KR20150132363A - 저전력 로컬 상호연결 네트워크(ｌｉｎ) 수신기를 위한 다중-전류 하모나이즈드 경로들 - Google Patents

저전력 로컬 상호연결 네트워크(ｌｉｎ) 수신기를 위한 다중-전류 하모나이즈드 경로들 Download PDF

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필리페 드발
마리자 페르난데즈
패트릭 베썩스
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

LIN 수신기는, 액티브 모드 동안뿐 아니라 슬립 모드와 싸일런트 모드 둘 다의 동안에서 LIN 시그널링을 검출하기 위한 단일 비교기를 구비한, 슬립 모드와 싸일런트 모드 둘 다를 위한 단일 저전력 구조를 포함한다. 일부 실시예들에서, 최대 수신 능력은 5 마이크로암페어 만큼의 낮은 전류에 의해 구현된다. 특히, 웨이크업 블록을 위한 우위 레벨과 열위 레벨은, 약 3.5V로 고정된, 표준 LIN 레벨들의 그것들과 동일하다. 결과적으로, 슬립 모드 동안에 최대 LIN 수신 능력이 이용가능하다.

Description

저전력 로컬 상호연결 네트워크(ＬＩＮ) 수신기를 위한 다중-전류 하모나이즈드 경로들{MULTI-CURRENT HARMONIZED PATHS FOR LOW POWER LOCAL INTERCONNECT NETWORK(LIN) RECEIVER}
본 발명은 로컬 상호연결 네트워크(LIN)들에 관한 것으로, 특히, 로컬 상호연결 네트워크 수신기들에 관한 것이다.
로컬 상호연결 네트워크(LIN; Local Interconnect Network)는 차량들의 부품들 사이를 통신하는데 사용되는 직렬 네트워크 프로토콜이다. LIN은, 동시에 리포팅 디바이스들 사이를 중재할 필요성을 제거하는, 시간-트리거 마스터-슬레이브 네트워크로서 정의된다. LIN은 단일 선로 통신 버스를 이용하여 구현되는데, 이러한 구현은 배선 및 하네스의 요구사항들을 감소시키고 이로써 중량, 공간 및 비용을 절약하는 데에 도움이 된다.
LIN 컨소시움에 의해 차량 서브-네트워크 애플리케이션들의 저렴한 구현을 위해 특별히 정의된 바와 같이, LIN 프로토콜은 매우 간단하고 비동기 직렬 인터페이스(UART/SCI)를 통해서 동작하기 때문에 상당한 비용 절감을 달성하고, 그리고, 슬레이브 노드들은 셀프-동기화하고 크리스탈들 또는 세라믹 공진기들을 대신하여 온-칩 RC 발진기를 이용할 수 있다.
LIN 네트워크에서의 총 전류 모소를 허용가능한 수준들로 유지하기 위해서는, LIN 네트워크에 다수의 슬레이브 노드들이 증가되는 경우 노드들의 각각에서의 전류 소모를 더욱더 낮출 것이 요구된다.
LIN 네트워크 동작 모드들은, 최대 수신 능력 및 송신 능력을 갖는 액티브(active) 모드; 최대 수신 능력이 제공되지만 송신 능력이 없는 싸일런트(silent)(저전력) 모드; 그리고 웨이킹-업 능력만이 인에이블되는 슬립(sleep)(파워-다운) 모드를 포함한다. 싸일런트 모드에서의 전류 소모는 대략 50 마이크로암페어이고, 반면에 슬립 모드에서의 전류 소모는 대략 5-10 마이크로암페어이다. 따라서, 단지 수신 능력만이 필요한 소비자들은 50 마이크로암페어를 소모하는 싸일런트 모드에서 동작해야 한다.
보통, 싸일런트 모드와 슬립 모드의 기능성은, 소정의 집적회로내의 개별적인 전용 블록들을 이용하여 구현된다.
특히, "우위(dominant)"(로직 로우) 레벨과 "열위(recessive)"(로직 하이) 레벨에 대한 LIN 버스 시그널링 임계값들은, 배터리 전압의 절반(Vbat/2)에 센터링되며(centering), 0.1Vbat 히스테리시스가 전형적으로 요구된다. 즉, 열위-대-우위 임계값은 대략적으로 0.45*Vbat이고, 반면에, 우위-대-열위 임계값은 대략적으로 0.55*Vbat이다. 결과적으로, 윈도우 비교기(window comparator)가 버스 신호들을 식별하는 데에 필요하다. 하지만, Vbat는 6-30V 범위일 수 있고, 이는 윈도우 비교기를 위해 넓은 공통 모드 범위 준수를 요구한다. 즉, Vbat/2(및 LIN 신호) 전압들은 전압 모드들(즉, 싸일런트 및 동작) 동안에 윈도우 비교기의 입력 전압 범위를 극적으로 초과할 수 있다. 그 결과, Vbat/2와 윈도우 비교기의 입력 전압 범위 내에 유지되는 LIN 전압들의 매칭된 분수(fraction)들을 발생시키는 데에, 매칭된 전압 분배기들이 흔히 이용된다.
