KR20170098033A - 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터 - Google Patents

의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 DC-DC 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. 이를 위하여 히스테리틱 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압에 닿는 경우, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터가 제공된다. 이에 따르면 과도응답에서 출력 전압(VO)이 빠르게 회복되는 효과가 발생된다.

Description

의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 DC-DC 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터{Quasi-current-mode Hysteretic Control Method for Switching DC-DC Converter, Quasi Inductor Current Emulator for Switching DC-DC Converter and Hysteretic Converter using thereof}
본 발명은 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 DC-DC 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 관한 것이다. 보다 구체적으로는, 스위칭 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 기존의 방법 중 전류 모드 히스테리시스 제어 방법(Current-mode Hysteretic Control)의 단점을 극복하기 위한 제어 방법, 스위칭 DC-DC 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
다양한 기능들이 포함되어 있는 모바일 폰과 같은 휴대장치에는 다양한 전자기기들이 집적되어 있고, 이는 다양한 전원 공급의 수요를 의미한다. 하나의 휴대장치가 하나의 배터리로부터 전원을 공급받더라도, 프로세서, 메모리, FPGA 또는 기타 로직과 같은 각각의 구성들은 서로 다른 전력 공급 조건을 요구한다. 그러므로 배터리 전압을 내부 시스템 전원으로 전력 변환을 하는 회로에 있어서, 전력 변환 효율은 휴대장치의 사용시간을 보장을 위하여 매우 중요한 성능으로 부각되었다. 따라서 다양한 전력을 공급할 수 있는 파워 매니지먼트 시스템이라 불리우는 회로 장치의 중요성이 증대되고 있다.
파워 매니지먼트 시스템 중 전압을 강하시키는 전력 공급 회로 장치는 일반적으로 선형 제어 방식, 스위칭 DC-DC 컨버터(switching DC-DC converter)의 한 종류인 인덕터 타입의 벅 DC-DC 컨버터(buck DC-DC converter) 등으로 구현될 수 있다.
선형 제어 방식은 능동 영역에서 동작하는 트랜지스터를 부하와 직렬 또는 병렬로 접속하는 방식이다. 선형 제어 방식은 잡음 발생이 없으며 응답도 빠르고 안정하기 때문에 전원으로서 우수한 특징을 지니고 있고, 회로에서 생성되는 출력 전압이 스위치의 동작에 의해 생성되지 않으므로 리플(ripple)이 매우 낮은 출력 전압을 생성할 수 있는 장점이 있다. 그러나 전력 변환 효율이 떨어지는 단점이 있다.
선형 제어 방식의 문제점을 보완하기 위해 인덕터 타입의 벅 DC-DC 컨버터가 제안된다. 벅 컨버터는 스위칭 작용에 의해 동작하는 비선형 회로이고, 일반적으로 두 개의 스위치(FET 스위치와 다이오드), 하나의 인덕터 및 하나의 커패시터로 구성되어 있다. 인덕터와 전압 소스 사이를 연결하여 인덕터에 에너지를 저장하는 단계와, 인덕터를 부하로 방전하는 단계 사이를 왕복하면서 출력 전압을 유지하게 된다.
이러한 벅 컨버터를 제어하기 위한 기존의 방법들 중 하나는 히스테리시스 제어 방법이 있다. 이러한 히스테리시스 제어 방법을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터는 다른 기존의 벅 컨버터에 비해 제어 방식이 단순하고, 응답 속도가 매우 빠르며, 별도의 외부 보상 단자가 필요하지 않아서 안정성 문제가 적고 소형화에 장점이 있다.
US 8957607 B2, DC-DC converter using hysteretic control and associated methods, Allergo Microsystems, LLC US 9155156 B2, Electronic circuits and techniques for improving a short duty cycle behavior of a DC-DC converter driving a load, Allegro Microsystems, LLC
이러한 히스테리시스 제어 방법은 크게 전압 모드(Voltage-mode)와 전류 모드(Current-mode)로 구분될 수 있다. 도 1은 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터를 도시한 회로도이고, 도 2는 전류 모드의 히스테리틱 벅 컨버터를 도시한 회로도이다. 도 1에 도시된 바와 같이 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터(1)는 하나 이상의 FET와 같은 반도체 스위치로 구성된 스위치부(2), 히스테리틱 비교기(3), 인덕터(L) 및 출력 커패시터(CO)를 포함하는 필터부(4), 출력단(5)을 포함할 수 있다.
전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터(1)에서 스위치부(2)는 게이트 구동부의 게이트 구동신호에 따라 온-오프 스위칭 동작을 반복하여 직류 입력 전압(VIN)을 펄스 폭이 변조된 구형파 형태로 변환하게 된다. 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터(1)에서 히스테리틱 비교기(3)는 전원 전압 또는 부하의 변동에 의해 출력 전압(VO)이 변동되는 것을 방지하기 위해 출력 전압을 히스테리시스 윈도우(hysteresys window, V)에 가두어 스위치부의 시비율을 조정하여 출력 전압을 제어하게 된다. 이때, 히스테리시스 창은 일반적으로 1개의 기준 전압(VREF) 또는 2개의 기준 전압으로 구성될 수 있다. 이러한 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터에서는 출력 커패시터(CO)의 rESR이 상대적으로 큰 값을 가져야며, 이때 출력 리플은 인덕터 전류의 교류 성분과 rESR의 곱으로 나타난다. 하지만, 큰 rESR은 결국 출력 리플을 증가시키고 또한 초기 과도응답에서 큰 전압 변동을 발생시킨다. 따라서 최근에 출력 커패시터의 rESR이 작아짐으로 인하여, DC-DC 벅 컨버터에서 히스테리시스 제어 방법은 주로 전류 모두 제어 방법이 사용되고 있다.
