KR101356239B1

KR101356239B1 - Ｇｎｓｓ 및 대역확산 신호의 신속한 신호 획득을 위한 압축 감지 방법 및 그 장치

Info

Publication number: KR101356239B1
Application number: KR1020120041063A
Authority: KR
Inventors: 공승현
Original assignee: 한국과학기술원
Priority date: 2012-01-30
Filing date: 2012-04-19
Publication date: 2014-02-05
Also published as: KR20130087982A

Abstract

GNSS 및 대역확산 신호의 신속한 신호 획득을 위한 압축 감지 방법 및 그 장치가 개시된다. GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 신호탐색부를 포함하고, 신호탐색부는, [L×L]의 행렬 크기를 가지는 상관 행렬과 [M×L]의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M×L]의 행렬 크기를 갖는 압축 감지 행렬을 생성하는 신호 생성기; M개의 상관기(correlator)가 병렬로 구성되어 수신 신호와 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 병렬 상관기; 및 병렬 상관기의 압축 상관결과를 이용하여 수신 신호의 코드 위상(code phase)과 도플러 주파수 인덱스를 획득하는 디코딩 모듈을 포함하는 GNSS 및 대역확산 신호 획득 장치를 제공한다.

Description

ＧＮＳＳ 및 대역확산 신호의 신속한 신호 획득을 위한 압축 감지 방법 및 그 장치{COMPRESSED SENSING BASED FAST GNSS AND SPREAD SPECTRUM SIGNAL ACQUISITION METHOD AND APPARATUS THEREOF}

본 발명의 실시예들은 GNSS(Global Navigation Satellite System) 및 대역확산(Spread Spectrum) 신호 수신기의 빠른 신호 획득(fast signal acquisition)에 관한 것으로, 특히, 압축 감지 기술을 활용한 신속한 신호 탐색과 획득(search and acquisition) 방법 및 장치에 관한 것이다.

GNSS는 GPS와 같은 위성망을 이용한 측위 시스템을 통칭하며, 위성의 안테나에서 전파가 발신되어 GPS 수신기까지 도착하는데 걸리는 시간(TOA: Time of Arrival)을 측정하는 동시에, 수신된 전파가 위성에서 발신될 때의 위성의 위치를 알아내어 GPS 수신기의 상대 위치를 계산하는 방식이다. 모든 GNSS 위성에서 지상으로 발신하는 신호는 일반적인 무선 통신 시스템에서 활용하는 대역확산 신호이다. 대역확산 신호를 사용하는 모든 통신 및 위성 항법 시스템의 수신기가 시동하는데 있어서 가장 먼저 선행되어야 할 조건은 위성 신호의 탐색과 위성 정보의 획득이다.

GPS 수신기의 초기 위치 획득에 있어서, GPS 수신기가 장기간 (주로 4시간 이상)의 파워 오프(power off)된 상태가 지속되어 과거 수신되었던 모든 GPS위성 관련 데이터의 효용성이 없어진 이후 다시 파워 온(power on)하여 초기 위치 측정을 수행하는 경우를 콜드 스타트(Cold Start)라고 불리며 이때 소요되는 시간을 TTFF(time to first fix)라고 한다. GPS의 경우, L1 (=1.575GHz) 주파수 C/A 코드 신호를 탐지하기 위한 GPS 수신기의 콜드 스타트는 여러 단계를 따라 이루어지는데, 특히 위성 신호의 코드위상 (code phase, 신호의 시간적 지연에 해당) 가설 영역(hypothesis range) 및 도플러 주파수(Doppler frequency) 가설 영역을 탐색하여 실제 수신 신호의 도플러 주파수와 코드위상을 찾아내는 단계는 가장 높은 하드웨어적 복잡도가 요구된다. 부연하면, GPS의 L1주파수에 실려오는 C/A 코드 시퀀스(code sequence)의 경우 1023개의 칩으로 이루어져 있어서 초기화 단계의 수신기가 탐색해야 할 코드 위상은 0.5칩 단위로 총 2046개이며 지상 보행자용 GPS 수신기의 경우 일반적으로 -5KHz에서 +5KHz까지 500Hz마다 도플러 주파수 가설을 설정하므로 총 21가지의 도플러 가설이 발생하므로 모두 442966개 (약 43000개)의 가설을 검증하여야 한다. 1개의 가설 검증은 최소 1msec의 상관길이를 갖는 상관기(correlator)를 통하여 검증하므로 1개의 상관기만을 구비한 수신기는 약 43초의 신호탐색 시간이 필요하며, 반대로 43000개의 상관기를 사용하는 수신기는 약 1msec내에 신호를 탐색할 수 있다. 여기서, 1msec의 상관길이는 수신되는 신호의 세기가 충분히 높은 양호한 경우로서 신호 세기가 양호하지 않는 경우 상관길이는 1msec보다 더 큰 값을 가져야 하며, 이에 따라 도플러 주파수 가설 단위를 500Hz보다 작게 가져가야 하므로 도플러 주파수 가설의 수는 상관기 길이에 반비례하여 증가하게 된다. GPS 수신기가 C/A 신호를 탐색(Search)하고 획득(Acquisition)해야 하는 이유는 현재 순간에 수신되는 GPS 위성 신호를 실시간으로 추적하기 위한 것으로 신호 획득은 다음의 두 가지를 얻는 것이다; (1) 수신되는 위성 신호와 수신기 내부 발생 신호간의 정확한 시각동기(synchronization) - 즉, 코드 동기(code synchronization)와 (2) 수신되는 GPS 위성 신호와 주파수 동기. 일반적인 대역확산 통신 시스템의 수신기도 코드 동기를 맞추기 위해서 각 코드 위상 가설에 대하여 신호 탐색을 수행한다 (지상 시스템에서는 도플러 주파수는 크지 않으므로 대부분 정확한 주파수 동기는 요구되지 않는다).

도 1은 일반적인 GPS 수신기가 1개의 위성 신호를 탐색하기 위하여 모든 코드 위상 가설 (1023칩 내에 0.5칩 단위 가설 - 전체 2046개)과 모든 도플러 주파수 가설(-5KHz에서 +5KHz까지 500Hz 단위로, 전체 21개)로 이루어진, 전체 약 43000개의 가설 모두를 탐색한 결과이다. 도 1의 x-y 평면은 42000여 개의 가설 평면이며 가설 평면상의 각 점(각 가설)에 대하여 상관기의 출력 값을 Z축에 나타내고 있다. 상기 상관기의 출력은 각 가설(= 코드 및 도플러 주파수 가설)마다 1msec의 상관 길이를 갖는 상관기(Correlator)를 동작하여 얻은 값이며, 만일 미약한 신호를 탐지하기 위하여 더 긴 상관길이를 갖는 상관기를 사용한다면 도플러 주파수 가설은 더욱 작은 단위로 탐색 되어야 한다.

이와 같이 많은 가설을 검증하여 신호 탐색을 수행하고 탐지된 신호를 획득하는 과정은 수신기의 시동 초기에 일순간 집중적으로 많은 하드웨어 리소스(hardware resource)를 사용하게 되므로 매우 비효율적인 과정이다. 이러한 비효율성을 줄이거나 신호 탐지를 더 빠르게 하기 위하여 다양한 기술이 개발되어 왔는데, 가장 단순한 기술은 다수의 병렬상관기를 활용하는 방안이다. 예를 들어, 42000개의 병렬상관기는 1msec 이내에 신속히 신호 탐색을 완료하지만, 단 1회의 사용을 위하여 매우 많은 상관기를 구비하여야 하므로 하드웨어의 비효율성이 높다. 또 다른 방법은 FFT(Fast Fourier Transform)을 이용하여 주파수 영역(frequency domain)에서 수신신호와 수신기 내부에서 만들어낸 코드(PRN code)를 곱하여 매우 빠른 상관을 수행하는 것인데, 이를 위하여 수신 신호와 수신기 내부에서 만들어진 코드 신호를 모두 주파수 영역으로 푸리에 변환해야 하고 주파수 영역에서 곱해진 결과를 다시 시간 영역(time domain)으로 역푸리에 변환을 해야 하므로 상관기가 필요 없는 대신 계산량(computational load)이 매우 높아진다. 이와 같은 높은 계산량을 갖는 FFT 기반 신호 탐색 방법은 속도가 높은 DSP칩을 활용하여 구현할 수 있지만, DSP칩 때문에 고비용의 문제가 있다.

또 다른 방법은 퀄컴(Qualcomm Inc.)의 A-GPS (Assisted GPS, 또는 통칭하여 Assisted GNSS) 기술이다. 도 2에는 A-GPS 수신기와 기존 GPS 수신기에서 콜드 스타트에서의 초기 위치 탐지(TTFF: Time To First Fix)에 대한 비교도를 보인다. 도 2에 도시된 바와 같이, 기존 GPS의 경우 TTFF가 최소 30초 (최대 12.5분)이 소요되는 반면, A-GPS 수신기는 이동통신 기지국에 연결된 A-GPS 서버의 도움(Assistance)를 받아 TTFF를 단 수 초 만에 완료할 수 있다. A-GPS는 기존 GPS 기술 대비 뛰어난 성능 향상을 가지고 있지만 다음과 같은 몇 가지 제약과 문제점을 가지고 있다. 먼저, 이동통신망에 연결된 서버로부터 도움정보를 받아야 하므로 이동통신과 무선 연결이 가능한 경우에만 국한되어 구현될 수 있고, GPS 수신기가 탐색해야 하는 코드 위상 범위는 기지국과 핸드폰간의 시각 동기와 핸드폰의 위치 추정 정확도에 따라 달라진다. 따라서, 3세대 또는 3.5세대 및 4세대와 같은 비동기식 이동통신 시스템(Asynchronous Cellular Network)의 경우에 기지국 시각이 부정확하여 코드위상 탐색영역의 크기는 기존 GPS 수신기의 탐색영역인 1023칩 전체가 되어 A-GPS는 기존의 일반적인 GPS와 동일한 신호 탐색을 수행한다.

최근 신호처리 기술에서의 비약적인 발전 중의 하나는 압축 감지(Compressed Sensing) 기술인데, 이는 많은 양의 신호 측정치로부터 신호에 담겨있는 정보를 추출하는 기존의 방식에서 매우 작은 양의 신호 측정치를 얻어내는 것만으로도 신호에 실려 있는 정보를 추출할 수 있는 기술이다. 압축 감지 기술은 현재 영상 처리 및 대용량 데이터를 처리하는 많은 시스템에 활용되고 있지만, 대부분의 기술이 신호 측정치를 얻어내는 방식이 랜덤측정행렬(random measurement matrix)을 사용하므로 얻어낸 신호 측정치(signal measurements)로부터 원래의 신호를 복원하는데 필요한 계산 량이 매우 높아 실시간 시스템으로 활용되지 못하고 있다. 또한, 압축 감지 기술을 응용한 대역확산 시스템에서의 신호 탐지와 획득 기술을 개발된 바가 없다.

본 발명에서는, GNSS 및 대역확산 통신 수신기의 신호 획득에 있어서 수신기 하드웨어의 최소화와 신호획득의 초고속화를 가능하게 하는 기술을 제안한다.

본 발명은 하드웨어의 최소화를 위하여 최적의 구조적 압축 감지(structured deterministic compressed sensing) 기법을 GNSS 및 대역확산 수신기에 맞게 구현하는 방안을 제시하여 기존의 GNSS 수신기나 대역확산 신호를 이용하는 통신 단말기의 초기 신호 탐색에 필요한 상관기의 개수를 수 배 이하로 감소시켜 신호탐지에 필요한 하드웨어 자원 낭비를 줄이는 것을 목표로 한다.

본 발명에서는 일반적인 압축 감지 기술에서 사용하는 랜덤 측정 행렬을 사용하지 않고 구조적 측정 행렬을 제시함으로써 신호탐지에 필요한 계산량을 획기적으로 줄임으로써 신속한 신호 탐지가 가능한 구현 방안을 제공한다.

본 발명에서 구현하는 압축 감지 기술은 최소한의 측정치로부터 필요한 정보를 신속하게 실시간으로 추출해낼 수 있는 기술로서, 매우 높은 신속도가 요구되는 신호의 탐지와 획득 시스템에 활용할 수 있는 기술과 그 구현 방안을 제공한다.

본 발명의 일 측면에 따르면, GNSS(Global Navigation Satellite System) 및 대역확산 신호 획득 장치는 GNSS 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 신호탐색부를 포함하고, 상기 신호탐색부는 [L×L]의 행렬 크기를 가지는 상관 행렬과 행의 개수가 열의 개수보다 작은 [M×L]의 행렬 크기(M<L)를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M×L]의 행렬 크기를 갖는 압축 감지 행렬을 생성하는 신호 생성기; M개의 상관기(correlator)가 병렬로 구성되어 상기 수신 신호와 상기 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 병렬 상관기; 및 상기 병렬 상관기의 압축 상관결과를 이용하여 상기 수신 신호의 코드 위상(code phase)과 도플러 주파수를 획득하는 디코딩 모듈을 포함할 수 있다.

상기 신호 생성기는 상기 상관 행렬과 상기 측정 행렬의 행렬 곱에 의해 상기 압축 감지 행렬을 생성할 수 있다.

상기 상관 행렬의 각 행은 상기 수신 신호의 확산 코드 신호와 동일하며 임의 시간 단위의 코드 지연을 갖는 확산 코드로 이루어질 수 있다.

상기 병렬 상관기는 상기 압축 감지 행렬을 이루는 상기 M개의 행과 상기 수신 신호 간의 상관을 수행하여 [M×1]의 행렬 크기를 갖는 상기 압축 상관결과를 생성할 수 있다.

상기 압축 상관결과의 각 행은 상기 측정 행렬을 이루는 상기 L개의 각 열을 상기 상관행렬과 수신 신호를 곱한 결과를 계수로 곱한 후 합하여 얻어지는 형태로서 결과적으로 측정행렬의 모든 열들의 선형 합이 될 수 있다.

상기 디코딩 모듈은 모든 도플러 주파수 가설에 대하여 상기 압축 감지 행렬의 M개의 행을 상기 병렬 상관기에 입력하여 상기 병렬 상관기에서 상기 M개의 압축 상관결과를 얻은 후, 상기 병렬 상관기에서 얻어진 상기 M개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 도플러 주파수와 코드 위상을 획득할 수 있다.

상기 신호 생성기는 [M₁×L]의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₁×L]의 행렬 크기를 갖는 제1차 압축 감지 행렬을 생성하는 제1차 신호 생성기와, [M₂×L](여기서, M₁+M₂=M)의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₂×L]의 행렬 크기를 갖는 제2차 압축 감지 행렬을 생성하는 제2차 신호 생성기로 구성되고, 상기 병렬 상관기는 M₁개의 상관기로 구성되어 상기 제1차 압축 감지 행렬의 M₁개의 행을 입력 받아 상기 수신 신호와의 상관을 수행하는 제1차 병렬 상관기와, M₂개의 상관기로 구성되어 상기 제2차 압축 감지 행렬의 M₂개의 행을 입력 받아 상기 수신 신호와의 상관을 수행하는 제2차 병렬 상관기로 구성될 수 있다.

상기 디코딩 모듈은 상기 제1차 병렬 상관기에서 모든 도플러 주파수 가설에 대하여 얻어진 상기 M₁개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호와 주파수가 가장 가까운 도플러 주파수를 추정한 후, 상기 제2차 병렬 상관기에서 상기 추정된 도플러 주파수에 대하여 얻어진 상기 M₂개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 최종 코드 위상을 획득할 수 있다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, GNSS 측위 신호 또는 대역확산 신호 중 적어도 하나의 수신 신호를 찾아 상기 수신 신호의 코드 위상과 도플러 주파수 인덱스를 획득하는 GNSS 및 대역확산 신호 획득 방법은 [L×L]의 행렬 크기를 가지는 상관 행렬과 행의 개수가 열의 개수보다 작은 [M×L]의 행렬 크기(M<L)를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M×L]의 행렬 크기를 갖는 압축 감지 행렬을 생성하는 단계; 각 도플러 주파수 가설마다 병렬로 구성된 M개의 상관기를 통해 상기 수신 신호와 상기 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 단계; 및 상기 상관 결과로부터 수신되는 신호가 갖는 도플러 주파수를 획득하고 확산 코드의 코드 위상을 획득하는 단계를 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예에 의하면, 기존 A-GPS 처럼 통신 장치를 필요로 하지 않으며 기존 GNSS 및 대역확산 통신 시스템의 수신기 기술 보다 몇 배 이상 빠른 신호 탐색과 획득이 가능하여 신호 탐색과 신호 획득을 위한 수신기의 하드웨어가 매우 적게 소용되므로 시간적으로나 비용적으로나 최적의 수신기를 구현할 수 있다.

도 1은 일반적인 GPS 수신기가 1개의 위성 신호를 탐색하기 위하여 모든 코드 위상 가설과 모든 도플러 주파수 가설로 이루어진 2차원 GPS 신호 가설 탐색 영역을 탐색한 결과를 도시한다.
도 2는 퀄컴의 A-GPS 와 기존 GPS 방식에서 GPS 수신기의 콜드 스타트에서의 초기 위치 탐지 소요 시간을 비교 분석한 것이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 있어서, 압축 감지 기술에 기반한 신호탐색부의 내부 구성을 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 또 다른 실시예에 있어서, 압축 감지 기술에 기반한 신호탐색부의 내부 구성을 도시한 블록도이다.
도 5는 일반적인 GPS와 Galileo신호의 ACF(Auto-Correlation Function)를 도시한다.

이하, 본 발명의 두 가지 대표적인 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 그러나, 본 발명의 실시 예는 여러 가지 다른 유사한 형태로 변형될 수 있으며, 본 발명의 범위가 다음에 상술하는 실시 예에 한정되는 것은 아니다. 예를 들어, GNSS(Global Navigation Satellite Systems)는 미국의 GPS (Global Positioning System)을 포함하는 모든 종류의 위성 항법 시스템 (미국의 GPS, 러시아의 Glonass, 유럽의 Galileo, 중국의 Beidou, 일본의 QZSS 등)을 포괄적으로 지칭한다.

본 발명에서는 GNSS를 GPS로 대표하여 서술하지만 근본적으로 대부분의 GNSS는 GPS와 동일하게 대역확산(Spread Spectrum) 신호를 사용하므로 대부분의 GNSS 수신기의 구현 예는 GPS 수신기의 구현 예와 유사하므로 특별히 구분하지 않는 한 같은 의미로 사용한다. 뿐만 아니라, 대역확산 신호를 사용하는 이동통신 시스템의 수신기에서도 동일한 기능을 수행하므로 본 발명이 적용되는 분야는 대역확산 신호를 사용하는 이동통신과 위성통신, 그리고 GPS(GNSS)와 같은 항법시스템에서 활용될 수 있다. 한가지 차이점은 대역확산 이동통신 시스템에서는 수신되는 신호의 도플러 주파수 오차는 고려하지 않고 코드 위상(code phase)만 탐색하는 반면, GNSS에서는 수신되는 신호의 코드 위상 탐색뿐만 아니라 수신되는 신호의 도플러 주파수도 탐색한다. 따라서, 본 발명에서는 GNSS 수신기를 보다 일반적인 수신기로 간주하여 그 구현 예 등을 설명하며, 본 발명에서 제시하는 GNSS 수신기의 구현은 대역확산 이동통신 단말기에도 그대로 적용 가능하다.

따라서, 본 발명은 도면에 도시된 실시 예를 참고로 하여 설명하지만 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시 예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그리고, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위 내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.

도 3은 본 발명의 제1실시예로서, 본 발명에 기초하여 일반적인 GNSS 수신기가 수신되는 GNSS 신호를 찾아 코드 위상(code phase) 정보를 획득하는 과정을 수행하는 압축감지(compressed sensing) 기술에 기반한 신호탐색부(Signal Searcher)의 구현 예를 도시한다.

도 3에 도시한 바와 같이, 제1실시예에 따른 GNSS 및 대역확산 신호 획득 장치는 신호탐색부(300)를 포함하여 구성되며, 이때, 신호탐색부(300)는 병렬상관기(Parallel Correlators)(310), 신호생성기(320), 디코딩(신호정보탐색)모듈(330)로 구성될 수 있다.

먼저, GNSS 및 대역확산 신호 획득 장치에 구비된 수신기의 안테나(301)를 통하여 수신되는 신호는 주파수 하향 변환기(Frequency Down Converter)(302)와 ADC(Analogue to Digital Converter)(303)를 거쳐서 칩속도(chip rate) 보다 두 배 높은 샘플링(sampling) 주파수로 표본화 되어 얻어진 샘플신호(sampled signal)는 신호탐색부(300)로 입력된다. 일반적으로 수신기에서 수신되는 신호의 코드 위상(code phase)은 0.5칩 단위로 탐색되므로 본 발명에 있어서 상기 ADC(303)의 출력은 칩당 2개로 표본화됨을 가정한다. 신호탐색부(300)로 입력된 신호는 먼저 M개의 상관기로 구성된 병렬상관기(310)를 거친 후 각 상관기의 상관 출력으로서 디지털 신호 처리부인 디코딩모듈(330)로 출력된다. 이때, 병렬상관기(310)는 상관기1(311), 상관기2(312), …, 상관기M(313)로 구성되며, 본 발명에 따른 병렬상관기(310)의 상관 입력은 일반적인 기존 대역확산 신호의 탐색을 위한 상관 방식과 다르다.

이하, 본 발명에 따른 압축감지 기법으로 GPS 또는 대역확산 신호의 측정치를 얻어내는 구체적인 과정을 설명한다.

일반적으로 대역확산 신호를 탐지하기 위한 상관기(correlator)는 내부적으로 생성한 신호와 수신되는 신호간의 상관을 수행하는데, 상기 내부적으로 생성한 신호는 수신되는 신호가 갖는 확산코드(spreading code)와 동일한 확산코드로 이루어진 신호이다. 병렬상관기를 구비한 수신기는 상기 내부 발생 신호로 서로 다른 시간 지연(코드위상)을 갖는 다수개의 확산코드 신호를 만들어 각각의 신호와 수신신호간에 상관을 수행한다.

그러나, 본 발명에 따른 상관 방식은 수신되는 신호와 내부적으로 만들어진 특별한 신호 간의 상관을 수행한다. 상기 특별한 신호는 A 행렬의 각 행이며 A 행렬은 [M × L]의 크기를 갖는다. 상기 내부적으로 만들어진 특별한 신호는 신호생성기블록(320)를 거쳐서 만들어지는 신호로서, 다음과 같은 과정을 통하여 만들어진다. 이때, 신호생성기블록(320)은 PN생성기(322), Ψ생성기(323), Φ생성기(324), A생성기(325)로 구성될 수 있다.

먼저, 블록321의 정보는 A행렬을 만들기 위한 기본 정보 (A행렬의 크기 및 확산코드 정보)를 포함하는 것으로 신호생성기(320)으로 전달되며, F=1의 값으로 시작한다. 블록321의 정보를 기반으로 PN생성기(322)는 획득(Acquisition)하려는 신호의 확산코드(spreading code) 신호를 발생시킨다. 확산코드의 발생은 일반적으로 LFSR(Linear Feedback Shift Register)을 이용하여 구현된다. PN생성기(322)를 거쳐 Ψ생성기(323)에서 만들어지는 행렬 Ψ는 도플러 주파수

(F는 도플러 주파수 인덱스)를 갖는 확산코드 신호의 상관행렬(Correlation Matrix)로서 다음 수학식 1과 같은 압축 행렬로 나타낼 수 있다.

여기서, Ψ₁, Ψ₂는 다음과 같다.

수학식 1에서 p[k]는 탐색하려는 신호의 확산코드(spreading code)의 k번째 칩(코드)의 값(k=1,2,3,...N)으로서 +1 또는 -1의 값을 갖는다. 여기서 N(>>1)은 확산코드의 한 주기에 해당하는 코드 개수이다. (참고로, GPS L1신호의 C/A 코드는 알려진 바와 같이, N=1023이며, IS-95 (CDMA) 방식의 이동통신에서는 N=32768이며 3세대 이동통신 WCDMA에서는 38400이다.) 수학식 1에서 p[k]가 2개씩 반복되어 있는 이유는 수신기가 수신된 신호로부터 칩당 2개의 샘플(2 samples per chip)을 만들어내는 것에 동기를 맞추기 위해서이다. 즉, 확산코드 1칩의 시간 길이를

라고 할 때(R_c는 chip rate), 상기 Ψ₁의 각 행은 0.5T_c 단위의 서로 다른 코드(위상)지연을 갖는 확산코드를 나타낸다. 상기 Ψ₁은 크기 [L×L]을 가지며, 이하 L=2N을 나타낸다. 또한,

는 현재 탐색하고자 하는 수신신호의 도플러 주파수를 나타내며, F는 탐색하고자 하는 도플러 주파수의 정수 인덱스로서,

를 가장 작은 도플러 주파수 값이라고 할 때, 미리 정해진 작은 주파수 간격

에 대하여

로 나타낸다. 이렇게 F를 증가시켜 다양한 도플러 주파수를 탐색하려는 이유는 지상 수신기에 수신되는 위성 신호의 도플러 주파수를 처음부터 정확히 예측할 수 없기 때문이다. 일반적으로 지상 GPS 수신기가 탐색하는 도플러 주파수 범위는 주로 -5KHz에서 +5KHz까지 10KHz 대역이고 1ms의 상관길이(correlation length)를 가정할 때

가 500Hz가 되므로,

를 -5KHz로 한다면 F는 0~21까지의 정수 값을 갖는다. 그러나,

의 값은 수신기의 상관길이(correlation length)에 따라서 달라지므로 (반비례) 이하에서는 F=1,2,3,…, F_max로 표현한다.

기존의 일반적인 수신기에서의 병렬상관기(Parallel Correlators)는 상기 Ψ₁의 각 행(row)과 같은 길이의 수신 신호 샘플을 입력 받아 두 입력 간의 상관을 수행한다. 또한, 본 발명의 일반적인 GNSS 수신기의 구현 예에 적용한다면 상기 Ψ=Ψ₁으로만 사용하고 Ψ₂는 GNSS 수신기의 RF 블록에서 수신되는 신호에 직접 곱해지는 형태로 활용할 수 있어서 상기 Ψ=Ψ₁만을 가정할 수 있다.(즉, Ψ₂ 의 역할은 수신되는 GNSS 신호의 도플러 주파수를 보정하는 것이므로 RF 수신부에서 전처리를 통하여 구현할 수 있다.) 그러나, 본 발명의 일실시예(도 3)에 따른 압축 감지 기법을 이용한 GNSS 또는 대역확산 신호의 신호탐색부(300) 구현에 있어서 각 병렬상관기(310)에 입력되는 내부 발생 신호는 A생성기(325)를 통해 생성되는 것으로, A생성기(325)는 위에서 만들어진 상관행렬 Ψ와 다음 수학식 2의 Φ생성기(324)에서 생성된 측정행렬 Φ의 행렬 곱으로 만들어진다.

여기서, 행렬 Φ₁의 m₁번째 행과 ｌ번째 열에 위치한 원소 값과 Φ₂의 m₂번째 행과 ｌ번째 열에 위치한 원소 값은 다음과 같이 표현된다.

그리고,

,

(여기서, M₀₁ 및 M₀₂는 양의 정수),

는 0보다 큰 실수(주로 3~7 사이의 값)이고, WH_M1는 [M₁×M₁]의 크기를 갖는 Walsh-Hadamard 행렬이며

는 천장값함수(ceil function)이다. 따라서 Φ₁은 [M₁×M₁] 크기의 월쉬(Walsh) 행렬의 각 열(column)이 β번 연속으로 반복된 형태의 행렬이다. 예를 들어 β=8이고 L=2046인 경우, M₁=256가 되므로 Φ₁은 다음과 같이 구해진다. (일반적으로

을 사용한다.)

여기서, wi는 임의의 월쉬코드 인덱스 (1≤Wi≤M₁)이며 wi를 월쉬코드 인덱스로 갖는 월쉬코드 열(column) W_wi는 [M₁×1]의 크기를 갖는다. 또한, 마지막 열에 있는 월쉬코드

은 Φ₁의 열 개수에 맞추기 위하여 β보다 작은 회수로 반복되었다. 그러나, Φ₁을 이루는 월쉬코드 열들은 대부분 β번 반복된다.

결과적으로 상기 측정행렬 Φ는 [(M₁+M₂)×L] 크기의 행렬이 된다 (여기서, (M₁+M₂)<<L). 따라서, 최종 생성되는 압축감지행렬 A (=ΦΨ)는 [(M₁+M₂)×L]의 행렬 크기를 갖게 된다. 수신되는 신호 r(t)의 칩당 2회씩 표본화(샘플링)하여 얻은 [L×1]크기의 수신 신호를

(여기서

는 transpose)라고 할 때, M(=M₁+M₂)개의 병렬상관기(310)를 구성하는 각 상관기(311~313)는 상기 압축감지행렬 A의 모든 행(row)과 수신되는 신호 간의 상관을 수행하여 측정치(Y)를 얻는다. 즉, 측정치 벡터는 Y=AX으로서, Y는 [(M₁+M₂)×1]의 크기를 갖는다.

상기 샘플링된 수신신호 X에 대한 Ψ의 상관 출력을 X₁이라고 표현하면, (M₁+M₂)개의 병렬상관기의 출력 Y는 수학식 3으로 표현된다.

도 3과는 달리 도 4에 도시한 본 발명의 제2실시예에 있어서, 구현 알고리즘에 따라서 A의 (M₁+M₂)개의 행을 모두 사용하지 않고, A의 M₁개의 행만을 먼저 사용하여 도플러 주파수와 대강의 코드위상(approximate code phase)를 추정하고 나중에 A의 나머지 M₂개의 행을 사용함으로써 좀더 빠르게 신호 탐색을 수행하는 것도 가능하다. 즉, Φ₁Ψ으로 만들어진 M₁개의 행을 서로 다른 도플러 주파수에 대한 측정치 Y₁(F) (=도플러 주파수

에서의 Y₁측정치)을 얻는데 사용하고, 모든 도플러 주파수에 대하여 얻어진 F_max개의 Y₁으로부터 수신 신호와 주파수가 가장 가까운 도플러 주파수를 추정한 후, 추정된 도플러 주파수에 대해서만 Φ₂Ψ로부터 얻은 M₂개의 행을 이용하여 Y₂을 얻어 보다 정확한 코드위상을 추정해낸다. 이렇게 되면, 도 3의 방식 (모든 도플러 주파수에 대하여 (M₁+M₂)개의 측정치 Y을 얻는 방식)과는 달리 모든 도플러 주파수에 대하여 M₁개의 측정치 Y₁을 얻고 최종 추정된 도플러 주파수와 대략적 코드 위상 지연 값에 대해서만 1회에 한하여 M₂개의 측정치 Y₂을 얻는다. 따라서, 전자의 경우 총합 (M₁+M₂)F_max번의 상관함수를 구동해야 하지만, 후자의 경우에는 총합 M₁F_max+M₂번의 상관함수를 구동하는 것이 가능하다.

기존의 일반적인 병렬상관기를 사용하는 수신기는 모든 도플러 주파수 (총 F_max개)에 대하여 L(=2N)개의 병렬상관기를 모두 사용하여 총합 LF_max개의 상관 측정치(correlation measurement)를 얻어야 하지만, 본 발명에 따른 압축감지 기술을 이용한 신호탐색부(300)에서는 최소 M₁F_max+M₂개의 병렬 압축상관기만으로 측정치를 얻는 것으로도 같은 기능을 수행할 수 있다는 것이다(여기서, M₁, M₂<<L). 본 발명에서 M₁ 및 M₂는 L의 10~25%의 작은 값이므로 본 발명에 따른 수신기는 기존의 일반적인 수신기보다 약 4~10배 가량 적은 수의 병렬상관기를 사용하여 수신되는 GNSS(GPS) 또는 대역확산(Spread Spectrum)방식의 통신신호를 탐지하고 획득할 수 있다.

예를 들어 수신되는 GPS신호에서 도플러 주파수에 의한 주파수 오차가 없다고 가정하면 (또는 수신기가 수신 신호의 도플러 주파수에 맞는 주파수를 선택한 경우), X₁(=ΨX)는 기존 수신기에서 사용하는 L개의 병렬상관기 출력으로 볼 수 있으므로 벡터 X₁ (크기 [L×1])의 대부분의 원소(element)들은 작은 절대 값을 갖게 되며, L개 중에서 오직 3개의 연이은 원소들이 특별히 큰 절대 값을 갖는다(그 중에서도 중간의 값이 가장 큰 삼각형 형태의 값을 갖는다). 예를 들면,

과 같은 형식이 된다. 여기서, α는 수신 신호의 강도에 관계되는 실수이며 θ는 신호의 주파수 위상으로

이다. (만약, 칩 당 1회의 샘플링 주파수를 갖는 수신기라면 상기 L의 크기는 2N이 아니라 N이 되며 X₁의 원소들 중에서는 3개가 아닌 오직 1개의 원소만이 특별히 큰 절대 값을 갖는다.) 상기 절대 값이 작은 값들을 v로 표현하고 절대 값이 큰 연이은 값들을

로 표현하면 X₁은 v와 V가 섞여있는 벡터가 된다. 이때, 수신기는 X₁벡터에서 원소 V2가 위치한 인덱스(index)

를 찾아냄으로써 코드위상 탐색을 완료하게 된다. (이하의 설명에서 V2의 인덱스 값을

라고 표시한다. 또한 수신기가 예측한 도플러 주파수가 수신되는 신호의 도플러 주파수와 맞지 않는 경우에는 신호 상관도가 낮아지므로 X₁의 모든 요소의 값이 v로 표현될 수 있다.) 압축감지 기술을 사용하지 않고 병렬상관기를 구비한 일반적인 수신기에서는 상관행렬 Ψ만을 사용하므로 L개의 상관기 출력 X₁에서 단순히 가장 절대 값이 큰 원소를 찾고 그 원소의 인덱스(index)

를 찾는다.

이하, 본 발명에 따른 압축감지 기법으로 얻어진 GNSS 또는 대역확산 신호의 측정치로부터 신호 획득에 필요한 정보 (GPS의 경우 수신 신호의 코드 위상 값과 도플러 주파수 값, 대역확산방식의 이동통신 시스템인 경우 수신 신호의 코드 위상 값)를 얻어내는 디코딩모듈(330)의 알고리즘을 설명한다.

먼저, 도 3의 제1실시예는 탐색하려는 도플러 주파수(인덱스 F로 표현)에 대하여 A행렬의 각 행(총 M개 행)을 병렬상관기(310)의 각 상관기(311, 312, 313)에 입력하여 수신되는 샘플 신호(sampled signal)와의 상관을 수행함으로써 M개의 상관출력 Y(1~M|F)를 얻은 후에

으로부터 도플러 주파수와 대략적인 코드위상 값을 얻고

로부터 정확한 코드위상을 얻는 방식이다. 제일 먼저, FWHT(Fast Walsh Hadamard Transform)함수(331)는 (탐색하는 도플러 주파수 값을 사용한 Ψ를 이용하여 얻어진 A로 측정한) M개의 병렬상관기(310) 상관출력 Y(크기 [M×1])를 입력 받고 그 중 Y₁에 대한 M₁개 FWHT (M₁ point-FWHT)를 수행하여 M₁개 결과 값을 얻고 그 결과 값에 절대값을 취하여 M₁개의 Z₁(F,wi)을 얻는다. (여기서 Z₁(F,wi)은 탐색하는 도플러 주파수를 나타내는 인덱스 F와 M₁개의 FWHT 출력 결과에 대한 인덱스 1≤wi≤M₁를 나타낸다.) 상기 M₁개의 출력 Z₁(F,wi) (1≤wi≤M₁)은 제1차판정함수(332)에서 미리 설정된 제1임계치(TH₁)과 비교되어 제1임계치(TH₁) 이상이 되는 출력 Z₁(F,wi)이 있는지 판단한다. 만일 제1차판정함수(332)의 판정식(Z₁(F,wi)>TH₁)을 만족하는 Z₁(F,wi)이 없는 경우 도플러주파수조절함수(335)로 진행하여 도플러 주파수 인덱스를 1만큼 증가시켜 다른 도플러 주파수 신호에 대한 병렬상관기(310) 출력Y(1~M|F)을 얻는다. 만일 제1차판정함수(332)의 제1차판정식(Z₁(F,wi)>TH₁)을 만족하는 Z₁(F,wi)이 존재하는 경우, 그 FWHT 출력 인덱스 wi를 Wi로 지정한다. 상세탐지함수(333)은 다음의 세 가지 입력: (1) FWHT함수(331)으로부터 Y₂를 (2) 제1차판정함수(332)로부터 Wi를 (3) 상기 신호생성기(320)으로부터

를 입력 받는다. 상세탐지함수(333)은 제일 먼저 입력 받은 Wi를 월쉬코드 인덱스로 갖는 Φ₁의 모든 (최대 β개의) 열 인덱스들(column indices)을 원소로하는 집합 Iw를 계산한다.

(여기서, 집합 Iw는 수학식 4와 같이 표현될 수 있다.

이때, 집합 Iw는 [1,L]사이의 연속된 최대 β개 값들을 갖는다.

그리고, 상세탐지함수(333)은 Y₂와

간의 상관(correlation)을 수행하고 그 상관 결과들의 절대 값을 취하여 Z₂(F,k)를 얻는다. (경우에 따라서는 잡음(Noise)의 영향으로 상기 Wi가 Nw(>1)개 발견될 수 있는데 이때, Iw는 모든 Wi를 월쉬코드 인덱스로 갖는 Φ₁의 모든 (최대 Nw×β개의) 열 인덱스들(column indices)을 원소로 하는 집합이 된다.) 상기 상세탐지함수(333)의 출력은 제2차판정함수(334)로 전달되어 미리 설정된 제2임계치(TH₂)에 대하여 제2차판정식 (Z₂(F,k)>TH₂)을 만족하는 k를 찾는다. 이때, 제2차판정식을 만족하는 Z₂(F,k)가 발견되면 제2차판정함수(334)는 그 인덱스 k를 현재 수신되는 신호의 코드위상(code phase) 추정 값

으로 출력하고 현재 탐색한 도플러 주파수를 실제 수신신호의 도플러 주파수 추정 값

으로 출력한다. 상기 제2차판정함수(334)에서 제2차판정식을 만족하는 Z₂(F,k)가 발견되지 않는 경우에, 도플러주파수조절함수(335)로 진행하여 탐색하려는 도플러 주파수를 바꿔 새로운 도플러 주파수에서 위의 신호탐색 과정을 반복 수행한다.

상기 도 3에 대한 본 발명의 제1실시예는 모든 도플러 주파수에 대하여 매번 크기 [M×1]의 상관출력 Y를 얻지만, 제1판정함수(332)에서는 Y₁만을 이용하여 판정을 수행하므로 Y₂는 제1판정식을 만족하는 경우에만 상세탐지함수(333)에 입력된다. 따라서, 대부분의 경우 Y₂는 사용되지 않고 도플러 주파수

가 실제 수신되는 도플러 주파수와 거의 같은 경우에만 사용된다.

이와 같은 불필요한 측정치를 줄이기 위하여, 도 4에는 본 발명의 제2실시예에 따른 신호탐색부(400)를 도시한다. 도 4의 함수 401, 402, 403, 422 및 423은 도 3의 함수 301, 302, 303, 322 및 323과 각각 동일한 기능을 수행하므로 구체적인 설명을 생략한다.

먼저, 제1차압축감지행렬 A₁생성은 다음과 같은 정보를 입력받아 시작한다. Stage를 1로 지정하고, Ψ와 Φ₁의 크기를 각각 [L×L] 및 [M₁×L]로 하며, 탐색하고자 하는 도플러 주파수를 정하기 위하여 도플러 주파수 인덱스 값을 지정한다(처음엔 F=1로 시작). 또한, 생성될 PN코드 정보를 지정하기 위하여 GNSS의 경우 PRN코드 번호(PRN number)를 CDMA나 WCDMA 이동통신인 경우엔 찾고자 하는 기지국의 PN코드 정보를 입력 받는다. Φ₁생성기(424)는 수학식 2에 나타낸 바와 같이 [M₁×M₁] 크기의 월쉬(Walsh) 행렬 WH_M1의 각 열(column)이 β번 연속으로 반복된 형태의 측정행렬 Φ₁을 만든다. 따라서, A₁생성기(425)의 출력은 제1차압축감지행렬(A₁)로서 Ψ생성기(423)에서 출력된 상관행렬 Ψ와 Φ₁의 곱으로 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다(여기서 Ψ는 상관행렬로서 수학식 1의 표현식에 따라 만든다).

상기 제1차압축감지행렬의 각 행(row)은 도 3의 경우와 같이 [1×L]의 크기를 가지며 제1차병렬상관기(410)의 각 상관기(411, 412, 413)에 각각 입력되어 샘플링(sampling)된 수신 신호 (샘플 신호 크기= [1×L])와 상관된다. 상기 각 상관기(411, 412, 413)의 출력 Y₁은 탐색하고자 하는 임의의 도플러 주파수 (인덱스 F)에 대한 제1차병렬상관기(410) 출력으로서 Y₁(1~M₁|F)로 표현하며 [M₁×1]의 크기를 갖는다. FWHT함수(431)는 도 3의 제1실시예에서와 동일하게 Y₁(1~M₁|F)를 입력 받아 M₁개-FWHT(M₁-point Fast Walsh Hadamard Transform)를 수행하고 상기 M₁개-FWHT의 M₁개 출력 결과에 절대값을 취하여 Z₁(F,wi)을 얻는다. (여기서 Z₁(F,wi)은 탐색하는 도플러 주파수를 나타내는 인덱스 F와 M₁개의 FWHT 출력에 대한 인덱스 wi (1≤wi≤M₁)를 나타낸다.) 상기 M₁개의 결과 Z₁(F,wi) (1≤wi≤M₁)은 제1차판정함수(432)로 입력되어 미리 설정된 제1임계치(TH₁)과 비교되어 제1임계치(TH₁) 이상이 되는 Z₁(F,wi)이 있는지 판정 받는다. 만일 제1차판정함수(432)의 제1차판정식(Z₁(F,wi)>TH₁)을 만족하는 Z₁(F,wi)이 없는 경우 도플러주파수조절함수(435)로 진행하여 도플러 주파수 인덱스를 1만큼 증가시켜 다른 도플러 주파수 신호에 대한 신호측정과 판정(함수 420, 410, 431, 432 수행)을 반복한다. 만일 제1차판정함수(432)의 제1차판정식(Z₁(F,wi)>TH₁)을 만족하는 Z₁(F,wi)이 존재하는 경우, 그 인덱스 wi를 Wi로 지정하고 현재 탐색한 도플러 주파수 추정값

과 Wi를 블록 (451)로 출력한다. 블록 (451)에서는 상세한 코드위상(code phase) 값을 추정하기 위한 정보와 제2차압축감지행렬 A₃를 생성하기 위한 몇 가지 기본 정보를 블록 (450)으로 전달한다. (경우에 따라서는 잡음(Noise)의 영향으로 상기 Wi가 Nw(>1)개 발견될 수 있는데 이때, Iw는 모든 Wi를 월쉬코드 인덱스로 갖는 Φ₁의 모든 (최대 Nw×β개의) 열 인덱스들(column indices)을 원소로 하는 집합이 된다.) 상기 블록 (451)에서 블록 (450)으로 전달되는 정보는 상기 제1차판정함수(432)의 결과인 현재 탐색된 도플러 주파수 추정값

과 상기 측정행렬 Φ₁에서 Wi를 월쉬코드 인덱스로 갖는 모든 (최대 β개) 열들의 열 인덱스(column indices)들의 집합(Iw), A₃의 크기에 대한 정보 - M₃ 및 L, 그리고 PN코드생성을 위한 GNSS의 PRN정보 (CDMA 및 WCDMA이동통신의 경우 단말기가 탐색하고자 하는 PN코드 생성정보) 등으로 이루어진다. 상기 Iw는 수학식 4와 같이 만들어진다. 또한, 블록 (451)에서 변수 'Stage'는 2로 그 값이 지정된다(Stage=2). 상기 블록 (451)로부터 입력된 정보를 기반으로 A₃생성블록(450)에서는 먼저 PN생성기(452)로부터 PN코드를 생성한다 (함수 422는 함수 322와 동일). 상기 생성된 PN코드와 현재 탐색한 도플러 주파수 추정값

은 Ψ생성기(453)로 입력되어 도플러 주파수

에서의 상관행렬 Ψ를 만든다. 상기 블록 (451)로부터 입력된 Iw의 총 원소 개수를 N_I라고 할 때, Iw는 Φ₃생성기(454)로 입력되고 측정행렬 Φ₃는 [M₃×L]의 크기를 가지며 (여기서 M₃=2^x로서 x는

가 되는 최소 양의 정수(smallest positive integer)) 다음과 같이 만들어진다. 측정행렬 Φ₃는 Iw의 원소 값을 인덱스로 갖는 열(column)을 제외한 모든 열(column)이 제로벡터(0)로 구성되어 있으며, 나머지 열(column)들은 길이 M₃의 서로 다른 월쉬코드를 열로 갖는다. 따라서, Φ₃의 m₃번째 행과 l번째 열

은 다음과 같이 표현된다.

여기서, WH_M3는 [M₃×M₃]의 크기를 갖는 Walsh-Hadamard 행렬이다. 예를 들어,

이고, Wi가 2인 경우,

이 되며, Φ₃는 다음과 같다.

여기서,

은 WH_M3의 n번째 열을 나타낸다.

최종적으로 A₃생성기(455)에서는 제2차압축감지행렬 A₃를 측정행렬 Φ₃과 상관행렬 Ψ의 곱으로 만든다

. 상기 제2차압축감지행렬 A₃의 모든 행(row)들은 제2차병렬상관기(440)으로 입력되어 A₃의 각 행(row)과 수신된 샘플 신호간의 상관이 수행되고 그 병렬 상관의 결과로 (현재 탐색하는 도플러 주파수

와 수신 신호의 코드위상

의 대략적 추정을 Iw 구간 내로 가정했을 때의) 압축감지 측정치 Y₃를 얻는다. (여기서 Y₃는 크기 [M₃×1]를 가지며 Y₃(1~M₃|F,Iw)과 같이 표현할 수 있다. 또한, 상기 제2차병렬상관기(440)은 앞의 제1차병렬상관기(410)으로 대체될 수 있다.) 상기 출력 Y₃는 다시 FWHT함수(431)로 입력되고 FWHT함수(431)은 M₃개-FWHT (M₂-point Fast Walsh Hadamard Transform)를 수행하고 상기 FWHT함수(431)의 M₃개 출력 결과에 절대값을 취하여 M₃개의 Z₃(F,k)를 얻는다. (여기서 Z₃(F,k)은 탐색하는 도플러 주파수를 나타내는 인덱스 F와 M₃개의 FWHT 출력의 인덱스 1≤k≤M₃를 나타낸다.) 상기 M₃개의 결과 Z₃(F,k)는 제2차판정함수(434)에서 미리 설정된 제2임계치(TH₃)과 비교되어 제2임계치(TH₃) 이상이 되는 결과 Z₃(F,k)가 있는지 판단한다. 만일 제2차판정함수(434)의 제2차판정식(Z₃(F,k)>TH₃)을 만족하는 Z₃(F,k)가 없는 경우 도플러주파수조절함수(435)로 진행하여 도플러 주파수 인덱스를 1만큼 증가시켜 다른 도플러 주파수 신호에 대한 신호측정과 판정을 다시 반복한다(함수 420, 410, 431, 432를 수행). 만일 제2차판정함수(434)의 제2차판정식(Z₃(F,k)>TH₃)을 만족하는 Z₃(F,k)가 존재하는 경우, 그 FWHT 출력 인덱스 k를 현재 수신되는 신호의 코드위상(code phase) 추정치

로 지정하고 현재 탐색한 도플러 주파수 추정값

과

를 최종 신호 획득 결과로 출력한다.

유럽의 갈릴레오(Galileo)와 같은 신호의 경우, GPS에서는 X₁이 신호의 코드 위상이 맞는 부분에서 삼각형의 형태를 보이지만, BOC (Binary Offset Carrier) 방식을 사용하므로 상관결과가 삼각형의 형태가 아닌 (+) 값과 (-) 값이 교차하는 sinc 함수의 형태를 띄게 된다. 도 5에는 일반적인 GPS와 Galileo신호의 상관결과를 나타낸다. 도 5에서 수평축은 수신되는 신호의 확산코드와 수신기가 내부적으로 발생시킨 확산코드의 상대적인 코드위상 차(relative code phase)이고 그 값은 칩(chip) 단위로 표현되어 있다. 본 발명에서 제시하는 GPS 및 대역확산 신호의 압축감지기술을 이용한 신호획득 기법은 일반적인 GNSS 신호에서 그대로 활용할 수 있지만, 가장 일반적인 BOC(1,1)를 사용하는 Galileo 항법위성의 신호를 획득하고자 하는 경우 0.5칩(T_c) 단위로 만들어지는 2N(=L)개의 열을 갖는 모든 측정행렬 Φ (즉, 도 3 및 도 4에서 제시한 Φ₁, Φ₂ 및 Φ₃ 등)의 모든 홀수열(odd columns) 또는 모든 짝수열(even columns)에 -1을 곱하여 사용한다. 예를 들어 도 3의 구현 예로서 β=8이고 L=2046인 경우, M₁=256가 되므로 Galileo 신호 획득을 위한 Φ₁은 다음과 같이 구해진다.

또는

가 되며, 상기 도 4의 설명에서 예시한 Φ₃의 구현 예에서는 다음과 같이 변형하여 사용한다.

또는

가 된다. 즉, 0.5칩(T_c) 단위로 L(=2N)개의 열을 갖는 측정행렬의 짝수 또는 홀수 열에 -1을 곱하여 생성한다. 따라서, BOC(1,1)를 이용하는 Galileo 신호의 경우 도 3 및 도 4의 구현에서 모든 측정행렬 Φ(Φ₁, Φ₂ 및 Φ₃ 등)의 모든 홀수열(odd columns) 또는 모든 짝수열(even columns)에 -1을 곱하면 된다.

이와 같이, 본 발명의 두 가지 실시예에 따르면, 기존 A-GPS 처럼 별도의 통신 장치를 필요로 하지 않으며 기존 GNSS 및 대역확산 통신 시스템의 수신기 기술 보다 몇 배 이상 빠른 신호 탐색과 획득이 가능하여 신호 탐색과 신호 획득을 위한 수신기의 하드웨어가 크게 적게 소모되므로 최소의 시간과 하드웨어가 소요되는 비용이 최소가 되는 최적의 수신기를 구현할 수 있다.

본 발명의 실시예에 따른 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 또한, 상술한 파일 시스템은 컴퓨터 판독이 가능한 기록 매체에 기록될 수 있다.

이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.

그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

300, 400: 신호탐색부
310: 병렬상관기
320: 신호생성기
330, 430: 디코딩모듈
410: 제1차병렬상관기
440: 제2차병렬상관기

Claims

GNSS(Global Navigation Satellite System) 측위 신호 또는 대역확산 신호(Spread Spectrum) 중 적어도 하나의 수신 신호를 탐색하는 신호탐색부를 포함하고,
상기 신호탐색부는,
[L×L]의 행렬 크기를 가지는 상관 행렬과 행의 개수가 열의 개수보다 작은 [M×L]의 행렬 크기(M<L)를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M×L]의 행렬 크기를 갖는 압축 감지 행렬을 생성하는 신호 생성기;
M개의 상관기(correlator)가 병렬로 구성되어 상기 수신 신호와 상기 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 병렬 상관기; 및
상기 병렬 상관기의 압축 상관결과를 이용하여 상기 수신 신호의 코드 위상(code phase)과 도플러 주파수를 획득하는 디코딩 모듈
을 포함하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,
상기 신호 생성기는,
상기 상관 행렬과 상기 측정 행렬의 행렬 곱에 의해 상기 압축 감지 행렬을 생성하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,
상기 상관 행렬의 각 행은 상기 수신 신호의 확산 코드 신호와 동일하며 임의 시간 단위의 코드 지연을 갖는 확산 코드로 이루어지는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,
상기 병렬 상관기는,
상기 압축 감지 행렬을 이루는 상기 M개의 행과 상기 수신 신호 간의 상관을 수행하여 [M×1]의 행렬 크기를 갖는 상기 압축 상관결과를 생성하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제4항에 있어서,
상기 압축 상관결과의 각 행은,
상기 측정 행렬을 이루는 상기 L개의 각 열을 상기 상관행렬과 수신 신호를 곱한 결과를 계수로 곱한 후 합하여 얻어지는 형태로서 결과적으로 측정행렬의 모든 열들의 선형 합이 되는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,
상기 디코딩 모듈은,
모든 도플러 주파수 가설에 대하여 상기 압축 감지 행렬의 M개의 행을 상기 병렬 상관기에 입력하여 상기 병렬 상관기에서 상기 M개의 압축 상관결과를 얻은 후, 상기 병렬 상관기에서 얻어진 상기 M개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 도플러 주파수와 코드 위상을 획득하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제1항에 있어서,
상기 신호 생성기는,
[M₁×L]의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₁×L]의 행렬 크기를 갖는 제1차 압축 감지 행렬을 생성하는 제1차 신호 생성기와,
[M₂×L](여기서, M₁+M₂=M)의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₂×L]의 행렬 크기를 갖는 제2차 압축 감지 행렬을 생성하는 제2차 신호 생성기
로 구성되고,
상기 병렬 상관기는,
M₁개의 상관기로 구성되어 상기 제1차 압축 감지 행렬의 M₁개의 행을 입력 받아 상기 수신 신호와의 상관을 수행하는 제1차 병렬 상관기와,
M₂개의 상관기로 구성되어 상기 제2차 압축 감지 행렬의 M₂개의 행을 입력 받아 상기 수신 신호와의 상관을 수행하는 제2차 병렬 상관기
로 구성되는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
제7항에 있어서,
상기 디코딩 모듈은,
상기 제1차 병렬 상관기에서 모든 도플러 주파수 가설에 대하여 얻어진 상기 M₁개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호와 주파수가 가장 가까운 도플러 주파수를 추정한 후, 상기 제2차 병렬 상관기에서 상기 추정된 도플러 주파수에 대하여 얻어진 상기 M₂개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 최종 코드 위상을 획득하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 장치.
GNSS 측위 신호 또는 대역확산 신호 중 적어도 하나의 수신 신호를 찾아 상기 수신 신호의 코드 위상과 도플러 주파수 인덱스를 획득하는 방법에 있어서,
[L×L]의 행렬 크기를 가지는 상관 행렬과 행의 개수가 열의 개수보다 작은 [M×L]의 행렬 크기(M<L)를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M×L]의 행렬 크기를 갖는 압축 감지 행렬을 생성하는 단계;
각 도플러 주파수 가설마다 병렬로 구성된 M개의 상관기를 통해 상기 수신 신호와 상기 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 단계; 및
상기 상관 결과로부터 수신되는 신호가 갖는 도플러 주파수를 획득하고 확산 코드의 코드 위상을 획득하는 단계
를 포함하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제9항에 있어서,
상기 압축 감지 행렬을 생성하는 단계는,
상기 상관 행렬과 상기 측정 행렬의 행렬 곱에 의해 상기 압축 감지 행렬을 생성하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제9항에 있어서,
상기 상관 행렬의 각 행은 상기 수신 신호의 코드 신호와 동일하며 임의 시간 단위의 코드 지연을 갖는 확산 코드로 이루어지는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제9항에 있어서,
상기 수신 신호와 상기 압축 감지 행렬 간의 상관을 수행하는 단계는,
상기 압축 감지 행렬을 이루는 상기 M개의 행과 상기 수신 신호 간의 상관을 수행하여 [M×1]의 행렬 크기를 갖는 상기 상관 결과를 생성하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제12항에 있어서,
상기 압축 상관결과의 각 행은,
상기 측정 행렬을 이루는 상기 L개의 각 열을 상기 상관행렬과 수신 신호를 곱한 결과를 계수로 곱한 후 합하여 얻어지는 형태로서 결과적으로 측정행렬의 모든 열들의선형 합이 되는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제9항에 있어서,
상기 수신 신호의 코드 위상과 도플러 주파수 인덱스를 획득하는 단계는,
모든 도플러 주파수 가설에 대하여 상기 압축 감지 행렬의 M개의 행을 상기 M개의 상관기에 입력하여 상기 M개의 상관기에서 상기 M개의 압축 상관결과를 얻은 후, 상기 M개의 상관기에서 얻어진 상기 M개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 도플러 주파수와 코드 위상을 획득하는 것
을 특징으로 하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제9항에 있어서,
상기 압축 감지 행렬을 생성하는 단계는,
[M₁×L]의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₁×L]의 행렬 크기를 갖는 제1차 압축 감지 행렬을 생성하는 단계; 및
[M₂×L](여기서, M₁+M₂=M)의 행렬 크기를 가지는 측정 행렬을 이용하여 [M₂×L]의 행렬 크기를 갖는 제2차 압축 감지 행렬을 생성하는 단계
를 포함하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.
제15항에 있어서,
상기 수신 신호의 코드 위상과 도플러 주파수 인덱스를 획득하는 단계는,
모든 도플러 주파수 가설에 대하여 상기 제1차 압축 감지 행렬의 M₁개의 행을 상기 M개의 상관기 중 M₁개의 상관기에 입력하여 상기 M₁개의 상관기에서 얻어진 M₁개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호와 주파수가 가장 가까운 도플러 주파수를 추정하는 단계; 및
상기 추정된 도플러 주파수에 대하여 상기 제2차 압축 감지 행렬의 M₂개의 행을 상기 M개의 상관기 중 M₂개의 상관기에 입력하여 상기 M₂개의 상관기에서 얻어진 M₂개의 압축 상관결과로부터 상기 수신 신호의 최종 코드 위상을 획득하는 단계
를 포함하는 GNSS 및 대역확산 신호 수신기 신호 획득 방법.