KR20150086760A

KR20150086760A - 도플러 주파수가 있는 미약한 대역확산 신호의 초고속 신호 획득 및 추적을 위한 신호 처리 방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR20150086760A
Application number: KR1020140006807A
Authority: KR
Inventors: 공승현
Original assignee: 한국과학기술원
Priority date: 2014-01-20
Filing date: 2014-01-20
Publication date: 2015-07-29
Also published as: US20150204981A1; US10042056B2; KR101564828B1

Abstract

도플러 주파수가 있는 미약한 대역확산 신호의 초고속 신호 획득 및 추적을 위한 신호 처리 방법 및 그 장치가 개시된다. 신호 처리 방법은 GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 단계를 포함하고, 상기 수신 신호를 탐색하는 단계는, 제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 단계; 및 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFT(synthesized Doppler frequency testing) 단계를 포함할 수 있다.

Description

도플러 주파수가 있는 미약한 대역확산 신호의 초고속 신호 획득 및 추적을 위한 신호 처리 방법 및 그 장치{SIGNAL PROCESSING METHOD FOR ULTRA-FAST ACQUISITION AND TRACKING OF SEVERELY ATTENUATED SPREAD SPECTRUM SIGNALS WITH DOPPLER FREQUENCY AND APPARATUS THEREOF}

본 발명의 실시예들은 대역확산(Spread Spectrum) 및 GPS와 같은 GNSS(Global Navigation Satellite System) 신호에 대한 고속의 신호 탐색을 수행하는 기술에 관한 것이다.

본 발명의 배경이 되는 기술은 다음의 문헌에 개시되어 있다.

[1] 공개특허 제10-2009-0030417호(공개일 2009년 03월 25일)

[2] 공개특허 제10-2011-0014678호(공개일 2011년 02월 11일)

GNSS는 GPS와 같은 위치 측정용 위성 시스템을 통칭하며, 위성의 안테나에서 전파가 발신되어 GPS 수신기까지 도착하는데 걸리는 시간(TOA: Time of Arrival)을 측정하는 동시에, 수신된 신호로부터 수신기에 수신된 전파가 위성에서 발신될 때의 위성의 위치를 알아내어 수신기의 상대 위치를 계산하는 방식으로 사용된다. 모든 GNSS 위성에서 지상으로 발신하는 신호는 일반적인 무선 통신 시스템에서 활용하는 직접시퀀스대역확산(Direct Sequence Spread Spectrum) 신호이다. 이러한 신호를 사용하는 모든 통신 및 위성 항법 시스템의 수신기가 시동하는데 있어서 가장 먼저 선행되어야 할 과제는 신호를 탐지하여 현재 수신되는 신호의 코드 위상(즉, 정확한 시각) 및 수신되는 신호의 정확한 주파수와 필수 정보(위성의 위치 및 오차)의 획득이다.

GPS 수신기의 초기 위치 획득에 있어서, GPS 수신기가 장기간의 파워 오프(power off)된 상태가 된 이후에 다시 파워 온(power on)하여 초기 위치 측정을 수행하는 경우를 콜드 스타트(Cold Start)라고 불리며, 이때 신호의 탐색과 획득(정확한 코드위상과 주파수 정보를 알아내어 수신되는 신호와 동기화를 이루는 작업)까지의 과정에 소요되는 시간을 TTFF(Time to first fix)라고 한다. GPS의 L1 주파수(1.575GHz)에 반송되는 C/A(Coarse acquisition) 신호를 탐지하기 위한 GPS 수신기의 콜드 스타트는 여러 단계를 따라 이루어지는데, 특히 위성 신호의 코드 위상(code phase, 신호의 시간적 지연에 해당) 가설 영역(hypothesis range) 및 도플러 주파수(Doppler frequency, 위성과 수신기의 상대적 속도에 의하여 발생) 가설 영역을 탐색하는 단계는 가장 많은 하드웨어적 복잡도가 요구된다. 부연하면, GPS L1주파수 C/A 코드의 경우 1023개의 code chip들로 이루어져 있어서 탐색(검증)해야 할 코드 위상 가설은 0.5칩(chip) 단위로 총 2046개의 코드 위상이다. 또한, GPS 위성이 약 20,200km의 상공에서 약 3Km/sec의 속도로 지구를 공전하므로 지상 수신기에서 볼 때 GPS 위성 신호의 도플러 주파수는 -5KHz에서 +5KHz까지 발생할 수 있으므로 (최소) 주파수 탐색 단위 Δf가 500Hz인 경우에는 -5kHz부터 +5kHz까지 매 500Hz마다 총 21개의 도플러 주파수 가설을 검증해야 한다. 따라서 모든 경우의 수를 고려할 때, 전체 탐색 가설의 수는 42000개가 된다. GPS 수신기가 C/A 신호를 탐색(Search)하여 코드 위상과 도플러 주파수를 획득(Acquisition)해야 하는 이유는 현재 순간에 수신되는 GPS 위성 신호와 정확한 동기(synchronization)를 이룸으로써 해당 GPS 위성 신호를 잃어버리지 않고 지속적으로 추적하며 정확한 신호 전파 시간(즉, 거리) 측정치를 얻는 것과 동시에 GPS 신호에 실려있는 위성 항법 정보를 추출하기 위해서이다.

도 6은 일반적인 GPS 수신기가 1개의 위성 신호를 탐색하기 위하여 모든 코드위상 가설(전체 2046개)과 모든 도플러 주파수 가설(-5KHz에서 +5KHz까지 500Hz 단위로, 전체 N_DF=10kHz/500Hz+1=21개), 전체 약 42000개의 가설, 모두를 검증한 결과이다. 도 6의 x-y 평면은 42000여 개의 가설로 이루어진 평면이며 가설 평면상의 각 점(각 가설)에 대하여 상관기의 신호 상관 출력의 절대 값을 Z축에 나타내고 있다. 상관기의 출력은 각 가설(= 코드 및 도플러 주파수 가설)마다 1msec의 상관 길이를 갖는 상관기(Correlator)를 동작하여 얻은 값이며, 만일 미약한 신호를 탐지하기 위하여 더 긴 상관길이를 갖는 상관기를 사용한다면 도플러 주파수 가설은 더욱 작은 단위로 탐색 되어야 한다. 예를 들어, 신호 상관길이가 T=1msec인 경우, 도플러 주파수에 대한 탐색은 Δf<=1/(2T)=500Hz의 단위로 최소 21개의 가설을 탐색해야 하는데 반하여, T=100msec인 경우, Δf=1/(2T)<=5Hz로써 최소 2001개의 도플러 주파수 가설을 탐색해야 한다. 만일 미약한 신호를 탐지하기 위하여 매우 긴 상관길이 T=1sec이 된다면 더욱 작은 Δf (=0.5Hz)로 -5kHz에서 +5kHz까지 탐색하게 되므로 최소한 총 20001개의 도플러 주파수 가설을 검증해야 한다. 이때 총 가설의 수는 20001×2046≒4×10⁷개가 된다. 따라서, T=1초의 상관길이를 고려할 때, 1개의 상관기만 사용하는 수신기에서는 최대 4×10⁷초의 시간 동안 신호 탐색을 수행해야 한다.

하나의 도플러 주파수와 코드위상에 대한 탐색을 위하여 T초 동안 위상동조 상관(Coherent Correlation)과 누적(Integration)을 수행하려면, T초 동안 수신되는 신호의 샘플(received signal samples, r[n] for n=0,1,2,…,f_sT-1, 여기서 fs는 샘플링 주파수)과 동일한 도플러 주파수와 코드위상을 갖는 수신기 내부 발생신호 r₁(t)의 샘플들(receiver replica signal samples, r₁[n] for n=0,1,2,…,f_sT-1)간의 상관(즉, 곱셈)을 수행하여 r[n]×r₁[n]을 얻고 샘플간 상관(곱셈) 결과를 누적한 결과 값

를 탐지 임계치(threshold, γ)와 비교하는 과정을 거친다. 이때, r₁(t)의 도플러 주파수나 코드위상이 수신되는 신호의 그것과 같지 않으면 Z의 값은 임계치 이하의 작은 값을 갖는다. 따라서, 수신기는 모든 도플러 주파수와 모든 코드위상 조합에 대하여 상기 상관과 누적을 실행하여 신호를 탐색한다.