도 2에 도시된 바와 같은 전류 모드의 히스테리틱 벅 컨버터(7)는 인덕터 전류 에뮬레이터(6)를 더 포함한다. 인덕터 전류 에뮬레이터(6)는 필터부(4)의 인덕터(L) 양단에 연결되고 히스테리틱 비교기(3)의 단자와 연결되며, 인덕터(L)에 흐르는 전류를 센싱하여 센싱 전압(VSEN)을 출력하는 구성이다. 전류 모드의 히스테리틱 벅 컨버터(7)에서 히스테리틱 비교기(3)의 단자에 걸리는 되먹임 출력 전압(VFB)는 결국 출력 전압(VO)과 센싱 전압(VSEN)의 합이 된다.
전류 모드의 히스테리시스 제어 방법은 과도 응답 특성이 빠르고, 제어기의 크기가 작게 구성될 수 있는 장점이 있다. 하지만, 시상수(=RSEN*CSEN)가 작은 경우, VO에서의 리플의 크기가 작아지고, 과도 응답에서의 언더/오버 슈트가 커지며 회복 시간이 길어지게 된다. 반대로 시상수가 큰 경우, VO에서의 리플의 크기가 크고, 과도 응답에서의 오버 슈트 또는 언더 슈트가 작으며, 회복시간도 작아지게 된다.
하지만, 도 2에 도시된 바와 같은 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법은 다음과 같은 단점들이 있다. 첫 번째로 과도 응답 특성이 전압 모드의 히스테리시스 제어 방법에 비해 느리다. 이는 입력 전압의 변화에 출력 전압이 빠르게 대응할 수 없는 문제를 야기하고 있었다. 게다가 과도 응답 특성의 향상은 리플의 크기가 커지는 트레이드 오프(trade off)가 있다. 두 번째로 인덕터의 기생 저항으로 인하여 출력 전압에 에러가 존재하는 문제점이 있었다. 세 번째로 스위칭 주파수가 가변되어, EMI 필터의 설계가 어려워지는 문제가 있었다.
따라서 본 발명의 목적은, 스위칭 DC-DC 컨버터를 제어하기 위한 기존의 방법 중 전류 모드 히스테리시스 제어 방법(Current-mode Hysteretic Control)의 단점을 극복하기 위해 주기적으로 센싱 전압을 초기화 하는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 DC-DC 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터를 제공하는 데에 있다.
이하 본 발명의 목적을 달성하기 위한 구체적 수단에 대하여 설명한다.
본 발명의 목적은, 비교기 출력에 따라 온-오프를 반복함으로써 구형파를 출력하는 스위칭부; 출력 단자, 비교기 입력 단자를 포함하고, 상기 출력 단자가 상기 스위칭부와 연결되며, 상기 비교기 입력 단자에 기준 전압 및 되먹임 출력 전압이 연결되고, 히스테리시스 윈도우 경계 전압과 상기 되먹임 출력 전압을 비교하여 상기 출력 단자에 상기 비교기 출력을 출력하는 히스테리틱 비교기; 적어도 하나의 인덕터를 포함하며, 일단이 상기 스위치부와 연결되고, 타단이 출력단과 연결되며, 상기 스위칭부에서 출력되는 상기 구형파를 필터링하여 상기 출력단에 출력 전압을 출력하는 필터부; 및 상기 필터부의 상기 인덕터 양단에 연결되어 상기 필터부에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하고, 상기 히스테리틱 비교기의 상기 제2입력 단자와 연결되어 상기 인덕터 전류를 의사(Quasi)한 센싱 전압을 출력하는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터;를 포함하고, 상기 히스테리틱 비교기에 입력되는 상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압(Boundary voltage)에 닿는 경우, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터를 제공하여 달성될 수 있다.
또한, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함하고, 일단이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는, 일단이 상기 필터부의 상기 일단과 연결되는 센싱 저항; 제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA; 및 일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;를 더 포함할 수 있다.
또한, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는, 상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치; 및 일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항;을 더 포함하고, 일단이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부; 및 상기 가변 센싱 저항과 연결되고, 클락 제너레이터에서 제공되는 기준 주파수와 상기 초기화 제어부에서 제공되는 실제 스위칭 주파수를 토대로 상기 가변 센싱 저항의 저항값을 가변시키는 주파수 제어부;를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 목적은, 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 구성되는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 있어서, 적어도 일단이 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 필터부의 인덕터의 일단에 연결되는 센싱 저항; 및 적어도 일단이 상기 필터부의 인덕터의 타단에 연결되고, 상기 필터부의 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;를 포함하고, 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 히스테리틱 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 비교기의 히스테리시스 윈도우의 경계 전압에 닿는 경우, 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터를 제공하여 달성될 수 있다.
또한, 상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함하고, 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터는, 일단이 상기 히스테리틱 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;를 더 포함할 수 있다.
또한, 일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항; 제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA; 일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터; 및 상기 센싱 커패시터와 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 목적은, 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 있어서, 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 의사 인덕터 전류 에뮬레이터가 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 인덕터 전류 센싱 단계; 출력된 상기 센싱 전압과 출력 전압의 합인 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 히스테리틱 비교기에 입력되는 입력단계; 상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압과 비교되는 비교 단계; 및 상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압에 닿으면, 상기 센싱 전압이 초기화되는 초기화 단계;를 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 제공하여 달성될 수 있다.
본 발명의 다른 목적은, 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 있어서, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는, 출력되는 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함하고, 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터는, 일단이 히스테리틱 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 히스테리틱 비교기의 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;를 더 포함하며, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터가 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 인덕터 전류 센싱 단계; 및 상기 리셋 스위치가 상기 초기화 제어부의 제어에 의해 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 상기 센싱 전압을 초기화하는 센싱 전압 초기화 단계;를 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 제공하여 달성될 수 있다.
본 발명의 다른 목적은, 스위칭 DC-DC 컨버터에 구성되는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 있어서, 적어도 일단이 상기 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 필터부의 인덕터의 일단에 연결되는 센싱 저항; 및 적어도 일단이 상기 필터부의 인덕터의 타단에 연결되고, 상기 필터부의 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;를 포함하고, 상기 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 상기 비교기의 경계 전압에 닿는 경우, 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터를 제공하여 달성될 수 있다.
