KR20220168825A - 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법 - Google Patents

고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20220168825A
KR20220168825A KR1020210078788A KR20210078788A KR20220168825A KR 20220168825 A KR20220168825 A KR 20220168825A KR 1020210078788 A KR1020210078788 A KR 1020210078788A KR 20210078788 A KR20210078788 A KR 20210078788A KR 20220168825 A KR20220168825 A KR 20220168825A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
current
inductor
phase
switching regulator
dvs
Prior art date
Application number
KR1020210078788A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102592683B1 (ko
Inventor
김현식
배홍현
조정현
Original Assignee
한국과학기술원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국과학기술원 filed Critical 한국과학기술원
Priority to KR1020210078788A priority Critical patent/KR102592683B1/ko
Publication of KR20220168825A publication Critical patent/KR20220168825A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102592683B1 publication Critical patent/KR102592683B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/003—Measuring mean values of current or voltage during a given time interval
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R25/00—Arrangements for measuring phase angle between a voltage and a current or between voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0064—Magnetic structures combining different functions, e.g. storage, filtering or transformation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

본 발명은 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC(System On a Chip)의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법에 관한 것으로, 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2);제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 sample & hold하는 샘플 앤 홀드부;AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3)를 포함하고, 인덕터(L)에 병렬 연결되어 이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성되는 RC 필터부;인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4);phase-1 구간에서 병렬 구성되는 부하(Load)로부터 요구되는 전류를 담당하여 공급해주는 제 1 전류원과 공급 전원을 가변하기 위해 필요한 전류를 이등변 삼각형의 형태로 공급 및 흡수하는 제 2 전류원을 갖는 제 1 DVS 제어부;Phase-2 구간에서 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 제 2 DVS 제어부;를 포함하는 것이다.

Description

고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법{Switching Converter for Accelerated Dynamic Voltage Scaling and Method for Controlling the same}
본 발명은 스위칭 레귤레이터에 관한 것으로, 구체적으로 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC(System On a Chip)의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법에 관한 것이다.
SoC(System On a Chip) 내에 집적되는 소자의 수가 기하급수적으로 증가하고 있다. 이로 인하여 반도체소자의 선 폭이 나노미터급으로 초미세화되어 누설 전류가 급증하고, 칩의 처리 성능을 높이기 위해 클럭 주파수를 높이면서 동적 전력 소모도 증가하였다.
모바일 기기 사용이 보편화되고 고성능화함에 따라 전원 관리 및 에너지 소모 절감 기술은 필수적이다. 전력 효율을 높이기 위하여 연산을 수행하지 않을 때는 동작 주파수를 낮추고 연산을 수행해야 할 때는 동작 주파수를 올리는 방식으로 동작한다.
또한 SoC의 전원을 공급해주는 스위칭 레귤레이터는 공급 전원을 동작 주파수에 따라서 가변 시켜주게 된다. 이와 같이 SoC의 동작에 따라서 동작 주파수와 공급 전원을 가변 시켜 전력 소모를 줄이는 기술을 Dynamic Voltage and Frequency Scaling(DVFS)라고 한다.
따라서, SoC에 전원을 공급하는 스위칭 레귤레이터의 경우 SoC가 요구하는 시간 안에 공급 전원을 가변 시켜야 한다. 요구되는 시간 안에 공급 전원을 가변 하지 못할 경우 SoC의 연산에 오류가 생길 수 있는 문제가 생기게 된다.
즉, 스위칭 레귤레이터는 공급 전원을 빠르게 가변(Dynamic Voltage Scaling, DVS)하는 역할을 요구 받는다.
스위칭 레귤레이터에서 빠른 DVS를 타겟으로 발전된 기술은 크게 3가지로 볼 수 있다.
도 1a와 도 1b는 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 구성도이다.
도 1a는 다중 채널 방식의 스위칭 레귤레이터이다.
예를 들어, 다중 채널 방식의 경우 DVS가 발생했을 때 한 개의 채널 대비 더 많은 양의 전류를 공급/흡수할 수 있기 때문에 더 빠른 속도로 DVS를 완료할 수 있다. 하지만 채널이 늘어나는 만큼 인덕터의 개수 또한 늘어나게 되며 전체 스위칭 레귤레이터의 크기가 커져 작은 폼펙터를 요구하는 SoC에는 적합하지 않은 방법이다.
다른 방법으로 인덕터와 커패시터의 값을 줄이는 방법이 있다. 인덕터와 커패시터의 값을 줄이게 되면 DVS가 발생했을 때 인덕터와 커패시터를 충/방전하는 시간이 줄어들어 빠른 속도로 DVS가 끝날 수 있는 장점이 있다.
하지만, 인덕터와 커패시터의 값을 줄이게 되면 출력 전원의 리플이 커지게 되어 고속 스위칭이 필요하게 된다. 스위칭 주파수가 높아지면 스위칭 손실이 더 커지기 때문에 높은 전력변환 효율을 달성하기 어렵다.
도 1b는 싱글 채널로 동작하는 스위칭 레귤레이터로 최적화된 속도로 DVS를 완료할 수 있는 기술이다.
