KR20020083725A - Ｇｐｓ 수신기의 위성신호 포착장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 관한 것으로, 특히 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드의 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부로 이루어진다. 그러므로, 본 발명은 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드를 함께 생성하는 코드 지연부에 의해 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있으며 C/A 코드를 빠르게 포착할 수 있다.

Description

ＧＰＳ 수신기의 위성신호 포착장치{SATELLITE SIGNAL CORRELATOR OF GPS RECEIVER}
본 발명은 GPS(Global Positioning System) 수신기에 관한 것으로서, 특히 위성신호를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 관한 것이다.
일반적으로 GPS는 미국방성에서 자국의 군사목적을 위하여 개발한 것으로 지구상 어디에서나 기후에 영향을 받지 않고 표준 좌표계에서 위치, 속도, 시간 측정을 가능하게 해주는 인공위성을 이용한 첨단 항법장치이다.
모든 GPS 위성에서 발사되는 신호는 반송파(Carrier), PRN(Pseudo-Random Noise) 코드, 항법메시지 데이터(Navigation Message Data) 등 세 가지 종류의 신호로 구성되어 있다. 이 반송파는 PRN코드 및 항법 메시지를 변조하기 위해 사용하는 기준 파형이고, 항법메시지는 위성의 궤도 정보 및 시각 정보 데이터이다. L1 및 L2 2개의 L-band 주파수의 반송파를 이용하여 PRN코드와 항법메시지를 수신기로 전달한다. L1은 1,575.42MHz이고 L2는 1,227.6MHz이다. PRN 코드는 2진화된 코드로 위성마다 고유의 코드가 있으며, 수신기는 이 코드로 위성을 구별하고, 위성과의 거리를 측정한다. PRN 코드에는 두 가지가 있는데, 그 하나는 C/A 코드(Coarse Acquisition Code)이고, 다른 하나는 P 코드(Precise Code)이다. 민간 사용자는 L1 반송파에만 실리는 C/A 코드의 사용만이 가능한데, 이 코드는 1023 칩(chip)으로 이루어져 있으며 1msec마다 반복된다.
한편, 민간용 GPS 수신기는 다음과 같은 방식에 따라 GPS 위성신호를 포착한다. 미리 입력된 각 위성의 복제 신호를 수신기에 내장된 발진기로 발생시킨 후, 해당 위성으로부터 수신된 신호의 도착시간과 송신한 시간을 비교하여 두 시각 사이의 시간차를 구해 전파가 위성에서부터 수신기에 도달할 때까지 걸린 시간을 측정하고, 여기에 광속을 곱하여 위성과 수신기 사이의 의사거리(Pseudo Range)를 계산한다.
그런데, 수신기에서는 위성으로부터의 신호를 포착할 때 2차원 탐색을 수행한다. 왜냐하면, 수신기들은 위성의 궤도 및 수신기의 초기 위치 정보가 없을 경우 C/A 코드의 위상과 도플러(반송파 주파수) 정보를 하나도 갖고 있지 않기 때문이다. 이에 따라, 수신기에서는 수신된 위성신호에 대해 복제된 위성신호의 C/A 코드 위상 및 주파수와 반송파 주파수를 변경해 가면서 두 신호가 일치되는지 찾는다. 일치되는 복제 신호내 C/A 코드의 위상과 반송파 주파수를 갖고 위성 신호의 존재 여부를 알 수 있다.
도 1은 일반적인 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면이다.
도 1에 도시된 바와 같이, C/A 코드 위상 및 반송파 주파수에 대한 불확실 영역은 수신된 위성신호를 포착하기 위해서 탐색해야하는 2차원 영역이다. GPS 수신기가 위성의 년중 이동표(almanac)를 사용할 수 없을 때(콜드 스타트로 불림), C/A코드 위상의 불확실 영역은 1023칩(chip)이고 도플러의 불확실 영역은 일반적으로 약 -11000Hz∼+11000Hz이다. 도 1에서, 각 반송파 주파수의 탐색 범위는 도플러 빈(dopler bin), 각 C/A 코드의 위상 탐색 범위는 코드 빈(code bin)이라 한다.한 셀(cell)은 하나의 코드 빈과 하나의 도플러 빈의 조합으로 이루어진다.