또한, 상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함하고, 상기 스위칭 DC-DC 컨버터는, 일단이 상기 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;를 더 포함할 수 있다.
또한, 일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항; 제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA; 일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터; 및 상기 센싱 커패시터와 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;를 더 포함할 수 있다.
상기한 바와 같이, 본 발명에 의하면 이하와 같은 효과가 있다.
첫째, 본 발명의 일실시예의 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 비해 출력 전류의 초기 과도 상황에서 발생되는 과도한 인덕터 전류 정보(excessive inductor current information)가 제거되는 효과가 발생된다. 이에 따라 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에서는 초기 과도 상황에서 출력 전압(VO)이 빠르게 회복되는 응답 속도 향상의 효과가 발생된다.
둘째, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면 기존의 방법에서 인덕터의 기생 저항으로 인하여 발생되던 DC Offset이 주기적으로 초기화되는 효과가 발생된다. 이에 따라 VDCR에 의한 출력 전압 오차가 결과적으로 무시해도 될 만큼 매우 작아지게 된다.
셋째, 본 발명의 일실시예에 따라 OTA를 이용하는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면, 인덕터 전류를 모사하기 위한 커패시터의 크기가 작아지는 효과가 발생된다. 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면, 기존의 업계에서 높은 효율을 위해 주로 사용되는 스위칭 주파수인 1MHz로 동작시키기 위해서 인덕터 전류를 모사하기 위한 커패시터의 크기가 적어도 79.59pF 되어야 했다. 하지만, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면, 3pF의 커패시터만으로도 작동이 가능해진다. 이에 따라 칩의 면적이 크게 감소되며, 비용이 함께 감소되는 효과가 발생된다.
넷째, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 따르면, 가변 저항을 이용하여 가변되는 스위칭 주파수를 효율적으로 고정시킬 수 있는 효과가 발생된다.
본 명세서에 첨부되는 다음의 도면들은 본 발명의 바람직한 실시예를 예시하는 것이며, 발명의 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술사상을 더욱 이해시키는 역할을 하는 것이므로, 본 발명은 그러한 도면에 기재된 사항에만 한정되어 해석되어서는 아니 된다.
도 1은 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터를 도시한 회로도,
도 2는 전류 모드의 히스테리틱 벅 컨버터를 도시한 회로도,
도 3은 본 발명의 제1실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 회로도,
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 D * Ts의 구간에서의 전압 변화 그래프를 도시한 것이다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 (1-D) * Ts의 구간에서의 전압 변화 그래프를 도시한 것이다.
도 6은 본 발명의 제2실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 회로도,
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 D x Ts 시간 동안의 동작 회로도,
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 (1-D) x Ts 시간 동안의 동작 회로도,
도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 히스테리틱 벅 컨버터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법,
도 10은 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에 있어서, 과도 응답 중 VSEN 변화를 도시한 그래프,
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답을 도시한 그래프 및 회로도,
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답을 도시한 그래프,
도 13은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답과 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식의 과도 응답을 비교한 그래프,
도 14는 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에 있어서, rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset을 도시한 회로도,
도 15, 16, 17은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset의 주기적 초기화를 도시한 회로도 및 그래프,
도 18은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset과 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset을 비교한 비교도,
도 19는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 CSEN과, 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 CSEN을 비교한 비교도,
도 20은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 고정 주파수 제어를 위한 회로도,
도 21, 22은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 주파수 제어부를 도시한 블럭도,
도 23는 본 발명의 일실시예에 따라 주파수 제어부가 결합된 히스테리틱 벅 컨버터,
도 24은 본 발명의 일실시예에 따른 주파수 제어부가 결합된 히스테리틱 벅 컨버터에서 실제 스위칭 주파수(fSW)와 부하 전류(Load Current, IO)의 관계를 도시한 그래프,
도 25, 26는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 정상상태 측정 파형 및 효율을 도시한 실험 그래프,
도 27, 28은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답 측정 파형을 도시한 그래프이다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 발명을 쉽게 실시할 수 있는 실시예를 상세히 설명한다. 다만, 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 동작원리를 상세하게 설명함에 있어서 관련된 공지기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 그 상세한 설명을 생략한다.
또한, 도면 전체에 걸쳐 유사한 기능 및 작용을 하는 부분에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용한다. 명세서 전체에서, 특정 부분이 다른 부분과 연결되어 있다고 할 때, 이는 직접적으로 연결되어 있는 경우뿐만 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고, 간접적으로 연결되어 있는 경우도 포함한다. 또한, 특정 구성요소를 포함한다는 것은 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라, 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터
설명의 편의를 위하여, 이하에서는 스위칭 DC-DC 컨버터의 한 종류인 벅 컨버터(buck converter)를 기준으로 본 발명의 기술적 특징을 기술하였다.
본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터에 관하여, 도 3은 본 발명의 제1실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 회로도이다. 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터(10)는 스위치부(2), 히스테리틱 비교기(3), 필터부(4), 출력단(5), 게이트 구동부(20), 초기화 제어부(23), 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)를 포함할 수 있다.
스위치부(2)는 하나 이상의 FET와 같은 반도체 스위치이다. 스위치부(2)의 스위치는 게이트 구동부(20)의 게이트 구동신호에 따라 온-오프를 반복함으로써 구형파를 출력하게 된다.
히스테리틱 비교기(3)는 출력 단자가 게이트 구동부(20)와 연결되고, 비교기 입력 단자에 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60) 및 기준 전압(VREF)이 연결된다. 히스테리틱 비교기(3)는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)에서 출력되는 인덕터 전류 모사값인 되먹임 출력 전압(VFB=VO+VSEN)을 히스테리시스 윈도우(V)의 경계 전압과 비교하여 게이트 구동부(20)에 비교기 출력(VCMP_O)을 출력하는 구성이다.
