KR20190108120A

KR20190108120A - 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널의 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치

Info

Publication number: KR20190108120A
Application number: KR1020197022963A
Authority: KR
Inventors: 박한준; 양석철; 김선욱; 안준기
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2017-02-11
Filing date: 2018-02-12
Publication date: 2019-09-23
Also published as: US20200045691A1; EP3582461B1; EP3582461A4; KR102446263B1; WO2018147692A1; EP3582461A1; US11153857B2

Abstract

본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국간 물리 상향링크 제어 채널의 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치를 개시한다.
보다 구체적으로, 본 발명에서는 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)를 완화할 수 있는 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)의 송수신 방법을 개시한다.

Description

무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널의 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 다양한 뉴머롤로지 (Numerology)가 적용 가능한 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)의 송수신 방법 및 이를 지원하는 장치에 대한 것이다.

보다 구체적으로, 이하의 설명은 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)를 완화할 수 있는 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)의 송수신 방법에 대한 설명을 포함한다.

무선 접속 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 접속 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.

또한, 더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 RAT (radio access technology) 에 비해 향상된 모바일 브로드밴드 통신에 대한 필요성이 대두되고 있다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 MTC (Machine Type Communications) 역시 차세대 통신에서 고려되고 있다. 뿐만 아니라 신뢰성 (reliability) 및 지연(latency) 에 민감한 서비스/UE 를 고려한 통신 시스템 디자인이 고려되고 있다.

이와 같이 향상된 모바일 브로드밴드 통신, 매시브 MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 차세대 RAT의 도입이 논의되고 있다.

본 발명의 목적은 새로이 제안되는 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)의 송수신하는 방법을 제공하는 것이다.

특히, 본 발명은 PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)를 완화할 수 있는 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)의 송수신 방법을 제공하는 것을 목적으로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 목적들은 이상에서 언급한 사항들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 이하 설명할 본 발명의 실시 예들로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 고려될 수 있다.

본 발명은 무선 통신 시스템에서 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널을 송수신하는 방법 및 장치들을 제공한다.

본 발명의 일 양태로서, 무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 전송하는 방법에 있어서, 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성; 및 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송;하는 것을 포함하는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법을 제안한다.

본 발명의 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 기지국으로 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 전송하는 단말에 있어서, 송신부; 및 상기 송신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성; 및 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송;하도록 구성되는, 단말을 제안한다.

이때, 상기 N 개의 데이터는, M (M은 자연수)개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및 N-M 개의 상향링크 제어 정보를 포함할 수 있다.

이 경우, 상기 M 값이 1인 경우, 상기 1개의 복조 참조 신호는 0(zero)의 기울기를 갖는 위상 회전이 적용되어 상기 하나 이상의 심볼을 통해 전송될 수 있다.

또한, 상기 N 개의 데이터 각각은, 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 일정한 부반송파 간격으로 이격된 자원 요소 (resource element; RE)에 할당되어 서로 FDM될 수 있다.

또한, 상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것은, 상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 연속된 자원에 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것을 포함할 수 있다.

또한, 상기 N이 2인 경우, 상기 N개의 데이터는, 1 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및 1 개의 상향링크 제어 정보를 포함하고, 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 상기 1개의 상향링크 제어 정보는 상기 1개의 복조 참조 신호보다 많거나 같은 개수의 자원에 할당될 수 있다.

또한, 상기 하나 이상의 심볼로는 1개 또는 2개 심볼이 적용될 수 있다.

본 발명의 또 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 기지국이 단말로부터 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 수신하는 방법에 있어서, 하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신; 및 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩;하는 것을 포함하는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법을 제안한다.

본 발명의 또 다른 양태로서, 무선 통신 시스템에서 단말로부터 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 수신하는 기지국에 있어서, 수신부; 및 상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되, 상기 프로세서는, 하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신; 및 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩;하도록 구성되는, 기지국을 제안한다.

여기서, 상기 기지국이 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩하는 것은, 상기 기지국이 상기 M (M은 자연수)개의 복조 참조 신호를 획득하고, 상기 M개의 복조 참조 신호 및 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보 각각에 적용된 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전(phase rotation)에 기반하여 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보를 획득하는 것을 포함할 수 있다.

상술한 본 발명의 양태들은 본 발명의 바람직한 실시예들 중 일부에 불과하며, 본원 발명의 기술적 특징들이 반영된 다양한 실시예들이 당해 기술분야의 통상적인 지식을 가진 자에 의해 이하 상술할 본 발명의 상세한 설명을 기반으로 도출되고 이해될 수 있다.

본 발명의 실시 예들에 따르면 다음과 같은 효과가 있다.

본 발명에 따르면, 단말은 보다 완화된 PAPR를 갖는 물리 상향링크 제어 채널을 기지국으로 전송할 수 있고, 이에 대응하여 기지국은 보다 완화된 PAPR를 갖는 물리 상향링크 제어 채널을 상기 단말로부터 수신할 수 있다.

본 발명의 실시 예들에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 이하의 본 발명의 실시 예들에 대한 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 도출되고 이해될 수 있다. 즉, 본 발명을 실시함에 따른 의도하지 않은 효과들 역시 본 발명의 실시 예들로부터 당해 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 도출될 수 있다.

이하에 첨부되는 도면들은 본 발명에 관한 이해를 돕기 위한 것으로, 상세한 설명과 함께 본 발명에 대한 실시 예들을 제공한다. 다만, 본 발명의 기술적 특징이 특정 도면에 한정되는 것은 아니며, 각 도면에서 개시하는 특징들은 서로 조합되어 새로운 실시 예로 구성될 수 있다. 각 도면에서의 참조 번호(reference numerals)들은 구조적 구성요소(structural elements)를 의미한다.
도 1은 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 2는 무선 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 3는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.
도 4는 상향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 5는 하향링크 서브 프레임의 구조의 일례를 나타내는 도면이다.
도 6은 본 발명에 적용 가능한 자립적 서브프레임 구조 (Self-contained subframe structure)를 나타낸 도면이다.
도 7 및 도 8은 TXRU와 안테나 요소 (element)의 대표적인 연결 방식을 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 일 예에 따른 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서의 하이브리드 빔포밍 구조를 간단히 나타낸 도면이다.
도 10은 본 발명의 일 예에 따른 하향링크 (Downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호 (Synchronization signal)와 시스템 정보 (System information)에 대한 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작을 간단히 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명에 따른 제1-1 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUICCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 12는 본 발명에 따른 제1-2 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 13은 본 발명에 따른 제1-3 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다.
도 14는 RS/UCI 비율 1:1인 Short PUCCH (Type A)와 RS/UCI 비율이 1:3인 Short PUCCH (Type B)를 간단해 나타낸 도면이다.
도 15는 PUCCH 자원의 길이 (N)가 24이고 상기 PUCCH 자원은 길이-6 시퀀스를 4개 교차하여 구성되는 경우를 간단히 나타낸 도면이다.
도 16은 4개 시퀀스가 교차된 구조에서 2개의 시퀀스만 활용하는 PUCCH 자원에 있어 RS와 UCI의 변조 심볼이 전송되는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.
도 17은 종래 LTE 시스템의 PUCCH Format 2의 한 심볼 내 UCI가 전송되는 과정을 간단히 나타낸 도면이다.
도 18은 본 발명의 제3-1 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다.
도 19는 본 발명의 제3-2 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다.
도 20은 본 발명의 제3-4 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다.
도 21은 본 발명의 제3-4 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 다른 예를 간단히 나타낸 도면이다.
도 22는 본 발명에 적용 가능한 PUCCH 전송 방법을 간단히 나타낸 흐름도이다.
도 23은 제안하는 실시 예들이 구현될 수 있는 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다.

이하의 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

도면에 대한 설명에서, 본 발명의 요지를 흐릴 수 있는 절차 또는 단계 등은 기술하지 않았으며, 당업자의 수준에서 이해할 수 있을 정도의 절차 또는 단계는 또한 기술하지 아니하였다.

명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함(comprising 또는 including)"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "...부", "...기", "모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다. 또한, "일(a 또는 an)", "하나(one)", "그(the)" 및 유사 관련어는 본 발명을 기술하는 문맥에 있어서(특히, 이하의 청구항의 문맥에서) 본 명세서에 달리 지시되거나 문맥에 의해 분명하게 반박되지 않는 한, 단수 및 복수 모두를 포함하는 의미로 사용될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들은 기지국과 이동국 간의 데이터 송수신 관계를 중심으로 설명되었다. 여기서, 기지국은 이동국과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미가 있다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 이동국과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있다. 이때, '기지국'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), gNode B(gNB), 발전된 기지국(ABS: Advanced Base Station) 또는 억세스 포인트(access point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 단말(Terminal)은 사용자 기기(UE: User Equipment), 이동국(MS: Mobile Station), 가입자 단말(SS: Subscriber Station), 이동 가입자 단말(MSS: Mobile Subscriber Station), 이동 단말(Mobile Terminal) 또는 발전된 이동단말(AMS: Advanced Mobile Station) 등의 용어로 대체될 수 있다.

또한, 송신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 제공하는 고정 및/또는 이동 노드를 말하고, 수신단은 데이터 서비스 또는 음성 서비스를 수신하는 고정 및/또는 이동 노드를 의미한다. 따라서, 상향링크에서는 이동국이 송신단이 되고, 기지국이 수신단이 될 수 있다. 마찬가지로, 하향링크에서는 이동국이 수신단이 되고, 기지국이 송신단이 될 수 있다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802.xx 시스템, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 시스템, 3GPP LTE 시스템, 3GPP 5G NR 시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있으며, 특히, 본 발명의 실시예들은 3GPP TS 36.211, 3GPP TS 36.212, 3GPP TS 36.213, 3GPP TS 36.321, 3GPP TS 36.331, 3GPP TS 38.211, 3GPP TS 38.212, 3GPP TS 38.213, 3GPP TS 38.321 및 3GPP TS 38.331 문서들에 의해 뒷받침 될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 설명하지 않은 자명한 단계들 또는 부분들은 상기 문서들을 참조하여 설명될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다.

또한, 본 발명의 실시예들에서 사용되는 특정(特定) 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

예를 들어, 전송기회구간(TxOP: Transmission Opportunity Period)라는 용어는 전송구간, 전송 버스트(Tx burst) 또는 RRP(Reserved Resource Period)라는 용어와 동일한 의미로 사용될 수 있다. 또한, LBT(Listen Before Talk) 과정은 채널 상태가 유휴인지 여부를 판단하기 위한 캐리어 센싱 과정, CCA(Clear Channel Accessment), 채널 접속 과정(CAP: Channel Access Procedure)과 동일한 목적으로 수행될 수 있다.

이하에서는 본 발명의 실시예들이 사용될 수 있는 무선 접속 시스템의 일례로 3GPP LTE/LTE-A 시스템에 대해서 설명한다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 적용될 수 있다.

CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다.

UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP LTE(Long Term Evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced) 시스템은 3GPP LTE 시스템이 개량된 시스템이다. 본 발명의 기술적 특징에 대한 설명을 명확하게 하기 위해, 본 발명의 실시예들을 3GPP LTE/LTE-A 시스템을 위주로 기술하지만 IEEE 802.16e/m 시스템 등에도 적용될 수 있다.

1. 3GPP LTE/LTE_A 시스템

1.1 물리 채널들 및 이를 이용한 신호 송수신 방법

무선 접속 시스템에서 단말은 하향링크(DL: Downlink)를 통해 기지국으로부터 정보를 수신하고, 상향링크(UL: Uplink)를 통해 기지국으로 정보를 전송한다. 기지국과 단말이 송수신하는 정보는 일반 데이터 정보 및 다양한 제어 정보를 포함하고, 이들이 송수신 하는 정보의 종류/용도에 따라 다양한 물리 채널이 존재한다.

도 1은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 물리 채널들 및 이들을 이용한 신호 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

전원이 꺼진 상태에서 다시 전원이 켜지거나, 새로이 셀에 진입한 단말은 S11 단계에서 기지국과 동기를 맞추는 등의 초기 셀 탐색 (Initial cell search) 작업을 수행한다. 이를 위해 단말은 기지국으로부터 주동기 채널 (P-SCH: Primary Synchronization Channel) 및 부동기 채널 (S-SCH: Secondary Synchronization Channel)을 수신하여 기지국과 동기를 맞추고, 셀 ID 등의 정보를 획득한다.

그 후, 단말은 기지국으로부터 물리방송채널 (PBCH: Physical Broadcast Channel) 신호를 수신하여 셀 내 방송 정보를 획득할 수 있다.

한편, 단말은 초기 셀 탐색 단계에서 하향링크 참조 신호 (DL RS: Downlink Reference Signal)를 수신하여 하향링크 채널 상태를 확인할 수 있다.

초기 셀 탐색을 마친 단말은 S12 단계에서 물리하향링크제어채널 (PDCCH: Physical Downlink Control Channel) 및 물리하향링크제어채널 정보에 따른 물리하향링크공유 채널 (PDSCH: Physical Downlink Control Channel)을 수신하여 조금 더 구체적인 시스템 정보를 획득할 수 있다.

이후, 단말은 기지국에 접속을 완료하기 위해 이후 단계 S13 내지 단계 S16과 같은 임의 접속 과정 (Random Access Procedure)을 수행할 수 있다. 이를 위해 단말은 물리임의접속채널 (PRACH: Physical Random Access Channel)을 통해 프리앰블 (preamble)을 전송하고(S13), 물리하향링크제어채널 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널을 통해 프리앰블에 대한 응답 메시지를 수신할 수 있다(S14). 경쟁 기반 임의 접속의 경우, 단말은 추가적인 물리임의접속채널 신호의 전송(S15) 및 물리하향링크제어채널 신호 및 이에 대응하는 물리하향링크공유 채널 신호의 수신(S16)과 같은 충돌해결절차 (Contention Resolution Procedure)를 수행할 수 있다.

상술한 바와 같은 절차를 수행한 단말은 이후 일반적인 상/하향링크 신호 전송 절차로서 물리하향링크제어채널 신호 및/또는 물리하향링크공유채널 신호의 수신(S17) 및 물리상향링크공유채널 (PUSCH: Physical Uplink Shared Channel) 신호 및/또는 물리상향링크제어채널 (PUCCH: Physical Uplink Control Channel) 신호의 전송(S18)을 수행할 수 있다.

단말이 기지국으로 전송하는 제어정보를 통칭하여 상향링크 제어정보(UCI: Uplink Control Information)라고 지칭한다. UCI는 HARQ-ACK/NACK (Hybrid Automatic Repeat and reQuest Acknowledgement/Negative-ACK), SR (Scheduling Request), CQI (Channel Quality Indication), PMI (Precoding Matrix Indication), RI (Rank Indication) 정보 등을 포함한다.

LTE 시스템에서 UCI는 일반적으로 PUCCH를 통해 주기적으로 전송되지만, 제어정보와 트래픽 데이터가 동시에 전송되어야 할 경우 PUSCH를 통해 전송될 수 있다. 또한, 네트워크의 요청/지시에 의해 PUSCH를 통해 UCI를 비주기적으로 전송할 수 있다.

1.2. 자원 구조

도 2는 본 발명의 실시예들에서 사용되는 무선 프레임의 구조를 나타낸다.

도 2(a)는 타입 1 프레임 구조(frame structure type 1)를 나타낸다. 타입 1 프레임 구조는 전이중(full duplex) FDD(Frequency Division Duplex) 시스템과 반이중(half duplex) FDD 시스템 모두에 적용될 수 있다.

하나의 무선 프레임(radio frame)은 T_f= 307200*T_s= 10ms의 길이를 가지고, T_slot = 15360*T_s = 0.5ms의 균등한 길이를 가지며 0부터 19의 인덱스가 부여된 20개의 슬롯으로 구성된다. 하나의 서브프레임은 2개의 연속된 슬롯으로 정의되며, i 번째 서브프레임은 2i 와 2i+1에 해당하는 슬롯으로 구성된다. 즉, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성된다. 하나의 서브프레임을 전송하는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 한다. 여기서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다. 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 복수의 자원블록(Resource Block)을 포함한다.

