KR20170011624A - 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈 - Google Patents

초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈 Download PDF

Info

Publication number
KR20170011624A
KR20170011624A KR1020150104537A KR20150104537A KR20170011624A KR 20170011624 A KR20170011624 A KR 20170011624A KR 1020150104537 A KR1020150104537 A KR 1020150104537A KR 20150104537 A KR20150104537 A KR 20150104537A KR 20170011624 A KR20170011624 A KR 20170011624A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
resonance
switch
inductor
capacitor
input
Prior art date
Application number
KR1020150104537A
Other languages
English (en)
Other versions
KR102448447B1 (ko
Inventor
허태원
정인화
최영운
하정익
이경환
Original Assignee
주식회사 솔루엠
서울대학교산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 주식회사 솔루엠, 서울대학교산학협력단 filed Critical 주식회사 솔루엠
Priority to KR1020150104537A priority Critical patent/KR102448447B1/ko
Publication of KR20170011624A publication Critical patent/KR20170011624A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102448447B1 publication Critical patent/KR102448447B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
    • Y02B70/1433—
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
    • Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
    • Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of High-Frequency Heating Circuits (AREA)
  • Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
  • Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)

Abstract

본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터는, 직류 전원과, 직류 전원을 입력받아 교류 전원을 출력하고, 공진에 기초하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치를 포함한 클래스 E 공진형 컨버터를 포함하며, 스위치 양단의 전압 파형은, 스위치의 오프 구간 동안 유사 사다리꼴 형태를 가질 수 있다.

