에 연결된 전압 클램프를 포함하고, 상기 전압 클램프는 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드를 포함하는
    전자 스위치 장치.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드는,
    정상 오프 GaN HEMT의 소스와 게이트가 함께 결합되어 양극을 형성하고, 상기 GaN HEMT의 드레인은 음극을 형성하는 게이트 다이오드와,
    정상 오프 GaN HEMT의 소스와 드레인이 함께 결합되어 음극을 형성하고, 상기 GaN HEMT의 게이트가 양극을 형성하는 PN 다이오드
    중 적어도 하나를 포함하는
    전자 스위치 장치.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 GaN-HEMT 기반 다이오드는 직렬로 연결되고, 상기 GaN-HEMT 기반 다이오드의 조합된 임계 전압이 상기 풀다운 게이트에 인가된, 상기 풀다운 소스에 비해 상기 음의 전압을 제공하여, 상기 음의 전압이 상기 정상-온 풀다운 트랜지스터의 음의 턴-오프 임계값보다 낮아지도록 구성되는
    전자 스위치 장치.
  18. 제 14 항에 있어서,
    상기 풀다운 제어 회로는, 상기 제어 단자와 상기 KS 단자 사이에 상기 턴온 전압이 인가되지 않을 때, 상기 음의 전압을 자율적으로 방전 시키기 위해, 상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 결합된 저항기를 포함하며, 상기 저항기는 상기 GaN 반도체 다이에 형성되는
    전자 스위치 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 저항기는 상기 GaN 반도체 다이의 2차원 전자 가스(2DEG) 영역으로 구성되는
    전자 스위치 장치.
  20. 제 9 항에 있어서,
    상기 턴온 전압은 상기 정상 오프 전력 트랜지스터의 턴온 임계 전압과 상기 정상 온 풀다운 트랜지스터의 턴온 임계 전압의 크기의 합 이상의 전압인
    전자 스위치 장치.
  21. 제 9 항에 있어서,
    상기 정상-온 풀다운 트랜지스터의 채널은, 상기 정상-오프 전력 트랜지스터의 상기 게이트의 금속화물과 상기 정상-오프 전력 트랜지스터의 상기 소스의 금속화물 사이에 개재되는
    전자 스위치 장치.
  22. 제 9 항에 있어서,
    상기 정상 오프 전력 트랜지스터는,
    각각이 채널 영역을 포함하는 다수의 핑거와,
    상기 다수의 핑거 각각에 대한 게이트에 연결된 게이트 레일 금속화물과,
    상기 다수의 핑거 각각에 연결된 소스 레일 금속화물
    을 포함하되,
    상기 정상-온 풀다운 트랜지스터는 다수의 풀다운 채널을 포함하고, 이들 각각은 상기 게이트 레일 금속화물과 상기 소스 레일 금속화물 사이에 개재되며, 상기 다수의 풀다운 채널은 상기 게이트 레일 금속화물 및 상기 소스 레일 금속화물의 길이를 따라 분포되는
    전자 스위치 장치.
  23. 전력 장치로서,
    게이트, 소스 및 드레인을 포함하는 정상-오프 전력 트랜지스터와,
    상기 게이트에 전기적으로 연결된 제어 단자와,
    상기 드레인에 전기적으로 연결된 제 1 부하 단자와,
    상기 소스에 전기적으로 연결된 제 2 부하 단자와,
    켈빈 소스(KS) 단자와,
    고장 안전 풀다운 회로를 포함하되,
    상기 고장 안전 풀다운 회로는
    풀다운 소스, 풀다운 드레인 및 풀다운 게이트를 포함하고, 상기 게이트와 상기 소스 사이에 연결된 정상-온 풀다운 트랜지스터와,
    상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 연결되고, 상기 풀다운 게이트와 상기 풀다운 소스 사이에 병렬로 연결된 저항기 및 전압 클램프를 포함하는 풀다운 제어 회로를 포함하는
    전력 장치.
KR1020200063584A 2019-05-28 2020-05-27 질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로 KR20200138042A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US16/423,314 2019-05-28
US16/423,314 US10720913B1 (en) 2019-05-28 2019-05-28 Integrated failsafe pulldown circuit for GaN switch

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20200138042A true KR20200138042A (ko) 2020-12-09

Family

ID=70861288

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020200063584A KR20200138042A (ko) 2019-05-28 2020-05-27 질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로

Country Status (4)

Country Link
US (2) US10720913B1 (ko)
EP (1) EP3745466A1 (ko)
KR (1) KR20200138042A (ko)
CN (1) CN112019200A (ko)

