KR20160030195A

KR20160030195A - 부분적으로 불투명한 광학장치를 구비한 광 센서

Info

Publication number: KR20160030195A
Application number: KR1020167001949A
Authority: KR
Inventors: 베리 케이. 넬슨; 존 에이치. 비치텔; 다니엘 지. 맥밀랜드; 스펜서 디. 리제
Original assignee: 젠텍스 코포레이션
Priority date: 2013-07-26
Filing date: 2014-07-28
Publication date: 2016-03-16
Also published as: JP6219517B2; CN105431331A; WO2015013711A1; EP3024701B1; EP3024701A4; EP3024701A1; JP2016531794A; CN105431331B; KR101773107B1

Abstract

차량에 장착되도록 구성된 하우징; 차량의 외부의 장면의 이미지를 디스플레이하는 하우징에 배치된 후방표시 소자; 하우징에 배치된 광 센서 조립체; 및 광 센서의 전기 신호를 수신하고, 후방표시 소자에 의해 디스플레이되는 이미지의 밝기를 조정하기 위한 제어기를 포함하는, 차량용 후방표시 조립체가 제공된다. 광 센서는 광 센서의 수광면에 충돌하는 광의 강도를 나타내는 전기 신호를 출력하는 광 센서, 및 광을 수신하도록 구성된 보조 광학 소자를 포함하고, 여기서 광은 보조 광학 소자를 통해 광 센서로 통과하되, 보조 광학 소자는 통과하는 광을 감쇠하기 위해 실질적으로 중성 색인 틴팅 재료를 포함한다.

Description

부분적으로 불투명한 광학장치를 구비한 광 센서{LIGHT SENSOR HAVING PARTIALLY OPAQUE OPTIC}

[0001] 본 발명은 일반적으로 광 센서에 관한 것으로, 특히 차량의 후방표시 조립체에 사용되는 광 센서에 관한 것이다.

[0002] 일 실시예에 따르면, 차량에 장착되도록 구성된 하우징; 상기 차량의 외부의 장면의 이미지를 디스플레이하는 상기 하우징에 배치된 디스플레이 소자; 상기 하우징에 배치된 광 센서 조립체; 및 상기 광 센서의 전기 신호를 수신하고, 상기 디스플레이 소자에 의해 디스플레이되는 이미지의 밝기를 조정하기 위한 제어기를 포함하는, 차량용 디스플레이 조립체가 제공된다. 상기 광 센서는 상기 광 센서의 수광면에 충돌하는 광의 강도를 나타내는 전기 신호를 출력하는 광 센서; 및 광을 수신하도록 구성된 보조 광학 소자를 포함하고, 여기서 상기 광은 상기 보조 광학 소자를 통해 상기 광 센서로 통과하되, 상기 보조 광학 소자는 통과하는 광을 감쇠하기 위해 실질적으로 중성 색인 틴팅 재료를 포함한다.

[0003] 또 다른 일 실시예에 따르면, 차량에 장착되도록 구성된 하우징; 상기 차량의 후방 장면의 이미지를 제공하는 상기 하우징에 배치된 후방표시 소자; 상기 하우징에 배치된 광 센서 조립체; 상기 하우징에 배치되되, 상기 광 센서는 상기 광 센서의 수광면에 충돌하는 광의 강도를 나타내는 전기 신호를 출력하는 광 센서, 및 광을 수신하도록 구성된 보조 광학 소자로, 여기서 상기 광은 상기 보조 광학 소자를 통해 상기 광 센서로 통과하되, 상기 보조 광학 소자는 통과하는 광을 감쇠하기 위해 실질적으로 중성 색인 틴팅 재료를 포함하는, 상기 보조 광학 소자를 포함하는, 광 센서 조립체; 및 상기 광 센서의 전기 신호를 수신하고, 상기 후방표시 소자에 의해 제공되는 이미지의 밝기를 조정하기 위한 제어기를 포함하는, 후방표시 조립체가 제공된다.

[0004] 본 발명의 이들 및 다른 특징들, 이점들, 및 목적들은 다음의 발명의 상세한 설명, 특허청구범위, 및 첨부된 도면을 참조하여 당 기술분야에 숙련된 자에 의해 더욱 이해되고 인정될 것이다.

[0005] 도면들에서
[0006] 도 1은 본 발명의 광학장치의 실시예들이 구현될 수 있는 광 센서의 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0007] 도 2는 도 1의 회로의 동작을 도시하는 타이밍도(timing diagram)이고;
[0008] 도 3은 종래의 통상적인 구성에 따른 잡음 보상을 갖는 광-펄스 회로를 도시하는 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0009] 도 4는 도 3의 광 센서의 동작을 도시하는 타이밍도이고;
[0010] 도 5는 광 변환기로서 광다이오드를 사용하는 도 3의 광 센서의 구현예의 개략도이고;
[0011] 도 6은 본 발명의 광학장치가 구현될 수 있는 광 센서의 광-펄스 회로의 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0012] 도 7은 도 6에 나타낸 광-펄스 회로에서 사용될 수 있는 단안정 논리 회로(one shot logic circuit)의 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0013] 도 8은 도 6에 나타낸 광-펄스 회로에서 사용될 수 있는 밴드갭 전압 기준 블록의 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0014] 도 9는 본 발명의 광 센서를 포함할 수 있는 차량 후방표시 거울을 도시하는 도면이고;
[0015] 도 10은 본 발명의 광 센서를 사용하는 전기 광학 거울의 블록도이고;
[0016] 도 11은 본 발명의 광학장치가 구현될 수 있는 대안적인 광 센서 패키지의 블록 및 개략 형태의 전기 회로도이고;
[0017] 도 12는 본원에서 설명된 광 센서 중 적어도 하나를 포함하는 후방표시 조립체의 후방 사시도이고; 그리고
[0018] 도 13은 4개의 광 센서의 광전 감도(opto-electric sensitivity)에 대한 도면이다.

[0019] 이제 첨부된 도면들에 도시되어 있는 예들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 상세하게 설명할 것이다. 가능하다면, 도면들 전반에 걸쳐서 동일한 참조 부호들을 사용하여 동일 또는 유사 부분들을 지칭할 것이다. 도면들에서, 묘사된 구성 요소들은 실제 크기가 아니며, 소정의 구성 부품들이 강조 및 이해의 목적을 위해 다른 구성 부품들에 비해서 확대된다.

[0020] 본 명세서에서 설명되는 실시예들은, 일반적으로 양도된 미국 특허 제6,359,274호에 개시된 바와 같은 광 센서에 대한 개선이다. 미국 특허 제6,359,274호에 개시된 바와 같은 광다이오드 광 센서 회로가 도 1에 도시되어 있고, 집적 제어 및 센서 출력들 양쪽을 반송하는 단일 선에 의해 상호 접속되는, 광 센서(48) 및 센서에 응답하는 제어 논리 회로(56)를 포함한다. 광 센서(48)는 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)을 수용하는 창(102)을 갖는 인클로저(enclosure; 100)를 포함한다. 인클로저(100)는 전원 핀(108), 접지 핀(110), 및 신호 핀(112)을 수용한다.

[0021] 광 센서(48)는 이 광 센서(48) 내의 신호 핀(112)과 제어 논리부(56) 내의 신호 핀(116) 사이의 상호 접속 신호(114)를 통해 제어 논리부(56)에 접속된다. 신호 핀들(112, 116)은 광 센서(48)로의 입력 및 광 센서(48)로부터의 출력 양쪽을 제공하도록 상호 접속 신호(114)를 허용하는 3-상태 포트(tri-state port)들이다. 제어 논리부(56)는 신호 핀(116)과 접지 사이에 접속된 FET(Q1)를 포함할 수도 있다. FET(Q1)는 이 Q1의 베이스에 접속된 제어선(118)에 의해 제어된다. 버퍼(120)가 또한 신호 핀(116)에 접속된다.

[0022] 광 센서(48) 내부에서, FET(Q2)가 신호 핀(112)과 접지 사이에 접속된다. FET(Q2)는 이 Q2의 게이트에 접속된 출력 펄스(122)에 의해 제어된다. 정전류원(constant current source; 124)이 신호 핀(112)에 접속되어, Q1도 Q2도 켜지지 않은 경우, 상호 접속 신호(114)가 하이(high)로 끌어올려진다. 정전류원(124)은 명목상 약 0.5mA를 제공하여 상호 접속 신호(114)를 끌어올린다. 슈미트 트리거 인버터(Schmidt trigger inverter; 126)의 입력이 신호 핀(112)에 접속된다. 슈미트 트리거 인버터(126)에는 직렬로 인버터들(128, 130)이 잇따른다. 인버터(130)의 출력은 D 플립-플롭(flip-flop; 132)을 클로킹(clock)한다. 멀티플렉서(134)의 출력이 플립-플롭(132)의 D 입력에 접속된다. 멀티플렉서(134)의 선택 입력이 출력 펄스(122)에 의해 구동되어서, 출력 펄스(122)가 어서트(assert)될 때 플립-플롭(134)의 D 입력이 언어서트(unassert)되고, 출력 펄스(122)가 어서트되지 않을 때 플립-플롭(134)의 D 입력이 어서트된다. NAND 게이트(136)의 출력이 플립-플롭(132)의 로우 어서팅 리셋(low asserting reset)(138)에 접속된다. 플립-플롭(132)의 출력은 집적 펄스(140)이다. 집적 펄스(140) 및 인버터(128)의 출력은 NAND 게이트(136)에 대한 입력이다. 광-펄스 회로(142)는 집적 펄스(140) 및 노출형 광 변환기(106)의 출력을 받아들이고 출력 펄스(122)를 생성한다. 광-펄스 회로(142)에 대한 수개의 개시된 구성들 중 2개가 도 3 내지 도 5와 관련하여 이하에서 설명된다.