이와 같이, 일반적으로 T가 커질수록 그리고 수신되는 신호에 대한 샘플링 주파수(f_s)가 높을수록 상관과 누적이 되는 샘플수(=fsT)가 커지고, 가설 탐색에 필요한 계산량도 늘어난다. 따라서, T가 커질수록 검증해야 할 가설의 수가 늘어나고 동시에 계산량도 늘어나므로 미약한 신호를 탐지하기 위하여 소요되는 계산자원(computational resource)은 기아급수적으로 늘어난다. 이와 같이 많은 가설을 검증하여 신호 탐색을 수행하고 탐지된 신호를 획득하는 과정은 그 복잡도에도 불구하고, 수신기의 신속한 위치 파악을 위하여 수신기의 시동과 동시에 빠르게 수행되어야 하므로 일순간 집중적으로 많은 하드웨어자원(hardware resource)를 사용하게 되며, 신호 획득 이후엔 하드웨어 자원을 계속 사용하지 않기 때문에 매우 비효율적인 과정이다.

이러한 신호 탐지를 더 빠르게 수행하기 위하여 다양한 기술이 개발되었는데, 가장 단순한 기술은 다수의 병렬 상관기를 활용하는 방안이다. 예를 들어, 42000개의 병렬 상관기는 1msec 이내에 42000개의 모든 코드위상과 도플러 주파수 조합의 가설들을 동시에 검증(test)하므로 신속히 신호 획득(acquisition)을 완료하지만, 단 1회를 위하여 매우 많은 상관기를 사용하므로 하드웨어 자원 활용에 있어서 비효율성이 높다. 또 다른 방법은 FFT(Fast Fourier Transform)을 이용하여 주파수 영역(frequency domain)에서 수신신호(received signal)와 수신기 내부에서 만들어낸 코드 신호(PRN code signal)를 곱하여 매우 빠른 상관을 수행하는 방식(FFT기반 기술)인데, 이를 위하여 수신 신호 r(t)와 수신기가 내부 발생시킨 신호 r₁(t)를 모두 주파수 영역으로 푸리에 변환(Fourier Transform)해야 하고 주파수 영역에서 곱셈을 수행한 이후 그 결과를 다시 시간 영역(time domain)으로 역푸리에 변환(Inverse Fourier Transform)을 해야 하므로 상관기가 필요 없는 대신 계산량(computational load)이 매우 높아진다. 이와 같은 높은 계산량을 갖는 FFT기반 신호탐색 기술은 속도가 높은 DSP칩을 활용하여 구현할 수 있고 DSP칩을 신호탐색 이외에도 사용할 수 있어서 하드웨어 자원의 비효율성을 개선할 수 있지만, DSP칩 때문에 고비용의 문제가 있다.

이와 같은 FFT 방식의 신호 탐색 기술에 있어서 계산량을 줄이는 기존의 기술로는 AC(averaging correlator) 기술과 SR(shifting replica) 기술이 등이 있다. AC 기술은 칩당 2개 이상의 샘플링 주파수를 갖는 경우(즉, fs=q_cRsRc, q_cRs>=2, 여기서 Rc는 칩속도)에 q_cRs개의 연속되는 샘플을 평균화하여 칩당 1개씩으로 나타낸 수신신호를 만들고, 수신기 내부에서도 칩당 1개씩의 신호 샘플을 만들어 상관을 진행한다. AC기술은 기존의 단순한 방식보다 q_cRs배로 줄어든 신호 샘플들로 상관을 할 수 있는 장점이 있으나, 평균을 취하는 연속된 샘플들이 같은 칩에 속해있을 때 가장 높은 상관 결과를 얻기 때문에 q_cRs개의 서로 다른 샘플 시작점을 기준으로 q_cRs번의 상관/누적을 취하여 가장 높은 누적결과를 갖는 샘플 시작점을 찾는다. 따라서, AC기술은 총 q_cRs개의 서로 다른 샘플 오프셋을 갖는 평균화된 신호를 만들어 q_cRs개의 상관 결과로부터 최대값을 찾아내는 단계를 거친다. 일반적으로 N개의 복소 신호 샘플로부터 FFT기반 상관을 수행하는 경우 N번의 샘플 곱셈과 IFFT를 위하여 Nlog₂N개의 곱셈이 필요하므로 총 N(log₂N+1)번의 복소곱셈(complex multiplications)을 해야 한다. 따라서, fs=q_cRsRc인 경우이면, 기존 기술의 경우 N=q_cRsRcT가 되므로 q_cRsRcT(log₂q_cRsRcT +1)번의 복소곱셈이 필요한데, AC기술의 경우 q_cRs(RcTlog₂RcT + RcT)개의 복소곱셈이 소요된다.

또 다른 기술로는 SR기술이 있는데, T=R_TT₁(여기서, T₁=1ms)이고 수신되는 신호를 fs(=q_cRsRc)의 주파수로 샘플링해서 크기 [q_cRsRcT₁ × R_T]의 2차원 행렬 U로 정리한 후, U에 대한 2차원 FFT를 이용하여 계산량을 줄이는 기술이다. SR기술을 활용하면 수신신호에 대하여 2q_cRsRcT₁R_T[log₂(2q_cRsRcT₁)+log₂(R_T)+1] 번의 복소곱셈이 소요되고 주파수 영역에서 42q_cRsRcT₁R_T[log₂(2q_cRsRcT₁)+1] 번의 곱셈이 소요되므로 AC기술 보다 10~100배 이상 계산량이 줄어들 수 있다.

그러나, AC기술과 SR기술과 같은 기존의 기술에서는 신호에 실린 데이터의 시간 길이(Tb)보다 긴 시간 동안(T>>Tb)의 위상동조 상관과 누적(Coherent Correlation and Integration)을 수행할 수 없다. 즉, 수신되는 데이터의 값(+1 또는 -1)을 모르는 수신기의 초기화 과정에서는 T가 Tb보다 큰 경우, 위상동조 상관결과가 누적되는 경우 데이터의 값 변화로 인한 상관 결과의 위상이 180도 바뀔 수도 있으므로 누적결과의 크기가 증가하지 않고 오히려 줄어들 수 있고, 이는 곧 신호 탐지의 실패로 이어질 수 있다. 따라서, 기존의 기술에서는 위상동조 상관 길이를 Tb보다 작은 Tco(=5ms, 또는 10ms) 만큼으로 제한하고 Tco초 동안 위상동조 상관 및 누적된 결과에 대한 절대값을 취하고, 다음 번 Tco동안 위상동조 상관 및 누적된 결과의 절대값과 더하는 방식을 반복하는 비위상동조(Non-coherent) 누적을 수행한다. 이러한 비위상동조 방식의 누적은 Nnc회 계속하는데, 미약한 신호의 경우 Tco동안 위상동조 방식으로 축척되는 신호의 에너지가 작고, 절대값을 취하는 과정에서 신호대잡음비(SNR)의 감소가 일어나므로 최종 비위상동조 누적 결과의 SNR을 충분히 높게 만들기 위하여 일반적으로 Nnc를 매우 크게 설정한다(즉, TcoNnc>>T). 결과적으로 위와 같은 비위상동조 기술에서는 TcoNnc>>T이므로 1개의 탐색 가설을 시험하는데 더 많은 시간이 걸리게 된다.

기존 FFT 기반의 신호 탐색 기술에 있어서 필요한 계산량을 최소화하고 신속한 미약신호의 탐지를 위하여 Tb보다 큰 T초 동안의 위상동조 상관 및 누적 가능하게 하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 기술 및 SDFT(synthesized Doppler frequency testing)기술에 기반한 초고속 신호 획득 기술이 필요하다.

