KR20160098025A - 느리게 변화하는 전하를 축적하고 측정하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

느리게 변화하는 전하를 축적하고 측정하기 위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

전하를 측정하기 위한 시스템으로서, 상기 시스템은 커패시턴스(Cf) 피드백(130)을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기(120)에 연결된 커패시턴스 검출기(110)를 포함하고, 전하 적분기(120)의 입력 스테이지(121)는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 상보형 JFET 트랜지스터들(T1 및 T2)을 포함하고, 상기 상보형 JFET 트랜지스터들(T1 및 T2)의 게이트들은 전하 적분기(120)의 입력에 연결되고, 상보 쌍의 트랜지스터들(T1, T2)의 n형 트랜지스터(T1)는 전압 조절 시스템(122)에 연결된 드레인을 갖는다.

Description

느리게 변화하는 전하를 축적하고 측정하기 위한 시스템 및 방법{A SYSTEM AND METHOD FOR ACCUMULATING AND MEASURING A SLOWLY VARYING ELECTRICAL CHARGE}
본 발명은 느리게 변화하는 전하, 더 구체적으로 매우 낮은 주파수의 필드에 의해 유도된 전하를 축적하고 측정하기 위한 시스템에 관한 것이다.
전하 적분기를 이용하여 전하를 측정하기 위한 시스템들은 알려져 있다. 이러한 유형의 전형적인 구조는 도 1에 도시된다. 시스템은 커패시턴스 피드백(130)을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기(120)에 연결된 커패시턴스 검출기(110)를 포함한다. 이러한 유형의 시스템에서 전하(q)의 측정은 검출기 시스템에서 축적된 전하를 기준 피드백 커패시턴스(Cf)에 전달하는 것과, 수학식
Figure pct00001
을 이용하여 이러한 커패시턴스의 전하를 측정하는 것에 기초한다.
검출기(110)의 커패시턴스(Cd)는 입력 임피던스를 갖는 전하 적분기(120)의 입력에 연결된다. 이러한 입력 임피던스는 용량성 특징을 갖고, 주로 시스템의 동적 커패시턴스(Cdyn = (K+I)Cf)를 포함하고, 이에 병렬로 연결된 입력 기하학적 커패시턴스(Cin)에 의해 약간 변형된다. 검출기 커패시턴스(Cd)와 커패시턴스(Cdyn + Cin)의 이러한 병렬 연결은, 섹션(aq)에서의 검출기에 축적된 전하(q)가 피드백 커패시턴스(Cf)로 전달되는 것을 초래한다. 계수(a)는
Figure pct00002
과 같다.
증폭기 시스템(피드백 없는)의 증폭 계수(K)가 매우 크기(일반적으로 K = 103 ... 109) 때문에, 전형적인 커패시턴스 값들(Cf, Cin, Cd)(1 내지 수백 pF의 범위에서)에 대해, 계수(a)는 1(unity)에 가깝다. 이러한 이유로 인해, 검출기에 의해 수집된 전하의 거의 100%는 피드백 커패시턴스로 전달된다. 검출기에 의해 수집된 전하(q)의 양은 검출기의 크기, 그 유형(사용된 물질, 예를 들어, 가스 또는 고체 상태 - 반도체)뿐 아니라 생성된 전하를 축적하는 전기장의 값에 따라 좌우된다. 이러한 전하를 최적으로 축적하기 위해, 비교적 높은 전하는 검출 시스템에 전력 공급(powering)하는데 사용된다.
최상의 잡음 파라미터들은 시스템들에서 달성되며, 입력 전자 회로들은 제거된 피드백 저항을 갖는 JFET 트랜지스터들에 기초한다. 이러한 유형의 표준 시스템들에서, 이것은 접합부의 역 전류에 의해 피드백 커패시턴스의 느린 충전을 야기한다. 이러한 전류는 드레인 피드백 또는 광전자 피드백을 이용함으로써 보상될 수 없다. 이들 피드백 유형들만은 그 방향을 변화시킬 가능성 없이 접합부의 역 전류의 증가의 제어를 허용한다.
보상의 유일한 가능성은 외부 전원을 연결하는 것이며, 여기서 전류 흐름의 방향(커패시턴스(Cf) 상의 전하의 축적으로 인해)은 JFET 트랜지스터의 게이트 전류(IG)에 의해 결정된 방향과 반대 방향으로 발생한다. 그러한 상황은, 예를 들어 반도체 검출기가 적분기의 입력에 연결될 때 발생할 수 있다. 그러한 시스템의 예는 도 2에 도시되어 있다. 여전히, 시스템으로의 각 그러한 간섭은 일반적으로 다수회, 입력 잡음 레벨을 증가시킨다. 반도체 검출기를 연결하는 경우에, 트랜지스터의 게이트 전류의 방향과 반대 방향의 ID 전류로 Cf 커패시턴스를 충전하는 접합부가 나타난다.