[0023] 광 센서(48)는 광(104)을 수신하지 않는 차폐형 광 변환기(144)를 포함할 수도 있다. 광-펄스 회로(142)는 차폐형 광 변환기(144)의 출력을 사용하여 노출형 광 변환기(106)에서의 잡음의 영향을 감소시킨다.

[0024] 이제 도 2를 참조하면, 도 1의 회로의 동작을 도시하는 타이밍도가 도시되어 있다. 처음에, 로우 어서팅 상호 접속 신호(114)는 하이(high)이다. 플립-플롭(132)의 상태는, 그 상태가 1인 경우, NAND 게이트(136)에 대한 양쪽 입력들이 하이(high)일 것이므로, 리셋(138)을 어서트하고 플립-플롭(132)의 상태를 0(zero)으로 강제하기 위해서 0이어여만 한다.

[0025] 시간 150에서, 제어 논리부(56)는 트랜지스터(Q1)를 켜는 제어선(118)을 어서트한다. 그런 다음, 상호 접속 신호(114)가 시간 152에서 로우(low)로 끌어내려진다. 인버터(130)의 출력은 로우(low)로부터 플립-플롭(132)의 상태를 집적 펄스(140)가 시간 154에서 어서트되게 하는 것으로 설정하는 하이로 전이한다. 광-펄스 회로(142)는 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)을 집적하기 시작한다. 시간 156에서, 제어선(118)이 로우로 되어 트랜지스터(Q1)를 끈다. 시간 156과 시간 150 간의 차가 제어 논리부(56)에 의해 요청된 집적 기간(158)이다. Q1 및 Q2 전부 오프이기 때문에, 상호 접속 신호(114)가 시간 160에서 전류원(124)에 의해 하이로 끌어올려진다. 인버터(128)의 출력 및 집적 펄스(140)가 모두 하이이므로, 리셋(138)이 어서트되어 시간 162에서 플립-플롭(132)의 상태가 0으로 변화되게 하고 집적 펄스(140)가 언어서트되게 한다. 이것은 광-펄스 회로(142)에 신호를 보내서 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)을 집적하는 것을 정지시킨다.

[0026] 시간 164에서, 광-펄스 회로(142)는 출력 펄스(122)를 어서트해서 광도(light intensity) 정보를 출력하기 시작한다. 출력 펄스(122)를 어서트시키는 것은 트랜지스터(Q2)를 켜서, 시간 166에서 상호 접속 신호(114)를 로우로 끌어내린다. 이것은 인버터(130)가 플립-플롭(132)의 상태로서 0을 클로킹하는 로우-하이 전이를 출력하게 한다. 광-펄스 회로(142)는 시간 168에서 출력 펄스(122)를 디어서트(deassert)한다. 시간 168과 시간 164 간의 차가 집적 기간(158)에 걸쳐서 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)의 양을 표시하는 광도 기간(170)이다. 시간 168에서 출력 펄스(122)가 로우로 진행하면 트랜지스터(Q2)가 꺼진다. 트랜지스터(Q1 및 Q2)가 전부 오프이기 때문에, 상호 접속 신호(114)가 시간 172에서 하이로 끌어올려진다. 조광 논리부(56) 내의 버퍼(120)가 시간 166 및 172에서 상호 접속 신호(114)에서의 전이를 검출한다. 시간 172와 166 간의 시간 차가 조광 논리부(56)에 의해 사용되어 광 센서(48)에 의해 수신된 광(104)의 강도를 결정한다.

[0027] 차폐형 광 변환기(144)가 광 센서(48) 내에 포함되는 경우, 시간 162에서의 집적 펄스(140)의 디어서트(deassertion)와 시간 164에서의 출력 펄스(122)의 어서트(assertion) 간의 시간 차는 부분적으로 광 센서(48) 내의 열 잡음에 기인한다. 이러한 차는 열 잡음 기간(174)으로 표현된다. 열 잡음 기간(174)은 광 센서(48)의 온도를 결정하도록 조광 논리부(56)에 의해 사용될 수 있거나, 또는 센서(48) 내의 잡음 레벨이 확실한 판독을 위해 매우 높은 경우를 결정하는 데에 보다 단순히 사용될 수 있다. 차폐형 광 변환기(144)로부터의 출력을 사용하여 광 센서(48) 내의 열 잡음의 양을 표시하는 출력 펄스(122)를 발생시키는 광 센서(48)의 능력이 이하에서 도 3과 관련하여 설명된다.

[0028] 이제 도 3을 참조하면, 펄스 출력을 갖는 광 센서의 동작을 도시하는 개략도가 도시되어 있다. 광-펄스 회로(142)는 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)을 CSL로 표시된 광 저장 축전기(304)에 축적된 전하로 변환하기 위한 노출형 광 변환기(106) 및 차폐형 광 변환기(144)및 관련 전자장치들을 포함한다. 노출형 광 변환기(106)는 미국 특허 제5,471,515호에 설명된 포토게이트(photogate) 센서와 같이, 광(104)을 전하로 변환할 수 있는 임의의 장치일 수도 있다. 바람직하게는, 광 변환기(106)는 이하에서 도 5와 관련하여 설명되는 것과 같은 광다이오드다. 별도로 표기하는 것을 제외하고는, 다음의 논의는 노출형 광 변환기(106)에 대한 특정 타입 또는 구성에 의존하지 않는다.

[0029] 광-펄스 회로(142)는 센서 논리부(306)의 제어 하에 동작한다. 센서 논리부(306)는 노출형 광 변환기 출력(312)과 VDD 사이에 접속된 스위치(310)를 제어하는 리셋 신호(308)를 발생시킨다. 센서 논리부(306)는 노출형 광 변환기 출력(312)과 광 저장 축전기(304) 사이의 스위치(316)를 제어하는 샘플 신호(314)를 또한 생성한다. 광 저장 축전기(304) 양단의 전압, 즉 광 저장 축전기 전압(318)이 비교기(320)의 하나의 입력에 송급된다. 비교기(320)의 다른 입력은 램프 축전기(324) 양단의 램프 전압(322)이다. 램프 축전기(324)는 전류 IR를 발생시키는 전류원(326)과 병렬이다. 센서 논리부(306)는 램프 전압(322)과 VDD 사이에 접속된 스위치(330)를 제어하는 램프 제어 신호(328)를 더 생성한다. 비교기(320)는 광 저장 축전기 전압(318) 및 램프 전압(322)의 상대 레벨들에 기초하여 비교기 출력(332)을 생성한다. 센서 논리부(306)는 이하에서 도 4와 관련하여 설명되는 바와 같이 내부적으로 발생된 타이밍 또는 외부적으로 발생된 집적 펄스(140)에 기초하여 리셋 신호(308), 샘플 신호(314), 및 램프 제어 신호(330)를 발생시킬 수 있다.

[0030] 차폐형 광 변환기(144)는 노출형 광 변환기(106)와 동일한 구성을 가질 수 있다. 그러나, 차폐형 광 변환기(144)는 광(104)을 수신하지 않는다. 따라서, 차폐형 광 변환기(144)에 의해 발생된 전하는 잡음의 함수만이다. 이러한 잡음은 사실상 대부분 열이다. 차폐형 광 변환기(144)가 노출형 광 변환기(106)와 동일한 구성을 갖는 경우, 차폐형 광 변환기(144)에 의해 생성된 잡음 신호는 노출형 광 변환기(106)에 의해 생성된 신호 내의 동일한 잡음과 매우 근사할 것이다. 노출형 광 변환기(106)에 의해 생성된 신호로부터 차폐형 광 변환기(144)에 의해 생성된 신호를 제함으로써, 광 변환기(106) 내의 잡음의 영향이 상당히 감소될 수 있다.