Families Citing this family (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012151466A2 (en) * 2011-05-05 2012-11-08 Arctic Sand Technologies, Inc. Dc-dc converter with modular stages
US10720913B1 (en) * 2019-05-28 2020-07-21 Infineon Technologies Austria Ag Integrated failsafe pulldown circuit for GaN switch
US11069640B2 (en) 2019-06-14 2021-07-20 Cree Fayetteville, Inc. Package for power electronics
TWI707528B (zh) * 2019-06-17 2020-10-11 瑞昱半導體股份有限公司 開關控制電路
US10958268B1 (en) 2019-09-04 2021-03-23 Infineon Technologies Austria Ag Transformer-based driver for power switches
US10979032B1 (en) 2020-01-08 2021-04-13 Infineon Technologies Austria Ag Time-programmable failsafe pulldown circuit for GaN switch
US11489441B2 (en) * 2020-06-02 2022-11-01 Texas Instruments Incorporated Reference voltage generation circuits and related methods
CN114256229A (zh) * 2020-09-21 2022-03-29 联华电子股份有限公司 具有氮化镓结构的电阻器、电阻晶体管逻辑电路及其制法
CN112350702B (zh) * 2020-10-30 2023-05-26 电子科技大学 一种高侧功率开关的输出级电路
US11545485B2 (en) * 2021-03-09 2023-01-03 Infineon Technologies Austria Ag Type III-V semiconductor substrate with monolithically integrated capacitor
US11456735B1 (en) 2021-05-28 2022-09-27 Infineon Technologies Austria Ag Normally-off power switch with integrated failsafe pulldown circuit and controllable turn-off time
CN114069562A (zh) * 2021-11-18 2022-02-18 全球能源互联网研究院有限公司 一种有源钳位保护电路
DE102022201640A1 (de) * 2022-02-17 2023-08-17 Zf Friedrichshafen Ag Niederimpedante Klemmschaltung für ein Halbleiterschaltelement in einem Stromrichter
US11909384B2 (en) 2022-05-11 2024-02-20 Gan Systems Inc. Direct-drive D-mode GaN half-bridge power module
US20240128967A1 (en) * 2022-10-17 2024-04-18 Infineon Technologies Austria Ag Transformer-based drive for gan devices