하지만, 해당 기술의 경우 DVS가 고정된 인덕터와 커패시터의 값에서만 최적화가 되었기 때문에 한계가 있다. 즉, 인덕터와 커패시터의 값이 미리 계산된 값과 다르다면 그만큼 DVS 속도는 느려지게 된다.
또한, 스위칭 레귤레이터에 항상 고정된 인덕터와 커패시터를 사용해야 하기 때문에 범용성이 떨어진다.
따라서, 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변 해주는 스위칭 레귤레이터의 구현이 가능하도록 하는 새로운 기술의 개발이 요구되고 있다.
대한민국 공개특허번호 제10-2018-0023742호 대한민국 공개특허번호 제10-2012-0089208호 대한민국 공개특허번호 제10-2006-0064543호
본 발명은 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC(System On a Chip)의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 인덕터와 커패시터의 값을 줄이지 않으며 한 개의 채널을 사용하여 빠른 DVS를 달성할 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 DVS 상황에서 요구되는 전하를 병렬의 전류원을 통하여 충/방전하고, 충/방전에 사용되는 전류원은 이등변 삼각형 형태로 전류를 공급/흡수하여 안정적이면서 빠른 속도로 공급 전원을 가변 할 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 하여 효과적으로 DVS 완료에 걸리는 시간을 줄일 수 있도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명은 인덕터와 커패시터 값에 상관없이 이상적으로 DVS를 완료하고, 한개의 인덕터만 사용하여 작은 크기에서 빠른 수준의 DVS를 얻을 수 있고, 스위칭 주파수가 높을 필요가 없어 높은 전력변환 효율을 갖도록 한 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법을 제공하는데 그 목적이 있다.
본 발명의 다른 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 목적들은 아래의 기재로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터는 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2);제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 sample & hold하는 샘플 앤 홀드부;AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3)를 포함하고, 인덕터(L)에 병렬 연결되어 이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성되는 RC 필터부;인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4);phase-1 구간에서 병렬 구성되는 부하(Load)로부터 요구되는 전류를 담당하여 공급해주는 제 1 전류원과 공급 전원을 가변하기 위해 필요한 전류를 이등변 삼각형의 형태로 공급 및 흡수하는 제 2 전류원을 갖는 제 1 DVS 제어부;Phase-2 구간에서 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 제 2 DVS 제어부;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 제 1,2 스위치(SW1, SW2)는, 인덕터(L)에 출력이 공통으로 연결되어 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 것을 특징으로 한다.
그리고 스위칭 레귤레이터는 일정한 공급 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급하고, 이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성된 RC 필터부를 통해 인덕터(L) 전류의 AC 성분을 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 전압의 형태로 갖도록 하는 것을 특징으로 한다.
그리고 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC)는 제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 샘플 앤 홀드부를 통하여 sample & hold하여 인덕터(L)에 흐르는 전류(IIND)의 평균값을 저장하는 것을 특징으로 한다.
그리고 Steady-state 상태에서 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC), 제 2 전류원을 통한 전류(ISH,TRI), gm-cell을 통하여 공급되는 전류(ILDO)는 흐르지 않으며 제 3,4 스위치(SW3, SW4)는 off인 것을 특징으로 한다.
그리고 공급 전압이 가변하는 DVS가 발생할 때 제 1,2 스위치(SW1, SW2)는 off, 제 4 스위치(SW4)는 on이 되며 충전되어 있던 인덕터 전류는 제 4 스위치(SW4)를 통하여 free-wheeling하는 것을 특징으로 한다.
그리고 DVS를 하기 위해서 이등변 삼각형의 형태로 전류를 공급하고, DVS의 시작과 끝나는 시점에 출력 캐패시터(COUT)으로 전달되는 전류의 양이 급격하게 변하지 않고, 공급 전원(VOUT)이 VT를 만나면 샘플 앤 홀드 전류(ISH)는 선형적으로 증가하다가 감소하는 형태로 전류를 공급하는 것을 특징으로 한다.
그리고 VT는 터닝 포인트 전압(turning point voltage)이며 최저 기준 전압(VREFL), 최고 기준 전압(VREFH)과 충방전되는 기울기에 의하여 결정되고,
Figure pat00001
으로 구해지는 것을 특징으로 한다.
그리고 이등변 삼각형의 기울기(S1)가 인덕터를 충전하여 공급하게 되는 기울기(
Figure pat00002
) 보다 큰 정도에 따라 더 빠른 속도로 DVS를 완료하는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하가 전류원일 때 공급 전원이 올라가는 경우는, VREF가 변하는 DVS 상황에서 phase-1 부분의 전류원을 통하여 츨력 캐패시터(COUT)와 부하에 전류를 공급하고, 그에 따라서 VOUT은 점점 증가하게 되고 VOUT이 VT를 만나게 되면 ISH는 증가하는 형태에서 감소하는 형태로 변하는 것을 특징으로 한다.
그리고 임의의 VX 노드는 SW4가 on이기 때문에 VOUT을 따라가게 되고, 부하가 전류원인 경우 phase-1 이후 phase-2는 동작을 하지 않으며 DVS를 완료하는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하가 저항일 때 공급 전원이 올라가는 경우는, VREF가 높아짐에 따라 phase-1이 동작을 하며 이등변 삼각형의 모양의 전류를 COUT과 부하에 공급하고,부하가 저항인 경우 VOUT이 증가함에 따라 부하 전류가 증가하기 때문에 phase-1 동안 ISH를 통해 공급되는 전하량은 DVS에 필요한 전하량보다 부족하게 되며 그에 따라서 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFH을 완전히 따라가지 못하므로 phase-1이 끝난 이후 phase-2가 동작을 하는 것을 특징으로 한다.