트랜지스터(T1)의 게이트 전류를 보상하는 유사한 방법은, PCT 출원 WO2012114291의 공보에서 알려진, 도 3에 도시된 바와 같이 상보형 전계 효과 트랜지스터들로 형성된 시스템에서 달성된다. 그러한 시스템들에서, n-채널 트랜지스터의 게이트 전류를 보상하는 접합부는 p-채널 트랜지스터이다. 그러한 해법에서, p-채널 트랜지스터의 추가 접합부는 사실상 시스템의 파라미터들을 하강시키지 않고, 더욱이, 특히 높은 커패시턴스의 시스템들의 경우에 이들 파라미터들을 개선하려는 경향이 있다. 이것은, p-채널 트랜지스터가 신호 증폭의 프로세스에서 대칭적인 방식으로 참여한다는 점으로 인한 것이다. 이 시스템에서, 보상은 일반적으로 완료되지 않는다(접합 트랜지스터들이 동일한 게이트 전류를 가질 수 있도록 접합 트랜지스터들을 매칭하는 것이 사실상 가능하지 않는다는 점으로 인해). 게이트 전류의 완전한 등화를 달성하도록 허용할 것인 시스템의 그러한 변형을 제공하는 것이 바람직할 것이다.
시스템이 느리게 변화하는 전하를 축적하고 정밀하게 측정하는데 특히 유용하도록 전하를 측정하기 위한 시스템을 개선하는 것이 또한 바람직할 것이다.
전하를 측정하기 위한 시스템이 제공되며, 상기 시스템은 커패시턴스 피드백을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기에 연결된 커패시턴스 검출기를 포함하고, 전하 적분기의 입력 스테이지는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 상보형 JFET 트랜지스터들을 포함하고, 상기 상보형 JFET 트랜지스터들의 게이트들은 전하 적분기의 입력에 연결되고, 상보 쌍의 트랜지스터들의 n형 트랜지스터는 전압 조절 시스템에 연결된 드레인을 갖는다.
바람직하게, 전압 제어 시스템은 수동-제어된 전위차계이다.
바람직하게, 전압 제어 시스템은 n형 트랜지스터의 드레인 전압을, 출력 전압의 일정한 성분이 변하지 않는 값으로 자동으로 설정하도록 적응된 시스템이다.
바람직하게, 대기(quiescent) 전압에 대해, n형 트랜지스터의 게이트 전류는 p형 트랜지스터의 게이트 전류보다 더 낮다.
바람직하게, n형 트랜지스터의 드레인은 n형 트랜지스터의 드레인의 전위에 독립적인 전류를 갖는 전원에 의해 전력 공급된다.
바람직하게, 시스템은 p형 트랜지스터의 드레인에 연결된 조절된 전원을 더 포함한다.
시스템에 의해 전하를 측정하기 위한 방법이 제공되며, 상기 시스템은 커패시턴스 피드백을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기에 연결된 커패시턴스 검출기를 포함하고, 전하 적분기의 입력 스테이지는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 상보형 JFET 트랜지스터들을 포함하고, 상기 상보형 JFET 트랜지스터들의 게이트들은 전하 적분기의 입력에 연결되고, 상보 쌍의 트랜지스터들의 n형 트랜지스터는 전압 조절 시스템에 연결된 드레인을 갖고, 전압 조절 시스템은 p형 트랜지스터의 게이트 전류를 n형 트랜지스터의 게이트 전류와 동일하게 설정하도록 구성된다.
바람직하게, 시스템은 피드백의 커패시턴스를 단락(short-circuiting)시키기 위한 키와, p형 트랜지스터의 드레인에 연결된 조절된 전원을 더 포함하고, 조절된 전원은, 키가 차단될 때 전하를 측정하기 위해 시스템의 제로 출력 전압을 설정하도록 설정된다.
본 발명은 도면상의 예시적인 실시예들에 의해 도시된다.
도 1은 전하 적분기를 이용하여 전하를 측정하기 위한 알려진 시스템을 도시한 도면.
도 2는 종래 기술에 알려진 반도체 검출기를 도시한 도면.