본 발명의 첫 번째 목표는 미약한 GNSS 신호 탐지를 위하여 전체 위상동조 상관 및 누적 길이 T가 매우 큰 경우에 도플러 주파수 탐색을 신속하게 하는 고속 신호획득 기술을 제시하는 것이다.

본 발명의 두 번째 목표는 GNSS 수신기의 미약 신호 획득 이후, 신속하고 계산량이 낮은 신호 추적이 가능한 기술을 제시하는 것이다.

본 발명의 세 번째 목표는 GNSS 수신기에 적용되는 미약한 GNSS 신호를 고속으로 탐지하고 추적하기 위한 구체적인 구현 방안을 제시하는 것이다.

신호 처리 장치에서, GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 단계를 포함하고, 상기 수신 신호를 탐색하는 단계는, 제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 단계; 및 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFT(synthesized Doppler frequency testing) 단계를 포함하는 신호 처리 방법을 제공한다.

일 측면에 따르면, 상기 신호 처리 방법은, 상기 SDFS 단계를 통해 모든 희소 도플러 주파수를 먼저 탐색하여 상기 모든 희소 도플러 주파수에서 얻어진 탐색 결과를 임시 메모리에 저장하고, 이후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 임시 메모리에 저장된 탐색 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 수신 신호에 대한 모든 도플러 주파수를 탐색할 수 있다.

다른 측면에 따르면, 상기 신호 처리 방법은, 상기 SDFS 단계를 통해 먼저 2개의 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 중간의 상세 도플러 주파수를 탐색하고, 다시 상기 상세 도플러 주파수 탐색 결과를 선형크기변환(re-scaling)하여 1개의 새로운 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 중 하나의 기존 희소 도플러 주파수와 상기 1개의 새로운 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 처음 탐색한 2개의 희소 도플러 주파수 사이에 있는 모든 도플러 주파수를 탐색할 수 있다.

또 다른 측면에 따르면, 상기 SDFS 단계는, 수신된 신호를 샘플링 주파수로 샘플링 하여 얻은 신호 샘플들을 수신 신호의 의사잡음(대역확산) 코드 신호의 한 주기에 해당하는 일정 개수의 신호 샘플들을 행으로 갖는 행렬로 변환하는 (1) 단계; 상기 신호 행렬의 모든 행 끝에 행 방향 제로-패딩(zero-padding)을 적용한 후 상기 신호 행렬의 각 행을 FFT(Fast Fourier Transform)를 통하여 주파수 영역 값으로 변환하는 (2) 단계; PRN(Pseudo-Random Noise) 코드 신호에 대해 FFT와 켤레(conjugate) 변환을 수행한 후 한 개의 원소 길이(한칸)씩 원형 이동(circular shift)을 수행하는 (3) 단계; 상기 주파수 영역 값으로 변환된 상기 신호 행렬의 각 행과 상기 원형 이동된 PRN 코드 신호를 원소곱(element-by-element multiplication) 하여 역FFT(Inverse FFT)을 수행함으로써 상관결과행렬을 구하는 (4) 단계; 상기 상관결과행렬에 행방향 잘라냄(truncation)을 적용하여 얻은 최종 상관결과 행렬을 열 방향 합산하고 절대값을 취하여 현재 희소 도플러 주파수에 대한 탐색 결과 벡터를 구하는 (5) 단계; 상기 탐색 결과 벡터의 최대 원소가 임계치 이상이면 현재 희소 도플러 주파수에 대해 최종 신호를 확정하는 (6) 단계; 및 상기 탐색 결과 벡터의 최대 원소 크기가 상기 임계치 미만이면 희소 도플러 주파수 인덱스를 증가시키고, 다음의 희소 도플러 주파수에 대한 신호 탐색을 위하여 상기 (2)단계의 원형 이동을 한 개의 원소 길이(한칸) 만큼씩 진행하여 상기 (6)단계까지 반복하는 (7) 단계를 포함할 수 있다.

또 다른 측면에 따르면, 상기 샘플링 주파수로 샘플링 하여 얻은 신호 성분은 연속된 일정 개수의 샘플들의 합으로 이루어진 압축 신호일 수 있다.

또 다른 측면에 따르면, 상기 SDFT 단계는, 상기 SDFS 단계에서 신호 탐색에 실패하면 상기 희소 도플러 주파수에서 얻어진 최종 상관결과 행렬 중에서 이웃하는 2개의 희소 도플러 주파수에 해당되는 최종 상관결과 행렬을 선택하는 (8) 단계; 상기 선택된 2개의 최종 상관결과 행렬을 원소간 합(element-by-element sum)하여 합산 최종 상관결과 행렬을 생성하는 (9) 단계; 상기 합산 최종 상관결과 행렬을 열 방향 합산하여 상기 2개의 희소 도플러 주파수 사이의 중간 도플러 주파수인 상세 도플러 주파수에 대한 탐색 결과 벡터를 구하는 (10) 단계; 및 상기 탐색 결과 벡터의 최대 원소 크기가 임계치 이상이면 현재 상세 도플러 주파수에 대해 최종 신호 탐지를 확정하는 (11) 단계를 포함할 수 있다.

또 다른 측면에 따르면, 상기 SDFT 단계는, 상기 합산 최종 상관결과 행렬의 각 행에 특정한 실수를 곱하여 상기 합산 최종 상관결과 행렬의 증폭왜곡을 보상하는 단계를 더 포함하고, 상기 상세 도플러 주파수에 대한 탐색 결과 벡터를 구하는 (10) 단계는, 상기 증폭왜곡이 보상된 합산 최종 상관결과 행렬의 각 열을 열 방향 합산함으로써 상기 상세 도플러 주파수에 대한 탐색 결과 벡터를 구할 수 있다.

GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 신호 탐색부를 포함하고, 상기 신호 탐색부는, 제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 도플러 주파수 탐색기; 및 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 도플러 주파수 테스트기를 포함하는 신호 처리 장치를 제공한다.

본 발명의 실시 예에 의하면, 기존 A-GPS 처럼 통신 장치를 필요로 하지 않으며 SDFS 및 SDFT 기술을 활용하여 기존 GNSS 및 대역확산 통신 시스템의 수신기 기술 보다 미약한 신호의 탐색과 획득을 10~100배 이상 적은 계산량으로 신속한 신호 획득을 완료할 수 있어서 시간적으로나 비용적으로나 최적의 수신기를 구현할 수 있다.

본 발명의 실시 예에 의하면, SDFS 및 SDFT 기술은 신속하고 적은 계산량으로 미약한 신호를 추적하는 주파수 추적기, 코드위상 추적기 및 위상추적기 등에 적용될 수 있다.

도 1은 일반적인 기존 FFT기반 신호탐색부의 신호처리 기능 흐름도를 도시한 블록도이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 있어서, SDFS 및 SDFT 기술에 기반한 GNSS 수신기 신호탐색부의 개괄적 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 본 발명의 실시 예에 있어서, SDFS 기술을 구현하는 GNSS 수신기 신호 탐색부의 세부 신호처리 기능 흐름도를 도시한 블록이다.
도 4는 본 발명의 실시 예에 있어서, SDFT기술을 구현하는 GNSS 수신기 신호탐색부의 세부 신호처리 기능 흐름도를 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 있어서, SDFS 및 SDFT 기술에 기반한 GNSS 수신기 신호탐색부의 세부 신호처리 기능 흐름도를 도시한 블록도이다.
도 6은 일반적인 GPS 수신기가 1개의 위성 신호를 탐색하기 위하여 모든 코드 위상 가설과 모든 도플러 주파수 가설로 이루어진 2차원 GPS 신호 가설 탐색 영역을 탐색한 결과를 도시한다.

이하, 본 발명의 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.

본 발명의 실시 예들은 미약한 대역확산(Spread Spectrum) 및 GPS(Global Positioning System)와 같은 GNSS(Global Navigation Satellite System) 신호를 탐색하기 위하여 긴 시간 동안 위상동조 상관과 누적(Coherent Correlation & Integration)을 수행하는 수신기에 적용되는 기술로서, 실제 상관과 누적을 수행하지 않고도 합성된 도플러 주파수 검증(Synthesized Doppler Frequency Testing) 기술을 이용하여 고속의 도플러 주파수 탐색(ultra-fast Doppler frequency search)을 가능하게 하는 기술로 신호 탐색 시간과 계산량을 획기적으로 감축하는 기술에 대한 것이다.