하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 포함한다. 3GPP LTE는 하향링크에서 OFDMA를 사용하므로 OFDM 심볼은 하나의 심볼 구간(symbol period)을 표현하기 위한 것이다. OFDM 심볼은 하나의 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간이라고 할 수 있다. 자원 블록(resource block)은 자원 할당 단위이고, 하나의 슬롯에서 복수의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함한다.

전이중 FDD 시스템에서는 각 10ms 구간 동안 10개의 서브프레임은 하향링크 전송과 상향링크 전송을 위해 동시에 이용될 수 있다. 이때, 상향링크와 하향링크 전송은 주파수 영역에서 분리된다. 반면, 반이중 FDD 시스템의 경우 단말은 전송과 수신을 동시에 할 수 없다.

상술한 무선 프레임의 구조는 하나의 예시에 불과하며, 무선 프레임에 포함되는 서브 프레임의 수 또는 서브 프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2(b)는 타입 2 프레임 구조(frame structure type 2)를 나타낸다. 타입 2 프레임 구조는 TDD 시스템에 적용된다. 하나의 무선 프레임(radio frame)은 T_f= 307200*T_s= 10ms의 길이를 가지며, 153600*T_s = 5ms 길이를 가지는 2개의 하프프레임(half-frame)으로 구성된다. 각 하프프레임은 30720*T_s = 1ms의 길이를 가지는 5개의 서브프레임으로 구성된다. i 번째 서브프레임은 2_i 와 2_i+1에 해당하는 각 T_slot = 15360*T_s = 0.5ms의 길이를 가지는 2개의 슬롯으로 구성된다. 여기에서, T_s 는 샘플링 시간을 나타내고, T_s=1/(15kHz×2048)=3.2552×10^-8(약 33ns)로 표시된다.

타입 2 프레임에는 DwPTS(Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(GP: Guard Period), UpPTS(Uplink Pilot Time Slot)인 3가지의 필드로 구성되는 특별 서브프레임을 포함한다. 여기서, DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다.

다음 표 1은 특별 프레임의 구성(DwPTS/GP/UpPTS의 길이)을 나타낸다.

도 3은 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 슬롯에 대한 자원 그리드(resource grid)를 예시한 도면이다.

도 3을 참조하면, 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함한다. 여기서, 하나의 하향링크 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원 블록은 주파수 영역에서 12개의 부 반송파를 포함하는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

자원 그리드 상에서 각 요소(element)를 자원 요소(resource element)하고, 하나의 자원 블록은 12 × 7 개의 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원 블록들의 수 NDL은 하향링크 전송 대역폭(bandwidth)에 종속한다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 4는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 상향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 4를 참조하면, 상향링크 서브 프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 나눌 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 나르는 PUCCH가 할당된다. 데이터 영역은 사용자 데이터를 나르는 PUSCH가 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH에는 서브 프레임 내에 RB 쌍이 할당된다. RB 쌍에 속하는 RB들은 2개의 슬롯들의 각각에서 서로 다른 부 반송파를 차지한다. 이러한 PUCCH에 할당된 RB 쌍은 슬롯 경계(slot boundary)에서 주파수 도약(frequency hopping)된다고 한다.

도 5는 본 발명의 실시예들에서 사용될 수 있는 하향링크 서브 프레임의 구조를 나타낸다.

도 5를 참조하면, 서브 프레임내의 첫번째 슬롯에서 OFDM 심볼 인덱스 0부터 최대 3개의 OFDM 심볼들이 제어 채널들이 할당되는 제어 영역(control region)이고, 나머지 OFDM 심볼들은 PDSCH이 할당되는 데이터 영역(data region)이다. 3GPP LTE에서 사용되는 하향링크 제어 채널의 일례로 PCFICH(Physical Control Format Indicator Channel), PDCCH, PHICH(Physical Hybrid-ARQ Indicator Channel) 등이 있다.

PCFICH는 서브 프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고, 서브 프레임 내에 제어 채널들의 전송을 위하여 사용되는 OFDM 심볼들의 수(즉, 제어 영역의 크기)에 관한 정보를 나른다. PHICH는 상향 링크에 대한 응답 채널이고, HARQ(Hybrid Automatic Repeat Request)에 대한 ACK(Acknowledgement)/NACK(Negative-Acknowledgement) 신호를 나른다. PDCCH를 통해 전송되는 제어 정보를 하향링크 제어정보(DCI: downlink control information)라고 한다. 하향링크 제어정보는 상향링크 자원 할당 정보, 하향링크 자원 할당 정보 또는 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송(Tx) 파워 제어 명령을 포함한다.

1.3. CSI 피드백

3GPP LTE 또는 LTE-A 시스템에서는, 사용자 기기(UE)가 채널 상태 정보(CSI)를 기지국(BS 또는 eNB)으로 보고하도록 정의되었다. 여기서, 채널 상태 정보(CSI)는 UE와 안테나 포트 사이에 형성되는 무선 채널(또는 링크)의 품질을 나타내는 정보를 통칭한다.

예를 들어, 상기 채널 상태 정보 (CSI)는 랭크 지시자(rank indicator, RI), 프리코딩 행렬 지시자(precoding matrix indicator, PMI), 채널 품질 지시자(channel quality indicator, CQI) 등을 포함할 수 있다.

여기서, RI는 해당 채널의 랭크(rank) 정보를 나타내며, 이는 UE가 동일 시간-주파수 자원을 통해 수신하는 스트림의 개수를 의미한다. 이 값은 채널의 롱 텀 페이딩(Long Term Fading)에 의해 종속되어 결정된다. 이어, 상기 RI는 PMI, CQI보다 보통 더 긴 주기로 상기 UE에 의해 BS로 피드백될 수 있다.

PMI는 채널 공간 특성을 반영한 값으로 SINR 등의 메트릭(metric)을 기준으로 UE가 선호하는 프리코딩 인덱스를 나타낸다.

CQI는 채널의 세기를 나타내는 값으로 일반적으로 BS가 PMI를 이용했을 때 얻을 수 있는 수신 SINR을 의미한다.

3GPP LTE 또는 LTE-A 시스템에서 기지국은 다수개의 CSI 프로세스를 UE에게 설정해 주고, 각 프로세스에 대한 CSI를 UE로부터 보고 받을 수 있다. 여기서 CSI 프로세스는 기지국으로부터의 신호 품질 특정을 위한 CSI-RS와 간섭 측정을 위한 CSI 간섭 측정 (CSI-interference measurement, CSI-IM) 자원으로 구성된다.

1.4. RRM 측정

LTE 시스템에서는 전력 제어 (Power control), 스케줄링 (Scheduling), 셀 검색 (Cell search), 셀 재선택 (Cell reselection), 핸드오버 (Handover), 라디오 링크 또는 연결 모니터링 (Radio link or Connection monitoring), 연결 수립/재수립 (Connection establish/re-establish) 등을 포함하는 RRM (Radio Resource Management) 동작을 지원한다. 이때, 서빙 셀은 단말에게 RRM 동작을 수행하기 위한 측정 값인 RRM 측정 (measurement) 정보를 요청할 수 있다. 대표적인 정보로, LTE 시스템에서 단말은 각 셀에 대한 셀 검색 (Cell search) 정보, RSRP (reference signal received power), RSRQ (reference signal received quality) 등의 정보를 측정하여 보고할 수 있다. 구체적으로, LTE 시스템에서 단말은 서빙 셀로부터 RRM 측정을 위한 상위 계층 신호로 'measConfig'를 전달 받고, 상기 단말은 상기 'measConfig'의 정보에 따라 RSRP 또는 RSRQ를 측정할 수 있다.

여기서 LTE 시스템에서 정의하는 RSRP, RSRQ, RSSI는 다음과 같이 정의될 수 있다.

먼저, RSRP는 고려되는 측정 주파수 대역 내 셀-특정 참조 신호를 전송하는 자원 요소들의 전력 분포(power contribution, [W] 단위)의 선형 평균으로 정의된다. (Reference signal received power (RSRP), is defined as the linear average over the power contributions (in [W]) of the resource elements that carry cell-specific reference signals within the considered measurement frequency bandwidth.) 일 예로, RSRP 결정을 위해 셀-특정 참조 신호 R₀가 활용될 수 있다. (For RSRP determination the cell-specific reference signals R₀ shall be used.) 만약 UE가 셀-특정 참조 신호 R₁이 이용 가능하다고 검출하면, 상기 UE는 R₁을 추가적으로 이용하여 RSRP를 결정할 수 있다. (If the UE can reliably detect that R₁ is available it may use R₁ in addition to R₀ to determine RSRP.)

RSRP를 위한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 될 수 있다. (The reference point for the RSRP shall be the antenna connector of the UE.)

만약 UE가 수신기 다이버시티를 이용하면, 보고되는 값은 개별적인 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRP보다 작으면 안 된다. (If receiver diversity is in use by the UE, the reported value shall not be lower than the corresponding RSRP of any of the individual diversity branches.)

이어, N이 E-UTRA 반송파 RSSI 측정 대역폭의 RB의 개수일 때, RSRQ는 E-UTRA 반송파 RSSI에 대한 RSRP의 비율로써, N*RSRP/(E-UTRA carrier RSSI)로 정의된다. (Reference Signal Received Quality (RSRQ) is defined as the ratio N*RSRP/(E-UTRA carrier RSSI), where N is the number of RB's of the E-UTRA carrier RSSI measurement bandwidth.) 상기 측정 값 내 분모 및 분자는 자원 블록의 동일한 세트에 의해 결정될 수 있다. (The measurements in the numerator and denominator shall be made over the same set of resource blocks.)

E-UTRA 반송파 RSSI는 공동-채널(co-channel) 서빙 및 비-서빙 셀, 인접 채널 간섭, 열 잡음 등을 포함하는 모든 소스로부터의 수신 신호에 대해, N 개의 자원 블록에 걸쳐, 측정 대역폭에서 안테나 포트 0 에 대한 참조 심볼을 포함하는 OFDM 심볼들만에서 단말에 의해 측정된 총 수신 전력([W] 단위)의 선형 평균을 포함한다. (E-UTRA Carrier Received Signal Strength Indicator (RSSI), comprises the linear average of the total received power (in [W]) observed only in OFDM symbols containing reference symbols for antenna port 0, in the measurement bandwidth, over N number of resource blocks by the UE from all sources, including co-channel serving and non-serving cells, adjacent channel interference, thermal noise etc.) 만약 상위 계층 시그널링이 RSRQ 측정을 위해 어떤 서브프레임들을 지시한 경우, 상기 지시된 서브프레임들 내 모든 OFDM 심볼들에 대해 RSSI가 측정된다. (If higher-layer signalling indicates certain subframes for performing RSRQ measurements, then RSSI is measured over all OFDM symbols in the indicated subframes.)

RSRQ를 위한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 될 수 있다. (The reference point for the RSRQ shall be the antenna connector of the UE.)

만약, UE가 수신기 다이버시티를 이용하면, 보고되는 값은 개별적인 다이버시티 브랜치에 대응하는 RSRQ보다 작으면 안 된다. (If receiver diversity is in use by the UE, the reported value shall not be lower than the corresponding RSRQ of any of the individual diversity branches.)

이어, RSSI는 수신기 펄스 모양 필터에 의해 정의된 대역폭 내 열 잡음 및 수신기에서 생성된 잡음을 포함하는 수신된 광대역 전력으로 정의된다. (Received Signal Strength Indicator (RSSI) is defined as the received wide band power, including thermal noise and noise generated in the receiver, within the bandwidth defined by the receiver pulse shaping filter.)

측정을 위한 참조 포인트는 UE의 안테나 커넥터가 될 수 있다. (The reference point for the measurement shall be the antenna connector of the UE.)

만약, UE가 수신기 다이버시티를 이용하면, 보고되는 값은 개별적인 다이버시티 브랜치에 대응하는 UTRA 반송파 RSSI 보다 작으면 안 된다. (If receiver diversity is in use by the UE, the reported value shall not be lower than the corresponding UTRA carrier RSSI of any of the individual receive antenna branches.)

상기와 같은 정의에 따라, LTE 시스템에서 동작하는 단말은 주파수 간 측정 (Intra-frequency measurement)의 경우 SIB3에는 (system information block type 3)에서 전송되는 허용된 측정 대역폭 (Allowed measurement bandwidth) 관련 IE (information element)를 통해 지시되는 대역폭에서 RSRP를 측정할 수 있다. 또는, 주파수 내 측정 (Inter-frequency measurement)인 경우 상기 단말은 SIB5에서 전송되는 허용된 측정 대역폭을 통해 지시된 6, 15, 25, 50, 75, 100RB (resource block) 중 하나에 대응되는 대역폭에서 RSRP를 측정할 수 있다. 또는, 상기와 같은 IE가 없을 경우 상기 단말은 디폴트 동작으로써 전체 DL (downlink) 시스템의 주파수 대역에서 RSRP를 측정할 수 있다.

이때, 단말이 허용된 측정 대역폭에 대한 정보를 수신하는 경우, 상기 단말은 해당 값을 최대 측정 대역폭 (maximum measurement bandwidth)으로 생각하고 해당 값 이내에서 자유롭게 RSRP의 값을 측정할 수 있다. 다만, 서빙 셀이 WB-RSRQ로 정의되는 IE을 상기 단말에게 전송하고, 허용된 측정 대역폭을 50RB 이상으로 설정하면, 상기 단말은 전체 허용된 측정 대역폭에 대한 RSRP 값을 계산하여야 한다. 한편, 상기 단말은 RSSI 측정시 RSSI 대역폭의 정의에 따라 단말의 수신기가 갖는 주파수 대역을 이용해 RSSI를 측정한다.

2. 새로운 무선 접속 기술 (New Radio Access Technology) 시스템

더욱 많은 통신 기기들이 더욱 큰 통신 용량을 요구하게 됨에 따라 기존의 무선 접속 기술 (radio access technology, RAT)에 비해 향상된 단말 광대역 (mobile broadband) 통신에 대한 필요성이 대두되었다. 또한 다수의 기기 및 사물들을 연결하여 언제 어디서나 다양한 서비스를 제공하는 매시브 (massive) MTC (Machine Type Communications) 역시 필요하게 되었다. 뿐만 아니라 신뢰성 (reliability) 및 지연 (latency) 에 민감한 서비스/UE 를 고려한 통신 시스템의 디자인이 제시되었다.

이와 같이 향상된 단말 광대역 통신 (enhanced mobile broadband communication), 매시브 MTC, URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication) 등을 고려한 새로운 무선 접속 기술로써 새로운 무선 접속 기술 시스템이 제안되었다. 이하, 본 발명에서는 편의상 해당 기술을 New RAT 또는 NR (New Radio)이라 명명한다.

2.1. 뉴머롤로지들 (Numeriologies)

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 하기 표와 같은 다양한 OFDM 뉴머롤로지를 지원한다. 이때, 반송파 대역폭 부분 (carrier bandwidth part)별 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 하향링크 (DL) 또는 상향링크 (UL) 별로 각각 시그널링될 수 있다. 일 예로, 하향링크 반송파 대역폭 부분 (downlink carrier bandwidth part)을 위한 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 상위 계층 시그널링 DL-BWP-mu 및 DL-MWP-cp를 통해 시그널링될 수 있다. 다른 예로, 상향링크 반송파 대역폭 부분 (uplink carrier bandwidth part)을 위한 μ 및 순환 전치 (Cyclic prefix) 정보는 상위 계층 시그널링 UL-BWP-mu 및 UL-MWP-cp를 통해 시그널링될 수 있다.

2.2. 프레임 구조

하향링크 및 상향링크 전송은 10ms 길이의 프레임으로 구성된다. 상기 프레임은 1ms 길이의 서브프레임이 10개 모여 구성될 수 있다. 이때, 각 서브프레임 별 연속하는 OFDM 심볼의 개수는

이다.

각 프레임은 2개의 동일한 크기를 갖는 하프-프레임(half frame)으로 구성될 수 있다. 이때, 각 하프-프레임은 각각 서브프레임 0 - 4 및 서브프레임 5- 9 로 구성될 수 있다.

