KR20170005286A - 두 단계의 디지털-아날로그 변환을 수행하는 터치 처리 회로 및 터치 스크린 시스템 - Google Patents

두 단계의 디지털-아날로그 변환을 수행하는 터치 처리 회로 및 터치 스크린 시스템 Download PDF

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Abstract

본 발명은 커패시턴스-전압 변환기 및 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 터치 처리 회로를 제공한다. 커패시턴스-전압 변환기는 터치 센서로부터 전송된 입력 신호를 터치 센서의 커패시턴스에 대응하는 변환 신호로 변환한다. 아날로그-디지털 변환기는 커패시턴스-전압 변환기로부터 전송된 변환 신호를 디지털화하여 디지털 값을 생성한다. 아날로그-디지털 변환기는 제 1 변환기, 제 2 변환기, 및 조합 로직 회로를 포함한다. 제 1 변환기는 변환 신호에 기초하여, 제 1 시간 구간 동안, 디지털 값의 상위 비트들을 산출한다. 제 2 변환기는 제 1 변환기로부터 전송된 잔차 성분 신호에 기초하여, 제 2 시간 구간 동안, 디지털 값의 하위 비트들을 산출한다. 조합 로직 회로는 상위 비트들 및 하위 비트들을 조합하여 디지털 값을 생성한다. 본 발명의 터치 처리 회로는 적은 면적을 차지하고, 적은 양의 전력을 소모한다.

Description

두 단계의 디지털-아날로그 변환을 수행하는 터치 처리 회로 및 터치 스크린 시스템 {TOUCH PROCESSOR CIRCUIT AND TOUCH SCREEN SYSTEM PERFORMING DIGITAL-TO-ANALOG CONVERSION OF TWO STEPS}
본 발명은 전자 회로 및 전자 시스템에 관한 것으로, 좀 더 구체적으로는 터치 스크린으로의 접촉(Contact) 또는 근접(Proximity)을 수반하는 행위를 감지하고 그 행위에 기초하여 생성된 신호를 처리하도록 구성되는 터치 처리 회로에 관한 것이다.
근래 다양한 유형의 전자 장치 또는 전자 시스템이 이용되고 있다. 전자 장치 또는 전자 시스템은 그것에 포함되는 여러 전자 회로의 동작에 따라 고유의 기능을 수행한다.
터치 스크린 시스템은 널리 이용되고 있는 전자 시스템의 한 예이다. 터치 스크린 시스템은 디스플레이 장치, 및 그 디스플레이 장치 상에 배치되는 터치 센서를 포함한다. 터치 센서는 사람의 손 또는 스타일러스 펜(Stylus Pen)과 같은 객체가 그것에 접촉하였는지 또는 가까이 접근하였는지(Approach) 여부를 감지하기 위해 이용된다. 즉, 터치 센서는 입력 장치의 일부로서, 유저 인터페이스(User Interface)를 제공하기 위해 이용된다. 일 예로서, 터치 센서는 객체의 접촉 또는 근접에 응답하여 달라지는(Vary) 커패시턴스 성분(Capacitance Component)을 갖는 정전식 센서(Capacitive Sensor)를 포함할 수 있다.
터치 스크린 시스템은 터치 센서의 감지에 응답하여 생성된 신호를 처리하기 위해 터치 처리 회로를 더 포함한다. 일 예로서, 터치 센서가 정전식 센서를 포함하는 경우, 터치 처리 회로는 커패시턴스 성분의 변화에 따라 달라지는 전압 값을 갖는 아날로그 신호를 디지털 값으로 변환할 수 있다. 디지털 값은 터치 스크린 시스템에 포함되거나 터치 스크린 시스템과 별개로 제공되는 연산 처리 장치(예컨대, CPU(Central Processing Unit), AP(Application Processor) 등)로 제공된다. 연산 처리 장치는 디지털 값에 기초하여, 접촉 또는 근접이 발생한 위치, 또는 접촉 또는 접근이 발생한 시간의 길이(Duration)를 산출한다. 연산 처리 장치는 산출 결과에 기초하여, 다양한 동작들을 수행 및 처리하고 사용자에게 서비스를 제공한다.
터치 스크린 시스템은 다양한 분야에서 활용되고 있다. 특히, 터치 스크린 시스템은 휴대용 단말기, 스마트 폰 등과 같은 이동식 장치에 의해 널리 채용되고 있다. 터치 스크린 시스템이 이동식 장치에 의해 채용된 경우, 터치 스크린 시스템은 작은 면적을 차지하고 적은 양의 전력을 소모하도록 구현될 필요가 있다.
작은 면적을 차지하고 적은 양의 전력을 소모하는 터치 처리 회로 및 그것을 포함하는 터치 스크린 시스템이 제공된다. 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로는 아날로그 어큐뮬레이터(Analog Accumulator) 없이 커패시턴스-전압 변환기(Capacitance-to-voltage Converter)의 출력을 직접 디지털화할(Digitize) 수 있다. 나아가, 디지털화 동작은 별개로 제공되는 두 단계의 아날로그-디지털 변환(Analog-to-digital Conversion)에 따라 수행될 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 터치 처리 회로는 커패시턴스-전압 변환기 및 아날로그-디지털 변환기를 포함할 수 있다. 커패시턴스-전압 변환기는 터치 센서로부터 전송된 입력 신호를 터치 센서의 커패시턴스에 대응하는 변환 신호로 변환할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기는 커패시턴스-전압 변환기로부터 전송된 변환 신호를 디지털화하여 디지털 값을 생성할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기는 제 1 변환기, 제 2 변환기, 및 조합 로직 회로를 포함할 수 있다. 제 1 변환기는 변환 신호에 기초하여, 제 1 시간 구간 동안, 디지털 값의 상위 비트들을 산출할 수 있다. 제 2 변환기는 제 1 변환기로부터 전송된 잔차 성분 신호에 기초하여, 제 1 시간 구간과 중첩되지 않는 제 2 시간 구간 동안, 디지털 값에서 상위 비트들을 제외한 비트들을 포함하는 하위 비트들을 산출할 수 있다. 조합 로직 회로는 상위 비트들 및 하위 비트들을 조합하여 디지털 값을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 변환 신호는 커패시턴스의 변화에 따라 달라지는 전압 값을 가질 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 상위 비트들의 개수 및 하위 비트들의 개수는 적어도 제 1 변환기의 변환 성능 및 제 2 변환기의 변환 성능에 따라 각각 결정될 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 하위 비트들은 제 1 변환기의 작은 이득 특성에 따른 오차를 보상하기 위한 추가 비트를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 추가 비트는 디지털 값에서 상위 비트들의 일부와 중첩되는 비트 위치에 놓일 수 있고, 조합 로직 회로는 상위 비트들, 및 추가 비트를 포함하는 하위 비트들을 조합하여 디지털 값을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에 따른 터치 처리 회로는 커패시턴스-전압 변환기와 아날로그-디지털 변환기 사이의 연결을 제어하도록 구성되는 스위칭 회로를 더 포함할 수 있다. 스위칭 회로는 제 1 시간 구간 동안 변환 신호가 제 1 변환기로 전송되도록 커패시턴스-전압 변환기를 아날로그-디지털 변환기에 연결할 수 있고, 제 2 시간 구간 동안 변환 신호가 제 1 변환기로 전송되지 않도록 커패시턴스-전압 변환기를 아날로그-디지털 변환기로부터 연결 해제할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 제 1 변환기는 시그마-델타 아날로그-디지털 변환 회로를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 제 1 변환기는 변환 신호의 저주파 성분을 필터링하도록 구성되는 노이즈 필터, 저주파 성분이 필터링된 변환 신호에서 피드백 신호를 감산하여 감산 신호를 생성하도록 구성되는 감산기, 감산 신호에 대해 적분 동작을 수행하여 적분 신호를 생성하도록 구성되는 적분기, 적분 신호와 기준 신호를 비교하여 비교 신호를 생성하도록 구성되는 비교기, 비교 신호를 아날로그 신호로 변환하여 피드백 신호를 생성하도록 구성되는 디지털-아날로그 변환기, 및 비교 신호에 기초하여 상위 비트들을 생성하도록 구성되는 카운터를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 제 1 변환기는 차동 증폭기를 포함할 수 있다. 차동 증폭기의 신호 입력 단자들 각각은 입력 신호와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 변환 신호와 공통 모드 신호를 교대로 수신할 수 있다.
본 발명의 일 실시 예에서, 제 2 변환기는 사이클릭 아날로그-디지털 변환 회로를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시 예에 따른 터치 스크린 시스템은 터치 센서, 커패시턴스-전압 변환기, 및 아날로그-디지털 변환기를 포함할 수 있다. 터치 센서는 커패시턴스 성분을 갖는 센싱 어레이를 포함할 수 있다. 커패시턴스-전압 변환기는 터치 센서로부터 전송된 입력 신호를 커패시턴스 성분의 커패시턴스 값에 대응하는 변환 신호로 변환할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기는 제 1 아날로그-디지털 변환 동작에 의해 제 1 시간 구간 동안 변환 신호에 대응하는 디지털 값의 상위 비트들을 산출하고, 제 1 아날로그-디지털 변환 동작과 별개인 제 2 아날로그-디지털 변환 동작에 의해 제 1 시간 구간과 중첩되지 않는 제 2 시간 구간 동안 디지털 값의 하위 비트들을 산출하고, 상위 비트들 및 하위 비트들을 조합하여 디지털 값을 생성할 수 있다. 이 실시 예에서, 아날로그-디지털 변환기는 제 1 시간 구간 동안 변환 신호를 수신하고, 제 2 시간 구간 동안 변환 신호를 수신하지 않을 수 있다.
본 발명의 다른 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환 동작은 입력 신호와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 수행될 수 있다.
본 발명의 다른 실시 예에서, 제 2 아날로그-디지털 변환 동작은 입력 신호의 주파수보다 높은 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 수행될 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따르면, 터치 센서의 감지에 응답하여 생성된 신호를 처리하는 터치 처리 회로로부터 아날로그 어큐뮬레이터가 배제될 수 있다. 따라서, 터치 처리 회로에 의해 차지되는 면적이 감소하고, 터치 처리 회로가 적은 양의 전력을 소모할 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로를 채용한 터치 스크린 시스템은 효율적으로 구현되고 동작할 수 있다.
