KR20150011372A - 인접한 반도체 발광 엘리먼트들의 우회 상태에 기초한 반도체 발광 엘리먼트들의 작동 - Google Patents

Abstract

반도체 조명 엘리먼트들(712, 713)을 제어하기 위한 회로가 개시된다. 상기 회로는, 정류된 메인즈 전압(U703)에 의해 전압을 공급받고, 그리고 직렬로 연결되는 적어도 두 개의 세그먼트들(781-784)을 포함하고, 상기 세그먼트들(781-784) 각각은 직렬로 연결된 하나 또는 그 초과의 반도체 조명 엘리먼트들(712, 713)을 갖는다. 반도체 조명 엘리먼트들(712, 713)은, 세그먼트들이 상이한 순방향 전압들을 갖도록, 세그먼트들 중 적어도 두 개에서 상이하다. 상기 회로는 각각의 세그먼트를 제어하기 위한 각각의 구동기를 더 포함하고, 상기 구동기는 적어도 하나의 전자 스위치(SW3, 717, 820, 727)를 갖고, 상기 전자 스위치(SW3, 717, 820, 727)에 기초하여, 세그먼트가 우회될 수 있다. 각각의 구동기는, 정류된 메인즈 전압(U703)의 순시 값에 기초하여 그리고 인접한 세그먼트들의 우회 상태에 기초하여, 연관된 세그먼트를 우회시킬지 또는 우회시키지 않을지를 결정하도록 설계된다.

Description

인접한 반도체 발광 엘리먼트들의 우회 상태에 기초한 반도체 발광 엘리먼트들의 작동{CONTROLLING SEMICONDUCTOR LIGHTING ELEMENTS ON THE BASIS OF THE BYPASS STATE OF ADJACENT SEMICONDUCTOR LIGHTING ELEMENTS}

본 발명은 반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로, 그리고 그러한 회로를 포함하는 램프, 루미네어 또는 발광 시스템에 관한 것이다.

LED 모듈의 업스트림에 연결되는 단일-단계 또는 다-단계 스위치 모드 전원에 의하여, 복수의 발광 다이오드들을 포함하는 상기 LED 모듈을 동작시키는 것이 알려져 있다. LED 모듈이 25W보다 더 큰 전력 범위를 갖는다면, 역률 정정(PFC:power factor correction)이 부가하여 요구된다. 낮은 전기 전력들에서는, 선형 조절기가 일반적으로 사용된다.

예컨대 다수의 LED들이 하나의 모듈로 또는 복수의 LED 모듈들로 동작되도록 의도되는 특정한 광 또는 전력 클래스들을 넘어, 많은 LED 칩들이 직렬로 연결되는 회로 어레인지먼트들이 알려져 있다. 이러한 직렬 회로의 순방향 전압은, 이러한 경우, 메인즈 전압(mains voltage)의 크기 정도를 가질 수 있다.

단순한 실시예에서, 직렬-연결된 LED들은 AC 전압 그리드 상에서 직접적으로 동작된다. 이것은 극심한 광 변조, 소위 "플리커", 그리고 LED들의 에너지-비효율적 활용을 야기한다. 더 높은 전력 클래스들에 대해, 이러한 방법은 또한, 역률 및 고조파들에 대한 규범적 표준들과 연관된 문제점들을 야기한다.

또한, LED들을 포함하는 직렬 회로의 업스트림에 정류기를 연결시키는 것이 알려져 있다. 이것은 또한 전술된 문제점들과 연관된다.

부가하여, 메인즈 전압 변조와 시간상 동기적으로 LED 직렬 회로의 회로소자를 변화시키는 것이 알려져 있다.

따라서, DE 10 2010 040 266 A1은 집적 회로, 정류기, 그리고 정류된 AC 신호를 통해 동작되는 직렬-연결된 LED들의 시리즈를 포함하는 LED 루미네어를 개시한다. 집적 회로는 LED 시리즈 ―상기 LED 시리즈 양단에, 정류된 AC 신호가 존재함― 의 상이한 LED 그룹들 중 대응하는 그룹을 개별적으로 그리고 타겟된 방식으로 단락시킬 수 있는 전력 스위치들을 갖는다. 시리즈 양단의 전압이 증가하면, 집적 회로는 전류가 흐르는 LED들의 개수를 증가시키기 위하여 전력 스위치들을 제어하고, 반면에 집적 회로는 시퀀스 양단의 전압이 하락할 때, 전류가 흐르는 LED들의 개수를 감소시키기 위하여 전력 스위치들을 제어한다.

문서 WO 2012/034102 A1은, 순시 메인즈 전압에 따라 LED들의 그룹들을 우회시키는 스위치들을 이용하여, 정류된 메인즈 전압으로부터 직접적으로 LED들을 작동시키기 위한 시스템을 설명한다.

본 발명의 목적은, 알려진 솔루션을 개선시키고, 그리고 반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 효율적인 가능성을 특정한다는 점에 있다.

이러한 목적은 독립 특허 청구항들의 피처들에 따라 달성된다. 또한, 본 발명의 발전들은 종속 청구항들로부터 나온다.

상기 목적을 달성하기 위하여, 반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로가 제안되고, 여기서 상기 회로는 정류된 메인즈 전압에 의해 전압을 공급받고, 상기 회로는 각각이 하나 또는 그 초과의 직렬-연결된 반도체 발광 엘리먼트들을 갖는 적어도 두 개의 직렬-연결된 세그먼트들 ―여기서, 상기 세그먼트들 중 적어도 두 개의 세그먼트들의 반도체 발광 엘리먼트들은 상이하고, 이는 상기 세그먼트들의 상이한 순방향 전압들을 야기함―, 및 각각의 경우 세그먼트를 작동시키기 위한 하나의 구동기 ―여기서, 상기 구동기는 적어도 하나의 전자 스위치를 갖고, 상기 전자 스위치에 의하여, 상기 세그먼트가 우회될 수 있음― 를 포함하고, 여기서 회로 어레인지먼트 또는 각각의 구동기는, 상기 정류된 메인즈 전압의 순시 값에 기초하여 그리고 인접한 세그먼트들의 우회 상태에 기초하여, 상기 회로 어레인지먼트 또는 각각의 구동기에 할당된 세그먼트를 우회시키기를 결정하도록 설계된다. 이러한 방안은 반도체 발광 엘리먼트들의 최적화된 작동을 보장하고, 여기서 심지어 정류된 메인즈 전압이 작동을 위해 명시적으로 측정될 필요도 없다. 할당된 세그먼트를 우회시키려는 결정은 순수하게, 나머지 세그먼트들의 스위칭 상태 및 기준 전압으로부터 나온다. 하나의 발전은, 더 낮은 순방향 전압을 갖는 세그먼트가 회로의 기준점에 더 가까운 직렬 회로 내에 배열된다는 점에 있다. 이것은, 최적 작동 방법이 완전히 단독으로, 연속적으로 증가하고 있거나 또는 떨어지고 있는 메인즈 전압의 순시 값으로 인해 나온다는 장점을 갖는다.