부반송파 간격(subcarrier spacing) μ 에 대해, 슬롯은 하나의 서브프레임 내 오름차순으로

와 같이 넘버링되고, 하나의 프레임 내 오름차순으로

와 같이 넘버링될 수 있다. 이때, 하나의 슬롯내 연속하는 OFDM 심볼 개수 (

)는 순환 전치에 따라 하기 표와 같이 결정될 수 있다. 하나의 서브프레임 내 시작 슬롯 (

)은 동일한 서브프레임 내 시작 OFDM 심볼 (

) 과 시간 차원에서 정렬되어 있다 (aligned). 하기 표 3은 일반 순환 전치 (normal cyclic prefix)를 위한 슬롯별 / 프레임별/ 서브프레임별 OFDM 심볼의 개수를 나타내고, 표 4는 확장된 순환 전치 (extended cyclic prefix)를 위한 슬롯별 / 프레임벨/ 서브프레임별 OFDM 심볼의 개수를 나타낸다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 상기와 같은 슬롯 구조로써 자립적 슬롯 구조 (Self-contained slot structure)가 적용될 수 있다.

도 6은 본 발명에 적용 가능한 자립적 슬롯 구조 (Self-contained slot structure)를 나타낸 도면이다.

도 6에서 빗금친 영역 (예: symbol index =0)은 하향링크 제어 (downlink control) 영역을 나타내고, 검정색 영역 (예: symbol index =13)은 상향링크 제어 (uplink control) 영역을 나타낸다. 이외 영역 (예: symbol index = 1 ~ 12)은 하향링크 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있고, 상향링크 데이터 전송을 위해 사용될 수도 있다.

이러한 구조에 따라 기지국 및 UE는 한 개의 슬롯 내에서 DL 전송과 UL 전송을 순차적으로 진행할 수 있으며, 상기 하나의 슬롯 내에서 DL 데이터를 송수신하고 이에 대한 UL ACK/NACK도 송수신할 수 있다. 결과적으로 이러한 구조는 데이터 전송 에러 발생시에 데이터 재전송까지 걸리는 시간을 줄이게 되며, 이로 인해 최종 데이터 전달의 지연을 최소화할 수 있다.

이와 같은 자립적 슬롯 구조에서 기지국과 UE가 송신 모드에서 수신모드로 전환 또는 수신모드에서 송신모드로 전환을 위해서는 일정 시간 길이의 타입 갭(time gap)이 필요하다. 이를 위하여 자립적 슬롯 구조에서 DL에서 UL로 전환되는 시점의 일부 OFDM 심볼은 가드 구간 (guard period, GP)로 설정될 수 있다.

앞서 상세한 설명에서는 자립적 슬롯 구조가 DL 제어 영역 및 UL 제어 영역을 모두 포함하는 경우를 설명하였으나, 상기 제어 영역들은 상기 자립적 슬롯 구조에 선택적으로 포함될 수 있다. 다시 말해, 본 발명에 따른 자립적 슬롯 구조는 도 6과 같이 DL 제어 영역 및 UL 제어 영역을 모두 포함하는 경우 뿐만 아니라 DL 제어 영역 또는 UL 제어 영역만을 포함하는 경우도 포함할 수 있다.

일 예로, 슬롯은 다양한 슬롯 포맷을 가질 수 있다. 이때, 각 슬롯의 OFDM 심볼은 하향링크 ('D'로 표기함), 플렉시블('X'로 표기함), 상향링크 ('U'로 표기함)로 분류될 수 있다.

따라서, 하향링크 슬롯에서 UE는 하향링크 전송이 'D' 및 'X' 심볼들에서만 발생한다고 가정할 수 있다. 이와 유사하게, 상향링크 슬롯에서 UE는 상향링크 전송이 'U' 및 'X' 심볼에서만 발생한다고 가정할 수 있다.

2.3. 아날로그 빔포밍 (Analog beamforming)

밀리미터 파 (Millimeter Wave, mmW)에서는 파장이 짧아 동일 면적에 다수개의 안테나 요소(element)의 설치가 가능하다. 즉, 30GHz 대역에서 파장은 1cm이므로, 5 * 5 cm의 패널(panel)에 0.5 lambda(파장) 간격으로 2-차원 (2-dimension) 배열을 하는 경우 총 100개의 안테나 요소를 설치할 수 있다. 이에 따라, 밀리미터 파 (mmW)에서는 다수개의 안테나 요소를 사용하여 빔포밍 (beamforming, BF) 이득을 높여 커버리지를 증가시키거나, 쓰루풋 (throughput)을 높일 수 있다.

이때, 안테나 요소 별로 전송 파워 및 위상 조절이 가능하도록 각 안테나 요소는 TXRU(Transceiver Unit)을 포함할 수 있다. 이를 통해, 각 안테나 요소는 주파수 자원 별로 독립적인 빔포밍을 수행할 수 있다.

그러나 100여개의 안테나 요소 모두에 TXRU를 설치하기에는 가격측면에서 실효성이 떨어지는 문제를 갖게 된다. 그러므로 하나의 TXRU에 다수개의 안테나 요소를 매핑하고 아날로그 위상 시프터 (analog phase shifter)로 빔(beam)의 방향을 조절하는 방식이 고려되고 있다. 이러한 아날로그 빔포밍 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 만들 수 있어 주파수 선택적 빔포밍이 어렵다는 단점을 갖는다.

이에 대한 해결 방안으로, 디지털 빔포밍과 아날로그 빔포밍의 중간 형태로 Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드 빔포밍 (hybrid BF)를 고려할 수 있다. 이 경우에 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소의 연결 방식에 따라서 차이는 있지만, 동시에 전송할 수 있는 빔(beam)의 방향은 B개 이하로 제한될 수 있다.

도 7 및 도 8은 TXRU와 안테나 요소 (element)의 대표적인 연결 방식을 나타낸 도면이다. 여기서 TXRU 가상화 (virtualization) 모델은 TXRU의 출력 신호와 안테나 요소의 출력 신호의 관계를 나타낸다.

도 7은 TXRU가 서브 어레이 (sub-array)에 연결된 방식을 나타낸 도면이다. 도 7의 경우, 안테나 요소는 하나의 TXRU에만 연결된다.

반면, 도 8은 TXRU가 모든 안테나 요소에 연결된 방식을 나타낸 도면이다. 도 8의 경우, 안테나 요소는 모든 TXRU에 연결된다. 이때, 안테나 요소가 모든 TXRU에 연결되기 위하여 도 8에 도시된 바와 같이 별도의 덧셈기를 필요로 한다.

도 7 및 도 8에서, W는 아날로그 위상 시프터 (analog phase shifter)에 의해 곱해지는 위상 벡터를 나타낸다. 즉, W는 아날로그 빔포밍의 방향을 결정하는 주요 파라미터이다. 여기서 CSI-RS 안테나 포트와 TXRU들과의 매핑은 1:1 또는 1:다(多) (1-to-many) 일 수 있다.

도 7의 구성에 따르면, 빔포밍의 포커싱이 어려운 단점이 있으나, 전체 안테나 구성을 적은 비용으로 구성할 수 있다는 장점이 있다.

도 8의 구성에 따르면, 빔포밍의 포커싱이 쉽다는 장점이 있다. 다만, 모든 안테나 요소에 TXRU가 연결되는 바, 전체 비용이 증가한다는 단점이 있다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서 복수의 안테나가 사용되는 경우, 디지털 빔포밍 (Digital beamforming) 및 아날로그 빔포밍 (Analog beamforming)을 결합한 하이브리드 빔포밍 (Hybrid beamforming) 기법이 적용될 수 있다. 이때, 아날로그 빔포밍 (또는 RF (Radio Frequency) 빔포밍)은 RF 단에서 프리코딩 (또는 콤바이닝 (Combining))을 수행하는 동작을 의미한다. 그리고, 하이브리드 빔포밍에서 베이스밴드 (Baseband) 단과 RF 단은 각각 프리코딩 (또는 콤바이닝)을 수행한다. 이로 인해 RF 체인 수와 D/A (Digital-to-Analog) (또는 A/D (Analog-to-Digital) z컨버터 수를 줄이면서도 디지털 빔포밍에 근접하는 성능을 낼 수 있다는 장점이 있다.

설명의 편의상, 상기 하이브리드 빔포밍 구조는 N개 송수신단 (Transceiver unit, TXRU)과 M개의 물리적 안테나로 표현될 수 있다. 이때, 송신단에서 전송할 L개 데이터 계층 (Data layer)에 대한 디지털 빔포밍은 N * L (N by L) 행렬로 표현될 수 있다. 이후 변환된 N개 디지털 신호는 TXRU를 거쳐 아날로그 신호로 변환되고, 상기 변환된 신호에 대해 M * N (M by N) 행렬로 표현되는 아날로그 빔포밍이 적용된다.

도 9는 본 발명의 일 예에 따른 TXRU 및 물리적 안테나 관점에서의 하이브리드 빔포밍 구조를 간단히 나타낸 도면이다. 이때, 상기 도 9에서 디지털 빔의 개수는 L개이며, 아날로그 빔의 개수는 N개이다.

추가적으로, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 기지국이 아날로그 빔포밍을 심볼 단위로 변경할 수 있도록 설계하여 특정한 지역에 위치한 단말에게 보다 효율적인 빔포밍을 지원하는 방법을 고려하고 있다. 더 나아가, 도 9와 같이 특정 N개의 TXRU와 M개의 RF 안테나를 하나의 안테나 패널(panel)로 정의할 때, 본 발명에 따른 NR 시스템에서는 서로 독립적인 하이브리드 빔포밍이 적용 가능한 복수의 안테나 패널을 도입하는 방안까지 고려되고 있다.

상기와 같이 기지국이 복수의 아날로그 빔을 활용하는 경우, 단말 별로 신호 수신에 유리한 아날로그 빔이 다를 수 있다. 이에 따라, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 기지국이 특정 서브프레임 (SF) 내에서 심볼 별로 상이한 아날로그 빔을 적용하여 (적어도 동기 신호, 시스템 정보, 페이징 (Paging) 등) 신호를 전송함으로써 모든 단말이 수신 기회를 가질 수 있도록 하는 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작이 고려되고 있다.

도 10은 본 발명의 일 예에 따른 하향링크 (Downlink, DL) 전송 과정에서 동기 신호 (Synchronization signal)와 시스템 정보 (System information)에 대한 빔 스위핑 (Beam sweeping) 동작을 간단히 나타낸 도면이다.

도 10에 있어, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템의 시스템 정보가 브로드캐스팅 (Broadcasting) 방식으로 전송되는 물리적 자원 (또는 물리 채널)을 xPBCH (physical broadcast channel)으로 명명한다. 이때, 한 심볼 내에서 서로 다른 안테나 패널에 속하는 아날로그 빔들은 동시에 전송될 수 있다.

또한, 도 10에 도시된 바와 같이, 본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 아날로그 빔 별 채널을 측정하기 위한 구성으로써 (특정 안테나 패널에 대응되는) 단일 아날로그 빔이 적용되어 전송되는 참조 신호 (Reference signal, RS)인 빔 참조 신호 (Beam RS, BRS)의 도입이 논의되고 있다. 상기 BRS는 복수의 안테나 포트에 대해 정의될 수 있으며, BRS의 각 안테나 포트는 단일 아날로그 빔에 대응될 수 있다. 이때, BRS와 달리, 동기 신호 또는 xPBCH는 임의의 단말이 잘 수신할 수 있도록 아날로그 빔 그룹 내 모든 아날로그 빔이 적용되어 전송될 수 있다.

3. 제안하는 실시예

본 발명에서는 상기와 같은 기술적 사상들에 기반하여, UL 제어 신호 전송을 위한 물리 채널인 PUCCH (physical uplink control channel)의 설계 방법 및 이를 이용한 PUCCH 송수신 방법에 대해 설명한다.

3.1. 제1 PUCCH 송수신 방법

본 절에서는 PUCCH에 대해 RS (reference signal)와 UCI (uplink control information)간 유연한 비율 조정을 지원하면서 PAPR (peak-to-average power ratio)을 완화하는 PUCCH 설계 방법 및 이에 기반한 PUCCH 송수신 방법에 대해 상세히 설명한다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 시간 및 주파수 자원 영역마다 서로 독립적인 뉴머롤로지를 갖는 OFDM 방식 (또는 Multiple Access 방식)이 적용될 수 있다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 데이터 스케줄링을 위한 기본 시간 단위를 복수 개의 OFDM 심볼들로 구성된 슬롯(slot)으로 정의하고, 상기 슬롯 내에서 HARQ-ACK (또는 decoding 결과) 전송을 위한 지연 (Latency)을 최소화할 목적으로 UL 제어 신호 전송을 위한 물리 채널인 PUCCH가 도 6과 같이 데이터 채널과 TDM(Time Division Multiplexing) 되어 하여 비교적 짧은 시간 구간 내에 전송될 수 있다.

이하 본 발명에서는, 설명의 편의 상, 상기와 같이 슬롯 내 수 개 (예: 1~2개)의 OFDM 심볼에 대응되는 짧은 시간 구간에서 전송되는 PUCCH를 Short PUCCH라 명명한다. 일 예로, 상기 Short PUCCH는 1개 또는 2개 OFDM 심볼만큼의 길이를 가질 수 있다 또한, UE는 동일 Slot 내의 DL 데이터에 대한 HARQ-ACK (또는 decoding 결과) 판정 후 동일 Slot 내 뒤쪽 OFDM 심볼들에서 상기 HARQ-ACK (또는 decoding 결과) 정보를 Short PUCCH로 기지국에게 보고할 수 있다.

Short PUCCH 전송이 HARQ-ACK, CSI (channel state information) feedback, SR (scheduling requires) 등의 중요한 제어 정보를 포함할 수 있는 경우, 상기 Short PUCCH는 가능한 전송 전력을 높여 넓은 UL 커버리지 (coverage)를 지원하도록 설계되는 것이 바람직할 수 있다.

그러나 일반적으로 UE가 OFDM 기반의 신호를 전송할 때, PA (power amplifier)의 비선형성 문제로 전송 전력에 대한 제약이 발생할 수 있다. 예를 들어, Short PUCCH 구조가 높은 PAPR을 가질 때, 시간 축 전송 신호의 진폭 (Amplitude) 범위가 상기 PA의 선형성이 보장되는 구간에 포함되도록 하기 위해서는 (즉, Peak 전력 값이 PA의 선형성 구간에 포함되도록 하려면) 평균 전력이 낮게 설정될 필요가 있다. 상기 관점에서 Short PUCCH에 대해 PAPR을 완화하는 설계 방법이 고려될 수 있다.

한편, 상기 Short PUCCH의 UCI 페이로드 크기는 최소 1 bit (예: 1개 TB(Transmission Block)에 대한 HARQ-ACK 정보에서 수십 bits (예: 복수 TB에 대한 HARQ-ACK과 CSI feedback 정보)까지 될 수 있고, 이때 상기 UCI 페이로드 크기에 따라서 PUCCH 복조용 참조 신호인 DM-RS (demodulation reference signal)의 밀도가 조정될 수 있다.

일 예로, UCI 페이로드 크기가 작은 경우, RS 오버헤드로 인한 코딩 레이트 (Coding rate) 영향이 미미할 수 있다. 이에, UCI 페이로드 크기가 작으면, DM-RS 밀도 (density)는 상대적으로 높은 밀도로 전송되어 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.

반면, UCI 페이로드 크기가 큰 경우, RS 오버헤드로 인한 코딩 레이트의 영향이 클 수 있다. 이에, UCI 페이로드 크기가 크면, DM-RS 밀도는 상대적으로 낮게 설정될 수 있다.

본 절에서는, NR 시스템에 적용 가능하며, PAPR을 완화하면서 RS와 UCI 비율을 조정할 수 있는 Short PUCCH 설계 방안 및 이에 기반한 Short PUCCH의 송수신 방법에 대해 상세히 설명한다.