도 1 및 도 2는 각각 본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 시스템을 보여주는 개념도 및 블록도이다.
도 3은 도 1 및 도 2의 터치 처리 회로를 보여주는 블록도이다.
도 4는 도 3의 아날로그-디지털 변환기를 보여주는 블록도이다.
도 5는 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 동작을 설명하는 개념도이다.
도 6은 도 4의 아날로그-디지털 변환기를 통해 디지털 값을 생성하는 과정을 설명하는 개념도이다.
도 7은 도 4의 아날로그-디지털 변환기에서 제 1 아날로그-디지털 변환기의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다.
도 8은 도 7의 아날로그 입력 경로의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다.
도 9는 도 8의 아날로그 입력 경로에서 수행되는 동작을 설명하는 개념도이다.
도 10은 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 입력과 도 7의 적분기의 출력 사이의 관계를 보여주는 그래프이다.
도 11은 도 7의 적분기의 출력을 조절하기 위한 증폭 및 오프셋 컨트롤러의 연결을 보여주는 블록도이다.
도 12는 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 입력과 도 11의 증폭 및 오프셋 컨트롤러의 출력 사이의 관계를 보여주는 그래프이다.
도 13은 도 4의 제 2 아날로그-디지털 변환기에서 생성된 추가 비트를 이용하여 디지털 값을 생성하는 과정을 설명하는 개념도이다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로 및 터치 스크린 시스템을 채용한 다양한 종류의 전자 장치들을 보여주는 개념도이다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로를 포함하는 전자 시스템 및 그것의 인터페이스들을 보여주는 블록도이다.
전술한 특성 및 이하 상세한 설명은 모두 본 발명의 설명 및 이해를 돕기 위한 예시적인 사항이다. 즉, 본 발명은 이와 같은 실시 예에 한정되지 않고 다른 형태로 구체화될 수 있다. 다음 실시 형태들은 단지 본 발명을 완전히 개시하기 위한 예시이며, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자들에게 본 발명을 전달하기 위한 설명이다. 따라서, 본 발명의 구성 요소들을 구현하기 위한 방법이 여럿 있는 경우에는, 이들 방법 중 특정한 것 또는 이와 동일성 있는 것 가운데 어떠한 것으로든 본 발명의 구현이 가능함을 분명히 할 필요가 있다.
본 명세서에서 어떤 구성이 특정 요소들을 포함한다는 언급이 있는 경우, 또는 어떤 과정이 특정 단계들을 포함한다는 언급이 있는 경우는, 그 외 다른 요소 또는 다른 단계들이 더 포함될 수 있음을 의미한다. 즉, 본 명세서에서 사용되는 용어들은 특정 실시 형태를 설명하기 위한 것일 뿐이고, 본 발명의 개념을 한정하기 위한 것이 아니다. 나아가, 발명의 이해를 돕기 위해 설명한 예시들은 그것의 상보적인 실시 예도 포함한다.
본 명세서에서 사용되는 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 기술자들이 일반적으로 이해하는 의미를 갖는다. 보편적으로 사용되는 용어들은 본 명세서의 맥락에 따라 일관적인 의미로 해석되어야 한다. 또한, 본 명세서에서 사용되는 용어들은, 그 의미가 명확히 정의된 경우가 아니라면, 지나치게 이상적이거나 형식적인 의미로 해석되지 않아야 한다. 이하 첨부된 도면을 통하여 본 발명의 실시 예가 설명된다.
도 1 및 도 2는 각각 본 발명의 실시 예에 따른 터치 스크린 시스템(Touch Screen System)을 보여주는 개념도 및 블록도이다. 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해, 도 1 및 도 2가 함께 참조될 것이다. 터치 스크린 시스템(1000)은 터치 센서(Touch Sensor; 1100), 터치 처리 회로(Touch Processor Circuit; 1200), 디스플레이 장치(1300), 및 디스플레이 구동 회로(Display Driver Circuit; 1400)를 포함할 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 터치 스크린 시스템(1000)은 호스트(Host; 1500)를 더 포함할 수 있다.
도 1을 참조하면, 터치 센서(1100)는 전자 장치 또는 전자 시스템의 입력 장치로서 유저 인터페이스(User Interface)를 제공할 수 있다. 터치 센서(1100)는 객체(10; 예컨대, 사람의 손, 스타일러스 펜(Stylus Pen) 등)의 접촉(Contact) 또는 근접(Proximity)을 감지하기 위해 이용될 수 있다. 일 실시 예에서, 터치 센서(1100)는 객체(10)의 접촉 또는 근접에 응답하여 달라지는(Vary) 커패시턴스 성분(Capacitance Component)을 갖는 정전식 센서(Capacitive Sensor)를 포함할 수 있다.
터치 처리 회로(1200)는 터치 센서(1100)와 연결될 수 있다. 터치 처리 회로(1200)는 터치 센서(1100)의 감지에 응답하여 생성된 신호를 처리할 수 있다. 일 실시 예에서, 터치 센서(1100)가 정전식 센서를 포함하는 경우, 터치 처리 회로(1200)는 터치 센서(1100)의 커패시턴스 성분의 변화에 따라 달라지는 전압 값을 갖는 아날로그 신호를 수신할 수 있다. 터치 처리 회로(1200)는 수신된 아날로그 신호를 디지털 값으로 변환할 수 있다.
이 디지털 값은 커패시턴스 성분의 감지된 커패시턴스 값을 나타낼 수 있다. 디지털 값은 터치 스크린 시스템(1000)에 포함되거나 터치 스크린 시스템(1000)과 별개로 제공되는 호스트 장치(예컨대, 도 2의 호스트(1500))로 제공될 수 있다.
디스플레이 장치(1300)는 전자 장치 또는 전자 시스템의 출력 장치로서 유저 인터페이스를 제공할 수 있다. 디스플레이(1300) 장치는 영상 정보를 사용자에게 제공할 수 있다. 예로서, 디스플레이 장치(1300)는 LCD(Liquid Crystal Display), LED(Light Emitting Diode) 디스플레이, OLED(Organic LED) 디스플레이, 및 AMOLED(Active Matrix OLED) 디스플레이 중 적어도 하나를 포함할 수 있다. 디스플레이 구동 회로(1400)는 디스플레이 장치(1300)가 영상 정보를 적절히 표시하도록 디스플레이 장치(1300)를 구동 및 제어할 수 있다.
터치 센서(1100)는 투명하게 구현될 수 있다. 이에 따라, 빛은 터치 센서(1100)를 통과하여 터치 센서(1100)의 하단에 놓인 디스플레이 장치(1300)에 도달할 수 있고, 사용자는 디스플레이 장치(1300)에 표시된 영상 정보를 볼 수 있다. 사용자는 디스플레이 장치(1300)에 표시된 영상 정보에 기초하여 터치 센서(1100)에 접촉 또는 접근할(Approach) 수 있다. 이에 따라, 터치 처리 회로(1200)는 터치 센서(1100)로의 접촉 또는 근접에 대응하는 디지털 값을 생성할 수 있다.
호스트 장치(예컨대, 도 2의 호스트(1500))는 디지털 값에 기초하여, 접촉 또는 근접이 발생한 위치, 및/또는 접촉 또는 근접이 발생한 시간의 길이(Duration)를 산출할 수 있다. 호스트 장치는 산출 결과에 기초하여, 다양한 동작들을 수행 및 처리하고 사용자에게 서비스를 제공할 수 있다.
도 2를 참조하면, 터치 센서(1100)는 센싱 어레이(Sensing Array; 1110)를 포함할 수 있다. 센싱 어레이(1110)는 행(Row) 방향 또는 열(Column) 방향을 따라 배열된 도선(Conductive Line)들을 포함할 수 있다. 행 방향을 따라 배열된 도선들은 열 방향을 따라 배열된 도선들과 교차하되, 행 방향을 따라 배열된 도선들과 열 방향을 따라 배열된 도선들은 서로 연결되지 않을 수 있다. 도선들은 도 1의 디스플레이 장치(1300)의 상부 면을 덮을 수 있고, 도선들의 교차 지점들 각각은 디스플레이 장치(1300) 상의 특정 좌표에 대응할 수 있다.
일 실시 예에서, 터치 센서(1100)가 정전식 센서를 포함하는 경우, 행 방향을 따라 배열된 도선들 각각과 열 방향을 따라 배열된 도선들 각각 사이에는 커패시턴스 성분이 형성될 수 있다. 이 커패시턴스 성분은 커패시턴스 값(Cm)을 가질 수 있다. 도 1의 객체(10)가 터치 센서(1100)에 접촉하거나 가까이 접근한 경우, 커패시턴스 값(Cm)이 달라질 수 있다. 커패시턴스 값(Cm)의 변화에 기초하여 객체(10)의 접촉 또는 근접이 감지될 수 있고, 터치 처리 회로(1200)는 달라지는 커패시턴스 값(Cm)을 적절히 처리할 수 있다.
터치 처리 회로(1200)는 행 선택기(1210), 열 선택기(1230), 및 센싱 컨트롤러(1250)를 포함할 수 있다. 행 선택기(1210)는 행 방향을 따라 배열된 도선들과 연결될 수 있고, 열 선택기(1230)는 열 방향을 따라 배열된 도선들과 연결될 수 있다. 센싱 컨트롤러(1250)는 커패시턴스 값(Cm)이 적절히 처리되도록 터치 처리 회로(1200)의 전반적인 동작들을 제어할 수 있다.
예로서, 행 선택기(1210)는 센싱 컨트롤러(1250)의 제어에 따라, 행 방향을 따라 배열된 도선들로 충방전 전압(Charging-discharging Voltage)을 갖는 신호를 제공할 수 있다. 열 선택기(1230)는 센싱 컨트롤러(1250)의 제어에 따라, 열 방향을 따라 배열된 도선들로부터 커패시턴스 값(Cm)을 읽을 수 있다. 센싱 컨트롤러(1250)는 행 방향을 따라 배열된 도선들 중 하나의 선택, 열 방향을 따라 배열된 도선들 중 하나의 선택, 및 선택의 타이밍(Timing)을 제어할 수 있다. 이에 따라, 도선들의 모든 교차 지점들 각각의 커패시턴스 값(Cm)이 획득될 수 있다.