바람직하게, 각각의 구동기는 피크 값 검출기를 갖고, 상기 피크 값 검출기는 세그먼트의 현재 순방향 전압을 저장한다. 이것은 각각의 구동기에 대한 단순화된 결정 식별(decision identification)을 야기한다. 각각의 구동기가 기점(base point)을 갖는다면 ―상기 기점의 전위는 피크 값 검출기에 저장되는 세그먼트의 순방향 전압의 값에 따라 좌우됨―, 우회 결정은 특히 단순한 방식으로 구현될 수 있다. 대안적으로, 순방향 전압은 또한, 비교 값으로서 기준 전압에 의해 유지될 수 있거나, 또는 예컨대 마이크로제어기의 값 표에 저장될 수 있다.

바람직하게, 구동기는 비교 엘리먼트를 포함하고, 그 결과, 기점과 구동기에 입력된 임계 전압 사이의 전위차가 자신의 수학 기호를 변화시킬 때마다, 각각의 구동기는 자신에 할당된 세그먼트를 스위칭 오버한다. 이러한 단순한 비교 동작은 반도체 발광 엘리먼트들의 최적 동작을 위해 충분하다.

발전은 개별 임계 전압이 각각의 구동기에 할당된다는 점에 있다. 따라서, 반도체 발광 엘리먼트들의 동작 모드는, 반도체 발광 엘리먼트들 전부가, 시간에 따라 평균하여, 동일한 전기 전력으로 동작되도록 이루어질 수 있다.

추가적인 구성에서, 개별 세그먼트들의 순방향 전압들 및 모든 세그먼트들의 서브세트들의 순방향 전압들의 모든 가능한 결합들의 합들은 항상 상이한 값들을 야기한다. 이것은, 반도체 발광 엘리먼트들의 최적화된 작동을 돕는다.

이러한 구성의 발전에서, 직렬-연결된 세그먼트들의 순방향 전압들은, 기준점에 기초하여, 최저 전위를 갖는 세그먼트로부터 시작하여, 각각의 경우 두 배이다. 이러한 어레인지먼트는, 본 발명에 따른 작동 때문에 반도체 발광 소스들 전부의 작동을 위해 특히 유리할 수 있고, 그리고 결합에 관하여 구현될 수 있는 순방향 전압들 사이의 등거리 간격을 구현한다.

추가적인 실시예에서, 기준점보다 더 큰 전위차를 갖는 세그먼트의 스위치오버는 기준점보다 더 낮은 전위차를 갖는 적어도 하나의 세그먼트의 스위치오버를 초래한다. 이러한 구성은, 이진-계수기-형(binary-counter-like) 스위칭 방식을 가능케 하고, 상기 이진-계수기-형 스위칭 방식은 반도체 발광 엘리먼트들의 체인 길이들의 이진 어레인지먼트와의 상호작용으로 특히 최적 동작 모드를 가능케 한다. 특히, 기준점보다 더 큰 전위차를 갖는 세그먼트의 우회는 기준점보다 더 낮은 전위차를 갖는 인접한 세그먼트의 안전 격리를 초래하고, 그리고 그 반대도 가능하다.

추가적인 구성에서, 세그먼트들은 전류 조절기와 직렬로 연결된다. 그 결과, 개별 체인들의 우회 동안의 갑작스런 전압 변화들이 쉽게 보상될 수 있고, 발광 엘리먼트들의 수명을 궁극적으로 손상시킬 어떠한 갑작스런 전류 변화들도 존재하지 않는다. 특히, 전류 조절기는 저항성 엘리먼트 또는 선형 조절기를 갖는다.

추가적인 구성은, 기준점에 대하여 최대 전위차를 갖는 구동기의 전자 스위치가 메인즈 주파수 두 배에 대응하는 스위칭 주파수에 대해 액티브이고, 그리고 추가적인 단계들의 전자 스위치들이 메인즈 주파수 두 배의 배수인 스위칭 주파수에서 액티브인 점에 있다. 이것은 반도체 발광 엘리먼트들의 평균 발광 지속기간의 가능한 한 적은 변화량(variance)을 돕는다.

추가적인 구성은, 버퍼 커패시터가 적어도 하나의 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들과 병렬로 연결된다는 점 ―여기서, 디커플링 다이오드가 상기 적어도 하나의 세그먼트와 직렬로 배열됨―, 그리고 전자 스위치가 상기 세그먼트 및 상기 디커플링 다이오드를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다는 점에 있으며, 그 결과 상기 디커플링 다이오드는 상기 전자 스위치를 통한 상기 버퍼 커패시터의 방전을 방지한다. 버퍼 커패시터는 반도체 발광 엘리먼트들의 연결된 체인의 더 긴 발광 지속기간을 초래하고, 이는 더 적은 플리커 컴포넌트를 갖는 개선된 광 품질을 야기한다. 대안적으로, 구동기들 중 적어도 하나는 커패시터 및 다이오드를 포함하는 직렬 회로를 가질 수 있고, 여기서 이러한 직렬 회로는 구동기에 의해 작동되는 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들과 병렬로 배열된다. 이러한 커패시터는 병렬-연결된 체인의 현재 순방향 전압의 자신의 저장 때문에 피크 값 검출기로서 동작한다.

