KR20160012189A - 경부하로부터 고부하로의 트랜지션 후의 pwm 교정 - Google Patents

경부하로부터 고부하로의 트랜지션 후의 pwm 교정 Download PDF

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KR20160012189A
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리하르트 마리아 슈미츠
에릭 마르슈알코브스키
크리스 영
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첸트룸 미크로엘렉트로닉 드레스덴 악치엔게젤샤프트
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Abstract

본 발명은, 디지털 제어 경로 또는 일정한-온-타임 제어 경로 중 어느 하나에서 생성된 스위칭 신호에 따라 드라이버에 의해 구동되는 하이-사이드 스위치 및 로우-사이드 스위치를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 스위칭 신호에 따른 출력 전압을 생성하기 위한 커패시터 및 인덕터를 포함하는 스위칭가능한 전력 스테이지를 포함하는 스위칭가능한 전력 변환기에 관한 것이다. 멀티-모드 제어기는, 일정한-온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드와 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드 사이를 토글링하도록 구성된다. 멀티-모드 제어기는 추가로, 경부하 모드로부터 고부하 모드로 트랜지션하는 경우, 부가적인 시간 동안 하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 제어 신호를 생성하도록 구성된다.

Description

경부하로부터 고부하로의 트랜지션 후의 PWM 교정{PWM CALCULATION AFTER LIGHT LOAD TO HIGH LOAD TRANSITION}
본 개시는, 경부하(light load) 모드로부터 고부하(high load) 모드로 트랜지션(transition)하는 것에 대해, 경부하 모드 및 고부하 모드를 갖는 스위치형(switched) 전력 변환기를 제어하기 위한 방법에 관한 것이다.
스위치형 DC DC 변환기들은 스위치형 전력 스테이지를 포함하며, 여기서, 출력 전압은 스위칭 신호 및 입력 전압에 따라 생성된다. 스위칭 신호는, 출력 전압을 기준 전압으로 조절하는 제어 회로에서 생성된다. 스위치형 전력 스테이지는, 하이-사이드(high-side) FET(field effect transistor), 로우-사이드(low-side) FET, 인덕턴스, 및 커패시터로 이루어지는 듀얼 스위치를 포함한다. 충전 페이즈 동안, 커패시터를 충전하기 위한 스위칭 신호에 의해 하이-사이드 FET는 턴 온(turn on)되고 로우-사이드 FET는 턴 오프(turn off)된다. 방전 페이즈 동안, 평균 인덕터 전류를 부하 전류에 매칭하기 위해, 하이-사이드 FET는 턴 오프되고 로우-사이드 FET는 턴 온된다. 스위칭 신호는, 제어 법칙(control law)에 의해 결정된 듀티 사이클(duty cycle)을 갖는 디지털 펄스 폭 변조 신호로서 생성된다. 제어 법칙은 PID 보상기에 의해 구현될 수도 있다.
많은 DC DC 변환기들은 또한, 더 낮은 전류들에서 부하가 동작하는 경우 더 양호한 효율성을 갖기 위한 라이트 모드(light mode)를 갖는다. 라이트 모드에서, 디지털 제어 경로에서 스위칭 신호를 생성하는 대신, 스위칭 신호는 일정한-온-타임(constant-on-time) 비교기를 갖는 피드백 루프에 의해 생성된다. 그러나, 부하 전류가 정상 레벨들로 상승하는 경우, 출력 전압의 부적절한 오버슈트(overshoot)를 생성함이 없이 정상 동작(고부하 모드)으로 복귀해야 하는 문제가 존재한다.
따라서, 경부하 모드로부터 고부하 모드로 트랜지션하는 경우, 출력 전압의 부적절한 오버슈트를 회피하는 솔루션이 요구된다.
이러한 솔루션은, 장치 독립항에 따른 전력 변환기, 및 방법 독립항에 따른 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법을 이용하여 달성된다. 종속항들은 본 발명의 추가적인 양상들에 관한 것이다.