본 발명의 실시 예에서, 센싱 컨트롤러(1250)는 센싱 측정 회로(Sensing Measurement Circuit; 1270)를 포함할 수 있다. 센싱 측정 회로(1270)는 커패시턴스 값(Cm)을 디지털화하고(Digitize), 커패시턴스 값(Cm)에 대응하는 디지털 값을 생성할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따른 센싱 측정 회로(1270)의 구성 및 동작은 도 3 내지 도 13을 참조하여 설명될 것이다. 센싱 측정 회로(1270)에 의해 생성된 디지털 값은 호스트(1500)로 제공될 수 있다.
호스트(1500)는 디지털 값에 기초하여, 접촉 또는 근접이 발생한 위치, 및/또는 접촉 또는 근접이 발생한 시간의 길이(Duration)를 산출할 수 있다. 예로서, 호스트(1500)는 CPU(Central Processing Unit), AP(Application Processor) 등과 같은 연산 처리 장치를 포함할 수 있다. 호스트(1500)는 산출 결과에 기초하여, 다양한 동작들을 수행 및 처리하고 사용자에게 서비스를 제공할 수 있다. 이를 위해, 호스트(1500)는 산술 연산 및/또는 논리 연산을 수행할 수 있다.
도 2에서, 센싱 측정 회로(1270)가 센싱 컨트롤러(1250)에 포함되는 것으로 도시되었다. 그러나, 몇몇 실시 예에서, 센싱 측정 회로(1270)는 센싱 컨트롤러(1250)와 별개로 제공될 수 있다. 나아가, 도 2에서, 호스트(1500)가 터치 스크린 시스템(1000)에 포함되는 것으로 도시되었다. 그러나, 몇몇 실시 예에서, 호스트(1500)는 터치 스크린 시스템(1000)과 별개로 제공될 수 있다. 도 1 및 도 2는 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위한 것이고, 본 발명을 한정하기 위한 것은 아니다.
도 3은 도 1 및 도 2의 터치 처리 회로를 보여주는 블록도이다. 도 2를 참조하여 설명된 것과 같이, 터치 처리 회로(1200)는 센싱 측정 회로(1270)를 포함할 수 있다. 본 발명의 실시 예에서, 센싱 측정 회로(1270)는 커패시턴스-전압 변환기(Capacitance-to-voltage Converter; 1271) 및 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-digital Converter; 1273)를 포함할 수 있다. 센싱 측정 회로(1270)는 도 2의 센싱 어레이(1110)의 커패시턴스 성분의 커패시턴스 값(Cm)을 디지털 값(DV)으로 변환할 수 있다.
도 2의 센싱 컨트롤러(1250)의 제어에 따라, 충방전 전압을 갖는 신호(Vcd; 이하, 충방전 신호)가 센싱 어레이(1110)의 커패시턴스 성분으로 제공될 수 있다. 예로서, 충방전 신호(Vcd)는 별개의 전압 생성 회로(미도시)로부터 제공될 수 있다. 예로서, 충방전 신호(Vcd)는 특정 주파수를 갖는 구형파(Squrewave) 신호일 수 있다. 충방전 신호(Vcd)에 응답하여 센싱 어레이(1110)의 커패시턴스 성분이 충전되거나 방전될 수 있고, 커패시턴스 성분의 충방전에 기초하여 커패시턴스 값(Cm)이 인지될 수 있다.
커패시턴스-전압 변환기(1271)는 도 2의 열 선택기(1230)를 통해 도 2의 터치 센서(1100)로부터, 좀 더 구체적으로는 커패시턴스 값(Cm)을 갖는 커패시턴스 성분으로부터, 입력 신호를 수신할 수 있다. 이 입력 신호는 커패시턴스 값(Cm)과 관련될 수 있다.
커패시턴스-전압 변환기(1271)는 입력 신호를 변환 신호로 변환할 수 있다. 이 변환 신호는 커패시턴스 값(Cm)에 대응하는 전압 값(Vc)을 가질 수 있다. 즉, 커패시턴스-전압 변환기(1271)는 커패시턴스 값(Cm)을 전압 값(Vc)으로 변환할 수 있다. 커패시턴스 성분이 충전되거나 방전됨에 따라, 변환 신호의 전압 값(Vc)이 스윙(Swing)할 수 있다. 나아가, 객체의 접근 또는 근접에 응답하여 커패시턴스 값(Cm)이 달라지는 경우, 변환 신호의 전압 값(Vc)은 커패시턴스 값(Cm)의 변화에 따라 달라질 수 있다.
커패시턴스-전압 변환기(1271)는 연산 증폭기(Operational Amplifier)와 같은 능동 소자(Active Element), 및 저항 및 커패시터와 같은 수동 소자(Passive Element)를 이용하여 구현될 수 있다. 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 구성은 실시 예에 기초하여 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(1273)는 커패시턴스-전압 변환기(1271)로부터 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호를 수신할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(1273)는 변환 신호를 디지털화하여 디지털 값(DV)을 생성할 수 있다. 이 디지털 값(DV)은 감지된 커패시턴스 값(Cm)을 나타낼 수 있다. 디지털 값(DV)은 호스트 장치(예컨대, 도 2의 호스트(1500))로 제공될 수 있고, 호스트 장치는 사용자에게 서비스를 제공하기 위해 디지털 값(DV)을 처리할 수 있다.
몇몇 경우, 커패시턴스 값(Cm)이 작기 때문에, 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 출력 전압의 크기(Amplitude)가 작을 수 있다. 따라서, 터치 처리 회로(1200)에 관한 몇몇 실시 예에 따르면, 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 출력은 아날로그 어큐뮬레이터(Analog Accumulator)로 제공되고, 아날로그 어큐뮬레이터에 의해 누적된 전압이 아날로그-디지털 변환기(1273)로 제공될 수 있다. 이에 따라, 아날로그-디지털 변환기(1273)는 큰 크기의 전압을 갖는 신호를 수신할 수 있다.
그러나, 본 발명의 실시 예에서, 터치 처리 회로(1200)는 아날로그 어큐뮬레이터 없이 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 출력을 아날로그-디지털 변환기(1273)에 의해 직접 디지털화할 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로(1200)는 아날로그 어큐뮬레이터를 배제할 수 있다.
아날로그 어큐뮬레이터는 하나의 커패시턴스 성분에 대응하는 하나의 채널마다 제공될 수 있다. 따라서, 모든 채널들로부터 아날로그 어큐뮬레이터들이 배제되는 경우, 터치 처리 회로(1200)에 의해 차지되는 전체 면적이 현저히 감소하고, 터치 처리 회로(1200)에 의해 소모되는 전력의 양이 많이 감소할 수 있다. 결과적으로, 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로(1200)를 채용한 터치 스크린 시스템(1000)은 효율적으로 구현되고 동작할 수 있다.
다만, 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 출력이 직접 디지털화되는 경우, 아날로그-디지털 변환기(1273)는 높은 분해능(Resolution) 특성을 가질 필요가 있다. 나아가, 아날로그-디지털 변환기(1273)는 저주파 성분(Low-frequency Component)을 충분히 필터링(Filtering)하기 위한 노이즈 필터(Noise Filter)를 포함할 필요가 있다. 이는 커패시턴스-전압 변환기(1271)의 출력 전압의 크기가 작기 때문이다.
한편, 아날로그-디지털 변환기(1273)가 높은 분해능 특성을 갖도록 구현된 경우, 아날로그-디지털 변환에 소요되는 시간이 길어질 수 있다. 그러나, 아날로그-디지털 변환을 수행하기 위해 할당된 시간은 한정되어 있기 때문에, 아날로그-디지털 변환의 속도가 충분히 빠를 필요가 있다. 따라서, 본 발명의 실시 예에서, 아날로그-디지털 변환기(1273)는 별개로 제공되는 두 단계의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다. 도 4를 참조하여, 위 조건들을 충족시키는 아날로그-디지털 변환기(1273)의 구성이 설명될 것이다.
도 4는 도 3의 아날로그-디지털 변환기를 보여주는 블록도이다. 아날로그-디지털 변환기(2000)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100), 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300), 및 조합 로직 회로(Combination Logic Circuit; 2500)를 포함할 수 있다. 예로서, 도 3의 아날로그-디지털 변환기(1273)는 도 4의 아날로그-디지털 변환기(2000)를 포함할 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(2000)는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호를 디지털화하여 디지털 값(DV)을 생성할 수 있다. 하나의 디지털 값(DV)은 하나의 센싱 시간 구간(Sensing Time Period) 동안 생성될 수 있다. 센싱 시간 구간의 길이는 설계 및 구현에 따라 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다. 본 발명의 실시 예에서, 디지털 값(DV)은 상위 비트들(Upper Bits; Bu)과 하위 비트들(Lower Bits; Bl)로 나뉘어 생성될 수 있다. 즉, 디지털 값(DV)의 비트열(Bit String)은 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)을 포함할 수 있다.
상위 비트들(Bu)은 하나의 센싱 시간 구간 중 제 1 시간 구간 동안 생성되고, 하위 비트들(Bl)은 하나의 센싱 시간 구간 중 제 2 시간 구간 동안 생성될 수 있다. 제 1 시간 구간은 제 2 시간 구간과 중첩되지 않을 수 있다.
제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 도 3의 커패시턴스-전압 변환기(1271)로부터 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호를 수신할 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 제 1 시간 구간 동안 제 1 아날로그-디지털 변환 동작을 수행할 수 있다. 좀 더 구체적으로, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 변환 신호에 기초하여, 제 1 시간 구간 동안, 디지털 값(DV)의 상위 비트들(Bu)을 산출할 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 상위 비트들(Bu)을 산출하는 동작 동안 잔차 성분(Residue Component)을 생성할 수 있다.