이하 설명에 있어, DCI (dynamic control information)은 동적인 제어 신호를 의미할 수 있다. 또한, OFDM 자원이 시간 및 주파수 축 Grid 형태로 표현될 때, RE (resource element)는 특정 부반송파 및 특정 OFDM 심볼에 대응되는 자원을 의미할 수 있다. 또한, DM-RS (demodulation reference signal)은 데이터 복조를 목적으로 채널 추정 등의 수신 동작을 지원하는 참조 신호를 의미할 수 있다. 또한, Slot은 데이터 스케줄링을 위한 기본 시간 단위를 의미하며, 복수의 심볼들로 구성될 수 있다. 또한 Mini-slot은 데이터 스케줄링을 위한 최소 시간 단위로 Slot 보다 짧은 시간 구간을 갖도록 정의된다. 이때, 심볼은 OFDM 심볼 또는 SC-FDMA 심볼을 의미할 수 있다.

3.1.1. 제1-1 PUCCH 송수신 방법

Short PUCCH 내 (특정 OFDM 심볼에서) DM-RS와 UCI간 비율이 1:N (단, N은 양의 정수)로 전송되는 경우, UE는 (상기 OFDM 심볼에서) 아래와 같이 Short PUCCH (또는 Short PUCCH의 일부)를 구성할 수 있다.

(1) (심볼 내) M = K*(N+1)개의 (연속한) 부반송파로 구성된 REG (RE group) 정의

(2) 상기 REG 내 K개 RE들로 구성된 S-REG (sub RE group)을 정의하고, 상기 REG를 (N+1)개 S-REG로 구분. 여기서, 각 S-REG는 S-REG에 포함되는 인접한 부반송파들 간 간격이 N개 부반송파에 해당되는 부반송파들의 집합인 인터레이스 (Interlace) 자원을 의미할 수 있다. 이때, (N+1)개 Interlace 자원은 IFDM (Interleaved Frequency Division Multiplexing) 방식으로 REG가 분할(partition)되어 구성될 수 있다.

(3) 상기 (N+1)개 S-REG 중 한 S-REG에는 DM-RS를 할당하고, 나머지 N개 S-REG에는 UCI를 할당

- DM-RS의 경우, 길이가 K인 시퀀스가 한 S-REG로 할당될 수 있다.

- UCI의 경우, (DFT spreading이 적용된) K*N개 변조된 심볼 (Modulated symbol) 또는 길이가 K인 N개의 (CAZAC (Constant Amplitude Zero Autocorrelation Waveform) 시퀀스가 N개 S-REG로 할당될 수 있다.

(4) 상기 REG를 주파수 축에서 (연속된 자원으로) (N+1)번 반복 (배치)

(5) 상기 REG가 반복 전송되는 Q = M*(N+1)개의 (연속된) 부반송파로 구성된 자원 영역에 대해, 특정 RE가 (해당 RE를 포함하는 REG 내) n번째 (예: n=1, 2, …, N+1) S-REG에 포함되고 상기 RE가 Q개 부반송파 중 (주파수 축에서 순차적으로) k번째 (예: k=1, 2, …, Q) 부반송파에 대응되는 경우, 해당 RE에 할당된 신호에 대해 n 및 k에 비례하는 위상 회전 (Phase rotation)을 적용. 일 예로, 상기 해당 RE에 할당된 신호에 대해 exp(j*φ)*exp[j*2π*(n-1)*(k-1)/Q]만큼의 위상 회전이 적용될 수 있다. 여기서 φ는 상수이다.

여기서, 상기 Q개 자원 영역에 할당된 신호는 X-point (단, X≥Q) IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) 과정을 수행하기 이전 주파수 축에서 할당된 신호를 의미할 수 있다.

또한, 상기 '주파수 축에서 순차적으로'의 의미는 주파수 축에서의 오름차순을 의미할 수 있다.

보다 구체적으로, 한 심볼에 대해 K=4, N=2인 경우에 M = 4*(2+1) = 12개의 (연속된) 부반송파로 구성된 REG가 정의될 수 있다. 이때, 한 REG 내에는 인접 부반송파간 간격이 N=2개 부반송파인 Interlace 자원 3개가 존재할 수 있고, 각 Interlace 자원은 K=4개의 부반송파 (또는 RE)를 포함할 수 있다. 이후 DM-RS에 대한 시퀀스가 첫 번째 Interlace 자원에 할당되고, N=2개의 UCI 시퀀스가 나머지 두 번째 및 세 번째 Interlace 자원에 할당될 수 있다.

그 다음, UE는 상기 REG 내 신호를 주파수 축에서 (N+1)=3번 반복하고, 이후 DM-RS에 대해서는 위상 회전을 적용하지 않을 수 있다. 반면, 상기 UE는 첫 번째 UCI sequence에 대해서 상기 첫 번째 UCI가 할당되는 부반송파들 중 (주파수 축에서 순차적으로) r번째 (예: r=1, 2, …, K*(N+1)) 부반송파에 할당된 신호에 exp[j*2π*(r-1)/(K*(N+1))]만큼의 위상 회전을 적용하고, 두 번째 UCI sequence에 대해서 상기 두 번째 UCI가 할당되는 부반송파들 중 (주파수 축에서 순차적으로) r번째 (예: r=1, 2, …, K*(N+1)) 부반송파에 할당된 신호에 exp[j*2π*2*(r-1)/(K*(N+1))]만큼의 위상 회전을 적용할 수 있다.

도 11은 본 발명에 따른 제1-1 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUICCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

도 11에 있어, n번째 Interlace 자원에 포함되는 부반송파들 중 n번째 Interlace 자원에 속하는 특정 부반송파의 상대적인 순서인 r과 해당 부반송파에 대한 Short PUCCH로 할당된 전체 부반송파들 중의 상대적인 순서 k의 관계는 k=(N+1)*(r-1)+n의 형태로 주어질 수 있다. 이때 k에 대해 exp(j*φ)*exp[j*2π*(n-1)*(k-1)/Q]를 적용하는 경우, 앞서 설명한 바와 같이 상기 k는 exp(j*ψ)*exp[j*2π*(n-1)*(r-1)/(K*(N+1))]의 형태와 동일하게 된다. 여기서 φ와 ψ는 상수인 바, 수식 해석 과정에서 무시도리 수 있다.

앞서 상술한 바와 같이, Short PUCCH (또는 Short PUCCH의 일부 심볼)을 전송할 경우, REG에 할당된 신호를 주파수 축에서 (N+1)번 반복하는 동작은 Q = M*(N+1) IDFT를 적용한 시간 축 신호 관점에서 (N+1)개의 Interlace 자원을 형성할 수 있다. 또한 S-REG별로 서로 다른 위상 회전을 적용하는 동작은 (N+1)개 S-REG에 대응되는 (N+1)개 신호 (예: UCI, N개 DM-RS sequence)에 대해 순환적 시간 축 천이 (cyclic time shift)를 적용하여 상기 (N+1)개 Interlace 자원 중 서로 다른 자원으로 할당하는 동작을 의미할 수 있다.

UE가 상기 전체 Q개 부반송파로 할당된 신호에 대해 X-point (단, X≥Q) IFFT 과정을 수행하더라도 이와 같은 동작은 오버-샘플링 (Oversampling)의 효과만 갖는 바, 시간 축에서 (N+1)개 신호가 구분되는 특징은 여전히 유효할 수 있다. 따라서, UE가 UCI 그리고/또는 DM-RS 시퀀스가 개별적으로 Low PAPR을 만족하도록 생성하여 앞서 상술한 제1-1 PUCCH 송수신 방법을 적용하는 경우, (N+1)개 신호가 같이 전송되더라고 상기 (N+1) 개 신호는 시간 축에서 구분될 수 있다. 이에 따라, PAPR은 높아지지 않을 수 있다.

앞서 상술한 제1-1 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.1.2. 제1-2 PUCCH 송수신 방법

- UCI의 경우, (DFT spreading이 적용된) K*N개 변조된 심볼이 N개 S-REG로 할당될 수 있다.

(4) 상기 REG를 주파수 축에서 (연속된 자원으로) 2번 반복 (배치)

(5) 상기 REG가 반복 전송되는 Q = 2*M개의 (연속된) 부반송파로 구성된 자원 영역에 대해, 특정 RE가 UCI (또는 DM-RS) 신호가 할당된 RE이고 상기 RE가 Q개 부반송파 중 (주파수 축에서 순차적으로) k번째 (예: k=1, 2, …, Q) 부반송파에 대응되는 경우, 해당 RE에 할당된 신호에 대해 k에 비례하는 위상 회전을 적용. 일 예로, 상기 해당 RE에 할당된 신호에 exp(j*φ)*exp[j*2π*(k-1)/Q]만큼의 위상 회전이 적용될 수 있다. 여기서 φ는 상수이다.

여기서, 상기 Q개 자원 영역에 할당된 신호는 X-point (단, X≥Q) IFFT 과정을 수행하기 이전 주파수 축에서 할당된 신호를 의미할 수 있다.

앞서 3.1.1 절에서 상술한 바와 같이 UCI와 DM-RS가 N:1의 비율을 갖는 경우, UE는 시간 축에서 Low PAPR을 만족하는 (N+1)개의 신호를 생성하고 상기 (N+1)개 신호를 시간 축에서 직교하는 (N+1)개 Interlace 자원 (또는 Comb 자원)들로 할당하여 전체 신호의 PAPR을 낮출 수 있다. 이때, 상기 방법은 PAPR 관점에서는 유리할 수 있으나, 필요로 하는 부반송파 수가 (N+1)의 자승(제곱)에 비례함으로써 지나치게 많은 자원을 사용하는 단점이 있다. 특히 UCI의 경우, DFT spreading을 적용한 결과를 REG 내 서로 다른 S-REG로 나뉘어 전송되더라도 PAPR이 크게 높아지지 않는 특성이 있다. 따라서 3.1.1. 절에서 상술한 방법의 변형 예로 UCI와 RS만 시간 축에서 구분되도록 설계하는 것이 자원 효율성 측면에서 보다 바람직할 수 있다.

보다 구체적으로, 한 심볼에 대해 K=4, N=2인 경우에 M = 4*(2+1) = 12개의 (연속된) 부반송파로 구성된 REG가 정의될 수 있다. 이때, 한 REG 내에는 인접 부반송파간 간격이 N=2개 부반송파인 Interlace 자원 3개가 존재할 수 있고, 각 Interlace 자원은 K=4개의 부반송파 (또는 RE)를 포함할 수 있다. 이후 DM-RS에 대한 Sequence가 첫 번째 Interlace 자원에 할당되고, DFT spreading이 적용된 UCI가 나머지 두 번째 및 세 번째 Interlace 자원에 할당될 수 있다.

이어, UE는 상기 REG 내 신호를 주파수 축에서 2번 반복하고, 이후 DM-RS에 대해서는 위상 회전을 적용하지 않고, UCI에 대해서는 상기 UCI가 할당되는 부반송파들 중 (주파수 축에서 순차적으로) r번째 (예: r=1, 2, …, 2*K) 부반송파에 할당된 신호에 exp[j*2π*(r-1)/(2*K)]만큼의 위상 회전을 적용할 수 있다.

도 12는 본 발명에 따른 제1-2 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다.

도 12에 있어, UCI가 전송되는 부반송파들 중 UCI가 전송되는 특정 부반송파의 상대적인 순서인 r과 해당 부반송파에 대한 Short PUCCH로 할당된 전체 부반송파들 중의 상대적인 순서 k의 관계는 k=(N+1)*(r-1)+n의 형태로 주어질 수 있다. 이때, k 값에 대해 exp(j*φ)*exp[j*2π*(k-1)/Q]에 대입하는 경우, 상기 값은 앞서 설명한 내용과 같이 exp(j*ψ)*exp[j*2π*(r-1)/(K*(N+1))]의 형태와 동일하게 된다. 여기서 φ와 ψ는 상수이므로 무시될 수 있다.

앞서 상술한 제1-2 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.1.3. 제1-3 PUCCH 송수신 방법

(연속된) M=K*(N+1)개 부반송파들로 구성된 기본 자원 단위 (이하 Subcarrier-Group 또는 SC-Group)이 정의되는 경우, UE는 Short PUCCH (또는 Short PUCCH의 일부)를 상기 P개 SC-Group으로 전송할 수 있다. 이때, 상기 UE는 각 SC-Group별로 K개 DM-RS 샘플과 K*N개 UCI 샘플을 시간 축에서 TDM (Time Division Multiplexing) 방식으로 다중화한 신호에 상기 SC-Group 크기에 부합하는 (M-point) DFT spreading을 적용할 수 있다.

여기서, UE의 신호 전송 시, 상기 UE는 전체 P개 SC-Group에 대한 (SC-Group별 DFT spreading 이후의) 신호를 주파수 축 신호로 형성하고, 이후 IFFT 과정을 거쳐 시간 축 신호로 변환되어 전송할 수 있다.

또한, UE가 각 SC-Group별로 DFT spreading을 수행할 때, DM-RS에 적용되는 DFT vector 값(들)은 아래 중 하나의 방식으로 UE에게 제공될 수 있다.

(1) (SC-Group별) DFT vector 값(들)을 사전에 약속

(2) (SC-Group별) DFT vector 값(들)을 상위 계층 신호로 설정

(3) (SC-Group별) DFT vector 값(들)을 동적 제어 신호로 설정

여기서, UE는 각 SC-Group별로 DM-RS에 적용된 DFT vector(들)를 De-spreading하여 (즉, 해당 DFT vector의 Hermitian matrix을 적용하여) 각 SC-Group별 평균 채널 이득 (channel gain)을 추정할 수 있다.

또한, 상기 P개 SC-Group는 동일한 DM-RS와 UCI를 반복하여 전송하는 형태이거나 또는 서로 다른 DM-RS와 UCI를 전송하는 형태일 수 있다. 추가적으로 P개 SC-Group에 대해서는 SC-Group 단위로 독립적인 위상 값이 적용될 수 있다.

또한, UE가 각 SC-Group별로 DFT spreading을 수행하는 경우, SC-Group별로 DM-RS에 적용되는 DFT vector(들)이 다를 수 있다.

보다 구체적으로, M=12개 부반송파가 SC-Group으로 정의되고 N=3인 경우, UE는 시간 축에서 3개 샘플 길이를 갖는 DM-RS와 9개 샘플 개수를 갖는 UCI로 구성되는 신호를 생성할 수 있다. 이때, UE는 상기 SC-Group별로 생성된 길이 M의 시간 축 신호에 대해 M-point DFT spreading (또는 DFT precoding)을 적용하여 주파수 축 신호를 생성할 수 있다. 이후 전체 P개 SC-Group들로부터의 신호를 주파수 축에서 결합한 뒤 전체에 대해 IFFT 과정을 수행하여 시간 축 신호를 생성하여 전송할 수 있다.

상기 과정에서 P개의 Single carrier가 결합되는 구성에 따른 PAPR 증가는 유발될 수 있으나 P*M개 신호가 결합되는 경우보다 PAPR은 완화될 수 있다.

도 13은 본 발명에 따른 제1-3 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법을 간단히 나타낸 도면이다. (여기서, P=4개 SC-Group)

상기 SC-Group에 대한 채널 이득이 부반송파에 따라 크게 변하지 않는다고 가정할 때, 상기 M-point DFT spreading은 UCI와 DM-RS를 서로 다른 직교 코드로 전송하는 형태를 가질 수 있다. 이때, 상기 직교 코드가 DFT matrix의 열 벡터가 됨으로써 상기 SC-Group 내 신호들은 시간 축에서 가능한 중첩되지 않도록 하도록 설정될 수 있다.

상기 관점에서 UE가 SC-Group에 대한 채널 이득을 추정할 때 DM-RS에 적용된 DFT vector가 어떤 것인지 알면, 상기 UE는 해당 DFT vector를 De-spreading하여 (즉, 해당 DFT vector의 Hermitian을 적용하여) SC-Group 내 (복수 부반송파들에 대한) 평균적인 채널 이득을 추정할 수 있다. 이때, 상기 DM-RS에 적용되는 (SC-Group 별) DFT vector 정보는 사전에 약속된 방식을 따르거나 기지국에 의해 상위 계층 신호 또는 동적 제어 신호 (예: DCI)등을 통해 설정될 수 있다.