Description

초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈{SUPER HIGH FREQUENCY RESONANT CONVERTER AND POWER CONVERTER MODULE COMPRISING THEREOF}
본 출원은, 공진형 컨버터에 관한 것이다.
전력 변환 회로의 적용이 점점 대중화됨에 따라 소형화 및 저중량의 회로 구현을 위한 연구가 활발히 진행되고 있다. 이는 궁극적으로 전력밀도(power density)를 높인다는 개념으로 이해할 수 있다. 전력 변환 회로는 크게 수동소자(저항, 커패시터, 인덕터)와 능동소자(반도체 스위치 소자)로 구성되는데, 능동소자의 경우 지속적인 개발로 가격 및 성능 면에서 다양한 개선이 이루어져 왔지만, 수동소자의 경우는 어려움이 있다. 따라서 전력 변환 회로의 수동소자의 크기를 줄이기 위한 연구가 집중적으로 이뤄지고 있다. 그러한 방법 중 가장 흔히 쓰이는 방법 중 하나가 전력 변환 회로의 스위칭 주파수를 증가시키는 것이다.
하지만, 스위칭 주파수가 증가하면, 스위칭 손실과 EMI(Electro Magnetic Interference) 노이즈가 증가하며, 이는 전력 변환 회로의 효율 및 과열 문제에 영향을 미치게 된다. 따라서, 스위칭 손실과 EMI 노이즈를 줄이기 위해, 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching, ZVS)을 적용한 공진형 방식의 전력 변환 회로에 대한 연구가 지속적으로 수행되어 왔다.
상술한 영전압 스위칭을 적용한 공진형 방식의 전력 변환 회로의 예로 클래스 E 공진형 컨버터가 있다.
상술한 클래스 E 공진형 컨버터의 경우 입력단에 위치한 인덕터는 그 값이 매우 커서　입력 전류의　맥동을 제거하는　역할을 하며(즉, 전류원처럼 생각할　수 있음), 나머지 인덕터와 커패시터를 특정 공진 주파수에 설계함으로써　영전압 스위칭 및 원하는 부하전력을 출력한다.　
그러나, 기존 클래스 E 공진형 컨버터는 턴오프시　스위치에 걸리는　전압이 입력전압의 3.6-4.4　배로　전압 스트레스가　큰 편이다. 이로 인해　정격전압이　높은 스위칭 소자를 사용해야 하는 부담이　있으며, 낮은　입력 전압의　응용으로 제약이　있다.
또한, 입력 인덕터가 크므로, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 입력전류가 바뀌는　시간이 느리다. 이로 인해 응답 속도를　빠르게 하는데, 즉 대역폭을 넓히는데 제한이　생기는 문제점이 있다.
관련 선행 기술로 미국등록특허 US4,607,323(‘CLASS E HIGH-FREQUENCY HIGH-EFFICIENT DC/DC POWER CONVERTER’, 등록일: 1986년 8월 19일)가 있다.
미국등록특허 US4,607,323(‘CLASS E HIGH-FREQUENCY HIGH-EFFICIENT DC/DC POWER CONVERTER’, 등록일: 1986년 8월 19일)
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 턴오프시　스위치에 걸리는　전압 스트레스를 감소시킬 수 있으며, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 응답 속도를　빠르게 할 수 있는 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈을 제공한다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 직류 전원; 및 상기 직류 전원을 입력받아 교류 전원을 출력하고, 공진에 기초하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치를 포함한 클래스 E 공진형 컨버터를 포함하며, 상기 스위치 양단의 전압 파형은, 상기 스위치의 오프 구간 동안 유사 사다리꼴 형태를 가지는 초고주파 공진형 컨버터를 제공한다.
본 발명의 다른 실시 형태에 의하면, 직류 전원; 상기 직류 전원을 입력받아 교류 전원을 출력하고, 공진을 이용하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치를 포함한 클래스 E 공진형 컨버터; 및 상기 클래스 E 공진형 컨버터로부터 출력되는 교류 전원을 정류하는 정류부를 포함하며, 상기 스위치의 오프 구간 동안 상기 스위치 양단의 전압 파형은, 유사 사다리꼴 형태인 전력 변환 모듈 모듈을 제공한다.
본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 기존 클래스 E 공진형 컨버터의 스위치의 오프 구간 동안 스위치 양단의 전압 파형을 유사 사다리꼴 형태로 함으로써, 턴오프시　스위치에 걸리는　전압 스트레스를 감소시킬 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 입력 인덕터를 작게 설계함으로써, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 응답 속도를　빠르게 할 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 구성도이다.
도 2a 내지 도 2d는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 정류부의 회로도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 정규화된 출력 전압과 큐 인자와의 관계를 도시한 도면이다.
도 4는 기존 클래스 E 공진형 컨버터와 본 발명의 일 실시 형태에 따른 공진형 컨버터의 스위치 전압 파형을 비교 도시한 것이다.
도 5a 내지 도 5f는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 동작 파형도이다.