제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)에 의해 생성된 잔차 성분에 대응하는 잔차 성분 신호(RC)를 수신할 수 있다. 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 2 시간 구간 동안 제 1 아날로그-디지털 변환 동작과 별개인 제 2 아날로그-디지털 변환 동작을 수행할 수 있다. 좀 더 구체적으로, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 잔차 성분 신호(RC)에 기초하여, 제 2 시간 구간 동안, 디지털 값(DV)의 하위 비트들(Bl)을 산출할 수 있다. 하위 비트들(Bl)은 디지털 값(DV)에서 상위 비트들(Bu)을 제외한 비트들을 포함할 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)은 순차적으로 산출될 수 있다. 즉, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)가 상위 비트들(Bu)을 생성한 후, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 하위 비트들(Bl)을 생성할 수 있다.
조합 로직 회로(2500)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)에 의해 산출된 상위 비트들(Bu)을 제공받을 수 있다. 조합 로직 회로(2500)는 제 2 아날로그-디지털 변환기(2100)에 의해 산출된 하위 비트들(Bl)을 제공받을 수 있다. 조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)에 대해 적절한 산술 연산 및/또는 논리 연산을 수행할 수 있다. 이로써, 조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)을 조합하여 디지털 값(DV)을 생성할 수 있다.
상위 비트들(Bu)의 개수는 적어도 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)의 변환 성능(Conversion Capability)에 따라 결정될 수 있다. 예로서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)가 6비트의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있는 경우, 상위 비트들(Bu)은 6개의 비트들을 포함할 수 있다. 나아가, 하위 비트들(Bl)의 개수는 적어도 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)의 변환 성능에 따라 결정될 수 있다. 예로서, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 10비트의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있는 경우, 하위 비트들(Bl)은 10개의 비트들을 포함할 수 있다. 위 예들에 따르면, 디지털 값(DV)은 최대 16비트의 비트열을 포함할 수 있다.
위에서 설명된 것과 같이, 아날로그-디지털 변환기(2000)는 높은 분해능 특성을 가지면서도 빠른 속도로 아날로그-디지털 변환을 수행할 필요가 있다. 따라서, 상위 비트들(Bu)을 산출하는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 상대적으로 높은 정확도의 아날로그-디지털 변환 스킴(Scheme)을 채용하고, 하위 비트들(Bl)을 산출하는 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 상대적으로 빠른 속도의 아날로그-디지털 변환 스킴을 채용할 수 있다.
일 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 시그마-델타(Sigma-delta) 아날로그-디지털 변환 회로를 포함할 수 있다. 시그마-델타 변환 스킴은 상대적으로 높은 정확도를 보이므로, 작은 크기의 전압 값(Vc)에 기초하여 상위 비트들(Bu)을 산출하기 위해 채용될 수 있다.
일 실시 예에서, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 사이클릭(Cyclic) 아날로그-디지털 변환 회로를 포함할 수 있다. 사이클릭 변환 스킴은 상대적으로 빠른 속도로 동작하므로, 짧은 시간 내에 하위 비트들(Bl)을 산출하기 위해 채용될 수 있다. 이 실시 예들에 따르면, 디지털 값(DV)은 높은 정확도 및 빠른 속도로 생성될 수 있다.
그러나, 위 실시 예들은 본 발명을 한정하기 위한 것은 아니다. 몇몇 다른 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)가 델타 변환 스킴을 채용하거나, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 연속 근사(Successive Approximation) 스킴을 채용할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(2000)의 구성은 두 단계의 아날로그-디지털 변환을 수행하기 위해 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다. 다만, 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해, 이하의 설명에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)가 시그마-델타 스킴을 채용하고 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 사이클릭 변환 스킴을 채용한 것으로 가정될 것이다.
위에서 설명된 것과 같이, 제 1 시간 구간 동안, 상위 비트들(Bu)이 산출될 수 있다. 이를 위해, 제 1 시간 구간 동안, 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호가 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)로 전송될 수 있다. 반면, 하위 비트들(Bl)을 산출하기 위한 제 2 시간 구간 동안, 변환 신호는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)로 전송되지 않을 수 있다.
일 실시 예에서, 아날로그-디지털 변환기(2000)는 스위치(SW1)를 포함할 수 있다. 스위치(SW1)는 도 3의 커패시턴스-전압 변환기(1271)와 아날로그-디지털 변환기(2000) 사이의 연결을 제어할 수 있다. 예로서, 스위치(SW1)는 제 1 시간 구간 동안 커패시턴스-전압 변환기(1271)를 아날로그-디지털 변환기(2000)에 연결할 수 있다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기(2000)의 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 제 1 시간 구간 동안 변환 신호를 수신할 수 있다.
반면, 스위치(SW1)는 제 2 시간 구간 동안 커패시턴스-전압 변환기(1271)를 아날로그-디지털 변환기(2000)로부터 연결 해제할(Disconnect) 수 있다. 따라서, 아날로그-디지털 변환기(2000)의 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 제 2 시간 구간 동안 변환 신호를 수신하지 않을 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(2000)의 동작들은 도 5 및 도 6을 참조하여 더 상세히 설명될 것이다.
도 4에서, 스위치(SW1)가 단일 스위칭 소자인 것으로 도시되었다. 그러나, 스위치(SW1)의 구성은 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다. 예로서, 스위치(SW1)는 트랜지스터, 버퍼 회로, 게이트 회로 등과 같이 스위칭 동작을 수행할 수 있는 어떠한 스위칭 회로로든 구현될 수 있다.
도 5는 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 동작을 설명하는 개념도이다. 도 6은 도 4의 아날로그-디지털 변환기를 통해 디지털 값을 생성하는 과정을 설명하는 개념도이다. 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해, 도 4가 도 5 및 도 6와 함께 참조될 것이다.
도 5를 참조하면, 하나의 센싱 시간 구간 동안 도 4의 아날로그-디지털 변환기(2000)에서 수행되는 동작들이 나타나 있다. 하나의 센싱 시간 구간은 하나의 디지털 값(DV)을 생성하기 위한 시간 구간이다. 하나의 센싱 시간 구간은 제 1 시간 구간(TP1) 및 제 2 시간 구간(TP2)을 포함할 수 있다. 제 1 시간 구간(TP1)은 제 2 시간 구간(TP2)과 중첩되지 않을 수 있다.
제 1 시간 구간(TP1) 동안, 도 4의 스위치(SW1)가 도 3의 커패시턴스-전압 변환기(1271)를 아날로그-디지털 변환기(2000)에 연결할 수 있다. 따라서, 스윙하는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호가 아날로그-디지털 변환기(2000)로 제공될 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 변환 신호를 수신할 수 있다. 제 1 시간 구간(TP1) 동안, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 제 1 아날로그-디지털 변환 동작을 수행할 수 있다.
도 6을 참조하면, 제 1 시간 구간(TP1) 동안, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호에 기초하여, 디지털 값(DV)의 상위 비트들(Bu)을 산출할 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 상위 비트들(Bu)을 산출하는 동작 동안 잔차 성분을 생성할 수 있다. 예로서, 상위 비트들(Bu)은 m개의 비트들을 포함할 수 있다. 상위 비트들(Bu)은 조합 로직 회로(2500)로 제공될 수 있다.
제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 상위 비트들(Bu)을 산출하기 위해 오버 샘플링(Over Sampling)을 수행할 수 있다. 즉, 하나의 센싱 시간 구간 동안 하나의 디지털 값(DV)을 생성하기 위해, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 샘플링을 여러 차례 수행할 수 있다. 이를 위해, 몇몇 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 변환 신호와 동일한 주파수(즉, 커패시턴스-전압 변환기(1271)로 전송되는 입력 신호의 주파수)를 갖는 클록 신호에 응답하여 동작할 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 이중 샘플링(Double-sampling)을 수행할 수 있다. 즉, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호의 상승 에지(Rising Edge) 및 하강 에지(Falling Edge) 모두에서 샘플링을 수행할 수 있다. 오버 샘플링 및 이중 샘플링을 통해, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 높은 정확도를 보일 수 있다.
도 5를 참조하면, 제 2 시간 구간(TP2) 동안, 도 4의 스위치(SW1)가 도 3의 커패시턴스-전압 변환기(1271)를 아날로그-디지털 변환기(2000)로부터 연결 해제할 수 있다. 따라서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 변환 신호를 수신하지 않을 수 있다. 도 2의 센싱 컨트롤러(1250)의 제어에 따라, 스위치(SW1)가 열릴 수 있다. 나아가, 센싱 컨트롤러(1250)의 제어에 따라, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 동작을 시작할 수 있다. 제 2 시간 구간(TP2) 동안, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 제 1 아날로그-디지털 변환 동작과 별개인 제 2 아날로그-디지털 변환 동작을 수행할 수 있다.
도 6을 참조하면, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)에 의해 생성된 잔차 성분에 대응하는 잔차 성분 신호(RC)를 수신할 수 있다. 제 2 시간 구간(TP2) 동안, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 잔차 성분 신호(RC)에 기초하여, 디지털 값(DV)의 하위 비트들(Bl)을 산출할 수 있다. 예로서, 하위 비트들(Bl)은 n개의 비트들을 포함할 수 있다. 하위 비트들(Bl)은 조합 로직 회로(2500)로 제공될 수 있다.
제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)에 비해 상대적으로 빠른 속도로 동작할 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)를 동작시키기 위해 이용되는 것보다 높은 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 동작할 수 있다. 이를 위해, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)와 별개의 클록 신호를 수신할 수 있다.
제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)를 동작시키기 위해 이용되는 클록 신호의 주파수가 높아질 경우, 제 2 시간 구간(TP2)의 길이가 짧아질 수 있다. 따라서, 센싱 시간 구간의 길이가 짧아지고, 아날로그-디지털 변환기(2000)가 빠른 속도로 동작할 수 있다.
조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)에 대해 적절한 산술 연산 및/또는 논리 연산을 수행할 수 있다. 조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu) 및 하위 비트들(Bl)을 조합하고, 디지털 값(DV)을 생성할 수 있다. 디지털 값(DV)은 최대 (m+n)개의 비트들을 포함할 수 있다.
