KR20150122628A - 2―단계 스위치드 커패시터 플래시 ａｄｃ - Google Patents

2―단계 스위치드 커패시터 플래시 ａｄｃ Download PDF

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KR20150122628A
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뱅쌍 키켐포와
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마이크로칩 테크놀로지 인코포레이티드
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Abstract

스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터를 위한 입력 스테이지는, 입력 전압을 수신하는 차동 전압 입력부, 초프된 기준전압을 수신하는 차동 기준전압 입력부, 공통전압 연결부, 및 차동 출력부를 포함한다. 입력 커패시터들의 쌍은 차동전압 입력부와 차동 출력부의 사이에 결합하고, 기준 커패시터들의 쌍은 차동 기준전압 입력부 사이에 결합된다. 스위칭 유닛은, 제1단계 동안에는 입력 커패시터들의 제1단자를 공통전압 연결부에 연결시키고 기준 커패시터의 제1단자를 반전된 차동 전압 기준부에 결합시키고, 제2단계 동안에는 입력 커패시터들의 제1단자를 차동 전압 입력부에 연결시키고 기준 커패시터들의 제1단자를 비반전된 차동 전압 기준부에 결합시킨다.

Description

2―단계 스위치드 커패시터 플래시 ＡＤＣ{2-PHASE SWITCHED CAPACITOR FLASH ADC}
본 발명은, 2013년 02월 27일에 출원된 미국 가출원 No. 61/769,928의 이익을 주장하며, 상기 가출원은 그 전체가 본 명세서에 통합된다.
본 발명은 2-단계 스위치드 커패시터 플래시 아날로그-디지털 컨버터(ADC)에 관한 것으로서, 특히 초퍼 전압 기준부를 이용하는 플래시 ADC에 관한 것이다.
종래의 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터(ADC)(100)의 블록도가 도 1에 도시되어 있다. 변환될 입력 신호가 루프 필터(110)를 통해서 양자화기(120)에 제공되는데, 상기 신호는 양자화기에서 일반적으로 1-비트 또는 다중 비트 분해능을 갖는 출력 비트 스트림으로 변환된다. 출력 신호는, 디지털-아날로그 컨버터(DAC)(130)를 통해서 루프 필터(110)에 피드백되는데, 이 루프필터에서 출력신호는 입력 신호로부터 감산된다.
이러한 타입의 아날로그-디지털 컨버터는, 양자화 노이즈와 오프셋 에러들을 도입한다. 특히, 전압 기준부가 양자화기 내에서 사용되는데, 이 양자화기는 오프셋 전압을 도입하고, 따라서 측정된 신호를 왜곡한다.
스위치드 커패시터 DAC의 향상된 설계가 요구된다.
일 실시예에 따르면, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지는, 입력 전압을 수신하는 차동 전압 입력부; 초프된 기준전압을 수신하는 차동 기준전압 입력부; 공통 전압 연결부; 차동 출력부; 상기 차동 전압 입력부와 상기 차동 출력부의 사이에 결합한 한쌍의 입력 커패시터; 상기 차동 기준전압 입력부의 사이에 결합한 한쌍의 기준 커패시터; 제1단계 및 제2단계로 제어되는 스위칭 유닛으로서, 상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제1단자를 상기 공통 전압 연결부에 연결시키도록 그리고 상기 기준 커패시터들의 제1단자를 반전된 차동 전압 기준부에 결합시키도록 동작가능하고, 그리고 상기 제2단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제1단자를 상기 차동 전압 입력부에 연결시키도록 그리고 상기 기준 커패시터들의 상기 제1단자를 비반전된 차동 전압 기준부에 결합시키도록 동작가능한 스위칭 유닛을 포함한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계와 상기 제2단계는, 비중첩(non-overlapping) 클록 신호들에 의해 정의된다. 추가 실시예에 따르면, 상기 기준전압은, 상기 비중첩 클록 신호들을 이용하여 초프된다. 추가 실시예에 따르면, 상기 기준전압은, 하나의 단계 동안에는 양의 오프셋 전압을 포함하고, 다른 단계 동안에는 음의 오프셋 전압을 포함한다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제2단자들이 상기 공통 전압 연결부에 결합한다. 추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제2단자들이 음의 입력 전압에 결합한다. 추가 실시예에 따르면, 양의 입력 커패시터의 상기 제1단자와 양의 기준 커패시터의 상기 제1단자는 양의 출력단자에 결합하고, 음의 입력 커패시터의 상기 제1단자와 음의 기준 커패시터의 상기 제1단자는 음의 출력단자에 결합한다. 추가 실시예에 따르면, 상기 공통 전압 연결부는 그라운드이다. 추가 실시예에 따르면, 상기 공통 전압 연결부는 가상 그라운드이다.
