CN107742972A - 连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法及其装置 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 29
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 title claims abstract description 17
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 30
- 101100464779 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) CNA1 gene Proteins 0.000 claims description 15
- 101100464782 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) CMP2 gene Proteins 0.000 claims description 14
- 102100029469 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Human genes 0.000 claims description 13
- 101710097421 WD repeat and HMG-box DNA-binding protein 1 Proteins 0.000 claims description 13
- 102100038026 DNA fragmentation factor subunit alpha Human genes 0.000 claims description 12
- 101000950906 Homo sapiens DNA fragmentation factor subunit alpha Proteins 0.000 claims description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 210000004899 c-terminal region Anatomy 0.000 claims description 4
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims description 3
- 238000007689 inspection Methods 0.000 claims 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 abstract description 8
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 9
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 6
- 101000737979 Schizosaccharomyces pombe (strain 972 / ATCC 24843) Charged multivesicular body protein 7 Proteins 0.000 description 4
- 239000000843 powder Substances 0.000 description 4
- YPJMOVVQKBFRNH-UHFFFAOYSA-N 1-(9-ethylcarbazol-3-yl)-n-(pyridin-2-ylmethyl)methanamine Chemical compound C=1C=C2N(CC)C3=CC=CC=C3C2=CC=1CNCC1=CC=CC=N1 YPJMOVVQKBFRNH-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
- 210000001367 artery Anatomy 0.000 description 3
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 3
- 210000003462 vein Anatomy 0.000 description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000013507 mapping Methods 0.000 description 1
- 238000004080 punching Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/06—Circuits specially adapted for rendering non-conductive gas discharge tubes or equivalent semiconductor devices, e.g. thyratrons, thyristors