전압 모드 윈도우 비교기 주위에 상당한 오버헤드(전압 레귤레이터, 외부 바이어스 등)가 필요하기 때문에, 전압 모드에 있는 LIN 수신기의 전체 전류 소모는 슬립 모드 동안에 요구되는 요구사항들을 초과한다. 따라서, 전압 모드 LIN 수신기 비교기는 웨이크 회로 비교기(wake circuit comparator)로서 사용될 수 없다.
슬립 모드 동안의 전력을 절약하기 위해서, 웨이크 회로 비교기는 전형적으로 LIN 버스 전압을 트랜지스터 Vt(임계 전압) 또는 트랜지스터들 Vt의 합과 비교한다. 이는 그 결과 매우 간단한 저전력 회로를 가능케하지만, 한편으로는, 표준 절반 배터리 전압(Vbat/2)보다는 3.5-4V 범위의 일정한 검출 레벨을 또한 요구한다. 따라서, 웨이크 회로는 버스 데이터를 수신하는 데에 이용될 수 없다.
상기 배경기술의 이들 문제점 및 기타 문제점들은, 본 발명의 실시예들에 따른 시스템과 방법에 의해서 대부분 극복된다.
일부 실시예들에 따른 LIN 수신기는, 액티브 모드 동안뿐 아니라 슬립 모드와 싸일런트 모드 둘 다의 동안에, LIN 시그널링을 검출하기 위한 단일 비교기를 갖는, 슬립 모드와 싸일런트 모드 둘 다를 위한 단일 저전력 구조를 포함한다. 일부 실시예들에서, 최대 수신 능력은, 10 마이크로암페어보다 낮은 전류 그리고 5 마이크로암페어만큼 낮은 전류로써 구현된다. 특히, 이 수신기를 위한 우위(dominant) 및 열위(recessive) 레벨들은, 웨이크업 블록(wakeup bloc)으로서 이용될 때, 기본 웨이크 수신기에 대해 약 3.5-4V로 고정되기보다는, 배터리 전압의 절반(Vbat/2)인 표준 LIN 레벨들의 그것들(즉, 우위 및 열위 레벨들)과 동일하다. 결과적으로, 최대 LIN 수신 능력은 슬립 모드에서 가능하다.
실시예들에 따른 로컬 상호연결 네트워크 수신기는, 배터리 전압 입력부; 로컬 상호연결 네트워크(LIN) 버스로부터의 입력부; 및 감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 싸일런트 모드와 슬립 모드에서 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 정의하도록, 감지 저항기에서 배터리 전압 입력부에 결합된 기준 저항기에 의하여 정의되는 전류를 미러링하도록 구성된 전류 미러를 포함한다. 실시예들에 따른 로컬 상호연결 네트워크(LIN) 수신기는, 액티브 모드, 싸일런트 모드 및 슬립 모드 동안에 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 검출하도록 구성된 공통 회로를 포함한다. 일부 실시예들에서, 공통 회로는, 감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 정의하도록, 감지 저항기의 배터리 전압 입력에 결합된 기준 저항기에 의해 정의되는 전류를 미러링하도록 구성된 전류 미러를 포함한다.
실시예들에 따른 방법은, 로컬 상호연결 네트워크(LIN) 수신기를 슬립 모드에서 동작시키는 것; LIN 수신기를 싸일런트 모드로 동작시키는 것을 포함하고; 이 경우, 슬립 모드에서의 동작과 싸일런트/액티브 모드에서의 동작은 공통 회로를 이용하여 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 검출하는 것을 포함한다. 일부 실시예들에 있어서, 공통 회로는, 감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 정의하도록, 감지 저항기의 배터리 전압 입력부에 결합된 기준 저항기에 의해 정의되는 전류를 미러링하도록 구성된 전류 미러를 포함한다.