또하나의 실시예에 따르면, 입력 신호를, 한쌍의 입력 커패시터들과 한쌍의 기준 커패시터들을 구비하는 입력 스테이지 -상기 입력 커패시터들과 상기 기준 커패시터들의 각각의 제1단자는 양의 출력단자와 음의 출력단자에 각각 연결되어 있음- 를 갖는 시그마 델타 변조기의 양자화기에 제공하는 방법으로서, 상기 방법은, 제1단계 동안에는, 상기 양의 출력단자와 상기 음의 출력단자를 공통 전압부에 연결시키고, 그리고 상기 기준 커패시터를 반전된 기준전압으로써 충전시키는 것; 그리고 이후의 제2단계 동안에는, 상기 양의 출력단자와 상기 음의 출력단자를 상기 공통 전압부로부터 분리시키고, 그리고 상기 입력 커패시터들의 상기 제1단자들을 비반전 차동 입력 전압부에 각각 연결시키고, 상기 기준 커패시터들의 상기 제1단자들을 비반전된 전압 기준부에 연결시키는 것을 포함한다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계와 상기 제2단계는, 비중첩 클록 신호들에 의해 정의된다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 기준전압은 상기 비중첩 클록 신호들을 이용하여 초프된다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 기준전압은, 하나의 단계 동안에는 양의 오프셋 전압을 포함하고, 다른 단계 동안에는 음의 오프셋 전압을 포함한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제2단자들이 상기 공통 전압부에 결합한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제2단자들이 반전된 입력 전압부에 결합한다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 공통 전압 연결부는 그라운드이다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 공통 전압 연결부는 가상 그라운드이다.
다양한 실시예들에 따르면, 초퍼(chopper) 전압 기준부를 이용하는 2-단계 스위치드 커패시터 플래시 ADC가 제공되는데, 여기서, 기준전압이 플래시 ADC 내에서 평균화된다. 본 개시는, 전압 기준부의 오프셋에 의해 영향받지 않고 또한 초퍼 기준전압을 평균화하기 위한 회로망을 추가하지 않으면서, 2-단계 스위치드 커패시터 기반의 플래시 ADC에 초퍼 전압 기준부를 어떻게 이용할 수 있는지의 문제를 해결한다.
도 1은 시그마 델타 변조기의 블록도를 도시한다.
도 2는 종래의 플래시 ADC 스테이지를 도시한다.
도 3은 초프된 전압 기준부를 도시한다.
도 4는 제1 실시예에 따른, 시그마 델타 변조기의 입력 스테이지를 도시한다.
도 5는 제2 실시예에 따른, 시그마 델타 변조기의 입력 스테이지를 도시한다.
도 1에 도시된 예시와 같은 시그마 델타 컨버터들에서는, 플래시 ADC들이 종종 다중 레벨 변조기용 양자화기를 만드는데 이용된다. 이러한 플래시 ADC들은 종종 용량(capacity) 기반이며, 여기에는, 신호와 기준을 샘플링하는 스위칭 네트워크와, 뒤이어서 그 결과로 생긴 샘플된 신호가 전압 기준부에 의해 제공되는 임계값보다 높은지를 비교하는 비교기가 있다.