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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Abstract
本发明公开了一种连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法及其装置，通过限定电容电流峰值和谷值的大小，完成对变换器开关管的控制，实现对输出支路的调节。与传统的脉冲序列控制开关变换器相比，本发明具有脉冲循环周期的组合方式最优，无低频振荡现象和负载瞬态性能好等优点，可用于控制多种开关变换器，诸如：Buck变换器、Boost变换器、Buck‑boost变换器、Flyback变换器、Forward变换器等。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子设备，尤其是连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法及其装置。
背景技术
脉冲序列(pulse train，PT)调制是近年来出现的一种新型非线性的开关变换器调制方法。其控制思想是：在每个开关周期起始时刻，控制器检测变换器输出电压，并判断其与电压基准值之间的大小关系，若输出电压小于电压基准值，控制器将产生一个占空比较大的高能量脉冲作为驱动信号作用于开关管；反之，若输出电压大于电压基准值，控制器将产生一个占空比较小的低能量脉冲。高、低能量脉冲通过一定的组合形式实现对开关变换器的控制。相对于传统的脉冲宽度调制(pulse width modulation，PWM)和脉冲频率调制(pulse frequency modulation，PFM)技术，PT调制具有瞬态响应速度快，控制器结构简单，无需补偿装置等优点。但其稳定域不够宽，在电感电流连续(continuous conductionmode，CCM)导电模式，当输出电容等效串联电阻(equivalent series resistance，ESR)为零或较低时，变换器存在低频振荡现象，输出电压和电感电流的幅值变化大，变换器的稳态精度与瞬态性能差。
发明内容
本发明的目的是提供一种开关变换器的控制方法，使之克服现有脉冲序列控制工作在电感电流连续导电模式时的技术缺点，具有输出电压稳态纹波小，稳态时脉冲序列循环周期的组合方式恒为“1高功率脉冲+1低功率脉冲”，不存在低频振荡现象，稳定性和抗干扰能力强，负载瞬态性能好等优点，适用于多种拓扑结构的开关变换器。
本发明实现其发明目的所采用的技术方案是：连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法，在每个开关周期内，检测输出电压，得到信号Vo，检测输出滤波电容的电流，得到信号ic；同时，脉冲产生器PGC产生脉冲信号CC；将Vo、CC和输出电压基准值Vref送入到第一脉冲选择器PS1产生脉冲信号HH和LL；将iC、第一峰值电容电流基准值Iref-PH和第一谷值电容电流基准值Iref-VH送入到第一滞环调制器PGH产生脉冲信号VPH；将iC、第二峰值电容电流基准值Iref-PL和第二谷值电容电流基准值Iref-VL送入到第二滞环调制器PGL产生脉冲信号VPL；将VPH、VPL、HH和LL送入到第二脉冲选择器PS2产生脉冲信号VP，用以控制变换器开关管的导通和关断。
其中，所述第一峰值电容电流基准值Iref-PH、第二峰值电容电流基准值Iref-PL、第一谷值电容电流基准值Iref-VH和第二谷值电容电流基准值Iref-VL为预设的电容电流基准值，是直接设定的电容电流峰值或谷值。
进一步的，所述第一峰值电容电流基准值Iref-PH、第二峰值电容电流基准值Iref-PL、第一谷值电容电流基准值Iref-VH和第二谷值电容电流基准值Iref-VL为由输入、输出反馈量产生的与输入量或输出量有关的电容电流峰值或谷值。
本发明的另一目的是提供一种实现上述连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，包括电压检测电路VS、电流检测电路IS、第一脉冲选择器PS1、第二脉冲选择器PS2、脉冲产生器PGC、第一滞环调制器PGH、第二滞环调制器PGL和驱动电路DR；所述的电压检测电路VS、脉冲产生器PGC分别与第一脉冲选择器PS1相连；电流检测电路IS分别与第一滞环调制器PGH和第二滞环调制器PGL相连；第一滞环调制器PGH、第二滞环调制器PGL、第一脉冲选择器PS1分别与第二脉冲选择器PS2相连；第二脉冲选择器PS2与驱动电路DR相连。
上述的第一脉冲选择器PS1的具体组成为：由第一比较器CMP1和第一触发器DFF1组成；检测到的输出电压信号Vo与第一比较器CMP1负极性端相连，输出电压基准值Vref与第一比较器CMP1正极性端相连；第一比较器CMP1与第一触发器DFF1的D端相连，脉冲产生器PGC产生的信号CC与第一触发器DFF1的C端相连。