본 발명의 실시예는 여러 가지 다른 유사한 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, GNSS는 미국의 GPS을 포함하는 모든 종류의 위성 항법 시스템(미국의 GPS, 러시아의 Glonass, 유럽의 Galileo, 중국의 Beidou, 일본의 QZSS 등)을 포괄적으로 지칭한다.

본 발명에서는 GNSS를 GPS로 대표하여 서술하지만 근본적으로 모든 GNSS는 GPS와 동일하게 대역확산 신호를 사용하므로 모든 GNSS 수신기의 구현 예는 GPS 수신기의 구현 예와 유사하므로 특별히 구분하지 않는 한 같은 의미로 사용한다. 뿐만 아니라, 대역확산 신호를 사용하는 이동통신 시스템의 수신기에서도 동일한 기능을 수행하므로 본 발명이 적용되는 분야는 대역확산 신호를 사용하는 이동통신과 위성통신, 그리고 GPS(GNSS)와 같은 항법시스템에서 활용될 수 있다.

따라서, 본 발명은 도면에 도시된 실시 예를 참고로 하여 설명하지만 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시 예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그리고, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위 내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.

도 1에서 도시하는 기존 GNSS 수신기의 신호처리 기능 흐름을 보면, 수신기 안테나로 수신되는 GNSS의 RF(radio frequency) 신호(고주파 신호)는 수신기에서 1차로 주파수 하향변환(frequency down conversion)되어 중심주파수 f_I(1.023MHz ≤ f_I < 100MHz)를 갖는 중간주파수(IF: intermediate frequency) 대역으로 하향변환 되어 도시한 r(t)(101)가 된다. 하향변환수신신호 r(t)는 아날로그/디지털 변환기(ADC)(102)를 거치면서 수신기에 설정된 샘플링주파수 fs (일반적으로 칩속도 Rc보다 2배이상 높음, 즉, fs≥2Rc)에 의하여 초당 fs개가 발생하는 신호샘플 r[n]이 얻어지고(즉, t=n/fs로 샘플링), r[n]를 확산코드의 1회 주기인 T=T₁=1ms 동안 수집한 신호벡터 Vr={r[n]|n=0,1,2,…,fsT-1}는 FFT 변환을 위하여 적절한 개수의 0을 추가하여 최종 Q₁개(즉, Q₁은 integer power of 2)의 원소를 갖는 새로운 신호벡터 r={Vr, {0,0,…,0}}가 되어 FFT블록(104)으로 입력한다. FFT블록(104)는 Q₁개의 크기를 갖는 주파수영역신호벡터 r ^F를 출력한다 (즉, r ^F은 Q₁-포인트 FFT{r}출력). 만일 Q₁≥2fsT₁이면, 신호샘플의 개수는 약 2ms에 해당하므로 주파수영역신호벡터 r ^F의 원소들이 모두 한 칸(one point)씩 원형이동(circular shift: 즉, 원소의 새로운 위치 = (그 원소의 과거의 위치+1) modulo Q₁)을 할 때 마다 이동 방향에 따라서 r ^F는 중심주파수 f_I가 500Hz 크거나 작은 경우에 얻어진 주파수영역신호벡터와 동일한 신호벡터가 된다.(예를 들어, 벡터 V=[1,2,3,4,5]의 각 원소를 한 칸씩 원형이동 한 결과는 V'=[5,1,2,3,4] 이다.) 따라서, 블록105에서는 r ^F의 원소들이 K칸(K points) 원형이동(circular shift)하면 그 결과는 r ^F⊙δ[k-K]로 표현할 수 있다(여기서 k=0,1,2,…,Q₁-1, δ[k-K]는 k=K일 때만 1이고 나머지 경우에는 0이 되는 Kronecker delta함수, 그리고 ⊙는 circular convolution을 나타낸다). 블록106에서는 탐지하려는 위성 신호의 PRN(Pseudo-Random Noise) 코드 신호를 칩속도 Rc=1.023MHz를 갖는 네모 파형(Square wave) 연속 신호(continuous signal)로 발생시키고 발생된 신호를 다시 r[n]과 같은 샘플 속도(sample rate)를 갖게끔 fs의 샘플링 주파수로 샘플링하여 Q₁개의 신호 샘플 r₁[n] (n=0,1,…,Q₁-1)을 최종 발생시켜 FFT블록(107)으로 입력한다. FFT블록(107)의 출력 r ₁ ^F은 블록108에서 켤레(conjugate)를 취하여 되어 블록109에서 블록105의 출력과 곱해지고 (즉, (r ₁ ^F)^*.*(r ^F⊙δ[k-K]를 수행하며 여기서 .*는 원소곱(element-by-element multiplication)을 표현), 블록109의 결과로 발생한 Q₁개의 곱셈 결과는 블록110에서 Q₁-point IFFT되고 Q₁개의 IFFT 출력 중에서 처음 fsT₁개의 출력만 취해져 시간영역에서의 자기상관결과(Auto-correlation function output: ACF output)행렬 R[n,F], 즉, 도플러 주파수 인덱스 F에 대한 모든 코드위상(n=0,1,…,fsT₁-1)에 대한 자기상관 결과가 얻어진다. 따라서, n은 시간 축에서의 샘플 인덱스 (즉, Ts=1/fs 시간 단위의 모든 코드위상에 대한 인덱스)를 나타내고, F는 도플러 주파수 인덱스로서 도 1에 도시한 기존의 수신기의 경우, F는 Δf=1/(2T)Hz 단위로 탐색하는 도플러 주파수들에 대한 인덱스를 나타낸다. 만일 Δf=500Hz인 경우, -5kHz에서 +5kHz까지 총 21개의 도플러 주파수들에 대한 인덱스를 가장 낮은 주파수(-5kHz→F=0)로부터 가장 높은 주파수(+5kHz→F=21) 순으로 나타낸다. 상기 블록105에서의 원형이동 하는 값을 K라고 할 때, F=0는 K=-10에 해당하며 F=21은 K=10에 해당한다. 판정기(블록 111)에서는 상기 블록110의 출력 R[n,F] (n=0,1,…,fsT₁-1) 중에서 그 크기가 가장 큰 값을 갖는 n을 찾아내고(즉,

), 판별기(111)에서 R[

]와 임계치(γ₁)를 비교하여 R[

]≥γ₁인 경우에는 신호탐지(Signal Detection)를 선언(declare)한다. 일반적으로 신호탐지가 선언되면, 수신기는 10~20회에 걸쳐서 상기 찾아진 도플러 주파수(F)와 신호의 코드 위상(

)에 대한 신호 상관을 반복하여 찾아진 정보가 맞는지 반복 검사한다. 만일 신호탐지가 선언되지 않으면 K와 F를 하나씩 증가시키고 블록108의 기존 출력 (r ₁ ^F)^*과 하나 증가된 K값을 이용한 새로운 블록 105의 출력 r ^F⊙δ[k-K]간의 원소곱((r ₁ ^F)^*.*(r ^F⊙δ[k-K])을 실행하고 이를 IFFT하여 새로운 블록110의 출력을 얻고 이후의 블록 111을 거치는 판정을 반복한다. 상기 블록105에서 블록111에 이르는 새로운 탐색과 판정은 신호탐지가 선언될 때까지 진행한다.

도 2는 본 발명에 따른 SDFS 기술(블록 202)과 SDFT 기술(블록 203)을 이용한 신속한 GNSS 신호탐지를 수행하는 수신기의 신호처리 구조도이다.