앞서 상술한 제1-3 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.1.4. 제1-4 PUCCH 송수신 방법

DFT-s-OFDM (Discrete Fourier Transform - spread OFDM) 방식 기반 Short PUCCH (또는 Short PUCCH의 일부) 전송 시, UE는 하기와 같이 short PUCCH를 구성할 수 있다.

먼저, UE는 M개 길이의 시간 축 신호를 DM-RS와 UCI를 TDM하여 구성한 후 M-point DFT spreading (또는 DFT precoding)을 수행하고, 이후 N-point (예: N≥M) IFFT (또는 IDFT) 과정을 통해 오버샘플링하여 구성할 수 있다. 이때, 상기 UE는 아래 중 하나의 방법으로 DM-RS와 UCI간 GP (guard period) (또는 DM-RS 그리고/또는 UCI에 대한 CP (cyclic prefix)) 길이를 설정할 수 있다.

(1) 상기 GP (또는 CP)의 길이로 적용되는 절대 시간 T₀을 기지국과 단말간 사전에 약속. 여기서, UE는 DFT spreading (또는 DFT precoding) 전 단(또는 단계)에서의 시간 축 신호에 대해 M개 샘플 중 L=ceil(T₀/[(N/M)*T_s])개의 샘플을 GP (또는 CP) 길이로 설정할 수 있다.

(2) 상기 GP (또는 CP)의 길이로 적용되는 절대 시간 T₀을 기지국이 상위 계층 신호로 설정. 여기서, UE는 DFT spreading (또는 DFT precoding) 전 단(또는 단계)에서의 시간 축 신호에 대해 M개 샘플 중 L=ceil(T₀/[(N/M)*T_s])개의 샘플을 GP (또는 CP) 길이로 설정할 수 있다.

(3) Short PUCCH 전송을 위해 할당될 수 있는 주파수 자원 영역의 크기 별로 GP (또는 CP)의 (DFT spreading 전 단의 Sample 개수 관점에서의) 길이를 기지국과 단말 간 사전에 약속

(4) Short PUCCH 전송을 위해 할당될 수 있는 주파수 자원 영역의 크기 별로 GP (또는 CP)의 (DFT spreading 전 단의 Sample 개수 관점에서의) 길이를 기지국이 상위 계층 신호로 설정

여기서, 상기 T_s는 IFFT (또는 IDFT) 과정 이후 전송되는 시간 축 (OFDM) 신호의 샘플링 시간 (Sampling time)을 의미할 수 있다. 또한, ceil() 함수는 올림 함수를 의미할 수 있다.

상기 구성에 있어, 기지국은 상기 DM-RS와 UCI간 GP (또는 DM-RS 그리고/또는 UCI에 대한 CP) 사용 여부를 설정할 수 있다.

보다 구체적으로, Short PUCCH 내 특정 심볼 생성 시, UE는 시간 축에서 DM-RS와 UCI를 TDM하고 여기에 단일 반송파 (Single carrier) 특성을 위해 DFT spreading을 적용할 수 있다. 이후, UE는 IFFT 과정을 거치고 CP (cyclic prefix)를 붙여 채널로 해당 신호를 전송할 수 있다.

이에 대응하여, 기지국은 수신 시 FFT 과정을 거치고 이후 DFT de-spreading 적용하면 시간 축에서 DM-RS와 UCI가 TDM 방식으로 다중화되는 구조를 획득할 수 있다.

이때, 만약 DM-RS와 UCI간 Guard time이 없을 경우, 채널의 시간 지연 특성으로 인해 DM-RS와 UCI간에 상호 간섭이 야기될 수 있다. 따라서 DM-RS와 UCI간 상기 Guard time이 도입될 필요가 있다.

그러나, Short PUCCH에 대해 할당된 주파수 자원이 많으면 상대적으로 Sampling rate가 높아져서 (절대 시간 측면에서 동일한 Guard time을 형성하고자 하는 경우에도) DFT spreading 전단에서 상기 Guard time을 표현하기 위해 사용되는 Digital domain의 Sample 수가 다를 수 있다.

따라서 실제 할당된 자원에 따라 특정 절대 길이의 GP (또는 CP)를 표현하기 위한 샘플 수가 다를 수 있고, 기지국은 단말에게 GP (또는 CP)에 대한 절대 시간을 알려줄 수도 있고 또는 자원 크기 별로 GP (또는 CP) 길이로 설정할 샘플 수를 알려줄 수도 있다. 여기서, 상기 GP (또는 CP) 길이의 절대 시간으로의 표현 또는 주파수 자원 영역에 따른 상대적인 샘플 수로의 표현은 사전에 기지국과 단말 간 약속된 방식을 따를 수 있다.

앞서 상술한 제1-4 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.1.5. 제1-5 PUCCH 송수신 방법

Short PUCCH 내 (특정 심볼에서) DM-RS와 UCI가 FDM 방식으로 다중화되고 UCI에 대해 DFT spreading (또는 DFT precoding)이 적용되는 경우, UE는 (해당 심볼에서) Short PUCCH와 SRS (Sounding Reference Signal)간 FDM 방식으로 다중화를 지원하는지 여부에 따라 (해당 심볼에서) Short PUCCH를 위한 DM-RS 패턴을 변경할 수 있다.

여기서, 기지국은 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적 제어 신호 (예: DCI)를 통해 특정 심볼에 대한 Short PUCCH와 SRS간 FDM 지원 여부를 알려줄 수 있다. 또한, 기지국은 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적 제어 신호 (예: DCI)를 통해 특정 심볼에 대한 Short PUCCH 내 DM-RS 패턴을 설정할 수도 있다.

기술적으로, 회로 설계의 특성에 따라 FFT/IFFT 과정은 FFT/IFFT 크기가 2, 3, 5의 배수인 경우에 지원될 수 있다.

이에, 만약 Short PUCCH내 특정 심볼에서 DM-RS와 UCI가 FDM되는 경우, DM-RS가 전송되는 RE를 제외한 나머지 UCI 전송 RE들의 수가 상기 FFT/IFFT 과정을 위해 2, 3, 5의 배수가 되어야 한다. 일 예로, Short PUCCH에 대해 12개 부반송파를 기본 단위로 주파수 자원 영역이 할당되는 경우, 상기 기본 단위 내에서 DM-RS를 위한 RE 수는 DM-RS density가 1/2 이하인 경우만 고려할 때 {2, 3, 4, 6} 중 하나의 값을 가질 수 있다. 따라서, 상기 기본 단위 내 UCI 전송을 위한 RE 수가 모두 2, 3, 5의 배수가 되는 바, Short PUCCH를 위한 자원 할당 시 상기 기본 단위의 2, 3, 5 배수에 해당하는 주파수 축 자원할당 방식이 모두 지원될 수 있다.

그러나 만약 특정 심볼에서 Short PUCCH 자원과 SRS 자원이 FDM되는 방식으로 전송되는 경우, (해당 심볼 내) Short PUCCH 내 특정 RE들은 SRS 전송을 위해 사용되지 못할 수 있다. 따라서, (해당 심볼 내) SRS와의 Multiplexing을 위해 사용되지 못하는 RE들을 반영하여 Short PUCCH에 대한 전체 UCI RE 수가 2, 3, 5의 배수가 되도록 DM-RS의 RE 수가 조정될 필요가 있다.

일 예로, 상기 12개 부반송파를 기본 단위로 Short PUCCH에 대한 주파수 자원 영역이 할당되는 경우, 상기 기본 단위마다 SRS과의 Multiplexing 용도로 2개 RE가 유보 (Reserve)된다고 가정한다. 이때, DM-RS density가 1/2 이하인 경우만 고려할 때, 상기 기본 단위 내에서 DM-RS를 위한 RE 수는 {1, 2, 4, 5} 중 하나의 값을 가질 수 있다.

즉, 상기 구성은 SRS를 고려하지 않았을 때 적용 가능했던 DM-RS RE 수 집합인 {2, 3, 4, 6}과 다른 양상을 가지게 된다. 따라서 (특정 심볼에서) Short PUCCH와 SRS 간 FDM 방식으로 Multiplexing을 지원하는 지 여부에 따라 (해당 심볼에서) Short PUCCH를 위한 DM-RS 패턴이 변경될 수 있다.

상기 구성을 보다 일반화하여 정리하면, Short PUCCH내 (특정 심볼에서) DM-RS와 UCI가 FDM 방식으로 Multiplexing되고 UCI에 대해 DFT spreading (또는 DFT precoding)이 적용되는 경우, (해당 심볼에서) Short PUCCH 내 일부 RE는 다른 신호와의 Multiplexing 등의 목적으로 사용되지 못할 수 있다. 이때, UE는 (해당 심볼에서) DM-RS 패턴을 변경하여 Short PUCCH내 UCI 전송을 위한 RE 수가 2, 3, 5의 배수가 되도록 설정할 수 있다. 이때, 상기 Short PUCCH 내 유보되는 RE의 존재 유무에 따라 지원 가능한 DM-RS density가 달라질 수 있다. 일 예로, 기지국이 상기 Short PUCCH 내 Reserved되는 RE의 존재 유무를 알려주는 경우, UE는 암묵적으로 Short PUCCH에 적용되는 DM-RS 패턴이 변경되었다고 가정할 수 있다.

앞서 상술한 제1-5 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.2. 제2 PUCCH 송수신 방법

본 절에서는 PUCCH가 하나 또는 복수 개의 OFDM 심볼 길이로 전송되는 경우, 상기 PUCCH 간 다중화 용량 (Multiplexing Capacity)를 높일 수 있는 PUCCH 설계 방법 및 이에 기반한 PUCCH 송수신 방법에 대해 상세히 설명한다.

앞서 상술한 바와 같이, 하나의 슬롯 내 수 개 (예: 1~2개)의 OFDM 심볼에 대응되는 짧은 시간 구간에서 전송되는 PUCCH를 Short PUCCH라 명명할 수 있다.

이때, 상기 Short PUCCH가 Slot이 DL data를 나르는 DL-centric Slot(예: Slot 내 DL 전송 심볼이 UL 전송 심볼 보다 많은 Slot, 구체적인 예로, 특정 Slot 내 UL 전송 심볼이 Slot 뒤쪽의 2개 심볼로만 구성되는 Slot) 인 경우, 상기 Short PUCCH는 Slot 내 매우 제한적인 수의 OFDM 심볼 구간에서만 전송 될 수 있다. 따라서, 복수 Short PUCCH들 간 다중화를 최대한 지원하는 것이 자원 활용의 효율성 관점에서 바람직할 수 있다.

만약 Short PUCCH들 간 다중화 방식으로 FDM 그리고/또는 TDM만 허용되는 경우, 상기 DL-centric Slot 내 전송 가능한 Short PUCCH 전송 자원 수가 크게 제한될 수 있다. 이에, 바람직하게는, Short PUCCH 간 CDM (Code Division Multiplexing)기반의 다중화 방법이 적용될 수 있다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서는 Short PUCCH에 대해 RS와 UCI 간 비율 (이하, RS/UCI 비율)로써 하나 이상의 값이 적용하는 구성을 지원할 수 있다. 일 예로, Short PUCCH는 RS와 UCI가 FDM 방식으로 Multiplexing된 형태를 갖되, 상기 RS/UCI 비율은 하나 이상 (예: 1:1, 1:3 등)의 값으로 설정 (또는 지원)될 수 있다.

이하, 본 절에서는 Short PUCCH가 시퀀스(sequence)를 기반으로 구성되는 경우, UE가 서로 다른 RS/UCI 비율이 적용된 Short PUCCH 간 CDM 기반 다중화를 수행하는 방법에 대해 상세히 설명한다.

3.2.1. 제2-1 PUCCH 송수신 방법

UE는 길이가 L인 시퀀스 M개를 교차하여 길이 N (= L*M)인 PUCCH 자원을 구성할 수 있다. 이때, 상기 UE는 상기 M개 시퀀스 중 K (< M)개 시퀀스를 RS로 활용하고, 나머지 (M - K)개 시퀀스에 대해 시퀀스 별로 UCI에 대한 (독립적인) 변조된 심볼을 곱하여 전송할 수 있다.

이때, 상기 길이 N인 PUCCH 자원 내 시퀀스 개수 M은 기지국에 의해 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적 제어 신호 (예: DCI (downlink control information))로 설정될 수 있다.

또한, 상기 M개 시퀀스 중 RS로 활용할 K개 시퀀스는 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 또는 기지국에 의해 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 또는 동적 제어 신호 (예: DCI (downlink control information))로 설정될 수 있다.

또한, 상기 길이 L인 각 시퀀스는 OCC (orthogonal cover code)이거나 또는 CAZAC sequence (예: Zad-off Chu sequence) 가 적용될 수 있다. (각 시퀀스에 대해) PUCCH 자원 별로 서로 다른 OCC 또는 CS (cyclic shift)가 적용될 수 있다.

또한, 상기 M개 시퀀스 중 RS로 (또는 UCI 전송 목적으로) 활용되는 시퀀스가 P개 (P>1)일 때, 상기 P개 시퀀스는 동일 시퀀스에 Length-P OCC가 적용된 형태를 가질 수 있다. 즉, Length-P OCC가 O(p), p=0, 1, …, P-1과 같이 표현될 때, 상기 RS로 (또는 UCI 전송 목적으로) 활용되는 P개 시퀀스 중 p번째 (p=0, 1, …, P-1) 시퀀스에 O(p) 값이 곱해진 형태로 상기 P개 시퀀스는 전송될 수 있다.

도 14는 RS/UCI 비율 1:1인 Short PUCCH (Type A)와 RS/UCI 비율이 1:3인 Short PUCCH (Type B)를 간단해 나타낸 도면이다.

도 14에 도시된 바와 같이, 본 발명에 적용 가능한 NR 시스템에서는 Short PUCCH가 RS와 UCI가 FDM 방식으로 Multiplexing된 형태를 가지고, 상기 Short PUCCH에 대한 RS/UCI 비율 값으로써 1:1과 1:2이 지원된다고 가정한다. 일 예로, 길이 N = 24인 PUCCH에 대해 RS/UCI 비율 1:1인 Short PUCCH (Type A)와 RS/UCI 비율이 1:3인 Short PUCCH (Type B)는 도 14와 같이 표현될 수 있다.

이때, Short PUCCH Type A와 Short PUCCH Type B에 대해 RS에 대한 부분 또는 UCI에 대한 부분만 고려하면, 서로간 자원 량이 상이하여 CDM을 적용하기 어렵다. 따라서 상기 Short PUCCH Type A와 Short PUCCH Type B 간에 CDM을 적용하기 위한 방안으로써 두 PUCCH Type에 대해 동일 길이의 시퀀스를 복수 개로 구성하고, 각 PUCCY Type 내에서 RS로 사용할 시퀀스와 UCI로 사용할 시퀀스의 비율을 조정함으로써 서로 다른 RS/UCI 비율을 지원하는 방안이 고려될 수 있다. 즉, UE는 길이가 L인 시퀀스 M개를 교차하여 길이 N (= L*M)인 PUCCH 자원을 구성하고, 상기 M개 시퀀스 중 K (< M)개 시퀀스는 RS로 활용하고, 나머지 (M - K)개 시퀀스에 대해 시퀀스 별로 UCI에 대한 (독립적인) Modulated symbol을 곱하여 전송할 수 있다.

도 15는 PUCCH 자원의 길이 (N)가 24이고 상기 PUCCH 자원은 길이-6 시퀀스를 4개 교차하여 구성되는 경우를 간단히 나타낸 도면이다. (즉, M = 4, L = 6)

이때, PUCCH를 구성하는 시퀀스가 CAZAC이 아니고 OCC인 경우, 도 15에서 CS를 적용하는 모듈이 배제되고 w0, w1, …, wL (도 15 에 있어 L = 6)으로 곱해지는 값들이 특정 OCC를 나타낼 수 있다.

또한, 설명의 편의상 도 15에서는 시퀀스 1에 대해 UCI의 변조 심볼이 곱해지는 구성을 도시하였으나, 상기 동작 구성은 RS로 설정된 시퀀스를 제외한 모든 시퀀스에 대해서 각 시퀀스 별로 독립적인 UCI의 변조 심볼이 적용되는 방법으로써 확장 적용될 수 있다.