플래시 ADC는 종종, 2개의 독립적인 비교부들 사이의 커패시터 전하들을 리셋할 수 있도록, 2 단계들(하나의 리셋 단계와 하나의 비교 단계)을 이용한다. 기준전압은 종종, 기준 신호의 l/f 노이즈와 오프셋 에러들을 회피하기 위해, 초퍼 전압 기준 소스로부터 인입된다.
다양한 실시예들에 따르면, 초퍼 전압 기준부를 이용하는 2 단계 스위치드 커패시터 플래시 ADC가 제공될 수 있는데, 여기서, 기준전압은 플래시 ADC 내에서 평균화되므로, 초퍼 신호들을 평균화하는데 어떤 저주파 필터도 요구되지 않는다. 이로 인해, 또한, 플래시 ADC의 기준 커패시터들이 절반으로 작아질 수 있다. 이것은, 비-버퍼되고 비-초프된 전압 기준부 신호를 플래시 ADC들을 위한 기준 소스로서 구비해야할 필요성을 제거할 것이고, 그에 의해 다중-레벨 변조기들의 설계 또한 단순화시킬 것이다.
종래의 플래시 ADC는, 다중 비교기 스테이지들(ADC 분해능의 n+1 레벨들을 위한 n 비교기들)로 구성된다. 각 스테이지에서는, 도 2에 도시된 예시와 같이, 각각의 비교기 스테이지가 전형적으로 스위치드(switched)-커패시터 회로에 의해 구동된다.
이 회로는 차동 입력 스테이지인데, 상기 차동 입력 스테이지는 입력 신호용 Vin+/-, 기준 신호용 Vref+/-, 및 공통-모드 가상 그라운드 신호 또는 그라운드 신호용 VCM을 갖는다. 스위치(210a)는 Vin+를 커패시터(230a)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(230a)의 제2단자는 출력단자(OP)에 결합한다. 스위치(215a)는 Vref+를 커패시터(240a)의 제1단자에 연결시키고, 커패시터(240a)의 제2단자는 출력단자(OP)에 결합한다. 스위치(215b)는 Vref-를 커패시터(240b)의 제1단자에 연결시키고, 커패시터(240b)의 제2단자는 출력단자(OM)에 결합한다. 스위치(210b)는 Vin-를 커패시터(230b)의 제1단자에 연결시키고, 커패시터(230b)의 제2단자는 출력단자(OM)에 결합한다.
스위치들(220a-d)은, 커패시터들(230a, 240a, 240b, 및 230b)의 제1단자를 VCM에 결합시키도록 제공된다. 스위치들(250a 및 250b)은 출력단자들(OP 및 OM)을 VCM에 연결시키고, 스위치(260)는 OP와 OM을 연결시킨다. 스위치들(220a-d, 250a,b 및 260)은 클록신호(P1)에 의해 제어되고, 스위치들(210a,b 및 215a,b)은 클록신호(P2)에 의해 제어된다.
출력들(OP/OM)은 비교기에 (양측 및 음측에 각각) 연결된다. 전형적으로, 여기서, 회로는, 전하들을 비교기로 전송하도록, 2 단계(P1 및 P2)(비중첩된 단계들/클록 신호들)로 동작한다. P1 단계에서는, OP/OM에 연결된 스위치들이 온되어, 모든 커패시터들의 상부판과 하부판이 VCM으로 리셋된다. 비교기로는 어떤 전하도 전송되지 않는다. Vin+/-와 Vref+/-에 연결된 입력 스위치들은 개방된다. 이 단계에서 OP=OM=VCM이다. 이 단계는 리셋(RESET) 단계이다.