[0031] 리셋 신호(308)는 차폐형 변환기 출력(384)과 VDD 사이에 접속된 스위치(382)를 제어한다. 샘플 신호(314)는 차폐형 변환기 출력(384)과 CSN으로 표시된 잡음 저장 축전기(388) 사이에 접속된 스위치(386)를 제어한다. 잡음 저장 축전기(388) 양단의 전압, 즉 잡음 저장 축전기 전압(390)이 비교기(392)에 대한 하나의 입력이다. 비교기(392)에 대한 제2 입력은 램프 전압(322)이다. 비교기(392)의 출력, 즉 잡음 비교기 출력(394) 및 비교기 출력(332)은 배타적 OR 게이트(396)에 대한 입력들로서 기능한다. 배타적 OR 게이트(396)는 광(104)의 강도를 표시하는 출력 펄스(122)에 대응하는 배타적 OR 출력(398)을 발생시킨다.

[0032] 이제 도 4를 참조하면, 도 3의 광-펄스 회로(142)의 동작을 도시하는 타이밍도가 도시되어 있다. 측정 사이클은 샘플 신호(314)가 어서트되는 한편 리셋 신호(308)가 어서트된 때에 시간 340에서 시작된다. 스위치들(310 및 316)이 모두 닫혀 있고 광 저장 축전기(304)를 광 저장 축전기 전압(318)에서의 전압 레벨(342)로 표시된 바와 같이 VDD로 충전한다. 마찬가지로, 스위치들(382 및 386)이 모두 닫혀 있고 잡음 저장 축전기(388)를 잡음 저장 축전기 전압(390)에서의 전압 레벨(410)로 표시된 바와 같이 VDD로 충전한다. 시간 344에서, 리셋 신호(308)가 디어서트되어 스위치(310)를 개방하고 집적 기간(346)을 시작한다. 집적 기간(346) 동안, 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)이 광 저장 축전기 전압(318)에서의 감쇠 전압(declining voltage)(348)을 야기하는 음 전하를 발생시킨다. 리셋 신호(308)의 디어서트는 스위치(382)를 또한 개방시키고 잡음에 기인한 차폐형 광 변환기(144)에 의해 생성된 전하로부터 잡음 저장 축전기 전압(390)에서의 감쇠 전압(412)을 초래한다. 시간 350에서, 램프 제어 신호(328)가 어서트되어 스위치(330)를 닫고 램프 축전기(324)를 충전해서 램프 전압(322)이 전압 레벨(352)로 표시된 바와 같이 VDD로 된다. 시간 354에서, 샘플 신호(314)가 디어서트되어 스위치들(316 및 386)을 개방하게 해서, 집적 기간(346)을 종료한다. 시간 354 이후이고 그 다음의 측정 사이클 이전의 일부 시간 356에서, 리셋 신호(308)가 어서트되어 스위치들(310 및 382)을 닫는다. 시간 358에서, 램프 제어 신호(328)가 디어서트되어 스위치(330)를 개방시킨다. 이것은 램프 축전기(324)가 램프 전압(322)에서의 감쇠 전압(360)으로 표시된 바와 같이 전류원(326)을 통해 일정한 속도로 방전하게 한다. 처음에, 전압 레벨(362)로 표시된 바와 같이, 광 비교기 출력(332)은 램프 전압(322)이 광 저장 축전기 전압(318)보다 크기 때문에 언어서트된다. 또한 처음에, 전압 레벨(414)로 표시된 바와 같이, 잡음 비교기 출력(394)은 램프 전압(322)이 잡음 저장 비교기 전압(390)보다 크기 때문에 언어서트된다. 광 비교기 출력(332)이 또한 언어서트되기 때문에, 배타적 OR 게이트(396)로부터의 출력(398)은 전압 레벨(416)로 표시된 바와 같이 언어서트된다. 시간 418에서, 램프 전압(322)이 잡음 저장 축전기 전압(390)의 레벨 이하로 강하되어, 잡음 비교기 출력(394)이 어서트되게 한다. 잡음 비교기 출력(394) 및 광 비교기 출력(332)이 상이하기 때문에, 배타적 OR 게이트(396)로부터의 출력(398)이 어서트된다. 시간 364에서, 램프 전압(322)이 광 저장 축전기 전압(318)의 레벨 아래로 강하되어, 광 비교기 출력(332)이 어서트되게 한다. 이제 잡음 비교기 출력(394) 및 광 비교기 출력(332)이 전부 어서트되기 때문에, 배타적 OR 게이트(396)로부터의 출력(398)이 지금 언어서트되게 된다. 시간 364와 시간 418 간의 차, 즉 출력 펄스 지속기간(420)은 집적 기간(346)에 걸쳐서 차폐형 광 변환기(144)에 의해 생성된 잡음 미만의 노출형 광 변환기(106) 상에 입사하는 광(104)의 강도에 비례하는 시간 기간을 갖는다. 시간 418과 시간 358 간의 지속기간, 즉 잡음 지속기간(422)은 집적 기간(346)에 걸쳐서 차폐형 광 변환기(144)에 의해 전개된 잡음의 양에 직접 비례한다. 이러한 잡음의 대부분이 열 잡음이기 때문에, 잡음 지속기간(422)은 차폐형 광 변환기(144) 온도를 표시한다. 비교기 출력들(332 및 394)은 램프 제어 신호(328)가 어서트되어 스위치(330)를 폐쇄하고 램프 전압(322)을 VDD로 끌어올릴 때에 시간 366까지 어서트된 상태로 유지된다.

[0033] 이제 도 5를 참조하면, 광다이오드들이 광 변환기들로서 사용되는 도 1의 광-펄스 회로(142) 및 광 센서(48)의 제2 구현예의 개략도가 도시되어 있다. 광-펄스 회로(142)는 노출형 광 변환기(106)용 노출형 광다이오드(430) 및 차폐형 광 변환기(144)용 차폐형 광다이오드(432)를 사용하여 구현된다. 노출형 광다이오드(430)의 애노드(anode)는 접지에 접속되고 캐소드(cathode)는 트랜지스터(Q20)를 통해 VDD에 접속된다. 트랜지스터(Q20)의 베이스가 리셋 신호(308)에 의해 제어된다. 따라서, 트랜지스터(Q20)는 스위치(310)로서 기능한다. 트랜지스터들(Q21 및 Q22)이 VDD와 접지 사이에 직렬로 접속되어, 434로 개괄적으로 나타낸 버퍼를 형성한다. 트랜지스터(Q21)의 베이스가 노출형 광다이오드(430)의 캐소드에 접속된다. 로드 트랜지스터(Q22)의 베이스가 고정 전압 VB에 접속된다. 버퍼(434)의 출력이 트랜지스터(Q23)를 통해 광 저장 축전기(304)에 접속된다. 트랜지스터(Q23)의 베이스가 샘플 신호(314)에 의해 구동되어, 트랜지스터(Q23)가 스위치(316)로서 기능하게 한다. 차폐형 광다이오드(432)의 애노드가 접지에 접속되고 캐소드가 트랜지스터(Q24)를 통해 VDD에 접속된다. 트랜지스터(Q24)의 베이스가 리셋 신호(308)에 의해 구동되어 트랜지스터(Q24)가 스위치(382)로서 기능하게 한다. 트랜지스터들(Q25 및 Q26)은 버퍼(434)가 노출형 광다이오드(430)를 격리하는 것과 동일한 방식으로 차폐형 광다이오드(432)로부터의 출력을 격리하는, 436으로 개괄적으로 나타낸 버퍼를 형성한다. 트랜지스터(Q27)가 버퍼(436)의 출력을 잡음 저장 축전기(388)에 접속시킨다. 트랜지스터(Q27)의 베이스가 샘플 신호(314)에 의해 구동되어 트랜지스터(Q27)가 스위치(386)로서 기능하게 한다. 통상적으로, 광 저장 축전기(304) 및 잡음 저장 축전기(388)는 2pF이다. 통상적으로 10pF인 램프 축전기(324)가 트랜지스터(Q28)를 통해 VDD로 충전된다. 트랜지스터(Q28)의 베이스가 램프 제어 신호(328)에 의해 구동되어 트랜지스터(Q28)가 스위치(330)로서 기능하게 한다. 램프 축전기(324)는 트랜지스터(Q28)가 꺼질 때 0.1μA의 대략 정전류 IR로 전류원(326)을 통해 방전된다.

[0034] 센서 파워업(power-up) 응답이 개선되고 효율적인 동적 범위가 램프 전압(322)이 현재 전압 아래로 강하되는 경우에 출력을 금지시키도록 하는 회로를 포함함으로써 연장된다. 광-펄스 회로(142)는 램프 전압(322)을 초기화 전압(VINIT)(440)과 비교하는 비교기(438)를 포함한다. 비교기 출력(442)은 AND 게이트(444)에 의해 배타적 OR 출력(398)과 합해져서(ANDed), 출력 펄스(122)에 대응하는 AND 게이트 출력(446)을 생성한다. 동작 중에, 램프 전압(322)이 초기화 전압(440) 미만인 경우, 출력(446)이 디어서트된다. 비교기(438) 및 AND 게이트(444)의 사용은 출력(446)이 파워업 다음에 광-펄스 회로(142)의 상태에 상관없이 어서트되지 않음을 보장한다. 초기화 전압은 바람직하게는 0.45V이다.

