KR101818162B1 - 병렬적 폴딩에 기반한 p 코드 획득 방법 및 병렬적 폴딩에 기반하여 p 코드를 획득하는 수신기 - Google Patents

Abstract

병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법은 수신기가 입력 신호를 수신하는 단계, 상기 수신기가 복수의 로컬 코드를 각각 폴딩하는 단계, 상기 수신기가 상기 입력 신호를 각각 상기 복수의 로컬 코드와 병렬적으로 상관 연산을 하면서 관측 윈도우 중에서 후보 지점을 결정하는 단계 및 상기 수신기가 후보 지점에서 직접 검색 기법 또는 제로 패딩 기법을 사용하여 동기화 지점을 결정하는 단계를 포함한다.

Description

병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법 및 병렬적 폴딩에 기반하여 P 코드를 획득하는 수신기{ACQUISITION METHOD FOR PRECISION CODE BASED ON PARALLEL FOLDING AND RECEIVER FOR ACQUIRING PRECISION CODE BASED ON PARALLEL FOLDING}

이하 설명하는 의사잡음코드 중 P 코드를 획득하는 기법에 관한 것이다.

범지구위성항법시스템은 (Global navigation satellite systems: GNSSs) 우주의 인공위성을 이용하여 지상에 있는 물체의 위치정보를 제공하는 시스템이다. 범지구측위시스템은 (global positioning system: GPS) 가장 대중적인 GNSS로 1970년대 초 군사 목적으로 미국 국방부가 개발하여 운영하고 있다. GPS는 초기에 군사목적으로 개발되었으나, 현재는 일부 신호가 민간에게 공개되어 사용되고 있으며, 교통수단의 위치 안내나 긴급구조와 같은 목적뿐만 아니라 농업과 측량 등에서 다방면의 용도로 활용되고 있다.

GPS 신호는 의사잡음코드가 (pseudo random noise code: PRN code) 곱해져서 전송되며, GPS 신호의 PRN 코드는 크게 두 가지 종류로 나눌 수 있다. C/A (coarse acquisition) 코드는 표준 위치 서비스를 (standard positioning service) 제공하며, 칩 전송률은 1.023 MHz이고 주기는 1ms이다. P (precision) 코드는 정밀 위치 서비스를 제공하며, 칩 전송률이 10.23MHz이고 주기는 7일이다. P 코드는 C/A 코드에 비하여 칩 전송률이 높고 주기가 길기 때문에, P 코드를 이용한 신호는 더 높은 측위 정확도를 제공하며, 재밍과 (jamming) 스푸핑에(spoofing) 강인하다는 특징을 가진다.

P코드는 매우 긴 주기를 가지고 있기 때문에 코드 획득에 오랜 시간이 소모된다. 보다 빠르게 P 코드를 획득하기 위하여 C/A 코드의 코드 획득을 한 후, 핸드 오버를 (hand over) 통해 최종적으로 P 코드를 획득하는 방식이 존재한다. 또한 C/A 코드의 코드 획득을 사용하지 않고, P 코드만을 사용하여 코드 획득하는 직접 코드 획득 기법 (direct acquisition: DA) 기법이 제안되었다.

미국등록특허 US7,545,853

이하 설명하는 기술은 수신기에서 P 코드 획득을 위한 기법을 제공하고자 한다.

병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법은 수신기가 입력 신호를 수신하는 단계, 상기 수신기가 복수의 로컬 코드를 각각 폴딩하는 단계, 상기 수신기가 상기 입력 신호를 각각 상기 복수의 로컬 코드와 병렬적으로 FFT 기반의 상관 연산을 하면서 관측 윈도우 중에서 후보 지점을 결정하는 단계 및 상기 수신기가 후보 지점에서 직접 검색 기법 또는 제로 패딩 기법을 사용하여 동기화 지점을 결정하는 단계를 포함한다.