본 발명은, 하이-사이드 스위치 및 로우-사이드 스위치를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 스위칭 신호에 따른 출력 전압을 생성하기 위한 스위칭가능한 전력 스테이지(커패시터 및 인덕터를 포함함)를 포함하는 스위칭가능한 전력 변환기에 관한 것으로, 여기서, 스위칭 신호는 디지털 제어 경로 또는 일정한 온-타임 제어 경로 중 어느 하나에서 생성된다. 멀티-모드 제어기는, 일정한 온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드와 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드 사이를 토글링(toggle)하도록 구성된다. 멀티-모드 제어기는 추가로, 경부하 모드로부터 고부하 모드로 트랜지션하는 경우, 부가적인 시간 동안 하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 제어 신호를 생성하도록 구성된다.
멀티모드 제어기는, 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호의 온-타임 지속기간을 연장함으로써 하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하도록 구성될 수도 있다.
구체적으로, 멀티-모드 제어기는, 부하 전류와 인덕터 전류의 상등(equality)이 검출되는 경우, 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호의 온-타임 지속기간을 연장하도록 구성될 수도 있다.
본 발명은 추가로, 인덕터 및 커패시터, 하이-사이드 스위치 및 로우-사이드 스위치를 포함하는 듀얼 스위칭 엘리먼트를 갖는 스위칭가능한 전력 스테이지를 포함하는 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법에 관한 것으로, 방법은, 일정한-온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드와 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드 사이를 트랜지션하는 경우, 부가적인 시간 동안 하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계는, 구체적으로, 부하 전류와 인덕터 전류의 상등이 검출되는 경우, 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호의 온-타임 지속기간을 연장하는 단계를 포함할 수도 있다.
일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호의 온-타임 지속기간은, 고부하 모드 스위칭 신호의 정상 온-타임 기간의 절반만큼 연장될 수도 있다.
대안적으로, 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호의 온-타임 지속기간은, 부가적인 시간 Ton-additional = Vout / Vin * TPWM * 0.5만큼 연장될 수도 있으며, 여기서, Vout은 전력 스테이지의 출력 전압이고, Vin은 입력 전압이고, TPWM은 스위칭 엘리먼트를 제어하는 펄스 폭 변조 신호의 듀티 사이클이다.
첨부된 도면들에 대한 참조가 이루어질 것이다.
도 1은 경부하 모드 및 고부하 모드를 갖는 멀티-모드 보상기에 의해 제어되는 DC-DC 변환기의 블록도를 도시한다.
도 2는, 경부하 모드로부터 고부하 모드로의 트랜지션에 대한 시간의 함수로써 스위칭 신호, 부하 전류, 및 인덕터 전류를 도시한다.
도 3은 인덕터 전류와 부하 전류의 상등을 결정하기 위한 측정 설정(setup)을 도시한다.
도 1은, 전력 스테이지(11)를 포함하는 멀티-모드 제어기에 의해 전력 변환기가 제어되는 실시예를 도시한다. 전력 스테이지(11)는, 하이-사이드 스위치(12) 및 로우-사이드 스위치(13), 인덕터(14) 및 커패시터(15)를 포함하는 듀얼 스위칭 엘리먼트를 포함한다. 하이-사이드 스위치(12) 및 로우-사이드 스위치(13)는 영전류(zero current) 검출을 갖춘 드라이버(117)에 의해 구동된다. 드라이버(117)는, 디지털 제어 경로 또는 일정한-온-타임 제어 경로 중 어느 하나에서 생성된 스위칭 신호를 포워딩(forward)한다. 디지털 제어 경로는 에러 증폭기(115), ADC(114), PID 보상기(113), 및 디지털 펄스 폭 변조기(112)를 포함한다. 일정한-온-타임 제어 경로는, 비교기(18) 및 일정한-온-타임 회로(19) 및 최소 오프-타임(off-time) 회로(110)를 포함한다. 일정한-온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드와 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드 사이의 토글링을 위해 멀티-모드 제어기(111)가 제공된다. 모드는, 부하 전류로부터 결정되거나 또는 출력 전압을 모니터링함으로써 결정된다.