그리고 phase-1이 끝난 이후에 인덕터에 흐르는 전류(IIND)와 부하전류(ILOAD)가 다르기 때문에 인덕터 전류가 부하 전류와 같아 질 때까지 인덕터를 충전해주고, Phase-2 기간에 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 것을 특징으로 한다.
그리고 인덕터 전류가 충전되는 시간 동안 부족했던 공급 전원을 VREFH까지 올려주고, Phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가는 것을 특징으로 한다.
그리고 부하가 저항일 때 공급 전원이 내려가는 경우는, VREF가 낮아지는 경우 phase-1 동작 이후 부하 전류가 감소하게 되어 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFL을 완전하게 따라가지 못하므로, phase-2 동작을 하게 되며 인덕터 전류를 방전하게 되고 부하 전류 대비 과도한 인덕터 전류를 gm-cell을 통해 흡수하는 것을 특징으로 한다.
그리고 phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가고, Phase-2가 끝나게 되면 인덕터 전류의 평균값은 부하 전류와 같아지며 동시에 VOUT은 VREF를 완전하게 따라가게 되어 DVS를 종료하는 것을 특징으로 한다.
다른 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법은 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2); AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3) 및 인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4)를 포함하는 스위칭 레귤레이터의 제어에 있어서, 기준 전압(VREF)이 올라감에 따라 SW1, SW2, SW3는 꺼지고 SW4만 켜지며 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC),제 2 전류원을 통한 전류(ISH,TRI)가 흐르게 하는 단계;ISH,TRI의 경우 공급 전원(VOUT)이 터닝 포인트 전압(turning point voltage)(VT)를 만나기 전까지 전류가 선형적으로 증가하며 부하와 COUT에 전류를 공급하는 단계;VOUT이 VT보다 커지면 ISH,TRI는 증가하지 않고 선형적으로 감소하며 전류를 공급하는 단계;ISH,TRI가 감소하여 전류가 더 이상 흐르지 않으면 phase-1은 종료되며 phase-2가 시작되어, SW1, SW4는 켜지고 SW4, SW3는 꺼지며 샘플 앤 홀드 전류(ISH)는 흐르지 않고 gm-cell을 통하여 부하 전류 대비 인덕터 전류의 차이만큼 전류를 공급하는 단계;인덕터를 충전함에 따라서 ILDO는 점차 감소하게 되며 gm-cell을 통하여 공급되는 전류(ILDO)가 더 이상 흐르지 않을 때 phase-2를 종료하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같은 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법은 다음과 같은 효과가 있다.
첫째, 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC(System On a Chip)의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한다.
둘째, 인덕터와 커패시터의 값을 줄이지 않으며 한 개의 채널을 사용하여 빠른 DVS를 달성할 수 있도록 한다.
셋째, DVS 상황에서 요구되는 전하를 병렬의 전류원을 통하여 충/방전하고, 충/방전에 사용되는 전류원은 이등변 삼각형 형태로 전류를 공급/흡수하여 안정적이면서 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한다.
넷째, 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 하여 효과적으로 DVS 완료에 걸리는 시간을 줄일 수 있도록 한다.
다섯째, 인덕터와 커패시터 값에 상관없이 이상적으로 DVS를 완료하고, 한개의 인덕터만 사용하여 작은 크기에서 빠른 수준의 DVS를 얻을 수 있고, 스위칭 주파수가 높을 필요가 없어 높은 전력변환 효율을 갖도록 한다.
도 1a와 도 1b는 종래 기술의 스위칭 레귤레이터의 구성도
도 2는 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 장치의 구성도
도 3은 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터의 동작 파형도
도 4a와 도 4b는 부하가 전류원일 때 공급 전원이 올라가는 경우와 내려가는 경우의 동작 파형도
도 5a와 도 5b는 부하가 저항일 때 공급 전원이 올라가는 경우와 내려가는 경우의 동작 파형도
도 6은 VREF가 올라갔을 때의 동작 순서도
도 7은 VREF가 감소했을 때의 동작 순서도
도 8은 본 발명에 따른 Current S/H & ISH,DC를 나타내는 회로도
도 9는 본 발명에 따른 phase-1 부분의 ISH,TRI를 구현하는 회로도
도 10a와 도 10b는 본 발명이 적용된 경우와 적용되지 않은 경우의 VREF가 올라갔을 때의 DVS의 동작 파형도
이하, 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법의 바람직한 실시 예에 관하여 상세히 설명하면 다음과 같다.
본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법의 특징 및 이점들은 이하에서의 각 실시 예에 대한 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
도 2는 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 장치의 구성도이다.
본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법은 높은 효율로 전원을 공급하면서 동시에 SoC(System On a Chip)의 동작에 따라 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 한 것이다.