도 3은 종래 기술에 알려진 전하 검출기를 도시한 도면.
도 4는 본 발명에 따른 전하 적분기의 예시적인 실시예를 도시한 도면.
도 5는 애벌란시(avalanche) 효과를 도시한 도면.
도 6은 전하 적분기에서 지점(P2)의 전위에서의 변화를 도시한 도면.
도 7은 조절된 전류 소스를 도시한 도면.
도 4는 본 발명에 따라 전하를 측정하기 위해 시스템의 요소로서 사용될 전하 적분기의 예시적인 실시예를 도시한다. 전하 적분기(120)의 입력 스테이지(121)는 전하 적분기의 입력에 연결된 게이트들을 갖는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 JFET 트랜지스터들(T1, T2)을 포함한다. 사용된 트랜지스터들의 유형(pnp, npn)으로 인해 대칭적인 시스템의 입력의 구조는 시스템 및 공급 전압의 대칭적인 동작을 강제하고, 이것은 시스템의 동작 지점을 한정한다. 트랜지스터(T1)는 트랜지스터(T3)와 함께 전류 소스(I01)로부터 전력 공급되고, 이것은 지점(P1)에서의 전위에 독립적이다. 지점(P1)에서의 전압의 값은 일정한 전압에 의해 트랜지스터(T3)의 베이스를 공급하는 결과이고(이미터 전압은 베이스-이미터 접합 전압의 일정한 값에 의해 대략 이러한 전압보다 더 높다), 이러한 방식으로 변화될 수 있다(즉, 본 명세서에 추가로 논의되는 바와 같이, 트랜지스터(T1)의 게이트 전류에 적절히 영향을 미치도록 선택된).
전하 임펄스의 경우에, 트랜지스터(T1)를 통해 흐르는 전류가 감소(동시에 트랜지스터(T2)를 통해 흐르는 전류는 증가)한다고 가정된다. 트랜지스터들(T1 및 T3)이 공통 전원(I01)에 의해 전력 공급되기 때문에, 트랜지스터(T1)를 통해 흐르는 전류에서의 강하는 트랜지스터(T3)를 통해 흐르는 전류에서의 동일한(진폭에서) 증가를 야기한다. 트랜지스터(T3)는 공통 베이스 증폭기를 형성하는 것으로 처리될 수 있다. 트랜지스터(T4)는 트랜지스터(T3)에 대한 부하를 구성할 뿐 아니라, 자체적으로 공통-베이스 증폭기(OB)의 부분을 대칭적으로 구성하며, 이에 의해 트랜지스터(T3)는 능동 부하를 구성한다. 시스템에서의 출력 임펄스의 생성 원리는 도 6에 도시되며, 도 6은 트랜지스터들(T3 및 T4)의 컬렉터 특징의 교차 결과로서 지점(P2)의 전위에서의 변화를 도시하며, 여기서 VEE는 트랜지스터들(T3 및 T4)의 이미터들 사이의 전압이다.
소스(I01)는 트랜지스터(T1)의 드레인 상의 전위에 독립적으로 일정한 전류를 생성하는 소스를 구성한다. 이것은 이러한 트랜지스터를 통해 흐르는 전류를 변화시키지 않고도 트랜지스터(T3)의 베이스의 전위를 변화시키도록 허용한다. 트랜지스터(T1)는 또한 일정한 전류 소스로서 처리될 수 있다. 그러한 구성은 T1 트랜지스터 드레인 상의 상이한 전압으로 동작하도록 허용한다. 차례로, 트랜지스터(T1)의 드레인에서의 전위의 변화는, 소스-드레인 전압에 대한 JFET 트랜지스터의 게이트 전류의 의존성의 그래프를 도시하는 도 5에 도시된 애벌란시 효과의 결과로서 트랜지스터(T1)의 게이트 전류를 제어하도록 허용한다.
그러므로, 전하 적분기의 입력은 JFET 트랜지스터들의 2개의 접합부들에 의해 구성된다. 따라서, 이들이 병렬 방지(anti-parallel) 방식으로 연결된 2개의 다이오드들을 구성하여, 과도 전압 임펄스의 발생으로부터 보호되는 시스템을 구현하는 것이 고려될 수 있다.