[0035] 센서 논리부(306)는 내부적으로 발생될 수 있거나 외부 소스로부터 제공될 수 있는 집적 펄스(140)에 기초하여 제어 신호들(308, 314, 328)을 발생시킨다. 버퍼(447)는 집적 펄스(140)를 수신하고 샘플 제어 신호(314)를 생성한다. 인버터 트레인(inverter train)(448)으로 개괄적으로 나타낸, 기수(odd number)의 순차 접속 인버터들이 샘플 제어 신호(314)를 채택하고 리셋 제어(308)를 생성한다. 인버터 트레인(449)으로 개괄적으로 나타낸 기수의 순차 접속 인버터들의 제2 세트는 리셋 신호(308)를 채택하고 램프 제어 신호(328)를 생성한다.

[0036] 따라서, 상술한 광 센서들은 입사 광을 전하로 변환하는 광 변환기들을 포함한다. 이러한 전하가 집적 기간에 걸쳐서 모아져서 센서에 의해 이산 출력으로 변환되는 전위를 생성한다. 집적 기간을 가변시킴으로써, 센서의 감도 범위가 동적으로 가변될 수 있다.

[0037] 이하에서 상세히 설명되는 바와 같이, 제1 구성은 수개의 측면에서 상술한 광 센서를 개선시킨다. 첫째로, 개선된 광 센서는 센서의 입력/출력(I/O) 핀에서 저역 통과 필터(low pass filter)를 이용함으로써 보다 양호한 잡음 성능 및 전자기 간섭(EMI)을 제공한다. 둘째로, 개선된 광 센서는 이 센서가 도 3 및 도 5에 나타낸 종래의 광 센서에서의 배타적 OR 게이트(396) 대신에 그의 출력에서 단안정 논리 회로를 이용함으로써 임의의 외부 회로에 불량 센서(bad sensor)로서 나타나지 않도록 항상 일부 길이의 출력 펄스임을 보장한다. 셋째로, 개선된 센서는 3.3V 또는 5V VDDA로 작동하도록 이중 전압 동작 능력을 제공한다. 넷째로, 개선된 센서는 개선된 고정적 능력(static capability)을 제공한다. 다섯째로, 상이한 형태의 전압 레귤레이터를 사용함으로써, 개선된 센서는 전원 변동의 존재 시에 그의 출력의 보다 큰 안정성을 제공한다.

[0038] 도 6은 노출형 광다이오드(1430)의 형태로 나타낸 노출형 광 변환기 및 차폐형 광다이오드(1432) 형태의 차폐형 광 변환기를 포함하는 개선된 광-펄스 회로(1142)를 나타낸다. 광다이오드들(1430 및 1432)은 이하에서 더욱 설명되는 바와 같이, 전압 기준 블록(1004)에 의해 공급되는 안티블룸 전압(anti-bloom voltage)VAB를 수신하는 집적형 안티블룸 게이트들(1006 및 1008)을 각각 가질 수 있다. 마찬가지로, 광다이오드들(1430 및 1432)은 전압 기준 블록(1004)에 의해 또한 공급되는 전송 전압 VTX를 수신하는 집적형 전송 게이트들(1010 및 1012)을 각각 가질 수 있다. 안티블룸 게이트들(1006 및 1008) 및 전송 게이트들(1010 및 1012)의 기능성은 상기에서 참조된 미국 특허 제6,359,274호에서 그의 도 25 및 도 26을 참조하여 더욱 설명되어 있다.

[0039] 광-펄스 회로(1142)는 I/O 신호(1114)가 입력 및 출력 양쪽으로서 전파하는 I/O 입력 핀(1112)에 차례로 접속되는 입력/출력(I/O) 패드(1002)에 접속되는 센서 제어 블록(1306)을 더 포함한다. 센서 제어 블록(1306)은 I/O 패드(1002)로부터 집적 펄스(1140)를 수신하고 도 3 내지 도 5에서의 센서 논리부(306)에 대하여 상기한 것과 마찬가지의 방식으로 리셋 신호(1308), 샘플 신호(1314), 및 램프 제어 신호(1328)를 발생시킴으로써 응답한다.

[0040] 노출형 광다이오드(1430)의 캐소드는 센서 제어 블록(1306)으로부터 리셋 신호(1308)를 수신하는 전송 게이트(1010) 및 스위치(1310)를 통해 전압 VDDA에 접속된다. 예를 들면 200fF의 용량을 갖는 축전기(1014)는 노출형 광다이오드(1430)와 병렬로 결합된다. 소스 팔로워(source follower; 1434)는 노출형 광다이오드(1430)의 캐소드에 결합된 입력을 가지고 도 5에서의 버퍼(434)와 유사한 버퍼로서 작용한다. 소스 폴로워(1434)의 출력은 샘플 신호(1314)를 수신하고 그에 응답하는 스위치(1316)에 결합된다. 스위치(1316)는 노출형 광다이오드(1430)의 버퍼링된 출력을 예를 들면 6.5pF의 용량을 갖는 광 저장 축전기(1304)에 선택적으로 결합한다. 광 저장 축전기(1304) 양단의 전압(Vsignal)이 이하에서 더욱 설명되는 비교기(1320)에 공급된다.

[0041] 차폐형 광다이오드(1432)의 캐소드는 센서 제어 블록(1306)으로부터 리셋 신호(1308)를 수신하는 전송 게이트(1012) 및 스위치(1382)를 통해 전압 VDDA 에 접속된다. 예를 들면 200fF의 용량을 갖는 축전기(1016)가 차폐형 광다이오드(1432)와 병렬로 결합된다. 소스 폴로워(1436)는 차폐형 광다이오드(1432)의 캐소드에 결합된 입력을 가지고 도 5에서의 버퍼(436)와 유사한 버퍼로서 작용한다. 소스 폴로워(1436)의 출력은 샘플 신호(1314)를 수신하고 그에 응답하는 스위치(1386)에 결합된다. 스위치(1386)는 차폐형 광다이오드(1432)의 버퍼링된 출력을 예를 들면 6.5pF의 용량을 갖는 잡음 저장 축전기(1388)에 선택적으로 결합시킨다. 잡음 저장 축전기(1388) 양단의 전압(Vdark)은 이하에서 더욱 설명되는 비교기(1392)에 공급된다.

[0042] 광-펄스 회로(1142)는 전압 VRAMP에 선택적으로 충전되거나 센서 제어 블록(1306)에 의해 공급되는 램프 제어 신호(1328)에 의해 제어되는 스위치(1330)를 통해 방전할 수 있게 되는 램프 저장 축전기(1324)를 더 포함한다. 램프 저장 축전기(1324) 양단의 전압(Vramp)이 게이트에서 신호 VBIAS를 수신하는 바이어싱 트랜지스터(1030)에 의해 바이어싱된다. VBIAS는 밴드갭 전압 기준 블록(1004)에 의해 공급된다. Vramp는 비교기(1438)에 그리고 비교기들(1320 및 1392)에 공급된다. 비교기(1438)는 밴드갭 전압 기준 블록(1004)에 의해 공급되는 VLIMIT와 Vramp를 비교하고, 비교기(438)가 VINT와 RAMP를 비교하고 출력을 도 5에서의 AND 게이트(444)에 공급하는 방법과 마찬가지의 방식으로 출력을 AND 게이트(1444)에 공급한다. 비교기(1320)는 Vramp와 Vsignal을 비교하고, 비교기(1392)는 도 3 및 도 5에서의 비교기들(320 및 392)과 매우 동일한 방식으로 Vramp와 Vdark를 비교한다. 실제로, 광-펄스 회로(1142)의 구성 부품들의 일반적인 동작은 도 3 내지 도 5에서 설명된 바와 같은 광-펄스 회로(142)의 것과 마찬가지의 방식으로 동작하고, 따라서 광-펄스 회로(1142)의 이미 설명된 부분의 동작은 더 설명하지 않을 것이다.

[0043] 광-펄스 회로(1142)는 수개의 측면에서 광-펄스 회로들(142)과 다르다. 첫째로, 광-펄스 회로(1142)는 I/O 패드(1002)에 제공되고 입력선과 접지 사이에 접속된 축전기(1022)를 포함한다. 축전기(1022)는 수개의 목적을 제공할 수 있다. 제1 목적은 정전기를 차단하기 위한 것이다. 따라서, 축전기(1022)는 광 센서 패키지가 적어도 2kV 정전기 보호에 대해 정격화되도록 하는 용량을 갖기 위해 선택될 수 있다. 이러한 용량은 예를 들면 150pF일 수 있다. 이것은 500V 정전기 보호에 대해 정격화되어 있고 따라서 정전기에 매우 많이 민감할 수 있었던 종래의 광 센서들을 넘어서는 실질적인 개선이다.

