KR20150049060A - 양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법 - Google Patents

양방향 ｄｃ－ｄｃ 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법 Download PDF

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Abstract

벅(buck) 모드 또는 부스트(boost) 모드로 동작 가능한 양방향 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 1 전원에 직렬로 연결되어 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 제 1 전원으로부터 인가되는 제 1 전압을 스위칭하는 제 1 스위칭부; 제 1 차 측 권선으로 인가된 스위칭된 제 1 전압을 변압하는 변압기; 제 2 전원에 직렬로 연결되어 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 제 2 전원으로부터 인가되는 제 2 전압을 스위칭하는 제 2 스위칭부; 변압기의 제 2 차 측 권선과 제 2 스위칭부 사이에 직렬로 연결되어 변압된 제 1 전압과 스위칭된 2 전압 사이의 차 전압을 인가받는 인덕터; 및 벅 모드에 의해 가변되는 제 2 전압을 측정하고, 측정된 제 2 전압에 기초하여, 스위칭 신호의 스위칭 주파수를 변경하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터가 개시된다.

Description

양방향 ＤＣ－ＤＣ 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법 {BIDIRECTIONAL DC TO DC CONVERTER AND METHOD FOR CHARGING BATTERY BY USING THE SAME}
본 발명은 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 가변하는 배터리 전압에 의해 변화되는 듀티 레이셔(duty-ratio, 시비율)를 최적의 조건으로 유지시키기 위한 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법에 관한 것이다.
일반적으로 양방향 DC-DC 컨버터는 고압 측 전압에서 저압 측 전압으로 전압을 강하시키는 벅(buck) 모드 또는 저압 측 전압에서 고압 측 전압으로 전압을 상승시키는 부스트(boost) 모드로 동작할 수 있다.
양방향 DC-DC 컨버터는 벅 모드에서 배터리를 충전하는데 이용될 수 있는데, 구체적으로, 직류 버스단과 배터리를 DC-DC 컨버터에 연결하고, 직류 버스단의 전력을 DC-DC 컨버터를 통해 배터리로 공급함으로써 배터리를 충전할 수 있다.
배터리의 전압은 배터리에 대한 충전 양에 따라 변동한다. 즉, 충전 중에는 배터리의 전압이 상승하고, 방전될 때에는 전압이 낮아지게 된다. DC-DC 컨버터 설계시 인덕턴스 값은 미리 결정되며, 입력 및 출력 전압에 따라 듀티 레이셔가 미리 결정되므로 배터리 전압이 가변하게 되면 듀티 레이셔의 변동이 커져 DC-DC 컨버터에 대한 최적의 설계가 어려워진다.
즉, 배터리의 전압이 낮을 때를 기준으로 듀티 레이셔를 충분히 크게 설계하더라도 배터리의 전압이 높을 때는 듀티 레이셔가 너무 작아져 배터리로의 전력 전달이 용이하지 않게 된다.
또한, 벅 모드 하에서, 제 1 차 측은 모든 부하에서, 제 2 차 측은 일정 부하 이상에서 영전압 스위칭이 가능한데, 이는 인덕터에 저장된 에너지가 스위칭 소자의 커패시터에 저장된 에너지보다 클 때, 영전압 스위칭 구현이 가능하기 때문이다. 따라서, 이차 측 스위칭 소자의 영전압 스위칭 구간을 증가시키는 것이 중요하며, 이때 듀티 레이셔가 증가하면 인덕터에 에너지를 저장하는 구간이 늘어나 영전압 스위칭 구간이 증가하게 되어 시스템의 효율을 향상시킬 수 있다. 또한, 듀티 레이셔가 작을 경우, 경부하에서 스위칭 발진 현상 등이 발생할 수 있으므로 일정 이상의 듀티 레이셔를 확보하는 것이 중요하다.