도 6에 나타낸 것과 같이, 상위 비트들(Bu)이 하위 비트들(Bl)과 중첩되지 않는 경우, 디지털 값(DV)은 (m+n)비트의 비트열을 포함할 수 있다. 반면, 몇몇 실시 예에서, 하위 비트들(Bl)의 일부가 상위 비트들(Bu)의 일부와 중첩되는 위치에 놓일 수 있다. 이 경우, 디지털 값(DV)은 (m+n)비트보다 짧은 비트열을 포함할 수 있다. 이 실시 예는 도 13을 참조하여 설명될 것이다.
도 4 내지 도 6을 참조하여 설명된 과정에 따라, 아날로그-디지털 변환기(2000)는 두 단계의 아날로그-디지털 변환을 통해, 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호를 디지털 값(DV)으로 변환할 수 있다. 두 단계의 아날로그-디지털 변환에서, 디지털 값(DV)의 상위 비트들(Bu)은 디지털 값(DV)의 하위 비트들(Bl)과 별개로 산출될 수 있다.
도 7은 도 4의 아날로그-디지털 변환기에서 제 1 아날로그-디지털 변환기의 예시적인 구성을 보여주는 블록도이다. 도 7은 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)가 시그마-델타 아날로그-디지털 변환 회로를 포함하는 경우를 보여준다.
센싱 시간 구간 중 제 1 시간 구간 동안, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 스위치(SW1)를 통해 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호를 수신할 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 변환 신호에 기초하여 상위 비트들(Bu)을 산출할 수 있다. 센싱 시간 구간 중 제 2 시간 구간에서, 스위치(SW1)는 열릴 수 있다. 제 2 시간 구간 동안, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 잔차 성분 신호(RC)에 기초하여 하위 비트들(Bl)을 산출할 수 있다.
일 실시 예에서, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 노이즈 필터(2110), 감산기(2120), 적분기(2130), 비교기(2140), 디지털-아날로그 변환기(2150), 및 카운터(2160)를 포함할 수 있다. 노이즈 필터(2110)는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호의 저주파 성분을 필터링할 수 있다. 노이즈 필터(2110)는 아날로그-디지털 변환을 좀 더 정확하게 수행하기 위해 이용될 수 있다. 저주파 성분이 필터링된 변환 신호는 감산기(2120)로 제공될 수 있다.
감산기(2120)는 필터링된 변환 신호 및 피드백 신호(FB)를 수신할 수 있다. 감산기(2120)는 변환 신호에서 피드백 신호(FB)를 감산하여 감산 신호를 생성할 수 있다. 감산 신호는 적분기(2130)로 제공될 수 있다. 적분기(2130)는 감산 신호에 대해 적분 동작을 수행하여 적분 신호(INTG)를 생성할 수 있다. 감산기(2120) 및 적분기(2130)에 의해 "시그마-델타" 스킴이 구현될 수 있다. 적분기(2130)는 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)를 위해, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)의 동작 중에 생성된 잔차 성분에 대응하는 잔차 성분 신호(RC)를 출력할 수 있다.
노이즈 필터(2110), 감산기(2120), 및 적분기(2130)는 아날로그 입력 경로(AIP)를 형성할 수 있다. 아날로그 입력 경로(AIP)의 구성에 관한 일 실시 예가 도 8을 참조하여 설명될 것이다.
비교기(2140)는 적분 신호(INTG)를 수신할 수 있다. 비교기(2140)는 적분 신호(INTG)와 기준 신호(REF)를 비교하여 비교 신호(CMP)를 생성할 수 있다. 예로서, 기준 신호(REF)는 별개의 전압 생성 회로(미도시)로부터 제공될 수 있다. 비교 신호(CMP)는 잔차 성분을 생성하기 위해 피드백될 수 있다. 디지털-아날로그 변환기(2150)는 비교 신호(CMP)를 아날로그 신호로 변환하여 피드백 신호(FB)를 생성할 수 있다. 카운터(2160)는 비교 신호(CMP)에 기초하여 상위 비트들(Bu)을 생성할 수 있다.
예로서, 적분 신호(INTG)의 크기가 기준 신호(REF)의 크기보다 크거나 기준 신호(REF)의 크기와 같은 경우, 비교기(2140)는 "1"의 논리 값을 갖는 비교 신호(CMP)를 생성할 수 있다. 반면, 적분 신호(INTG)의 크기가 기준 신호(REF)의 크기보다 작은 경우, 비교기(2140)는 "0"의 논리 값을 갖는 비교 신호(CMP)를 생성할 수 있다. 카운터(2160)는 "1"의 논리 값을 갖는 비교 신호(CMP)가 수신된 횟수를 셀 수 있다. 카운터(2160)의 동작에 따라, 상위 비트들(Bu)이 산출될 수 있다.
도 7을 참조하여, 시그마-델타 변환 스킴을 채용한 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)의 구성이 설명되었다. 그러나, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)의 구성은 다른 실시 예들에서 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다. 도 7은 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해 제공된 것이고, 본 발명을 한정하기 위한 것은 아니다.
도 8은 도 7의 아날로그 입력 경로의 예시적인 구성을 보여주는 개념도이다. 도 9는 도 8의 아날로그 입력 경로에서 수행되는 동작을 설명하는 개념도이다. 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해, 도 7이 도 8 및 도 9와 함께 참조될 것이다.
예로서, 아날로그 입력 경로(AIP)는 도 7의 노이즈 필터(2110), 감산기(2120), 및 적분기(2130)의 기능들을 수행할 수 있다. 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호가 아날로그 입력 경로(AIP)로 제공될 수 있다.
도 8을 참조하면, 변환 신호는 센싱 커패시터(Cs1)의 일단으로 제공될 수 있다. 변환 신호는 도 3의 커패시터-전압 변환기(1271)로부터 출력되는 싱글-엔디드 신호(Single-ended Signal)일 수 있다.
일 실시 예에서, 신호의 신뢰성 및 무결성을 향상시키기 위해, 차동 신호(Differential Signal) 시스템이 채용될 수 있다. 차동 신호를 생성하기 위해, 추가의 센싱 커패시터(Cs2)가 제공될 수 있고 공통 모드 전압(Vcom)을 갖는 공통 모드 신호가 센싱 커패시터(Cs2)의 일단으로 인가될 수 있다. 예로서, 공통 모드 신호는 별개의 전압 생성 회로(미도시)로부터 제공될 수 있다.
회로의 안정성 및 동작을 제어하기 위해, 공통 모드 전압(Vcom)을 갖는 공통 모드 신호가 스위치(SW2)를 통해 센싱 커패시터(Cs1)의 타단으로 제공되거나 제공되지 않을 수 있다. 나아가, 공통 모드 신호가 스위치(SW3)를 통해 센싱 커패시터(Cs2)의 타단으로 제공되거나 제공되지 않을 수 있다.
센싱 커패시터(Cs1)의 타단은 스위치(SW4p)를 통해 차동 증폭기(DA)의 비반전 입력 단자로 연결되거나 연결되지 않을 수 있다. 센싱 커패시터(Cs1)의 타단은 스위치(SW4n)를 통해 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자로 연결되거나 연결되지 않을 수 있다. 센싱 커패시터(Cs2)의 타단은 스위치(SW5p)를 통해 차동 증폭기(DA)의 비반전 입력 단자로 연결되거나 연결되지 않을 수 있다. 센싱 커패시터(Cs2)의 타단은 스위치(SW5n)를 통해 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자로 연결되거나 연결되지 않을 수 있다.
적분 커패시터(Ci1)는 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자와 비반전 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 적분 커패시터(Ci2)는 차동 증폭기(DA)의 비반전 입력 단자와 반전 출력 단자 사이에 연결될 수 있다. 차동 증폭기(DA)는 비반전 출력 단자를 통해 비반전 전압(Vcp)을 갖는 신호를 출력할 수 있고, 반전 출력 단자를 통해 반전 전압(Vcn)을 갖는 신호를 출력할 수 있다. 비반전 전압(Vcp)을 갖는 신호 및 반전 전압(Vcn)을 갖는 신호는 차동 신호인 적분 신호(INTG)로서, 도 7의 비교기(2140)로 제공될 수 있다. 이 실시 예에서, 비교기(2140)는 차동 비교기로 구현될 수 있다.
아날로그 입력 경로(AIP)에서 수행되는 동작을 설명하기 위해 도 9를 함께 참조하면, 시각 't0'와 시각 't1' 사이의 시간 구간에서, 스위치(SW4n) 및 스위치(SW5p)가 연결되고, 스위치(SW4p) 및 스위치(SW5n)가 연결 해제될 수 있다. 이에 따라, 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자는 센싱 커패시터(Cs1)의 타단과 연결될 수 있고, 차동 증폭기(DA)의 비반전 입력 단자는 센싱 커패시터(Cs2)의 타단과 연결될 수 있다.
나아가, 시각 't1'과 시각 't2' 사이의 시간 구간에서, 스위치(SW4p) 및 스위치(SW5n)가 연결되고, 스위치(SW4n) 및 스위치(SW5p)가 연결 해제될 수 있다. 이에 따라, 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자는 센싱 커패시터(Cs2)의 타단과 연결될 수 있고, 차동 증폭기(DA)의 비반전 입력 단자는 센싱 커패시터(Cs1)의 타단과 연결될 수 있다.
시각 't2'와 시각 't3' 사이의 시간 구간에서는 시각 't0'와 시각 't1' 사이의 시간 구간에서의 것들과 동일한 동작들이 수행될 수 있다. 시각 't3'와 시각 't4' 사이의 시간 구간에서는 시각 't1'과 시각 't2' 사이의 시간 구간에서의 것들과 동일한 동작들이 수행될 수 있다.
위 동작들에 따르면, 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자 및 비반전 입력 단자 각각은 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호와 공통 모드 전압(Vcom)을 갖는 공통 모드 신호를 교대로 수신할 수 있다. 따라서, 차동 신호인 적분 신호(INTG)가 적절히 생성될 수 있다. 예로서, 차동 증폭기(DA)의 신호 입력 단자들 각각은 변환 신호와 동일한 주파수(즉, 커패시턴스-전압 변환기(1271)로 전송되는 입력 신호의 주파수)에 응답하여 변환 신호와 공통 모드 신호를 교대로 수신할 수 있다.