첨부한 도면들을 참조하면, 본 발명이 더 잘 이해될 것이고, 그의 다양한 목적들, 특징들 및 장점들이 이 기술분야의 통상의 기술을 가진 자에게 명백해질 것이다. 서로 다른 도면들에서 동일한 참조 부호들을 사용하는 것은, 유사하거나 동일한 항목들을 표시한다.
도 1은 예시적인 회로 동작을 도시하는 다이어그램이다.
도 2a - 도 2c는 다양한 실시예들에 따른 예시적인 수신기들을 도시하는 다이어그램들이다.
도 3은 실시예들에 따른 예시적인 수신기를 도시하는 다이어그램이다.
도 4는 실시예들에 따른 예시적인 공급기와 비교기 회로를 도시하는 다이어그램이다.
도 5는 실시예들에 따른 예시적인 수신기를 도시하는 다이어그램이다.
도 6은 실시예들에 따른 예시적인 수신기를 도시하는 다이어그램이다.
도 7은 실시예들에 따른 예시적인 회로를 도시하는 다이어그램이다.
본 개시 및 그의 다양한 특징들 및 유리한 세부 사항들은, 첨부 도면들에 도시되고 이하 상세하게 설명된 예시적인 - 그러므로 비제한적인 - 실시예들을 참조하여 보다 완전하게 설명된다. 하지만, 상세한 설명 및 특정 예들은, 바람직한 실시예들을 나타내지만, 예시로서만 주어지고 한정하고자 하는 것이 아니라고 이해해야 한다. 공지된 프로그래밍 기술들, 컴퓨터 소프트웨어, 하드웨어, 운영 플랫폼들 및 프로토콜들의 설명들은 상세한 본 개시를 불필요하게 애매하게 하지 않도록 하기 위해 생략될 수 있다. 기본적인 발명 개념의 사상 및/또는 범위 내에서의 다양한 대체들, 수정들, 추가들 및/또는 재배열들은 본 개시로부터 이 기술분야의 당업자들에게 명백하게 될 것이다.
본 명세서에서 사용된 바와 같은, "포함한다", "포함하는", "가진다", "갖는" 또는 이들의 임의의 다른 변형의 용어들은 비-배타적인 포함(non-exclusive inclusion)을 의미한다. 예를 들어, 구성요소들의 리스트를 포함하는 프로세스, 제품, 물건, 또는 장치는 반드시 그 구성요소들만으로 제한되는 것이 아니라, 명시적으로 나열되지 않은 또는 이러한 프로세스, 제품, 물건, 또는 장치에 고유한 다른 구성요소들을 포함할 수도 있다. 또한, 본 명세서에 사용된 "또는"의 용어는, 달리 지적되지 않는다면, '포괄적인 또는'을 의미하는 것으로서, '배타적인 또는'을 의미하지 않는다. 예를 들어, 조건 'A 또는 B'는 다음 중 어느 하나에 의해 만족된다: A가 참이고(또는 존재하고) B는 거짓이다(또는 존재하지 않는다), A가 거짓이고(또는 존재하지 않고) B가 참이다(또는 존재한다), 및 A와 B는 둘 다 참이다(또는 존재한다).
부가적으로, 여기에서 주어진 임의의 실시예들 또는 도시들은 어떤 경우에도 이들과 함께 사용되는 임의의 용어 또는 용어들의 제한들, 한정들, 또는 명시적 정의들로 간주되어서는 안된다. 대신에 이 실시예들 또는 도시들은 하나의 특정 실시예에 관하여 설명된다고 간주되어야 하고, 또한 단지 예시적인 것으로 간주되어야 한다. 이 실시예들 또는 도시들과 함께 사용되는 임의의 용어 또는 용어들이 실시예들의 구현들 또는 개조들뿐만 아니라 다른 실시예들까지도 포괄하고, 그 용어 또는 용어들은 본 명세서에서 실시예와 함께 또는 다른 곳에서 제공될 수 있고 또는 제공되지 않을 수도 있으며, 모든 이러한 실시예들은 그 용어 또는 용어들의 범위 내에 포함되도록 되어 있음을, 본 기술분야의 통상의 기술을 가진 자들은 인식할 것이다. 이러한 비제한적인 예시들 및 도시들을 지시하는 언어는 "예를 들어", "예를 들면", "예컨대", "일 실시예에서" 등을 포함하지만, 이들로 한정되는 것은 아니다.