단계(P2)에서, 전송이 발생하고, 따라서, 이 단계는 전송(TRANSFER) 단계이다. 입력 스위치들(210a,b 및 215a,b)이 온됨으로써, 각 입력이 그들 각자의 커패시터들(230a,b 및 240a,b)에서 샘플링된다. OP/OM에 연결된 스위치들(250a,b 및 260)이 개방됨으로써, OP/OM 신호들은 더이상 VCM으로 리셋되지 않는다. OP/OM 신호들의 값은 Vin+/- 및 Vref+/- 및 커패시터 값들에 의존한다. Vin+ - Vin- > Cref/Cin * (Vref+ - Vref-)를 의미하는 Cin(Vin+ - Vin-) - Cref(Vref+ - Vref-) > 0인 경우에는, OP-OM 차동 전압은 양이 된다. 그래서, 차동 전압 입력(Vin+ - Vin-)을 위한 유효 비교기 임계값은, Cref/Cin * (Vref+ - Vref-)이다. 각각의 비교기 스테이지는 전형적으로 서로다른 비교기 임계값을 갖는데, 이 비교기 임계값은 Cref 커패시터값에 의해 설정되며 균일한 양자화 에러를 갖도록 균등하게 분산된다. 음의 임계값은 입력들에서 Vref+와 Vref-를 교환함으로써 간단하게 실현된다.
도 2에 도시된 이러한 종래의 스테이지는, 변조가 P1과 P2 사이에서 일어나더라도(이는 자연스러운 처리 방법임), Vref+/-가 초퍼 변조를 포함할 때에, 문제점을 갖는다. 만일, 단계(P1)에서는 Vref+ - Vref- = Vref + Voff로 표현되고 단계(P2)에서는 Vref - Voff로 표현되면, 전압 기준부(P1과 P2의 사이에서 초프되고 또한 도 3에 도시된 바와 같이 Voff의 오프셋과 Vref의 평균을 가짐)를 위한 모델이 획득된다.
종래의 스테이지에서, (Vref+/- 입력들의) Vref 전송은 P2에서만 일어난다. 그래서 Vref 전송은 초퍼 변조된 전압 기준부의 경우에 항상 Vref - Voff를 전송한다. 그래서, 이 경우, 적절한 평균화는 결코 실현되지 않고, Vref 오프셋은 항상 출력 전하에 통합되는데, 이것은 초퍼 변조의 목적이 아니다.
도 4는, 다양한 실시예들에 따른, 스위치드 커패시터 ADC를 위한 향상된 입력 스테이지를 도시한다. 스위치(410a)는 Vin+를 커패시터(450a)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(450a)의 제2단자는 출력(OP)에 결합한다. 스위치(420a)는 Vref+를 커패시터(460a)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(460a)의 제2단자는 출력(OP)에 결합한다. 스위치(420b)는 Vref-를 커패시터(460b)의 제1단자에 결합시키고 커패시터(460b)의 제2단자는 출력(OM)에 결합한다. 스위치(410b)는 커패시터(450b)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(450b)의 제2단자는 출력(OM)에 결합한다. 스위치들(440a 및 440b)은 커패시터들(450a 및 450b)의 제1단자들을 VCM에 결합시키도록 제공된다. 스위치들(470a 및 470b)은 출력들(OP 및 OM)을 VCM에 결합시키도록 제공되고, 스위치(480)는 출력들(OP 및 OM)을 쇼트시킨다. 스위치(430a)는 Vref-를 커패시터(460a)의 제1단자에 연결시키는데 제공되고, 스위치(430b)는 Vref+를 커패시터(460b)의 제1단자에 연결시키는데 제공된다. 스위치들(440a,b, 430a,b, 470a,b, 및 480)은 클록신호(P1)에 의해 제어된다. 스위치들(410a,b, 및 420a,b)은 클록신호(P2)에 의해 제어된다.