본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법은 배터리 전압이 충전에 의해 가변하더라도 듀티 레이셔를 일정하게 유지하는 것을 목적으로 한다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법은 듀티 레이셔를 일정하게 유지함으로써 양방향 DC-DC 컨버터의 동작 효율을 향상시키는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터는,
벅(buck) 모드 또는 부스트(boost) 모드로 동작 가능한 양방향 DC-DC 컨버터에 있어서, 제 1 전원에 직렬로 연결되어 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 1 전원으로부터 인가되는 제 1 전압을 스위칭하는 제 1 스위칭부; 제 1 차 측 권선으로 인가된 상기 스위칭된 제 1 전압을 변압하는 변압기; 제 2 전원에 직렬로 연결되어 상기 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 2 전원으로부터 인가되는 제 2 전압을 스위칭하는 제 2 스위칭부; 상기 변압기의 제 2 차 측 권선과 상기 제 2 스위칭부 사이에 직렬로 연결되어 상기 변압된 제 1 전압과 상기 스위칭된 2 전압 사이의 차 전압을 인가받는 인덕터; 및 상기 벅 모드에 의해 가변되는 상기 제 2 전압을 측정하고, 상기 측정된 제 2 전압에 기초하여, 상기 스위칭 신호의 스위칭 주파수를 변경하는 제어부를 포함할 수 있다.
상기 양방향 DC-DC 컨버터는, 상기 제 1 전원 및 상기 제 1 스위칭부에 병렬로 연결되어 상기 제 1 전압을 클램핑(clamping)하는 제 1 커패시터; 및 상기 제 2 전압 및 상기 제 2 스위칭부에 병렬로 연결되어 상기 제 2 전압을 클램핑하는 제 2 커패시터를 더 포함할 수 있다.
상기 제어부는, 상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가됨에 따라 상기 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있다.
상기 제어부는, 상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가됨에 따라 상기 스위칭 주파수를 선형적으로 증가시킬 수 있다.
상기 제어부는, 상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가하여 상기 제 2 전압이 복수의 기준 전압 각각에 도달할 때마다 상기 스위칭 주파수를 상기 복수의 기준 전압에 대응하는 복수의 기준 주파수 각각으로 증가시킬 수 있다.
상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각은, 복수 개의 스위치를 포함하고, 상기 제어부는, 상기 복수 개의 스위치 각각의 온 및 오프 동작을 제어하기 위한 상기 스위칭 신호를 상기 복수 개의 스위치 각각으로 전송할 수 있다.
상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각은, 풀 브릿지(full bridge) 회로, 하프 브릿지(half bridge) 회로 또는 센터 탭(center tap) 회로를 포함할 수 있다.
상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각이 풀 브릿지 회로인 경우, 상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부는 각각 4개의 스위치들을 포함하되, 상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부 각각은, 상기 4개의 스위치들 중 2개의 스위치들을 포함하는 제 1 그룹 스위치를 동시에 온 및 오프시키고, 상기 2개의 스위치들을 제외한 나머지 2개의 스위치들을 포함하는 제 2 그룹 스위치를 동시에 온 및 오프시키며, 상기 제 1 그룹 스위치와 상기 제 2 그룹 스위치를 상보적으로 동작시킬 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 배터리 충전 방법은,
양방향 DC-DC 컨버터에 의한 배터리 충전 방법에 있어서, 제 1 전원에 직렬로 연결된 제 1 스위칭부를 이용하여, 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 1 전원으로부터 인가되는 제 1 전압을 스위칭하는 단계; 상기 배터리에 직렬로 연결된 제 2 스위칭부를 이용하여, 상기 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 배터리로부터 인가되는 제 2 전압을 스위칭하는 단계; 상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부 사이에 위치되는 변압기를 이용하여, 상기 스위칭된 제 1 전압을 변압하는 단계; 상기 변압된 제 1 전압과 상기 스위칭된 제 2 전압 사이의 차 전압을 상기 제 2 스위칭부와 상기 변압기 사이에 직렬로 연결된 인덕터에 인가하는 단계; 상기 인덕터를 통해 흐르는 전류를 이용하여 상기 배터리를 충전하는 단계; 충전됨에 따라 가변하는 상기 배터리의 제 2 전압을 측정하는 단계; 및 상기 측정된 제 2 전압에 기초하여, 상기 스위칭 신호의 스위칭 주파수를 변경하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법은 배터리 전압이 충전에 의해 가변하더라도 듀티 레이셔를 일정하게 유지할 수 있다.