이를 위하여 본 발명은 인덕터와 커패시터의 값을 줄이지 않으며 한 개의 채널을 사용하여 빠른 DVS를 달성할 수 있도록 하고, DVS 상황에서 요구되는 전하를 병렬의 전류원을 통하여 충/방전하고, 충/방전에 사용되는 전류원은 이등변 삼각형 형태로 전류를 공급/흡수하여 안정적이면서 빠른 속도로 공급 전원을 가변할 수 있도록 하는 구성을 포함할 수 있다.
본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터는 도 1에서와 같이, 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되고 인덕터(L)에 출력이 공통으로 연결되어 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2)와, 제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 sample & hold하는 샘플 앤 홀드부(50)와, AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3)를 포함하고, 인덕터(L)에 병렬 연결되어 이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성되어 인덕터 전류의 AC 성분을 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 전압의 형태로 갖도록 하는 RC 필터부(40)와, 인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4)와, phase-1 구간에서 병렬 구성되는 부하(Load)(30)로부터 요구되는 전류를 담당하여 공급해주는 제 1 전류원(11)과 공급 전원을 가변하기 위해 필요한 전류를 이등변 삼각형의 형태로 공급 및 흡수하는 제 2 전류원(12)을 갖는 제 1 DVS 제어부(10)와, Phase-2 구간에서 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 제 2 DVS 제어부(20)를 포함한다.
이와 같은 구성을 갖는 스위칭 레귤레이터는 일정한 공급 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급한다.
이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성된 RC 필터부(40)를 통해 인덕터(L) 전류의 AC 성분을 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 전압의 형태로 가진다.
AC 정보 저장 노드(Hys.)에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 공급 전원을 만들어 내기 위한 제 1,2 스위치(SW1, SW2)의 스위칭 동작이 이루어진다.
제 1 전류원(11)을 통한 전류(ISH,DC)는 제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 샘플 앤 홀드부(50)를 통하여 sample & hold하여 인덕터(L)에 흐르는 전류(IIND)의 평균값을 저장하게 된다.
단, Steady-state 상태에서 제 1 전류원(11)을 통한 전류(ISH,DC), 제 2 전류원(12)을 통한 전류(ISH,TRI), gm-cell을 통하여 공급되는 전류(ILDO)는 흐르지 않으며 제 3,4 스위치(SW3, SW4)는 off 이다.
공급 전압이 가변하는 DVS가 발생할 때 제 1,2 스위치(SW1, SW2)는 off, 제 4 스위치(SW4)는 on이 되며 기존에 충전되어 있던 인덕터 전류는 제 4 스위치(SW4)를 통하여 free-wheeling하게 된다.
제 1 DVS 제어부(10)를 통한 phase-1 부분의 전류원을 통하여 DVS가 이루어 지게 된다. ISH,DC는 부하(Load)로부터 요구되는 전류를 담당하여 공급해주는 전류원이며 ISH,TRI는 공급 전원을 가변하기위해 필요한 전류를 이등변 삼각형의 형태로 공급/흡수한다.
도 3은 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터의 동작 파형도이다.
도 3은 부하가 전류원 일 때 DVS 상황에서의 동작 파형의 형태를 나타낸 것으로, 안정적으로 DVS를 하기 위해서 이등변 삼각형의 형태로 전류를 공급한다.
DVS의 시작과 끝나는 시점에 출력 캐패시터(COUT)로 전달되는 전류의 양이 급격하게 변하지 않아 안정적인 DVS가 가능하다. 공급 전원(VOUT)이 VT를 만나면 샘플 앤 홀드 전류(ISH)는 선형적으로 증가하다가 감소하는 형태로 전류를 공급한다.
여기서, VT는 터닝 포인트 전압(turning point voltage)이며 최저 기준 전압(VREFL), 최고 기준 전압(VREFH)과 충/방전되는 기울기에 의하여 결정된다.
Figure pat00003
공급 전원(VOUT)이 안정적으로 기준 전압(VREF)을 따라가기 위해서는 올바른 VT를 구하는 것이 중요하다. 본 발명에서는 병렬의 전류원을 통하여 전류를 충/방전하기 때문에 인덕터를 통하여 전류를 충/방전할 때보다 VT를 쉽게 구할 수 있다.
또한 이등변 삼각형의 기울기(S1)가 인덕터를 충전하여 공급하게 되는 기울기(
Figure pat00004
) 보다 월등하게 크다면 도 3에서와 같이 더 빠른 속도로 DVS를 완료할 수 있다.
결과적으로 DVS를 위해서 이등변삼각형의 형태로 전류를 공급/흡수해주게 되면 안정적이면서 빠른 속도로 DVS를 완료할 수 있다.
도 4a와 도 4b는 부하가 전류원일 때 공급 전원이 올라가는 경우와 내려가는 경우의 동작 파형도이다.
도 4a는 부하가 전류원일 때 공급 전원이 올라가는 경우를 나타낸 것으로, VREF가 변하는 DVS 상황에서 phase-1 부분의 전류원을 통하여 COUT과 부하에 전류를 공급한다. 그에 따라서 VOUT은 점점 증가하게 되고 VOUT이 VT를 만나게 되면 ISH는 증가하는 형태에서 감소하는 형태로 변하게 된다.