이러한 목적을 위해, 비교기(18)에 의해 출력 전압이 기준 전압과 비교되고, 그 결과가 멀티-모드 제어기(111)에 제공된다.
기준 전압은 디지털 방식으로 제공될 수도 있고, DAC(17)에 의해 아날로그 도메인으로 변환된다.
디지털 제어 경로는, 고부하가 존재하는 경우 활성화되고, 디지털 펄스 폭 변조 스위칭 신호를 생성한다. 에러 증폭기(114)는, 에러 신호를 생성하기 위해 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이를 증폭한다. 에러 신호는 ADC(114)에 의해 디지털 도메인으로 변환된다. PID 보상기(113)는, 디지털 펄스 폭 변조 스위칭 신호를 출력하는 디지털 펄스 폭 변조기(112)에 제공되는 펄스 폭 변조 듀티 사이클을 계산하기 위해, 디지털화된 에러 신호를 프로세싱한다.
에러 증폭기(115), ADC(114), PID 보상기(113), 및 디지털 펄스 폭 변조기(112)는, 멀티-모드 제어기(111)에 의해 대역폭에 관하여 조정된다.
일정한-온-타임 제어 경로는, 경부하가 존재하는 경우에 일정한-온-타임 스위칭 신호를 생성한다. 최소 오프-타임 회로(110)는, 일정한-온 타임과 최소 오프 타임의 합이 디지털 제어 경로에서 생성된 디지털 펄스 폭 변조 신호의 정상 기간보다 다 크다는 것을 보장한다. 멀티-모드 제어기(111)가 이러한 조건이 충족되지 않는다는 것을 검출한 경우, 디지털 제어 경로가 활성화된다.
일정한-온-타임 스위칭 신호와 펄스 폭 변조 스위칭 신호 사이의 스위칭 신호를 멀티플렉싱하기 위한 멀티플렉서(115)가 제공된다. 멀티플렉서(115)는 멀티-모드 제어기(110)에 의해 제어된다.
전력 스테이지(11)는 과잉 전류를 흘러 나가게(drain) 하기 위해 인덕턴스(14)를 단락(short-circuiting)시키기 위한 제 3 스위칭 엘리먼트(16)를 포함한다.
도 2는, 경부하로부터 고부하로의 트랜지션을 위한 멀티-모드 제어기를 갖는 스위치형 DC DC 전력 변환기의 스위칭 신호(커브 a) 및 코일 전류 IL(점선, 커브 b) 및 부하 전류 ILoad(실선, 커브 b)를 도시한다. 스위칭 신호는, 하이 사이드 FET 및 로우 사이드 FET로 이루어지는 듀얼 FET 어레인지먼트(arrangement) 내의 하이-사이드 FET를 제어한다. 경부하 모드에서(시간 축 상의 섹션 21), 스위칭 신호(24)는 일정한-온-타임 비교기를 갖는 피드백 루프에 의해 생성된다. 경부하 모드에서의 일정한 부하 전류(섹션 21, 커브들 a 및 b)에 후속하는 트랜지션 동안의 부하 전류에서의 점프(섹션 22, 커브들 a 및 b)는, 부하 전류가 상승하는 것을 초래하고, 그에 따라, 온-타임 스위칭 신호(25)(커브 a)의 증가된 지속기간을 초래한다.
트랜지션 구간의 끝에서, 보상기는 디지털 고부하 모드로 변경한다(시간 축 상의 섹션 23). 트랜지션의 끝에서, 인덕터 전류는 부하 전류와 동일한다. 이때, 스위칭 신호는 오프-타임으로 진입할 것이다. 그러나, 본 발명에 따르면, 스위칭 신호의 온-타임 지속기간은 고부하 모드에서의 스위칭 신호(27)의 정상 온-타임 기간의 절반(26)만큼 연장된다. 대안적으로, 부가적인 온-타임은 Ton-additional = Vout / Vin * TPWM * 0.5에 의해 계산될 수 있다. 그러므로, 부하 전류와 인덕터 전류의 상등이 검출되는 경우, 온-타임의 지속기간은 연장되고 그리고 Vout / Vin * TPWM * 0.5로 제한된다. 따라서, 출력 전압의 오버슈트가 회피될 수 있다.