먼저 도 1에서 설명한 바와 같이, 중간주파수(f_I)로 주파수 하향변환된 신호 r(t)를 샘플링 주파수 fs로 샘플링하여 T초 동안 얻은 신호 r[n](200)은 임시 메모리(Buffer, 201)로 입력된다. 임시 메모리(201)에 입력된 T초 길이의 신호 샘플들은 가장 먼저, 도플러 주파수 탐색기('SDFS'라 칭함)(202)로 입력된다. SDFS(202)는 Δf (예를 들어, 500Hz) 간격으로 떨어진 희소 도플러 주파수 가설(sparse Doppler frequency hypothesis)마다 (모든 코드위상에 대한) 신호탐색을 수행하는 기능을 수행한다. 신호탐색을 하는 일례로 SDFS(202)는 도 1에서 도시한 방법과 유사한 FFT기반의 신호탐색을 수행한다 (정확한 설명은 도 3에서 제시한다). SDFS(202)에서 각 희소 도플러 주파수 가설마다 탐색된 결과 R_3,F[m,n]는 (여기서 m은 전체 T/T₁개 데이터셋 중에서 m번째 T₁길이의 데이터셋, n은 [0 ~ fsT₁-1]의 값을 갖는 코드위상 인덱스, F=2f_mf_c로 나타내며 f_c는 희소 도플러 주파수의 도플러 주파수 인덱스로 f_c=0,1,…,5M_f이며 (일반적으로 M_f=4), 2f_m은 희소 도플러 주파수들 간의 인덱스 간격으로 가장 낮은 희소 도플러 주파수의 인덱스가 F=0이면 두번째로 가장 낮은 희소 도플러 주파수의 인덱스는 F=2f_m, 하위문자 3은 F, m, n의 3차원을 표시함) 열방향(column) 합산되어 주파수 인덱스 F에 대한 fsT₁ 길이의 최종탐색결과벡터(V _F)를 만들게 되고, 최종탐색결과벡터 V _F에서 최대 크기를 갖는 원소는 판별기(204)에서 임계치(γ₁)와 크기가 비교되어 신호탐색 여부를 판단한다 (그림 1의 경우와 동일한 판별기 기능). 만일 신호탐지가 발견되면 도 1과 같이 탐지된 도플러 주파수와 코드위상에 대한 신호탐지 검사를 다수 번 반복 실행한다. 반대로, 신호탐지가 되지 않으면 탐색결과 R_3,F[m,n]를 임시메모리(210)에 저장하고 SDFS(202)으로 다시 돌아가 다음 희소 도플러 주파수 가설(f_c를 하나 더 증가 시킴: f_c→_c+1)에 대하여 신호탐색을 수행한다. 만일 모든 5M_f+1개의 희소 도플러 주파수들에 대한 SDFS(202)의 결과에서도 신호탐지가 성공하지 않으면, 보다 세밀한 상세 도플러 주파수(희소 도플러 주파수의 간격 f_m/T [Hz]보다 작은 간격으로 탐색되는 도플러 주파수들)에 대한 탐색을 위하여 블록203으로 이동한다. 이때, SDFS(202)를 통하여 얻어진 모든 희소 도플러 주파수들에 대한 탐색 결과 R_3,F[m,n]는 임시 메모리(210)에 저장되었다가 도플러 주파수 테스트기('SDFT'라 칭함)(203)으로 전달된다. SDFT 기술은 SDFS(202)에서 수행한 f_m/T [Hz]간격 또는 그 이하의 간격으로 떨어진 두 개의 이웃하는 두 개의 도플러 주파수(인덱스 F와 F+2^W, W는 양의 정수)에 대한 가설 탐색결과 쌍(R_3,F[m,n]과 R_3,F+2W[m,n])으로부터 FFT방식을 수행하지 않고 단순한 신호처리 기법을 통하여 두 개의 도플러 주파수 사이에 위치한 다른 도플러 주파수에 대한 신호탐색 결과를 얻는 기법이다.(상세 설명은 도 4에 대한 설명에서 제시). SDFT(203)에서는 먼저, SDFS(202)에서 얻어온 이웃하는 두 개의 희소 도플러 주파수(예를 들어 도플러 주파수 인덱스를 각각 F와 F+2^W라고 하면)에 대한 신호 탐색 결과 쌍(R_3,F[m,n]과 R_3,F+2W[m,n])을 단순히 더한 후, 리스케일링(RESCALING)이라는 단순한 실수 곱셈 과정을 통하여 인덱스 F+2^W-1를 갖는 도플러 주파수에 대한 신호탐색 결과를 얻고 판별기(205)를 통하여 신호탐지 여부를 판단한다. 만일 신호탐지가 선언되지 않으면, 다시 SDFT(203)으로 돌아가, 세 개의 도플러 주파수 (인덱스: F, F+2^W-1, F+2^W) 사이의 새로운 두 개의 중간 도플러 주파수 (예를 들어 인덱스: F+2^W-2, F+2^W-1+2^W-2)에 대한 신호탐색 결과를 얻고 판별기(205)에서 신호 탐색 결과를 판별한다. 상기와 같은 방식으로 SDFT(203)는 두 개의 희소 도플러 주파수 사이에 위치한 다수의 상세 도플러 주파수에 대한 신호탐색결과를 쉽게 얻어낼 수 있고, 따라서, T가 매우 큰 경우 증가하는 다수의 도플러 주파수에 대한 신호탐색을 간단한 덧셈과 실수곱셈으로 수행함으로써 전체적으로 GNSS신호 획득을 위하여 필요한 연산량을 크게 줄일 수 있고 따라서 신속한 신호획득이 가능해진다.

도 3에는 본 발명에서 제시하는 SDFS에 대한 상세한 신호처리 블록 구조도를 나타낸다.