도 15와 같이 PUCCH를 구성할 경우, 도 14에 도시된 Type A의 RS와 UCI는 각각 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 1/3과 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 2/4로 표현될 수 있으며, Type B의 RS와 UCI는 각각 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 1과 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 2/3/4로 표현될 수 있다. 이때, 동일 시퀀스 X (X = 1, 2, 3, 4)에 대해 적용되는 CS 또는 OCC는 Type A인 경우와 Type B인 경우에 대해 서로 다르게 설정될 수 있다. 상기와 같이 동일 시퀀스에 대한 CS 또는 OCC가 다르게 설정되는 경우, Type A와 Type B 간 CDM이 지원될 수 있다.

즉, 일반적으로 제2-1 PUCCH 송수신 방법의 PUCCH 구조를 가지는 PUCCH 자원들 간의 CDM은 PUCCH를 구성하는 각 시퀀스 별 적용되는 CS 또는 OCC를 PUCCH 자원 별로 다르게 설정함으로써 달성할 수 있다. 이때, PUCCH 자원 내에서 복수 개의 시퀀스 중 몇 개가 RS로 활용되는 지의 여부는 시퀀스 별 CS를 적용하는 동작에 영향을 주지 않기 때문에 (상기 제2-1 PUCCH 송수신 방법의 PUCCH structure를 가지는 PUCCH resource들에 대해) RS/UCI 비율이 서로 다른 PUCCH resource 간의 CDM에도 자연스럽게 지원될 수 있다.

도 14에 도시된 Type A의 RS와 UCI를 각각 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 1/3과 특정 CS (또는 OCC)가 적용된 시퀀스 2/4로 표현하는 경우, 상기 RS에 대한 시퀀스들인 시퀀스 1과 시퀀스 3 간에 Length-2 OCC가 적용되고, 유사하게 UCI 전송을 위한 시퀀스들인 시퀀스 2와 시퀀스 4간에 Length-2 OCC가 적용될 수 있다.

추가적으로, PUCCH 자원으로 (RPF (repetition factor) = M₁인 IFDMA (Interleaved Frequency Division Multiple Access) 방식으로) 주파수 축에서 교차된 시퀀스 M₁개 중 일부에 대응되는 M₂개 시퀀스만 설정될 수 있다. 이때, 상기 PUCCH 내 M₂개 시퀀스 중 일부는 RS로 활용되고, 나머지 시퀀스는 UCI에 대한 변조 심볼을 곱하여 UCI를 전달할 목적으로 활용될 수 있다.

도 16은 4개 시퀀스가 교차된 구조에서 2개의 시퀀스만 활용하는 PUCCH 자원에 있어 RS와 UCI의 변조 심볼이 전송되는 구성을 간단히 나타낸 도면이다.

도 16에 도시된 바와 같이, 4개 시퀀스가 교차된 구조(예: 도 15)에서 2개의 시퀀스만 활용하는 PUCCH 자원에 있어, RS로는 시퀀스 1이 활용되고, UCI의 변조 심볼은 시퀀스 3에 곱하여 전송될 수 있다. 또는, 상기 PUCCH 자원에 있어 RS는 시퀀스 2을 활용하고, UCI의 변조 심볼은 시퀀스 4에 곱하여 전송될 수 있다.

추가적으로, (RPF (repetition factor) = M₁인 IFDMA 방식으로) 주파수 축에서 교차된 시퀀스 M₁개 전체 (또는 일부)로 특정 PUCCH 자원이 설정될 수 있는 경우, (특정 CS 값을 갖는) 상기 M₁개 시퀀스 그룹 (또는 상기 M₁개 시퀀스 중 일부 M₂ (< M₁)개 시퀀스 그룹) 내 (상기 CS 값을 갖는) 어떤 시퀀스가 전송되었는지의 여부를 통해 UCI 정보를 표현할 수 있다.

일 예로 도 15에 있어 특정 CS 값이 가정되는 경우, 해당 CS 값으로 상기 4개 시퀀스 중 어떤 시퀀스가 전송 되었는지의 여부를 통해 2 bits의 UCI 정보가 표현될 수 있다.

또는, 특정 CS 값을 가정하였을 때, 상기 4개 시퀀스 중 특정 2개 시퀀스에 대해 해당 CS 값으로 상기 2개 시퀀스 중 어떤 시퀀스가 전송 되었는지의 여부를 통해 1 bit의 UCI 정보가 표현될 수 있다. (상기 경우, 2개 UE에게 각각 2개 시퀀스 그룹dl 할당될 수 있음)

여기서, 상기와 같이 어떤 시퀀스가 전송 되었는지의 여부로 UCI 정보를 알려주는 PUCCH 자원을 Sequence based PUCCH 자원이라고 명명할 수 있다. 이때, 기지국은 검출 대상이 되는 시퀀스들에 대한 CS 정보 및 시퀀스 자원 정보를 단말에게 상위 계층 신호 (예: RRC signaling) 그리고/또는 동적 제어 신호 (예: DCI, L1/L2 signaling)로 알려줄 수 있다.

앞서 상술한 제2-1 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.2.2. 제2-2 PUCCH 송수신 방법

UE가 SRS (sound reference signal)를 전송할 수 있는 경우, 기지국은 N개 (직교하는) SRS 자원으로 구성된 특정 자원 집합을 UE에게 설정해 주고, UE는 상기 N개 (직교하는) SRS 자원 중 한 SRS 자원을 선택하여 전송함으로써 k = floor(log₂(N)) bits ACK/NACK 정보를 기지국에게 전달할 수 있다.

여기서, 상기 SRS 자원은 주파수 대역, Sequence (CAZAC sequence의 root index 그리고/또는 cyclic shift), Comb index (예: even 또는 odd)의 관점에서 정의될 수 있다. 또한, 기지국은 k bit ACK/NACK 정보가 어떤 SRS 자원에 대응되는지에 대한 정보를 UE에게 상위 계층 신호 (예: RRC signaling)을 통해 설정할 수 있다.

또한, 상기 SRS 자원 기반의 ACK/NACK 전송 동작은 DL assignment에 대응하는 DCI 내 ACK/NACK 자원을 지시하는 Bits field (이하 ARI (ACK/NACK resource indicator))의 특정 상태로 트리거링 (Triggering)될 수 있다. 즉, DL assignment 내 ARI가 복수 State를 지시할 때, 상기 복수 State 중 일부 State는 특정 PUCCH 자원을 지시하고, 다른 특정 State는 SRS 자원 기반 ACK/NACK 전송 동작을 수행함을 지시하는 의미로 해석될 수 있다.

다양한 무선 통신 시스템에서 기지국은 UL 채널 측정을 목적으로 UE가 SRS를 전송하도록 지시 또는 설정할 수 있다. 일반적으로, 상기 SRS 자원은 복수의 UE가 전송하는 자원인 바, 다중화 용량 (Multiplexing capacity)를 극대화 하도록 설계될 수 있다.

만약 SRS 자원이 충분히 많다고 가정하면, SRS 자원의 일부 자원들은 ACK/NACK 정보를 전달하는 데 활용될 수 있다. 일 예로, (주파수 축으로) 48 RE 내 SRS가 Even Comb 또는 Odd Comb으로 길이 24의 CAZAC 시퀀스로 전송된다고 가정한다. 각 CAZAC 시퀀스 별로 서로 다른 CS (cyclic shift) 값을 최대 8개 가진다고 하면, 전체 16개 SRS 자원이 존재하게 된다.

이때, 상기 16개 SRS 자원 집합이 ACK/NACK 전송 목적으로 UE에게 설정된 경우, UE는 상기 16개 SRS 자원을 이용하여 하기 표와 같이 4 bits ACK/NACK 정보를 기지국에게 보고할 수 있다.

앞서 상술한 제2-2 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.3. 제3 PUCCH 송수신 방법

본 절에서는 PUCCH에 대한 (주파수 축) 자원 량을 변경하는 경우, (주파수 축) 자원 량에 비례하는 UCI (uplink control information) 페이로드 크기를 전송하면서 PUCCH 자원 간 CDM (code division multiplexing) 가능한 PUCCH 자원 수 및 Low PAPR (peak to average power ratio) 특성을 유지하는 PUCCH 설계 방법 및 이에 기반한 PUCCH 송수신 방법에 대해 상세히 설명한다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에 있어, PUCCH는 UL 자원 활용의 효율성 측면에서 복수의 UE로부터 전송되는 PUCCH 자원들 간의 다중화를 최대한 지원하는 구조를 가질 수 있다.

일 예로, 종래 LTE 시스템에서의 PUCCH Format 2/2a/2b와 유사하게, NR 시스템에서는 PUCCH 자원이 복수의 심볼로 구성하고 상기 PUCCH 자원 내 심볼 별로 (주파수 축) CAZAC (constant amplitude zero auto-correlation) 시퀀스 (sequence)가 전송되는 구조를 지원할 수 있다. 이때, 상기 PUCCH 자원 내 특정 심볼들로 전송되는 CAZAC 시퀀스에 대해서는 UCI의 변조 심볼 (modulated symbol)이 곱해져 전송되고, 나머지 심볼들로 전송되는 CAZAC 시퀀스는 RS (reference signal)로 활용될 수 있다.

이하 설명에 있어, PUCCH 자원이 복수의 심볼로 구성되고, 각 심볼 별로 UCI의 변조 심볼이 곱해진 시퀀스 또는 (RS로 활용할) 시퀀스를 전송하는 PUCCH 구조를 Sequence modulation 기반 PUCCH라 명명한다. 이때, 상기 심볼 별 시퀀스로는 CAZAC 시퀀스 또는 일반적으로는 직교 시퀀스 그룹 내 하나의 시퀀스가 적용되거나, 심볼 별로 동일한 시퀀스가 적용되거나, 또는 독립적인 (또는 다른) 시퀀스가 적용될 수 있다.

만약 Sequence modulation 기반 PUCCH가 CAZAC 시퀀스로 구성된 경우, 서로 다른 PUCCH 자원에 대해 CAZAC 시퀀스의 서로 다른 CS (cyclic shift) 자원이 적용됨으로써 PUCCH 자원 간 CDM이 지원될 수 있다.

도 17은 종래 LTE 시스템의 PUCCH Format 2의 한 심볼 내 UCI가 전송되는 과정을 간단히 나타낸 도면이다.

본 발명이 적용 가능한 NR 시스템에서 CDM 방식에 따른 Multiplexing Capacity를 유지한 채 PUCCH 자원을 증가시켜 전송 가능한 UCI 페이로드 크기를 2배로 높이는 PUCCH 구조를 지원한다고 가정한다.

이를 위한 간단한 방안으로써 상기 Sequence modulation 기반 PUCCH 자원으로써 주파수 축에서 2개의 PUCCH 자원이 사용되고, 각 PUCCH 자원마다 독립적인 UCI가 전송되는 방안을 고려할 수 있다. 그러나 만약 상기 Sequence modulation 기반 PUCCH가 CAZAC 시퀀스 기반으로 구성된 경우, 상기와 같이 주파수 축에서 단순히 2개 PUCCH 자원으로 UCI를 전송하는 구성으로 인해 CAZAC 시퀀스가 주파수 축에서 반복되어 시간 축에서 Zero-insertion 효과가 발생하게 된다. 따라서, PAPR이 주파수 축에서 2배 자원을 사용하기 전보다 평균적으로 약 3 dB 정도 증가되는 문제점을 갖는다.

상기와 같은 문제를 해결하기 위한 방안으로써, 본 절에서는 PUCCH에 대한 자원 량이 변경될 때, (주파수 축) 자원 량에 비례하는 UCI 페이로드 크기를 전송하면서 PUCCH 자원 간 CDM 가능한 PUCCH 자원 수 및 Low PAPR 특성을 유지하는 PUCCH 설계 방법 및 이에 기반한 PUCCH 송수신 방법에 대해 상세히 설명한다.

3.3.1. 제3-1 PUCCH 송수신 방법

UE가 길이 L인 시퀀스를 토대로 생성된 Sequence modulation 기반 PUCCH (PUCCH 1)에 대해 주파수 자원이 N배 증가한 PUCCH (PUCCH 2)를 구성할 때, 상기 UE는 상기 PUCCH 2의 특정 심볼 내 UCI를 아래와 같이 전송할 수 있다.

(1) 길이 L인 특정 (단위) 시퀀스를 N번 반복하여 길이 N*L인 시퀀스 생성 (SEQ_REF)

(2) N개 Phase rotation 방법을 상기 SEQ_REF에 적용하여 길이 N*L인 시퀀스 N개 (SEQ₀, SEQ₁, …, SEQ_N-1) 생성

이때, N개 Phase rotation 방법은 아래 중 하나와 같이 정의될 수 있음.

i. Option 1: n번째 (n=0, 1, …, N-1) Phase rotation 방법은 길이 N*L인 특정 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L) 값에 exp(2π*j*n*k/(N*L))을 곱하는 형태로 정의. 여기서, j는 -1의 제곱근을 의미

ii. Option 2: n번째 (n=0, 1, …, N-1) Phase rotation 방법은 길이 N*L인 특정 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L) 값에 exp(2π*j*n*floor(k/L)/N)을 곱하는 형태로 정의. 여기서, j는 -1의 제곱근을 의미하며, floor는 내림 함수를 의미

(3) 상기 SEQ_n (n=0, 1, …, N-1)에 대해 시퀀스 별로 (독립적인) UCI의 변조 심볼을 곱하여 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L-1) 값을 Subcarrier index (u₀+k)에 대응되는 주파수 자원으로 전송. 여기서, u₀는 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 기지국이 설정할 수 있음

상기 길이 L인 특정 시퀀스는 CAZAC 시퀀스일 수 있다.

기지국은 PUCCH 2 구성을 위한 (단위) 시퀀스의 길이 (예: L), (단위) 시퀀스의 반복 횟수 (예: N)에 대한 정보를 RRC signaling 등의 상위 계층 신호 또는 DCI (dynamic control information) 등의 (L1/L2 수준의) 동적 제어 신호를 통해 UE에게 알려줄 수 있다.

앞서 상술한 동작은 UE가 UCI뿐만 아니라 RS에 대한 주파수 자원을 확장하는 경우에도 적용될 수 있으며, 이 경우 시퀀스에 별도의 변조 심볼이 곱해지지 않을 수 있다.

보다 구체적으로, UE가 도 17에 도시된 예시 대비 2배의 (주파수) 자원을 활용하여 데이터 변조 심볼을 전송한다고 가정한다. 이때, 앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법에 따르면, UE는 길이 12인 CAZAC 시퀀스를 2번 반복한 형태에서 서로 다른 2개의 Phase rotation 방법을 적용하여 2개의 길이 24인 시퀀스를 생성하고, 상기 2개의 시퀀스에 대해 2개의 데이터 변조 심볼인 d_m(0)과 d_m(1)을 각각 곱하여 전송할 수 있다. (예: 제3-1 PUCCH 송수신 방법의 (2)에서 Option 2를 적용한 예시)

도 18은 본 발명의 제3-1 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다.

도 18에 있어, d_m(0)가 전송되는 주파수 자원 영역과 d_m(1)이 전송되는 주파수 자원 영역은 동일하다. 그리고, Phase rotation을 통해 d_m(0)이 전송되는 시간 축 자원과 d_m(1)이 전송되는 시간 축 자원은 서로 다른 Interlace 자원 (또는 시간 축 Comb 자원)에서 전송될 수 있다.

다시 말해, UE는 먼저 시퀀스를 주파수 축으로 반복함으로써 시간 축에서 Comb 자원 구조 (또는 Interlaced 자원 구조)을 형성하고, 이후 상기 반복 시퀀스에 서로 다른 위상 회전을 적용함으로써 시간 축에서 서로 다른 Comb 자원으로 구분되는 복수의 시퀀스를 생성할 수 있다. 이어, 상기 UE는 상기 복수 시퀀스 내 각 시퀀스 별로 (독립적인) 데이터 변조 심볼을 곱하여 전송할 수 있다.