도 4에 도시된 바와 같이, 다양한 실시예들에 따라 제안된 구조에 있어서, Vref 입력 스위치들상에서 VCM으로의 어떠한 스위치드 연결들도 없다. 스위치들(420a,b, 및 430a,b)은 이제, 교차 구성되어 있고 Vref+와 Vref- 중 어느 하나에 연결된다. 스위치들(430a,b)의 한 세트는 단계(P1)에서 커패시터들(460a,b)을 Vref+/-에 연결시키고, 스위치들(420a,b)의 보완적 세트는 단계(P2)에서 반대의 Vref-/+에 연결시킨다. 그래서, 기준 커패시터들(Cref)상에 전달된 전하의 총량은 다음과 같다:
단계(P1)에서는, -Cref(Vref+ - Vref-), 및
단계(P2)에서는, Cref(Vref- - Vref+).
P1과 P2 사이에서 토글되는 초프된 기준 입력의 경우에, 다음과 같이 글로 나타낼 수 있다: 단계(P1)에서는 Vref+ - Vref- = Vref + Voff이고, 단계(P2)에서는 Vref - Voff이다. 전송된 총 전하량은: 전하량(P1) - 전하량(P2) = Cref(Vref + Voff) - (Cref(Vref - Voff)) = 2*Cref*Vref 이다. 이러한 총합에 있어서, Voff 성분은 제거되는데, 이는 P1과 P2에서 교차 구성으로 연결된 스위치들(420a,b 및 430a,b)을 이용하여 Vref+/- 입력들에서 수행된 초퍼의 복조화에 기인한다. 이것은, 기준전압이 상기 2 단계들 사이에서 커패시터 전하 통합을 통해서 평균화되었고, 그래서, 비교 결과가 전압 기준부 오프셋과 관계가 없어서 종래 ADC의 문제점을 해결하고 있음을 의미한다. 입력 신호 커패시터들(Cin)은 이 구성에서 변경되지는 않지만, 샘플링된 신호에서 2x의 팩터를 얻도록 교차 구성으로 설정될 수도 있다(항상 참일 수는 없는 2 단계들의 동안에 입력 신호가 이용가능한 한). 이러한 새로운 기술에 의하여, 2x의 이득이 Vref 경로에서 실현됨으로써, Cref는 동일한 유효 임계값을 유지하도록 2로 나뉘어질 수 있고, 이는 안정화 시간 문제들과 다이 크기를 해결하는데에 유익하다. 스위치들의 개수는 종래 구성과 여전히 같으며, 그래서 실제적인 명백한 단점은 없다. 초퍼 변조는 단지 단계들(P1 및 P2)과 동기화되어야 할 필요가 있으며, 토글링은 적절한 오프셋 제거를 실현하기 위해서 P1과 P2 사이에서 일어날 필요가 있다.
도 5는, 2x의 이득 팩터가 교차 구성을 갖는 Vin 경로에서 실현된 회로의 예시적 실시예를 도시한다. 스위치(510a)는 Vin+를 커패시터(550a)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(550a)의 제2단자는 출력(OP)에 결합한다. 스위치(520a)는 Vref+를 커패시터(560a)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(560a)의 제2단자는 출력(OP)에 결합한다. 스위치(520b)는 Vref-를 커패시터(560b)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(560b)의 제2단자는 출력(OM)에 결합한다. 스위치(510b)는 Vin-를 커패시터(550b)의 제1단자에 연결시키고 커패시터(550b)의 제2단자는 출력(OM)에 결합한다. 스위치(540a)는 Vin-를 커패시터(550a)의 제1단자에 연결시키고, 스위치(540b)는 Vin+를 커패시터(550b)의 제1단자에 연결시킨다. 스위치들(570a 및 570b)은 출력들(OP 및OM)을 VCM에 연결시키도록 제공되고, 스위치(580)는 출력들(OP 및 OM)을 쇼트시킨다. 스위치(530a)는 Vref-를 커패시터(560a)의 제1단에 연결시키도록 제공되고, 스위치(530b)는 Vref+를 커패시터(560b)의 제1단자에 연결시키도록 제공된다. 스위치들(540a,b, 530a,b, 570a,b, 및 580)은 클록신호(P1)에 의해 제어된다. 스위치들(510a,b 및 520a,b)은 클록신호(P2)에 의해 제어된다.