필터부(4)는 일단이 스위치부(2)와 연결되어 스위치부(2)의 스위칭에 따라 발생하는 구형파 VX가 걸리게 되고, 구형파 VX를 필터링하여 필터부(4)의 타단에서 출력단(5)과 연결되어 VO를 출력하게 된다. 또한 필터부(4)에 포함되는 인덕터(L) 양단에는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)가 연결되어 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)에서 인덕터(L) 전류를 감지하게 된다. 본 발명의 일실시예에 따른 필터부(4)는 적어도 하나의 인덕터(L), 기생 직류저항(rDCR), 출력 커패시터(CO) 및 CO를 등가적으로 분석했을 때 나타나는 저항값인 직렬등가저항(rESR)으로 구성될 수 있다. 기생 직류저항(rDCR)은 출력 전압(VO)에 영향을 주게 된다. 본 발명의 일실시예에 따르면 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)에 연결되어 전류가 감지되는 인덕터(L)는 하나 또는 복수개의 인덕터로 구성될 수 있다. 또한 본 발명의 일실시예에 따르면 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)에 연결되어 전류가 감지되는 인덕터(L)가 복수개의 인덕터로 구성되는 경우, 인덕터가 병렬, 직렬, 또는 병렬과 직렬의 조합으로 구성될 수 있다.
출력단(5)은 필터부(4)의 타단에 연결되고, 출력 전압(VO), 출력 전류(IO)를 출력하게 된다.
게이트 구동부(20)는 히스테리틱 비교기(3)의 출력 단자 및 스위치부(2)와 연결되고, 히스테리틱 비교기(3)로부터 제어신호인 비교기 출력(VCMP_O)을 수신하여 스위치부(2)를 구동시키기 위한 게이트 구동신호를 출력한다.
의사 인덕터 전류 에뮬레이터(Quasi Inductor Current Emulator, QICE, 60)는 필터부(4)의 인덕터(L) 양단과 연결되어 인덕터(L) 전류를 감지하게 되고, 센싱 전압(VSEN)을 출력하게 된다. 출력된 센싱 전압(VSEN)은 출력 전압(VO)과 함께 되먹임 출력 전압(VFB)으로 히스테리틱 비교기(3)의 비교기 입력 단자에 입력된다. 본 발명의 제1실시예에 따른 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)는 센싱 저항(RSEN) 및 센싱 커패시터(CSEN)를 포함하는 RC회로로 구성되고, 센싱 커패시터(CSEN)에 걸리는 전압이 센싱 전압(VSEN)이 된다.
본 발명의 일실시예에 따른 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)는 인덕터(L) 전류를 감지하기 위한 센싱 커패시터(CSEN)에 걸리는 센싱 전압(VSEN)의 주기적인 초기화(Reset)를 수행하게 된다. 이를 위하여 본 발명의 일실시예에 따른 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)의 센싱 커패시터(CSEN)의 양단에는 리셋 스위치(SWRESET)가 구성될 수 있다.
본 발명의 제1실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 구동과 관련하여, 도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 D * Ts의 구간에서의 전압 변화 그래프를 도시한 것이다. 도 4에 도시된 바와 같이 D * Ts(D: Duty, Ts: 스위칭 주기)의 구간에서 인덕터 전류(IL)가 상승하면 센싱 전압(VSEN)도 함께 상승하게 되고, 되먹임 출력 전압(VFB)이 히스테리틱 비교기(3)에 설정된 높은 쪽의 히스테리시스 윈도우 경계 전압(Voltage of higher boundary) 이상으로 상승하면 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화 한다. 센싱 커패시터(CSEN)이 초기화되면 VSEN은 0V에서 다시 시작하게 된다.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 (1-D) * Ts의 구간에서의 전압 변화 그래프를 도시한 것이다. (1-D) * Ts(D: Duty, Ts: 스위칭 주기)의 구간에서 히스테리틱 비교기(3)의 비교기 출력인 VCMP _O는 High에서 Low로 반전되고, 스위치부(2)의 Low 측 스위치가 구동(turn on)되어 인덕터(L) 전류가 감소하기 시작한다. 인덕터 전류(IL)가 감소하기 시작하면 VSEN은 감소하기 시작한다. 센싱 전압(VSEN)이 히스테리틱 비교기(3)에 설정된 낮은 쪽의 히스테리시스 윈도우 경계 전압(Voltage of lower boundary) 이하로 떨어지면 다시 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화 한다. 센싱 커패시터(CSEN)이 초기화되면 VSEN은 0 V에서 다시 시작하게 된다.
이때, 히스테리틱 비교기(3)의 비교기 출력인 VCMP _O는 Low에서 High로 반전되고, 스위치부(2)의 High 측 스위치가 구동(turn on)되어 인덕터 전류(IL)가 증가하기 시작한다. 인덕터 전류(IL)가 증가하기 시작하면 VSEN은 증가하기 시작한다. 이러한 과정이 반복적으로 일어남으로써 스위치부(2)는 스위칭 동작을 반복하게 된다.
도 6은 본 발명의 제2실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 회로도이다. 도 6에 도시된 바와 같이 본 발명의 제2실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)내에 복수개의 센싱 저항(RSEN1, RSEN2), OTA를 더 포함할 수 있고, 주파수 제어부(21) 및 클락 제너레이터(22)를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 제2실시예에 따른 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)는 복수개의 센싱 저항(RSEN1 및 RSEN2)을 포함한다. 이러한 센싱 저항 중 출력단(5)과 연결된 센싱 저항의 양단에 gm의 트랜스 컨덕턴스를 가진 OTA가 연결되고, OTA의 출력 전류가 센싱 커패시터(CSEN)을 충전하게 된다. 본 발명의 제2실시예에 따른 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)는 복수개의 센싱 저항에 의해 전압이 분리되면서 인덕터 전류의 오버 슈트나 언더 슈트에 의한 센싱 전압(VSEN)의 변화가 저감되는 효과도 발생될 수 있다.