일반적으로, GPS 위성신호의 포착은 "코드 슬루(code slew)"라는 방법으로 위성신호의 C/A 코드 위상을 찾고, GPS 수신기에서 생성되는 후보 도플러를 변경해서 위성신호의 반송파 주파수를 찾는다. 이 중에서 "코드 슬루" 방법은 GPS 수신기내에서 포착하고자 하는 해당 위상의 C/A 코드를 1칩(chip) 이하의 셀 단위로 옮겨가며 생성하고, 생성된 C/A 코드를 갖는 신호와 수신된 신호와의 상관(correlation)을 취하여 해당 위성의 C/A 코드 위상을 찾는다.
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도로서, 종래 위성신호 포착장치(1)는 설명의 간략화를 위해 하나의 상관 아암을 갖는 구조로 가정한다. 이에, 위성신호 상관기(10), 제어부(20), 반송파 생성부(30), 코드 생성부(40)로 구성된다.
여기서, 위성신호 상관기(correlator)(10)는 위성의 수신 신호(s(t))에 대응해서 수신기에서 자체 생성된 C/A(Coarse Align) 코드와 반송파 주파수를 맞추어 해당 위성의 수신 신호를 포착한다. 제어부(20)는 위성신호 상관기(10)에서 해당 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 설정된 값으로 변경되게 제어한다. 코드 생성부(40)는 위성신호 상관기(10)의 C/A 코드를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다. 반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10)의 반송파 주파수를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도이다. 도 3을 참조하면, 종래 기술의 위성신호 상관기(10)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조를 채택한 것이다. 종래 상관기(10)는 90°위상차를 두는위상차부(102), 한쌍의 제 1 및 제 2곱셈부(101a,101b)(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다.
위상차부(102)는 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω는 IF 반송파 주파수(f), n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다.
제 1곱셈부(101a,101b)는 분리된 동상위상 IR(t)과 90°위상 신호 QR(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 곱한다. 산출된 IR(t)과 QR(t)는 다음 수학식 1과 같다.
ωa는 반송파 생성부(30)로 제공하는 위성 신호 반송파 주파수의 추정값이고 øa는 임의의 위상이다.
제 2곱셈부(103a,103b)는 제 1곱셈부(101a,101b)의 각 신호 IR(t)과 QR(t)에 코드 생성부(40)의 C/A 코드 주파수 또는 위상(C(t-τ))을 곱한다. 이 신호는 각각 I(t)와 Q(t)로 표시되고, 이는 위성의 수신 신호가 역확산(despreading)된 것이다.
적분기(104a,104b)는 각각 I(t)와 Q(t)를 전검출(pre-detection) 적분시간(T)동안 적분한다. 적분기(104a,104b)에 의해 역확산(despreading)된 신호는 필터링된다. 필터링된 각 I(kT)와 Q(kT) 신호는 다음 수학식 2와 같다.
여기서, ωe=ω-ωa,øe=ø-øa를 나타낸 것이다. 그리고, ni(T)는 동위상 잡음, nq(T)는 90°위상 잡음이다. ni(T) 및 nq(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는 PDI(PreDetection Integration) 시간이다.
상기 수학식 2에서 위성 수신 신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성된 C/A 코드사이의 상관 함수 R(τ)은 다음과 같다.
여기서, τ는 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 생성부(40)에서 생성되는 C/A코드의 위상 오차를 의미한다. 그 단위는 칩(chip)이다.
제곱부(106a,106b)는 각각 필터링된 I(kT)와 Q(kT) 신호를 제곱한다. 이는위상 차이를 갖도록 나뉘어진 신호의 크기를 측정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I2(kT), Q2(kT))한다.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I2(kT)와 Q2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 3과 같이, 합산된 신호 Y(kT)는 I2(kT)+ Q2(kT)이다.
만약 수신된 위성신호(s(t)에 대해 코드 생성부(40)의 C/A 코드가 정확하게 동기하면, 잡음이 없는 합산된 신호 Y(kT)는 다음과 같이 계산된다.
여기서, ωe=ω-ωa이고 A2는 수신된 신호의 크기의 제곱값이다.
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호 Y(kT)에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB)을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호 값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.