도 3 및 도 4에 도시된 시스템이 사용된 반도체들의 유형으로 인해 대칭적이더라도, 몇몇 차이들은 특히 JFET 트랜지스터들에 대해 나타날 수 있다. 이들 트랜지스터들에서, 게이트 전류는 드레인상의 전압에 의존한다(예를 들어, Paul Horowitz, Windfield Hill의 "The art of electronics"를 참조). 이 전압을 특정 레벨보다 높게 증가시키는 것은 애벌란시 효과(도 5)의 발생의 결과로서 게이트 전류의 상당한 증가를 초래한다. 이러한 효과는 n-채널 트랜지스터들에 대해 훨씬 더 강력할 것이다. 이로 인해, 본 발명에 따른 시스템에서, 트랜지스터의 이러한 유형(트랜지스터(T1))은 조절된(조정가능) 게이트 전류를 갖는 요소로서 처리된다. 본 발명에 따른 시스템에서, p-채널 트랜지스터(T2)의 유형이 선택되고, 드레인상의 전압은 저항들(R6, R8)에 의해 형성된 전압 분리기를 이용하여 설정되어, 이러한 선택 및 이러한 설정은, 게이트의 전류가 드레인상에 전압을 제공하는 시스템(122)을 이용하여 트랜지스터(T1)에서 선택된 전류 게이트에 의해 균형을 맞추도록 허용한다. 이들 전류의 균형 맞춤 효과로서, 시스템의 높은 입력 저항이 달성될 뿐 아니라, 사실상 JFET 트랜지스터들의 게이트 전류의 측부로부터 커패시턴스(Cf)의 충전 전류의 부족이 달성된다.
예를 들어, n-채널 트랜지스터(T1)는, 게이트 전류가 특정한 대기 전압에 대해 p-채널 트랜지스터(T2)의 게이트 전류보다 약간 더 작도록 선택된다. 이것은 트랜지스터(T1)의 게이트 전류를 증가시키는 결과로서 게이트 전류를 등화시킬 가능성을 제공한다. 그러한 조절은 트랜지스터(T1)의 드레인상의 전압을 조절하고, 이러한 방식으로 게이트의 접합부에 대한 애벌란시 효과를 야기함으로써 가능하다.
전압을 설정하는 시스템(122)은 수동 제어된 전위차계의 형태일 수 있다. 전위차계는, 출력 전압(예를 들어, 미터를 이용하여 관찰된)이 미리 결정된 시간에 변하지 않은 상태로 유지하도록 하는 값으로 설정된다.
대안적으로, 전압을 설정하는 시스템(122)은 트랜지스터(T1)의 드레인의 전압을 조절하도록 적응된 자동 시스템일 수 있어서, 출력 전압의 일정한 성분은 변하지 않는다.
시스템은 또한 조절된 전원(I02)을 포함한다. 이 소스의 전류는, 예를 들어 소형 리드(reed) 스위치에 기초하여 형성된, 피드백의 커패시턴스(Cf)에 병렬로 연결된 키(K1)의 차단 동안, 0과 동일한 출력 전압이 달성되도록 선택된다. 적합한 전자 회로에서 이러한 전류를 선택하고 저장하고 이 키(K1)를 개방한 후에, 시스템은 유도된 전하를 측정할 준비가 되어 있다.
도 7은 조절된 전원(I02)의 예시적인 실시예를 도시한다. 이 소스는 지점(P3)(일정한 전위)과 연산 증폭기의 출력 사이에 연결된 저항(R2)에 의해 구성된다. 이 예에서, 높은 입력 저항을 갖는 증폭기가 사용되었다. 전압 팔로워(voltage follower)로서 기능하는 이러한 증폭기의 입력 상에서, 수 마이크로패러드의 커패시턴스가 존재한다. 키(K2)(리드 스위치일 수 있는)를 개방한 후에, 팔로워는 커패시터(CM)상의 전압을 기억(두세(a couple of) 시간 동안이라도)하고, 지점(P3)으로의 전류의 일정한 흐름이 제공된다. 커패시터(CM)상의 전압은 후속하는 연산 증폭기 상에서 구현된 피드백 회로에 의해 밀리세컨드 정도(order)의 시간 상수(차단된 키(K2))로 설정된다. 이 시스템에서, 피드백 루프(차단된 키들(K1, K2)에 대해)에서, 출력 전압의 제로 값은 커패시터(CM) 상의 적절한 전압을 설정함으로써 실시된다. 이러한 동작(2~3 밀리세컨드를 지속) 이후에, 시스템은 측정할 준비가 되고, 그동안 키들(K1 및 K2)이 개방된다. 축적된 전하의 값은 커패시터(Cf)(적분기의 출력)상의 전압으로서 측정된다.