추가적인 구성에서, 구동기는 전자 단락 스위치를 포함하고, 상기 전자 단락 스위치에 의하여, 상기 구동기에 할당된 세그먼트가 단락될 수 있으며, 여기서 단락 스위치의 베이스 연결부는 제1 한류 엘리먼트를 통해 전자 비교 스위치의 콜렉터 연결부에 연결되고, 여기서 상기 비교 스위치의 에미터 연결부는 상기 구동기가 할당된, 세그먼트의 연결부에 연결되며, 여기서 상기 비교 스위치의 베이스 연결부는 정류된 AC 메인즈 전압의 단자에 연결된다. 이러한 방안들은, 그럼에도 불구하고 연결된 반도체 발광 엘리먼트들의 최적 동작을 증명하는, 특히 단순하고 비싸지 않은 회로를 구성하는 것을 가능하게 한다.

구동기는 세그먼트를 작동시키기 위해 사용될 수 있는 회로 어레인지먼트일 수 있다.

그러므로, 구동기들은 맥동 DC 전압 형태의 정류된 메인즈 전압에 의해 동작된다. 이러한 경우, AC 메인즈 전압의 정류가 어떠한 스토어들도, 예컨대 커패시터를 제공할 필요가 없다는 점이 유리하다. 특히, 메인즈 전압의 총 레벨에 대해 설계되는 평활화 전해질 커패시터가 제공될 필요가 없다. 이것은, 결함들에 민감성(susceptibility)을 감소시키고, 회로의 더욱 콤팩트한 설계를 가능케 한다.

전자 스위치에 의하여 스위칭 기능이 전자식으로 작동될 수 있다. 전자 스위치는 트랜지스터, MOSFET, 연산 증폭기, 비교기, 또는 스위칭 기능이 적용될 수 있는 컴포넌트 부품을 포함할 수 있다.

반도체 발광 엘리먼트들은 예컨대 LED들, LED 칩들 또는 LED 모듈들이다. 또한, 반도체 발광 엘리먼트는 적어도 하나의 OLED(organic light-emitting diode), 또는 적어도 하나의 OLED를 포함하는 모듈을 포함할 수 있다.

버퍼 커패시터의 장점은, 버퍼 커패시터가 (정류된) 메인즈 전압보다 더 낮은 전압에 대해 대응하게 설계될 수 있다는 점에 있다. 따라서, 버퍼 커패시터는 더 작은 물리적 형상을 갖고, 부하를 덜 겪는다. 예컨대, 버퍼 커패시터는 세그먼트 양단의 전압 강하의 레벨에 대해 설계될 수 있고, 상기 전압 강하는 메인즈 전압, 또는 세그먼트들의 직렬 회로로 인한 세그먼트들 전부 양단의 전압 강하보다 훨씬 더 낮다.

특히, 버퍼 커패시터는 또한, 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들 중 몇몇과만 병렬로 배열될 수 있다.

일 실시예는, 버퍼 커패시터가 최대 순방향 전압을 갖는 세그먼트를 작동시키는 그 구동기에서 또는 그 구동기와 함께 배열된다는 점에 있다.

또한, 각각의 경우 하나의 그러한 버퍼 커패시터가 복수의 구동기들에서 배열되는 것이 가능하고, 여기서 그것은 바람직하게는 상기 복수의 세그먼트들 중 세그먼트들 ―상기 세그먼트들의 반도체 발광 엘리먼트들이 최대 순방향 전압들을 가짐― 을 작동시키는 그러한 구동기들이다.

다른 구성은 버퍼 커패시터가 탈착 가능한 연결부를 통해 교체가능하도록 설계된다는 점에 있다.

특히, 이러한 버퍼 커패시터는 탈착 가능한 연결부를 통해 회로와 상이한 위치에 배열될 수 있다. 따라서, 버퍼 커패시터는 탈착 가능한 연결부를 통해 쉽게 교체될 수 있다. 추가적인 구성은 디커플링 다이오드가 각각의 경우 두 개의 세그먼트들 사이에 배열된다는 점에 있고, 여기서 전자 스위치는 세그먼트 및 디커플링 다이오드를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다. 따라서, 상기 디커플링 다이오드는 상기 전자 스위치를 통해 상기 버퍼 커패시터의 방전을 방지한다.

추가적인 구성은 구동기들 중 적어도 하나가 커패시터 및 다이오드를 포함하는 직렬 회로를 갖는다는 점에 있고, 여기서 이러한 직렬 회로는 구동기에 의해 작동되는 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들과 병렬로 배열된다.

커패시터 및 다이오드를 포함하는 직렬 회로는 각각의 세그먼트에 대한 피크 값 검출기이다.

발전은 구동기들이 적어도 하나의 전압원을 통해 정류된 메인즈 전압에 커플링된다는 점에 있다.

부가적인 구성은, 각각의 구동기가 별개의 전압원을 통해 정류된 메인즈 전압에 커플링된다는 점에 있다.

하나의 발전은 적어도 하나의 전압원이:

- 분압기;

- 보조 전압원;

- 제너 다이오드

에 의하여 구현될 수 있다는 점에 있다.

추가적인 가능성은 전압원이 정류된 메인즈 전압의 평균 값에 따라 작동 가능하다는 점에 있다.

따라서, (제어 가능한) 전압원을 이용하여, 평균 메인즈 전압과의 관계가 설정될 수 있다. 복수의 구동기들에 대한 전압원들을 이용하여, 세그먼트들의 반도체 발광 엘리먼트들의 전류들을 제어, 예컨대 밸런싱하는 것이 가능하다.

예컨대, 메인즈 전압의 메인즈 기간 또는 여러 메인즈 기간들에 걸친 더 긴 기간의 평균화가 이루어질 수 있다. (더 긴 기간의) 평균화는 피크 값, 평균 값 등등에 따라 이루어질 수 있다. 이러한 경우, 메인즈 전압은 이미 정류될 수 있거나, 또는 메인즈 전압은 AC 메인즈 전압일 수 있다.

다른 발전은 구동기들이 정류된 메인즈 전압을 공급받을 수 있다는 점에 있다.

발전은 세그먼트들 중 적어도 두 개가, 각자의 순방향 전압들, 각자의 색들, 각자의 크기들, 각자의 물리적 형상들, 및/또는 각자의 개수들 면에서 적어도 부분적으로 상이한 반도체 발광 엘리먼트들을 갖는다는 점에 있다. 세그먼트들 전부의 순방향 전압들은 바람직하게는 상이하다.

다른 발전은 구동기가 비교 엘리먼트를 포함한다는 점에 있다.