여기서, NB는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 신호의 일치 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다. 비교기(109)에서 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하므로 해당 위성의 신호를 포착하였다고 판단(y)하고 이에 대한 확인 절차가 시작된다. 이와 반대로, 평균신호(Z(kT))가 임계값(η)을 초과하지 않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 2차원 탐색영역의 다음 셀에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시키고 코드 생성부(40)의 C/A 코드 위상 또는 주파수를 변경시키게 제어한다. 그래서, 변경된 반송파 주파수와 C/A 코드 위상 또는 주파수를 이용하여 위성신호와 상관하도록 한다.
그러나, 이상과 같이 설명한 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치는 위성신호를 포착하는데 시간이 걸린다. 이는 C/A 코드 위상 및 도플러에 대한 불확실한 2차원 탐색 영역의 모든 셀을 하나씩 탐색해서 셀 단위로 C/A 코드와 반송파 주파수를 변경해서 수신된 위성신호와의 상관을 하기 때문이다.
한편, 이러한 위성신호를 포착하는데 걸리는 시간을 단축하고자 다중-상관기(Multi-correlator), 매치드 필터(Matched filter), FFT(Fast Fourier Transform) 등이 개발되었다.
그 중에서 다중-상관기는 여러개의 위성신호 포착장치를 두어 각 장치에서 각기 다르게 지연된 C/A 코드를 생성하고 여러개의 장치가 동시에 여러개의 C/A 코드 위상 또는 반송파 주파수를 찾는 것이다. 이때, 하나의 위성신호 포착장치를 상관 아암이라고도 한다.
그리고, 매치드 필터는 다중-상관기와 동일한 구조를 갖고 각기 다른 크기만큼 지연된 수신된 위성신호를 이용하여 각 아암에서 상관하는 것이다. FFT는 다중-상관기를 주파수 측면에서 구현한 것이다.
그러나, 이와 같은 다중-상관기, 매치드 필터, FFT는 각 위성신호 포착장치에서 C/A 코드 위상 및 도플러에 대한 불확실한 2차원 탐색영역의 여러 셀을 한 위성신호와의 상관을 취하기 때문에 각 반송파 생성부, 코드 생성부, 및 적분기의 개수가 많아지고 이를 처리하는데 많은 전력이 소모된다는 단점이 있었다.
본 발명의 목적은 이와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위하여 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드를 함께 생성하는 코드 지연부를 추가함으로써, 하나의 상관 아암에서 여러개의 C/A 코드를 생성하여 GPS 위성신호에 대해 상관을 하기 때문에 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있으며 C/A 코드를 빠르게 포착할 수 있는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 제공하고자 한다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 일 실시예에 따른 장치는 위성신호를 포착하는 GPS 수신기에 있어서, 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비한다.
이러한 목적을 달성하기 위하여 본 발명의 다른 실시예에 따른 장치는, 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 위성신호 상관기의 반송파를 생성하는 반송파 생성부와, 위성신호 상관기의 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 위성신호 상관기에제공하는 코드 지연부와, 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부의 반송파 주파수와 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 포함하는 장치를 다수개 구비하고, 각각의 반송파 생성부 및 코드 생성부의 값을 다르게 조정해서 위성신호를 포착한다.
도 1은 일반적인 위성신호의 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착하기 위한 2차원 탐색 영역을 나타낸 도면,
도 2는 종래 기술에 의한 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도,
도 3은 도 2의 위성신호 상관기의 상세한 회로 블록도,
도 4는 본 발명의 일실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도,
도 5는 도 4의 위성신호 상관기 및 코드 지연부의 상세한 회로 블록도,
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도.
＜도면의 주요부분에 대한 부호의 설명＞
1 : GPS 수신기의 위성신호 포착장치
10 : 위성신호 상관기 20 : 제어부
30 : 반송파 생성부 40 : 코드 생성부
50 : 코드 지연부
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예에 대해 설명하고자 한다. 본 발명의 실시예에 대한 도면은 종래 기술과 동일한 부분에 대해서 동일한 도면 부호를 사용한다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따라 1개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 위성신호 포착장치(1)는 1개의 상관 아암을 갖는 바, 위성신호 상관기(10), 제어부(20), 반송파 생성부(30), 코드 생성부(40), 코드 지연부(50)로 구성된다.