병렬적 폴딩에 기반하여 P 코드를 획득하는 수신기는 연속된 로컬 코드를 생성하고, 상기 연속된 로컬 코드 중 서로 이웃한 로컬 코드가 서로 일부 중첩되도록 상기 연속된 로컬 코드를 구분하여 복수의 서브 로컬 코드를 생성하는 로컬 코드 생성기, 상기 복수의 서브 로컬 코드를 폴딩하는 폴딩기, 수신기가 수신한 입력 신호와 상기 복수의 서브 로컬 코드에 대한 FFT 기반의 상관 연산을 수행하는 복수의 상관기 및 상기 복수의 상관기의 출력값이 임계값을 넘는 경우 해당 상관기의 관측 윈도우에 위치한 코드를 후보 지점으로 결정하고, 상기 후보 지점에 대해 직접 검색 기법 또는 제로 패딩 기법을 사용하여 동기화 지점을 결정하는 코드 결정기를 포함한다.

이하 설명하는 기술은 폴딩된 복수의 로컬 신호를 병렬 상관기를 이용하여 빠르고 정확하게 P 코드를 획득한다.

도 1은 P 코드 획득을 위한 수신기의 구조를 도시한 블록도의 예이다.
도 2는 수신기가 사용하는 관측 윈도우에 대한 예이다.
도 3은 수신 코드와 폴딩한 로컬 코드를 도시한 예이다.
도 4는 병렬적 폴딩 기법에 대한 효과를 나타내는 그래프에 대한 예이다.

이하 설명하는 기술은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 이하 설명하는 기술을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 이하 설명하는 기술의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.

제1, 제2, A, B 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 해당 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되지는 않으며, 단지 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 이하 설명하는 기술의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함한다.

본 명세서에서 사용되는 용어에서 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 해석되지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함한다" 등의 용어는 설시된 특징, 개수, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 의미하는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 개수, 단계 동작 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.

도면에 대한 상세한 설명을 하기에 앞서, 본 명세서에서의 구성부들에 대한 구분은 각 구성부가 담당하는 주기능 별로 구분한 것에 불과함을 명확히 하고자 한다. 즉, 이하에서 설명할 2개 이상의 구성부가 하나의 구성부로 합쳐지거나 또는 하나의 구성부가 보다 세분화된 기능별로 2개 이상으로 분화되어 구비될 수도 있다. 그리고 이하에서 설명할 구성부 각각은 자신이 담당하는 주기능 이외에도 다른 구성부가 담당하는 기능 중 일부 또는 전부의 기능을 추가적으로 수행할 수도 있으며, 구성부 각각이 담당하는 주기능 중 일부 기능이 다른 구성부에 의해 전담되어 수행될 수도 있음은 물론이다.

또, 방법 또는 동작 방법을 수행함에 있어서, 상기 방법을 이루는 각 과정들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않은 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 과정들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.

DSSS 시스템은 송신하고자 하는 신호에 주파수가 높은 디지털 신호(확산코드)를 곱(XOR)하여 확산(Spreading)시키는 대역확산(Spread Spectrum) 변조방식을 사용한다. DSSS 기법은 CDMA(Code Division Multiple Access), IEEE 802.11b(Wi-Fi), GPS 등에서 사용된다. DSSS 기법은 비트 스트림인 PN(Pseudo Noise) 코드를 사용하여 데이터를 변조한다. PN 코드를 PRN(Pseudorandom Noise) 코드라고도 한다. GPS 등에서 PN 코드는 전술한 바와 같이 C/A 코드와 P 코드를 사용할 수 있다.

P 코드는 C/A 코드에 비하여 칩 전송률이 높고 주기가 길기 때문에, P 코드를 이용한 신호는 더 높은 측위 정확도를 제공하며, 재밍과 (jamming) 스푸핑에(spoofing) 강인하다는 특징을 가진다.