이때 VX 노드는 SW4가 on이기 때문에 VOUT을 따라가게 된다. Load가 전류원인 경우 phase-1 이후 phase-2는 동작을 하지 않으며 DVS를 완료한다.
도 4b는 부하가 전류원일 때 공급 전원이 내려가는 경우를 나타낸 것으로, VREF가 감소하는 경우도 같은 방법으로 phase-1이 동작 하며 ISH는 이등변 삼각형 형태의 전류로 전류를 흡수한다.
도 5a와 도 5b는 부하가 저항일 때 공급 전원이 올라가는 경우와 내려가는 경우의 동작 파형도이다.
도 5a는 부하가 저항일 때 공급 전원이 올라가는 경우를 나타낸 것으로, VREF가 높아짐에 따라 phase-1이 동작을 하며 이등변 삼각형의 모양의 전류를 COUT과 부하에 공급한다.
부하가 저항인 경우 VOUT이 증가함에 따라 부하 전류가 증가하기 때문에 phase-1 동안 ISH를 통해 공급되는 전하량은 DVS에 필요한 전하량보다 다소 부족하게 되며 그에 따라서 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFH을 완벽하게 따라가지 못한다.
그에 따라서 phase-1이 끝난 이후 phase-2가 동작을 하게 된다.
부하가 전류원일 때와는 달리 phase-1이 끝난 이후에 인덕터에 흐르는 전류(IIND)와 부하전류(ILOAD)가 다르기 때문에 인덕터 전류가 부하 전류와 같아 질 때까지 인덕터를 충전해주게 된다.
Phase-2 기간에 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급한다.
또한 인덕터 전류가 충전되는 시간 동안 다소 부족했던 공급 전원을 VREFH까지 올려주게 된다. Phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가게 된다.
도 5b는 부하가 저항일 때 공급 전원이 내려가는 경우를 나타낸 것으로, VREF가 낮아지는 경우 phase-1 동작 이후 부하 전류가 감소하게 되어 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFL을 완벽하게 따라가지 못한다.
그에 따라 phase-2 동작을 하게 되며 인덕터 전류를 방전하게 되고 부하 전류 대비 과도한 인덕터 전류를 gm-cell을 통해 흡수한다.
phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가게 된다.
Phase-2가 끝나게 되면 인덕터 전류의 평균값은 부하 전류와 같아지며 동시에 VOUT은 VREF를 완벽하게 따라가게 되어 DVS를 마치게 된다.
도 6은 VREF가 올라갔을 때의 동작 순서도이고, 도 7은 VREF가 감소했을 때의 동작 순서도이다.
VREF가 올라갔을 때의 동작은 도 6에서와 같이, VREF가 올라감에 따라(S601) SW1, SW2, SW3는 꺼지고 SW4만 켜지며 ISH,DC와 ISH,TRI가 흐르게 된다.(S602)
ISH,TRI의 경우 VOUT이 VT를 만나기 전까지 전류가 선형적으로 증가하며 부하와 COUT에 전류를 공급한다.(S603)
VOUT이 VT보다 커지면 ISH,TRI는 증가하지 않고 선형적으로 감소하며 전류를 공급한다.(S604) ISH,TRI가 감소하여 전류가 더 이상 흐르지 않으면 phase-1은 종료 되며 phase-2가 시작된다.
이때 SW1, SW4는 켜지고 SW4, SW3는 꺼지며 ISH는 흐르지 않고 gm-cell을 통하여 부하 전류 대비 인덕터 전류의 차이만큼 전류가 공급된다.(S606)
인덕터를 충전함에 따라서 ILDO는 점차 감소하게 되며(S607) ILDO 전류가 더 이상 흐르지 않을 때 phase-2를 종료한다.(S608)
이후 steady-state로 돌아오게 되고 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급한다.
도 7에서와 같이 VREF가 감소했을 때의 동작 역시 VREF가 올라갔을 때의 동작과 유사하다.
도 8은 본 발명에 따른 Current S/H & ISH,DC를 나타내는 회로도이다.
본 발명에서 phase-1 부분 중 current S/H와 ISH,DC를 구현하는 회로를 나타낸 것으로, MP의 PMOS에 흐르는 전류를 복사하기 위해서 MP2 ~ MP4로 구성된 negative feedback loop에 의하여 MP와 MP1의 drain 노드는 같은 값을 가진다.
따라서 MP1에는 MP에 흐르는 전류의 1/K배 만큼의 전류가 흐르게 된다.
결과적으로 MP5의 PMOS에는 IIND/K만큼의 전류가 흐르며 이 때의 전류 정보를 sample/hold를 통하여 MP6의 gate에 전압으로 가지고 있는다.
Steady-state에서 MP에 전류가 흐르는 시간에만 MP6의 gate는 MP5의 gate를 sampling하며 MP에 전류가 흐르지 않는 시간에는 SWS/H 스위치가 off가 되어 sample한 정보를 저장하고 있는다.
DVS 상황이 발생하면 SWS/H 스위치는 off이며 MP7는 on이 되어 기존의 MP6의 gate에 저장되어 있던 전압을 바탕으로 ISH,DC전류가 흐르게 되며 이 때 흐르는 전류량은 MP에 흐르는 전류의 평균값이다.