주파수 제어부(21)는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)의 내부 구성인 가변저항(RSEN2)과 연결되어 스위치부(2)의 스위치 주파수를 고정하는데 이용되는 구성이다. 주파수 제어부(21)는 클락 제너레이터(22)에서 기준 주파수(fCLK)를 제공받고, 초기화 제어부(23)에서 제공되는 실제 스위칭 주파수(fSW)를 기준 주파수(fCLK)와 비교하여 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(60)의 내에 구비되는 가변저항(RSEN2)의 저항값을 가변시키는 방식으로 스위치 주파수를 고정할 수 있다.
본 발명의 제2실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 구동과 관련하여, 도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 D x Ts 시간 동안의 동작 회로도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, D * Ts(D: Duty, Ts: 스위칭 주기)의 시간 동안 OTA의 출력 전류(iOTA _O)가 인덕터 전류를 감지하기 위한 센싱 커패시터(CSEN)를 충전하고, 이로 인하여 발생되는 되먹임 출력 전압(VFB)이 히스테리틱 비교기(3)에 설정된 양의 히스테리시스 전압(Voltage of higher boundary) 이상으로 상승하게 된다. 이때 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화 한다. 센싱 커패시터(CSEN)가 초기화되면 VSEN은 0 V에서 다시 시작하게 된다.
도 8은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 (1-D) x Ts 시간 동안의 동작 회로도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, (1-D) * Ts(D: Duty, Ts: 스위칭 주기)의 구간에서 OTA의 출력 전류(iOTA _O)가 인덕터 전류를 감지하기 위한 센싱 커패시터(CSEN)를 방전하고, 이로 인하여 발생되는 되먹임 출력 전압(VFB)이 하강하여 히스테리틱 비교기(3)에 설정된 음의 히스테리시스 전압(Voltage of lower boundary) 이하로 떨어지게 된다. 이때 다시 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화 한다. 센싱 커패시터(CSEN)이 초기화되면 VSEN은 0 V에서 다시 시작하게 된다.
의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법
본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 관하여, 도 9는 본 발명의 일실시예에 따른 히스테리틱 벅 컨버터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 도시한 것이다. 본 발명의 일실시예에 따른 히스테리틱 벅 컨버터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법은, 인덕터 전류 센싱 단계(S1), 센싱 전압 입력단계(S2), 비교 단계(S3), 초기화 단계(S4)를 포함할 수 있다.
인덕터 전류 센싱 단계(S1)는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 센싱 커패시터가 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 단계이다.
센싱 전압 입력단계(S2)는, 출력된 상기 센싱 전압과 출력 전압의 합인 되먹임 출력 전압이 히스테리틱 비교기에 입력되는 단계이다.
비교 단계(S3)는, 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 비교기의 양의 초기화 전압 또는 음의 초기화 전압과 비교되는 단계이다.
초기화 단계(S4)는, 되먹임 출력 전압이 초기화 전압과 같으면, 센싱 전압이 초기화되는 단계이다.
이하에서, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 효과에 대하여 기술한다.
효과 1: 출력 전압의 과도 응답이 향상됨
본 발명의 일실시예에 따라 센싱 커패시터(CSEN)의 센싱 전압(VSEN)이 주기적으로 초기화되면 출력 전압의 과도 응답이 빨라지는 효과가 발생된다.
도 10은 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에 있어서, 과도 응답 중 VSEN 변화를 도시한 그래프이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 기존의 전류 히스테리시스 제어 방식에 있어서, 출력 전류의 과도 상황 발생 시, 인덕터 전류(IL)가 급격하게 상승하여 출력 전압(VO)이 급격하게 감소하는 경우, 센싱 전압(VSEN)이 급격하게 상승된다. 이에 의해 출력 전압(VO)에 과도하게 정보가 들어오게 된다. 이때, 되먹임 출력 전압(VFB)은 마치 정상상태와 같이 출력되게 된다. 되먹임 출력 전압(VFB)이 마치 정상상태와 같이 출력됨에 따라 출력 전압(VO)의 과도 응답의 회복 시간이 길어지는 문제가 발생하고 있었다.
도 11은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답을 도시한 그래프 및 회로도이다. 도 11에서는 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화할 때의 전압 변동이 도시된 것이다. 도 11에 도시된 바와 같이, 인덕터 전류(IL)가 급격하게 상승하여 출력 전압(VO)이 급격하게 감소하다가 되먹임 출력 전압(VFB)이 히스테리틱 비교기(3)에 설정된 양의 히스테리시스 전압(Voltage of higher boundary) 이상으로 상승하게 되면, 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화하여 VSEN이 0 V에서 다시 시작하게 된다.
도 12는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답을 도시한 그래프이다. 도 12에서는 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화한 이후의 전압 변동이 도시된 것이다. 도 12에 도시된 바와 같이, 리셋 스위치(SWRESET)가 센싱 커패시터(CSEN)를 초기화하여 VSEN이 0 V에서 다시 시작하게 됨으로써, 보다 긴 인덕터 충전 시간을 가질 수 있게 되어 보다 많은 인덕터 전류(IL)가 충전되고, 최종적으로 출력 전압(VO)의 과도 응답이 빨라지게 된다. 본 발명의 일실시예에 따라 센싱 커패시터(CSEN)가 주기적으로 초기화됨에 따라 보다 많은 인덕터 전류(IL)가 충전되는 이유는 두 가지가 있다. 첫번째, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에서의 VSEN이 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식보다 과도 응답에서 낮은 기울기로 변화되기 때문이다. 이는 출력 전류의 과도 발생 초기에 인덕터 전류(IL)가 상승할 수 있는 보다 많은 시간을 제공한다. 두번째, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에서의 VSEN은 0 V로 초기화 되기 때문이다.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답과 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식의 과도 응답을 비교한 그래프이다. 도 13에 도시된 바와 같이 의사 인덕터 전류 에뮬레이터(Quasi Inductor Current Emulator, QICE)를 이용한 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법이 적용된 히스테리틱 벅 컨버터의 출력 전압(VO)의 과도 응답이 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법(Conventional)의 과도 응답 보다 월등히 빠른 것을 확인할 수 있다.