[0044] 축전기(1022)에 의해 제공되는 제2 목적은 I/O 패드(1002) 내부에 이미 존재하는 저항(1026)을 갖는 입력 필터(1024)을 형성하는 것이다. 이러한 저항은 대략 100Ω이다. 따라서, 상기한 작은 용량을 갖는 축전기(1022)를 추가하는 것은 저역 통과 입력 필터(1024)를 생성한다. 이러한 저역 통과 입력 필터(1024)는 센서 회로의 동작을 달리 방해하는 전자기 간섭(EMI)을 차단한다. 종래의 광 센서들은 휴대폰이 동작하는 주파수인 900MHz에서 EMI에 민감하였다. 따라서, 종래의 광 센서들은 때때로 광 센서 근처에서 휴대폰을 사용할 때에 적절하게 운용을 정지하였다. 입력 필터(1024)는 이러한 EMI를 차단하고 자동차 제조사들의 가장 엄격한 EMI 테스팅 요건들을 통과한다.

[0045] 광-펄스 회로(1142)는 배타적 OR 게이트(396) 대신에 단안정 논리 회로(1020)를 포함하는 점에서 광-펄스 회로들(142)과 더욱 다르다. 배타적 OR 게이트(396)는 때때로 누설 전류로 인한 펄스를 출력하지 않는데, 복귀 펄스가 없는 경우 센서가 고장난 것으로 미리 생각하기 때문에 센서 고장으로 부적절하게 판단되어질 수 있으나 단안정 논리 회로(1020)는 이에 대한 개선을 제공한다. 또한, 배타적 OR 게이트(396)에 의해, 광 레벨이 처음에는 매우 낮았다가 그 다음에 증가되고, 출력 펄스는 점점 작아지고, 그 다음에 복귀하게 된다. 이것은, 이러한 낮은 초기 광 레벨에서, (도 4를 참조하면) 잡음 저장 축전기 전압(390)이 램프 전압(322)을 초과하고 이에 따라 양의 판독과 구별될 수 없는 펄스를 여전히 생성하는 음의 판독을 초래하기 전에 광 저장 축전기 전압(318)이 램프 전압(322)을 초과하는 것을 가능하게 하였기 때문이다. 차후에, 광 레벨이 증가함에 따라, 광 및 잡음 저장 축전기 전압들(318 및 390)이 램프 전압(322)를 초과하는 지점들은 서로 매우 근접해서 출력 펄스가 생성되지 않는다. 단안정 논리회로(1020)는 출력 펄스(1122)의 발생에 기여함으로써 이러한 사건의 가능성을 최소화한다. 이것은, AND 게이트(1444)와 조합하는 단안정 논리 회로(1020)가 Vdark나Vsignal 또는 양쪽 모두가 Vramp를 초과하는 임의의 시점에서 알려진 길이의 출력 펄스를 항상 제공하기 때문이다. 따라서, 양 Vdark 및 Vsignal이 일제히 Vramp를 초과하는 경우, 단안정 논리 회로(1020) 및 AND 게이트(1444)는 협력해서 핀(1112)에 대하여 신호(1114)를 로우로 끌어내리는 출력 펄스(1122)를 출력한다.

[0046] 단안정 논리 회로(1020)를 구현하는 데에 사용될 수 있는 회로의 예가 도 7에 도시되어 있다. 단안정 논리 회로(1020)는 하나의 입력에서 비교기(1392)(도 6)의 출력을 수신하고 다른 입력에서 비교기(1320)의 반전된 출력을 수신하는 AND 게이트(1040)를 포함할 수 있다. 단안정 논리회로(1020)는 하나의 입력에서 비교기(1392)의 출력을 수신하고 다른 입력에서 비교기(1320)의 출력을 수신하는 제1 OR 게이트(1042)를 더 포함할 수 있다. AND 게이트(1040)의 출력은 도 6의 AND 게이트(1444)에 출력이 공급되는 제2 OR 게이트(1044)의 입력에 제공된다. 제1 OR 게이트(1042)의 출력은 D 플립-플롭(DFF)(1046)의 클록(CLK) 입력 단자에 제공된다. DFF(1046)의 출력(Q)은 제2 OR 게이트(1044)의 다른 입력에 제공된다.

[0047] 도 7에 나타낸 바와 같이, DFF(1046)는 아래에 제공된 회로의 출력이 제공되는 리셋(RST) 단자를 포함한다. 축전기(1050)가 제공되어, 스위치(1052)가 DFF(1046)의 출력에 응답하여 폐쇄된 때에 도 6에서의 밴드갭 전압 기준 회로(1004)에 의해 공급되는 기준 전압 V_OS_HI로 선택적으로 충전된다. 바이어싱 트랜지스터(1054)가 축전기(1050)와 병렬로 결합되고, 축전기(1050)의 최종 생성 전압이 비교기(1048)에 공급되어, 밴드갭 전압 기준 회로(1004)에 의해 또한 공급되는 기준 전압 V_OS_LO과 비교된다. 비교기(1048)의 출력은 DFF(1046)의 RST 단자에 공급되기 전에 인버터들(1056 및 1058)에 의해 2회 반전된다.

[0048] 도 1 내지 도 5의 광 센서 디자인은 전원 입력선에 대한 정적 변동(static fluctuations) 및/또는 능동 잡음(active noise)에 의해 초래된 VDD의 변동에 매우 민감하다. 실제로, +/-10%의 VDD의 정적 변동은 80% 정도의 출력 변동을 초래하였다. 또한, 불충분하게 필터링되는 스위칭형 전원에 의해 작동되면, 부정확한 평균 출력을 초래하는 VDD의 리플링(rippling)이 존재한다. 그 자체가 변동되는 VDD 때문에 생긴 많은 부정확성 및 변동이 광 센서 회로에 의해 사용되는 다양한 기준 전압을 유도하는 데에 사용되었다. 또한, 광 센서가 정확히 5V로 교정되고 후에 VDD가 비교적 안정적이지만 4.5V인 경우, 그러면 센서는 더 이상 교정되지 않았다.

[0049] 이러한 문제점들을 다루기 위해서, 광-전압 회로(1142)는 전압 공급의 안정성에 상관 없이 안정한 기준 전압들(VTX, VAB, V_OS_HI, V_OS_LO, VBIAS)을 제공하는 밴드갭 전압 기준 블록(1004)을 포함한다. 밴드갭 전압 기준 블록(1004)을 사용하면, +/-10%만의 VDD의 정적 변동이 약 2%만큼의 출력 변동을 초래한다. 따라서, 광 센서는 정적 변동에 대하여 더욱 더 안정된다. 밴드갭 전압 기준 블록(1004)이 이러한 공급 전압 변동에 더욱 더 영향을 받지 않기 때문에, 이러한 변동을 가질 수 있는 고가의 스위치형 전원을 적게 사용할 수 있게 한다.

[0050] 또한, 밴드갭 전압 기준 블록(1004)은 안정한 기준 전압들을 여전히 공급하면서 5V 정도까지의 전압들을 허용하면서 3.3V 공급 전압 VDDA에서 동작하도록 구성될 수 있다. 따라서, 밴드갭 전압 기준 블록(1004)은 약 3.3V 내지 약 5.0V 범위의 공급 전압 레벨을 가지고, 광-펄스 회로에 대한 공급 전압 레벨 범위 전반에 걸쳐서 안정한 기준 전압들의 세트를 발생시키기 위해 전원으로부터 전력을 수신한다. 이와 같이, 광 센서는 이중 동작 전압들 3.3V 및 5V에서 동작할 수 있다.

[0051] 도 8은 밴드갭 전압 기준 블록(1004)으로서 사용될 수 있는 회로 부분들의 예를 나타낸다. 일반적으로, 회로는 밴드갭-유도형 바이어스 전압들을 사용하여 정전류들을 발생시킨다. 정전류들은 저항 래더들을 통해 공급되어 전압들을 발생시킨다. 공급-독립형 전압들, 예를 들면 VTX, VAB, V_OS_HI, V_OS_LO, 및 VBIAS는 PMOS 래더를 통해 접지에 참조될 수 있다. 공급-의존형 전압들, 예를 들면 VLIMIT는 저항 래더를 통해 VDDA에 참조될 수 있다. 기준 VRAMP는 광다이오드들(1430 및 1432)의 출력들을 판독하는 데에 사용되는 소스 폴로워들(1434 및 1436)과 유사한 소스 폴로워를 통해 VDDA를 통과함으로써 발생될 수 있다.

[0052] 도 8에서 보다 구체적으로 살펴 보면, 밴드갭 전압 기준 회로(1004)는 이 밴드갭 전압 기준 회로(1004)의 다양한 분기들에 밴드갭-유도형 바이어스 전압들 VBG, VSP, VBP, VBN_CONST, VBP_CONST, 및 VCP_CONST를 제공하는 밴드갭 회로(1500)를 포함할 수 있다. 도시되어 있는 밴드갭 전압 기준 회로(1004)의 부분에서는, 제1 분기가 VRAMP를 유도하는 데에 사용되고, 제2 분기가 VLIMIT를 유도하는 데에 사용되며, 제3 분기가 VTX, VAB, V_OS_HI, 및 V_OS_LO를 분기하는 데에 사용되고, 제4 분기가 VBIAS를 발생시키는 데에 사용되는, 4개의 분기가 도시되어 있다.