上述的第二脉冲选择器PS2的具体组成为：由第一与门AND1、第二与门AND2和或门OR组成；脉冲产生器PGH产生的脉冲信号VPH、第一脉冲选择器产生的脉冲信号HH与第一与门AND1的输入端相连；第一滞环调制器PGL产生的脉冲信号VPL、第一脉冲选择器产生的脉冲信号LL与第二与门AND2的输入端相连；第一与门AND1、第二与门AND2的输出端与或门OR的输入端相连。
上述的第一滞环调制器PGH的具体组成为：由第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和第二触发器RSFF2组成；检测到的电容电流信号iC与第二比较器CMP2正极性端相连，第一峰值电容电流基准值Iref-PH与第二比较器CMP2负极性端相连；检测到的电容电流信号iC与第三比较器CMP3负极性端相连，第一谷值电容电流基准值Iref-VH与第三比较器CMP3正极性端相连；第二比较器CMP2的输出端与第二触发器RSFF2的R端相连，第三比较器CMP3的输出端与第二触发器RSFF2的S端相连。
上述的第二滞环调制器PGL的具体组成与上述第一滞环调制器PGH的组成类似，区别在于在第二峰值电容电流基准信号Iref-PL与第四比较器CMP4的负极性端相连，第二谷值电容电流基准值Iref-VL与第五比较器CMP5正极性端相连。
本发明具有脉冲循环周期的组合方式最优，无低频振荡现象和负载瞬态性能好等优点，可用于控制多种开关变换器，诸如：Buck变换器、Boost变换器、Buck-boost变换器、Flyback变换器、Forward变换器等。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
一、本发明为连续导电模式开关变换器提供了一种简单可靠的脉冲序列控制方法，克服了传统的脉冲序列控制连续导电模式开关变换器存在低频振荡的现象，稳定性更好，可靠性更高。
二、本发明所提供的脉冲序列控制方法，在负载发生改变时，能够快速调节开关管的导通和关断，输出电压的变化量小。
三、本发明所提供的连续导电模式开关变换器脉冲序列控制方法，脉冲序列循环周期的组合方式恒为“1高功率脉冲+1低功率脉冲”，高、低功率脉冲的组合规律最优。
附图说明
下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
图1为本发明实施例一控制方法的电路结构框图。
图2为本发明实施例一的第一脉冲选择器PS1的电路结构框图。
图3为本发明实施例一的第二脉冲选择器PS2的电路结构框图。
图4为本发明实施例一的第一脉冲信号产生器PGC的电路结构框图。
图5为本发明实施例一的第二脉冲信号产生器PGH的电路结构框图。
图6为本发明实施例一的第三脉冲信号产生器PGL的电路结构框图。
图7为本发明实施例一的电路结构框图。
图8为本发明实施例一的Buck变换器稳态工作时的主要波形示意图。
图9为传统的PT控制Buck变换器的稳态时域仿真波形。
图10为谷值电容电流PT控制的Buck变换器的稳态时域仿真波形。
图11为本发明实施例二的第一脉冲信号产生器PGC的电路结构框图。
图12为本发明实施例三的第一脉冲信号产生器PGC的电路结构框图。
图13为本发明实施例四的电路结构框图。
具体实施方式
下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。
实施例一
图1示出，本发明的一种具体实施方式为：连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，主要由电压检测电路VS、电流检测电路IS、第一脉冲选择器PS1、第二脉冲选择器PS2、脉冲产生器PGC、第一滞环调制器PGH、第二滞环调制器PGL和驱动电路DR组成；在每个开关周期内，检测输出支路的输出电压，得到信号Vo，检测输出支路的滤波电容电流，得到信号ic；同时，脉冲产生器PGC产生脉冲信号CC；将Vo、CC和输出电压基准值Vref送入到第一脉冲选择器PS1产生脉冲信号HH和LL；将iC、第一峰值电容电流基准值Iref-PH和第一谷值电容电流基准值Iref-VH送入到第一滞环调制器PGH产生脉冲信号VPH；将iC、第二峰值电容电流基准值Iref-PL和第二谷值电容电流基准值Iref-VL送入到第二滞环调制器PGL产生脉冲信号VPL；将VPH、VPL、HH和LL送入到第二脉冲选择器PS2产生脉冲信号VP，用以控制变换器开关管的导通和关断。
图2示出，本例的第一脉冲选择器PS1的具体组成为：由第一比较器CMP1和第一触发器DFF1组成；检测到的输出电压信号Vo与第一比较器CMP1负极性端相连，输出电压基准值Vref与第一比较器CMP1正极性端相连；第一比较器CMP1与第一触发器DFF1的D端相连，脉冲产生器PGC产生的信号CC与第一触发器DFF1的C端相连。
图3示出，本例的第二脉冲选择器PS2的具体组成为：由第一与门AND1、第二与门AND2和或门OR组成；脉冲产生器PGH产生的脉冲信号VPH、第一脉冲选择器产生的脉冲信号HH与第一与门AND1的输入端相连；第一滞环调制器PGL产生的脉冲信号VPL、第一脉冲选择器产生的脉冲信号LL与第二与门AND2的输入端相连；第一与门AND1、第二与门AND2的输出端与或门OR的输入端相连。
图4示出，本例的脉冲产生器PGC的具体组成为：由开关管脉冲信号VP组成，脉冲信号VP即为信号CC。