또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터 및 이를 이용한 배터리 충전 방법은 듀티 레이셔를 일정하게 유지함으로써 양방향 DC-DC 컨버터의 동작 효율을 향상시킬 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터의 회로도이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터가 벅 모드로 동작할 때의 신호 파형을 도시하는 도면이다.
도 2b 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터가 부스트 모드로 동작할 때의 신호 파형을 도시하는 도면이다.
도 3은 듀티 레이셔에 따른 전류 이득을 도시하는 그래프이다.
도 4(a) 및 도 4(b)는 제 2 전압이 증가됨에 따라 DSP가 증가시키는 스위칭 주파수를 도시하는 도면이다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 배터리 충전 방법의 순서를 도시하는 순서도이다.
본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 그러나 본 발명은 이하에서 개시되는 실시예들에 한정되는 것이 아니라 서로 다른 다양한 형태로 구현될 수 있으며, 단지 본 실시예들은 본 발명의 개시가 완전하도록 하고, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 발명의 범주를 완전하게 알려주기 위해 제공되는 것이며, 본 발명은 청구항의 범주에 의해 정의될 뿐이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
본 실시예에서 사용되는 '부'라는 용어는 소프트웨어, FPGA 또는 ASIC과 같은 하드웨어 구성요소를 의미하며, '부'는 어떤 역할들을 수행한다. 그렇지만 '부'는 소프트웨어 또는 하드웨어에 한정되는 의미는 아니다. '부'는 어드레싱할 수 있는 저장 매체에 있도록 구성될 수도 있고 하나 또는 그 이상의 프로세서들을 재생시키도록 구성될 수도 있다. 따라서, 일 예로서 '부'는 소프트웨어 구성요소들, 객체지향 소프트웨어 구성요소들, 클래스 구성요소들 및 태스크 구성요소들과 같은 구성요소들과, 프로세스들, 함수들, 속성들, 프로시저들, 서브루틴들, 프로그램 코드의 세그먼트들, 드라이버들, 펌웨어, 마이크로 코드, 회로, 데이터, 데이터베이스, 데이터 구조들, 테이블들, 어레이들 및 변수들을 포함한다. 구성요소들과 '부'들 안에서 제공되는 기능은 더 작은 수의 구성요소들 및 '부'들로 결합되거나 추가적인 구성요소들과 '부'들로 더 분리될 수 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 회로도이다.
도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 DAB(Dual Active Bridge) 컨버터를 포함할 수 있다. DAB 컨버터는 위상 천이 ZVS(Phase-shifted Zero voltage switching) 컨버터의 구조와 유사하나, 출력 측에 인덕터가 없는 구조로써 양방향 동작 방법이 동일하여 쉽게 구현할 수 있다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 1 전원(110), 제 1 스위칭부(130), 제 2 전원(120), 제 2 스위칭부(140), 변압기(150), 인덕터(160) 및 제어부(170)를 포함할 수 있다. 제어부(170)는 마이크로프로세서로 구성될 수 있다.
제 1 전원(110)은 고전압 측 전원이고, 제 2 전원(120)은 저전압 측 전원일 수 있다. 제 2 전원(120)은 배터리를 포함할 수 있다.
제 1 스위칭부(130)는 제 1 전원(110)에 직렬로 연결되어 제 1 전원(110)의 제 1 전압(Vin)을 인가받고, 제 2 스위칭부(140)는 제 2 전원(120)에 직렬로 연결되어 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)을 인가받는다.
도 1은 제 1 스위칭부(130)와 제 2 스위칭부(140)가 풀 프릿지(full bridge) 회로인 것으로 도시하고 있지만, 제 1 스위칭부(130)와 제 2 스위칭부(140)는 풀 브릿지 회로 외에 하프 브릿지(half bridge) 회로 또는 센터 탭(center tap) 회로일 수도 있다.
도 1에 도시된 제 1 스위칭부(130)와 제 2 스위칭부(140)는 각각 네 개의 스위치(132, 142)를 포함하고 있는데, 각 스위치(132, 142)는 MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Trasnistor) 스위치 또는 IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor) 스위치일 수 있다. 상기 스위치들(132, 142)이 MOSFET 스위치로 구성되는 경우, MOSFET 스위치의 소스(source)와 드레인(drain) 사이에 다이오드가 전기적으로 연결될 수 있다.