도 3은 부하 전류와 인덕터 전류의 상등을 결정하기 위한 측정 설정을 도시한다. 전력 스테이지(31)는 하이-사이드 스위치(32), 로우-사이드 스위치(33), 인덕터(34), 커패시터(35), 및 부하(36)를 포함한다.
부가적으로, 전력 스테이지(31)는 측정 커패시터(37)를 포함한다. 인덕터(34)는, 자신의 이상적인 인덕턴스 및 DCR의 관점에서 도시된다. 커패시터(35)는, 자신의 등가의 직렬 저항 ESR 및 자신의 이상적인 커패시턴스 CI의 관점에서 도시된다. 유사하게, 측정 커패시터는 자신의 측정 저항 Rmeas 및 측정 커패시턴스 Cmeas의 관점에서 도시된다.
인덕터 전류 IL 및 부하 전류 ILoad는, 출력 전압 Vmeas에서 어떠한 적시의(timely) 변경도 존재하지 않는 경우 동일하다. 이러한 조건은, 측정 커패시터(37)가 커패시터(35)의 시간 상수 ESR*CI와 동일한 시간 상수 Rmeas*Cmeas를 갖는 경우 참(true)이다.

Claims (15)

  1. 스위칭가능한 전력 변환기로서,
    하이-사이드(high-side) 스위치(12) 및 로우-사이드(low-side) 스위치(13)를 포함하는 스위칭 엘리먼트에 의한 입력 전압 및 스위칭 신호에 따른 출력 전압을 생성하기 위한, 인덕터(14) 및 커패시터(15)를 포함하는 스위칭가능한 전력 스테이지(11) ― 상기 스위칭 신호는, 디지털 제어 경로 또는 일정한 온-타임(constant on-time) 제어 경로 중 어느 하나에서 생성됨 ―;
    상기 일정한 온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드(light load mode)와 상기 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드(high load mode) 사이를 토글링(toggle)하도록 구성되는 멀티모드 제어기(111)를 포함하며,
    상기 멀티모드 제어기(111)는 추가로, 상기 경부하 모드로부터 상기 고부하 모드로 트랜지션(transition)하는 경우, 부가적인 시간 동안 상기 하이-사이드 스위치(12)를 턴 온(turn on)하기 위한 스위칭 신호를 생성하도록 구성되는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 멀티모드 제어기(111)는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호(25)의 온-타임 지속기간을 연장함으로써 상기 하이-사이드 스위치를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하도록 구성되는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  3. 제 2 항에 있어서,
    부하 전류 및 인덕터 전류를 측정하기 위한 수단을 포함하고,
    상기 멀티모드 제어기는, 상기 부하 전류와 상기 인덕터 전류의 상등(equality)이 검출되는 경우, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호(25)의 온-타임 지속기간을 연장하도록 구성되는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 멀티모드 제어기는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호(25)의 온-타임 지속기간을 상기 고부하 모드에서의 제어 신호의 정상 온-타임 기간의 절반만큼 연장하도록 구성되는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 멀티모드 제어기(111)는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호(25)의 온-타임 지속기간을 부가적인 시간 Ton-additional = Vout / Vin * TPWM * 0.5(26)만큼 연장하도록 구성되고,
    상기 Vout은 상기 전력 스테이지의 출력 전압이고, 상기 Vin은 상기 입력 전압이고, 상기 TPWM은 상기 스위칭 엘리먼트를 제어하는 펄스 폭 변조 신호의 듀티 사이클(duty cycle)인, 스위칭가능한 전력 변환기.