비교 엘리먼트는 예컨대 비교기일 수 있거나 또는 비교기를 포함할 수 있다. 비교 엘리먼트는 (적어도 하나의) 연산 증폭기의 형태 또는 적어도 하나의 트랜지스터의 형태로 있을 수 있다.

비교 엘리먼트는 제1 기준 전위, 예컨대 정류된 메인즈 전압 측을, 제2 기준 전위, 예컨대 단부의 전위 또는 각각의 세그먼트에서의 전위와 비교한다.

전류 조절기를 이용하여, 세그먼트들에서의 전류가 프리셋될 수 있다. 프리셋된 전압 강하, 예컨대 직렬-연결된 반도체 발광 엘리먼트들 양단에서 전압 강하로서 형성되지 않는 전압이 전류 조절기 양단에서 형성될 수 있다.

전류 조절기 자체가 전류를 셋팅할 수 있거나, 또는 전류 조절기 자체가 전류를 셋팅하는데 사용될 수 있다.

다른 발전은 전류 조절기가 디밍에 의하여 제어 가능하다는 점에 있다.

하나의 옵션은, 전류 조절기가 제어되고 그러므로 반도체 발광 엘리먼트들의 광도 조절(디밍)이 달성 가능하다는 점에 있다. 작동은 상이한 방식들로, 예컨대 전위차계, DALI 시스템, 마이크로제어기 또는 1-10V 인터페이스를 통해 이루어질 수 있다.

부가적인 발전의 범위 내에서, 최대 순방향 전압을 갖는 세그먼트는 최저 순방향 전압을 갖는 세그먼트의 적어도 두 배만큼 큰 순방향 전압을 갖는다.

예컨대, 최대 순방향 전압을 갖는 세그먼트는 두 번째 최대 순방향 전압을 갖는 세그먼트보다 적어도 60% 더 큰 순방향 전압을 가질 수 있다.

다른 발전은, 구동기의 전자 스위치가, 메인즈 주파수의 적어도 두 배 또는 메인즈 주파수의 배수를 갖는 스위칭 주파수에서 액티브라는 점에 있다. 스위칭 주파수는 아래에서, 스위치의 스위치-온 및 스위치-오프 동작들의 평균 주파수를 의미하는 것으로 이해될 것이다. 이러한 경우 스위치-온 및 후속하는 스위치-오프 동작은 전파(full wave)를 야기한다. 이러한 경우, 스위치-온 지속기간 및 스위치-오프 지속기간은 상이한 길이들을 가질 수 있고, 스위칭 주파수는 스위치의 스위치-온 및 스위치-오프 동작들의 평균 주파수로부터 나온다.

특히, 최대 순방향 전압을 갖는 세그먼트를 작동시키는 그 구동기의 스위치는 적어도 100㎐의 스위칭 주파수로 동작될 수 있다.

또한, 추가적인 구성은 복수의 세그먼트들에 의해 제공되는 광을 혼합시키기 위한 디바이스가 제공된다는 점에 있다.

예컨대, 복수의 반도체 발광 엘리먼트들에 의해 방출되는 광을 혼합시키는데 사용되는 광학 엘리먼트가 제공될 수 있다.

예컨대, 단락 스위치는 pnp 트랜지스터이고, 비교 스위치는 npn 트랜지스터이다. 대응하게, 이에 대한 이중 실시예에서, pnp 및 npn 트랜지스터들은 또한, 대응하는 전위가 매칭되는 채로, 역의 형태로 구현될 수 있다. 다른 전자 스위치들, 예컨대 IGBT들, MOSFET들 등등이 또한 스위치들로서 제공될 수 있다.

현재의 정류된 메인즈 반파의 전위와 각각의 세그먼트(예컨대, LED 체인 내의 비교점)에서의 전위 사이의 비교는 비교 스위치의 베이스-에미터 경로 상에서 이루어진다. 대응하게, 구동기에 의한 각각의 세그먼트의 작동은 정류된 AC 메인즈 전압의 레벨에 따라 이루어질 수 있다.

선택적으로, 비교 스위치의 베이스 연결부는 전압원의 단자에 연결될 수 있고, 상기 전압원은 정류된 AC 메인즈 전압의 전위에 대한 오프셋 전압을 표현한다.

또한, 전술된 목적은 본원에 설명된 바와 같은 회로를 포함하는 램프, 루미네어 또는 발광 시스템에 의해 달성된다.

램프, 루미네어 또는 발광 시스템은 LED 광원일 수 있다.

본 발명의 위에서-설명된 특성들, 피처들 및 장점들, 그리고 상기 특성들, 피처들 및 장점들이 달성되는 방식은, 뒤를 잇는 예시적 실시예들의 개략적인 설명과 관련되어 더 명확해질 것이고 더욱 쉽게 이해 가능할 것이며, 상기 예시적 실시예들은 도면들과 관련하여 더욱 상세히 설명될 것이다. 이러한 경우, 동일한 또는 기능적으로 동일한 엘리먼트들에는 명확성의 이유들로 동일한 참조 심볼들이 제공될 수 있다.