图5示出，本例的第一滞环调制器PGH的具体组成为：由第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和第二触发器RSFF2组成；检测到的电容电流信号iC与第二比较器CMP2正极性端相连，第一峰值电容电流基准值Iref-PH与第二比较器CMP2负极性端相连；检测到的电容电流信号iC与第三比较器CMP3负极性端相连，第一谷值电容电流基准值Iref-VH与第三比较器CMP3正极性端相连；第二比较器CMP2的输出端与第二触发器RSFF2的R端相连，第三比较器CMP3的输出端与第二触发器RSFF2的S端相连。
图6示出，本例的第二滞环调制器PGL的具体组成与上述第一滞环调制器PGH的组成类似，区别在于在第二峰值电容电流基准信号Iref-PL与第四比较器CMP4的负极性端相连，第二谷值电容电流基准值Iref-VL与第五比较器CMP5正极性端相连。
本例采用图7的装置，可方便、快速地实现上述控制方法。图6示出，本例连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，由变换器TD和开关管S的控制装置组成。
本例的装置其工作过程和原理是：
控制装置采用连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的工作过程和原理是：图1-7示出，在开关周期开始时，采样的输出电压Vo与输出电压基准值Vref进行比较，若输出电压Vo小于输出电压基准值Vref,则第一脉冲选择器PS1的输出信号HH为高电平，同时脉冲产生器PGH的输出信号VPH为高电平，第二脉冲选择器PS2的输出信号Vp为高电平，开关管S导通，电容电流iC上升；当iC上升到第一峰值电容电流基准值Iref-PH时，第一滞环调制器PGH的输出信号VPH由高电平变为低电平，第一脉冲选择器PS1的输出信号HH保持高电平，第二脉冲选择器PS2的输出信号VP由高电平变为低电平，开关管S关断，电容电流iC下降；当iC下降到第一谷值电容电流基准值Iref-VH时，第一滞环调制器PGH的输出信号VPH由低电平变为高电平，第一脉冲选择器PS1的输出信号HH则由高电平变为低电平，开关周期结束；在这个开关周期内，第二滞环调制器PGL的输出信号VPL不影响第二脉冲选择器输出信号VP的状态；若输出电压Vo大于输出电压基准值Vref,则第一脉冲选择器PS1的输出信号HH为低电平，LL为高电平，第二滞环调制器PGL的输出信号VPL为高电平，第二脉冲选择器PS2的输出信号Vp为高电平，开关管S导通，电容电流iC上升；当iC上升到第二峰值电容电流基准值Iref-PL时，VPL由高电平变为低电平，HH保持低电平，第二脉冲选择器PS2的输出信号VP由高电平变为低电平，开关管S关断，电容电流iC下降；当iC下降到第二谷值电容电流基准值Iref-VL时，第二滞环调制器PGL的输出信号VPL由低电平变为高电平，第一脉冲选择器PS1的输出信号HH则由低电平变为高电平，开关周期结束；在这个开关周期内，第一滞环调制器PGL的输出信号VPH不影响第二脉冲选择器输出信号VP的状态。
第一脉冲选择器PS1完成信号HH、LL的产生和输出：图2示出，第一比较器CMP1将输出电压Vo与输出电压基准值Vref进行比较，当输出电压Vo小于输出电压基准值Vref时，第一比较器CMP1输出为高电平，反之，则第一比较器CMP1输出为低电平；当脉冲信号CC上升沿来临时，第一触发器DFF1的C端输入一个上升沿，根据D触发器的工作原理：第一触发器DFF1的Q端输出信号HH与D端输入信号的状态保持一致，信号HH在VP的下一个上升沿来临之前保持不变，第一触发器DFF1的Q1端输出信号LL的电平高低始终与信号HH相反。
第二脉冲选择器PS2完成信号VP的选择和输出：图3示出，当第一与门AND1的输入信号HH为高电平，第二与门AND2的输入信号LL为低电平时，第一与门AND1的输出信号与第一与门AND1的输入信号VPH保持一致，第二与门AND2的输出信号保持低电平，或门OR输出端的信号VP与第一与门AND1的输出信号保持一致，即VP与信号VPH保持一致；反之，则VP与信号VPL保持一致。
第一滞环调制器PGH完成信号VPH的产生和输出：图5示出，第三比较器CMP3将电容电流iC与第一谷值电容电流基准值Iref-VH进行比较，当iC小于Iref-VH时，第三比较器CMP3的输出信号S2为高电平，即第二触发器RSFF2的S端输入高电平，根据RS触发器的工作原理：第二触发器RSFF2的Q端输出信号VPH为高电平；第二比较器CMP2将电容电流iC与第一峰值电容电流基准值Iref-PH进行比较，当iC大于Iref-PH时，第二比较器CMP2输出为高电平，即第二触发器RSFF2的R端输入高电平，则第二触发器RSFF2的Q端输出信号VPH由高电平变为低电平。
第二滞环调制器PGL完成信号VPL的产生和输出，其工作过程与上述PGH类似，图6示出其区别在于：第四比较器CMP4的负极性端接第二峰值电容电流基准值Iref-PL，第五比较器CMP5的正极性端接第二谷值电容电流基准值Iref-VL。
本例的变换器TD为Buck变换器。