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 디지털 제어 경로는, 에러 신호를 생성하기 위해 상기 출력 전압과 기준 전압 사이의 차이를 증폭하기 위한 에러 증폭기(115), 상기 에러 신호를 디지털화된 에러 신호로 변환하기 위한 아날로그 투 디지털(analog to digital) 변환기(114); 디지털 펄스 폭 변조 스위칭 신호를 생성하기 위하여, 디지털 펄스 폭 변조기(112)에 제공되는 펄스 폭 변조 듀티 사이클을 계산하기 위하여 상기 디지털화된 에러 신호를 프로세싱하기 위한 PID 보상기(113)를 포함하는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 일정한 온-타임 제어 경로는, 상기 스위칭가능한 전력 스테이지에서 생성된 출력 전압과 상기 기준 전압을 비교하도록 구성되는 비교기(18); 상기 비교기(18)에 접속되는 일정한 온-타임 회로(19), 및 일정한 온-타임과 최소 오프-타임(off-time)의 합이 디지털 펄스 폭 변조 신호의 정상 기간보다 크다는 것을 보장하기 위한, 상기 일정한 온-타임 회로(19)와 상기 멀티모드 제어기(111) 사이에 접속되는 최소-오프-타임(minimun-off-time) 회로(110)를 포함하는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 멀티모드 제어기(111)는, 상기 일정한 온-타임과 최소 오프-타임의 합이 상기 디지털 펄스 폭 변조 신호의 정상 기간보다 크지 않은 경우, 상기 디지털 제어 경로를 활성화하도록 구성되는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭 신호에 따라 듀얼(dual) 스위칭 엘리먼트를 구동하기 위한 영전류(zero current) 검출을 갖는 드라이버(117); 및
    상기 일정한 온-타임 제어 경로 또는 상기 디지털 제어 경로 중 어느 하나에서 생성된 제어 신호를 상기 드라이버(117)에 포워딩(forward)하도록 상기 멀티모드 제어기(111)에 의해 제어되는 멀티플렉서(multiplexer)(116)를 포함하는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 스위칭가능한 전력 스테이지는, 과잉 인덕터 전류를 흘러 나가게(drain) 하기 위해 인덕터(14)를 단락(short-circuit)시키기 위한 제 3 스위칭 엘리먼트(16)를 포함하는, 스위칭가능한 전력 변환기.
  11. 인덕터(14) 및 커패시터(15), 하이-사이드 스위치(12) 및 로우-사이드 스위치(13)를 포함하는 듀얼 스위칭 엘리먼트를 갖는 스위칭가능한 전력 스테이지를 포함하는 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법으로서,
    일정한 온-타임 제어 경로가 활성화되는 경부하 모드와 디지털 제어 경로가 활성화되는 고부하 모드 사이를 트랜지션하는 경우, 부가적인 시간 동안 하이-사이드 스위치(12)를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계를 포함하는, 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 하이 사이드 스위치(12)를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호(25)의 온-타임 지속기간을 연장하는 단계를 포함하는, 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법.
  13. 제 12 항에 있어서,
    부하 전류 및 인덕터 전류를 측정하는 단계; 및
    상기 부하 전류와 상기 인덕터 전류의 상등이 검출되는 경우, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호(25)의 온-타임 지속기간을 연장하는 단계를 더 포함하는, 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법.
  14. 제 11 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 하이 사이드 스위치(12)를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 스위칭 신호(25)의 온-타임 지속기간을 상기 고부하 모드에서의 제어 신호의 정상 온-타임 기간의 절반만큼 연장하는 단계를 포함하는, 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법.
  15. 제 11 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 하이 사이드 스위치(12)를 턴 온하기 위한 스위칭 신호를 생성하는 단계는, 상기 일정한 온-타임 제어 경로에서 생성된 제어 신호(25)의 온-타임 지속기간을 부가적인 시간 Ton-additional = Vout / Vin * TPWM * 0.5(26)만큼 연장하는 단계를 포함하며,
    상기 Vout은 상기 전력 스테이지의 출력 전압이고, 상기 Vin은 입력 전압이고, 상기 TPWM은 상기 스위칭 엘리먼트를 제어하는 펄스 폭 변조 신호의 듀티 사이클인, 멀티-모드 스위칭가능한 전력 변환기를 제어하기 위한 방법.
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