도 1은, 기술 분야를 예시하기 위하여, 세 개의 LED 세그먼트들을 작동시키기 위한 개략적 회로 어레인지먼트를 도시하고, 여기서 개별 LED 세그먼트들은 상이한 개수의 LED들을 갖고, 그리고 LED 세그먼트들은 각각, 병렬로 배열된 전자 스위치에 의하여 우회 또는 단락될 수 있다.
도 2는 세 개의 LED 세그먼트들을 작동시키기 위한 개략적 회로를 도시하고, 여기서 LED 세그먼트들은 상이한 개수들의 LED들을 갖고, 여기서 때때로 디커플링 다이오드가 개별 LED들 사이에 배열되고, 커패시터가 LED 세그먼트들의 선택과 병렬로 배열된다.
도 3은 비교기들에 의하여 복수의 전자 스위치들을 작동시키기 위한 개략적 회로 어레인지먼트를 도시한다.
도 4는, 도 3에 도시된 예시에 기초하여, 개별 LED 세그먼트들 사이에서 전류들을 밸런싱하기 위한 복수의 전압원들을 도시한다.
도 5는, 종속 청구항들로부터의 피처들을 예시하기 위하여, 이산 컴포넌트들에 의하여 복수의 전자 스위치들을 작동시키기 위한 대안적인 개략적 회로 어레인지먼트를 도시한다.
도 6은 도 5에 도시된 모듈들(522a 내지 522d)의 상세한 예시를 도시한다.
도 7은 도 5에 대한 대안적 회로 어레인지먼트를 도시한다.
도 8은, 도 7에 도시된 회로에 실질상 기초하고, 그리고 개별 LED 세그먼트들을 작동시키거나 또는 밸런싱하기 위해 사용될 수 있는 복수의 전압원들을 제공하는 대안적 회로 어레인지먼트를 도시한다.
도 9a는 시간에 따라 정류된 메인즈 전압 아래의 개별 전압 특징들 ―각각의 경우 LED 세그먼트마다 두 개임― 을 도시한다.
도 9b는 LED 세그먼트들에 대한 시간에 따른 전류 특징들을 도시한다.
도 10a는 도 9a로부터의 전압들 및 도 9b로부터의 전류들에 대한 페이저(phasor)들 그리고 페이즈(phase)마다 상이한 전류 특징들을 갖는, 도 7에 대한 대안적 회로 어레인지먼트를 도시한다.
도 10b는 페이즈 0에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10c는 페이즈 1에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10d는 페이즈 2에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10e는 페이즈 3에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10f는 페이즈 4에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10g는 페이즈 5에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10h는 페이즈 6에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.
도 10i는 페이즈 7에서 도 10a에 도시된 회로의 전류 특징을 도시한다.

메인즈 전압에 따른 LED 체인의 동작

LED 체인은, 서로 직렬로 연결되는 복수의 세그먼트들(LED 세그먼트들)을 포함한다. 추가적인 컴포넌트 부품들이 아마도 LED 세그먼트들 사이에 배열될 수 있다. 각각의 LED 세그먼트는, 서로 직렬로 연결되는 다수의 LED들을 가질 수 있다.

메인즈 전압은 예컨대 전기 서플라이 그리드에 의해 제공되는 바와 같은 AC 전압을 표시한다. 메인즈 전압은 정류기를 통해, 정류된 메인즈 전압 반파들("반파들" 또는 "맥동 메인즈 전압"으로 또한 지칭됨)로 변환될 수 있다. 정류기는 반파 또는 전파 정류기로서 구성될 수 있다.

LED 세그먼트들에 대응하는 순방향 전압들의 조합 가능성들이, 직렬-연결된 LED 세그먼트들을 작동시키기 위해 사용된다. 순방향 전압은, 세그먼트에서 직렬로 연결된 LED들의 개수에 대응하여 생긴다. 직렬-연결된 LED들의 상이한 개수들로 인해, 상이한 LED 세그먼트들에 대해 상이한 순방향 전압들이 생긴다. LED 세그먼트들의 개수는 아래에서 M으로 표시된다.

여기서, 동일한 또는 상이한 타입들의 상이한 LED들(예컨대, 상이한 색들을 갖는, 상이한 LED 모듈들 및/또는 LED들)이 직렬로 연결될 수 있다는 관찰이 이루어진다. 또한, 개별 LED들이 적어도 하나의 반도체 발광 엘리먼트의 병렬 회로를 포함하는 것이 가능하다.

개별 또는 복수의 LED 세그먼트들을 단락시키는 전자 스위치들이 적어도 하나의 LED 세그먼트와 병렬로, 특히 복수의 LED 세그먼트들과 병렬로 제공될 수 있다. 전자 스위치들을 작동시킴으로써, LED 세그먼트들에서의 전압 U_LED(t)가 정류된 메인즈 전압 U_in(t)(즉, 전술된 반파들)의 뒤를 잇는(또는 추적하는) 상황을 달성하는 것이 가능하고:

U_LED(t)　=　U_LED(t_i, I)　=　U_i(I)

여기서, U_i(I)는 전류(I)에서 스위칭 상태(i)에 대한 비 우회 LED들의 총 전압이다.

이러한 경우, LED 세그먼트들은 바람직하게 상이한데, 즉 적어도 부분적으로 서로 상이한 순방향 전압들을 갖는다. 특히, LED 세그먼트들 중 적어도 두 개가 상이한 개수들 및/또는 타입들의 LED들을 갖는다. 다시 말해, LED 세그먼트들 전부에 동일한 회로소자를 갖는 동일한 타입의 동일한 개수의 LED들이 실장되는 것은 아니다. 그러므로, 개별 LED 세그먼트들은 (정류된 메인즈 전압의 특징 동안) 상이한 시간들에 활성화 또는 비활성화되고, 아마도 또한 메인즈 기간마다 상이한 주파수를 이용하여 활성화 또는 비활성화되는데, 즉 상이한 주파수로 동작된다.

또한, (LED 세그먼트들을 우회시키기 위한) 스위치들을 작동시키기 위해 메인즈 주파수보다 더 높은 주파수들을 이용하는 것이 가능하다. 이것은, 상이한 스위치들을 작동시키기 위한 다수의 조합 가능한 스위칭 상태들을 야기한다. 그러므로, 가능한 스위칭 상태들의 개수(N)는 LED 세그먼트들의 개수(M)보다 실질상 더 크다(2^M).

아래의 표로 나타낸 표현은, 예로서, 세 개의 LED 세그먼트들을 갖는 어레인지먼트에서 가능한 조합들을 나타낸다,

i 는 스위칭 상태이고,

SWm 은 스위치 ―여기서, m=1 내지 3임― 이고,

0 은 열린 스위치이고,

1 은 닫힌 스위치이고,

U_f1(I) 내지 U_f3(I) 는 LED 세그먼트들(1 내지 3)에 대해 전류(I)에서 비 우회 LED들의 순방향 전압이다.

i	SW 1	SW 2	SW 3	U i (I)
1	1	1	1
2	0	1	1	Uf1(I)
3	1	0	1	Uf2(I)
4	0	0	1	Uf1(I) +　Uf2(I)
5	1	1	0	Uf3(I)
6	0	1	0	Uf1(I)　+　Uf3(I)
7	1	0	0	Uf2(I)　+　Uf3(I)
8	0	0	0	Uf1(I)　+　Uf2(I)　+　Uf3(I)

잔류 전압

U_in(t) - U_LED(t)

은 전류 조절기 양단의 전압 강하로서 형성된다. 다수의 상이한 총 순방향 전압들이 상이한 (많은) 직렬-연결된 LED들을 갖는 복수의 LED 세그먼트들을 갖는 LED 체인에 대해 구현될 수 있고, 그 결과 이러한 총 전압은 현재 메인즈 전압과 매우 가깝게 된다. 그러므로, 잔류 전압은 메인즈 전압과 비교할 때 낮다.