도 7은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 전력 변환 모듈의 정상 상태에서 상태 공간 궤적을 도시한 도면이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시형태를 설명한다. 그러나 본 발명의 실시형태는 여러 가지의 다른 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 이하 설명하는 실시형태로만 한정되는 것은 아니다. 도면에서의 요소들의 형상 및 크기 등은 보다 명확한 설명을 위해 과장될 수 있으며, 도면상의 동일한 부호로 표시되는 요소는 동일한 요소이다.
도 1은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 구성도이다. 한편, 도 2a 내지 도 2d는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 정류부의 회로도이다. 그리고, 도 3은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 정규화된 출력 전압과 큐인자와의 관계를 도시한 도면이다.
이하, 도 1 내지 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈을 상세하게 설명한다.
우선, 도 1에 도시된 바와 같이, 전력 변환 모듈(110, 120)은 초고주파 공진형 컨버터(110) 및 정류부(120)를 포함할 수 있다.
우선, 초고주파 공진형 컨버터(110)는 직류 전원(Vs)을 입력받아 교류 전원(Vrect)을 출력하고, 공진에 기초하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치(S1)를 포함하는 클래스 E 공진형 컨버터(110)로 구성될 수 있다.
상술한 클래스 E 공진형 컨버터(110)는, 직류 전원(Vs)과 직류 전원(Vs)의 양극에 일단이 연결된 입력 인덕터(L1), 입력 인덕터(L1)의 타단과 접지 사이에 연결된 스위치(S1), 스위치(S1) 양단에 병렬 연결된 입력 커패시터(C1), 입력 커패시터(C1)와 정류부(120) 사이에 직렬 연결된 공진 인덕터(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)로 구성될 수 있다.
한편, 정류부(120)는 클래스 E 공진형 컨버터(111)로부터 출력되는 교류 전원(Vrect)을 정류하여 출력 커패시터(Co)에 전압(Vo) 형태로 저장하며, 출력 커패시터(Co)에 저장된 전압(Vo)은 부하(RL)에 공급될 수 있다.
상술한 정류부(120)는 다양한 형태의 회로가 적용될 수 있다. 예를 들면, 도 2a에 도시된 바와 같이 2개의 다이오드(D1, D2)로 구성된 반파 정류 회로이거나, 도 2b에 도시된 바와 같은 트랜스포머, 2차측 커패시터(Cb) 및 2개의 다이오드(D1, D2)로 구성된 절연형 반파 정류 회로일 수 있다. 또는 도 2c 및 도 2d에 도시된 바와 같은 절연형 전파 정류 회로일 수도 있다.
종래 기술에서 설명된 바와 같이, 기존의 클래스 E 공진형 컨버터는 턴오프시　스위치(S1) 양단에 걸리는　전압이 입력 전압의 3.6-4.4　배로　전압 스트레스가　크며, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 응답 속도가 느리다.
따라서, 본 발명의 일 실시 형태에 따르면, 후술하는 바와 같이 스위치(S1)의 오프 구간 동안 스위치(S1) 양단의 전압 파형을 유사 사다리꼴 형태가 되도록 함으로써, 턴오프시　스위치(S1) 양단에 걸리는　전압 스트레스를 감소시킬 수 있다. 또한, 입력 인덕터(L1)의 인덕턴스를 작게 설계함으로써, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 응답 속도를　빠르게 할 수 있다. 여기서, 유사 사다리꼴(quasi-trapezoidal) 형태라 함은, 도 6의 (a)에 도시된 바와 같이, 멀티 공진으로 인해 정현파의 상부가 제한되는 형태를 말한다.
구체적으로, 도 1에 도시된 바와 같이, 스위치(S1)가 턴온되면 입력 인덕터(L1)의 전류는 선형적으로 증가하고, 반대로 턴오프되면 입력 인덕터(L1)의 전류는 점차 감소하며 모든 수동 소자들 (L1, C1, Lr, Cr)이 공진한다. 턴오프시 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds)의 모양은 드레인-소스단에서 보이는 임피던스(Zds)의 특성에 의해서 결정될 수 있으며, 유사 사다리꼴 모양의 전압(vds)을 위해서는 다음을 만족하여야 한다. (ⅰ) 반파 대칭 (half-wave symmetry)를 위해 임피던스(Zds)의 2차 고조파 성분은 작아야 한다. 또한, (ⅱ) 기본파와 3차 고조파 성분에서 임피던스(Zds)의 크기가 커야 한다. 이를 고러한 설계 과정은 다음과 같다.
1. 공진 인덕터( L r )와 공진 커패시터( C r )의 설계
공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)로 이루어진 출력 네트워크는 아래에 정의된 공진 주파수(ωr)에서 임피던스(Zds)의 영점(zero)을 만들어낸다(즉, 임피던스(Zds)의 크기가 공진 주파수(ωr)에서 매우 작아진다). 이러한 점을 이용하여 본 발명의 일 실시 형태에 따르면, 공진 주파수(ωr)를 스위칭 주파수(ωs)의 2 고조파에 맞춤으로써 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds)의 2차 고조파 성분을 억제할 수 있다. 공진 주파수(ωr)와 큐인자(quality factor, Qr)는 하기의 수학식 1과 같이 정의될 수 있다.
[수학식 1]
Figure pat00001
여기서, ωr는 공진 주파수, Lr은 공진 인덕터, Cr은 공진 커패시터, ωs는 스위칭 주파수, Qr는 큐인자, Rac는 도 1의 정류부(120)를 고주파 AC의 관점에서 저항으로 나타낸 것이다.