여기서, 위성신호 상관기(10)는 위성의 수신 신호(s(t))에 대응해서 수신기에서 자체 생성된 반송파 주파수와 C/A 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 수신 신호를 포착한다. 제어부(20)는 위성신호 상관기(10)에서 해당 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수와 코드 생성부(40)의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어한다. 반송파 생성부(30)는 위성신호 상관기(10)의 반송파 주파수를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다. 코드 생성부(40)는 위성신호 상관기(10)의 C/A 코드를 탐색 범위내에서 설정된 값으로 생성한다.
마지막으로, 본 발명의 코드 지연부(50)는 코드 생성부(40)의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 지연되지 않는 C/A 코드값과 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐서 위성신호 상관기(10)에 제공한다.
도 5는 도 4의 위성신호 상관기 및 코드 지연부의 상세한 회로 블록도이다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 위성신호 상관기(10)는 단일 드웰(dwell) 포착 시스템의 구조를 개선한 것이다.
본 발명의 위성신호 상관기(10)는 90°위상차를 두는위상차부(102), 한쌍의 제 1 및 제 2곱셈부(101a,101b)(103a,103b), 한쌍의 적분기(104a,104b), 제곱부(106a,106b), 합산부(107), 평균부(108), 비교부(109)로 구성된다. 이러한 본 발명의 위성신호 상관기(10)의 구성은 종래 단일 드웰(dwell) 포착 시스템과 동일하나, 본 발명에 추가된 코드 지연부(50)를 통해서 위성신호 상관기(10)의 작동은 종래와 달라지게 된다.
본 발명의 코드 지연부(50)는 적어도 하나이상의 지연기(52, 54)를 갖고, 지연기(52, 54)를 통과한 지연된 C/A 코드(C(t-τ-D), C(t-τ+D))와 C/A 코드 생성부(40)의 C/A 코드(t-τ)를 합산하는 합산기(56)를 포함한다.
본 발명의 위성신호 상관기(10)에 있어서,위상차부(102)는 종래와 동일하게, 위성의 수신신호(s(t))를 동상위상(in-phase) IR(t)과 이의 90°위상(quadrature) QR(t)로 나눈다. 여기서, 위성 수신신호(s(t))는로 나타낼 수 있다. A는 수신된 신호의 크기, C(t)는 C/A 코드, ω는 IF 반송파 주파수(f), n(t)는 잡음, 및 ø(t)는 50bps 이중위상(bi-phase) 데이터 변조를 포함하는 반송파 위상이다.
그리고, 위성신호 상관기(10)의 제 1곱셈부(101a,101b)도 종래 단일 드웰(dwell) 포착 시스템과 동일하다. 즉, 제 1곱셈부(101a,101b)는 분리된 동상위상 IR(t)과 90°위상 신호 QR(t)를 각각 반송파 생성부(30)의 반송파와 곱한다. 산출된 IR(t)과 QR(t)는 상술한 수학식 1과 동일하다.
하지만, 본 발명의 제 2곱셈부(103a,103b)는 제 1곱셈부(101a,101b)의 각 신호 IR(t)과 QR(t)에 코드 지연부(50)의 C/A 코드들의 합을 곱해서 위성의 수신신호를 역확산한다. 이 신호는 각각 I'(t)와 Q'(t)로 표시된다. 예컨대, 본 실시예에서는 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합이 다음 수학식 6과 같다고 가정한다.
여기서, D는 소정의 지연값이다.
적분기(104a,104b)는 각각 I'(t)와 Q'(t)를 전검출(pre-detection)적분시간(T)동안 적분해서 역확산된 신호를 필터링한다. 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와 Q'(kT) 신호는 다음 수학식 7과 같다.
상기 수학식 7로부터 다음과 같은 새로운 변수를 정의한다.
여기서, ni'(T)는 동위상 잡음, nq'(T)는 90°위상 잡음이다. ni'(T) 및 nq'(T)는 독립적 랜덤 변수로서 평균이 0 이고, 평균 잡음 전력이 σ2=N/T로 주어지는 백색 잡음이다. 이때, N은 단일측 잡음전력 스펙트랄의 밀도이고, T는 PDI(PreDetection Integration) 시간이다.
수학식 8에 의해 새롭게 정의된 변수를 수학식 7에 대입한다. 그러면, 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와 Q'(kT) 신호는 다음과 같이 표현할 수 있다.