Claims (17)

  1. 입력 전압을 수신하는 차동 전압 입력부;
    초프된 기준전압을 수신하는 차동 기준전압 입력부;
    공통 전압 연결부;
    차동 출력부;
    상기 차동 전압 입력부와 상기 차동 출력부의 사이에 결합한 한쌍의 입력 커패시터;
    상기 차동 기준전압 입력부의 사이에 결합한 한쌍의 기준 커패시터;
    제1단계 및 제2단계로 제어되는 스위칭 유닛으로서,
    상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제1단자를 상기 공통 전압 연결부에 연결시키도록 그리고 상기 기준 커패시터들의 제1단자를 반전된 차동 전압 기준부에 결합시키도록 동작가능하고, 그리고
    상기 제2단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제1단자를 상기 차동 전압 입력부에 연결시키도록 그리고 상기 기준 커패시터들의 상기 제1단자를 비반전된 차동 전압 기준부에 결합시키도록 동작가능한 스위칭 유닛을 포함하는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제1단계와 상기 제2단계는, 비중첩(non-overlapping) 클록 신호들에 의해 정의되는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 기준전압은, 상기 비중첩 클록 신호들을 이용하여 초프되는(chopped), 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 기준전압은, 하나의 단계 동안에는 양의 오프셋 전압을 포함하고, 다른 단계 동안에는 음의 오프셋 전압을 포함하는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제2단자들이 상기 공통 전압 연결부에 결합하는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 제2단자들이 음의 입력 전압에 결합하는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  7. 제1항에 있어서,
    양의 입력 커패시터의 상기 제1단자와 양의 기준 커패시터의 상기 제1단자는 양의 출력단자에 결합하고, 음의 입력 커패시터의 상기 제1단자와 음의 기준 커패시터의 상기 제1단자는 음의 출력단자에 결합하는, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 공통 전압 연결부는 그라운드인, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 공통 전압 연결부는 가상 그라운드인, 스위치드 커패시터 아날로그-디지털 컨버터 입력 스테이지.
  10. 입력 신호를, 한쌍의 입력 커패시터들과 한쌍의 기준 커패시터들을 구비하는 입력 스테이지 -상기 입력 커패시터들과 상기 기준 커패시터들의 각각의 제1단자는 양의 출력단자와 음의 출력단자에 각각 연결되어 있음- 를 갖는 시그마 델타 변조기의 양자화기에 제공하는 방법으로서,
    제1단계 동안에는, 상기 양의 출력단자와 상기 음의 출력단자를 공통 전압부에 연결시키고, 그리고 상기 기준 커패시터를 반전된 기준전압으로써 충전시키는 것; 그리고
    이후의 제2단계 동안에는, 상기 양의 출력단자와 상기 음의 출력단자를 상기 공통 전압부로부터 분리시키고, 그리고 상기 입력 커패시터들의 상기 제1단자들을 비반전 차동 입력 전압부에 각각 연결시키고, 상기 기준 커패시터들의 상기 제1단자들을 비반전된 전압 기준부에 연결시키는 것,을 포함하는 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 제1단계와 상기 제2단계는, 비중첩 클록 신호들에 의해 정의되는, 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 기준전압은 상기 비중첩 클록 신호들을 이용하여 초프되는, 방법.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 기준전압은, 하나의 단계 동안에는 양의 오프셋 전압을 포함하고, 다른 단계 동안에는 음의 오프셋 전압을 포함하는, 방법.
  14. 제10항에 있어서,
    상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제2단자들이 상기 공통 전압부에 결합하는, 방법.
  15. 제10항에 있어서,
    상기 제1단계 동안에는, 상기 입력 커패시터들의 상기 제2단자들이 반전된 입력 전압부에 결합하는, 방법.
  16. 제10항에 있어서,
    상기 공통 전압 연결부는 그라운드인, 방법.
  17. 제10항에 있어서,
    상기 공통 전압 연결부는 가상 그라운드인, 방법.
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