먼저, 도 1에서 설명한 바와 같이 중간주파수(f_I)로 주파수 하향 변환된 신호 r(t)를 샘플링 주파수 fs로 샘플링하여 얻은 신호 r[n] (300)은 수신신호 저장블록(301)에 저장되고 이어 수신신호 행렬 생성기(302)로 입력되어 [R_T×q₁] 크기를 갖는 신호행렬 R_RT×q1로 변환된다. 여기서 q₁은 T₁초(=1ms) 동안 입력되는 신호의 샘플 수(q₁=fsT₁)이다. 여기서, 만일 fs가 2Rc보다 매우 높은 경우에는 (예를 들어 fs=12Rc인 경우, r[n]은 칩당 12개 샘플을 가짐), 입력되는 신호의 샘플 수를 줄이기 위하여 몇 개의 r[n]샘플을 평균 (또는 합산)하여 하나의 시간적으로 압축된 샘플을 만드는 방식으로 크기를 줄일 수 있다. 즉, fs=12Rc인 경우, 연속된 N_sc (예를 들어, N_sc=3)개의 r[n] 샘플값들을 합하여 1개의 값을 얻어 r_sc[n]을 생성함으로써, T₁초 동안의 r[n]의 샘플수가 fsT₁이었다면, T₁초 동안의 r_sc[n]의 샘플수가 fsT₁/N_sc으로 줄어들며, r_sc[n]도 칩당 q_c(=4=12/N_sc) 개로 1 이상이지만 작은 수의 샘플을 가지게 되므로 이러한 시간적 압축 과정에서도 입력신호에 대한 큰 왜곡이 발생하지 않는다. 요약하면, 입력되는 신호 r[n]은, fs>>2N_scRc인 경우, N_sc의 연속된 샘플들의 합으로 이루어진 압축신호 r_sc[n]로 만들어지고, 매 T₁초 동안의 입력신호 r_sc[n]의 샘플들(총 q₁개)은 신호행렬 R_RT×q1의 1행부터 R_T행까지 순서대로 각 행에 채워진 후, 제로-패딩(zero padding) 블록(303)으로 출력된다. 제로-패딩 블록(303)에서는 신호행렬 R_RT×q1의 행 길이가 2q₁보다 큰 2의 자연수 제곱 중 가장 작은 값 Q₁(즉, Q₁>2q₁이며 log₂Q₁이 자연수가 되는 가장 작은 Q₁)이 되도록 0을 삽입한다. 예를 들어, q₁=2046이었다면, 2q₁=4092보다 큰 정수 중에서 2의 승이 되는 가장 작은 값으로 Q₁=4096이 된다(결과적으로 Q₁은 2T₁초 동안 입력되는 신호 샘플 수보다 약간 크다). 제로-패딩 블록(303)에서 0이 삽입된 새로운 행렬 R_RT×Q1의 각 행은 FFT 블록(304)에서 FFT를 통하여 주파수영역의 값으로 변환되어 H_RT×Q1로 출력된다 (즉, H_RT×Q1의 각 행은 R_RT×Q1의 각 행의 FFT출력). 한편, PRN 코드 생성기(305), 행방향 FFT 블록(306), 및 켤레 블록(307)은 도 1에서 설명한 블록106, 블록107, 및 블록108에 각각 대응하는 동일한 기능을 수행하며 (구체적인 설명은 중복되므로 생략), 행방향 원형이동 블록(308)은 도 1의 블록105과 동일한 기능(circular shifting)을 수행한다. 다만, PRN 코드 생성기(305)에서는 칩속도 Rc로 생성되는 PRN코드 신호를 칩당 q_c개로 샘플링하여 총 Q₁개의 샘플을 출력한다(따라서, 2T₁의 시간 보다 약간 긴 시간길이에 해당하는 신호샘플들이 생성된다). 행방향 FFT 블록(306)에서는 Q₁-포인트 FFT를 수행하며, 켤레 블록(307)은 입력에 대한 conjugate 변환을 (즉, 허수부분의 +/- 기호 변환) 수행한다. 행방향 원형 이동 블록(308)에서 원형이동(circular shift)된 켤레 블록(307)의 출력(Q₁길이)과 행방향 FFT 블록(304)의 각 행(Q₁길이)은 곱셈기(309)에서 원소곱(element-by-element multiplication)되어 행방향 IFFT 블록(310)으로 입력된다. 행방향 IFFT 블록(310)에서는 곱셈기(309)에서 출력된 Q₁개의 결과를 Q₁-포인트 역FFT(Inverse FFT)하는 과정을 각 행마다 수행하며, 이를 총 R_T개의 행에 대하여 수행함으로써 상관결과행렬 S_RT×Q1를 얻고 행방향 줄임(truncation) 블록(311)으로 출력한다. 행방향 줄임 블록(311)에서는 상관결과행렬 S_RT×Q1의 첫 번째 열에서 q₁번째 열까지만을 취하여 새로운 상관결과행렬 S^t _RT×Q1를 얻고(S^t _RT×Q1는 도 2의 설명에서 사용된 R_3,F[m,n]과 유사한 의미의 행렬이다), 열방향 합산 블록(312)에서는 S^t _RT×q1의 각 열을 열방향으로 합산하여 크기 [1×q₁]을 갖는 도플러 주파수 인덱스 F에 대한 최종 출력 Y_F(313)를 얻는다. SDFS 판별기(314)에서는 |Y_F| (=Y_F 원소들의 절대값)의 최대값과 임계치(γ₁)를 비교하여 신호탐색 여부를 판단한다. 마찬가지로 신호탐지가 선언되면 (즉, γ₁보다 크거나 같은 크기를 갖는 Y_F의 원소가 있다면), |Y_F|의 최대값이 나타나는 샘플 인덱스에 해당되는 탐지된 신호의 코드위상과 현재 탐지한 희소 도플러 주파수 (인덱스 F)에 대한 반복적인 재검사를 통하여 최종 신호탐지를 확정한다. 만일 SDFS판별기(314)에서 신호 탐지가 선언되지 않으면, 희소 도플러 주파수 인덱스 f_c를 1만큼 증가시키고 K를 1만큼 증가시킨 후, 다시 증가된 새로운 희소 도플러 주파수 (인덱스 F=2f_m(f_c+1)에 해당하는 1 증가된 K값에 따라 블록 308에서 행방향 원형 이동을 수행한다. 이때, 블록305에서 블록308에 이르는 과정은 K가 1만큼 증가하기 이전의 작업을 동일하게 반복하는 과정이므로 블록308의 예전 결과가 임시메모리(210)에 저장되는 경우에는 PRN 코드 생성기(305)에서 행방향 원형 이동 블록(308)까지의 과정을 재 수행할 필요가 없이 생략하고 메모리에 저장된 데이터를 불러다가 K를 1만큼 증가시켜, 즉, 1만큼씩 원소를 원형이동하여 그 결과를 사용하면 된다(315).

도 4에는 본 발명에서 제안하는 SDFT의 신호처리 흐름도가 도시되어 있다.

이하의 설명에서, SDFS에서 만들어진 N_DF개의 각 희소 도플러 주파수에 대하여 얻어진 N_DF개의 신호행렬 S^t _RT×q1중에서 이웃하는 임의의 2개의 희소 도플러 주파수 인덱스를 각각 F1=2f_mf_c 및 F2=2f_m(f_c+1)라고 가정한다. 또한, 이웃하는 임의의 2개의 희소 도플러 주파수(예를 들어, F1과 F2) 사이의 모든 도플러 주파수를 상세 도플러 주파수라고 정의한다. 따라서, 선택 블록(402)에서는 F1과 F2에 해당하는 2개의 신호행렬을 SDFS(202)의 출력이 저장된 임시메모리(401, 즉, 도 2의 210)로부터 입력 받는다. 합산기(403)에서는 상기 선택된 2개의 신호행렬을 원소간 합(element-by-element sum)하여 새로운 신호행렬 S⁺를 생성한다. 리스케일링 블록(404)에서는 신호행렬 S⁺의 m번째 행에 특정한 실수(C[m], m=0,1,2,…,R_T-1)를 곱하는 방식으로 신호행렬 S⁺가 블록403에서의 합산에 의하여 발생한 증폭왜곡을 손쉽게 보상한다. 각 행마다 곱해지는 실수 값들로 이루어진 벡터 C(={c[m]|m=0,1,2,…,R_T-1})는 이미 공지된 알고리즘을 이용하여 도출할 수 있다(관련 논문 참조). 이렇게 증폭왜곡이 보상된 새로운 신호행렬 S⁺ _c는 도 3의 열방향 합산 블록(312)에서와 같이 열방향으로 합산되어 [1×q₁] 크기의 벡터 Y_S를 생산하고, 그 절대값 벡터 |Y_S|의 가장 큰 원소 값을 SDFT 판별기(406)에서 임계치(γ₁)와 비교하여 신호탐색 여부를 판단한다. 여기서, S⁺ _c는 희소 도플러 주파수 F1과 F2 사이의 중간에 위치한 상세 도플러 주파수로써 F'=2f_m(f_c+0.5)를 인덱스로 가지며 이때의 상세 도플러 주파수에 대한 신호탐색 결과(S^t _RT×q1)를 나타내므로, S⁺ _c는 임시메모리(401)로 저장되어 다음 번의 상세 도플러 주파수 (예를 들어, F1과 F' 중간의 상세 도플러 주파수 또는 F2와 F' 중간의 도플러 주파수 등) 탐색에 활용될 수 있다. 마찬가지로 신호탐지가 선언되면 탐지된 신호의 코드 위상(|Y_S|의 최대값이 나타나는 샘플 인덱스에 해당)과 현재 탐지한 도플러 주파수(인덱스 F=2f_m(f_c+0.5))에 대한 반복적인 재검사를 통하여 최종 신호탐지 여부를 확정한다. 만일 SDFT 판별기(406)에서 신호 탐지가 선언되지 않으면, 다음의 세가지 진행방향이 가능한데, 첫 번째는 (SDFS가 모든 희소도플러 주파수에 대한 탐색을 마치지 않고 F2까지의 희소 도플러 주파수만 탐색한 경우) SDFS로 돌아가 F3=2f_m(f_c+2)에 해당하는 새로운 도플러 주파수에 대한 신호탐지를 시도하는 방법, 두 번째로 SDFS가 이미 모든 도플러 주파수에 대한 탐색을 완료한 경우에는 선택 블록(402)로 돌아가 F3=2f_m(f_c+2)와 F2의 신호탐색결과(S^t _RT×q1)를 얻어서 F2와 F3 중간의 상세 도플러 주파수 탐색을 수행하거나, 세번째는 F1과 F' 중간의 상세 도플러 주파수 또는 F2와 F' 중간의 상세 도플러 주파수에 대한 신호탐색을 수행할 수 있다.