제 1 스위칭부(130)는 제어부(170)로부터 전달되는 스위칭 신호(176)에 따라 제 1 전원(110)으로부터 인가되는 제 1 전압(Vin)을 스위칭하고, 제 2 스위칭부(140)는 제어부(170)로부터 전달되는 스위칭 신호(176)에 따라 제 2 전원(120)으로부터 인가되는 제 2 전압(Vo)을 스위칭한다.
도 1을 보면, 제 1 스위칭부(130)에 포함된 S1 스위치, S2 스위치, S3 스위치 및 S4 스위치들 중 S1 스위치와 S4 스위치(제 1 그룹 스위치), 그리고 S2 스위치와 S3 스위치(제 2 그룹 스위치) 각각은 스위칭 신호(176)에 따라 동시에 온 및 오프 동작을 할 수 있고, S1 스위치와 S4 스위치(제 1 그룹 스위치), 그리고 S2 스위치와 S3 스위치(제 2 그룹 스위치)는 서로 상보적으로 동작할 수 있다. 예를 들어, S1 스위치와 S4 스위치가 온 상태인 경우, S2 스위치와 S3 스위치가 오프 상태일 수 있다.
제 2 스위칭부(140)에 포함된 Q1 스위치, Q2 스위치, Q3 스위치 및 Q4 스위치들 중 Q1 스위치와 Q4 스위치(제 1 그룹 스위치), 그리고 Q2 스위치와 Q3 스위치(제 2 그룹 스위치) 각각은 스위칭 신호(176)에 따라 동시에 온 및 오프 동작을 할 수 있고, Q1 스위치와 Q4 스위치(제 1 그룹 스위치), 그리고 Q2 스위치와 Q3 스위치(제 2 그룹 스위치)는 서로 상보적으로 동작할 수 있다.
변압기(150)는 1:n(n은 자연수)의 권선비를 가지며, 제 1 스위칭부(130)를 통해 인가되는 전압(Vab)를 변압한다. 변압기(150)의 권선비가 1:n이므로, 변압기(150)의 제 2 차 측 권선으로 인가되는 전압은 nVab (n×Vab)가 될 것이다.
인덕터(160)는 변압기(150)의 제 2 차 측 권선과 제 2 스위칭부(140) 사이에 직렬로 연결되어, 변압기(150)에 의해 변압된 제 1 전압과 스위칭된 제 2 전압 사이의 차 전압(VL = nVab-Vcd)을 인가받는다. 제 2 전원(120)은 인덕터 전류(IL)에 의해 충전되거나 방전될 수 있다.
제어부(170)는 제 1 스위칭부(130) 및 제 2 스위칭부(140)로 스위칭 신호(176)를 전달하는 게이트 구동 드라이버(172), 및 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)을 측정하고, 측정된 제 2 전압(Vo)에 기초하여 소정 조건의 스위칭 신호(176)를 생성하기 위한 제어 신호를 게이트 구동 드라이버(172)로 전송하는 DSP(digital signal processor)(174)를 포함할 수 있다.
게이트 구동 드라이버(172)는 제 1 스위칭부(130)와 제 2 스위칭부(140)에 포함된 스위치들 각각으로 스위칭 신호(176)를 전달할 수 있는데, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)의 게이트 구동 드라이버(172)는 스위칭 신호(176)에 대해 위상 천이 변조(phase shift modulation)를 적용하여 벅 모드 또는 부스트 모드를 선택할 수 있다.