상기한 바와 같이, 전형적인 LIN 수신 회로들은 싸일런트/액티브 모드들과 슬립 모드 신호 검출/기능성을 위한 개별의 회로망을 요구한다. 이하에서 더 상세하게 논의되는 바와 같이, 일부 실시예들에 따른 LIN 수신기는, 슬립 모드와 싸일런트/액티브 모드를 위한 단일 저전력 구조를 포함한다. 특히, 웨이크업 블록(bloc)의 우위 레벨 및 열위 레벨은, 배터리 전압의 절반(Vbat/2)으로 고정된, 표준 LIN 레벨들의 우위 레벨 및 열위 레벨과 동일하다. 결과적으로, 슬립 모드 동안에 최대 LIN 수신 능력이 가능하다. 즉, 간단한(compact) 구조로 슬립 모드와 싸일런트/액티브 모드 동작을 위한 모든 LIN 요구사항들에 부합하는 단일 회로가 제공된다.
이제, 도 1로 돌아가면, LIN 수신기 입력 회로(100)의 일 실시예의 동작을 도해하는 다이어그램이 도시되어 있다. 이하에서 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 미러링 비율(ratio)을 통해서 히스테리시스가 구현된다. 기준 저항기(R0)는 Vbat와 그라운드(GND) 사이에 결합된다. 기준 저항기의 절반값(R0/2)을 갖는 감지 저항기(R1)가 Vlin에 결합된다. 기준 저항기에서의 전류는 Vbat/R0 이다. 이 전류는, 감지 저항기에 미러링(mirror)되어 Vbat/2의 전압강하를 유발한다. 감지 저항기의 냉점(cold point)의 전압(Vrxd)이 측정된다.
LIN 사양에 따르면, Vlin이 Vbat/2보다 클 때, LIN 버스는 열위이고, 반면에 Vlin이 Vbat/2보다 작을 때 LIN 버스는 우위이다. Vrxd = Vlin - Vbat/2 이기 때문에, Vrxd가 양수이면, LIN 버스는 열위이고, 반면에 Vrxd가 음수이면 LIN 버스는 우위이다.
실시예들에 따른 예시적인 수신기(200)의 간략한 다이어그램이 도 2a에 도시되어 있다. 특히, 상기 회로는 도 1에 도시된 것과 유사한 전류 미러 입력부(100a), 저주파 필터(204) 및 디지털 출력 버퍼(202)를 포함한다. 전류 미러 회로(100a)는 기준 저항기(R0)와 Vbat 사이에 결합된 이득 보상 다이오드-연결 MOS(M0)를 포함한다. 다이오드-연결 MOSFET들(M0, M1) 각각의 양단 전압이 Vt이기 때문에, R0의 양단 전압은 Vbat - 2Vt이고, 전류는 (Vbat - 2Vt)/R0 이다. 그리고 감지 저항기(R1) 양단에서의 전압강하는 Vbat/2 - Vt 이다. 감지 저항기(R1)의 냉점(RX)는, 미러 출력부를 통해서 구동되고 저주파 필터(204)의 입력부에 연결된다. 디지털 출력 버퍼(202)에는 2Vt와 동일한 디지털 전압이 공급되는데, 이하에서 더 상세히 논의될 것이다. 디지털 출력 버퍼의 입력 임계값은 그래서 Vt이다. 따라서, Vlin이 Vbat/2보다 크면, Vrx는 Vt보다 크고 Rxd = 1이다(열위). Vlin이 Vbat/2보다 작으면, Vrx는 Vt보다 작고 Rxd = 0이다(우위).
x*Vbat 히스테리시스는, 전류 미러의 고정된 미러링 비율을 도 2b에 도시된 바와 같은 RX 레벨 의존 비율로 변경함으로써 달성될 수 있다. 도 2a의 M2 트랜지스터는 2개의 트랜지스터들(M20 및 M21)로 분리되고, 트랜지스터(M20)는 (1-x)의 미러링 비율을 제공하고 트랜지스터(M21)는 2x의 미러링 비율을 제공하며, 그리고 스위치(M22)가 M21에 직렬로 추가된다. 스위치(M22)는 RX 출력(rxd)에 의해 제어되는 인버터(206)를 통해서 구동된다.
RX 출력이 열위(하이)이면 인버터(206)의 출력은 로우이고 M22 스위치는 오프이다. 따라서, R1에서의 전압강하는 그의 명목 값의 (1-x)이고, 임계값은 (1-x)*Vbat/2 + x*Vt로 변경된다. 여기서, Vt는 Vbat에 비하여 작기 때문에, 이 값은 대략 (1-x)*Vbat/2 이다. Lbus(LIN)가 (1-x)*Vbat/2 아래로 떨어지자마자, RX 출력은 로우로 되고, 인버터(206)의 출력은 하이로 되고, M22는 턴 "온" 된다. 따라서, 임계값은 (1+x)*Vbat/2 + x*Vt로 변경된다. 여기서, Vt는 Vbat에 비해 작기 때문에, 이 값은 대략 (1+x)*Vbat/2 이다. 이는 x*Vbat 히스테리시스를 만든다. 전형적인 10% Vbat 히스테리시스를 만들기 위해서, x는 0.1로 설정된다. 즉, 열위-대-우위 임계값은 대략 0.45*Vbat이고, 우위-대-열위 임계값은 대략 0.55*Vbat이다.