상기한 도 4의 SDFT 신호처리 흐름도는 전체 신호상관 길이 T에 의하여 결정되는 도플러 주파수 탐색 간격(1/(2T)) 이하의 간격으로 상세 도플러 주파수 탐색이 모두 완료될 때까지 반복할 수 있다.

도 5는 도 2, 도 3 및 도 4에 나타난 본 발명의 기술을 모두 합하여 상세 도시한 전체 신호처리 흐름도를 나타낸다. 따라서, 구체적인 상세 설명은 생략한다. 도 5에서 추가로 설명하는 부분은 SDFS와 SDFT간의 상호 연동부로서, SDFS 판별기(512)에서 검사하는 희소 도플러 주파수 가설(인덱스 F)에 대해서 신호가 탐색되지 않았을 때, 블록 (513)에서는 SDFS가 다음 번의 희소 도플러 주파수(sparse Doppler frequency)에 대한 탐색을 수행할 수 있도록 F값을 희소 도플러 주파수 탐색 간격만큼 증가시키고 K를 하나 더 높게 증가시켜 행방향 원형 이동 블록(508)으로 제어 정보를 전달한다. 이때, 전달되는 제어 정보는 기존 원형이동함수의 K값을 1개 더 증가하라는 것이므로, 원형이동함수는 지난 번 원형이동된 벡터를 임시메모리 임시 메모리(514, 즉, 도 2의 210)에 저장해두었다가 다시 가져와서 모든 원소들을 단 1개의 원소 위치만큼만 더 원형 이동시키는 작업을 수행하면 된다. 이러한 방식을 활용하면 블록 (505)에서 블록 (507)이르는 과정을 생략할 수 있다. 또한, 행방향 줄임(truncation) 블록(510)에서는 인덱스 F 또는 원형이동치 K에 의하여 발생된 희소 도플러 주파수 가설로 만들어진 새로운 상관결과행렬 S^t _RT×q1을 임시 메모리(514, 즉, 도 2의 210)에 저장하여 이후 SDFT블록에서 활용할 수 있도록 한다.

본 발명에 의한 SDFS와 SDFT의 상호 연동은 두 가지 방식으로 진행될 수 있다. 첫 번째는 SDFS에 의하여 모든 희소 도플러 주파수 가설들에 대한 탐색을 먼저 완료하는 것이다. SDFS를 수행하는 동안에 임시 메모리(514)로 저장한 모든 희소 도플러 주파수에서 얻어진 상관결과행렬 S^t _RT×q1을 SDFT의 블록 (513)에서 입력받아서 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수 탐색을 SDFT가 수행하도록 하는 방안이 있다. 또 다른 방안으로는 SDFS에서 먼저 2개의 희소 도플러 주파수에 대한 신호 탐색을 완료하고 SDFT에서는 SDFS에서 탐색된 2개의 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수 탐색을 완료하고, 다시 SDFS에서 다음 번 1개의 희소 도플러 주파수를 탐색하고 SDFT에서 다시 기존 희소 도플러 주파수와 새로 탐색된 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수에 대한 탐색을 진행하는 방식으로 SDFS와 SDFT를 번갈아 수행하여 모든 도플러 주파수를 탐색하는 방식이다. 후자의 경우에는, 도시하는 바와 같이, SDFT 판별기(516)에서 SDFS의 행방향 원형 이동 블록(508)으로 K를 하나 더 증가한 만큼의 원형이동 제어 명령을 보내야 한다.

요컨대, 본 발명에 따르면, SDFS 기술을 활용하여 주파수 축 상에서 상대적으로 넓은 간격(f_m/T [Hz])으로 띄엄띄엄 떨어져있는 희소 도플러 주파수들에 대한 탐색을 수행하고 SDFT는 SDFS의 결과를 활용하여 띄엄띄엄 떨어져있는 구간 내에서 좀더 세밀한 상세 도플러 주파수에 대한 신호탐색을 단순한 덧셈과 실수 곱셈으로 수행할 수 있다. 이러한 기술은 추적하는 신호의 세기가 매우 작아 T가 1ms보다 매우 크게 설정되어야 하는 GNSS 수신기의 주파수 추적장치에서도 그대로 활용할 수 있다. 예를 들어, 현재 탐지된 GNSS위성의 도플러 주파수가 Fc[Hz]라고 하면, Fc-δ 및 Fc+δ(여기서 δ는 매우 작은 값)에 대한 도플러 주파수를 가정하여 GNSS위성의 신호탐지를 수행하고 SDFT를 이용하여 [Fc-δ, Fc+δ] 사이 구간에 있는 다른 상세 도플러 주파수에 대한 신호탐색을 수행함으로써, 보다 정확한 도플러 주파수 탐지와 추적이 가능하다. 이러한 주파수 추적 장치의 기본적인 구현은 도 2, 도 3, 도 4 및 도 5의 것과 유사한 구조로 구현된다.

이와 같이, 본 발명의 실시예에 따르면, GNSS (또는 GPS, 또는 대역확산 이동통신 및 위성통신) 수신기는 모든 경우의 도플러 주파수에 대한 신호 탐색을 수행하지 않고, SDFS 기술을 이용하여 충분히 떨어진 희소 도플러 주파수들에 대해서만 신호탐색을 하고, SDFT 기술을 이용하여 희소 도플러 주파수들 사이의 정밀한 도플러 주파수에 대한 신호탐색을 수행하며, SDFT에 의한 상세 도플러 주파수 신호탐색은 실제 상관을 수행하지 않고 단순한 덧셈과 실수 곱셈으로 수행되므로 계산량을 크게 절약하는 동시에 고속의 신호 탐색을 수행할 수 있다. 실제 실내환경에서 GPS 수신기가 GPS 위성 신호를 탐지하지 못하고 위치를 측정하지 못하는 이유는 미약한 신호를 탐지하기 위한 상관길이T가 매우 크고(외부 환경보다 100배 이상 증가) 이에 따른 계산량이 매우 크게 늘어나기 때문이다. 본 발명에 따른 기술은 기존 GNSS(GPS) 수신기의 신호 탐색 시간과 계산량을 획기적으로 감축(약 50~100배)하는 동시에, 실내 환경에서도 GPS수신기가 미약한 신호를 빠르게 탐지하고 쉽게 추적할 수 있도록 한다.

이상에서 설명된 장치는 하드웨어 구성요소, 소프트웨어 구성요소, 및/또는 하드웨어 구성요소 및 소프트웨어 구성요소의 조합으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 실시예들에서 설명된 장치 및 구성요소는, 예를 들어, 프로세서, 콘트롤러, ALU(arithmetic logic unit), 디지털 신호 프로세서(digital signal processor), 마이크로컴퓨터, FPGA(field programmable gate array), PLU(programmable logic unit), 마이크로프로세서, 또는 명령(instruction)을 실행하고 응답할 수 있는 다른 어떠한 장치와 같이, 하나 이상의 범용 컴퓨터 또는 특수 목적 컴퓨터를 이용하여 구현될 수 있다. 처리 장치는 운영 체제(OS) 및 운영 체제 상에서 수행되는 하나 이상의 소프트웨어 애플리케이션을 수행할 수 있다. 또한, 처리 장치는 소프트웨어의 실행에 응답하여, 데이터를 접근, 저장, 조작, 처리 및 생성할 수도 있다. 이해의 편의를 위하여, 처리 장치는 하나가 사용되는 것으로 설명된 경우도 있지만, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는, 처리 장치가 복수 개의 처리 요소(processing element) 및/또는 복수 유형의 처리 요소를 포함할 수 있음을 알 수 있다. 예를 들어, 처리 장치는 복수 개의 프로세서 또는 하나의 프로세서 및 하나의 콘트롤러를 포함할 수 있다. 또한, 병렬 프로세서(parallel processor)와 같은, 다른 처리 구성(processing configuration)도 가능하다.