DA 기법 중 가장 먼저 제안되었던 직접 검색은 (serial search: SS) 긴 주기의 P 코드를 일일이 미루어가며 선형 상관하는 방식으로, P 코드의 긴 주기가 고려되지 않아 코드 획득에 너무 오랜 시간이 걸린다는 단점이 있다. 병렬 검색은 (parallel search) 다수의 병렬 상관기를 사용하여 선형 상관하는 방식으로 코드 획득 시간을 줄였으나, 하드웨어 복잡도가 높아지며, 이에 따라 실제 구현이 어렵다는 단점이 있다. 이러한 단점을 극복하기 위하여 선형 상관을 이용하지 않고, fast fourier transform (FFT) 기반의 상관을 이용하여, 기존의 선형 상관에 비해 빠른 속도로 코드 획득을 할 수 있는 방식이 개발되었다.

FFT 기반의 상관을 이용한 방식은 크게 폴딩을 (folding) 이용한 방식과, 영 삽입을 (zero padding: ZP) 이용한 방식이 존재한다. 폴딩을 이용한 방식중 대표적인 방식인 extended replica folding acquisition search technique은 (XFAST) 수신 코드와 같은 길이의 로컬 코드 다수를 폴딩 한 후 수신 코드와의 FFT 기반의 상관을 통해 코드 획득을 수행하는 방식이다. 하지만, XFAST 기법은 대략적 코드 획득 과정 이후 수행되는 정확한 코드 획득 과정에서, 대략적 코드 획득을 통해 얻어진 상관 후보값 전체가 아닌 일부만을 검색하였다는 문제가 있다. 이후 개발된 Dual folding에서는, XFAST 기법에서 채용된 폴딩 방법으로 인해 발생하는 상관성 (correlation property) 저하의 단점을 극복하기 위하여 수신 신호에도 폴딩을 수행하고, 정확한 코드 획득 과정에서 대략적 코드 획득을 통해 얻어진 상관 후보값 전체를 검색하는 방식으로 XFAST 기법을 개선하였으나, 수신 신호의 폴딩과 정확한 코드 획득 과정에서의 상관 횟수 증가로 인해 평균 획득 시간을 (mean acquisition time: MAT) 효과적으로 줄이지 못하였다는 단점이 있다.

한편 폴딩을 사용하지 않고 수신코드 일부에 0으로 대체하여 FFT 연산을 수행하는 ZP 기법을 이용한, 코드 획득 방식이 제안되었다. 하지만 ZP 기법은 XFAST나 dual folding 기법에 비해 필요로 하는 최소 상관 횟수가 훨씬 많아, MAT를 효과적으로 줄이지 못한다는 단점이 있다.

이하 설명하는 기술은 P 코드 획득을 위한 기법에 관한 것이다. 이하 설명하는 기술은 DA 기법에 해당한다. 이하 설명하는 P 코드 획득은 수신기에서 수행된다.

AWGN(Additive White Gaussian Noise) 환경 아래에 광대역 재밍 환경을 고려한 기저대역 수신 신호

의 i 번째 칩은 아래의 수학식 1과 같이 나타난다.

수학식 1에서 A는 신호의 크기, d[i]∈{-1,1}은 i번째 항법데이터, C[i]∈{-1,1}은 i번째 P 코드 칩, n[i]는 평균이 0이고 분산이 σ² _n인 백색 부가 가우시안 잡음(AWGN), w[i]는 평균이 0이고 분산이 σ² _w인 광대역 재밍 성분을 나타낸다. 이하 파일럿 채널을 전제로 d[i]=1로 가정한다.

수신기는 동기화 후보지점 검색을 위해 상관을 수행한다. 수신기는 고속 상관을 위하여 FFT(fast Fourier transform) 기반 상관기를 이용한다. 예를 들어, 수신기가 코드 벡터

에 FFT 기반 자기상관을 수행할 경우 아래의 수학식 2와 같이 나타난다.

수학식 2에서 (x)^*는 변수 x에 대한 켤레(conjugate) 연산자를 의미한다.