用PSIM仿真软件对本例的方法进行时域仿真分析，结果如下。
图8为采用本发明的Buck变换器在稳态工作时，输出电压信号Vo、输出电压基准信号Vref、电容电流信号iC、第一峰值电容电流基准信号Iref-PH、第二峰值电容电流基准信号Iref-PL、第一谷值电容电流基准信号Iref-VH、第二谷值电容电流基准信号Iref-VL、脉冲信号HH、脉冲信号VPH、脉冲信号VPL及驱动信号VP之间的关系示意图。从图中可以看出，采用本发明的Buck变换器可以工作在电感电流连续导电模式。仿真条件：输入电压Vin＝14V，电压基准值Vref＝6V，第一峰值电容电流基准信号Iref-PH＝8.66A、第二峰值电容电流基准信号Iref-PL＝0.6A、第一谷值电容电流基准信号Iref-VH＝-6.6A、第二谷值电容电流基准信号Iref-VL＝-5.6A，电感L＝10μH，电容Co＝470μF(其等效串联电阻为1nΩ)、负载电阻Ro＝0.9Ω。从图8中可以看出：采用本发明时，两个开关周期组成一个循环周期，开关管S的控制脉冲VP的脉冲序列具体组合形式为：1VPH+1VPL，实现高、低功率脉冲的最佳组合，且变换器不存在低频振荡现象。
图9为传统的PT控制Buck变换器的输出电压信号Vo、电感电流信号iL及驱动信号VP的稳态时域仿真波形。从图9中可以看出：当变换器工作在连续导电模式时，驱动信号VP连续输出高功率脉冲或低功率脉冲，变换器出现低频振荡现象。故采用本发明的变换器可抑制脉冲序列控制连续导电模式开关变换器的低频振荡现象。
图10为谷值电容电流PT控制Buck变换器的输出电压信号Vo、输出电压基准信号Vref、电容电流信号iC、第一峰值电容电流基准信号Iref-PH、第二峰值电容电流基准信号Iref-PL、脉冲信号HH、脉冲信号VPH、脉冲信号VPL及驱动信号VP的稳态时域仿真波形。从图10中可以看出：该控制方法虽然不存在低频振荡现象，但是需要7个开关周期才组成一个循环周期，开关管S的控制脉冲VP的脉冲序列具体组合形式为：1VPH+2VPL+1VPH+1VPL+1VPH+1VPL，变换器的脉冲循环周期时间远大于本实施例一中控制脉冲的循环周期；在电路参数相同时，输出电压和电感电流的纹波大于本实施例一中的输出电压和电感电流纹波。故采用本发明的变换器可使高低功率脉冲的组合形式达到最优，脉冲循环周期时间最短，即为“1高功率脉冲+1低功率脉冲”。
实施例二
本发明采用实施例二方法的信号流程图亦如图1所示，实施方式与实施例一基本一致，不同之处是：本实施例中脉冲产生器PGC输出的脉冲信号CC由开关管脉冲信号VP经过非门NOT产生。
图11示出：本例的脉冲产生器PGC由开关管脉冲信号VP和非门NOT组成。
实施例三
本发明采用实施例三方法的信号流程图亦如图1所示，实施方式与实施例一基本一致，不同之处是脉冲产生器PGC输出的脉冲信号CC的产生方式。
图12示出：本例的脉冲产生器PGC由第六比较器CMP6、第七比较器CMP7和第四触发器RSFF4组成，检测到的电容电流iC同时与第六比较器CMP6负极性端、第七比较器CMP7正极性端相连，第六比较器CMP6正极性端和第七比较器CMP7负极性端均接地，第六比较器CMP6与第四触发器RSFF4的R端相连，第七比较器CMP7与第四触发器RSFF4的S端相连。
实施例四
如图13所示，本发明实施例四与实施例一基本相同，不同之处是：本例控制的变换器TD为Boost变换器。
本发明除可用于以上实施例中的开关变换器外，也可用于Buck-Boost变换器、Flyback变换器、Forward变换器等多种电路拓扑中。
Claims (7)
1.连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法，其特征在于：在每个开关周期内，检测输出电压，得到信号Vo，检测输出滤波电容的电流，得到信号ic；同时，脉冲产生器PGC产生脉冲信号CC；将Vo、CC和输出电压基准值Vref送入到第一脉冲选择器PS1产生脉冲信号HH和LL；将iC、第一峰值电容电流基准值Iref-PH和第一谷值电容电流基准值Iref-VH送入到第一滞环调制器PGH产生脉冲信号VPH；将iC、第二峰值电容电流基准值Iref-PL和第二谷值电容电流基准值Iref-VL送入到第二滞环调制器PGL产生脉冲信号VPL；将VPH、VPL、HH和LL送入到第二脉冲选择器PS2产生脉冲信号VP，用以控制变换器开关管的导通和关断。
2.根据权利要求1所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法，其特征在于：所述第一峰值电容电流基准值Iref-PH、第二峰值电容电流基准值Iref-PL、第一谷值电容电流基准值Iref-VH和第二谷值电容电流基准值Iref-VL为预设的电容电流基准值，是直接设定的电容电流峰值或谷值。
3.根据权利要求1所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法，其特征在于：所述第一峰值电容电流基准值Iref-PH、第二峰值电容电流基准值Iref-PL、第一谷值电容电流基准值Iref-VH和第二谷值电容电流基准值Iref-VL为由输入、输出反馈量产生的与输入量或输出量有关的电容电流峰值或谷值。