도 9는 본 발명에 따른 phase-1 부분의 ISH,TRI를 구현하는 회로도이다.
본 발명에서 phase-1 부분의 ISH,TRI를 구현하는 회로를 나타낸 것으로, Steady-state에서 SW1, SW2는 off이며 SW3는 on상태가 된다.
그에 따라 VP는 VIN/2의 전압을 가지게 되며 VN 또한 negative feedback loop에 의하여 VP와 같은 전압을 가지게 된다.
따라서 MN1 NMOS에는 VIN/2R의 전류가 흐르게 되며 같은 크기의 전류를 I1의 형태로 공급하기 때문에 MP1은 전류가 거의 흐르지 않는다. 또한 MN2는 off가 되어 steady-state에서 ISH,TRI는 흐르지 않는다.
VREF가 올라가는 방향으로 DVS가 발생하면 SW1는 on, SW2, SW3는 off가 되며 VP는 IB 전류가 적분되어 전압이 선형적으로 올라간다. 그에 따라서 MP1에 흐르는 전류는 선형적으로 증가하게 되며, DVS가 발생 했을 때 MN2는 on이 되어 MP1에 흐르는 전류의 K3배만큼 복사된 전류가 ISH,TRI로 흐르게 된다.
VOUT이 VT를 만나게 되면 SW2 on, SW1, SW3는 off가 되며 MP1에 흐르는 전류는 선형적으로 감소하며 ISH,TRI 또한 선형적으로 감소하게 된다.
도 10a와 도 10b는 본 발명이 적용된 경우와 적용되지 않은 경우의 VREF가 올라갔을 때의 DVS의 동작 파형도이다.
도 10a와 도 10b의 경우 모두 인덕터 1 uH, 커패시터 100 nF, 부하 500 mA, VIN = 1.8 V에서 500 mV에서 1 V로 전원이 올라가는 상황의 동작이다.
도 10b의 경우 hysteretic-control로 DVS가 이루지고 인덕터를 통하여 DVS에 필요한 전하가 충전되며, 충전되는 과정에서 과충전되기 때문에 여러 번의 충/방전을 거쳐 DVS 완료까지 720 ns가 걸리게 된다.
하지만 본 발명이 적용된 도 10a의 경우 DVS가 발생하게 되면 phase-1이 동작을 하며 순간적으로 많은 전류를 공급하여 DVS에 필요한 전하를 충전해주며 이등변 삼각형의 형태로 전류를 공급해주기 때문에 과충전되지 않고 알맞은 양의 전하를 출력 커패시터에 충전해준다. DVS에 걸리는 시간은 100 ns로 도 10b와 비교했을 때 상당히 빠르게 동작이 완료된다.
이상에서 설명한 본 발명에 따른 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법은 효과적으로 DVS 완료에 걸리는 시간을 줄이고, 인덕터와 커패시터 값에 상관없이 이상적으로 DVS를 완료할 수 있다.
또한 다중 채널 방식처럼 여러 인덕터를 사용하지 않고 한개의 인덕터만 사용하여 작은 크기에서 빠른 수준의 DVS를 얻을 수 있는 장점이 있으며 스위칭 주파수가 높을 필요가 없어 높은 전력변환 효율을 기대할 수 있다.
이상에서의 설명에서와 같이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 본 발명이 구현되어 있음을 이해할 수 있을 것이다.
그러므로 명시된 실시 예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 하고, 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구 범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
10. 제 1 DVS 제어부
20. 제 2 DVS 제어부
30. 부하
40. RC 필터부
50. 샘플 앤 홀드부

Claims (17)

  1. 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2);
    제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 sample & hold하는 샘플 앤 홀드부;
    AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3)를 포함하고, 인덕터(L)에 병렬 연결되어 이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성되는 RC 필터부;
    인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4);
    phase-1 구간에서 병렬 구성되는 부하(Load)로부터 요구되는 전류를 담당하여 공급해주는 제 1 전류원과 공급 전원을 가변하기 위해 필요한 전류를 이등변 삼각형의 형태로 공급 및 흡수하는 제 2 전류원을 갖는 제 1 DVS 제어부;
    Phase-2 구간에서 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 제 2 DVS 제어부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  2. 제 1 항에 있어서, 제 1,2 스위치(SW1, SW2)는,
    인덕터(L)에 출력이 공통으로 연결되어 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 저장된 인덕터의 AC 정보를 바탕으로 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  3. 제 1 항에 있어서, 스위칭 레귤레이터는 일정한 공급 전원(VOUT)을 제공하고 있는 상태(steady-state)에서 이력 제어(hysteretic-control)를 통하여 전원을 공급하고,
    이력 제어(hysteretic-control)를 위해 RSEN, CSEN으로 구성된 RC 필터부를 통해 인덕터(L) 전류의 AC 성분을 AC 정보 저장 노드(Hys.)에 전압의 형태로 갖도록 하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  4. 제 1 항에 있어서, 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC)는 제 1 스위치(SW1)에 흐르는 전류를 샘플 앤 홀드부를 통하여 sample & hold하여 인덕터(L)에 흐르는 전류(IIND)의 평균값을 저장하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  5. 제 4 항에 있어서, Steady-state 상태에서 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC), 제 2 전류원을 통한 전류(ISH,TRI), gm-cell을 통하여 공급되는 전류(ILDO)는 흐르지 않으며 제 3,4 스위치(SW3, SW4)는 off인 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  6. 제 1 항에 있어서, 공급 전압이 가변하는 DVS가 발생할 때 제 1,2 스위치(SW1, SW2)는 off, 제 4 스위치(SW4)는 on이 되며 충전되어 있던 인덕터 전류는 제 4 스위치(SW4)를 통하여 free-wheeling하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  7. 제 6 항에 있어서, DVS를 하기 위해서 이등변 삼각형의 형태로 전류를 공급하고, DVS의 시작과 끝나는 시점에 출력 캐패시터(COUT)로 전달되는 전류의 양이 급격하게 변하지 않고,