여기서, ωe=ω-ωa,øe=ø-øa이다. 그리고, A는 수신된 신호의 크기이다.
수학식 9에서 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합 사이에서의 상관 함수 R(τ)은 다음과 같다.
여기서, τ는 위성 수신신호의 C/A 코드와 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드 합의 위상 오차를 의미하고, 그 단위는 칩(chip)이다.
이에, 수학식 9에서 ωe가 0이고 소정의 지연시간(D)이 0.5칩이고 잡음 크기가 ni'(T)2+nq'(T)2=(0.5×A)2라고 가정하면, ±1.0칩 이내의 위상 오차(τ)에서 해당 위성에 대한 C/A 코드 영역을 찾을 수 있다.
제곱부(106a,106b)는 적분기(104a,104b)에 의해 필터링된 각 I'(kT)와Q'(kT) 신호를 제곱한다. 이는위상 차이를 갖도록 나누어진 신호의 크기를 추정하기 위하여 각 필터링된 신호를 제곱(I'2(kT), Q'2(kT))하는 것이다.
합산부(107)는 제곱부(106a,106b)를 통해 제곱된 각 I'2(kT)와 Q'2(kT) 신호를 합산한다. 다음 수학식 11과 같이, 합산된 신호(Y'(kT))는 I'2(kT)+ Q'2(kT)이다. 만약 수신된 위성신호(s(t))에 대해 코드 지연부(50)를 통해 출력된 C/A 코드들의 합이 정확하게 동기(τ=0)하면, 잡음이 없는 합산된 신호(Y'(kT))는 다음과 같이 계산된다.
여기서, ωe=ω-ωa이고 A2는 수신된 신호의 크기의 제곱값이다.
수학식11과 수학식 4를 비교하면, 본 발명의 적분 합산신호(Y'(kT))는 수학식 11의 [1+2R(D)]2에 의해 종래의 상관기(단일/다중)보다 강력해짐을 알 수 있다. 만약 지연시간(D)이 1/2칩(약 0.5㎳)이라면, 본 발명의 Y'(kT)는 종래의 적분 합산신호(Y(kT))의 값보다 4배정도 커진다.
평균부(108)는 이렇게 합산된 신호(Y'(kT))에 대한 검출된 많은 개수의 샘플(NB')을 모아놓고 이를 합산해서 위에서 적분된 신호값의 평균을 구한다. 이렇게 구해진 평균신호(Z'(kT))는 이후 기설정된 임계값과 비교된다. 평균신호(Z'(kT))의 획득을 위한 수학식은 다음과 같다.
여기서, N'B는 후검출(post-detection) 샘플의 개수이다.
비교부(109)는 평균부(108)에서 구한 신호(Z'(kT))가 설정된 임계값(η)을 초과하는지 비교한다. 이때, 임계값(η)은 위성의 수신 신호와 수신기에서 생성된 상기 신호(Z'(kT))의 일치 확률 및 불량 경보 확률을 고려해서 설정해 놓은 값이다.
비교기(109)에서 평균신호(Z'(kT))가 임계값(η)을 초과한다면, 위성 수신신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z'(kT))가 동일하므로 해당 위성의 신호를 포착하였다고 판단(y)하고 이에 대한 확인 절차가 시작된다. 이와 반대로, 평균신호(Z'(kT))가 임계값(η)을 초과하지 않는다면, 수신된 위성신호와 수신기측에서 생성된 신호(Z'(kT))가 동일하지 않으므로 잡음만 있는 것으로 추정한다.
이에 제어부(20)는 비교기(109)의 비교 결과, 위성의 수신 신호를 포착하지 못했을 경우 다음 셀에 대해 반송파 생성부(30)의 반송파 주파수를 변경시키고 코드 생성부(40)의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 변경시켜 위성의 수신 신호와 수신기측에서 생성된 신호를 상관하도록 제어한다.
그러므로, 본 발명에 따른 GPS 수신기의 위성신호 포착장치는 코드 지연부(50)를 통해 생성된 여러개의 C/A 코드 위상을 이용하므로 한번에 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄여 위성신호를 빠르게 포착할 수 있다.