4.根据权利要求1到3任一项所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：包括电压检测电路VS、电流检测电路IS、第一脉冲选择器PS1、第二脉冲选择器PS2、脉冲产生器PGC、第一滞环调制器PGH、第二滞环调制器PGL和驱动电路DR；
所述的电压检测电路VS、脉冲产生器PGC分别与第一脉冲选择器PS1相连；电流检测电路IS分别与第一滞环调制器PGH和第二滞环调制器PGL相连；第一滞环调制器PGH、第二滞环调制器PGL、第一脉冲选择器PS1分别与第二脉冲选择器PS2相连；第二脉冲选择器PS2还与驱动电路DR相连，控制变换器开关管的导通和关断。
5.根据权利要求4所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：所述的第一脉冲选择器PS1包括第一比较器CMP1和第一触发器DFF1；电压检测电路VS检测到的输出电压信号Vo与第一比较器CMP1负极性端相连，输出电压基准值Vref与第一比较器CMP1正极性端相连；第一比较器CMP1与第一触发器DFF1的D端相连，脉冲产生器PGC产生的信号CC与第一触发器DFF1的C端相连。
6.根据权利要求4所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：所述的第二脉冲选择器PS2包括第一与门AND1、第二与门AND2和或门OR；脉冲产生器PGH产生的脉冲信号VPH、第一脉冲选择器产生的脉冲信号HH与第一与门AND1的输入端相连；第一滞环调制器PGL产生的脉冲信号VPL、第一脉冲选择器产生的脉冲信号LL与第二与门AND2的输入端相连；第一与门AND1、第二与门AND2的输出端与或门OR的输入端相连。
7.根据权利要求4所述的连续导电模式双滞环脉冲序列控制方法的装置，其特征在于：所述的第一滞环调制器PGH包括第二比较器CMP2、第三比较器CMP3和第二触发器RSFF2；检测到的电容电流信号iC与第二比较器CMP2正极性端相连，第一峰值电容电流基准值Iref-PH与第二比较器CMP2负极性端相连；检测到的电容电流信号iC与第三比较器CMP3负极性端相连，第一谷值电容电流基准值Iref-VH与第三比较器CMP3正极性端相连；第二比较器CMP2的输出端与第二触发器RSFF2的R端相连，第三比较器CMP3的输出端与第二触发器RSFF2的S端相连。
Priority Applications (1)
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| CN107742972A true CN107742972A (zh) | 2018-02-27 |
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Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN107742972B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN113315374A (zh) * | 2021-05-28 | 2021-08-27 | 电子科技大学 | 一种基于Buck变换器的占空比调制脉冲序列控制方法及装置 |
| CN115668722A (zh) * | 2020-05-20 | 2023-01-31 | 思睿逻辑国际半导体有限公司 | 使用输出电压阈值预测功率转换器中的负载电流和控制电流 |
Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3697855A (en) * | 1970-10-26 | 1972-10-10 | Westinghouse Electric Corp | Hysteresis-loop control for a power transformer |
| CN103326546A (zh) * | 2013-06-14 | 2013-09-25 | 西南交通大学 | 固定关断时间峰值电流型脉冲序列控制方法及其装置 |
| CN203261226U (zh) * | 2013-03-28 | 2013-10-30 | 西南交通大学 | 连续工作模式开关电源的半滞环脉冲序列控制装置 |
| CN103840643A (zh) * | 2014-03-24 | 2014-06-04 | 成都芯源系统有限公司 | 多相开关变换器及其控制电路和控制方法 |
| CN105071649A (zh) * | 2015-08-10 | 2015-11-18 | 电子科技大学 | 可频率切换调制的全数字功率因数校正电路 |
| US20160099660A1 (en) * | 2014-10-01 | 2016-04-07 | University Of Maryland | Bridgeless resonant ac-dc converters and systems and control systems therefor |