특정의 저주파 필터링 기술이 도시되었지만(저주파 필터(204)), 다양한 저주파 필터링 기술들이 적용될 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들면, 도 2c에 도시된 바와 같은 액티브 필터링이 적용될 수 있다. 도시된 예시의 수신기(203)에서, 저주파 필터링 커패시터(C2)(도 2a)의 냉점이 버퍼(202)의 z 출력부에 연결된다. 다른 실시예들에서는, C1 냉점이 그보다도 버퍼(202)의 z 출력부에 연결될 수 있다. 다른 구성들도 가능하다.
실시예들에 따른 수신기 회로의 또하나의 예시가 도 3에 도시되어 있다. 특히, 회로(300)는 디지털 출력 버퍼(202)를 더욱 상세하게 도시한다. 회로(300)는, 도 2a의 회로(200)와 전체적으로 유사하며, 공급기(304)에 전류(Ibias)를 공급하는 트랜지스터(M3)를 포함하고, 공급기(304)는 2Vt 바이어스 전압(Dvdd)을 발생시킨다. 비교기(302)는, 저주파 필터(204)의 출력(RX_LP)을 수신하고, Vt의 임계값을 갖는다.
Vdd 공급기와 비교기는 도 4에 더 상세하게 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 공급기(304)는 트랜지스터들(P0 및 N1-N4)을 포함하고, 반면에 비교기는 트랜지스터들(P5, P7, N6, 및 N8)을 포함한다. Vdd 공급기는, 트랜지스터(N2)에서 입력 전류(Ibias)를 수신하고 트랜지스터(N3)에서 배터리 전압(Vbat)을 수신한다. P0 및 N1 트랜지스터들은, 도 2a-2c 및 도 3의 M0 트랜지스터 양단의 Vt에 대응하는, 2Vt 바이어스 전압을 발생한다. N3는, 자신의 소스에서, 2Vt 바이어스 전압의 버퍼된 복사본을 제공한다. N2는 N3의 게이트 전압을 제공하고, 반면에 N1 전류를 미러링하는 N4는 N3에 필요한 바이어스 전류(Ibias)를 제공한다. Vt(1/2*2Vt)의 임계값을 갖는 비교기로서 동작하는 P5-N6 및 P7-N8 트랜지스터들은, 직렬의 2개의 인버터들로서 동작한다. P5-N6 인버터의 출력 노드는, 히스테리시스 모니터링 스위치(M22)(도 2b)를 구동하기 위한 반전된 출력(zn)으로서 이용될 수 있다.
상기한 실시예들은 버스 레벨(열위 또는 우위)을 검출하기 위한 간단하고 효율적인 방식을 제공한다. 하지만, 노드(RX)에서 전압 스윙을 고려하는 것이 추가적으로 필요하다. 도 2a-2c 및 도 3에 설명된 구조에 있어서, 노드(RX 및 RX_LP)(도 3)에서의 전압은, 우위 버스 레벨 동안의 영(gnd)에 가까운 전압으로부터 버스상의 열위 레벨 동안의 Vbat/2에 가까운 전압까지의 범위일 것이다. 이는, 많은 애플리케이션에서 저전압(LV) 디바이스들을 이용하는 디지털 버퍼(202)의 안전 입력 동작 범위를 초과할 수 있다. 그래서, 일부 실시예들은 노드(RX)에 클램핑 네트워크를 제공한다. 예시적인 클램프를 구현하는 실시예들에 따른 수신기 회로가 도 5에 도시되어 있다. 다른 클램핑 네트워크들이 제공될 수 있음을 알 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, M4 PMOS 디바이스가 이용되는데, 그 드레인은 그라운드에 연결되고, 게이트는 Dvdd 공급기(=2Vt)에 연결되고, 소스는 RX에 연결되어 있다. M4의 경우에, 노드(RX)에서의 전압은 이제, 포지티브측에서 3Vt로 제한되고, 네가티브측에서 -Uj로 제한된다(Uj는 접합 전압임). M4의 경우에, 노드(RX)의 최대 스윙 범위는, 이와 같이 (+3Vt, -Uj) 범위로 억제된다. Vt 전압은 많은 실시예들에서 Uj와 거의 동일하므로, 이 범위는 (+3Vt, -Vt)로 다시 쓸 수 있다. 따라서, 이 범위는 Vt와 동일한 수신기 임계값에 거의 센터링 된다. 도시된 바와 같이, 클램핑은 수신기 임계값에 대하여(versus) 대칭적인 행동을 유발하고, 그래서 HF 간섭들이 원래 버스 신호에 중접될 때에 수신기 특성들의 강한 저하를 방지한다. 하지만, 미세한 저하는 남을 수 있다. 그러므로, 전-필터링(pre-filtering)이 필요할 수 있다. 이 전-필터링을 달성하기 위한 간단한 방식은, 도 5의 수신기(205)에 도시되어 있다. 저항기(R1 = Rref/2)는 이제, Rref/6의 3개의 직렬 요소들(R10, R11, 및 R12)로 분리되어, 전체 값이 Rref/2와 같게 유지된다. 추가로, 2개의 커패시터들(C3 및 C4)이, 이 전-필터링 기능을 구현하기 위해서, 생성된 중간 지점들에 연결된다.