이하 설명하는 기술은 광대역 재밍 환경에서 P 코드의 빠른 코드 획득을 위하여 병렬적 폴딩을 사용하는 기법이다. 간략하게 먼저 설명하면, 첫 번째 단계에 수신기는 각각 폴딩된 복수의 로컬 코드를 수신 코드와 FFT 기반의 상관을 한다. 첫 번째 단계는 대략적인 코드 획득 구간을 찾기 위한 과정이다. 두 번째 단계에서 수신기는 대략적인 코드 획득 구간을 이용하여 문턱값 검정 및 상관값 비교를 통해 최종적으로 코드 획득 지점(동기화 시점)을 결정한다.

도 1은 P 코드 획득을 위한 수신기(100)의 구조를 도시한 블록도의 예이다. 수신기(100)는 로컬 코드 생성기(110), 폴딩기(120), 제1 샘플추출기(130), 상관기(140), 제로패딩기(150) 및 코드 결정기(160)를 포함한다.

로컬 코드 생성기(110)는 수신기(100) 내에서 일정한 P 코드를 생성한다. 로컬 코드 생성기(110)가 생성한 신호를 로컬 코드라고 명명한다. 로컬 코드 생성기(110)는 연속된 로컬 코드를 복수의 서브 로컬 코드로 구분한다. 서브 로컬 코드는 연속된 로컬 코드를 서로 일정한 간격으로 구분한 것이다. 로컬 코드 생성기(110)는 결국 복수의 서브 로컬 코드를 생성하는 구성이다.

로컬 코드 생성기(110)는 코드 생성기(111), 제2 샘플추출기(112) 및 지연지(113)을 포함한다. 코드 생성기(110)는 로컬 코드를 생성하는 구성이다. 제2 샘플추출기(112)는 로컬 코드에서 N×M만큼의(관측 윈도우만큼의) 코드를 추출한다. 여기서 M은 임의의 자연수이고, N은 수신 코드의 길이이다. 관측 윈도우는 FFT 기반의 상관 한번으로 검색할 수 있는 코드의 영역을 의미한다. 지연기(113)는 상관기(140)의 개수에 따라 복수개가 필요할 수 있다. 도 1은 지연기(113a) 및 지연기(113b)를 도시하였다. 지연기(113)는 제2 샘플추출기(112)가 추출한 로컬 코드를 일정하게 지연하여 각각의 폴딩기(120a, 120b,...)에 전달한다.

로컬 코드 생성기(110)는 상관기(140)에 서로 일정 부분이 중첩되는 로컬 코드를 전달한다. 이를 위해 지연기(1130)가 연속된 로컬 코드에서 이웃한 로컬 코드가 서로 일부 중첩되도록 구분하여 N×M 크기의 로컬 코드를 폴딩기(120)에 전달한다. 아래 도 2에서 관련된 설명을 후술한다.

폴딩기(120)는 N×M 크기의 로컬 코드를 N크기로 폴딩하는 구성이다. 도 1에서는 폴딩기(120a, 120b,..., 120e)를 예로 도시하였다. 폴딩기(120)는 수신한 입력 신호와 로컬 코드를 병렬적으로 처리하는 상관기(140)와 같은 개수를 가질 수 있다. 폴딩기(120)는 제2 샘플추출기(112) 및 지연기(113)가 전달하는 N×M 크기의 로컬 코드를 폴딩하여 길이가 N인 코드를 생성한다. 이때 폴딩된 코드

의 j번째 관측 윈도우에 있는 i번째 샘플

는 아래의 수학식 3과 같이 나타낸다.

수학식 3에서 C[jW+i]는 로컬 코드에 j번째 관측 윈도우에 있는 i번째 샘플을 의미한다.

는 -M 과 M사이의 값을 가진다.

상관기(140)는 수신 코드와 폴딩한 로컬 코드를 FFT 기반의 상관을 한다. 도 1에서는 상관기(140a, 140b,...,140e)를 예로 도시하였다. 각 상관기(140a, 140b,...,140e)는 서로 다른 관측 윈도우에 대해 검색을 수행한다.