아날로그 입력 경로(AIP)에서 수행되는 기능들이 더 설명될 것이다. 이해를 돕기 위해, 전달 특성(Transfer Characteristic)이 문자 'z'로 표현될 것이다. 도 9의 시각 't3'가 현재 시점으로 가정될 것이다. 나아가, 센싱 커패시터들(Cs1, Cs2)이 동일한 커패시턴스 값 "Cs"을 갖는 것으로 가정될 것이다.
위 가정들에 따르면, 시각 't3'에서, 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자의 전하량(Quantity of Charge) "Q-" 및 비반전 입력 단자의 전하량 "Q+"는 각각 다음 [수학식 1] 및 [수학식 2]에 의해 표현될 수 있다.
Figure pat00001
Figure pat00002
따라서, 차동 증폭기(DA)의 신호 입력 단자들의 시각 't3'에서의 전하량은 다음 [수학식 3]에 의해 표현될 수 있다.
Figure pat00003
한편, 하나의 샘플링 이전의 시각 't2'에서, 차동 증폭기(DA)의 반전 입력 단자의 전하량 "Q-" 및 비반전 입력 단자의 전하량 "Q+"는 각각 다음 [수학식 4] 및 [수학식 5]에 의해 표현될 수 있다.
Figure pat00004
Figure pat00005
따라서, 차동 증폭기(DA)의 신호 입력 단자들의 시각 't2'에서의 전하량은 다음 [수학식 6]에 의해 표현될 수 있다.
Figure pat00006
[수학식 3] 및 [수학식 6]을 참조하면, 시각 't2' 내지 시각 't3'에서 생성되는 총 전하량 "Qtot"는 다음 [수학식 7]에 의해 표현될 수 있다.
Figure pat00007
Figure pat00008
Figure pat00009
위 [수학식 7]의 "
Figure pat00010
"항을 참조하면, 아날로그 입력 경로(AIP)가 2차 CDS(Second-order Correlated Double Sampling) 특성을 보임을 알 수 있다. 따라서, 아날로그 입력 경로(AIP)에서 도 7의 노이즈 필터(2110)의 기능이 수행될 수 있다. 나아가, 차동 증폭기(DA)의 신호 입력 단자들을 통해 도 7의 감산기(2120)의 기능이 수행될 수 있고, 차동 증폭기(DA) 및 적분 커패시터들(Ci1, Ci2)에 의해 도 7의 적분기(2130)의 기능이 수행될 수 있다.
다만, 도 8에 나타낸 구성 및 도 9에 나타낸 동작들은 본 발명의 실시 예의 이해를 돕기 위해 제공된 것이고, 본 발명을 제한하기 위한 것은 아니다. 몇몇 실시 예에서, 다른 구성 및 다른 동작들이 구현될 수 있다. 예로서, 차동 신호 시스템 대신 싱글-엔디드 신호 시스템이 채용될 수 있다. 본 발명의 실시 예들은 다양하게 변경 또는 수정될 수 있다.
도 10은 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 입력과 도 7의 적분기의 출력 사이의 관계를 보여주는 그래프이다.
도 10에 나타낸 그래프의 가로축은 아날로그-디지털 변환기(2000)의 입력 전압의 크기(즉, 변환 신호의 전압 값(Vc))를 나타낸다. 위에서 설명된 것과 같이, 변환 신호의 전압 값(Vc)은 최대 입력 전압 값(Vimax)과 최소 입력 전압 값(Vimin) 사이에서 스윙할 수 있다.
도 10에 나타낸 그래프의 세로축은 적분기(2130)의 출력 전압의 크기를 나타낸다. 스윙하는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호에 기초하여, 적분기(2130)는 전압 값들(Vo1, Vo2)로 형성되는 전압 구간(Interval)에 포함되는 전압 값을 갖는 신호를 출력할 수 있다. 위에서 설명된 것과 같이, 적분기(2130)로부터 출력되는 잔차 성분 신호(RC)가 도 4의 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)로 제공될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 도 8의 아날로그 입력 경로(AIP)는 작은 이득(Gain) 특성을 가질 수 있다. 예로서, 아날로그 입력 경로(AIP)는 노이즈의 영향, 신호 처리의 효율, 전력 소모 등과 같은 시스템 설계의 관점을 고려하여, 작은 이득 특성을 갖도록 구현될 수 있다.
몇몇 실시 예에서, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 최대 변환 전압 값(Vcmax)과 최소 변환 전압 값(Vcmin) 사이의 전압 값을 갖는 신호를 디지털화하도록 설계될 수 있다. 그런데, 아날로그 입력 경로(AIP)가 작은 이득 특성을 갖도록 구현된 경우, 적분기(2130)의 출력 전압의 전압 값을 포함하는 전압 구간(즉, 전압 값들(Vo1, Vo2)로 형성되는 전압 구간)과 최대 변환 전압 값(Vcmax) 또는 최소 변환 전압 값(Vcmin) 사이에 전압 마진(Voltage Margin; VM)이 발생할 수 있다.
전압 마진(VM)이 발생하는 경우, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 전압 마진(VM)에 대응하는 아날로그-디지털 변환 동작을 수행하지 못할 수 있다. 이 경우, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)에 의해 산출되는 하위 비트들(Bl)에 오차가 발생할 수 있다.
오차를 발생시키는 것을 방지하기 위해, 일 실시 예에서, 적분기(2130)의 출력 전압을 조절하기 위한 컨트롤러가 채용될 수 있다. 이 실시 예는 도 11 및 도 12를 참조하여 설명될 것이다. 다른 실시 예에서, 오차를 보상하기 위한 추가 비트가 생성될 수 있다. 이 실시 예는 도 13을 참조하여 설명될 것이다.
도 11은 도 7의 적분기의 출력을 조절하기 위한 증폭 및 오프셋 컨트롤러의 연결을 보여주는 블록도이다. 도 12는 도 4의 아날로그-디지털 변환기의 입력과 도 11의 증폭 및 오프셋 컨트롤러의 출력 사이의 관계를 보여주는 그래프이다.
도 11을 참조하면, 아날로그-디지털 변환기(2000)는 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)를 포함할 수 있다. 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 적분기(2130)와 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300) 사이에 연결될 수 있다. 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 적분기(2130)로부터 잔차 성분 신호(RC)를 수신할 수 있다.
증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 잔차 성분 신호(RC)의 크기를 조절할 수 있다. 예로서, 도 12를 참조하면, 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 적분기(2130)로부터 출력된 잔차 성분 신호(RC)가 최대 변환 전압 값(Vcmax)과 최소 변환 전압 값(Vcmin) 사이의 전압 값을 갖도록, 잔차 성분 신호(RC)의 크기를 조절할 수 있다. 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 조절된 크기를 갖는 잔차 성분 신호(RC)를 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)로 제공할 수 있다.
도 12에 나타낸 것과 같이 잔차 성분 신호(RC)의 크기가 조절되는 경우, 도 10의 전압 마진(VM)이 발생하지 않을 수 있다. 따라서, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)에 의해 산출되는 하위 비트들(Bl)에 오차가 발생하지 않을 수 있다.
다만, 적분기(2130)의 출력에 오프셋이 존재하거나 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)의 입력에서 오프셋이 발생하는 경우, 잔차 성분 신호(RC)의 일부가 최대 변환 전압 값(Vcmax)보다 큰 전압 값을 갖거나 최소 변환 전압 값(Vcmin)보다 작은 전압 값을 가질 수 있다. 최대 변환 전압 값(Vcmax)과 최소 변환 전압 값(Vcmin)으로 형성되는 전압 구간을 벗어나는 전압 값을 갖는 신호는 오차를 발생시킬 수 있다.
오차를 방지하기 위해, 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 잔차 성분 신호(RC)의 오프셋을 조절할 수 있다. 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)는 적분기(2130)의 출력의 오프셋 또는 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)의 입력의 오프셋을 보상할 수 있다. 결과적으로, 오차가 발생하는 것이 방지될 수 있다. 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)에 의해 조절된 잔차 성분 신호(RC)에 기초하여 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다.
도 13은 도 4의 제 2 아날로그-디지털 변환기에서 생성된 추가 비트를 이용하여 디지털 값을 생성하는 과정을 설명하는 개념도이다.
위에서 설명된 것과 같이, 하나의 센싱 시간 구간 중 제 1 시간 구간 동안, 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 전압 값(Vc)을 갖는 변환 신호에 기초하여, 디지털 값(DV)의 상위 비트들(Bu)을 산출할 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)는 상위 비트들(Bu)을 산출하는 동작 동안 잔차 성분을 생성할 수 있다. 예로서, 상위 비트들(Bu)은 m개의 비트들을 포함할 수 있다.
나아가, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)에 의해 생성된 잔차 성분에 대응하는 잔차 성분 신호(RC)를 수신할 수 있다. 하나의 센싱 시간 구간 중 제 2 시간 구간 동안, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 잔차 성분 신호(RC)에 기초하여, 디지털 값(DV)의 하위 비트들(Bl)을 산출할 수 있다.
도 6을 참조하여 설명된 실시 예에 비하여, 도 13에 나타낸 실시 예에 따른 하위 비트들(Bl)은 (n+1)개의 비트들을 포함할 수 있다. 이 실시 예에서, 하위 비트들(Bl)은 n개의 비트들(Bl[1] 내지 Bl[n]) 외에 추가 비트(Bl[0])를 더 포함할 수 있다. 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)는 n개보다 많은 비트들(즉, (n+1)개의 비트들)을 산출하기 위해 좀 더 높은 변환 성능을 갖도록 설계될 수 있다.
추가 비트(Bl[0])는 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100)(좀 더 구체적으로는 도 8의 아날로그 입력 경로(AIP))의 작은 이득 특성에 따른 오차를 보상하기 위해 산출될 수 있다. 예로서, 추가 비트(Bl[0])는 디지털 값(DV)에서 상위 비트들(Bu)의 일부(예컨대, 상위 비트들(Bu)의 최하위(Least Significant) 비트(Bu[m])와 중첩되는 비트 위치에 놓일 수 있다.