이러한 낮은 잔류 전압으로 인해, 전류 조절기는 구현하기가 단순하고 비싸지 않은 예컨대 선형 조절기로서 구현될 수 있다. 또한, 전류 조절기는, 전류가 (사실상) 이상적인 방식으로 메인즈 전압의 뒤를 잇고, 그 결과 회로의 역률이 1.0에 가깝고 그리고 (주목할 만한) 고조파들이 발생하지 않도록 구성될 수 있다.

극단적 경우, 예컨대 제한된 전류 변조의 경우에서 LED 특징의 다이내믹스(dynamics)가 스위칭 단계들 사이의 간격들을 채우기에 충분하다면, 전류 조절기는 심지어 생략될 수 있다.

LED 세그먼트들의 가능한 디멘셔닝은, 제1 LED 세그먼트가 개수(A)의 직렬-연결된 LED들을 갖고, 다른 (다음 차례의) LED 세그먼트가 개수(A/2)의 직렬-연결된 LED들을 갖고, 추가적인 LED 세그먼트가 개수(A/4)의 직렬-연결된 LED들을 갖고 등등이라는 점에 있다. 예컨대, 인덱스(m)가 LED 세그먼트를 특징짓는다면, 이러한 관계는

A_m　=　A_{m +1}/2

에 의해 표현될 수 있고, 여기서 m=1...M은 상이한 M개 LED 세그먼트들을 표시한다.

단순성을 위해, LED 전압 U_i(I)가 전류-독립적임이 가정되면, 즉

U_i(I)　~　U_i (I_rated)

이면, 이러한 구성은 등거리 전압 값들을 야기한다. 이러한 어레인지먼트는 절대적으로 최적은 아니지만 유리한데, 그 이유는 전력 손실에 대한 전류 최대치에서의 스위칭 상태들의 밀도가 전류 제로 크로싱(zero crossing)들의 구역에서보다 더 큰 역할을 하기 때문이다.

도 1은 세 개의 LED 세그먼트들(101, 102 및 103)을 작동시키기 위한 개략적인 회로 어레인지먼트를 이용하여 위에서-설명된 관계를 예시하고, 여기서 LED 세그먼트(101)는 네 개의 LED들을 포함하는 직렬 회로를 갖고, LED 세그먼트(102)는 두 개의 LED들을 포함하는 직렬 회로를 갖고, LED 세그먼트(103)는 단일 LED를 갖는다. LED 세그먼트(101)는 그와 함께 병렬로 배열된 스위치(SW₃)를 이용하여 우회될 수 있고, LED 세그먼트(102)는 그와 함께 병렬로 배열된 스위치(SW₂)를 이용하여 우회될 수 있고, LED 세그먼트(103)는 그와 함께 병렬로 배열된 스위치(SW₁)를 이용하여 우회될 수 있다. 스위치들(SW₁ 내지 SW₃)은 (도 1에는 예시되지 않은) 제어 유닛에 의해 작동되는 전자 스위치들, 예컨대 트랜지스터들 또는 전계-효과 트랜지스터들의 형태이다.

LED 세그먼트들(101 내지 103)은 서로 그리고 전류 조절기(104)와 직렬로 연결된다. 전류 조절기(104)는 저항성 엘리먼트, 특히 선형 조절기일 수 있다. 대안적으로, 전류 조절기(104)가 액티브 전류 조절기인 것이 또한 가능하다.

하나의 옵션은, 전류 조절기가 제어되고 그러므로 발광 다이오드들의 광도 조절(디밍)이 달성될 수 있다는 점에 있다. 작동은 상이한 방식들로, 예컨대 전위차계, DALI 시스템, 또는 1-10V 인터페이스를 이용하여 이루어질 수 있다.

AC 메인즈 전압(105), 예컨대 230 VAC는, 정류기(106)를 통해 맥동 메인즈 전압으로 변환되고, 그리고 LED 세그먼트들(101 내지 103) 및 전류 조절기(104)를 포함하는 직렬 회로에 연결된다. 시간에 따라 가변하는 전류 I(t)는 직렬 회로에서 흐른다. 각각의 LED 세그먼트가 할당된 병렬 스위치(SW₁ 내지 SW₃)에 의하여 우회되지 않으면, LED 세그먼트(101) 양단에 순방향 전압 강하(U_f3)가 존재하고, 세그먼트(102) 양단에 순방향 전압 강하(U_f2)가 존재하고, LED 세그먼트(103) 양단에 순방향 전압 강하(U_f1)가 존재한다.

스위칭 동작들을 최적화시키기 위한 이차 조건들

예로서, 세그먼트마다 LED들의 개수는 제1 변수로서 결정 또는 프리셋될 수 있고, LED 세그먼트들을 우회시키기 위한 전자 스위치들의 스위칭 주파수는 제2 변수로서 결정 또는 프리셋될 수 있다. 이러한 두 개의 변수들은 아래에 설명되는 이차 조건들 중 두 개 또는 세 개에 의하여 최적화될 수 있다. 바람직하게, 이차 조건들은 전체 동작 전압 범위에 대해 또는 적어도 동작 전압 범위 중 큰 비율에 대해 충족된다.

제1의 두 개의 이차 조건들 (A) 및 (B)이 다음과 같다:

(A) U_in(t)　- U_LED(t)　>=　U_p(t) (1)

이 충족될 때, 무-중단 전류 흐름(고조파들 없이)이 달성되고, 여기서 U_p는 정류기 다이오드들, 스위치들 등등에서 기생 전압 강하들의 합이다.

(B) INT (0 .. T) [(U_in(t)　- U_LED(t))　* I(t)]　=> minimal (2)

이 충족될 때, 전력 손실의 최소화가 달성되고, 여기서

INT (0　...　T) [...] 메인즈 기간에 걸친 적분에 대응한다.