상술한 큐인자(Qr)는 전력 변환 모듈의 출력 전력과 관계된다. 도 3에서 볼 수 있듯이 출력 전력을 키우려면, 작은 큐인자(Qr)가 필요하다. 도 3에서 정규화된 출력 전력(normalized output power, PoN)은 수학식 2와 같이 정의될 수 있다.
[수학식 2]
Figure pat00002
여기서, PoN은 정규화된 출력 전력, Po은 출력 전력, Rac는 도 1의 정류부(120)를 고주파 AC의 관점에서 본 저항, Vs는 직류 전원일 수 있다.
도 3을 통해 큐인자(Qr)가 정해지면 공진 인덕터와 공진 커패시터는 하기 수학식 3과 같이 설계할 수 있다.
[수학식 3]
Figure pat00003
여기서, Lr은 공진 인덕터, Cr은 공진 커패시터, Rac는 도 1의 정류부(120)를 고주파 AC의 관점에서 본 저항, Qr은 큐인자, ωr는 공진 주파수, ωs는 스위칭 주파수, *는 설계값을 의미할 수 있다.
2. 입력 인덕터( L 1 )와 공진 커패시터( C 1 )의 설계
위에서 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)가 정해지면, 입력 인덕터(L1 )와 입력 커패시터(C1)가 임피던스(Zds)의 극점 (pole)들의 위치를 결정한다. 앞서 설명한 대로 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds)이 유사 사다리꼴 모양을 형성하기 위해서 극점들은 기본파와 3차 고조파 주파수에 가깝게 위치해야 한다. 임피던스(Zds)는 하기의 수학식 4와 같다.
[수학식 4]
Figure pat00004
여기서, Zds는 스위치(S1)의 드레인-소스단에서 보이는 임피던스, Lr은 공진 인덕터, Cr은 공진 커패시터, L1은 입력 인덕터, C1은 입력 커패시터, s는 복소 변수이다.
임피던스(Zds)의 극점들을 ωp1(=k1ωs)과 ωp2(=k2ωs)로 나타내면, 계수(k1)와 계수(k2)로써 입력 인덕터(L1)와 입력 커패시터(C1)를 하기 수학식 5와 같이 구할 수 있다. 영전압 스위칭을 위해서 계수(k1)는 1보다 약간 큰 값을 가져야 하고, 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds)의 최대값을 줄이기 위해서는 계수(k2)는 3보다 약간 작은 값을 가져야 한다. 그 이유는 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds)의 최대값을 줄이려면 3 고조파보다 기본파에서 임피던스(Zds)의 크기가 상대적으로 작아야 하기 때문이다.
[수학식 5]
Figure pat00005
여기서, L1은 입력 인덕터, C1은 입력 커패시터, ωr는 공진 주파수, ωs는 스위칭 주파수, k1, k2는 계수일 수 있다.
도 4는 기존 클래스 E 공진형 컨버터와 본 발명의 일 실시 형태에 따른 공진형 컨버터의 스위치 양단에 걸리는 전압 파형을 비교 도시한 것으로, 도면부호 410은 기존 클래스 E 공진형 컨버터의 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds) 파형이며, 도면부호 420은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 스위치(S1) 양단에 걸리는 전압(Vds) 파형이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 따라 인덕터(L1, Lr) 및 커패시터(C1, Cr)를 설계할 경우 스위치(S1) 양단의 전압(Vds) 파형을 유사 사다리꼴 형태가 됨으로써, 기존 클래스 E 공진형 컨버터에 비해 전압 스트레스가 감소됨을 알 수 있다.
동작 모드의 설명
한편, 도 5a 내지 도 5f는 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 동작 모드를 설명하기 위한 도면이며, 도 6은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 동작 파형도이다. 그리고, 도 7은 본 발명의 일 실시 형태에 따른 전력 변환 모듈의 정상 상태에서 상태 공간 궤적을 도시한 도면이다.
이하, 도 5a 내지 도 7을 참조하여 본 발명의 일 실시 형태에 따른 초고주파 공진형 컨버터를 포함하는 전력 변환 모듈의 동작 모드를 상세하게 설명한다. 도 5a 내지 도 5c, 도 5e의 좌측 도면은 각 소자의 동작 상태를, 우측 도면은 좌측 도면의 등가 회로를 도시하고 있다.
한편, 동작 모드를 설명함에 있어서, 도 1의 정류부(120)는 도 2a에 도시된 반파 정류 회로를 적용하였다. 또한, 스위치(S1)와 다이오드(D1, D2)는 이상적으로 동작하며, 모든 수동 소자의 동작은 선형적이며, 출력 커패시터(Co)는 충분히 커서 출력 전압(Vo)은 일정하다고 가정한다. 또한, 본 발명의 일 실시 형태에 따르면, 입력 인덕터(L1)는 작은 값을 가지므로, 전류가 공진에 따라 맥동하며, 이상적인 DC 전류원으로 기능하지는 않음에 유의하여야 한다.
모드 Ⅰ( t 0 < t < t 1 ): S 1 on , D 1 off , D 2 on : 도 5a
모드 Ⅰ에서는, 도 5a 및 도 6에 도시된 바와 같이, 입력 인덕터(L1)에 흐르는 전류(i1)가 입력 전원(Vs)에 의해 선형적으로 증가하고, 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)만 공진한다. 이때 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류(i1)와 공진 커패시터(Cr)에 걸리는 전압(Vcr)이 공진하는 진폭은 Mode I의 초기값에 의해 결정된다. 또한, 전류(ir)가 음의 방향으로 흘러서 다이오드(D2)가 턴온되고, 다이오드(D1)는 턴오프되므로 부하 단으로 에너지가 전달되지 않는다. 도 5a의 우측의 등가 회로에 근거하여 아래와 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 6]
Figure pat00006