상기 설명에서, 히스테리시스가 없는 전류 미러 비율은 1로 설정되었고(Isense = Iref), Rsense/Rref 비율은 1/2로 설정되었다. 즉, 감지 저항기 양단의 전압강하가 기준 저항기의 양단 전압의 절반과 동일하게 되도록, Rsense*Isense는 0.5*Rref*Iref와 동일하다. 그러므로, 임의의 전류 미러 Isense/Iref 비율도 이용될 수 있다. 충족해야할 유일한 조건은 단지, Rref/Rsense = 2*Isense/Iref (또는, Isense/Iref = 0.5*Rref/Rsense)가 되게 하는 것으로, 여기서, Isense/Iref는 히스테리시스가 없는 미러링 비율이다.
고전압(HV) 커패시터들이 전-필터링 네트워크에 필요할 수 있다. 보통, HV 커패시터들은, 열등한(poor) 시트 커패시턴스(sheet capacitance)를 가지며, 전-필터링 네트워크의 요구되는 RC 시상수에 부합하기 위해 Rsense (R10+R11+R12) 영역보다 상당히 큰 레이아웃 영역을 요구할 수 있다. 그러므로, 일부 실시예들에서, Rsense 값과 HV 커패시터 값은, 어느 값들이 전(pre)-필터링 섹션의 최소의 전체 레이아웃 영역을 제공할 것인지에 근거하여, 결정된다. 전류 미러 이득(G)은 다음의 수식을 이용하여 결정될 수 있다: G = Isense/Iref = 0.5*Rref/Rsense(히스테리시트가 없음).
도 6은 상기한 다양한 기술들에 근거한 간단한 매우 저전력의 LIN 수신기(600)를 개략적으로 도시한다.
이 수신기의 출력부에서 이용가능한 rxd 신호의 하이 레벨은 2Vt와 동일한데, 이는 전체 수신기 회로망의 나머지(도시하지 않음)에 의해서 처리되기에는 너무 낮은 레벨일 수 있다는 것을 알 수 있다. 그러므로, 많은 애플리케이션들에서, rxd 신호는 레벨 시프터에 인가될 것이고, 레벨 시프터는 rxd 신호를 수신기 회로망의 나머지에 의해 처리하기 위해 요구되는 레벨까지 변환할 것이다. 신호들을 레벨-시프팅 업(level-shifting up)하는 기술들은 공지되어 있으므로 여기에서 설명하지는 않는다.
일부 실시예들에서, 클램프 대신에, 듀얼 미러 전류 모드 접근책이 이용될 수 있다. 이러한 회로는 도 7에 도시되어 있다. 보상 다이오드(MP0), 기준 저항기(R0), 및 기준 전류 미러(MN0, MN1)에 근거한 감지 Vbat 섹션은 변경되지 않는다. 하지만, 감지 저항기(R1)는 이제 LIN MN3, MN2 미러의 입력부에 연결된다. MN1 출력부 기준 전류는, MP1, MP2 미러에서 미러링되고 LIN 전류 미러 출력(MN2 출력 전류)과 합산되어, 전류 비교기를 생성한다. 전류 비교기는 반전된 출력부를 갖는다. 따라서, Rxd 수신된 신호의 올바른(correct) 극성을 복원하기 위해서 인버터(inv1)가 제공된다. 도시된 실시예에서, 모든 전류 미러 비율들은 1로 추정되고 또한 MP1/MP2 전류 미러에 디지털 Dvdd 공급 전압이 공급되지만, 임의의 다른 공급 전압도 이용될 수 있다.