UE가 상기와 같이 PUCCH를 구성할 경우, (주파수 축) 자원 량이 N배가 되더라도 (주파수 축에서) 특정 단위 시퀀스를 반복 전송한 형태가 되어 (주파수 축 자원 량과 무관하게) 시퀀스에 대한 CS 자원 개수만큼의 PUCCH 자원에 대한 CDM이 지원될 수 있다. (즉, CDM 기반 Multiplexing capacity가 주파수 자원 량과 무관하게 항상 유지됨) 또한 (주파수 축) 자원 량이 N배가 되면 동일 주파수 자원에서 전송되는 시퀀스 수도 N개로 증가하여 전송 가능한 UCI 페이로드 크기도 (주파수 축) 자원 량에 비례하여 N배 증가하게 된다. 게다가, 상기 N개 시퀀스 간 위상 회전 방법이 구분됨으로써 상기 N개 시퀀스는 시간 축에서 서로 다른 Comb 자원으로 전송됨으로써, 자원 량이 N배 되기 이전과 거의 동일한 PAPR 특성을 유지할 수 있다.

앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.3.2. 제3-2 PUCCH 송수신 방법

길이 L인 시퀀스를 토대로 생성된 Sequence modulation 기반 PUCCH (PUCCH 1)에 대해 주파수 자원이 N배 증가한 PUCCH (PUCCH 2)를 구성할 때, UE는 상기 PUCCH 2의 특정 심볼 내 UCI를 아래와 같이 전송할 수 있다.

(1) 길이 L_NEW=L/N인 특정 (단위) 시퀀스 N개에 대해 각 시퀀스 별로 N번 반복한 길이 N*L_NEW인 시퀀스 생성 (SEQ(n)_REF, n=0, 1, …, N-1)

(2) N개 Phase rotation 방법 중 n번째 Phase rotation 방법을 상기 SEQ_REF(n)에 적용하여 길이 N*LN_EW인 시퀀스 N개 (SEQ0, SEQ1, …, SEQN-1) 생성. 이때, 상기 N개 Phase rotation 방법은 아래 중 하나와 같이 정의될 수 있음

i. Option 1: n번째 (n=0, 1, …, N-1) Phase rotation 방법은 길이 N*LNEW인 특정 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L_NEW) 값에 exp(2π*j*n*k/(N*L_NEW))을 곱하는 형태로 정의. 여기서, j는 -1의 제곱근을 의미

ii. Option 2: n번째 (n=0, 1, …, N-1) Phase rotation 방법은 길이 N*L인 특정 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L_NEW) 값에 exp(2π*j*n*floor(k/L_NEW)/N)을 곱하는 형태로 정의. 여기서, j는 -1의 제곱근을 의미하며, floor는 내림 함수를 의미.

(3) 상기 SEQ_n (n=0, 1, …, N-1)에 대해 시퀀스 별로 (독립적인) UCI의 변조 심볼을 곱하여 시퀀스의 k번째 (k=0, 1, …, N*L_NEW-1) 값을 Subcarrier index (u₀+N*k+n)에 대응되는 주파수 자원으로 전송

여기서, u₀는 사전에 약속된 방식으로 결정되거나 기지국에 의해 설정될 수 있다. 또한, 상기 길이 L_NEW인 특정 시퀀스는 CAZAC 시퀀스일 수 있다. 또한, 기지국은 PUCCH 2 구성을 위한 (단위) 시퀀스의 길이 (예: L 또는 L_NEW), (단위) 시퀀스의 반복 횟수 (예: N)에 대한 정보를 RRC signaling 등의 상위 계층 신호 또는 DCI (dynamic control information) 등의 (L1/L2 수준의) 동적 제어 신호를 통해 UE에게 알려줄 수 있다.

보다 구체적으로, UE가 도 17에 도시된 예시 대비 2배의 (주파수) 자원을 활용하여 데이터 변조 심볼을 전송한다고 가정한다. 이때, 앞서 상술한 제3-2 PUCCH 송수신 방법에 따르면, UE는 길이 12/2 = 6인 CAZAC 시퀀스 2개 (SEQ 0, SEQ 1)를 각각 2번 반복한 형태에서 각각의 반복 시퀀스 별로 대응되는 Phase rotation 방법을 적용하여 전체 2개의 길이 12인 시퀀스를 생성할 수 있다. 이어, 상기 UE는 상기 2개의 시퀀스에 2개의 데이터 변조 심볼인 d_m(0)과 d_m(1)을 각각 곱한 후 주파수 축에서 교차하여 전송할 수 있다. (예: 제3-2 PUCCH 송수신 방법의 (2)에서 Option 2를 적용한 예시)

도 19는 본 발명의 제3-2 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다.

상기 제3-2 PUCCH 송수신 방법은 반복하는 전송 단위 내 시퀀스가 FDM되어 있다. 이에, 상기 제3-2 PUCCH 송수신 방법과 제3-1 PUCCH 송수신 방법에 대해 동일 주파수 자원을 가정할 때, 상기 제3-2 PUCCH 송수신 방법은 제3-1 PUCCH 송수신 방법 대비 시퀀스의 길이가 짧아져 CDM 가능한 PUCCH 자원 수가 줄어드는 단점을 가질 수 있다. 다만, 상기 제3-2 PUCCH 송수신 방법은 제3-1 PUCCH 송수신 방법 대비 주파수 축에서 서로 다른 UCI 전송 시퀀스가 분리되어 PSD (power spectral density)가 주파수 축에서 고르게 분포하는 장점을 가질 수 있다.

앞서 상술한 제3-2 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.3.3. 제3-3 PUCCH 송수신 방법

Sequence modulation 기반 PUCCH가 M개 심볼 및 L개 부반송파들로 구성된 자원 영역으로 UE에게 설정되고, 상기 PUCCH가 실제 전송되는 심볼 수는 M 보다 작아질 수 있다. 이때 UE는 아래 중 하나 이상의 규칙에 따라 상기 PUCCH 내 심볼 별 (또는 특정 심볼들에 대한) 주파수 축 자원을 N배 증가시키고, 상기 N배 증가된 주파수 축 자원에 대해서는 앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법 (또는 제3-2 PUCCH 송수신 방법)에 따라 UCI (또는 RS) 전송 신호를 구성할 수 있다.

(1) 실제 전송되는 심볼 수가 M 대비 일정 비율 이하일 때, 주파수 축 자원을 N배 증가

(2) 실제 전송되는 심볼 수에 따른 Coding rate가 심볼 수 M인 경우의 Coding rate 대비 일정 비율 이상일 때, 주파수 축 자원을 N배 증가

여기서, UE가 RS에 대한 주파수 자원을 증가시키는 경우, 상기 UE는 앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법 또는 제3-2 PUCCH 송수신 방법을 따르지 않고, 길이가 증가된 새로운 시퀀스를 적용할 수도 있다.

보다 구체적으로, Sequence modulation 기반 PUCCH는 LTE 시스템에서의 PUCCH format 2와 같이 2개 슬롯에 대해 각 슬롯 별 7개 심볼에 대해 [UCI RS UCI UCI RS UCI]의 형태로 신호를 전송하도록 설정된다고 가정한다. 이때, 만약 상기 Sequence modulation 기반 PUCCH에 대해 실제 전송되는 심볼 수가 특수한 환경 및/또는 조건으로 인해 7개로 줄어들었다면, 전송 가능한 UCI 페이로드 크기 또한 반으로 줄게 된다.

상기와 같이 PUCCH에 대한 전송 심볼 수가 줄어드는 경우, UCI 페이로드 크기가 변경되는 것을 막기 위한 방안으로써, UE는 심볼 수가 줄어들면 주파수 축 자원을 확장할 수 있다. 일 예로, 상기 예시에서 PUCCH 전송 심볼이 14개에서 7개로 줄어드는 경우, 상기 UE는 PUCCH 내 심볼 별 주파수 자원 량을 2배로 증가시킬 수 있다. 이때, CDM 기반 Multiplexing Capacity를 유지하고 Low PAPR 특성을 유지하기 위해, UE는 앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법 (또는 제3-2 PUCCH 송수신 방법)의 동작에 따라 주파수 자원 량이 2배가 된 PUCCH 내 UCI (또는 RS)의 전송 신호를 구성할 수 있다.

앞서 상술한 제3-3 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.3.4. 제3-4 PUCCH 송수신 방법

PUCCH 내 UCI 전송 영역이 주파수 축에서 (주파수 축 길이가 L인) M개 전송 단위로 구분되고, UCI가 상기 M개 전송 단위에 대해 M번 반복하여 Mapping된 뒤 상기 M개 전송 단위에 대한 주파수 축 Length-M OCC (orthogonal cover code)가 적용되어 전송된다고 가정한다. 이때, UE가 상기 PUCCH에 대한 자원 영역을 시간 축으로 1/N배 및 주파수 축으로 N배 스케일링(scaling) 할 경우, 상기 UE는 아래 중 하나의 방안을 적용할 수 있다.

(1) OCC 길이를 유지하되, OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이를 N배 늘리는 방안

이때, PUCCH 내 UCI를 전송하는 영역은 주파수 축에서 (길이가 N*L인) M개 전송 단위로 구분되고, UCI는 상기 M개 전송 단위에 대해 M번 반복하여 Mapping된 뒤 상기 M개 전송 단위에 대한 주파수 축 Length-M OCC가 적용되어 전송될 수 있다.

(2) OCC 길이와 OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이를 모두 유지하는 방안

이때, PUCCH 내 UCI를 전송하는 영역은 주파수 축에서 (길이가 L인) N*M개 전송 단위로 구분되고, M개 전송 단위 별로 독립적인 UCI는 상기 M개 전송 단위에 대해 M번 반복하여 Mapping된 뒤 상기 M개 전송 단위에 대한 주파수 축 Length-M OCC가 적용되어 전송될 수 있다. 이에 따라, 전체 N개의 독립적인 UCI가 전송될 수 있다.

여기서, 상기 UCI는 Sequence 형태이거나 또는 Coded bits (또는 Coded symbol) 형태일 수 있다.

또한, UCI에 대해 DFT Precoding (또는 DFT Spreading)이 적용되는 경우, 상기 주파수 축 OCC는 DFT Precoding 전 단(또는 단계)의 가상의 주파수 영역에 적용되는 OCC를 의미할 수 있다.

보다 구체적으로, PUCCH 내 2개 심볼 및 12개 부반송파들로 구성된 자원 영역에서 각 RE (resource element) 별로 QPSK 변조 심볼이 전송되고, 주파수 축에서 길이가 2 OCC가 적용된다고 가정한다. 이때, OCC가 적용되는 주파수 축 전송 단위의 (주파수 축) 길이는 6개 부반송파이며, 최대 2 (Modulated order) x 6 (OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이) x 2 (심볼 수) = 24 bits의 Coded bits가 전송될 수 있다.

이때, 상기 자원 영역에 대해 시간 축으로 1/2배 및 주파수 축으로 2배 스케일링이 적용된다고 가정한다. (즉, 1개 심볼 및 24개 부반송파).

일 예로, 주파수 축 자원이 증가함에 따라 UE가 OCC 길이를 4로 증가시키는 경우, 상기 스케일링된 자원 영역 내 전송 가능한 Coded bits 수는 2*24/4 = 12 bits가 되어 동일한 RE들로 구성된 자원 영역임에도 전송 가능한 Coded bits 수가 달라지는 문제가 발생한다.

이에, 본 절에서는 상기와 같이 전체 RE 수가 보존되는 스케일링이 적용될 때, 주파수 축 OCC 길이를 유지하되 OCC가 적용되는 주파수 축 전송 단위의 (주파수 축) 길이는 N배로 증가 시키는 방법에 대해 상세히 설명한다.

이때, 앞서 상술한 제3-4 PUCCH 송수신 방법이 적용되는 경우, 주파수 축 OCC 길이는 2로 유지되고, OCC가 적용되는 주파수 축 전송 단위의 (주파수 축) 길이는 12개 부반송파들로 늘어나며, 상기 스케일링된 자원 영역 내 전송 가능한 Coded bits 수는 여전히 2 ((Modulated order) x 12 (OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이) x 1 (심볼 수) = 24 bits로 보존된다.

도 20은 본 발명의 제3-4 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 일 예를 간단히 나타낸 도면이다. 도 20에 있어, {OCC(0), OCC(1)}은 OCC를 의미하며, 각각의 값은 일 예로 {+1 +1}, {+1 -1} 중 하나일 수 있다.

또는, 주파수 축 OCC (orthogonal cover code)가 적용된 (기준) PUCCH 자원 영역에 대해 시간 축으로 1/N배 및 주파수 축으로 N배 스케일링(scaling)이 적용될 수 있는 경우, 상기 스케일링이 적용된 PUCCH 자원 영역에 대해 주파수 축 OCC의 길이 및 OCC가 적용되는 주파수 축 전송 단위의 (주파수 축) 길이를 유지하는 방안도 고려될 수 있다. (단, 상기 경우 OCC가 적용되는 영역 별로 독립적인 Coded bits가 전송될 수 있음)

일 예로, PUCCH 내 2개 심볼 및 12개 부반송파들로 구성된 자원 영역에서 UE가 각 RE (resource element) 별로 QPSK 변조 심볼을 전송하고, 주파수 축에서 길이가 2 OCC를 적용하는 경우, 상기 UE는 최대 2 (Modulated order) x 6 (OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이) x 2 (심볼 수) = 24 bits의 Coded bits를 전송할 수 있다.

이때, 상기 UE가 상기 자원 영역에 대해 시간 축으로 1/2배 및 주파수 축으로 2배 스케일링을 적용하였다고 가정한다 (즉, 1개 심볼 및 24개 부반송파). 이때, 주파수 축 OCC 길이는 2로 유지되고, OCC가 적용되는 주파수 축 전송 단위의 (주파수 축) 길이도 6개 부반송파로 유지될 수 있다. 이 경우, 길이 2인 OCC가 적용 가능한 영역이 24/(2 x 6) = 2개 발생하며, 각 영역 별로 2 (Modulated order) x 6 (OCC가 적용되는 전송 단위의 주파수 축 길이) x 1 (심볼 수) = 12 bits를 전송할 수 있는 바 UE는 전체 2개 영역을 통해 2x12 = 24 bits를 전송할 수 있다.

도 21은 본 발명의 제3-4 PUCCH 송수신 방법에 적용되는 PUCCH 설계 방법의 다른 예를 간단히 나타낸 도면이다.

추가적으로, 앞서 상술한 제3-1 내지 제3-4 PUCCH 송수신 방법에 있어, UCI에 대한 변조 심볼을 시퀀스에 실어 (예: 시퀀스에 곱하여) 전송하는 PUCCH 구조 (LTE의 PUCCH format 2 유사 구조) 또는 UCI에 대한 coded bit (이에 대한 변조 심볼)을 복수의 RE들에 걸쳐 전송하는 PUCCH 구조 (LTE의 PUCCH format 4/5 유사 구조)에 대해 단일 PUCCH 자원을 구성하는 주파수 자원 양은 아래와 같이 결정될 수 있다.

1) Alt 1: 특정 UCI code rate (R)을 기준으로 PUCCH를 구성하는 주파수 자원 양 (예: PRB 수)이 결정될 수 있음

일 예로, PUCCH 자원으로 할당된 UCI 심볼 수 N과 PRB 수 K를 기반으로 계산된 UCI code rate이 R을 초과하지 않으면서 최대 code rate이 되도록 K가 결정될 수 있다. 이에, PUCCH가 적은 심볼로 구성될수록 K 값은 커질 수 있다.

다른 예로, 특정 UCI 심볼 수 N (예: 10 or 12)을 기준으로 PRB 수를 K (예: 1)로 설정한 상태에서 (이때의 UCI code rate은 R 이하), PUCCH 자원으로 할당된 UCI 심볼 수가 N보다 작아지고 PRB 수 K와의 조합에 따른 UCI code rate이 R을 초과하게 될 경우, PUCCH를 구성하는 PRB 수는 K보다 큰 값으로 설정될 수 있다.