위에서는 설명의 편의를 위해 양의 과도 응답을 예로 설명하였고, 본 발명의 기술적 특징은 음의 과도 응답에서도 동일하게 적용될 수 있다.
효과 2: 인덕터의 기생직렬저항에 의해 발생되는 오차가 초기화
본 발명의 일실시예에 따라 센싱 커패시터(CSEN)의 센싱 전압(VSEN)이 주기적으로 초기화되면 인덕터의 기생직렬저항(rDCR)에 의해 발생되는 VDCR만큼의 출력 전압의 오차가 매번 초기화되는 효과가 발생된다.
도 14는 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에 있어서, rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset을 도시한 회로도이다. 도 14에 도시된 바와 같이, 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법은 인덕터(L)의 기생직렬저항(rDCR)에 의해 VDCR만큼의 출력 전압의 오차가 출력 전압(VO)에 발생하게 된다.
도 15, 16, 17은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset의 주기적 초기화를 도시한 회로도 및 그래프이다. 도 15, 16, 17에서 센싱 전압(VSEN)은 OTA의 출력 전류인 IOTA_O에 의해 센싱 커패시터(CSEN)가 충전 및 방전되는 전압 V와 OTA의 DC 전류인 IOTA_DC에 의해 센싱 커패시터(CSEN)에 걸리는 전압 V의 합으로 정의될 수 있다. 헌데, 본 발명의 일실시예에 따르면 OTA의 DC 전류인 IOTA_DC에 의해 센싱 커패시터(CSEN)에 걸리는 전압 V가 주기적으로 초기화되므로, 결과적으로 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset의 주기적 초기화되어 출력 전압(VO)에 발생되는 오차가 무시할 수 있을만큼 작아지게 된다.
도 18은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset과 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 rDCR에 의해 VSEN에 발생하는 DC Offset을 비교한 비교도이다. 도 18에 도시된 바와 같이, 이하에 기재된 실시예에 따른 특정 스펙에서 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식의 VSEN에서의 DC Offset이 기존의 방식에 비해 1/57배 낮음을 확인할 수 있다.
효과 3: On-chip 커패시터의 용량이 감소됨
도 19는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 CSEN과, 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 CSEN을 비교한 비교도이다. 도 19에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터에 따르면, 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방식에 비해 On-chip 커패시터인 센싱 커패시터(CSEN)의 용량이 저감될 수 있는 효과가 발생된다. 이하에 기재된 실시예에 따른 특정 스펙에서, 업계에서 높은 효율을 위해 주로 사용되는 스위칭 주파수인 1MHz로 회로를 동작시키기 위해서는 기존의 방식의 CSEN은 79.59pF 이상이 필요하였으나, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식의 CSEN는 3pF의 용량으로 구동이 가능하였음을 확인할 수 있다. 본 발명의 일실시예에 따라 센싱 커패시터(CSEN)의 용량이 저감되면, 벅 컨버터 칩의 크기가 극적으로 작아질 수 있는 효과가 발생되고, 이는 본 발명의 일실시예에 따른 벅 컨버터가 적용될 수 있는 디바이스의 범위를 넓히며, 디바이스를 보다 작게 구성할 수 있어 가격 경쟁력을 향상시키는 효과로 이어질 수 있다.
효과 4: 고정 주파수 제어의 설계가 용이해짐
도 20은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 고정 스위칭 주파수 제어를 위한 회로도, 도 21, 22는 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 주파수 제어부를 도시한 블럭도이다. 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용하면, 고정 주파수 제어를 위한 설계가 매우 간편해지는 효과가 발생된다.
도 20, 21, 22에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 고정 스위칭 주파수 제어를 위해서 센싱 저항 중 하나인 RSEN2가 가변 저항으로 이용될 수 있고, 이러한 가변 저항은 도 6, 21, 22의 주파수 제어부(21)와 연결되어 고정 주파수 제어를 위해 저항값이 변화될 수 있다. 도 20, 21, 22에서 실제 스위칭 주파수는 fSW, 기준 주파수는 fCLK로 정의되었다. 본 발명의 일실시예에 따르면, 실제 스위칭 주파수(fSW)는 기준 주파수(fCLK)와 싱크되도록 제어될 수 있다. 주파수 제어부(21)는 up/down 펄스 제너레이터, up/down 카운터와 디코더를 포함할 수 있다. 주파수 제어부(21)는 가변 저항인 RSEN2의 저항값을 실제 스위칭 주파수(fSW)와 기준 주파수(fCLK)의 비교에 기반하여 가변시키게 된다.
예를 들어, 기준 주파수(fCLK) 값의 마루와 마루 사이에서 실제 스위칭 주파수(fSW)의 마루가 나타나지 않는다면, 실제 스위칭 주파수(fSW) 값이 기준 주파수(fCLK) 값보다 더 작다는 것을 의미한다. 또한, 만일 기준 주파수(fCLK) 값의 마루와 마루 사이에서 실제 스위칭 주파수(fSW)의 마루가 2개 이상 나타난다면, 실제 스위칭 주파수(fSW) 값이 기준 주파수(fCLK) 값보다 더 크다는 것을 의미한다. 이러한 정보들을 이용하여 본 발명의 일실시예에 따른 주파수 제어부(21)의 up/down 펄스 제너레이터는 RSEN2의 제어를 위해 up 시그널 또는 down 시그널을 up/down 카운터로 보내게 된다.