    공급 전원(VOUT)이 VT를 만나면 샘플 앤 홀드 전류(ISH)는 선형적으로 증가하다가 감소하는 형태로 전류를 공급하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  8. 제 7 항에 있어서, VT는 터닝 포인트 전압(turning point voltage)이며 최저 기준 전압(VREFL), 최고 기준 전압(VREFH)과 충방전되는 기울기에 의하여 결정되고,
    Figure pat00005
    으로 구해지는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  9. 제 8 항에 있어서, 이등변 삼각형의 기울기(S1)가 인덕터를 충전하여 공급하게 되는 기울기(
    Figure pat00006
    ) 보다 큰 정도에 따라 더 빠른 속도로 DVS를 완료하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  10. 제 8 항에 있어서, 부하가 전류원일 때 공급 전원이 올라가는 경우는,
    VREF가 변하는 DVS 상황에서 phase-1 부분의 전류원을 통하여 출력 캐패시터(COUT)와 부하에 전류를 공급하고, 그에 따라서 VOUT은 점점 증가하게 되고 VOUT이 VT를 만나게 되면 ISH는 증가하는 형태에서 감소하는 형태로 변하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  11. 제 10 항에 있어서, 임의의 VX 노드는 SW4가 on이기 때문에 VOUT을 따라가게 되고, 부하가 전류원인 경우 phase-1 이후 phase-2는 동작을 하지 않으며 DVS를 완료하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  12. 제 8 항에 있어서, 부하가 저항일 때 공급 전원이 올라가는 경우는,
    VREF가 높아짐에 따라 phase-1이 동작을 하며 이등변 삼각형의 모양의 전류를 COUT과 부하에 공급하고,
    부하가 저항인 경우 VOUT이 증가함에 따라 부하 전류가 증가하기 때문에 phase-1 동안 ISH를 통해 공급되는 전하량은 DVS에 필요한 전하량보다 부족하게 되며 그에 따라서 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFH을 완전히 따라가지 못하므로 phase-1이 끝난 이후 phase-2가 동작을 하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  13. 제 12 항에 있어서, phase-1이 끝난 이후에 인덕터에 흐르는 전류(IIND)와 부하전류(ILOAD)가 다르기 때문에 인덕터 전류가 부하 전류와 같아 질 때까지 인덕터를 충전해주고,
    Phase-2 기간에 부하 전류에 대한 인덕터 전류의 부족분을 gm-cell을 통하여 공급하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  14. 제 13 항에 있어서, 인덕터 전류가 충전되는 시간 동안 부족했던 공급 전원을 VREFH까지 올려주고, Phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  15. 제 8 항에 있어서, 부하가 저항일 때 공급 전원이 내려가는 경우는,
    VREF가 낮아지는 경우 phase-1 동작 이후 부하 전류가 감소하게 되어 phase-1이 끝나도 공급 전원이 VREFL을 완전하게 따라가지 못하므로, phase-2 동작을 하게 되며 인덕터 전류를 방전하게 되고 부하 전류 대비 과도한 인덕터 전류를 gm-cell을 통해 흡수하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  16. 제 15 항에 있어서, phase-2 동안 SW3은 on이 되며 AC 정보 저장 노드(Hys.)는 VOUT을 그대로 따라가고, Phase-2가 끝나게 되면 인덕터 전류의 평균값은 부하 전류와 같아지며 동시에 VOUT은 VREF를 완전하게 따라가게 되어 DVS를 종료하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터.
  17. 입력단(VIN)과 접지단 사이에 직렬 구성되어 공급 전원을 만들어 내기 위한 스위칭을 하는 제 1,2 스위치(SW1, SW2); AC 정보 저장 노드(Hys.)에 공급되는 인덕터(L) 전류를 on/off하는 제 3 스위치(SW3) 및 인덕터(L)에 병렬 구성되어 DVS가 발생할 때 충전되어 있던 인덕터 전류를 free-wheeling하는 제 4 스위치(SW4)를 포함하는 스위칭 레귤레이터의 제어에 있어서,
    기준 전압(VREF)이 올라감에 따라 SW1, SW2, SW3는 꺼지고 SW4만 켜지며 제 1 전류원을 통한 전류(ISH,DC),제 2 전류원을 통한 전류(ISH,TRI)가 흐르게 하는 단계;
    ISH,TRI의 경우 공급 전원(VOUT)이 터닝 포인트 전압(turning point voltage)(VT)를 만나기 전까지 전류가 선형적으로 증가하며 부하와 COUT에 전류를 공급하는 단계;
    VOUT이 VT보다 커지면 ISH,TRI는 증가하지 않고 선형적으로 감소하며 전류를 공급하는 단계;
    ISH,TRI가 감소하여 전류가 더 이상 흐르지 않으면 phase-1은 종료되며 phase-2가 시작되어, SW1, SW4는 켜지고 SW4, SW3는 꺼지며 샘플 앤 홀드 전류(ISH)는 흐르지 않고 gm-cell을 통하여 부하 전류 대비 인덕터 전류의 차이만큼 전류를 공급하는 단계;
    인덕터를 충전함에 따라서 ILDO는 점차 감소하게 되며 gm-cell을 통하여 공급되는 전류(ILDO)가 더 이상 흐르지 않을 때 phase-2를 종료하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터의 제어 방법.