적분기의 대기 전류의 보상으로 인해, 시스템의 입력 저항은 무한대로 향하는 경향이 있고, 그 결과 본 발명에 따른 시스템은 매우 느리게 유도된 전하를 측정하는데 사용될 수 있다.
시스템의 입력이 항복(breakdowns) 및 비교적 큰 전하 신호의 출현으로부터 보호된다는 점으로 인해, 시스템은 과학, 의료 및 또한 산업 연구에서 광범위하게 사용될 수 있다.
본 발명에 따른 시스템은 표준 상황들뿐 아니라, 예를 들어, 2~3초 또는 20~30초 동안 지속하는 유도 프로세스에서 비교적 느리게 전하가 축적되는 상황들에서 사용될 수 있다. 종래 기술에 알려진 시스템들, 특히 WO2012114291에 개시된 시스템에서, FET 트랜지스터들의 피드백 보상 게이트 전류가 사용되지 않는다. 저항 피드백 - 피드백의 1pF 커패시턴스에 대한 시간 상수와 109의 피드백의 저항을 고려 -을 이용하는 경우에, 10-3초의 커패시터 방전의 최대 시간 상수가 달성된다. 본 발명에 따른 해법에서, 적절한 전류 보상으로 인해, 커패시터의 방전의 시간 상수는 훨씬 더 높아서, 수십초 내지 수백초의 상기 값에 쉽게 도달된다.

Claims (8)

  1. 전하를 측정하기 위한 시스템에 있어서,
    커패시턴스(Cf) 피드백(130)을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기(120)에 연결된 커패시턴스 검출기(110)를 포함하고, 상기 전하 적분기(120)의 입력 스테이지(121)는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 상보형 JFET 트랜지스터들(T1 및 T2)을 포함하고, 상기 상보형 JFET 트랜지스터들(T1 및 T2)의 게이트들은 전하 적분기(120)의 입력에 연결되고, 상보 쌍의 트랜지스터들(T1, T2)의 n형 트랜지스터(T1)는 전압 조절 시스템(122)에 연결된 드레인을 갖는 것인, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 전압 조절 시스템(122)은 수동-제어된 전위차계인 것인, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서, 상기 전압 조절 시스템(122)은, 상기 n형 트랜지스터(T1)의 드레인 전압을, 출력 전압(OUT)의 일정한 성분이 변하지 않는 값으로 자동으로 설정하도록 적응된 시스템인 것인, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  4. 제 1항 내지 제 3항 중 어느 한 항에 있어서, 대기(quiescent) 전압에 대해, 상기 n형 트랜지스터(T1)의 게이트 전류는 p형 트랜지스터(T2)의 게이트 전류보다 더 낮은 것인, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  5. 제 1항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 n형 트랜지스터(T1)의 드레인은, 상기 n형 트랜지스터(T1)의 드레인의 전위에 독립적인 전류를 갖는 전원(I01)에 의해 전력 공급되는 것인, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  6. 제 1항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서, p형 트랜지스터(T2)의 드레인에 연결된 조절된 전원(I02)을 더 포함하는, 전하를 측정하기 위한 시스템.
  7. 시스템에 의해 전하를 측정하기 위한 방법으로서,
    상기 시스템은 커패시턴스(Cf) 피드백(130)을 갖는 연산 증폭기인 전하 적분기(120)에 연결된 커패시턴스 검출기(110)를 포함하고, 상기 전하 적분기(120)의 입력 스테이지(121)는 한 쌍의 대칭적으로 연결된 상보형 JFET 트랜지스터들(T1, T2)을 포함하고, 상기 상보형 JFET 트랜지스터들(T1, T2)의 게이트들은 전하 적분기(120)의 입력에 연결되고, 상보 쌍의 트랜지스터들(T1, T2)의 n형 트랜지스터(T1)는 전압 조절 시스템(122)에 연결된 드레인을 갖고, 상기 전압 조절 시스템(122)은, p형 트랜지스터(T2)의 게이트 전류를 n형 트랜지스터(T1)의 게이트 전류와 동일하게 설정하도록 구성되는 것인, 시스템에 의해 전하를 측정하기 위한 방법.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 시스템은, 피드백의 커패시턴스(Cf)를 단락(short circuiting)시키기 위한 키(K1), 및 p형 트랜지스터(T2)의 드레인에 연결된 조절된 전원((I02)을 더 포함하고, 조절된 전원(I02)은, 키(K1)가 차단될 때 전하를 측정하기 위해 시스템의 제로 출력 전압(OUT)을 설정하도록 설정되는 것인, 시스템에 의해 전하를 측정하기 위한 방법.
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