도 2는 수신기가 사용하는 관측 윈도우에 대한 예이다. 관측 윈도우 간의 간격은 (M-1)(N+1)이다. 따라서 인접한 상관기(예컨대, 140a와 140b) 사이의 로컬 코드 위상차는 (M-1)(N+1)에 해당된다. 병렬적으로 동작하는 상관기의 개수가 Y라고 가정한다. 이 경우 한 번의 일련의 코드 획득 과정을 거친 후에, 어떠한 상관기에서도 동기화지점을 찾을 수 없다면, 로컬 P 코드 생성기의 위상을 Y(M-1)N+1 만큼 지연시켜, P 코드 획득이 완료될 때까지 상술된 과정을 반복한다. 이를 위해 코드 생성기(111)과 제2 샘플추출기(112) 사이에 별도의 지연기가 필요할 수도 있다. 예를 들어, 처음 코드 획득을 시작되면, 1째 관측 윈도우부터 Y째 관측 윈도우까지가 하나의 병렬 상관기에 각각 할당되어 상관을 거치게 되다. 복수의 관측 윈도우 내에 코드 획득 지점이 존재하지 않는다면 Y+1째부터 2Y 째까지의 관측 윈도우를 대상으로 검색을 수행하게 된다.

도 3는 수신 코드와 폴딩한 로컬 코드를 도시한 예이다. 도 3은 하나의 관측 윈도우 j에서 수행되는 과정에 대한 예이다. 도 3에서 수신 코드 x의 길이는 N이다. 로컬 코드는 전체 길이가 NM이다. 수신기(제2 샘플추출기)는 로컬 코드를 N개의 세그먼트를 갖도록 M개로 구분하고, M개의 로컬 코드를 폴딩한다. 폴딩(folding)은 도 2와 같이 M개의 세그먼트를 동일한 위치에 배열한 상태에서 합산하는 것을 의미한다. 폴딩한 결과는 f_j(0)~f_j(N-1)의 값을 갖는 길이 N개의 세그먼트가 된다.

수신기(110)는 수신코드와 폴딩 한 코드와의 FFT 기반의 상관을 통하여 상관 결과값들 중 문턱값을 넘는 값이 있다면, 해당 윈도우 내에 동기 지점이 있다고 판단한다. 이 동기 지점을 대략적인 코드 획득 지점이라고 한다. 상관기(140)는 전술한 바와 같이 해당 코드에 동기 지점이 있는지 여부를 판단하기 위해 수신 코드와 폴딩한 코드를 일정하게 상관연산한다. 첫 번째 단계(대략적인 코드 획득 지점 검출)계에서의 FFT 기반의 상관은 아래의 수학식 4과 같이 표현할 수 있다.

도 1에 도시하지 않았지만 각각의 상관기(140)는 제1 FFT 연산기, 제2 FFT 연산기, 켤레 연산기, 곱셈기 및 IFFT 연산기를 포함할 수 있다. 제1 FFT 연산기는 제1 샘플추출기(130)가 추출한 수신 코드를 FFT 연산한다. 제2 FFT 연산기는 폴딩기(120)가 폴딩하여 생성한 코드를 FFT 연산한다. 켤레 연산기는 제2 FFT 연산기의 출력값에 대한 켤레(conjugate) 연산을 수행한다. 곱셈기는 제1 FFT 연산기의 출력값

과 켤레 연산기의 출력값

에 대한 곱셈 연산을 수행한다. IFFT 연산기는 곱셈기의 출력 신호에 대한 역 푸리에 연산을 수행한다.

코드 결정기(160)는 상관기(140)의 IFFT 연산기를 출력값(상관값)을 기준으로 동기화 지점을 결정한다. 코드 결정기(160)는 제1 결정기(161), 제2 결정기(162) 및 비교기(163)을 포함할 수 있다.