도 10을 참조하여 설명된 것과 같이, 아날로그 입력 경로(AIP)가 작은 이득 특성을 갖는 경우, 전압 마진(VM)에 기인하여 아날로그-디지털 변환의 오차가 발생할 수 있다. 이는 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 전압 마진(VM)에 대응하는 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 없기 때문이다. 그런데, 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)가 추가 비트(Bl[0])를 더 생성하기 위한 아날로그-디지털 변환을 수행하는 경우, 추가 비트(Bl[0])는 전압 마진(VM)에 대응하는 값을 보상하기 위해 이용될 수 있다.
결과적으로, 추가 비트(Bl[0])가 이용되는 경우, 전압 마진(VM)에 기인하는 오차가 발생하는 것이 방지될 수 있다. 게다가, 추가 비트(Bl[0])가 이용되는 경우, 전압 마진(VM)이 발생하여도 무방할 수 있다. 따라서, 도 11의 증폭 및 오프셋 컨트롤러(2299)와 같은 추가의 구성 요소가 생략될 수 있다.
도 13에서, 한 개의 추가 비트(Bl[0])가 더 생성되는 것으로 설명되었다. 그러나, 추가 비트들의 개수는 전압 마진(VM)의 양, 요구되는 정확도, 회로 또는 장치의 설계 등 다양한 요인들에 기초하여 변경 또는 수정될 수 있다. 몇몇 실시 예에서, 하위 비트들(Bl)은 둘 이상의 추가 비트들을 포함할 수 있다.
상위 비트들(Bu), 및 추가 비트(Bl[0])를 포함하는 하위 비트들(Bl)은 조합 로직 회로(2500)로 제공될 수 있다. 조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu), 및 추가 비트(Bl[0])를 포함하는 하위 비트들(Bl)에 대해 적절한 산술 연산 및/또는 논리 연산을 수행할 수 있다. 조합 로직 회로(2500)는 상위 비트들(Bu), 및 추가 비트(Bl[0])를 포함하는 하위 비트들(Bl)을 조합하고, 디지털 값(DV)을 생성할 수 있다.
예로서, 조합 로직 회로(2500)는 논리 합 연산을 이용하여, 추가 비트(Bl[0])와 중첩되는 비트 위치에 놓이는 상위 비트들(Bu[m])의 일부 비트를 추가 비트(Bl[0])와 조합할 수 있다. 이에 따라, 디지털 값(DV)은 (m+n)개의 비트들을 포함하여 생성될 수 있다. 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100) 및 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)에 의해 (m+n+1)개의 비트들이 생성되었으나, 디지털 값(DV)은 (m+n+1)개보다 적은 (m+n)개의 비트들을 포함할 수 있다. 하나 이상의 추가 비트들이 생성되는 경우, 디지털 값(DV)은 제 1 아날로그-디지털 변환기(2100) 및 제 2 아날로그-디지털 변환기(2300)에 의해 생성되는 것보다 적은 개수의 비트들을 포함할 수 있다.
도 14는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로 및 터치 스크린 시스템을 채용한 다양한 종류의 전자 장치들을 보여주는 개념도이다.
본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로(1200, 도 1 내지 도 3 참조)는 아날로그 어큐뮬레이터 없이, 커패시턴스-전압 변환기(1271, 도 3 참조)의 출력을 직접 디지털화할 수 있다. 나아가, 터치 처리 회로(1200)는 두 단계의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로(1200) 및 그것을 포함하는 터치 스크린 시스템(1000)은 다양한 종류의 전자 장치들에 의해 채용될 수 있다. 예로서, 터치 스크린 시스템(1000)은 스마트 폰(3100), 태블릿 컴퓨터(3200), 노트북 컴퓨터(3300), 웨어러블 장치(Wearable Device; 3400), 지문 센서(3500), PMP(Portable Media Player; 3600), 전자 책(Electronic Book; 3700), 내비게이션 장치(3800) 등과 같이, 터치 센서를 이용하는 어떠한 전자 장치에든 포함될 수 있다.
전자 장치가 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로(1200) 또는 터치 스크린 시스템(1000)을 채용하는 경우, 터치 처리 회로(1200)에 의해 차지되는 면적이 감소하고, 터치 처리 회로(1200)가 적은 양의 전력을 소모할 수 있다. 결과적으로, 전자 장치가 효율적으로 구현되고 동작할 수 있다.
도 15는 본 발명의 실시 예에 따른 터치 처리 회로를 포함하는 전자 시스템 및 그것의 인터페이스들을 보여주는 블록도이다. 전자 시스템(4000)은 MIPI(Mobile Industry Processor Interface) 연합(Alliance)에 의해 제안된 인터페이스를 이용하거나 지원할 수 있는 데이터 처리 장치로 구현될 수 있다. 예로서, 전자 시스템(4000)은 휴대용 통신 단말기, PDA(Personal Digital Assistant), PMP, 스마트 폰, 또는 웨어러블 장치 등과 같은 전자 장치로 구현될 수 있다.
전자 시스템(4000)은 어플리케이션 프로세서(4100), 디스플레이(4220), 터치 센서(4222), 터치 처리 회로(4227), 및 이미지 센서(4230)를 포함할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(4100)는 DigRF 마스터(4110), DSI(Display Serial Interface) 호스트(4120), CSI(Camera Serial Interface) 호스트(4130), 및 물리 계층(4140)을 포함할 수 있다.
DSI 호스트(4120)는 DSI에 따라 디스플레이(4220)의 DSI 장치(4225)와 통신할 수 있다. 예로서, DSI 호스트(4120)에는 광 시리얼라이저(SER)가 구현될 수 있다. 예로서, DSI 장치(4225)에는 광 디시리얼라이저(DES)가 구현될 수 있다.
터치 센서(4222)는 도 1 및 도 2의 터치 센서(1100)와 유사하게, 객체의 접촉 또는 근접을 감지하기 위해 이용될 수 있다. 터치 센서(4222)는 객체의 접촉 또는 근접에 응답하여 달라지는 커패시턴스 성분을 갖는 정전식 센서를 포함할 수 있다. 예로서, 터치 센서(4222)는 투명하게 제작되고, 디스플레이(4220) 상에 배치될 수 있다.
터치 처리 회로(4227)는 도 1 내지 도 14를 참조하여 설명된 본 발명의 실시 예들에 기초하여 구현될 수 있다. 터치 처리 회로(4227)는 터치 센서(4222)에 의해 생성된 신호를 디지털 값으로 변환하고, 디지털 값을 어플리케이션 프로세서(4100)로 제공할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(4100)는 디지털 값에 기초하여, 접촉 또는 근접이 발생한 위치, 및/또는 접촉 또는 근접이 발생한 시간의 길이를 산출할 수 있다. 어플리케이션 프로세서(4100)는 산출 결과에 기초하여, 다양한 동작들을 수행 및 처리하고 사용자에게 서비스를 제공할 수 있다.
터치 처리 회로(4227)는 아날로그 어큐뮬레이터 없이, 커패시턴스-전압 변환기(1271, 도 3 참조)의 출력을 직접 디지털화할 수 있다. 나아가, 터치 처리 회로(4227)는 두 단계의 아날로그-디지털 변환을 수행할 수 있다. 본 발명의 실시 예에 따르면, 터치 처리 회로(4227)에 의해 차지되는 면적이 감소하고, 터치 처리 회로(4227)가 적은 양의 전력을 소모할 수 있다. 결과적으로, 전자 시스템(4000)이 효율적으로 구현되고 동작할 수 있다.
CSI 호스트(4130)는 CSI에 따라 이미지 센서(4230)의 CSI 장치(4235)와 통신할 수 있다. 예로서, CSI 호스트(4130)에는 광 디시리얼라이저(DES)가 구현될 수 있다. 예로서, CSI 장치(4235)에는 광 시리얼라이저(SER)가 구현될 수 있다.
전자 시스템(4000)은 어플리케이션 프로세서(4100)와 통신하는 RF(Radio Frequency) 칩(4240)을 더 포함할 수 있다. RF 칩(4240)은 물리 계층(4242), DigRF 슬레이브(4244), 및 안테나(4246)를 포함할 수 있다. 예로서, RF 칩(4240)의 물리 계층(4242)과 어플리케이션 프로세서(4100)의 물리 계층(4140)은 MIPI 연합에 의해 제안된 DigRF 인터페이스에 의해 서로 데이터를 교환할 수 있다.
전자 시스템(4000)은 워킹 메모리(Working Memory; 4250) 및 임베디드(Embedded)/카드 스토리지(4255)를 더 포함할 수 있다. 워킹 메모리(4250) 및 임베디드/카드 스토리지(4255)는 어플리케이션 프로세서(4100)로부터 제공받은 데이터를 저장할 수 있다. 나아가, 워킹 메모리(4250) 및 임베디드/카드 스토리지(4255)는 그것들에 저장된 데이터를 어플리케이션 프로세서(4100)로 제공할 수 있다.
워킹 메모리(4250)는 어플리케이션 프로세서(4100)에 의해 처리된 또는 처리될 데이터를 일시적으로 저장할 수 있다. 워킹 메모리(4250)는 SRAM(Static Random Access Memory), DRAM(Dynamic RAM), SDRAM(Synchronous DRAM) 등과 같은 휘발성 메모리, 또는 플래시(Flash) 메모리, PRAM(Phase-change RAM), MRAM(Magneto-resistive RAM), ReRAM(Resistive RAM), FRAM(Ferro-electric RAM) 등과 같은 불휘발성 메모리를 포함할 수 있다. 임베디드/카드 스토리지(4255)는 전원 공급 여부와 관계없이 데이터를 저장할 수 있다.