[0053] 제1 분기는 소스가 VDDA에 그리고 또한 그의 게이트에도 접속되는 제1 트랜지스터(1504)를 갖는 소스 폴로워(1502)를 포함한다. 소스 폴로워(1502)는 제1 트랜지스터(1504)의 드레인에 접속된 소스, 밴드갭 회로(1500)로부터 VBN_CONST를 수신하도록 접속된 게이트, 및 접지에 결합된 드레인을 갖는 제2 트랜지스터(1506)를 더 포함한다. 소스 폴로워(1502)는 정전류 I_CONST3을 발생시키고, 트랜지스터들(1504 및 1506) 사이의 탭(tap)이 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 도 6에서의 스위치(1330)에 제공되는 기준 전압 VRAMP을 공급한다.

[0054] 제2 분기는 VDDA와 트랜지스터(1512)의 소스 사이에 직렬로 접속된 복수의 저항기(15101-1510n)를 갖는 저항기 래더를 포함하고, 트랜지스터(1512)는 접지에 결합된 드레인 및 밴드갭 회로(1500)에 결합되어 전압 VBN_CONST를 수신하는 게이트를 갖는다. 이 제2분기는 정전류 I_CONST1를 생성해서 저항기들 사이의 탭이 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 도 6에서의 비교기(1438)의 입력에 제공되는 기준 전압 VLIMIT을 공급한다. 상기한 바와 같이, VLIMIT은 공급-의존형 전압이다. VLIMIT은 도 6에 나타낸 광다이오드(1430)로부터 본 것을 제외하고는 언제나 최상의 집적 전하의 전압에 대응하도록 선택된다.

[0055] 제3 분기는 공급-독립형 전압들을 제공하고, VDDA에 접속된 소스 및 밴드갭 회로(1500)에 접속되어 전압 VBP_CONST를 수신하는 게이트를 갖는 제1 PMOS 트랜지스터(1520), 및 이 제1 PMOS 트랜지스터(1520)의 드레인에 결합된 소스, 밴드갭 회로(1500)에 접속되어 전압 VCP_CONST를 수신하는 게이트, 및 저항기 래더에 접속된 드레인을 갖는 제2 PMOS 트랜지스터(1522)를 포함하며, 저항기 래더는 제2 PMOS 트랜지스터(1522)의 드레인과 접지 사이에 직렬로 접속된 복수의 저항기(15251-1525n)를 포함한다. 제3 분기는 저항기 래더를 통과하는 정전류 I_CONST1를 생성한다. 복수의 탭이 저항기들 사이의 상이한 지점들에 제공되어, 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 도 6에서의 스위치들(1010 및 1012)에 제공되는 기준 전압 VTX; 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 스위치들(1006 및 1008)에 제공되는 기준 전압 VAB; 및 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 도 6 및 도 7에서의 단안정 논리 회로에 제공되는 기준 전압들 V_OS_HI 및 V_OS_LO를 공급한다.

[0056] 제4 분기는 제1 트랜지스터(1532), 제2 트랜지스터(1534), 제3 트랜지스터(1536), 제4 트랜지스터(1538), 제5 트랜지스터(1540), 제6 트랜지스터(1546), 제7 트랜지스터(1548), 제8 트랜지스터(1550), 및 저항기(1542)를 포함한다. 제1 트랜지스터(1532) 및 제3 트랜지스터(1536) 양쪽은 그들의 소스들이 VDDA에 결합되고, 그들의 게이트들이 함께 결합되며, 그들의 드레인들이 각각 제2 트랜지스터(1534) 및 제4 트랜지스터(1538)의 소스들에 결합된다. 제2 트랜지스터(1534) 및 제4 트랜지스터(1538)의 게이트들은 함께 결합된다. 제2 트랜지스터(1534)의 드레인은 제1 트랜지스터(1532) 및 제3 트랜지스터(1536)의 게이트들에 결합되고, 제5 트랜지스터(1540)의 소스에도 결합된다. 제5 트랜지스터(1540)의 게이트는 밴드갭 회로(1500)에 결합되어 전압 VBG를 수신한다. 제5 트랜지스터(1540)의 드레인은 저항기(1542)를 통해 접지에 결합된다. 제6 트랜지스터(1546)는 VDDA에 결합된 소스, 밴드갭 회로(1500)에 결합되어 전압 VBP를 수신하는 게이트, 및 제7 트랜지스터(1548)의 소스에 결합된 드레인을 갖는다. 제7 트랜지스터(1548)는 밴드갭 회로(1500)에 결합되어 전압 VCP를 수신하는 게이트, 및 제8 트랜지스터(1550)의 소스 및 게이트 양쪽에 결합된 드레인을 갖는다. 또한 제8 트랜지스터(1550)의 소스 및 게이트에는 제4 트랜지스터(1538)의 드레인도 결합된다. 제8 트랜지스터(1550)의 드레인은 접지에 결합된다. 제4 분기는 제7 트랜지스터(1548)의 드레인과 제8 트랜지스터(1550)의 소스 사이에 탭을 포함하고, 이 탭은 밴드갭 전압 기준 회로(1004)로부터 도 6에서의 트랜지스터(1030)의 게이트에 제공되는 기준 전압 VBIAS를 공급한다. 제6 내지 제8 트랜지스터를 통해 흐르는 전류는 온도 독립형이다.

[0057] 상술한 광 센서들의 실제 패키징은 전체 개시 내용이 참조로 본 명세서에 포함되는 미국 특허 제7,543,946호에 설명되어 있는 형태들 중 어느 것을 취할 수 있다.

[0058] 이제 도 9를 참조하면, 본 발명의 광 센서를 포함할 수 있는 차량용 후방표시 거울들을 도시하는 도면을 나타낸다. 차량(20)은 운전자(22)에 의해 주행된다. 운전자(22)는 28로 개괄적으로 나타낸 후방 장면을 보기 위해서 내부 후방표시 거울(24) 및 하나 이상의 외부 후방표시 거울(26)을 사용한다. 대부분의 시간에서, 운전자(22)는 앞유리(30)를 통해 전방을 보고 있다. 따라서, 운전자(22)의 눈은 일반적으로 전방 방향으로부터 나오는 주위 광(32)에 적응한다. 후방 장면(28)에서의 비교적 밝은 광원이 거울들(24, 26)로부터 반사되어 운전자(22)를 일시적으로 시각적으로 손상시키거나, 산만하게 하거나, 눈부시게 할 수 있는 광을 생성할 수 있다. 이 상대적으로 강한 광은 휘광(34)으로 알려져 있다.

[0059] 운전자(22)에 대한 휘광(glare)(34)의 영향을 감소시키기 위해서, 거울들(24, 26)의 반사율을 감소시킬 수 있다. 자동 조광 거울들 앞에, 내부 후방표시 거울(24)은 운전자(22)에 의해 수동적으로 스위칭될 수 있는 각기둥형 반사 소자를 포함할 것이다. 자동 조광 거울들은 휘광(34)용 및 통상적으로 주위 광(32)용 광 센서를 포함하고, 휘광(34)의 레벨에 응답하여 하나 이상의 거울들(24, 26)을 조광한다.

[0060] 이제 도 10을 참조하면, 전기 광학 거울 소자의 구성의 블록도이다. 개괄적으로 40으로 나타낸 조광 소자는 가변 투과율 소자(42) 및 반사 표면(44)을 포함한다. 조광 소자(40)는 반사 표면(44)이 가변 투과율 소자(42)를 통해 보여지도록 위치한다. 조광 소자(40)는 조광 소자 제어 신호(46)에 응답하여 광의 가변 반사율을 나타낸다. 주위 광 센서(48)는 일반적으로 차량(20)의 전방에서부터의 주위 광(32)을 수신하도록 위치한다. 주위 광 센서(48)는 주위 광 집적 기간에 걸쳐서 주위 광 센서(48) 상에 입사하는 주위 광(32)의 양을 표시하는 이산형 주위 광 신호(50)를 생성한다. 휘광 센서(52)는 일반적으로 차량(20) 뒤쪽으로부터의 휘광(34)을 검출하도록 위치하고, 선택적으로 가변 투과율 소자(42)를 통해 휘광(34)을 보도록 배치될 수 있다. 휘광 센서(52)는 휘광 집적 기간에 걸쳐서 휘광 센서(52) 상에 입사하는 휘광(34)의 양을 표시하는 이산형 휘광 신호(54)를 생성한다. 조광/밝기 제어 논리부(56)는 주위 광 신호(50)를 수신하고 주위 광 레벨을 결정한다. 조광/밝기 제어 논리부(56)는 주위 광(32)의 레벨에 기초하여 휘광 집적 기간을 결정한다. 조광/밝기 제어 논리부(56)는 휘광 신호(54)를 수신하고 휘광(34)의 레벨을 결정한다. 조광 논리부(56)는 조광 소자(40)의 반사율을 설정하는 조광 소자 제어 신호(46)를 출력하여 운전자(22)에 의해 감지되는 휘광(34)의 영향을 감소시킨다.