상술한 수학식 6을 풀면 모드 Ⅰ에서 전류(i1)와 전압(Vcr)은 하기의 수학식 7과 같이 구해질 수 있다.
[수학식 7]
Figure pat00007
여기서, Vcr은 공진 커패시터(Cr)에 걸리는 전압, i1은 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류이며, Vcr0 ,Ⅰ은 모드 Ⅰ의 초기값, ωr과 Zr는 각각 공진 주파수와 특성 임피던스(characteristic impedance)를 의미한다.
상술한 공진 주파수와 특성 임피던스는 하기 수학식 8에서 도시하고 있다.
[수학식 8]
Figure pat00008

여기서, 상술한 수학식 7에서 전압 변수는 Vs로, 전류 변수는 Vs/Zr로 정규화 (normalization)하면 하기 수학식 9과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00009
여기서, 첨자(subscript) 'N'은 정규화된 변수를 의미한다.
결론적으로, 상태 공간(state space) 상에서, 도 7에 도시된 바와 같이, 전압(vcrN)과 전류(irN)의 궤적(trajectory)은 원점이 중심인 원이며 하기의 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 9]
Figure pat00010

모드 Ⅱ ( t 1 < t < t 2 ): S 1 on , D 1 on , D 2 off
모드 Ⅱ에서는, 도 5b 및 도 6에 도시된 바와 같이, 입력 인덕터(L1)에 흐르는 전류(i1)는 선형적으로 증가한다. 한편, 공진 전류(ir)는 양의 방향이어서 모드 I과는 반대로 다이오드(D2)는 턴오프되고 다이오드(D1)는 턴온되어 부하로 에너지가 전달된다. 등가회로는 도 5b의 우측와 같으며 공진 인덕터(Lr)와 공진 커패시터(Cr)의 공진에 출력 전압(Vo)이 관여한다. 도 5b을 보면, 출력 전압(Vo)이 공진 인덕터(Lr)에 흐르는 전류의 증가를 방해하는 방향으로 인가되어 전압(Vcr)이 증가하고 기울기도 완만해진다. 도 5b의 우측의 등가 회로에 근거하여 수학식 10과 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 10]
Figure pat00011
모드 I에서와 같은 방법으로 정규화된 전압(VcrN)과 전류(irN)를 하기 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 11]
Figure pat00012

즉, 상태 공간(state space) 상에서, 하기의 수학식 12 및 도 7에 도시된 바와 같이, 전압(vcrN)과 전류(irN)의 궤적(trajectory)은 중심이 (-VoN, 0)인 원과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 12]
Figure pat00013