상이한 LED 세그먼트들에서의 평균 전류들의 비율이 유의(significance)를 가질 때, 즉 예컨대 LED들 전부에서의 전류 밀도가 동일하도록 의도될 때, 추가적인 최적화 조건 (C)이 포함된다. 이것은 특히, 평균 전류들의 이러한 관계가 전체 동작 전압 범위에 걸쳐 유지되도록 의도될 때 적용된다.

(C) 모든 각각의 m에 대해,

INT (0 .. T) [I(t)　*　SW_m　(t)]/(I_{set ,m}　*　T)　=　1 (3)

이 충족될 때, LED 세그먼트들에서의 전류들 사이의 원하는 관계가 달성되고, 여기서

SW_m　(t) 세그먼트(m)에 대해 시간(t) 동안,

스위칭 리듬(0: 스위치 닫힘; 1: 스위치 열림)을 표시하고,

I_{set ,m} LED 세그먼트(m)에 대해 원하는 전류를 표시한다.

이차 조건 (C)에 대한 대안은, 광도의 차이들이 (상당한 또는 지각할 수 있는) 역할을 하지 않도록 LED 세그먼트들 전부로부터의 광이 혼합될 때일 것이다. 이러한 경우, 이차 조건 (C)은 생략될 수 있다.

또한, LED 세그먼트들에서의 전류 밀도들이 각각의 LED 세그먼트의 평균 전류에 매칭되도록, LED 세그먼트들에서 LED 칩 크기들 및 칩들 사이의 간격들을 상이하게 되도록 설계하는 것이 가능하다.

이차 조건 (C)은 특히, 상이한 타입들 또는 종류들(예컨대, 색들)의 LED들이 LED 세그먼트들에 포함되고 그리고 스위치들의 작동(세그먼트(i)마다 스위칭 리듬)이 요구되는 바와 같이 전력을 분배시키는데 사용될 때 유리하다. 수명에 따른 백색점 및 조정 가능한 백색점을 갖는 모듈들을 추적하는 가능한 애플리케이션들은 색 로커스(color locus)의 전자 교정을 표현한다.

예로서, 아래에서는, 명확한 표현의 이유들로, 특정 전류(I)에 대한 스위칭 단계들(i)이 LED 전압 U_i(I)에 따라 오름차순으로(in increasing order) 정렬된다고 가정될 것이다.

이차 조건들 (A) 및 (B)에 대한 솔루션 전략

이차 조건들 (A) 및 (B)는, 다음일 때 최적으로 충족된다

- 메인즈 전압의 1^번째 및 3^번째 사분면들에 있을 때, 즉 메인즈 전압이 증가하고 있을 때, 스위칭 상태(i)로부터 다음 차례의 스위칭 상태(i+1)로의 변경은 스위칭 상태(i+1)에 대한 이차 조건 (A)이 막(just) 충족될 때 이루어지고, 그리고

- 메인즈 전압의 2^번째 및 4^번째 사분면들에 있을 때, 즉 메인즈 전압이 감소하고 있을 때, 스위칭 상태(i)로부터 다음 차례의 스위칭 상태(i-1)로의 변경은 스위칭 상태(i)에 대한 이차 조건 (A)이 막 더 이상 충족되지 않을 때 이루어진다.

이러한 스위칭 방식은, 예컨대, 아날로그-투-디지털 컨버터(A/D converter)를 이용하여 마이크로제어기에 의하여 달성될 수 있다. 대안적으로, 마이크로제어기 없이 관리하고 그리고 특히 비싸지 않은 방식으로 구현될 수 있는 회로들(추가로 아래를 보라)이 제공될 수 있다.

이상적인 사인 메인즈 전압에 대해,

U(t)　=　U₀　*　sin(w t)

스위칭 시간은,

t_i　=　arcsin(U_i(I(t))/U₀)/w (4)

일 것이고, 여기서

w　=　2*pi*f 메인즈 주파수(소문자 그리스어 오메가로 또한 축약됨)를 표시하고,

I(t) 전류 조절기의 가해진 전류(impressed current)를 표시한다.

다음의 단순화 가정을 이용하면,

U_i(I)　~　U_i(I_rated)　=　U_i

다음이 적용된다

t_i　=　arcsin (U_i/U₀)/w (5).

방정식 (5)로부터의 값들(t_i)은 예컨대, 시간 제어를 위한 값 표의 형태로, 예컨대 비싸지 않은 마이크로제어기 또는 주문형 집적회로(ASIC)에 저장될 수 있다.

이차 조건 (C)에 대한 솔루션 전략

이차 조건 (C)은 예컨대 아래에 예시되는 방안들에 의하여 충족 또는 개선될 수 있다:

(i) 메인즈 전압이 증가하고 있을 때(1^번째 및 3^번째 사분면들에서), 스위칭 시간들은 타겟 된 방식으로 지연되고:

t_i ^'=　t_i　+　dt_i

그래서, 전류들이 원해지는 바와 같이 분배된다. 감소하는 메인즈 전압의 경우(2^번째 및 4^번째 사분면들에서), 스위칭 시간들은 이차 조건 (C)이 더욱 쉽게 충족되도록 순방향이 된다.

(ⅱ) 전류 조절기의 가해진 전류 I(t)의 파형은 이차 조건 (C)이 더욱 효과적으로 충족되도록 수정된다.

(ⅲ) LED 세그먼트들마다 LED들의 개수는 이차 조건 (C)이 더욱 효과적으로 충족되도록 결정된다.

일반적으로, 방안 (i)은 이차 조건 (C)을 완벽히 충족시킬 수 있지만, 이차 조건 (B)가 따라서 (살짝) 손상된다는 단점을 갖는다. 전체적으로, 이것은 살짝 증가된 전력 손실을 야기할 수 있다.

값들(dt_i)은 바람직하게 평균 입력 전압(U_in)의 함수로서 수치 최적화의 대상(subject)이다. 값들(t_i ^')은, 예컨대 입력 전압들(U_in) 전부에 대해 마이크로제어기의 메모리에 저장될 수 있다.

방안 (ⅱ)는 예컨대 역률 및 고조파들에 대한 프리셋들에 의해 제한된다. 이러한 제약은 관련 표준들에 따라 전력 클래스(예컨대, 25W 초과 또는 25W 미만)에 따라 좌우된다. 제3 메인즈 고조파의 주파수를 갖는 전류 컴포넌트는 표준들에서 특정 제한치들 내에서 허용되고, 아마도 또한 이차 조건 (C)에 관한 긍정적인 영향을 갖는다.