전자 시스템(4000)은 Wimax(Worldwide Interoperability for Microwave Access; 4260), WLAN(Wireless Local Area Network; 4262), UWB(Ultra Wideband; 4264) 등과 같은 통신 모듈을 통해 외부 시스템과 통신할 수 있다. 전자 시스템(4000)은 음성 정보를 처리하기 위한 스피커(4270) 및 마이크(4275)를 더 포함할 수 있다. 전자 시스템(4000)은 위치 정보를 처리하기 위한 GPS(Global Positioning System) 장치(4280)를 더 포함할 수 있다. 전자 시스템(4000)은 주변 장치들과의 연결을 관리하기 위한 브릿지(Bridge) 칩(4290)을 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 회로들, 칩들, 및 장치들은 다양한 종류의 반도체 패키지를 이용하여 실장될 수 있다. 예로서, 본 발명의 실시 예에 따른 회로들, 칩들, 및 장치들은 PoP(Package on Package), BGAs(Ball Grid Arrays), CSPs(Chip Scale Packages), PLCC(Plastic Leaded Chip Carrier), PDIP(Plastic Dual In-line Package), Die in Waffle Pack, Die in Wafer Form, COB(Chip On Board), CERDIP(Ceramic Dual In-line Package), MQFP(Metric Quad Flat Pack), TQFP(Thin Quad Flat Pack), SOIC(Small Outline Integrated Circuit), SSOP(Shrink Small Outline Package), TSOP(Thin Small Outline Package), SIP(System In Package), MCP(Multi Chip Package), WFP(Wafer-level Fabricated Package), WSP(Wafer-Level Processed Stack Package) 등의 패키지를 이용하여 실장될 수 있다.
각각의 개념도에 나타낸 구성은 단지 개념적인 관점에서 이해되어야 한다. 본 발명의 이해를 돕기 위해, 개념도에 나타낸 구성 요소 각각의 형태, 구조, 크기 등은 과장 또는 축소되어 표현되었다. 실제로 구현되는 구성은 각각의 개념도에 나타낸 것과 다른 물리적 형상을 가질 수 있다. 각각의 개념도는 구성 요소의 물리적 형상을 한정하기 위한 것이 아니다.
각각의 블록도에 나타낸 장치 구성은 발명의 이해를 돕기 위한 것이다. 각각의 블록은 기능에 따라 더 작은 단위의 블록들로 형성될 수 있다. 또는, 복수의 블록들은 기능에 따라 더 큰 단위의 블록을 형성할 수 있다. 즉, 본 발명의 기술 사상은 블록도에 도시된 구성에 의해 한정되지 않는다.
이상에서 본 발명에 대한 실시 예를 중심으로 본 발명이 설명되었다. 다만, 본 발명이 속하는 기술 분야의 특성상, 본 발명이 이루고자 하는 목적은 본 발명의 요지를 포함하면서도 위 실시 예들과 다른 형태로 달성될 수 있다. 따라서, 위 실시 예들은 한정적인 것이 아니라 설명적인 측면에서 이해되어야 한다. 즉, 본 발명의 요지를 포함하면서 본 발명과 같은 목적을 달성할 수 있는 기술 사상은 본 발명의 기술 사상에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
따라서, 본 발명의 본질적인 특성을 벗어나지 않는 범위 내에서 수정 또는 변형된 기술 사상은 본 발명이 청구하는 보호 범위에 포함되는 것이다. 또한, 본 발명의 보호 범위는 위 실시 예들로 한정되는 것이 아니다.
10 : 객체 1000 : 터치 스크린 시스템
1100 : 터치 센서 1110 : 센싱 어레이
1200 : 터치 처리 회로 1210 : 행 선택기
1230 : 열 선택기 1250 : 센싱 컨트롤러
1270 : 센싱 측정 회로 1271 : 커패시턴스-전압 변환기
1273 : 아날로그-디지털 변환기
1300 : 디스플레이 장치 1400 : 디스플레이 구동 회로
1500 : 호스트
2000 : 아날로그-디지털 변환기
2100 : 제 1 아날로그-디지털 변환기
2110 : 노이즈 필터 2120 : 감산기
2130 : 적분기 2140 : 비교기
2150 : 디지털-아날로그 변환기
2160 : 카운터 2299 : 증폭 및 오프셋 컨트롤러
2300 : 제 2 아날로그-디지털 변환기
2500 : 조합 로직 회로
3100 : 스마트 폰 3200 : 태블릿 컴퓨터
3300 : 노트북 컴퓨터 3400 : 웨어러블 장치
3500 : 지문 센서 3600 : PMP
3700 : 전자 책 3800 : 내비게이션 장치
4000 : 전자 시스템 4100 : 어플리케이션 프로세서
4110 : DigRF 마스터 4120 : DSI 호스트
4130 : CSI 호스트 4140 : 물리 계층
4220 : 디스플레이 4222 : 터치 센서
4225 : DSI 장치 4227 : 터치 처리 회로
4230 : 이미지 센서 4235 : CSI 장치
4240 : RF 칩 4242 : 물리 계층
4244 : DigRF 슬레이브 4246 : 안테나
4250 : 워킹 메모리 4255 : 임베디드/카드 스토리지
4260 : Wimax 4262 : WLAN
4264 : UWB 4270 : 스피커
4275 : 마이크 4280 : GPS
4290 : 브릿지 칩

Claims (10)

  1. 터치 센서로부터 전송된 입력 신호를 상기 터치 센서의 커패시턴스에 대응하는 변환 신호로 변환하도록 구성되는 커패시턴스-전압 변환기; 및
    상기 커패시턴스-전압 변환기로부터 전송된 상기 변환 신호를 디지털화하여 디지털 값을 생성하도록 구성되는 아날로그-디지털 변환기를 포함하되,
    상기 아날로그-디지털 변환기는:
    상기 변환 신호에 기초하여, 제 1 시간 구간 동안, 상기 디지털 값의 상위 비트들을 산출하도록 구성되는 제 1 변환기;
    상기 제 1 변환기로부터 전송된 잔차 성분 신호에 기초하여, 상기 제 1 시간 구간과 중첩되지 않는 제 2 시간 구간 동안, 상기 디지털 값에서 상기 상위 비트들을 제외한 비트들을 포함하는 하위 비트들을 산출하도록 구성되는 제 2 변환기; 및
    상기 상위 비트들 및 상기 하위 비트들을 조합하여 상기 디지털 값을 생성하도록 구성되는 조합 로직 회로를 포함하는 터치 처리 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 하위 비트들은 상기 제 1 변환기의 작은 이득 특성에 따른 오차를 보상하기 위한 추가 비트를 더 포함하는 터치 처리 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 추가 비트는 상기 디지털 값에서 상기 상위 비트들의 일부와 중첩되는 비트 위치에 놓이고,
    상기 조합 로직 회로는 상기 상위 비트들, 및 상기 추가 비트를 포함하는 상기 하위 비트들을 조합하여 상기 디지털 값을 생성하도록 구성되는 터치 처리 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 커패시턴스-전압 변환기와 상기 아날로그-디지털 변환기 사이의 연결을 제어하도록 구성되는 스위칭 회로를 더 포함하되,
    상기 스위칭 회로는:
    상기 제 1 시간 구간 동안 상기 변환 신호가 상기 제 1 변환기로 전송되도록 상기 커패시턴스-전압 변환기를 상기 아날로그-디지털 변환기에 연결하고;
    상기 제 2 시간 구간 동안 상기 변환 신호가 상기 제 1 변환기로 전송되지 않도록 상기 커패시턴스-전압 변환기를 상기 아날로그-디지털 변환기로부터 연결 해제하도록 구성되는 터치 처리 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 변환기는 시그마-델타 아날로그-디지털 변환 회로를 포함하는 터치 처리 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 변환기는:
    상기 변환 신호의 저주파 성분을 필터링하도록 구성되는 노이즈 필터;
    상기 저주파 성분이 필터링된 상기 변환 신호에서 피드백 신호를 감산하여 감산 신호를 생성하도록 구성되는 감산기;
    상기 감산 신호에 대해 적분 동작을 수행하여 적분 신호를 생성하도록 구성되는 적분기;
    상기 적분 신호와 기준 신호를 비교하여 비교 신호를 생성하도록 구성되는 비교기;
    상기 비교 신호를 아날로그 신호로 변환하여 상기 피드백 신호를 생성하도록 구성되는 디지털-아날로그 변환기; 및
    상기 비교 신호에 기초하여 상기 상위 비트들을 생성하도록 구성되는 카운터를 포함하는 터치 처리 회로.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 변환기는 차동 증폭기를 포함하고,
    상기 차동 증폭기의 신호 입력 단자들 각각은 상기 입력 신호와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 상기 변환 신호와 공통 모드 신호를 교대로 수신하는 터치 처리 회로.
  8. 제 1 항에 있어서,
    제 2 변환기는 사이클릭 아날로그-디지털 변환 회로를 포함하는 터치 처리 회로.
  9. 커패시턴스 성분을 갖는 센싱 어레이를 포함하는 터치 센서;
    상기 터치 센서로부터 전송된 입력 신호를 상기 커패시턴스 성분의 커패시턴스 값에 대응하는 변환 신호로 변환하도록 구성되는 커패시턴스-전압 변환기; 및
    제 1 아날로그-디지털 변환 동작에 의해 제 1 시간 구간 동안 상기 변환 신호에 대응하는 디지털 값의 상위 비트들을 산출하고, 상기 제 1 아날로그-디지털 변환 동작과 별개인 제 2 아날로그-디지털 변환 동작에 의해 상기 제 1 시간 구간과 중첩되지 않는 제 2 시간 구간 동안 상기 디지털 값의 하위 비트들을 산출하고, 상기 상위 비트들 및 상기 하위 비트들을 조합하여 상기 디지털 값을 생성하도록 구성되는 아날로그-디지털 변환기를 포함하되,
    상기 아날로그-디지털 변환기는 상기 제 1 시간 구간 동안 상기 변환 신호를 수신하고, 상기 제 2 시간 구간 동안 상기 변환 신호를 수신하지 않도록 구성되는 터치 스크린 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 1 아날로그-디지털 변환 동작은 상기 입력 신호와 동일한 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 수행되고,
    상기 제 2 아날로그-디지털 변환 동작은 상기 입력 신호의 주파수보다 높은 주파수를 갖는 클록 신호에 응답하여 수행되는 터치 스크린 시스템.
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