도 6은 본 발명의 다른 실시예에 따라 다수개의 상관 아암을 갖는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치를 나타낸 블록도이다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 GPS 수신기의 위성신호 포착장치(100)는 위성신호 상관기(10, 10'), 반송파 생성부(30, 30'), 코드 생성부(40, 40'), 코드 지연부(50, 50'), 제어부(20, 20')로 이루어진 장치인 상관 아암(1, 1')을 다수개 구비한다. 그리고, 각 제어부(20, 20')는 각 반송파 생성부(30, 30') 및 코드 생성부(40, 40')의 값을 다르게 조정해서 위성신호를 포착한다.
이에 따라, 본 발명의 다른 실시예는 여러개의 상관 아암(1, 1')을 구비하여 동시에 위성 수신신호에 대한 C/A 코드 위상 및 반송파 주파수를 포착할 수 있다. 특히 각 상관 아암(1, 1')마다 구비된 코드 지연부(50, 50')를 통해 여러개로 합쳐진 C/A 코드 위상들을 이용해서 위성 수신신호의 C/A 코드 위상을 탐색하기 때문에 위성신호를 빠르게 포착할 수 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명은 GPS 수신기의 위성신호 포착장치에 있어서, 시간차가 다른 여러개의 C/A 코드 위상을 함께 생성하는 코드 지연부를 구비함으로써, 코드 지연부를 통해 여러개의 C/A 코드의 합으로 GPS 위성신호와 상관을 한다.
그러므로, 본 발명은 탐색해야할 C/A 코드 빈의 개수를 줄일 수 있어 GPS 위성신호에 대한 C/A 코드 위상을 빠르게 포착할 수 있는 효과가 있다. 더욱이 본 발명은 높은 동적 환경 또는 전력 소모를 감소하기 위해 슬립모드를 사용하는 환경 등에서의 GPS 수신기에 유용하다.
한편, 본 발명은 상술한 실시예에 국한되는 것이 아니라 후술되는 청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상과 범주내에서 당업자에 의해 여러 가지 변형이 가능하다.

Claims (6)

  1. 위성신호를 포착하는 GPS 수신기에 있어서,
    상기 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기;
    상기 위성신호 상관기의 상기 반송파 주파수를 생성하는 반송파 생성부;
    상기 위성신호 상관기의 상기 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부;
    상기 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 상기 지연되지 않는 C/A 코드값과 상기 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 상기 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부; 및
    상기 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 상기 반송파 생성부의 반송파 주파수와 상기 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 코드 지연부는 적어도 하나이상의 지연기와, 상기 지연기를 통과한 지연된 C/A 코드와 상기 C/A 코드 생성부의 C/A 코드를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 코드 지연부는 C/A 코드값을 소정의 칩 단위로 지연시키는 것을 특징으로 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
  4. 위성의 수신 신호에 대응해서 반송파의 주파수와 C/A(Coarse Align) 코드 위상을 맞추어 해당 위성의 신호를 포착하는 위성신호 상관기와, 상기 위성신호 상관기의 상기 반송파 주파수를 생성하는 반송파 생성부와, 상기 위성신호 상관기의 상기 C/A 코드를 생성하는 코드 생성부와, 상기 코드 생성부의 C/A 코드를 적어도 하나이상 소정 시간 지연시킨 값을 발생하고 상기 지연되지 않는 C/A 코드값과 상기 적어도 하나이상 지연된 값을 합쳐 상기 위성신호 상관기에 제공하는 코드 지연부와, 상기 위성신호 상관기에서 해당 위성의 신호를 포착하지 못했을 경우 상기 반송파 생성부의 반송파 주파수와, 상기 코드 생성부의 C/A 코드의 주파수 또는 위상을 설정된 값으로 변경되게 제어하는 제어부를 포함하는 장치를 다수개 구비하고,
    상기 각각의 반송파 생성부 및 코드 생성부의 값을 다르게 조정해서 위성신호를 포착하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 각 코드 지연부는 적어도 하나이상의 지연기와, 상기 지연기를 통과한 지연된 C/A 코드와 상기 C/A 코드 생성부의 C/A 코드를 합산하는 합산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 각 코드 지연부는 C/A 코드값을 소정의 칩 단위로 지연시키는 것을 특징으로 GPS 수신기의 위성신호 포착장치.
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