2) Alt 2: 특정 UCI 심볼 수 (L)을 기준으로 PUCCH를 구성하는 주파수 자원 양 (예: PRB 수)이 결정될 수 있음.

일 예로, PUCCH 자원으로 할당된 UCI 심볼 수 N이 클수록 더 적은 수의 PRB로 PUCCH가 구성되고, 할당된 UCI 심볼 수 N이 작을수록 더 많은 수의 PRB로 PUCCH가 구성될 수 있다.

다른 예로, PUCCH 자원으로 할당된 UCI 심볼 수 N이 L (예: 10 or 12) 이상인 경우, PUCCH를 구성하는 PRB 수를 K (e.g. 1)로 설정하고, 할당된 UCI 심볼 수 N이 L 미만인 경우에는 K보다 큰 수의 PRB로 PUCCH가 구성될 수 있다.

UE가 앞서 상술한 제3-1 PUCCH 송수신 방법 내지 제3-4 PUCCH 송수신 방법 중 하나의 방법으로 PUCCH에 대한 주파수 자원이 확장될 때, RS 전송 심볼에 대한 주파수 자원 확장은 UCI 전송 심볼에 대한 주파수 자원 확장 방식을 따르거나 또는 확장된 주파수 자원에 맞는 길이의 새로운 RS 시퀀스가 할당되는 방식을 따를 수 있다.

본 발명에 있어, 주파수 영역 (F-domain) OCC의 적용이라 함은, UCI 신호에 DFT가 적용되는 경우 DFT 전단의 virtual F-domain에 OCC를 적용함을 의미하며, UCI 신호에 DFT가 적용되지 않는 경우에는 IFFT 전단의 (real) F-domain에 OCC를 적용함을 의미할 수 있다.

앞서 상술한 제3-4 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

3.3.5. 제3-5 PUCCH 송수신 방법

PUCCH 내 DM-RS가 CAZAC (constant amplitude zero auto correlation) 시퀀스일 때, PUCCH에 할당된 주파수 자원 길이에 비례하여 DM-RS 시퀀스 길이가 변할 수 있다. 이때, UE는 아래와 같이 일정한 수의 (유효한) CS (cyclic shift) 자원을 설정할 수 있다.

(1) DM-RS 시퀀스 길이에 비례하는 CS 간격으로 일정한 수의 (유효한) CS 자원 설정

일 예로, N 길이 DM-RS 시퀀스에서 (유효한) CS 자원 간 CS 간격이 L인 경우, N*M 길이 DM-RS 시퀀스에서는 (유효한) CS 자원 간 CS 간격을 L*M으로 설정

(2) 고정된 CS 간격 또는 기지국이 설정한 CS 간격으로 (유효한) CS 자원 설정

여기서, DM-RS 시퀀스 내 (유효한) CS 자원 외의 나머지 CS 자원은 다른 UE의 (시퀀스 기반) UCI 전송 목적으로 활용될 수 있음

앞서 상술한 구성에 있어, 상기 CS는 시간 (또는 주파수) 축에서의 Cyclic Shift를 의미할 수 있다. 또한, 상기 PUSCH DM-RS에 대한 (유효한) CS 자원은 복수 PUSCH 간 Multiplexing 용도를 위한 자원일 수 있다.

보다 구체적으로, PUCCH DM-RS의 길이가 12일 때, 전체 CS 자원으로 {0, 1, …, 11}의 Shift 값들이 고려될 수 있다. 이때, 서로 다른 PUCCH 간 DM-RS의 Multiplexing을 지원할 (유효한) CS 자원으로 4개의 CS 자원(예: {0, 3, 6, 9})이 선택될 수 있다.

이후 주파수 자원을 더 할당하여 PUCCH DM-RS 길이가 24가 된 경우, 전체 CS 자원은 {0, 1, 2, …, 23}으로 주어지지만 상기 4명 UE 간의 Multiplexing을 지원한다는 관점에서 (유효한) CS 자원 수는 여전히 4개로 일정하게 설정될 수 있다.

일 예로, CS 자원 간 CS 자원을 균등하게 하여 {0, 6, 12, 18}과 같이 4개의 (유효한) CS 자원이 설정될 수 있다. 이와 같은 방법은 PUCCH DM-RS에 할당된 자원 량에 비례하여 (유효한) CS 자원 간 CS 간격이 변하는 특징을 까질 수 있다.

또는, 채널의 Delay spread가 크지 않은 경우, 기지국이 설정한 CS 간격에 따라 (유효한) CS 자원이 설정될 수 있다. 일 예로, CS 간격을 여전히 3으로 설정 받은 경우, UE는 지원할 (유효한) CS 자원으로 4개의 CS 자원 (예: {0, 3, 6, 9})을 설정할 수 있다. 이때, {12, 15, 18, 21}의 CS 자원 또한 다른 CS 자원들과 직교성을 잘 유지할 수 있다. 이에, 상기 CS 자원들은 다른 UE의 (시퀀스 기반) UCI 전송 목적으로 활용될 수 있다. 적용 가능한 일 예로, 다른 UE는 상기 {12, 15, 18, 21} 중 하나의 시퀀스를 선택하여 신호를 전송함으로써 2 bits UCI를 기지국에게 전송할 수 있다.

앞서 상술한 제3-5 PUCCH 송수신 방법은 본 발명의 다른 제안 방안들과 상호 배치되지 않는 한에서 결합되어 함께 적용될 수 있다.

도 22는 본 발명에 적용 가능한 PUCCH 전송 방법을 간단히 나타낸 흐름도이다.

먼저, UE는 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성한다 (S2210). 이에, 상기 PUCCH는 도 11 및 도 12 등과 같이 구성될 수 있다.

이어, 상기 UE는 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송한다 (S2220).

여기서, 상기 N개의 데이터는, M (여기서, M은 자연수) 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및 N-M 개의 상향링크 제어 정보를 포함할 수 있다.

이때, 상기 M 값이 1인 경우, 상기 1개의 복조 참조 신호는 0(zero)의 기울기를 갖는 위상 회전이 적용되어 상기 하나 이상의 심볼을 통해 전송될 수 있다.

여기서, 상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것은, 상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 연속된 자원에 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것을 포함할 수 있다.

일 예로, 상기 N이 2인 경우, 상기 N개의 데이터는, 1 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및 1 개의 상향링크 제어 정보를 포함할 수 있다. 이때, 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 상기 1개의 상향링크 제어 정보는 상기 1개의 복조 참조 신호보다 많거나 같은 개수의 자원에 할당될 수 있다.

상기 구성에 있어, 상기 하나 이상의 심볼은, 1개 또는 2개 심볼일 수 있다. 다시 말해, UE는 앞서 상술한 short PUCCH를 상기와 같이 구성하여 전송할 수 있다.

이와 같은 UE의 동작에 대응하여, 기지국은 하기와 같은 동작을 통해 PUCCH를 수신할 수 있다.

먼저, 기지국은 하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신한다. 이후 상기 기지국은 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩할 수 있다.

이때, 상기 기지국이 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩하는 것은, 상기 M개의 복조 참조 신호를 획득하고, 상기 M개의 복조 참조 신호 및 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보 각각에 적용된 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전(phase rotation)에 기반하여 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보를 획득하는 것을 모두 포함할 수 있다.

상기 설명한 제안 방식에 대한 일례들 또한 본 발명의 구현 방법들 중 하나로 포함될 수 있으므로, 일종의 제안 방식들로 간주될 수 있음은 명백한 사실이다. 또한, 상기 설명한 제안 방식들은 독립적으로 구현될 수 도 있지만, 일부 제안 방식들의 조합 (또는 병합) 형태로 구현될 수 도 있다. 상기 제안 방법들의 적용 여부 정보 (또는 상기 제안 방법들의 규칙들에 대한 정보)는 기지국이 단말에게 사전에 정의된 시그널 (예: 물리 계층 시그널 또는 상위 계층 시그널)을 통해서 알려주도록 규칙이 정의될 수 가 있다.

4. 장치 구성

도 23은 제안하는 실시 예가 구현될 수 있는 단말 및 기지국의 구성을 도시하는 도면이다. 도 23에 도시된 단말 및 기지국은 앞서 설명한 단말과 기지국 간 물리 상향링크 제어 채널 송수신 방법의 실시 예들을 구현하기 위해 동작한다.

단말(UE: User Equipment, 1)은 상향링크에서는 송신단으로 동작하고, 하향링크에서는 수신단으로 동작할 수 있다. 또한, 기지국(eNB 또는 gNB, 100)은 상향링크에서는 수신단으로 동작하고, 하향링크에서는 송신단으로 동작할 수 있다.

즉, 단말 및 기지국은 정보, 데이터 및/또는 메시지의 전송 및 수신을 제어하기 위해 각각 송신기(Transmitter: 10, 110) 및 수신기(Receiver: 20, 120)를 포함할 수 있으며, 정보, 데이터 및/또는 메시지를 송수신하기 위한 안테나(30, 130) 등을 포함할 수 있다.

또한, 단말 및 기지국은 각각 상술한 본 발명의 실시 예들을 수행하기 위한 프로세서(Processor: 40, 140)와 프로세서의 처리 과정을 임시적으로 또는 지속적으로 저장할 수 있는 메모리(50, 150)를 각각 포함할 수 있다.

이와 같이 구성된 단말(1)은 프로세서(40)를 통해 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성한다. 이어, 상기 단말(1)은 송신기(10)를 통해 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송한다.

이에 대응하여, 기지국(100)은 수신기 (120)를 통해 하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신한다. 이어, 상기 기지국(100)은 프로세서(140)를 통해 상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩한다.

단말 및 기지국에 포함된 송신기 및 수신기는 데이터 전송을 위한 패킷 변복조 기능, 고속 패킷 채널 코딩 기능, 직교주파수분할다중접속(OFDMA: Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 패킷 스케줄링, 시분할듀플렉스(TDD: Time Division Duplex) 패킷 스케줄링 및/또는 채널 다중화 기능을 수행할 수 있다. 또한, 도 23의 단말 및 기지국은 저전력 RF(Radio Frequency)/IF(Intermediate Frequency) 유닛을 더 포함할 수 있다.

한편, 본 발명에서 단말로 개인휴대단말기(PDA: Personal Digital Assistant), 셀룰러폰, 개인통신서비스(PCS: Personal Communication Service) 폰, GSM(Global System for Mobile) 폰, WCDMA(Wideband CDMA) 폰, MBS(Mobile Broadband System) 폰, 핸드헬드 PC(Hand-Held PC), 노트북 PC, 스마트(Smart) 폰 또는 멀티모드 멀티밴드(MM-MB: Multi Mode-Multi Band) 단말기 등이 이용될 수 있다.

여기서, 스마트 폰이란 이동통신 단말기와 개인 휴대 단말기의 장점을 혼합한 단말기로서, 이동통신 단말기에 개인 휴대 단말기의 기능인 일정 관리, 팩스 송수신 및 인터넷 접속 등의 데이터 통신 기능을 통합한 단말기를 의미할 수 있다. 또한, 멀티모드 멀티밴드 단말기란 멀티 모뎀칩을 내장하여 휴대 인터넷시스템 및 다른 이동통신 시스템(예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access) 2000 시스템, WCDMA(Wideband CDMA) 시스템 등)에서 모두 작동할 수 있는 단말기를 말한다.

본 발명의 실시 예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시 예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시 예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시 예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어 코드는 메모리 유닛(50, 150)에 저장되어 프로세서(40, 140)에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치할 수 있으며, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 기술적 아이디어 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

본 발명의 실시 예들은 다양한 무선접속 시스템에 적용될 수 있다. 다양한 무선접속 시스템들의 일례로서, 3GPP(3rd Generation Partnership Project) 또는 3GPP2 시스템 등이 있다. 본 발명의 실시 예들은 상기 다양한 무선접속 시스템뿐 아니라, 상기 다양한 무선접속 시스템을 응용한 모든 기술 분야에 적용될 수 있다. 나아가, 제안한 방법은 초고주파 대역을 이용하는 mmWave 통신 시스템에도 적용될 수 있다.

Claims

무선 통신 시스템에서 단말이 기지국으로 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 전송하는 방법에 있어서,
하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성; 및
상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송;하는 것을 포함하는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 N개의 데이터는,
M(M은 자연수) 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및
N-M 개의 상향링크 제어 정보를 포함하는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 2항에 있어서,
상기 M 값이 1인 경우,
상기 1개의 복조 참조 신호는 0(zero)의 기울기를 갖는 위상 회전이 적용되어 상기 하나 이상의 심볼을 통해 전송되는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 N 개의 데이터 각각은,
상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 일정한 부반송파 간격으로 이격된 자원 요소 (resource element; RE)에 할당되어 서로 FDM되는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것은,
상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 연속된 자원에 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것을 포함하는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 N이 2인 경우, 상기 N개의 데이터는,
1 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및
1 개의 상향링크 제어 정보를 포함하고,
상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 상기 1개의 상향링크 제어 정보는 상기 1개의 복조 참조 신호보다 많거나 같은 개수의 자원에 할당되는, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
제 1항에 있어서,
상기 하나 이상의 심볼은,
1개 또는 2개 심볼인, 단말의 물리 상향링크 제어 채널 전송 방법.
무선 통신 시스템에서 기지국이 단말로부터 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 수신하는 방법에 있어서,
하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신; 및
상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩;하는 것을 포함하는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 1항에 있어서,
상기 N개의 데이터는,
M(M은 자연수) 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및
N-M 개의 상향링크 제어 정보를 포함하는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 9항에 있어서,
상기 M 값이 1인 경우,
상기 1개의 복조 참조 신호는 0(zero)의 기울기를 갖는 위상 회전이 적용되어 상기 하나 이상의 심볼을 통해 전송되는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 9항에 있어서,
상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩하는 것은,
상기 M 개의 복조 참조 신호를 획득; 및
상기 M 개의 복조 참조 신호 및 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보 각각에 적용된 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전(phase rotation)에 기반하여 상기 N-M 개의 상향링크 제어 정보를 획득;하는 것을 포함하는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 8항에 있어서,
상기 N 개의 데이터 각각은,
상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 일정한 부반송파 간격으로 이격된 자원 요소 (resource element; RE)에 할당되어 서로 FDM되는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 8항에 있어서,
상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것은,
상기 자원 그룹을 주파수 방향으로 연속된 자원에 N 번 반복하여 PUCCH를 구성하는 것을 포함하는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 8항에 있어서,
상기 N이 2인 경우, 상기 N개의 데이터는,
1 개의 복조 참조 신호 (Demodulation Reference Signal; DM-RS) 및
1 개의 상향링크 제어 정보를 포함하고,
상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 상기 자원 그룹 내 상기 1개의 상향링크 제어 정보는 상기 1개의 복조 참조 신호보다 많거나 같은 개수의 자원에 할당되는, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
제 8항에 있어서,
상기 하나 이상의 심볼은,
1개 또는 2개 심볼인, 기지국의 물리 상향링크 제어 채널 수신 방법.
무선 통신 시스템에서 기지국으로 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 전송하는 단말에 있어서,
송신부; 및
상기 송신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는,
하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹을 주파수 방향으로 N 번 반복하여 PUCCH를 구성; 및
상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 상기 구성된 PUCCH를 전송;하도록 구성되는, 단말.
무선 통신 시스템에서 단말로부터 물리 상향링크 제어 채널 (Physical Uplink Control Channel; PUCCH)를 수신하는 기지국에 있어서,
수신부; 및
상기 수신부와 연결되어 동작하는 프로세서를 포함하되,
상기 프로세서는,
하나 이상의 심볼을 통해 상기 하나 이상의 심볼 각각에 대해 N개의(N은 1보다 큰 자연수) 데이터가 FDM(Frequency Division Multiplexing)되는 자원 그룹이 주파수 방향으로 N 번 반복되어 구성되는 PUCCH를 수신; 및
상기 N 개의 데이터 각각에 대해 서로 상이한 기울기를 갖는 위상 회전 (phase rotation)을 적용하여 상기 하나 이상의 심볼을 통해 수신된 상기 N 개의 데이터를 디코딩;하도록 구성되는, 기지국.