모드 Ⅲ( t 2 < t < t 3 ): S 1 off , D 1 on , D 2 off
모드 Ⅲ에서는, 도 5c 및 도 6에 도시된 바와 같이, 스위치(S1)이 턴오프되며, 도 5c에서와 같이 모든 인덕터(L1, Lr) 및 커패시터(C1, Cr)가 공진에 참여한다. 그리고 Mode Ⅲ에서는 전류(ir)가 양수이어서 다이오드(D1)가 턴온되고 다이오드(D2)는 턴오프된다. 도 5c의 우측의 등가 회로에 근거하여 수학식 13과 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 13]
Figure pat00014

상술한 수학식 13에서 고유값(eigenvalue)은 하기의 수학식 14와 같이 구할 수 있다.
[수학식 14]
Figure pat00015
여기서, ωp1과 ωp2는 극(pole)이다. 즉, 전압과 전류 변수들은 ωp1과 ωp2의 주파수로 맥동하는 성분들의 합으로 표현될 수 있다. ωp1과 ωp2는 하기 수학식 15, 16에 나타내었다.
[수학식 15]
Figure pat00016
[수학식 16]
Figure pat00017

앞서 설명한 설계 과정에서 ωp1은 스위칭 주파수의 기본파(ωs), 그리고 ωp2는 스위칭 주파수의 3차 고조파(3ωs)에 가깝게 설정하였으므로 전압과 전류에 기본파와 3차 고조파 성분이 주로 포함될 것이라고 추론할 수 있다. 그러나 Mode I, Ⅱ에서와는 다르게 4개의 상태 변수들이 서로 영향을 주고 있어서(즉, 커플링되어 있어서) 미분방정식의 해가 매우 복잡할뿐더러 직관적이지도 않다. 따라서 여기서는 전압(vds)이 변하는 구간(transition 구간)과 3차 고조파에 의해 흔들리는 성분을 무시하고 이상적으로 2배의 입력 전압으로 고정된다고 가정함으로써(Vds ≒ 2Vs), 도 5d와 같은 등가회로로 단순화할 수 있다. 도 5d의 등가 회로에 근거하여 수학식 17과 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 17]
Figure pat00018

상술한 수학식 17의 미분방정식을 풀면, 하기의 수학식 18과 같다.
[수학식 18]
Figure pat00019

따라서, 상태 공간(state space) 상에서, 하기의 수학식 19 및 도 7에 도시된 바와 같이, 전압(vcrN)과 전류(irN)의 궤적(trajectory)은 중심이 (2-VoN, 0)인 원과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 19]
Figure pat00020

모드 Ⅳ( t 3 < t < t 4 ): S 1 off , D 1 off , D 2 on
모드 Ⅳ에서는, 도 5e 및 도 6에 도시된 바와 같이, 스위치(S1)는 턴오프 상태이며, 모드 Ⅲ에서처럼 모든 인덕터(L1, Lr) 및 커패시터(C1, Cr)가 공진에 참여한다. 다만 전류(ir)는 음수이므로 다이오드(D1)가 턴오프되고 다이오드(D2)는 턴온된다. 도 5e의 등가 회로에 근거하여 하기의 수학식 20과 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 20]
Figure pat00021
모드 Ⅲ과 같은 방식으로 Vds ≒ 2Vs으로 근사화하면, 도 5f와 같은 등가회로로 나타낼 수 있다. 도 5f에 근거하여 하기의 수학식 21과 같은 미분 방정식을 구할 수 있다.
[수학식 21]
Figure pat00022

상술한 수학식 21의 미분 방정식을 풀면, 하기의 수학식 22와 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 22]
Figure pat00023

즉, 모드 Ⅳ의 경우는, 상태 공간(state space) 상에서, 하기 수학식 23 및 도 7에 도시된 바와 같이, 전압(vcrN)과 전류(irN)의 궤적(trajectory)은 중심이 (2, 0)인 원과 같이 나타낼 수 있다.
[수학식 23]
Figure pat00024