KR1020210078788A 2021-06-17 2021-06-17 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법 KR102592683B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210078788A KR102592683B1 (ko) 2021-06-17 2021-06-17 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020210078788A KR102592683B1 (ko) 2021-06-17 2021-06-17 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20220168825A true KR20220168825A (ko) 2022-12-26
KR102592683B1 KR102592683B1 (ko) 2023-10-24

Family

ID=84547721

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020210078788A KR102592683B1 (ko) 2021-06-17 2021-06-17 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102592683B1 (ko)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060064543A (ko) 2004-12-08 2006-06-13 리니어 테크놀러지 코포레이션 스위칭 레귤레이터의 부하 전류를 판정하기 위한 시스템 및방법
KR20120089208A (ko) 2011-02-01 2012-08-09 세이코 인스트루 가부시키가이샤 스위칭 레귤레이터 제어 회로 및 스위칭 레귤레이터
KR20170098033A (ko) * 2016-02-19 2017-08-29 한국과학기술원 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터
KR20180023742A (ko) 2016-08-26 2018-03-07 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터 및 그것의 제어 회로

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20060064543A (ko) 2004-12-08 2006-06-13 리니어 테크놀러지 코포레이션 스위칭 레귤레이터의 부하 전류를 판정하기 위한 시스템 및방법
KR20120089208A (ko) 2011-02-01 2012-08-09 세이코 인스트루 가부시키가이샤 스위칭 레귤레이터 제어 회로 및 스위칭 레귤레이터
KR20170098033A (ko) * 2016-02-19 2017-08-29 한국과학기술원 의사 전류 모드 히스테리시스 제어 방법, 스위칭 dc-dc 컨버터의 의사 인덕터 전류 에뮬레이터 및 히스테리틱 스위칭 dc-dc 컨버터
KR20180023742A (ko) 2016-08-26 2018-03-07 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터 및 그것의 제어 회로

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Lisheng Shi at al., Improving the Dynamic Response of a Flying-Capacitor Three-Level Buck Converter, IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS, vo.28, no.5 (2013.5) *
Wonyoung Kim et al., A Fully-Integrated 3-Level DC-DC Converter for Nanosecond-Scale DVFS, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vo.47,no.1 (2012.01.) *

Also Published As

Publication number Publication date
KR102592683B1 (ko) 2023-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10298124B2 (en) Hybrid DCDC power converter with increased efficiency
US20200177082A1 (en) Power Converter With Capacitive Energy Transfer And Fast Dynamic Response
US6504422B1 (en) Charge pump with current limiting circuit
KR101357969B1 (ko) 전류 제한 검출기를 이용한 전류 제한 제어
US10637266B2 (en) Regulator with high speed nonlinear compensation
JP6779317B2 (ja) 電気機器
US9413234B2 (en) Switching regulator system with low power operation
EP2166655B1 (en) Controlled charge pump arrangement and method for controlling a clocked charge pump
US20090015211A1 (en) Method and related device for charging at the same voltage two or more capacitors connected in series
CN110875686B (zh) 电子转换器和操作电子转换器的方法
CN103296717A (zh) 电池充电系统
US11095222B2 (en) High efficiency converter
US9923465B2 (en) Power conversion circuit and associated operating method
JP6797236B2 (ja) スイッチキャパシタレギュレータの省電力技術
KR102382987B1 (ko) 전원 공급 회로
Cheng et al. 4.4 A 10/30MHz Wide-duty-cycle-range buck converter with DDA-based Type-III compensator and fast reference-tracking responses for DVS applications
US20100231172A1 (en) High Efficiency Switching Linear Battery Charger with Low Power Dissipation
US7619394B2 (en) Capacitor charger with a modulated current varying with an input voltage and method thereof
CN113746178A (zh) 电池充电装置、方法及控制器
CN114487900A (zh) 开关电容转换器的短路检测装置及控制方法
JP2010279177A (ja) バッテリ充電回路
US20180181158A1 (en) Startup current limiters
Nguyen-Van et al. A topology of charging mode control circuit suitable for long-life Li-Ion battery charger
US20230155507A1 (en) Charger integrated circuit including bidirectional switching converter, and electronic device including the charger integrated circuit
KR20220168825A (ko) 고속 동적 전압 스케일링을 위한 스위칭 레귤레이터 및 그의 제어 방법

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant