JP2014070960A

JP2014070960A - 衛星信号受信装置

Info

Publication number: JP2014070960A
Application number: JP2012216232A
Authority: JP
Inventors: Mutsuo Haneda; 睦雄羽田
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2012-09-28
Filing date: 2012-09-28
Publication date: 2014-04-21

Abstract

【課題】より長い相関時間を確保して、弱信号の検出・捕捉が可能な衛星信号受信装置を提供する。
【解決手段】航法衛星からの信号をデジタル信号に変換するダウンコンバータ２０と、デジタル信号と擬似雑音コードとの相関処理を行う相関器３４と、相関器３４による相関処理結果を分割し、各分割データに対してフーリエ変換処理を行い、各周波数において、フーリエ変換処理結果に回転因子を乗算して位相を合わせて、フーリエ変換処理結果を足し合わせる信号検出部３６と、を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、ＧＰＳ（ＧｌｏｂａｌＰｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇＳｙｓｔｅｍ）等の航法衛星からの衛星信号を捕捉するための衛星信号受信装置に関し、特に、弱信号の検出・捕捉が可能な衛星信号受信装置に関する。

衛星航法装置（ＧＮＳＳ）においては、室内やトンネルなどでは、受信信号が弱くなり検出が困難になるため、検出感度を上げるためには、相関時間（コヒーレント加算時間）を長くするのが一番効率的である。しかしながら、衛星信号には、送信時刻や詳細軌道情報等のデータによる信号反転・変調が周期的に加えられているため、その周期（例えば２０ｍｓ）を超えてそのまま相関時間を長くすることはできない。

このため、検出感度を向上させるために、２０ｍｓを超える相関処理を行う場合に、航法データの影響が無いノンコヒーレント加算を行う技術が知られている（例えば、特許文献１参照。）。

米国特許第７６３９１８１号明細書

信号が微弱な場合には、コヒーレント加算により、測位に必要なＳＮ比を得るためには、より長時間の相関処理を行う必要がある。一方、微弱な信号を捕捉する場合において、ドップラー周波数、航法データのエッジ、および、極性が未知であることが長時間のコヒーレント加算を難しくしている。特許文献１では、長時間のコヒーレント加算による弱信号の捕捉方法が提案されている。

そこでこの発明では、周波数毎により長時間のコヒーレント加算を行い、他の周波数成分の影響を排除・除去することでＳＮ比を高めて、弱信号の検出・捕捉を可能にする衛星信号受信装置を提供することを目的としている。

前記の課題を解決するために、請求項１の発明は、航法衛星からの信号をデジタル信号に変換するデジタル変換手段と、前記デジタル信号と擬似雑音コードとの相関処理を行う相関手段と、前記相関手段による相関処理結果を分割し、各分割データに対してフーリエ変換処理を行い、各周波数において、フーリエ変換処理結果に回転因子を乗算して位相を合わせて、前記フーリエ変換処理結果を足し合わせる信号検出手段と、を備えることを特徴とする衛星信号受信装置である。

この発明によれば、航法衛星からの信号がデジタル変換手段によってデジタル信号に変換され、相関手段によってデジタル信号と擬似雑音コードとの相関処理が行われる。続いて、信号検出手段において、相関処理結果が分割され、各分割データに対してフーリエ変換処理が行われ、各周波数に対して、位相を合わせてフーリエ変換処理結果が足し合わされる。

請求項１の発明によれば、分割された相関処理結果に対してフーリエ変換処理を行い、各周波数において、位相を合わせてフーリエ変換処理結果を足し合わせるため、所望の周波数以外の雑音成分の影響が排除・除去され、かつ、航法データの変化点を知ることによる信号の極性反転の影響が排除・除去され、各フーリエ変換処理結果が適正に足し合わせられる。この結果、航法データ長を越えるデータ長の相関処理が可能となり、信号検出感度が向上し、受信環境が悪くレベルが低い受信信号も検出・捕捉することが可能となる。

この発明の実施の形態に係る衛星信号受信装置を示す概略構成ブロック図である。図１の衛星信号受信装置の信号検出回路を示す構成ブロック図である。図１の衛星信号受信装置による相関データの分割状態を示す図である。航法データベクトル例を示す図である。図１の衛星信号受信装置による航法データの変化点を検出する手法を示す図である。

次に、この発明の実施の形態について、図面を用いて詳しく説明する。

図１、２は、この発明の実施の形態に係る衛星信号受信装置を示す概略構成ブロック図である。アンテナ１０で受信された複数の衛星信号が重畳された信号は、ダウンコンバータ（ＲＦコンバータ、デジタル変換手段）２０によって、受信周波数をより信号処理がしやすい数ＭＨｚ程度の周波数に変換され、かつ、デジタル信号に変換された中間周波数帯信号Ｉｆとして出力される。この信号Ｉｆは、信号検出回路３０および追尾回路４０に入力される。

信号検出回路３０において信号Ｉｆは、サンプリング時間τ（ΔＴ_ｓ）によりサンプルされるとともに、キャリア発生器３１からの周波数に基づいてベースバンドコンバータ３２によってキャリア周波数が除去される。さらに、ＣＡコード発生器３３からの擬似雑音コード（ＰＲＮコード）との相関処理が相関器（相関手段）３４によって行われて、ベースバンド信号となり、データバッファ３５において時間τ分だけ積分され、以後に処理されるＤＦＴデータとして保持される。ここで、図２に示すように、ベースバンド信号として、搬送波正位相の信号（Ｉデータ）と、搬送波に対して９０°位相がずれている信号（Ｑデータ）とが生成される。

続いて、次のようにして、信号検出部（信号検出手段）３６において信号の検出処理が行われる。ここで、この実施の形態では、フーリエ変換結果に基づき、時間進み補正を行った上で周波数毎に足し合わされ、かつ、送信時刻や詳細軌道情報等のデータによる信号反転・変調が加えられる周期（２０ｍｓ）を超えて相関処理を行う点で、従来と構成が異なるため、この点について主として以下に説明する。

すなわち、この実施の形態では、受信信号の相関処理結果を時間的に分割し、それぞれの分割データについてフーリエ変換（ＤＦＴ）処理を行う。その結果について、フーリエ変換それぞれの周波数に回転因子をかけて位相合わせを行って、フーリエ変換処理結果を足し合わせる。さらに、航法データによる信号の極性反転の影響を排除・除去するために、航法データの切れ目を検出し、それぞれのデータ列の極性を判断して位相を合わせて、フーリエ変換処理結果を足し合わせる。これにより、航法データ長（２０ｍｓ）を越えるデータ長の相関処理を可能にするものである。

具体的には、図３におけるｔ＝Ｔ_１〜Ｔ_２間のデータについて、（Ｎ＊１）個の相関処理を行った結果ｆ（ｎτ）について、フーリエ変換処理（ＤＦＴ処理）を行い、その結果Ｆ（ｊｋΔω）を求める。ここで、ｔ＝Ｔ１〜Ｔ２間をＮ個に分割した分割区分の中をさらにｌ個に分割し、ｌ個に分割した最小単位で、フーリエ変換結果の合計（すなわちＮ＊ｌ個）を取っている。例えば、Δ＝４ｍｓ、ｌ＝１６（τ＝２５０μＳ）、Ｎ＝３２、Ｔ１〜Ｔ２＝１２８ｍｓ（＝τ＊１６＊Ｎ＝２５０μｓ＊１６＊３２）とする。

本処理においては、ＤＦＴをｌ個毎にＮ個のデータ列に分割し、それぞれのデータ列の後に、ｆ（ｎτ）＝０のデータ列を付加して、次のように式を変形する。

上記のＦ（ｊｋΔω）は、分割加算前後に「０」を付加されたそれぞれに対して、ＤＦＴ処理を施されたＮ個の項の加算として表すことができ、下記のように書き換えることができる。
Ｆ（ｊｋΔω）＝Ｇ_０（０）＋Ｇ_１（ｊΔω）＋Ｇ_２（ｊ２Δω）＋Ｇ_３（ｊ３Δω）＋Ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ（Ｎ−１）Δω）
＝ｇ_０（０）＋ｇ_０（ｊΔω）＋ｇ_０（ｊ２Δω）＋ｇ_０（ｊ３Δω）＋・・・＋ｇ_０（ｊ（Ｎ−１）Δω）
（ｔ＝Ｔ_１〜Ｔ_１＋ΔＴのデータ）
＋ｇ_１（０）＋ｇ_１（ｊΔω）＋ｇ_１（ｊ２Δω）＋ｇ_１（ｊ３Δω）＋・・・＋ｇ_１（ｊ（Ｎ−１）Δω）
（ｔ＝Ｔ_１＋ΔＴ〜Ｔ_１＋２ΔＴのデータ）
＋ｇ_２（０）＋ｇ_２（ｊΔω）＋ｇ_２（ｊ２Δω）＋ｇ_２（ｊ３Δω）＋・・・＋ｇ_２（ｊ（Ｎ−１）Δω）
（ｔ＝Ｔ_１＋２ΔＴ〜Ｔ_１＋３ΔＴのデータ）
＋・・・
＋ｇ_{（Ｎ−１）}（０）＋ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊΔω）＋ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ２Δω）＋ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ３Δω）＋・・・＋ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ（Ｎ−１）Δω）
（ｔ＝Ｔ_１＋（Ｎ−１）ΔＴ〜Ｔ_１＋ＮΔＴのデータ）
ここで、Δω＝２π／Ｎｌ

すなわち、ｇ_０（）、ｇ_１（）、ｇ_２（）、・・・、ｇ_{（Ｎ−１）}（）の項は、それぞれ、Ｎ個に分割されたデータの相関結果についての１番目、２番目、３番目、・・・、Ｎ番目のデータのＤＦＴ結果を示す。また、ｎ個のうち、ｉ番目データのＤＦＴ結果において、
ｇｉ（０）は、ＤＣ成分、
ｇｉ（ｊΔω）は、周波数Δω成分、
ｇｉ（２Δω）は、周波数２Δω成分、・・・
ｇｉ（（Ｎ−１）Δω）は、周波数（Ｎ−１）Δω成分を示す。

ここで、Ｎ個のデータのＤＦＴ結果のそれぞれの周波数成分について注目し、Ｎ個のＤＦＴ結果のそれぞれの周波数について（周波数成分ごとに）足し合わせることを考える。しかしながら、それぞれのデータのＤＦＴ結果は、τずつ時間が進んでいるため、その分、位相が進んでいることになり、単純に足し合わせると相殺してしまう。そこで、時間が進んだ分の位相を逆に回転させることにより、それぞれの周波数成分は同位相となり、相殺することなく足し合わすことができる。さらに、ＧＰＳデータは航法データにより変調されているために、単純に足し合わせると、データの極性により相殺されてしまうことになる。つまり、データの極性を判断した上で、「＋」あるいは「−」を決定しなければならない。

以下において、その処理を式で示す。ここで、Ｇ（ｊｋΔω_ｌ）（ｋ＝「０」〜「Ｎ−１」）を定義し、「ｋΔω」は周波数を示し、それぞれＮ個の周波数成分に時間が進んだ分の位相の補正回転因子ｅｘｐ（−ｊｎｋΔω_ｌ）を乗算し、時間進みによる位相の回転を補正した上で足し合わせる。ただし、「◎」については、別途定義する。

Ｇ（０）＝ｇ_０（０）◎ｇ_１（０）◎ｇ_２（０）◎ ｇ_３（０）・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（０）←ＤＣ成分
＝ｄ（０，０）◎ｄ（０，１）◎ｄ（０，２） ◎ｄ（０，３）◎・・・◎ｄ（０，ｊ）◎・・・◎ｄ（０，Ｎ−１）
Ｇ（ｊΔω）＝ｇ_０（ｊΔω）◎ｇ_１（ｊΔω）＊ｅｘｐ（−ｊΔω）◎ｇ_２（ｊΔω）ｅｘｐ（−ｊ２Δω）◎ ｇ_３（ｊΔω）ｅｘｐ（−ｊ３Δω_ｌ）・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊΔω）ｅｘｐ（−ｊ（Ｎ−１）Δω）←周波数Δω成分
＝ｄ（１，０）◎ｄ（０，１）◎ｄ（１，２） ◎ｄ（０，３）◎・・・◎ｄ（１，ｊ）◎・・・◎ｄ（１，Ｎ−１）
Ｇ（ｊ２Δω）＝ｇ_０（ｊ２Δω）◎ｇ_１（ｊ２Δω）＊ｅｘｐ（−ｊ２Δω）◎ｇ_２（ｊ２Δω）ｅｘｐ（−ｊ４Δω）
◎ ｇ_３（ｊ２Δω）（−ｊ６Δω）・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ４Δω）ｅｘｐ（−ｊ２（Ｎ−１）Δω）←周波数２Δω成分
＝ｄ（２，０）◎ｄ（２，１）◎ｄ（２，２） ◎ｄ（２，３）◎・・・◎ｄ（２，ｊ）◎・・・◎ｄ（２，Ｎ−１）
Ｇ（ｊ３Δω）＝ｇ_０（ｊ３Δω）◎ｇ_１（ｊ３Δω）＊ｅｘｐ（−ｊ３Δω）◎ｇ_２（ｊ３Δω）ｅｘｐ（−ｊ６Δω）
◎ ｇ_３（ｊ３Δω）ｅｘｐ（−ｊ９Δω）・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ３Δω）ｅｘｐ（−ｊ３（Ｎ−１）Δω）
＝ｄ（３，０）◎ｄ（３，１）◎ｄ（３，２） ◎ｄ（３，３）◎・・・◎ｄ（３，ｊ）◎・・・◎ｄ（３，Ｎ−１）
・・・
Ｇ（ｊｋΔω）＝ｇ_０（ｊｋΔω）◎ｇ_１（ｊｋΔω）ｅｘｐ（−ｊｋΔω）◎ｇ_２（ｊｋΔω）ｅｘｐ（−ｊ２ｋΔω）
◎ ｇ_３（ｊｋΔω）ｅｘｐ（−ｊ３ｋΔω）・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊｋΔω）ｅｘｐ（−ｊ（Ｎ−１）ｋΔω）
＝ｄ（ｋ，０）◎ｄ（ｋ，１）◎ｄ（ｋ，２） ◎ｄ（ｋ，３）◎・・・◎ｄ（ｋ，ｊ）◎・・・・・◎ｄ（ｋ，Ｎ−１）
・・・
Ｇ（ｊ（Ｎ−１）Δω）＝ｇ_０（ｊ（Ｎ−１）Δω）◎ｇ_１（ｊ（Ｎ−１）Δω）ｅｘｐ（−ｊ（Ｎ−１）Δω）
◎ｇ_２（ｊ（Ｎ−１）Δω）ｅｘｐ（−ｊ２（Ｎ−１）Δω）◎ ｇ_３（ｊ（Ｎ−１）Δω）（−ｊ３（Ｎ−１）Δω）
・・・・◎ｇ_{（Ｎ−１）}（ｊ（Ｎ−１）Δω）ｅｘｐ（−ｊ（Ｎ−１）（Ｎ−１）Δω）←周波数（Ｎ−１）Δω成分
＝ｄ（Ｎ−１，０）◎ｄ（Ｎ−１，１）◎ｄ（２，２） ◎ｄ（Ｎ−１，３）◎・・・・◎ｄ（Ｎ−１，ｊ）◎・・・・・◎ｄ（Ｎ−１，Ｎ−１）

受信信号は、航法データにより変調されているために、拡散コードとの相関処理を行った結果ｆ（ｎτ）には、航法データによる変調の影響が残っている（「◎」で変調の影響を除去する必要がある。）。すなわち、図４に示すように、航法データが「１」に対し、「−１」により変調されている場合には受信信号は、１８０°位相された信号となる。

例えば、Ｇ（ｊｋΔω）の項において、ｇ_１（ｊｋΔω）＊ｅｘｐ（−ｊｋΔω_ｌ）を例にとると、データが「−１」により変調されているデータを反転（１８０°回転）させると、「１」により変調されている場合と同じになる。すなわち、後述するように、航法データの区切れ目毎に「◎」を判断することにより、データ変調の影響を取り除くことができ、航法データ長（２０ｍｓ）より長いデータ長について、ＤＦＴを行うことが可能になる。
航法データが「１」と判断した場合には、「◎」＝「＋」
航法データが「−１」と判断した場合には、「◎」＝「−」

上記のＧ（０）、Ｇ（ｊΔω）、Ｇ（ｊ２Δω）、・・・、Ｇ（ｊｋΔω）、・・・、Ｇ（ｊ（ｎ−１）Δω）のそれぞれは、Ｎ個の分割データの周波数成分毎に、回転因子を乗算することにより時間進みによる位相の回転を補正して積算（データによる変調の影響を除去した上で加算）したものであり、該当する受信信号のドップラー周波数部分の値は、大きくなる。一方、ドップラー周波数に該当しない周波数成分では、ランダムな値の積算となることから、その積算値は平均化され大きくならない。このようにして、積算値よりドップラー周波数を知ることができるものである。

次に、「◎」を決める方法について、ＧＰＳを例にして説明する。Ｎ＝３２、分割データ長を４ｍｓとすると、航法データ長は２０ｍｓであるから、１航法データは、５個（＝２０ｍｓ÷４ｍｓ）の分割データから構成されることになる。従って、５分割データ毎に航法データエッジが現れることになり、そのエッジの現れかたには、５通り存在する。

ここで、それぞれにＧ（ｊｋΔω）について、時間的に連続した５個毎の加算データ群を、図５に示すように、エッジ位置により５通り生成する。そこで、データの区切れ間が最もデータのエッジと一致した場合を探す。この例においては、航法データの区切れ目を見つけて「◎」を判断するため、連続した５個のデータ毎に「◎」を決めることになる。

第１群は、
Ｄｋ（０，０）＝ｄ（ｋ，０）＋ｄ（ｋ，１）＋ｄ（ｋ，２）＋ｄ（ｋ，３）＋ｄ（ｋ，４）
Ｄｋ（０，１）＝ｄ（ｋ，５）＋ｄ（ｋ，６）＋ｄ（ｋ，７）＋ｄ（ｋ，８）＋ｄ（ｋ，９）
・・・
Ｄｋ（０，１９）＝ｄ（ｋ，１５）＋ｄ（ｋ，１６）＋ｄ（ｋ，１７）＋ｄ（ｋ，１８）＋ｄ（ｋ，１９）
第２群は、
Ｄｋ（１，０）＝ｄ（ｋ，１）＋ｄ（ｋ，２）＋ｄ（ｋ，３）＋ｄ（ｋ，４）＋ｄ（ｋ，５）
Ｄｋ（１，１）＝ｄ（ｋ，６）＋ｄ（ｋ，７）＋ｄ（ｋ，８）＋ｄ（ｋ，９）＋ｄ（ｋ，１０）
・・・
Ｄｋ（１，１９）＝ｄ（ｋ，１６）＋ｄ（ｋ，１７）＋ｄ（ｋ，１８）＋ｄ（ｋ，１９）＋ｄ（ｋ，２０）
・・・
第５群は、
Ｄｋ（４，０）＝ｄ（ｋ，４）＋ｄ（ｋ，５）＋ｄ（ｋ，６）＋ｄ（ｋ，７）＋ｄ（ｋ，８）
Ｄｋ（４，１）＝ｄ（ｋ，９）＋ｄ（ｋ，１０）＋ｄ（ｋ，１１）＋ｄ（ｋ，１２）＋ｄ（ｋ，１３）
・・・
Ｄｋ（４，１９）＝ｄ（ｋ，１９）＋ｄ（ｋ，２０）＋ｄ（ｋ，２１）＋ｄ（ｋ，２２）＋ｄ（ｋ，２３）
と表される。

次に、それぞれの群について下記の計算を行う。
σ（ｋ，０）＝｜Ｄｋ（０，０）−Ｄｋ（０，１）｜＋｜Ｄｋ（０，１）−Ｄｋ（０，２）｜＋・・・＋｜Ｄｋ（０，１８）−Ｄｋ（０，１９）｜
σ（ｋ，１）＝｜Ｄｋ（１，０）−Ｄｋ（１，１）｜＋｜Ｄｋ（１，１）−Ｄｋ（１，２）｜＋・・・＋｜Ｄｋ（１，１８）−Ｄｋ（１，１９）｜
・・・
σ（ｋ，４）＝｜Ｄｋ（４，０）−Ｄｋ（４，１）｜＋｜Ｄｋ（４，１）−Ｄｋ（４，２）｜＋・・・＋｜Ｄｋ（４，１８）−Ｄｋ（４，１９）｜
ここで、｜ａ−ｂ｜＝｛［ｒｅａｌ（ａ）−ｒｅａｌ（ｂ）］^２＋［ｉｍｇ（ａ）−ｉｍｇ（ｂ）］^２｝^１／２

そして、σ（ｋ，０）、σ（ｋ，１）、・・・、σ（ｋ、４）のなかで、最も大きい値を示した群が、航法データの区切れ目を示すと判断する。すなわち、２０ｍｓ長の航法データの区切れに沿ってデータを区切り、航法データ間の差を取れば、σ値は最も大きい値をとることになる。例えば、図５の場合、第２群や第３群では、航法データの区切れ目（エッジ）に大きくまたがり（エッジと大きくずれており）、「＋」と「−」とで値が相殺されてσ値が小さくなる。一方、第５群では、航法データの区切れ目にほぼ一致しており、「＋」と「−」とで値が相殺されないため、σ値が大きくなる。従って、第５群が最適であり、第５群の区切れが航法データの区切れ目（エッジ）と一致すると判断され、これに従って「◎」を「＋」とするか「−」とするかを決定する。

このような操作を、同様にしてＧ（０）〜Ｇ（ｊ（Ｎ−１）Δωｌ）についても行う。つまり、各周波数に対してその値を求め、σ値の最も大きい値を見つける。

そして、Ｇ（０）、Ｇ（ｊΔωｌ）、・・・、Ｇ（ｊ（Ｎ−１）Δωｌ）は、相関データ列の周波数成分の大きさを表すため、例えば、最大値から複数個の周波数をドップラー周波数候補として選択する。そして、追尾回路４０にて確認することで、候補の中から真の信号を見つけ出すことが可能となる。

以上のように、受信信号の相関処理結果を分割し、それぞれの分割データのフーリエ変換処理結果について、それぞれの周波数において、回転因子を乗算して位相を合わせてフーリエ変換処理結果を足し合わせ、かつ、航法データの切れ目を検出することによる信号の極性反転の影響が排除・除去され、各フーリエ変換処理結果が適正に足し合わせられる。この結果、航法データ長（２０ｍｓ）を越えるデータ長の相関処理が可能となり、信号検出感度が向上し、受信環境が悪くレベルが低い受信信号も検出・捕捉することが可能となる。また、ドップラー周波数や航法データの区切れ目がわかるため、追尾に必要な時間を短縮することが可能となる。

以上、この発明の実施の形態を詳述してきたが、具体的な構成はこの実施の形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計の変更等があってもこの発明に含まれる。例えば、位相を合わせる手法・方法、航法データの区切れ目を判断する手法・方法は、上記の手法に限らない。

測位システムとして、ＧＰＳ、Ｇａｌｉｌｅｏ、準天頂衛星システム、Ｇｌｏｎａｓｓナビゲーションシステム、コンパスナビゲーションシステムなどに適用することができる。

２０ダウンコンバータ（デジタル変換手段）
３０信号検出回路
３１キャリア発生器
３２ベースバンドコンバータ
３３ＣＡコード発生器
３４相関器（相関手段）
３５データバッファ
３６信号検出部（信号検出手段）
４０追尾回路

Claims

航法衛星からの信号をデジタル信号に変換するデジタル変換手段と、
前記デジタル信号と擬似雑音コードとの相関処理を行う相関手段と、
前記相関手段による相関処理結果を分割し、各分割データに対してフーリエ変換処理を行い、各周波数において、フーリエ変換処理結果に回転因子を乗算して位相を合わせて、前記フーリエ変換処理結果を足し合わせる信号検出手段と、
を備えることを特徴とする衛星信号受信装置。