예를 들어, 제 1 스위칭부(130)로 전달하는 스위칭 신호(176)를 기준으로 제 2 스위칭부(140)로 전달하는 스위칭 신호(176)를 위상 천이하게 되면, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 1 전원(110)에서 제 2 전원(120)으로 전력을 전달하는 벅 모드로 동작하게 되고, 제 2 스위칭부(140)로 전달하는 스위칭 신호(176)를 기준으로 제 1 스위칭부(130)로 전달하는 스위칭 신호(176)를 위상 천이하게 되면, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 2 전원(120)에서 제 1 전원(110)으로 전력을 전달하는 부스트 모드로 동작하게 된다. 이에 대해서는 도 2a 및 도 2b를 참조하여 상세히 설명한다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 벅 모드로 동작할 때의 신호 파형을 도시하는 도면이고, 도 2b 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 부스트 모드로 동작할 때의 신호 파형을 도시하는 도면이다.
먼저, 도 2a에 도시된 S1,4는 도 1의 S1 스위치 및 S4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형이고, S2,3은 S2 스위치 및 S3 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형이고, Q2,3은 Q2 스위치 및 Q3 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형이며, Q1,4는 Q1 스위치 및 Q4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형이다.
S1 스위치 및 S4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형과 S2 스위치 및 S3 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형이 상보적이라는 것을 알 수 있다.
또한, Q1 스위치 및 Q4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형은 S1 스위치 및 S4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형에 비해 위상 천이되었는바, 이를 통해 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 벅 모드로 동작한다는 것을 알 수 있다.
S1 스위치 및 S4 스위치가 온 되면 변압기(150)의 제 2 차 측 권선의 전압(nVab)은 제 1 전압(Vin)에 권선비를 곱한 nVin이 되고. 반대로 S2 스위치 및 S3 스위치가 온 되면 변압기(150)의 제 2 차 측 권선의 전압(nVab)은 -nVin이 된다.
또한, Q1 스위치 및 Q4 스위치가 온 되면, Vcd는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo), 즉 Vo가 되고, Q2 스위치 및 Q3 스위치가 온 되면, Vcd는 -Vo가 된다.
인덕터(160)에는 nVab-Vcd의 전압이 인가되고 인덕터(160)의 충전 및 방전 원리에 의해 출력 전류(Io)가 제어될 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 파형을 보면, 벅 모드 하에서 인덕터 전류(IL)가 IL1에서 Ip로 상승하는 것을 알 수 있다.
다음으로, 도 2b를 보면, S1 스위치 및 S4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형은 Q1 스위치 및 Q4 스위치로 전달되는 스위칭 신호(176)의 파형에 비해 위상 천이되었는바, 이를 통해 양방향 DC-DC 컨버터(100)가 부스트 모드로 동작한다는 것을 알 수 있다.
Q1 스위치 및 Q4 스위치가 온 되면, Vcd는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo), 즉 Vo가 되고, Q2 스위치 및 Q3 스위치가 온 되면, Vcd는 -Vo가 된다
또한, S1 스위치 및 S4 스위치가 온 되면 변압기(150)의 제 2 차 측 권선의 전압(nVab)은 제 1 전압(Vin)에 권선비를 곱한 nVin이 되고. 반대로 S2 스위치 및 S3 스위치가 온 되면 변압기(150)의 제 2 차 측 권선의 전압(nVab)은 -nVin이 된다.
인덕터(160)에는 nVab-Vcd의 전압이 인가되고 인덕터(160)의 충전 및 방전 원리에 의해 출력 전류가 제어될 수 있다. 인덕터 전류(IL)의 파형을 보면, 부스트 모드 하에서 인덕터 전류(IL)가 Ip에서 IL1으로 하강하였다는 것을 알 수 있다.
다시 도 1로 돌아가면, DSP(174)는 제 2 전원(120)이 벅 모드 하에서 충전됨으로써 가변되는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)을 측정하고, 측정된 제 2 전압(Vo)에 기초하여 스위칭 신호(176)의 스위칭 주파수를 변경한다.
양방향 DC-DC 컨버터(100)에서 제 1 전압(Vin)과 제 2 전압(Vo)이 고정되면, 변압기(150)의 권선비, 최대 듀티 레이셔와 인덕턴스 값이 미리 결정된다. 그러나 제 2 전압(Vo)이 가변하게 되면 제 2 전압(Vo)에 최적화되도록 결정된 변압기(150)의 권선비, 최대 듀티 레이셔와 인덕턴스 값이 최적화되지 않게 되는 문제가 있다.