동작에 있어서, LIN 버스 전압이 Vbat/2보다 클 때(열위), 감지 저항기(R1)의 전류는 기준 저항기(R0)의 전류보다 크다. 따라서, MN2 전류는 MP2 전류보다 크고, Rxn 노드는 로우이다. 한 번 반전되면, Rxd 출력은, LIN 버스상의 열위 레벨을 반영하는 하이이다. LIN 버스 전압이 Vbat/2 보다 작으면(우위), LIN 감지 전류는 기준 전류보다 작다. 따라서, MN2 전류는 MP2 전류보다 작으며, Rxn 노드는 하이이다. 한 번 반전되면, Rxd 출력은, 버스상의 우위 레벨을 반영하는 하이이다. 이 접근법에 의해, 배터리 전압 정보와 버스 전압 정보가 추가적인 MN4 및 MN5 트랜지스터들(점선 표시)을 통해서 제공될 수 있다.
상기한 바와 같이, 도 7의 실시예에서, 히스테리시스가 없는 미러들의 비율들은 간단하게 1로 설정될 수 있다. 일부 실시예들에서, 비율들은 1과 다를 수 있다. 히스테리시스가 없으면, 감지 저항기(R1) 양단의 전압강하가 기준 저항기(R0) 양단 전압의 절반과 동일하도록, 적용할 규칙은 이득(MN2/MN3) = 2*R1/R0 * 이득(MN1/MN0) * 이득(MP2/MP1) 이다.
비록, 전술한 본 명세서가 특정 실시예들을 설명하지만, 여기에 개시된 실시예들의 세부 사항들에서의 수많은 변경들 및 부가적인 실시예들은 이 설명을 참조하는 기술분야에서 통상의 기술을 가진 자들에게 명백할 것이고, 또한 이들에 의해 만들어질 수 있다. 이러한 관계에서, 본 명세서 및 도면은 제한적인 의미라기보다는 오히려 예시적인 의미로 간주되어야 하고, 모든 이러한 변경들은 본 개시의 범위 안에 포함된다. 따라서, 본 개시의 범위는 다음의 청구항들 및 이들의 법적인 균등물들에 의해 결정되어야 한다.

Claims (46)

  1. 배터리 전압 입력부;
    로컬 상호연결 네트워크(LIN) 버스로부터의 입력부; 및
    감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 액티브 모드, 싸일런트 모드 및 슬립 모드에서 상기 LIN 버스의 우위 상태 및 열위 상태를 정의하도록, 상기 감지 저항기에서 상기 배터리 전압 입력부에 결합된 기준 저항기에 의해 정의된 전류를 미러링(mirror)하도록 구성된 전류 미러를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 배터리 전압 입력부와 상기 기준 저항기 사이에 연결된 다이오드를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 감지 저항기는, 상기 기준 저항기의 절반값을 갖는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 감지 저항기의 상기 출력 지점에 결합된 저주파 필터를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 단일 저항기를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  6. 제3항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 복수의 저항기들을 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 저항기들 사이의 중간 지점들(intermediate points)에 복수의 커패시터들을 더 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  8. 제4항에 있어서,
    상기 저주파 필터의 입력부에 전압 스윙 보상 회로망을 더 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은 클램핑 네트워크를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  10. 제8항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은, 듀얼 미러 공통 모드 회로망을 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  11. 제4항에 있어서,
    상기 저주파 필터에 결합되는 또한 상기 다이오드 양단의 전압강하에 해당하는 입력 임계값을 갖는 출력 버퍼를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 다이오드는 다이오드-연결 MOS 트랜지스터인, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  13. 제1항에 있어서,
    전력 소모는, 슬립 모드와 싸일런트 모드에서 실질적으로 유사한, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 전류 미러는 다른 미러링 비율들을 전환가능하게 선택함으로써 히스테리시스를 구현하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  15. 액티브 모드, 싸일런트 모드 및 슬립 모드 동안에 로컬 상호연결 네트워크(LIN) 버스의 우위 상태와 열위 상태를 검출하도록 구성된 공통 회로를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 공통 회로는,
    감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 상기 LIN 버스의 우위 상태 및 열위 상태를 정의하도록, 상기 감지 저항기의 배터리 전압 입력부에 결합된 기준 저항기에 의해 정의된 전류를 미러링(mirror)하도록 구성된 전류 미러를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  17. 제16항에 있어서,
    상기 배터리 전압 입력부와 상기 기준 저항기의 사이에 연결된 다이오드를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  18. 제17항에 있어서,