상술한 모드Ⅰ 내지 모드Ⅳ는 순차적으로 반복될 수 있으며, 구체적인 파형은 도 6에 도시되어 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 형태에 의하면, 기존 클래스 E 공진형 컨버터의 스위치의 오프 구간 동안 스위치 양단의 전압 파형을 유사 사다리꼴 형태로 함으로써, 턴오프시　스위치 양단에 걸리는　전압 스트레스를 감소시킬 수 있으며, 입력 인덕터를 작게 설계함으로써, 입력전압이나 부하전류의 변동에　대해 응답 속도를　빠르게 할 수 있다.
본 발명은 상술한 실시형태 및 첨부된 도면에 의해 한정되지 아니한다. 첨부된 청구범위에 의해 권리범위를 한정하고자 하며, 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 다양한 형태의 치환, 변형 및 변경할 수 있다는 것은 당 기술분야의 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.
110: 초고주파 공진형 컨버터
111: 클래스 E 공진형 컨버터
120: 정류부

Claims (15)

  1. 직류 전원; 및
    상기 직류 전원을 입력받아 교류 전원을 출력하고, 공진에 기초하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치를 포함한 클래스 E 공진형 컨버터를 포함하며,
    상기 스위치 양단의 전압 파형은, 상기 스위치의 오프 구간 동안 유사 사다리꼴 형태를 가지는 초고주파 공진형 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 클래스 E 공진형 컨버터는,
    상기 공진을 위한 입력 커패시터, 공진 인덕터 및 공진 커패시터를 포함하는 공진부; 및
    상기 공진에 따라 전류의 크기가 맥동하는 입력 인덕터를 더 포함하며,
    상기 공진시 상기 공진부와 함께 상기 입력 인덕터가 이용되는 초고주파 공진형 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위치의 턴온 구간에서는 상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터에 의해 공진이 일어나며,
    상기 스위치의 턴오프 구간에서는 상기 공진 인덕터, 상기 공진 커패시터, 상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터 모두에 의해 공진이 일어나는 초고주파 공진형 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터는,
    상기 스위치 양단에서의 전달함수의 영점에 기초하여 결정되는 초고주파 공진형 컨버터.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터에 의한 공진 주파수는,
    상기 스위치의 스위칭 주파수의 2배인 초고주파 공진형 컨버터.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터는,
    상기 스위치 양단에서의 전달함수의 2개의 극점에 기초하여 결정되는 초고주파 공진형 컨버터.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터에 의한 2개의 극점들은,
    상기 스위치의 스위칭 주파수의 기본파 및 3차 고조파에 유사한 값을 가지는 초고주파 공진형 컨버터.
  8. 직류 전원;
    상기 직류 전원을 입력받아 교류 전원을 출력하고, 공진을 이용하여 영전압 스위칭을 수행하는 스위치를 포함한 클래스 E 공진형 컨버터; 및
    상기 클래스 E 공진형 컨버터로부터 출력되는 교류 전원을 정류하는 정류부를 포함하며,
    상기 스위치의 오프 구간 동안 상기 스위치 양단의 전압 파형은, 유사 사다리꼴 형태인 전력 변환 모듈.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 클래스 E 공진형 컨버터는,
    상기 공진을 위한 입력 커패시터, 공진 인덕터 및 공진 커패시터를 포함하는 공진부; 및
    상기 공진에 따라 전류의 크기가 맥동하는 입력 인덕터를 더 포함하며,
    상기 공진시 상기 공진부와 함께 상기 입력 인덕터가 이용되는 전력 변환 모듈.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 스위치의 턴온 구간에서는 상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터에 의해 공진이 일어나며,
    상기 스위치의 턴오프 구간에서는 상기 공진 인덕터, 상기 공진 커패시터, 상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터 모두에 의해 공진이 일어나는 전력 변환 모듈.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터는,
    상기 스위치 양단에서의 전달함수의 영점에 기초하여 결정되는 전력 변환 모듈.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 공진 인덕터 및 상기 공진 커패시터에 의한 공진 주파수는,
    상기 스위치의 스위칭 주파수의 2배인 전력 변환 모듈.
  13. 제9항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터는,
    상기 스위치 양단에서의 전달함수의 2개의 극점에 기초하여 결정되는 전력 변환 모듈.
  14. 제9항에 있어서,
    상기 입력 인덕터 및 상기 입력 커패시터에 의한 2개의 극점들은,
    상기 스위치의 스위칭 주파수의 기본파 및 3차 고조파에 유사한 값을 가지는 전력 변환 모듈.
  15. 제8항에 있어서,
    상기 정류부는,
    반파 정류 회로, 절연형 반파 정류 회로 및 절연형 전파 정류 회로 중 어느 하나를 포함하는 전력 변환 모듈.




KR1020150104537A 2015-07-23 2015-07-23 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈 KR102448447B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150104537A KR102448447B1 (ko) 2015-07-23 2015-07-23 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020150104537A KR102448447B1 (ko) 2015-07-23 2015-07-23 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20170011624A true KR20170011624A (ko) 2017-02-02
KR102448447B1 KR102448447B1 (ko) 2022-09-30

Family

ID=58151795

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150104537A KR102448447B1 (ko) 2015-07-23 2015-07-23 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR102448447B1 (ko)

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4607323A (en) 1984-04-17 1986-08-19 Sokal Nathan O Class E high-frequency high-efficiency dc/dc power converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4607323A (en) 1984-04-17 1986-08-19 Sokal Nathan O Class E high-frequency high-efficiency dc/dc power converter

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Bo Song et al., Class Φ2 DC-DC converter with PWM on-off control, International Proceedings of the ICPE (ISPE) pp. 792-796 (2011.5.)* *
Juan M. Rivas et al., A High-Frequency Resonant Inverter Topology with Low Voltage Stress, 2007 IEEE Power Electronics Specialists Conference (2007.06.21.)* *
Kyunghwan Lee et al., Design of a single-switch resonant converter considering voltage stress, Thesis at the Korea Power Electronics Society 2015 symposium, pp.267-268 (2015.7.9.)* *

Also Published As

Publication number Publication date
KR102448447B1 (ko) 2022-09-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101405878B1 (ko) 전력 전송 시스템
US10483810B2 (en) Variable-distance wireless-power-transfer system with fixed tuning and power limiting
US9991748B2 (en) Wireless power transmission system and power transmission device
US10211645B2 (en) Non-contact power supply device
US7573731B2 (en) Active-clamp current-source push-pull DC-DC converter
JP5804073B2 (ja) スイッチング電源装置
EP2670038B1 (en) Switching power supply device
US10923952B2 (en) Secondary-side output boost technique in power converters and wireless power transfer systems
CN109417312B (zh) 无线电力传输系统
US11011936B2 (en) Single-stage transmitter for wireless power transfer
US7388762B2 (en) Switching power supply circuit
JP2007020391A (ja) 高効率ハーフブリッジｄｃ／ｄｃコンバータ及びその制御方法
CN111669055B (zh) 电压转换电路及其控制方法
CN109478871A (zh) 二极管导通传感器
EP1096654A1 (en) Switching power supply circuit
EP2985846A1 (en) Wireless power transmission
WO2016190095A1 (ja) ワイヤレス給電システム
WO2019012923A1 (ja) 高周波電源装置
JPWO2015087396A1 (ja) 高周波電源用整流回路
US20180226834A1 (en) An Inductive Power Receiver
KR102448447B1 (ko) 초고주파 공진형 컨버터 및 이를 포함하는 전력 변환 모듈
US20170093269A1 (en) Zero-Voltage-Switching Scheme for Phase Shift Converters
Komiyama et al. Analysis and Design of High-Frequency WPT System Using Load-Independent Inverter With Robustness Against Load Variations and Coil Misalignment
JP5832672B2 (ja) 共振型高周波電源装置
JPWO2015063915A1 (ja) 共振型高周波電源装置及び共振型高周波電源装置用スイッチング回路

Legal Events

Date Code Title Description
N231 Notification of change of applicant
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right