주파수 제어부(21)의 이러한 과정에 의해 실제 스위칭 주파수(fSW) 값이 기준 주파수(fCLK) 값과 일치하도록 조정되고, 기준 주파수(fCLK) 값의 마루와 마루 사이에서 실제 스위칭 주파수(fSW)의 마루가 1개만 나타나도록 RSEN2가 유지될 수 있다. 또한, 도 23은 본 발명의 일실시예에 따라 주파수 제어부가 결합된 히스테리틱 벅 컨버터이다. 도 23에 도시된 바와 같이, 주파수 제어 루프는 메인 루프와 별개로 구성될 수 있으므로, 주파수 제어부(21)는 벅 컨버터의 출력 전압(VO)과 무관하도록 구성될 수 있다는 점이 장점이다.
이하에 기재된 실시예에 따른 특정 스펙에서, 도 24는 본 발명의 일실시예에 따른 주파수 제어부가 결합된 히스테리틱 벅 컨버터에서 실제 스위칭 주파수(fSW)와 부하 전류(Load Current, IO)의 관계를 도시한 그래프이다. 도 24에 도시된 바와 같이 본 발명의 실험예에서 실제 스위칭 주파수(fSW)는, 업계에서 높은 효율을 위해 주로 사용되는 스위칭 주파수인 1MHz, IO가 0 mA 내지 700 mA인 범위 내, 전형적으로 이용되는 전압 VIN = 3.7 V에서 0.2%의 범주 내로 고정되는 것을 확인할 수 있었다. 특히, 본 발명의 일실시예에 따르면 매우 넓은 범위의 부하 전류 범위를 포함할 수 있는 것이 특징이었다.
실험 데이터
이하의 표 1은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터에 의한 실험 데이터와 기존의 방식에 따른 실험 데이터를 분석한 표이다.
ISSCC 2009 SOVC 2012 TVLSI 2012 ISSCC 2014 본 발명
Hysteretic Scheme

 Quasi-V2 Hybrid-mode Pseudo PWM ZDS Quasi current mode
Technology
 0.35m CMOS 0.13m CMOS 0.35m CMOS 0.18m CMOS 0.35m BCD
Chip size with pads (mm2)
 1.8 2.13 4.18 7.75 0.929
Core Area (mm2)
 - 0.7 - - 0.518
Input / Output Voltage
 2.7V~3.3V/
0.9V~2.1V		 2.5V/
0.7V~1.8V		 2.4V~4.2V/
1.8V		 3.3V/
0.7V~2.5V		 2.7V~4.5V/
2V
Inductor / Output Capacitor
 2.2H/4.4F 1H~5H/10F 4.7H/4.7F 78nH*4/0.94F 4.7H/10F
Total Capacitor On-chip 10pF 50pF - - 3pF
Off-chip 330pF None - - None
Switching Freq. (Deviation)
 3MHz (3.3%) 1MHz (0.5%) 1MHz (1%) 40MHz 1MHz (0.2%)
Max. Efficiency
 93% 93% 95% 86.1% 95.5%
Load Transient


 Recovery Time
(Within 1% of Vo)		 2.4s/2.8s
@ VIN=3V, VO=0.9V		 10s
@ L=1.8H, VO=1.2V		 5s/5s
@ VIN=3.3V		 0.23s/0.278s
@ VO=1.2V		 4.8s/3s
@ VIN=3.7V
Undershoot /
Overshoot		 38mV/45mV
@ VIN=3V, VO=0.9V		 61mV/72mV
@ L=1.8H, VO=1.2V		 40mV/40mV
@ VIN=3.3V		 118mV/155mV
@ VO=1.2V		 35mV/38mV
@ VIN=3.7V
위 표 1에 도시된 바와 같이, 기존의 방식들에 비해 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터는 칩 사이즈, on-chip 커패시터의 용량, 스위칭 주파수의 deviation, 최대 효율, 과도 응답 성능에 현저한 향상을 보이는 것을 확인할 수 있다.
도 25, 26은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 정상상태 측정 파형 및 효율을 도시한 실험 그래프이다. 도 25, 26에 도시된 바와 같이, 정상상태에서 출력 전압의 리플 전압은 Peak-to-peak 6mV이며, 최대 효율은 200mA에서 95.5%이다.
도 27, 28은 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터의 과도 응답 측정 파형을 도시한 그래프이다. 도 27, 28에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일실시예에 따른 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터가 기존의 전류 모드 히스테리시스 제어 방법을 이용한 벅 컨버터보다 월등한 과도 응답 성능을 보여주는 것을 확인할 수 있다.
이상에서는 설명의 편의를 위해 스위칭 DC-DC 컨버터(Switching DC-DC converter) 중 벅 컨버터를 위주로 기재하였고, 본 발명의 범위는 이에 한정되지 않는다. 본 발명은 벅 컨버터, 부스트 컨버터(boost converter) 또는 벅-부스트 컨버터(buck-boost converter) 등을 포함하는 스위칭 DC-DC 컨버터의 범위를 포함할 수 있다. 또한, 이상에서는 설명의 편의를 위해 히스테리틱 비교기를 포함하는 벅 컨버터를 실시예로 들었고, 본 발명의 범위는 일반적인 비교기를 포함하는 스위칭 DC-DC 컨버터의 범위를 포함할 수 있다.
일반적인 스위칭 DC-DC 컨버터에서도, 벅 컨버터를 기준으로 위에서 기재된 바와 같이, 적어도 일단이 필터부의 인덕터의 타단에 연결되고 필터부의 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터를 포함하고, 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 비교기의 경계 전압에 닿는 경우, 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터를 포함함으로써, 초기 과도 상황에서 출력 전압(VO)이 빠르게 회복되는 응답 속도 향상의 효과, VDCR에 의한 출력 전압 오차가 결과적으로 무시해도 될 만큼 매우 작아지게 되는 출력 전압 오차 저감의 효과, OTA를 이용하는 경우 센싱 커패시터의 용량이 저감되어 칩의 면적이 크게 감소되는 칩 면적 감소의 효과가 발생된다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 상술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적인 것이 아닌 것으로서 이해해야만 한다. 본 발명의 범위는 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 등가 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본 발명의 범위에 포함하는 것으로 해석되어야 한다.