| CN106026652A (zh) * | 2016-05-20 | 2016-10-12 | 中国矿业大学 | 一种基于脉冲序列控制的改进型并联Buck变换器 |
| CN106253642A (zh) * | 2016-10-09 | 2016-12-21 | 中国矿业大学 | 谷值电流调节恒定导通时间控制方法及其装置 |
| KR20170048152A (ko) * | 2015-10-26 | 2017-05-08 | 알파 앤드 오메가 세미컨덕터 (케이맨) 리미티드 | 전력 공급 디바이스 |
| KR20170098033A (ko) * | 2016-02-19 | 2017-08-29 | 한국과학기술원 | 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터 |
| CN207475398U (zh) * | 2017-12-05 | 2018-06-08 | 西南交通大学 | 连续导电模式双滞环脉冲序列控制装置 |
-
2017
- 2017-12-05 CN CN201711264913.4A patent/CN107742972B/zh active Active
Patent Citations (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3697855A (en) * | 1970-10-26 | 1972-10-10 | Westinghouse Electric Corp | Hysteresis-loop control for a power transformer |
| CN203261226U (zh) * | 2013-03-28 | 2013-10-30 | 西南交通大学 | 连续工作模式开关电源的半滞环脉冲序列控制装置 |
| CN103326546A (zh) * | 2013-06-14 | 2013-09-25 | 西南交通大学 | 固定关断时间峰值电流型脉冲序列控制方法及其装置 |
| CN103840643A (zh) * | 2014-03-24 | 2014-06-04 | 成都芯源系统有限公司 | 多相开关变换器及其控制电路和控制方法 |
| US20160099660A1 (en) * | 2014-10-01 | 2016-04-07 | University Of Maryland | Bridgeless resonant ac-dc converters and systems and control systems therefor |
| CN105071649A (zh) * | 2015-08-10 | 2015-11-18 | 电子科技大学 | 可频率切换调制的全数字功率因数校正电路 |
| KR20170048152A (ko) * | 2015-10-26 | 2017-05-08 | 알파 앤드 오메가 세미컨덕터 (케이맨) 리미티드 | 전력 공급 디바이스 |
| KR20170098033A (ko) * | 2016-02-19 | 2017-08-29 | 한국과학기술원 | 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터 |
| CN106026652A (zh) * | 2016-05-20 | 2016-10-12 | 中国矿业大学 | 一种基于脉冲序列控制的改进型并联Buck变换器 |
| CN106253642A (zh) * | 2016-10-09 | 2016-12-21 | 中国矿业大学 | 谷值电流调节恒定导通时间控制方法及其装置 |
| CN207475398U (zh) * | 2017-12-05 | 2018-06-08 | 西南交通大学 | 连续导电模式双滞环脉冲序列控制装置 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 黎宁昊;许建平;沙金;: "滞环电容电流脉冲序列控制开关DC/DC变换器", 电力电子技术, no. 07 * |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN115668722A (zh) * | 2020-05-20 | 2023-01-31 | 思睿逻辑国际半导体有限公司 | 使用输出电压阈值预测功率转换器中的负载电流和控制电流 |
| CN115668722B (zh) * | 2020-05-20 | 2024-05-03 | 思睿逻辑国际半导体有限公司 | 使用输出电压阈值预测功率转换器中的负载电流和控制电流 |
| CN113315374A (zh) * | 2021-05-28 | 2021-08-27 | 电子科技大学 | 一种基于Buck变换器的占空比调制脉冲序列控制方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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