    상기 미러링 비율과 상기 기준 저항기와 상기 감지 저항기 사이의 상기 비율은, 상기 감지 저항기 양단의 전압강하가 상기 기준 저항기 양단의 전압강하의 절반이 되는 방법으로 크기가 정해지는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 감지 저항기의 상기 출력 지점에 결합된 저주파 필터를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 단일 저항기를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 복수의 저항기들을 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 저항기들 사이의 중간 지점들에 복수의 커패시터들을 더 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  23. 제19항에 있어서,
    상기 저주파 필터의 입력부에 전압 스윙 보상 회로망을 더 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은 클램핑 네트워크를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  25. 제23항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은 듀얼 미러 공통 모드 회로망을 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  26. 제19항에 있어서,
    상기 저주파 필터에 결합되는 또한 상기 다이오드 양단의 전압강하에 해당하는 입력 임계값을 갖는 출력 버퍼를 포함하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 다이오드는 다이오드-연결 MOS 트랜지스터인, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  28. 제16항에 있어서,
    전력 소모는 슬립 모드와 싸일런트 모드에서 실질적으로 유사한, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  29. 제16항에 있어서,
    슬립 모드 동안의 전류 소모는 배터리 전압에 비례하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  30. 제16항에 있어서,
    상기 전류 미러는 다른 미러링 비율들을 전환가능하게 선택함으로써 히스테리시스를 구현하는, 로컬 상호연결 네트워크 수신기.
  31. 로컬 상호연결 네트워크(LIN) 수신기를 슬립 모드로 동작시키는 것;
    상기 LIN 수신기를 싸일런트 모드로 동작시키는 것;
    상기 LIN 수신기를 액티브 모드로 동작시키는 것을 포함하고,
    상기 슬립 모드에서의 동작과 상기 싸일런트 모드 및 상기 액티브 모드에서의 동작은, 공통 회로를 이용하여 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 검출하는 것을 포함하는, 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 공통 회로는, 감지 저항기의 출력 지점에서의 전압이 상기 LIN 버스의 우위 상태와 열위 상태를 정의하도록, 상기 감지 저항기의 배터리 전압 입력부에 결합된 기준 저항기에 의해 정의된 전류를 미러링하도록 구성된 전류 미러를 포함하는, 방법.
  33. 제32항에 있어서,
    상기 배터리 전압 입력부와 기준 저항기 사이에 연결된 다이오드를 포함하는, 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    상기 미러링 비율과 상기 기준 저항기 및 상기 감지 저항기 사이의 상기 비율은, 상기 감지 저항기 양단의 전압강하가 상기 기준 저항기 양단의 전압강하의 절반이 되는 방법으로 크기가 정해지는, 방법.
  35. 제33항에 있어서,
    상기 감지 저항기의 상기 출력 지점에 결합된 저주파 필터를 포함하는, 방법.
  36. 제34항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 단일 저항기를 포함하는, 방법.
  37. 제34항에 있어서,
    상기 감지 저항기는 복수의 저항기들을 포함하는, 방법.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 저항기들 사이의 중간 지점들에 복수의 커패시터들을 더 포함하는, 방법.
  39. 제35항에 있어서,
    상기 저주파 필터의 입력부에 전압 스윙 보상 회로망을 더 포함하는, 방법.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은, 클램핑 네트워크를 포함하는, 방법.
  41. 제39항에 있어서,
    상기 전압 스윙 보상 회로망은, 듀얼 미러 공통 모드 회로망을 포함하는, 방법.
  42. 제35항에 있어서,
    상기 저주파 필터에 결합되는 또한 상기 다이오드 양단의 전압강하에 해당하는 입력 임계값을 갖는 출력 버퍼를 포함하는, 방법.
  43. 제33항에 있어서,
    상기 다이오드는 다이오드-연결 MOS 트랜지스터인, 방법.
  44. 제32항에 있어서,
    전력 소모는 슬립 모드와 싸일런트 모드 둘 다에서 실질적으로 유사한, 방법.
  45. 제32항에 있어서,
    슬립 모드 동안의 전류 소모는 배터리 전압에 비례하는, 방법.
  46. 제32항에 있어서,
    상기 전류 미러는, 다른 미러링 비율들을 전환가능하게 선택함으로써 히스테리시스를 구현하는, 방법.
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