아래의 수학식 1은 평균 출력 전류(Io)를 나타내는 수식이다. 수학식 1에서 Io는 평균 출력 전류, n은 권선비, Vin은 제 1 전압, Ts는 스위칭 주기, L은 인덕터(160)의 인덕턴스, d는 듀티 레이셔를 나타낸다.
[수학식 1]
Figure pat00001

도 3은 듀티 레이셔에 따른 출력 전류의 이득을 나타내는 그래프로서, 도 3에 도시된 바와 같이 듀티 레이셔는 출력 전류(Io)에 따라 변한다는 것을 알 수 있다. 또한 듀티 레이셔가 0.5를 초과하면 전류 이득이 다시 감소하므로 실제로 최고 듀티 레이셔는 0.5로 제한된다.
수학식 1에서 제 1 전압, 권선비, 인덕턴스, 스위칭 주기는 고정되고 제 2 전압(Vo)이 가변된다면, 가변되는 제 2 전압(Vo)에 따라 출력 전류(Io)가 가변되고, 이에 의해 듀티 레이셔도 변경된다. 즉, 제 2 전압(Vo)은 가변하고 부하가 고정될 경우, 전압에 따라 최대 전류가 변하게 되고 이에 따라 최대 듀티 레이셔도 변하게 된다.
다시 말하면, 제 2 전압(Vo)이 낮을 때에는, 상대적으로 출력 전류(Io)가 커지게 되고, 제 2 전압(Vo)이 높을 때에는, 출력 전류(Io)는 작아지게 되는데, 듀티 레이셔는 출력 전류(Io)의 크기에 따라 변경되므로 결국 듀티 레이셔는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)에 의해 가변된다.
DSP(174)는 벅 모드 하에서 충전됨으로써 가변되는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)을 측정하고, 측정된 제 2 전압(Vo)에 기초하여 스위칭 신호(176)의 스위칭 주파수(1/Ts)를 변경한다. 구체적으로, DSP(174)는 벅 모드에 의해 제 2 전압(Vo)이 증가됨에 따라 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있다. 상기 수학식 1에서 스위칭 주파수(1/Ts)가 증가되면 듀티 레이셔도 증가하게 된다는 것을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 2 전원(120)의 제 2 전압(Vo)이 상승하여 듀티 레이셔가 낮아지더라도, 스위칭 주파수를 향상시켜 낮아진 듀티 레이셔를 일정하게 유지할 수 있다.
한편, 본 발명의 일 실시예에 따른 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 1 전원(110) 및 제 1 스위칭부(130)에 병렬로 연결되어 제 1 전압(Vin)을 클램핑(clamping)하는 제 1 커패시터(180)와, 제 2 전원(120) 및 제 2 스위칭부(140)에 병렬로 연결되어 제 2 전압(Vo)을 클램핑하는 제 2 커패시터(190)를 더 포함할 수 있다.
도 4(a) 및 도 4(b)는 제 2 전압(Vo)이 증가됨에 따라 DSP가 증가시키는 스위칭 주파수를 도시하는 도면이다.
전술한 바와 같이, DSP(174)는 벅 모드에 의해 제 2 전압(Vo)이 증가됨에 따라 스위칭 주파수를 증가시킬 수 있는데, DSP(174)는 도 4(a)에 도시된 바와 같이, 제 2 전압(Vo)이 증가됨에 따라 스위칭 주파수를 선형적으로 증가시킬 수 있다.
또한, 도 4(b)에 도시된 바와 같이, DSP(174)는 벅 모드에 의해 제 2 전압(Vo)이 증가하여 제 2 전압(Vo)이 복수의 기준 전압 각각에 도달할 때마다 스위칭 주파수를 복수의 기준 전압에 대응하는 복수의 기준 주파수 각각으로 증가시킬 수 있다. 예를 들어, 제 2 전압(Vo)이 V1, V2, V3 및 V4에 도달할 때마다, DSP(174)는 스위칭 주파수를 f1, f2, f3 및 f4로 증가시킬 수 있다.
도 5는 본 발명의 다른 실시예에 따른 배터리 충전 방법의 순서를 도시하는 순서도이다. 도 5를 참조하면, 본 발명의 다른 실시예에 따른 배터리 충전 방법은 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터(100)에서 시계열적으로 처리되는 단계들로 구성된다. 따라서, 이하에서 생략된 내용이라 하더라도 도 1에 도시된 양방향 DC-DC 컨버터(100)에 관하여 이상에서 기술된 내용은 도 5의 배터리 충전 방법에도 적용됨을 알 수 있다.
S510 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 1 전원(110)에 직렬로 연결된 제 1 스위칭부(130)를 이용하여, 제 1 전원(110)으로부터 인가되는 제 1 전압(Vin)을 스위칭 신호(176)에 따른 온 및 오프 동작을 통해 스위칭한다.
S520 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 배터리에 직렬로 연결된 제 2 스위칭부(140)를 이용하여, 배터리로부터 인가되는 제 2 전압(Vo)을 스위칭 신호(176)에 따른 온 및 오프 동작을 통해 스위칭한다.
제 2 스위칭부(140)로 전달되는 스위칭 신호(176)는 제 1 스위칭부(130)로 전달되는 스위칭 신호(176)와 달리 위상 천이된 스위칭 신호(176)일 수 있다.
S530 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 1 스위칭부(130)와 제 2 스위칭부(140) 사이에 위치되는 변압기(150)를 이용하여, 스위칭된 제 1 전압을 변압한다. 변압기(150)는 1:n의 소정의 권선비를 가질 수 있다.
S540 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 변압된 제 1 전압(nVab)과 스위칭된 제 2 전압 사이의 차 전압(nVab-Vcd)을 제 2 스위칭부(140)와 변압기(150) 사이에 직렬로 연결된 인덕터(160)에 인가한다. 상기 차 전압(nVab-Vcd)이 인덕터(160)에 인가됨으로써, 인덕터(160)에는 인덕터 전류(IL)가 흐르게 된다.
S550 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 인덕터(160)를 통해 흐르는 전류(IL)를 이용하여 배터리를 충전한다.
S560 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 배터리가 충전됨에 따라 가변하는 배터리의 제 2 전압(Vo)을 측정한다.
S570 단계에서, 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 상기 측정된 제 2 전압(Vo)에 기초하여, 스위칭 신호(176)의 스위칭 주파수를 변경한다. 양방향 DC-DC 컨버터(100)는 제 2 전압(Vo)이 증가함에 따라 스위칭 주파수를 선형적으로 증가시킬 수 있고, 제 2 전압(Vo)이 복수의 기준 전압 각각에 도달할 때마다 스위칭 주파수를 복수의 기준 전압에 대응하는 복수의 기준 주파수 각각으로 증가시킬 수도 있다.
한편, 지금까지는 벅 모드 하에서 제 2 전압이 증가되는 경우, 제 2 전압의 증가에 따라 스위칭 주파수를 증가시키는 것으로 설명하였지만, 당업자라면 부스트 모드 하에서 제 2 전압이 하강하는 경우, 제 2 전압의 하강에 따라 스위칭 주파수를 하강시키는 것에 대해서도 자명하게 이해할 수 있을 것이다.
한편, 상술한 본 발명의 실시예들은 컴퓨터에서 실행될 수 있는 프로그램으로 작성가능하고, 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체를 이용하여 상기 프로그램을 동작시키는 범용 디지털 컴퓨터에서 구현될 수 있다.
상기 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체는 마그네틱 저장매체(예를 들면, 롬, 플로피 디스크, 하드디스크 등), 광학적 판독 매체(예를 들면, 시디롬, 디브이디 등) 및 캐리어 웨이브(예를 들면, 인터넷을 통한 전송)와 같은 저장매체를 포함한다.
이상과 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 설명하였지만, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 그 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 실시될 수 있다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다.
100: 양방향 DC-DC 컨버터
110: 제 1 전원
120: 제 2 전원
130: 제 1 스위칭부
140: 제 2 스위칭부
150: 변압기
160: 인덕터
170: 제어부

Claims (9)

  1. 벅(buck) 모드 또는 부스트(boost) 모드로 동작 가능한 양방향 DC-DC 컨버터에 있어서,
    제 1 전원에 직렬로 연결되어 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 1 전원으로부터 인가되는 제 1 전압을 스위칭하는 제 1 스위칭부;
    제 1 차 측 권선으로 인가된 상기 스위칭된 제 1 전압을 변압하는 변압기;
    제 2 전원에 직렬로 연결되어 상기 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 2 전원으로부터 인가되는 제 2 전압을 스위칭하는 제 2 스위칭부;
    상기 변압기의 제 2 차 측 권선과 상기 제 2 스위칭부 사이에 직렬로 연결되어 상기 변압된 제 1 전압과 상기 스위칭된 2 전압 사이의 차 전압을 인가받는 인덕터; 및
    상기 벅 모드에 의해 가변되는 상기 제 2 전압을 측정하고, 상기 측정된 제 2 전압에 기초하여, 상기 스위칭 신호의 스위칭 주파수를 변경하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 양방향 DC-DC 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 양방향 DC-DC 컨버터는,
    상기 제 1 전원 및 상기 제 1 스위칭부에 병렬로 연결되어 상기 제 1 전압을 클램핑(clamping)하는 제 1 커패시터; 및
    상기 제 2 전압 및 상기 제 2 스위칭부에 병렬로 연결되어 상기 제 2 전압을 클램핑하는 제 2 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가됨에 따라 상기 스위칭 주파수를 증가시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가됨에 따라 상기 스위칭 주파수를 선형적으로 증가시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 제어부는,
    상기 벅 모드에 의해 상기 제 2 전압이 증가하여 상기 제 2 전압이 복수의 기준 전압 각각에 도달할 때마다 상기 스위칭 주파수를 상기 복수의 기준 전압에 대응하는 복수의 기준 주파수 각각으로 증가시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각은,
    복수 개의 스위치를 포함하고,
    상기 제어부는,
    상기 복수 개의 스위치 각각의 온 및 오프 동작을 제어하기 위한 상기 스위칭 신호를 상기 복수 개의 스위치 각각으로 전송하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각은,
    풀 브릿지(full bridge) 회로, 하프 브릿지(half bridge) 회로 또는 센터 탭(center tap) 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제 1 스위칭부 및 상기 제 2 스위칭부 각각이 풀 브릿지 회로인 경우, 상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부는 각각 4개의 스위치들을 포함하되,
    상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부 각각은,
    상기 4개의 스위치들 중 2개의 스위치들을 포함하는 제 1 그룹 스위치를 동시에 온 및 오프시키고, 상기 2개의 스위치들을 제외한 나머지 2개의 스위치들을 포함하는 제 2 그룹 스위치를 동시에 온 및 오프시키며, 상기 제 1 그룹 스위치와 상기 제 2 그룹 스위치를 상보적으로 동작시키는 것을 특징으로 하는 DC-DC 컨버터.
  9. 양방향 DC-DC 컨버터에 의한 배터리 충전 방법에 있어서,
    제 1 전원에 직렬로 연결된 제 1 스위칭부를 이용하여, 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 제 1 전원으로부터 인가되는 제 1 전압을 스위칭하는 단계;
    상기 배터리에 직렬로 연결된 제 2 스위칭부를 이용하여, 상기 스위칭 신호에 따른 온 및 오프 동작을 통해 상기 배터리로부터 인가되는 제 2 전압을 스위칭하는 단계;
    상기 제 1 스위칭부와 상기 제 2 스위칭부 사이에 위치되는 변압기를 이용하여, 상기 스위칭된 제 1 전압을 변압하는 단계;
    상기 변압된 제 1 전압과 상기 스위칭된 제 2 전압 사이의 차 전압을 상기 제 2 스위칭부와 상기 변압기 사이에 직렬로 연결된 인덕터에 인가하는 단계;
    상기 인덕터를 통해 흐르는 전류를 이용하여 상기 배터리를 충전하는 단계;
    충전됨에 따라 가변하는 상기 배터리의 제 2 전압을 측정하는 단계; 및
    상기 측정된 제 2 전압에 기초하여, 상기 스위칭 신호의 스위칭 주파수를 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 배터리 충전 방법.
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