Family Cites Families (42)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4801822A (en) * 1986-08-11 1989-01-31 Matsushita Electric Works, Ltd. Semiconductor switching circuit
JPH06177418A (ja) * 1992-12-04 1994-06-24 Toshiba Corp ホトカプラ装置
US6316956B1 (en) * 1999-10-22 2001-11-13 Motorola, Inc. Multiple redundant reliability enhancement method for integrated circuits and transistors
DE102005014746A1 (de) 2005-03-31 2006-10-05 Friwo Mobile Power Gmbh Aktive primärseitige Schaltungsanordnung für ein Schaltnetzteil
DE102005047055A1 (de) 2005-09-30 2007-04-05 Infineon Technologies Austria Ag Ansteuerschaltung mit einem Transformator für ein Halbleiterschaltelement
GB0617990D0 (en) * 2006-09-13 2006-10-18 Palmer Patrick R Control of power semiconductor devices
US20090072269A1 (en) * 2007-09-17 2009-03-19 Chang Soo Suh Gallium nitride diodes and integrated components
US7952418B2 (en) * 2008-06-27 2011-05-31 Dell Products L.P. Enhanced transistor gate drive
WO2010042848A1 (en) * 2008-10-09 2010-04-15 Adc Telecommunications, Inc. Power switching arrangement
US8239881B2 (en) * 2009-02-11 2012-08-07 Honeywell International Inc. Zero-power event detector
EP2385534B1 (en) 2010-05-05 2017-10-18 Nxp B.V. Integrated transformer
US20120158188A1 (en) * 2010-12-20 2012-06-21 Rectorseal Corporation Electronic condensate overflow switch
CN103339857B (zh) 2011-11-01 2017-02-15 松下知识产权经营株式会社 栅极驱动电路
GB2497970A (en) * 2011-12-23 2013-07-03 Amantys Ltd Power semiconductor switching device controller
US20150255547A1 (en) * 2012-03-29 2015-09-10 Agency For Science, Technology And Research III-Nitride High Electron Mobility Transistor Structures and Methods for Fabrication of Same
US8760219B2 (en) * 2012-07-09 2014-06-24 Nanya Technology Corp. Current providing circuit and voltage providing circuit
KR101919422B1 (ko) * 2012-09-28 2019-02-08 삼성전자주식회사 질화물 반도체 기반의 파워 변환 장치
CN102969889B (zh) 2012-11-05 2015-08-12 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种自供电的源极驱动电路及应用其的开关电源
WO2014094115A1 (en) * 2012-12-21 2014-06-26 Gan Systems Inc. Devices and systems comprising drivers for power conversion circuits
US9481588B2 (en) * 2013-01-31 2016-11-01 Reverse Ionizer Systems, Llc Treating liquids with electromagnetic fields
CN103258495B (zh) 2013-05-07 2015-08-05 京东方科技集团股份有限公司 移位寄存单元、移位寄存器和显示装置
EP3029835B1 (en) 2013-07-31 2019-02-20 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. High-frequency reception circuit and insulated signal-transmission device
KR20150071339A (ko) 2013-12-18 2015-06-26 삼성전기주식회사 게이트 구동 회로
US9331672B2 (en) * 2014-06-30 2016-05-03 STMicroelectronics (Shenzhen) R&D Co. Ltd Driver circuit with gate clamp supporting stress testing
DE102015011718A1 (de) 2014-09-10 2016-03-10 Infineon Technologies Ag Gleichrichtervorrichtung und Anordnung von Gleichrichtern
JP6396730B2 (ja) * 2014-09-19 2018-09-26 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
US9425786B2 (en) * 2014-11-17 2016-08-23 General Electric Company System and method for driving a power switch
JP5930560B1 (ja) 2015-01-30 2016-06-08 株式会社京三製作所 高周波絶縁ゲートドライバ回路、及びゲート回路駆動方法
US9305917B1 (en) 2015-03-31 2016-04-05 Infineon Technologies Austria Ag High electron mobility transistor with RC network integrated into gate structure
US9570438B1 (en) 2015-08-04 2017-02-14 Infineon Technologies Austria Ag Avalanche-rugged quasi-vertical HEMT
US10128365B2 (en) * 2016-03-17 2018-11-13 Cree, Inc. Bypassed gate transistors having improved stability
US9595950B1 (en) 2016-05-31 2017-03-14 Ixys Corporation High-voltage stacked transistor circuit
US9853637B1 (en) * 2016-06-24 2017-12-26 Infineon Technologies Ag Dual gate switch device
US9865729B1 (en) * 2016-12-20 2018-01-09 Texas Instruments Incorporated Laterally diffused metal oxide semiconductor with segmented gate oxide
US11139808B2 (en) * 2017-02-28 2021-10-05 Mitsubishi Electric Corporation Semiconductor device and power conversion system
EP3477707B1 (en) 2017-10-25 2021-05-05 STMicroelectronics (Research & Development) Limited Control circuit and method of operating a control circuit
US10686411B2 (en) * 2018-06-27 2020-06-16 Zhanming LI Gate drivers and voltage regulators for gallium nitride devices and integrated circuits
US10686436B2 (en) * 2018-06-27 2020-06-16 Zhanming LI Gate drivers and voltage regulators for gallium nitride devices and integrated circuits
US10483352B1 (en) * 2018-07-11 2019-11-19 Cree, Inc. High power transistor with interior-fed gate fingers
US10763334B2 (en) * 2018-07-11 2020-09-01 Cree, Inc. Drain and/or gate interconnect and finger structure
US11417746B2 (en) * 2019-04-24 2022-08-16 Wolfspeed, Inc. High power transistor with interior-fed fingers
US10720913B1 (en) * 2019-05-28 2020-07-21 Infineon Technologies Austria Ag Integrated failsafe pulldown circuit for GaN switch

Also Published As

Publication number Publication date
US10720913B1 (en) 2020-07-21
US11012063B2 (en) 2021-05-18
US20200382112A1 (en) 2020-12-03
CN112019200A (zh) 2020-12-01
EP3745466A1 (en) 2020-12-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20200138042A (ko) 질화 갈륨 스위치용 통합 고장 안전 풀다운 회로
KR102236287B1 (ko) GaN 트랜지스터 기반 파워 컨버터를 위한 부트스트랩 커패시터 과전압 관리 회로
US9362903B2 (en) Gate drivers for circuits based on semiconductor devices
US9224721B2 (en) Semiconductor power modules and devices
US9041456B2 (en) Power semiconductor device
US8395422B2 (en) Drive circuit for switching device
US10833589B2 (en) Power transistor control signal gating
US9293458B2 (en) Semiconductor electronic components and circuits
US9755639B2 (en) Device and method for an electronic circuit having a driver and rectifier
US10979032B1 (en) Time-programmable failsafe pulldown circuit for GaN switch
JP5556726B2 (ja) スイッチング回路
JP2020109909A (ja) 半導体装置及び半導体パッケージ
EP3389184A1 (en) Dynamic biasing circuitry for level-shifter circuitry
US10475909B2 (en) Electric assembly including a bipolar switching device and a wide bandgap transistor
US10200030B2 (en) Paralleling of switching devices for high power circuits
CN118100098A (zh) 半导体装置
US10715134B2 (en) Power module, reverse-conducting IGBT, and drive circuit
US11456735B1 (en) Normally-off power switch with integrated failsafe pulldown circuit and controllable turn-off time
US11271547B2 (en) Gate drive circuit, drive device, semiconductor device, and gate drive method
WO2023215657A1 (en) Cascode normally off switch with driver and self bias
JPS59225A (ja) 双方向性制御回路