1: 전압 모드의 히스테리틱 벅 컨버터
2: 스위치부
3: 히스테리틱 비교기
4: 필터부
5: 출력단
6: 인덕터 전류 에뮬레이터
7: 전류 모드의 히스테리틱 벅 컨버터
10: 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 벅 컨버터
20: 게이트 구동부
21: 주파수 제어부
22: 클락 제너레이터
23: 초기화 제어부
60: 의사 인덕터 전류 에뮬레이터

Claims (12)

  1. 비교기 출력에 따라 온-오프를 반복함으로써 구형파를 출력하는 스위칭부;
    출력 단자, 비교기 입력 단자를 포함하고, 상기 출력 단자가 상기 스위칭부와 연결되며, 상기 비교기 입력 단자에 기준 전압 및 되먹임 출력 전압이 연결되고, 히스테리시스 윈도우 경계 전압과 상기 되먹임 출력 전압을 비교하여 상기 출력 단자에 상기 비교기 출력을 출력하는 히스테리틱 비교기;
    적어도 하나의 인덕터를 포함하며, 일단이 상기 스위치부와 연결되고, 타단이 출력단과 연결되며, 상기 스위칭부에서 출력되는 상기 구형파를 필터링하여 상기 출력단에 출력 전압을 출력하는 필터부; 및
    상기 필터부의 상기 인덕터 양단에 연결되어 상기 필터부에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하고, 상기 히스테리틱 비교기의 상기 제2입력 단자와 연결되어 상기 인덕터 전류를 의사(Quasi)한 센싱 전압을 출력하는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터;
    를 포함하고,
    상기 히스테리틱 비교기에 입력되는 상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압(Boundary voltage)에 닿는 경우, 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는,
    상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하고,
    일단이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;
    를 더 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는,
    일단이 상기 필터부의 상기 일단과 연결되는 센싱 저항;
    제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA; 및
    일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;
    를 더 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는,
    상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치; 및
    일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항;
    을 더 포함하고,
    일단이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부; 및
    상기 가변 센싱 저항과 연결되고, 클락 제너레이터에서 제공되는 기준 주파수와 상기 초기화 제어부에서 제공되는 실제 스위칭 주파수를 토대로 상기 가변 센싱 저항의 저항값을 가변시키는 주파수 제어부;
    를 더 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터.
  5. 제1항에 따른 전류 모드 히스테리시스 제어 방식을 이용한 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 구성되는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 있어서,
    적어도 일단이 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 필터부의 인덕터의 일단에 연결되는 센싱 저항; 및
    적어도 일단이 상기 필터부의 인덕터의 타단에 연결되고, 상기 필터부의 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;
    를 포함하고,
    상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 히스테리틱 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 비교기의 히스테리시스 윈도우의 경계 전압에 닿는 경우, 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하고,
    상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터는,
    일단이 상기 히스테리틱 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;
    를 더 포함하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
  7. 제5항에 있어서,
    일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항;
    제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA;
    일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터; 및
    상기 센싱 커패시터와 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
  8. 제1항에 따른 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 있어서,
    상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 의사 인덕터 전류 에뮬레이터가 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 인덕터 전류 센싱 단계;
    출력된 상기 센싱 전압과 출력 전압의 합인 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 히스테리틱 비교기에 입력되는 입력단계;
    상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리틱 비교기의 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압과 비교되는 비교 단계; 및
    상기 되먹임 출력 전압이 상기 히스테리시스 윈도우의 경계 전압에 닿으면, 상기 센싱 전압이 초기화되는 초기화 단계;
    를 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법.
  9. 제1항에 따른 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 의해 수행되는 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법에 있어서,
    상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터는,
    출력되는 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하고,
    상기 히스테리틱 스위칭 DC-DC 컨버터는,
    일단이 히스테리틱 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 히스테리틱 비교기의 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;
    를 더 포함하며,
    상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터가 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 인덕터 전류 센싱 단계; 및
    상기 리셋 스위치가 상기 초기화 제어부의 제어에 의해 상기 의사 인덕터 전류 에뮬레이터의 상기 센싱 전압을 초기화하는 센싱 전압 초기화 단계;
    를 포함하는, 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법.
  10. 스위칭 DC-DC 컨버터에 구성되는 의사 인덕터 전류 에뮬레이터에 있어서,
    적어도 일단이 상기 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 필터부의 인덕터의 일단에 연결되는 센싱 저항; 및
    적어도 일단이 상기 필터부의 인덕터의 타단에 연결되고, 상기 필터부의 인덕터에 흐르는 인덕터 전류를 센싱하여 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터;
    를 포함하고,
    상기 스위칭 DC-DC 컨버터의 일 구성인 비교기에 입력되는 되먹임 출력 전압이 상기 비교기의 경계 전압에 닿는 경우, 상기 센싱 전압이 초기화되는 것을 특징으로 하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 센싱 커패시터의 적어도 일단에 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하고,
    상기 스위칭 DC-DC 컨버터는,
    일단이 상기 비교기의 출력 단자와 연결되고, 타단이 상기 리셋 스위치와 연결되어 상기 비교기 출력에 따라 상기 리셋 스위치를 제어하는 초기화 제어부;
    를 더 포함하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
  12. 제10항에 있어서,
    일단이 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 타단이 상기 출력단과 연결되며, 저항값이 가변되는 가변 센싱 저항;
    제1입력 단자가 상기 센싱 저항의 상기 타단과 연결되고, 제2입력 단자가 상기 출력단과 연결되며, 출력 단자에서 OTA 출력 전류를 출력하는 OTA;
    일단이 상기 출력단과 연결되고, 타단이 상기 OTA의 상기 출력 단자와 연결되어 상기 OTA 출력 전류에 의해 충전 또는 방전되며, 상기 센싱 전압을 출력하는 센싱 커패시터; 및
    상기 센싱 커패시터와 연결되고, 상기 센싱 전압을 초기화하는 리셋 스위치;
    를 더 포함하는, 의사 인덕터 전류 에뮬레이터.
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