제1 결정기(161)는 상관기(140)의 출력값(상관값)에 대한 문턱값 검정을 수행한다. 도 1에서는 제1 결정기(161a, 161b, ..., 161e)를 도시하였다. 상관값이 문턱값을 넘는 관측 윈도우가 존재하면 제2 결정기(162)가 해당 관측 윈도우의 범위에서 미지정수 결정(ambiguity resolution)을 수행한다. 도 1에서는 제2 결정기(162a, 162b, ..., 162e)를 도시하였다. 제1 결정기(161)가 문턱값을 넘는 관측 윈도우가 존재하는지 결정하는 과정이 대략적인 코드 획득 지점(일종의 후보 지점)을 결정하는 과정이다.

제2 결정기(162)는 종래의 P 코드 검색 기법을 활용할 수 있다. 예컨대, 제2 결정기(162)는 zero-padding, modified zero padding 혹은 serial search 방법을 통하여 관측 윈도우 범위 내에서 동기화 지점이 존재하는지를 검색할 수 있다. 도 1에서는 제로 패딩 기법(zero-padding)을 이용하는 것으로 도시하였다. 이를 위해 도 1에서 제로패딩기(150)가 수신 코드에서 제로(0)을 삽입하여 제2 결정기(162)에 전달한다. 물론 제2 결정기(162)가 사용하는 기법에 따른 도 1과는 다른 구성이 사용될 수도 있다.

상기 과정까지 수행한 상황에서 만약 2개 이상의 가지에 대해 동기화 지점이 존재한다는 판정을 얻었을 수 있다. 이 경우 비교기(163)가 동기화 지점이 존재한다고 판단된 관측 윈도우에 있는 길이 N의 로컬 코드와 수신 신호의 상관 결과들을 서로 비교한다. 최종적으로 코드 결정기(160)는 비교기(163)가 비교한 값 중 가장 큰 상관값을 가지는 가지의 제2 결정기(162)가 결정한 동기화 지점을 최종적인 동기화 지점으로 결정한다.

반면에, 코드 결정기(160)가 상관기(140)의 출력에 대해 문턱값 검정을 수행한 결과, 모든 가지에 대해 동기화 지점이 존재하지 않는다는 판정이 내려질 경우, 해당 Y(M-1)N+1 범위의 로컬 코드 내에는 동기화 지점이 존재하지 않는다고 판단한다. 이후 수신기(100)는 다음 관측 윈도우부터 총 Y개의 관측 윈도우에 대해 다시 상술한 과정을 반복적으로 수행하여, P 코드가 획득될 때까지 이를 반복한다.

도 4는 병렬적 폴딩 기법에 대한 효과를 나타내는 그래프에 대한 예이다. 도 4는 코드획득 방식을 이용했을 때 얻을 수 있는 평균 부호 획득 시간을 (mean acquisition time: MAT) 나타낸다. 모의실험을 위하여 검색 코드의 수는 θ = 2 ×10⁵칩, 오경보 확률은 P_fa = 0.001, 수신 코드 길이는 N = 1024 를 가정하였다. 그래프에서의 세로축에 표기된 T_D는 FFT를 이용한 상관 연산 1회에 드는 시간을 의미한다. SNR은 신호 전력 대 잡음 전력으로 정의되며, 재밍 대 신호비는 (jamming to signal ratio: JSR) 재밍 전력 대 신호 전력으로 정의된다.

도 4에서 병렬적 폴딩 기법이 전술한 기법에 해당한다. Y는 병렬적으로 상관 및 동기화 지점을 파악하는 가지의 수를 의미한다. XFAST 기법의 로컬 코드 폴딩 수는 20으로 설정하고 실험하였다. Dual folding 기법의 로컬 코드 폴딩 수는 21, 수신 코드 폴딩 수를 2로 설정하고 실험하였다. 또한 병렬적 폴딩 기법의 경우 로컬 코드 폴딩 수를 20으로 설정하고 실험을 진행하였다.

도 4는 SNR이 10 dB일 때의 모의실험 결과이다. 도 4를 살펴보면, 5개의 병렬 가지가 적용된 병렬적 폴딩 기법이 모든 구간에서 기존 기법들에 비해 가장 우수한 성능을 보임을 알 수 있다. 여기서 주목하여야 할 점은, 기존의 병렬 검색의 경우 50개의 상관기를 적용하였음에도, 병렬적 폴딩 기법에 비해 크게 나쁜 성능을 보이고 있다는 점이다. 즉, 폴딩과 FFT 기반의 상관의 장점과 병렬 상관의 장점을 통하여, 종래의 병렬 상관에 비해 훨씬 낮은 복잡도로 (적은 수의 상관기로) 더욱 우수한 MAT 성능을 얻었다는 점을 알 수 있다. 본 MAT 결과는 병렬 상관기의 개수가 늘어남에 따라 좋아질 것으로 예상되지만, 수신기 설계의 요구조건에 맞추어 적절한 수의 상관기가 적용될 필요가 있다.

본 실시예 및 본 명세서에 첨부된 도면은 전술한 기술에 포함되는 기술적 사상의 일부를 명확하게 나타내고 있는 것에 불과하며, 전술한 기술의 명세서 및 도면에 포함된 기술적 사상의 범위 내에서 당업자가 용이하게 유추할 수 있는 변형 예와 구체적인 실시예는 모두 전술한 기술의 권리범위에 포함되는 것이 자명하다고 할 것이다.

100 : 수신기
110 : 로컬 코드 생성기
111 : 코드 생성기
112 : 제2 샘플추출기
113 : 지연기
120 : 폴딩기
120a, 120b, 120e : 폴딩기
130 : 제1 샘플추출기
140 : 상관기
140a, 140b, 140e : 상관기
150 : 제로패딩기
160 : 코드 결정기
161 : 제1 결정기
161a, 161b, 161e : 제1 결정기
162 : 제2 결정기
162a, 162b, 162e : 제2 결정기
163 : 비교기

Claims (8)

1. 수신기가 입력 신호를 수신하는 단계;
   상기 수신기가 코드 생성기를 이용하여 연속된 로컬 코드를 생성하는 단계;
   상기 수신기가 상기 연속된 로컬 코드를 이용하여 상기 연속된 로컬 코드를 일정한 간격으로 구분한 복수인 Y개의 서브 로컬 코드를 생성하는 단계;
   상기 수신기가 Y개의 폴딩기를 이용하여 상기 Y개의 서브 로컬 코드를 각각 병렬적으로 폴딩하는 단계;
   상기 수신기가 Y개의 상관기를 이용하여 상기 입력 신호를 각각 상기 Y개의 서브 로컬 코드와 병렬적으로 FFT 기반의 상관 연산을 하면서 관측 윈도우 중에서 후보 지점을 결정하는 단계;
   상기 수신기가 Y개의 제1 결정기를 이용하여 상기 Y개의 상관기로부터 출력된 Y개의 상관값의 문턱값 검정을 병렬적으로 수행하는 단계: 및
   상기 수신기가 Y개의 제2 결정기를 이용하여 직접 검색 기법 또는 제로 패딩 기법에 의해 상기 후보 지점에서 병렬적으로 동기화 지점을 결정하는 단계를 포함하고,
   상기 Y개의 서브 로컬 코드는 하나의 샘플 서브 로컬 코드와 Y-1개의 지연 서브 로컬 코드를 포함하며, 상기 하나의 샘플 서브 로컬 코드는 상기 수신기가 샘플 추출기를 이용하여 상기 연속된 로컬 코드로부터 관측 윈도우의 길이를 갖는 코드를 추출하여 생성되고, 상기 Y-1개의 지연 서브 로컬 코드는 상기 수신기가 Y-1개의 지연기를 이용하여 상기 샘플 서브 로컬 코드를 각각 일정시간 지연시킨 코드에 해당하는, 병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 Y개의 서브 로컬 코드를 생성하는 단계에 있어서, 상기 수신기는 상기 연속된 로컬 코드 중 서로 이웃한 로컬 코드가 서로 일부 중첩되도록 상기 연속된 로컬 코드를 구분하여 상기 Y개의 서브 로컬 코드를 생성하는, 병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법.
3. 제1항에 있어서,
   상기 동기화 지점을 결정하는 단계에 있어서, 상기 동기화 지점이 복수인 경우, 상기 수신기는 복수의 상기 동기화 지점 중 해당 관측 윈도우 내에서 상기 입력 신호와 상기 서브 로컬 코드의 상관 값이 가장 큰 지점을 최종적인 동기화 지점으로 결정하는 단계를 더 포함하는, 병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법.
4. 제1항에 있어서,
   상기 문턱값 검정을 병렬적으로 수행하는 단계에 있어서, 상기 제1 결정기는 상기 입력 신호와 상기 폴딩된 Y개의 서브 로컬 코드를 각각 상관 연산한 Y개의 상기 관측 윈도우 중 상관 값이 상기 문턱값을 넘는 상기 관측 윈도우를 상기 후보 지점으로 결정하는, 병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법.
5. 제1항에 있어서,
   상기 입력 신호의 길이가 N이고, 상기 Y개의 서브 로컬 코드 각각은 N*M의 길이이고, 상기 Y개의 서브 로컬 코드는 이웃한 코드와 (M-1)*N+1 길이의 위상차를 갖는, 병렬적 폴딩에 기반한 P 코드 획득 방법.
6. 연속된 로컬 코드를 생성하고, 상기 연속된 로컬 코드 중 서로 이웃한 로컬 코드가 서로 일부 중첩되도록 상기 연속된 로컬 코드를 구분하여 복수인 Y개의 서브 로컬 코드를 생성하는 로컬 코드 생성기;
   상기 Y개의 서브 로컬 코드를 각각 병렬적으로 폴딩하는 Y개의 폴딩기;
   수신기가 수신한 입력 신호와 폴딩된 상기 Y개의 서브 로컬 코드에 대한 FFT 기반의 상관 연산을 각각 병렬적으로 수행하는 Y개의 상관기; 및
   상기 Y개의 상관기의 출력값의 문턱값 검정을 병렬적으로 수행하여 상기 출력값이 상기 문턱값을 넘는 경우 해당 상관기의 관측 윈도우에 위치한 코드를 후보 지점으로 결정하는 Y개의 제1 결정기, 및 상기 후보 지점에 대해 직접 검색 기법 또는 제로 패딩 기법을 사용하여 병렬적으로 동기화 지점을 결정하는 Y개의 제2 결정기를 포함하는 코드 결정기를 포함하고,
   상기 로컬 코드 생성기는 하나의 샘플 추출기와 Y-1개의 지연기를 포함하고, 상기 Y개의 서브 로컬 코드는 하나의 샘플 서브 로컬 코드와 Y-1개의 지연 서브 로컬 코드를 포함하며, 상기 샘플 추출기는 상기 연속된 로컬 코드로부터 상기 관측 윈도우의 길이를 갖는 코드를 추출하여 상기 하나의 샘플 서브 로컬 코드를 생성하고, 상기 Y-1개의 지연기는 상기 하나의 샘플 서브 로컬 코드를 각각 일정시간 지연시킨 상기 Y-1개의 지연 서브 로컬 코드를 생성하는, 병렬적 폴딩에 기반하여 P 코드를 획득하는 수신기.
7. 제6항에 있어서,
   상기 코드 결정기는 상기 동기화 지점이 복수인 경우, 복수의 상기 동기화 지점 중에서 해당 관측 윈도우 내에서 상기 입력 신호와 상기 서브 로컬 코드의 상관 값이 가장 큰 지점을 최종적인 동기화 지점으로 결정하는, 병렬적 폴딩에 기반하여 P 코드를 획득하는 수신기.
8. 제6항에 있어서,
   상기 입력 신호의 길이가 N이고, 상기 Y개의 서브 로컬 코드 각각은 N*M의 길이이고, 상기 Y개의 서브 로컬 코드는 이웃한 코드와 (M-1)*N+1 길이의 위상차를 갖는, 병렬적 폴딩에 기반하여 P 코드를 획득하는 수신기.

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