소프트웨어는 컴퓨터 프로그램(computer program), 코드(code), 명령(instruction), 또는 이들 중 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으며, 원하는 대로 동작하도록 처리 장치를 구성하거나 독립적으로 또는 결합적으로(collectively) 처리 장치를 명령할 수 있다. 소프트웨어 및/또는 데이터는, 처리 장치에 의하여 해석되거나 처리 장치에 명령 또는 데이터를 제공하기 위하여, 어떤 유형의 기계, 구성요소(component), 물리적 장치, 가상 장치(virtual equipment), 컴퓨터 저장 매체 또는 장치, 또는 전송되는 신호 파(signal wave)에 영구적으로, 또는 일시적으로 구체화(embody)될 수 있다. 소프트웨어는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템 상에 분산되어서, 분산된 방법으로 저장되거나 실행될 수도 있다. 소프트웨어 및 데이터는 하나 이상의 컴퓨터 판독 가능 기록 매체에 저장될 수 있다.

실시예에 따른 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 실시예를 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 실시예의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.

이상과 같이 실시예들이 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 해당 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 상기의 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다. 예를 들어, 설명된 기술들이 설명된 방법과 다른 순서로 수행되거나, 및/또는 설명된 시스템, 구조, 장치, 회로 등의 구성요소들이 설명된 방법과 다른 형태로 결합 또는 조합되거나, 다른 구성요소 또는 균등물에 의하여 대치되거나 치환되더라도 적절한 결과가 달성될 수 있다.

그러므로, 다른 구현들, 다른 실시예들 및 특허청구범위와 균등한 것들도 후술하는 특허청구범위의 범위에 속한다.

Claims

신호 처리 장치에서, GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 단계
를 포함하고,
상기 수신 신호를 탐색하는 단계는,
제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 단계; 및
상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFT(synthesized Doppler frequency testing) 단계
를 포함하는 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,
상기 신호 처리 방법은,
상기 SDFS 단계를 통해 모든 희소 도플러 주파수를 먼저 탐색하여 상기 모든 희소 도플러 주파수에서 얻어진 탐색 결과를 임시 메모리에 저장하고, 이후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 임시 메모리에 저장된 탐색 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 수신 신호에 대한 모든 도플러 주파수를 탐색하는 것
을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,
상기 신호 처리 방법은,
상기 SDFS 단계를 통해 먼저 2개의 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하고, 신호가 탐지되지 않았을 경우 다시 상기 SDFS 단계를 통해 1개의 새로운 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 중 하나의 기존 희소 도플러 주파수와 상기 새로운 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 수신 신호에 대한 모든 도플러 주파수를 탐색하는 것
을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제1항에 있어서,
상기 SDFS 단계는,
수신된 신호를 샘플링 주파수로 샘플링 하여 얻은 신호 성분을 일정 크기의 신호 행렬로 변환하는 (1) 단계;
상기 신호 행렬의 행 길이에 제로-패딩(zero-padding)을 적용한 후 상기 신호 행렬의 각 행을 FFT(Fast Fourier Transform)를 통하여 주파수 영역 값으로 변환하는 (2) 단계;
PRN(Pseudo-Random Noise) 코드 신호에 대해 FFT와 켤레(conjugate) 변환을 수행한 후 원형 이동(circular shift)을 수행하는 (3) 단계;
상기 주파수 영역 값으로 변환된 상기 신호 행렬의 각 행과 상기 원형 이동된 PRN 코드 신호를 원소곱(element-by-element multiplication) 하여 역FFT(Inverse FFT)을 수행함으로써 상관결과행렬을 구하는 (4) 단계;
상기 상관결과행렬에 행방향 줄임(truncation)을 적용하여 얻은 새로운 상관결과 행렬의 각 열을 합산하여 현재 희소 도플러 주파수에 대한 탐색 결과 벡터를 구하는 (5) 단계;
상기 탐색 결과 벡터의 최대 원소 크기가 임계치 이상이면 현재 희소 도플러 주파수에 대해 최종 신호를 확정하는 (6) 단계; 및
상기 탐색 결과가 상기 임계치 미만이면 도플러 주파수 인덱스를 증가시켜 다음 희소 도플러 주파수에 대하여 새로운 신호 성분을 입력 받아 상기 (3) 단계부터 반복하는 (7) 단계
를 포함하는 신호 처리 방법.
제4항에 있어서,
상기 샘플링 주파수로 샘플링 하여 얻은 신호 성분은 이웃하는 샘플들의 합으로 압축된 압축 신호 성분으로, 칩 당 2개 이상의 압축 신호 성분으로 이루어지는 것
을 특징으로 하는 신호 처리 방법.
제4항에 있어서,
상기 SDFT 단계는,
상기 SDFS 단계에서 신호 탐색에 실패하면 상기 희소 도플러 주파수에서 얻어진 신호 행렬 중에서 이웃하는 2개의 희소 도플러 주파수에 해당되는 신호 행렬을 선택하는 (8) 단계;
상기 선택된 2개의 신호 행렬을 원소간 합(element-by-element sum)하여 합산 신호 행렬을 생성하는 (9) 단계;
상기 합산 신호 행렬의 각 행에 특정한 실수를 곱하여 합산과정에서 발생하는 증폭왜곡을 보상한 후, 상기 증폭왜곡이 보상된 합산 신호 행렬의 각 열을 합산하여 상기 2개의 희소 도플러 주파수 사이의 중간 도플러 주파수인 상세 도플러 주파수에 대한 탐색 결과를 구하는 (10) 단계; 및
상기 탐색 결과가 임계치 이상이면 현재 상세 도플러 주파수에 대해 최종 신호를 확정하는 (11) 단계
를 포함하는 신호 처리 방법.
컴퓨터 시스템이 도플러 주파수가 포함된 수신 신호를 탐색하도록 제어하는 명령(instruction)을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체로서,
상기 명령은,
제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 단계; 및
상기 SDFS 단계의 신호 탐색 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFT(synthesized Doppler frequency testing) 단계
를 포함하는 방법에 의하여 상기 컴퓨터 시스템을 제어하고,
상기 SDFS 단계를 통해 모든 희소 도플러 주파수를 먼저 탐색하여 상기 모든 희소 도플러 주파수에서 얻어진 탐색 결과를 임시 메모리에 저장하고, 이후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 임시 메모리에 저장된 탐색 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 수신 신호에 대한 모든 도플러 주파수를 탐색하는 것
을 특징으로 하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
컴퓨터 시스템이 도플러 주파수가 포함된 수신 신호를 탐색하도록 제어하는 명령(instruction)을 포함하는 컴퓨터 판독가능 매체로서,
상기 명령은,
제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFS(sparse Doppler frequency search) 단계; 및
상기 SDFS 단계의 신호 탐색 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 SDFT(synthesized Doppler frequency testing) 단계
를 포함하는 방법에 의하여 상기 컴퓨터 시스템을 제어하고,
상기 SDFS 단계를 통해 먼저 2개의 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하고, 다시 상기 SDFS 단계를 통해 1개의 새로운 희소 도플러 주파수를 탐색한 후 상기 SDFT 단계를 통해 상기 2개의 희소 도플러 주파수 중 하나의 기존 희소 도플러 주파수와 상기 새로운 희소 도플러 주파수 사이의 상세 도플러 주파수를 탐색하는 방식으로 상기 수신 신호에 대한 모든 도플러 주파수를 탐색하는 것
을 특징으로 하는, 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 신호 탐색부
를 포함하고,
상기 신호 탐색부는,
제1 간격의 희소 도플러 주파수들(sparse Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 도플러 주파수 탐색기; 및
상기 도플러 주파수 탐색기의 결과를 이용하여 상기 희소 도플러 주파수들 사이에서 상기 제1 간격보다 짧은 제2 간격의 상세 도플러 주파수들(synthesized Doppler frequency)에 대하여 신호 탐색을 수행하는 도플러 주파수 테스트기
를 포함하는 신호 처리 장치.