[0061] 휘광 센서(52)나 주위 광 센서(48) 또는 양쪽 모두는 입사 광을 전하로 변환하는 광 변환기를 포함하는 센서들이다. 이러한 전하는 집적 기간에 걸쳐서 수집되어 센서(48, 52)에 의해 이산 출력으로 변환되는 전위를 생성한다. 광 센서들(48, 52)의 구성들이 상기 도 6 내지 도 8과 관련하여 설명되어 있다.

[0062] 실리콘계 센서들이 갖는 하나의 어려움은 실리콘과 인간의 눈 간의 분광 감도 spectral sensitivity)의 차이다. 주위 광 필터(58)는 주위 광 센서(48) 앞에 배치될 수 있거나 그 내부에 포함될 수 있다. 마찬가지로, 휘광 필터(60)는 휘광 센서(52) 앞에 배치될 수 있거나 그 내부에 포함될 수 있다. 필터들(58, 60)은 광 센서(48, 52)들이 이 센서들(48, 52) 내부의 광 변환기들의 주파수 응답과 조합해서 인간의 눈의 반응에 매우 가깝게 근접하고 앞유리(30)와 같은 차량 창들의 틴팅(tinting)을 보상하도록 가시광선, 적외선, 및 자외선 조사를 포함할 수 있는 스펙트럼의 소정 부분들을 감쇠시킨다. 대안적으로, 필터들(58, 60)은 이하에서 더욱 논의되는 바와 같이 가시광 스펙트럼에 걸쳐 광을 감쇠시킬 수도 있다.

[0063] 가변 투과율 소자(42)는 다양한 장치들을 사용하여 구현될 수 있다. 조광은 미국 특허 제3,680,951호, 및 미국 특허 제4,443,057호에 설명되는 바와 같이 기계적으로 달성될 수도 있다. 가변 투과율 소자(42)는 미국 특허 제4,632,509호에 설명되는 바와 같이 액정 셀(liquid crystal cell)을 사용하여 형성될 수도 있다. 바람직하게는, 가변 투과율 소자(42)는 미국 특허 제4,902,108호에 설명되는 바와 같이 인가된 제어 전압에 반응하여 투과율이 가변하는 전기 변색성 셀이다. 많은 다른 전기 변색성 장치가 조광 소자(40)를 구현하는 데에 사용될 수 있다. 당 기술분야에 숙련된 자가 인식할 수 있는 바와 같이, 본 발명은 조광 소자(40)의 타입 또는 구성에 의존하지 않는다. 조광 소자(40)가 전기 변색성 가변 투과율 소자(42)를 포함하는 경우, 반사 표면(44)은 가변 투과율 소자(42) 내에 포함될 수 있거나, 가변 투과율 소자(42)에 대해 외부일 수 있다.

[0064] 각각의 내부 후방표시 거울(24) 및 외부 후방표시 거울(26)은 자동 조광을 위한 조광 소자(40)를 포함할 수 있다. 내부 후방표시 거울(24)은 조광/밝기 제어 논리부(56), 광 센서들(48, 52), 및 사용되는 경우 필터들(58 및 60)을 또한 포함할 수 있다. 또한, 내부 후방표시 거울(24)은 조광 소자(40)의 반사 표면(44)에 근접하게 또는 그 뒤에 위치할 수 있는 디스플레이를 포함할 수 있다. 조광/밝기 제어 논리부(56)는 주위 광 센서(48) 및/또는 휘광 센서(52)의 출력들에 또한 응답해서 디스플레이의 밝기를 제어할 수 있다.

[0065] 본 명세서에서 설명된 광 센서들은 미국 특허 제7,543,946호, 미국 특허출원공개 제2012/0330504 A1호 및 미국 특허출원공개 제2013/0032704 A1호에 개시되어 있는 바와 같이 다양한 방식으로 구현될 수 있다.

[0066] 도 12는 거울 장착부(254), 하우징(256), 및 보조 광학장치(258, 258a)를 포함하는 하나 이상의 주위 광 센서들(48, 48a)을 갖는 후방표시 거울 조립체(24)의 후면을 도시한다. 보조 광학장치는 틴팅 재료 형태의 필터(58)를 포함할 수도 있다. 틴팅 재료는 감지 소자에 도달하는 광의 양을 감쇠시키도록, 중성 색, 예컨대 회색인 색소일 수도 있다. 그러한 틴팅된 보조 광학장치(258)는 본 명세서에서 설명되는 광 센서가 선행 광 센서들보다 낮은 광 레벨에 훨씬 더 민감하게 때문에, 유리하게는 가시광 스펙트럼에 걸쳐 광을 균일하게 감쇠시킨다. 그러한 스펙트럼 감도 증가는 광 센서로 하여금 이와 달리 높은 광 레벨에 매우 민감해질 수 있게 할 수 있다. 도 13은 그러한 필터가 없는 광 센서들에 비해 광 감지 소자 앞에 회색 색조 연기 필터를 제공하는 것의 감쇠 레벨을 도시한다. 회색 색조 연기 필터는 스펙트럼으로 중성인 것으로 간주된다.

[0067] 최외곽 보조 광학장치(258)에 그러한 어두운 틴팅을 제공하는 또 다른 이점은 많은 거울 하우징(256)이 검정이나 회색이기 때문에 그것이 거울 조립체의 미감을 개선한다는 것이다. 종래 보조 광학장치들은 센서(들)가 밝은 백색처럼 보이고, 이에 따라 검정이나 회색의 거울 하우징에 대해 매우 높은 대비를 갖게 하는 백색 확산 물질을 포함했다. 보조 광학장치(258)를 어둡게 함으로써, 광 센서는 덜 보이게 되고, 하우징(256)에 혼화된다.

[0068] 도 12에 도시되지 않았지만, 회색 틴팅은 휘광 광 센서(52)에 사용되는 보조 광학장치에 사용될 수도 있고 또는 후방표시 거울이나 차량의 다른 광 센서에 사용될 수 있다.

[0069] 제조 변수들 때문에, 대부분의 광 센서들은 광에 상이하게 반응한다. 각각의 거울이 동일한 방식으로 광에 반응하게 하기 위해서, 각각의 거울이 교정될 수 있다. 현재, 이것은 회로 기판 조립 후에 테스터들에서 행해진다. 거울 조립체 내의 광 센서 구성 부품들은 특정한 양의 광에 노출되고, 보상 계수(compensation factor)가 거울 조립체 내부의 제어 회로에 기록된다. 이러한 방식의 교정은 각각의 개별 광 센서를 회로 기판 상으로 이주하기 전에 이를 교정하는 것이 더욱 요망되기 때문에 특별히 바람직하지 않다. 이를 해결하는 하나의 방식은 그 개별 광 센서의 일부인 각각의 광 센서 구성 부품의 교정 계수를 갖는 것이다. 도 11에 나타낸 바와 같이, 비휘발성 메모리(NVM) 장치(1600)를 각각의 광 센서 구성 부품에 포함시킴으로써, 주어진 광 센서를 위한 교정 계수들, 예를 들면 오프셋 및 집적 시간들이 구성 부품 테스팅 시에 광 센서의 초기 테스팅 중에 메모리(1600)에 기록될 수 있다. 그런 다음, 광 센서 구성 부품이 현재 교정 공정들을 제거하는 거울에 조립된 후에 이들 교정 계수들이 거울 제어 회로에 판독 및 기록될 수 있다.

[0070] 이를 달성하기 위한 다른 방식은 메모리(1600)에 기록된 시리얼 번호 및 네트워크 스토리지에 기록된 개별 광 센서 구성 부품을 위한 교정들을 갖는 것이다. 광 센서 구성 부품이 거울에 조립된 후, 시리얼 번호가 판독될 수 있고 대응하는 보상 계수들이 네트워크로부터 거울 제어 회로에 다운로드된다.

[0071] 메모리(1600)는 개별 다이(die)일 수 있고 광 센서 다이와의 임의의 직접적인 기능 접속을 가질 수 없다. 광 센서는 메모리 다이가 조립체에서 제거된 경우와 같이 정상적으로 기능할 것이다.

[0072] 상기 설명은 바람직한 실시예들만을 고려한 것이다. 본 발명의 변형들이 당 기술분야에 숙련된 자 및 본 발명을 만들고 사용하는 자에게 생길 것이다. 따라서, 도면들에 나타내고 상술한 실시예들이 단지 예시할 목적일 뿐, 균등론을 포함하는 특허법의 원리들에 따라 해석되는 청구항들에 의해 규정되는 본 발명의 범주를 한정하려는 것이 아님이 이해될 것이다.

Claims

차량용 후방표시 조립체로,
상기 차량에 장착되도록 구성된 하우징;
상기 차량의 후방 장면의 이미지를 제공하는 상기 하우징에 배치된 후방표시 소자;
상기 하우징에 배치되되, 광 센서는
상기 광 센서의 수광면에 충돌하는 광의 강도를 나타내는 전기 신호를 출력하는 광 센서, 및
광을 수신하도록 구성된 보조 광학 소자로, 여기서 상기 광은 상기 보조 광학 소자를 통해 상기 광 센서로 통과하되, 상기 보조 광학 소자는 통과하는 광을 감쇠하기 위해 실질적으로 중성 색인 틴팅 재료를 포함하는, 상기 보조 광학 소자를 포함하는, 광 센서 조립체; 및
상기 광 센서의 전기 신호를 수신하고, 상기 후방표시 소자에 의해 제공되는 이미지의 밝기를 조정하기 위한 제어기를 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항에 있어서, 상기 후방표시 소자는 상기 하우징에 위치하는 디스플레이를 포함하고, 여기서 상기 제어기는 상기 디스플레이의 밝기를 조정해서 상기 후방표시 소자에 의해 제공되는 이미지의 밝기를 조정하는, 후방표시 조립체.
제1항 또는 제2항에 있어서, 상기 후방표시 소자는 조정가능한 반사율을 갖는 전기 광학 거울 소자를 포함하고, 여기서 상기 제어기는 상기 전기 광학 거울 소자의 반사율을 조정해서 상기 후방표시 소자에 의해 제공되는 이미지의 밝기를 조정하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제3항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 후방표시 소자는 상기 하우징에 위치하는 디스플레이를 포함하고, 여기서 상기 제어기는 상기 디스플레이의 밝기를 더욱 조정해서 상기 후방표시 소자에 의해 제공되는 이미지의 밝기를 조정하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는 입력/출력 패드 및 상기 입력/출력 패드에 제공되고 정전기를 차단하기 위해 상기 입력/출력 패드와 접지 사이에 접속된 축전기를 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제5항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는 입력/출력 패드 및 전자기 간섭(electromagnetic interference)을 차단하기 위해 상기 입력/출력 패드의 입력 측에 제공된 입력 저역 통과 필터를 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는
집적 기간에 걸쳐서 노출형 광 변환기 상에 입사하는 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 노출형 광 변환기;
상기 노출형 광 변환기와 연통하며, 상기 노출형 광 변환기에 의해 축적된 전하에 기초한 펄스 폭을 갖는 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로; 및
약 3.3V 내지 약 5.0V 범위의 공급 전압 레벨을 갖는 전원으로부터 전력을 수신하고, 상기 공급 전압 레벨 범위 전반에 걸쳐서 안정한 기준 전압들의 세트를 상기 광-펄스 회로에 발생시키기 위한 밴드갭 전압 기준 회로를 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제7항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는 전원으로부터 전력을 수신하고 상기 광-펄스 회로에 대한 안정한 기준 전압들의 세트를 발생시키기 위한 밴드갭 전압 기준 회로를 포함하고, 여기서 상기 밴드갭 기준 전압 회로는 상기 전원에 의해 공급된 공급 전압으로부터 정전류들을 발생시키고, 상기 밴드갭 전압 기준 회로는 상기 정전류들이 통과되어 상기 안정한 기준 전압들의 세트를 발생시키는 저항 래더들을 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는
집적 기간에 걸쳐서 노출형 광 변환기 상에 입사하는 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 노출형 광 변환기;
광으로부터 차폐되며, 상기 노출형 광 변환기와 실질적으로 동일한 구성을 가지고, 상기 집적 기간에 걸쳐서 잡음에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 차폐형 광 변환기(shielded light transducer); 및
상기 노출형 광 변환기 및 상기 차폐형 광 변환기와 연통하며, 상기 노출형 및 상기 차폐형 광 변환기들에 의해 축적된 전하들 간의 차에 기초한 펄스 폭을 갖는 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로(light-to-pulse circuit)를 포함하고, 여기서 상기 광-펄스 회로는 상기 펄스의 발생에 기여하는 단안정 논리 회로(one shot logic circuit)를 포함하는, 후방표시 조립체.
제1항 내지 제9항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는
광을 수신하기 위한 창을 가지고, 적어도 전원 접속 패드, 접지 접속 패드, 및 입력/출력 패드를 수용하는 인클로저(enclosure);
상기 인클로저 내부에 배치된 노출형 광 변환기로, 집적 기간에 걸쳐서 상기 노출형 광 변환기 상에 입사하는 상기 창을 통해 수신된 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는, 노출형 광 변환기;
상기 노출형 광 변환기와 연통하며, 출력 핀 상에 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로로, 상기 펄스 폭은 상기 집적 기간에 걸쳐서 상기 노출형 광 변환기에 의해 축적된 전하에 기초하는, 광-펄스 회로; 및
교정 데이터가 상기 광 센서에 대해 얻어질 수 있는 데이터를 저장하기 위한 상기 인클로저 내부의 비휘발성 메모리를 포함하는, 후방표시 조립체.
차량용 디스플레이 조립체로,
상기 차량에 장착되도록 구성된 하우징;
상기 차량의 외부의 장면의 이미지를 디스플레이하는 상기 하우징에 배치된 디스플레이 소자;
상기 하우징에 배치되되, 광 센서는
상기 광 센서의 수광면에 충돌하는 광의 강도를 나타내는 전기 신호를 출력하는 광 센서, 및
광을 수신하도록 구성된 보조 광학 소자로, 여기서 상기 광은 상기 보조 광학 소자를 통해 상기 광 센서로 통과하되, 상기 보조 광학 소자는 통과하는 광을 감쇠하기 위해 실질적으로 중성 색인 틴팅 재료를 포함하는, 상기 보조 광학 소자를 포함하는, 광 센서 조립체; 및
상기 광 센서의 전기 신호를 수신하고, 상기 디스플레이 소자에 의해 디스플레이되는 이미지의 밝기를 조정하기 위한 제어기를 포함하는, 디스플레이 조립체.
제11항에 있어서, 상기 광 센서는
집적 기간에 걸쳐서 노출형 광 변환기 상에 입사하는 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 노출형 광 변환기;
상기 노출형 광 변환기와 연통하며, 상기 노출형 광 변환기에 의해 축적된 전하에 기초한 펄스 폭을 갖는 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로; 및
약 3.3V 내지 약 5.0V 범위의 공급 전압 레벨을 갖는 전원으로부터 전력을 수신하고, 공급 전압 레벨 범위 전반에 걸쳐서 안정한 기준 전압들의 세트를 광-펄스 회로에 발생시키기 위한 밴드갭 전압 기준 회로를 포함하는, 디스플레이 조립체.
제11항 또는 제12항에 있어서, 상기 광 센서는 전원으로부터 전력을 수신하고 상기 광-펄스 회로에 대한 안정한 기준 전압들의 세트를 발생시키기 위한 밴드갭 전압 기준 회로를 포함하고, 여기서 상기 밴드갭 기준 전압 회로는 상기 전원에 의해 공급된 공급 전압으로부터 정전류들을 발생시키고, 상기 밴드갭 전압 기준 회로는 상기 정전류들이 통과되어 상기 안정한 기준 전압들의 세트를 발생시키는 저항 래더들을 포함하는, 디스플레이 조립체.
제11항 내지 제13항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는
집적 기간에 걸쳐서 노출형 광 변환기 상에 입사하는 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 노출형 광 변환기;
광으로부터 차폐되며, 상기 노출형 광 변환기와 실질적으로 동일한 구성을 가지고, 상기 집적 기간에 걸쳐서 잡음에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는 차폐형 광 변환기(shielded light transducer); 및
상기 노출형 광 변환기 및 상기 차폐형 광 변환기와 연통하며, 상기 노출형 및 상기 차폐형 광 변환기들에 의해 축적된 전하들 간의 차에 기초한 펄스 폭을 갖는 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로(light-to-pulse circuit)를 포함하고, 여기서 상기 광-펄스 회로는 상기 펄스의 발생에 기여하는 단안정 논리 회로(one shot logic circuit)를 포함하는, 디스플레이 조립체.
제11항 내지 제14항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 광 센서는
광을 수신하기 위한 창을 가지고, 적어도 전원 접속 패드, 접지 접속 패드, 및 입력/출력 패드를 수용하는 인클로저(enclosure);
상기 인클로저 내부에 배치된 노출형 광 변환기로, 집적 기간에 걸쳐서 상기 노출형 광 변환기 상에 입사하는 상기 창을 통해 수신된 광에 비례하여 전하를 축적하도록 동작하는, 노출형 광 변환기;
상기 노출형 광 변환기와 연통하며, 출력 핀 상에 펄스를 출력하도록 동작하는 광-펄스 회로로, 상기 펄스 폭은 상기 집적 기간에 걸쳐서 상기 노출형 광 변환기에 의해 축적된 전하에 기초하는, 광-펄스 회로; 및
교정 데이터가 상기 광 센서에 대해 얻어질 수 있는 데이터를 저장하기 위한 상기 인클로저 내부의 비휘발성 메모리를 포함하는, 디스플레이 조립체.