방안 (ⅱ)는 예컨대 전류 조절기(104)의 작동의 수정에 의해 달성될 수 있다. 예컨대, 전류의 제3 고조파는 평균 메인즈 전압의 함수로서 도입 또는 가변될 수 있다. 예컨대, 제어의 설계는 수치 최적화를 통해 이루어질 수 있다.

방안 (ⅲ)는 단 한 개의 동작 전압 포인트에 대해 최적화될 수 있다.

예컨대, 방안 (ⅲ) 그리고 아마도 또한 방안 (ⅱ)은 정격 전압에 대해 최적화될 수 있다. 방안 (i)을 이용하여, 전체 동작 전압 범위에 걸친 정정이 그런 다음 이루어질 수 있다.

예로서, 더욱 구체적인 세부사항들

스위칭 시간(dt_i)에 대한 이상적인 지연은 아마도 순수하게 분석적으로 결정되는 것이 아닐 수 있고, 가능한 경우, 또한 고유하지 않다.

LED 세그먼트들보다 더 많은 스위칭 시간들(dt_i)이 존재한다. 그러므로, 이차 조건들을 충족시키기 위해 요구되는 것보다 더 많은 조작된 변수들이 존재한다. 최적화 문제는, 이차 조건 (A)을 고려하는(이차 조건 (A)에 부합하는) 이차 조건 (C)에 따라 비선형 최적화 문제로서 수치적으로 풀릴 수 있다. 이러한 경우, 이차 조건 (B)는, 위에서 설명된 바와 같이, 어느 정도까지 위반될 수 있다.

예컨대, 오류들, 즉 LED 세그먼트의 각각의 세트포인트 전류로부터 세그먼트 전류들의 편차들의 제곱들의 합이 최적화 변수 E_err(U_in.t_i')로서 사용될 수 있다.

그러한 최적화 작업의 특정 예가 아래에서 고려된다. 다음의 파라미터들을 갖는 4-단계 어레인지먼트(네 개의 LED 세그먼트들)가 가정된다: 제1 LED 세그먼트는 6개 직렬-연결된 LED들을 갖고, 제2 LED 세그먼트는 12개 직렬-연결된 LED들을 갖고, 제3 LED 세그먼트는 24개 직렬-연결된 LED들을 갖고, 제4 LED 세그먼트는 51개 직렬-연결된 LED들을 갖는다. 또한, 다음의 관계들이 적용된다:

LED마다 순방향 전압: U_f　=　3.2　V (정격 전류 I_rated에서)

기생 전압: U_p　=　6.2　V

역률: PF　=　1.00 (이상적으로 사인 전압 및 전류 곡선)

이론적 효율성은 세그먼트들 사이의 평균 전류 분포에서의 비대칭성의 척도(measure) 및 입력 전압의 함수이다. 이러한 경우 이론적 효율성(eff_th)은 LED 전압(U_i)과 모든 다른 전압 강하들 사이의 관계로부터 계산된다. 이러한 경우 잠재적인 동적 스위칭 손실들은, 단순화된 예시의 이유들로, 고려되지 않는다.

eff_th　=　INT (0 .. T) [U_LED(t)　*　I(t)]/INT (0　..　T)[U_in(t)　*　I(t)]

이러한 경우, 90%를 초과하는 전기 효율성이 사실상 전체 동작 전압 범위에 걸쳐 달성될 수 있다. 개별 전자 스위치들 ―상기 개별 전자 스위치들은 각각, 네 개의 LED 세그먼트들 중 하나와 병렬로 연결됨― 의 스위칭 전압들은 예컨대 영구적으로 셋팅되고, 그리고 이차 조건들 (A) 및 (B)의 뒤를 잇고, 그 결과 최적화된 효율성이 제공된다.

LED 효율성의 예시적 최적화

부가하여, 전류 조절기에서 전류 프리셋 I(t) 때문에 전류 변조, 그리고 전자 스위치들의 작동의 경우 스위칭 리듬은, 원해지지 않는 광 변조 그리고 LED 동작의 차선 효율성을 야기할 수 있다.

LED 효율성의 감소는 소위 드룹 효과(droop effect)의 결과이다. LED 세그먼트들의 시간상 제한된 스위치-온 페이즈들에서의 증가된 전류는 동일한 평균 전류 값을 갖는 계속 일정한 전류 동작과 비교할 때 감소된 효율성을 야기한다. 계속 일정한 전류 동작에서와 동일한 효율성을 위해, LED 칩들에서 전류 강도를 감소시키기 위하여 더 넓은 칩 면적이 사용될 필요가 있을 것이다. 다시 말해, 클록킹(clocking)된 동작 동안 칩 면적 활용은 일정한 전류 동작 동안보다 더 나쁘다.

도 2는 세 개의 LED 세그먼트들을 작동시키기 위한 개략적 회로를 도시하고, 여기서 LED 세그먼트들은 상이한 개수들의 LED들을 갖고, 여기서 디커플링 다이오드가 개별 LED들 사이에 때때로 배열되고, 버퍼 커패시터가 LED 세그먼트들의 선택과 병렬로 배열된다.

도 2에 예시된 회로는, 부분적으로는, 도 1에 도시된 회로에 관련된다. 도 1과 대조적으로, 직렬 회로는 다이오드(D1), LED 세그먼트(101), 다이오드(D2), LED 세그먼트(102), LED 세그먼트(103) 및 전류 조절기(104)를 포함한다. 다이오드들(D1 및 D2)은 디커플링 다이오드들이다. 다이오드들(D1 및 D2)은 LED들과 동일한 편파(polarization)를 갖는데, 즉 다이오드들의 캐소드들 전부가 네거티브 단자 방향을 가리킨다.

스위치(SW₃)는 다이오드(D1) 및 LED 세그먼트(101)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다. 스위치(SW₂)는 다이오드(D2) 및 LED 세그먼트(102)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다. 스위치(SW₁)는 LED 세그먼트(103)와 병렬로 배열된다.

부가하여, 도 2에서, 버퍼 커패시터(C3)는 LED 세그먼트(101)와 병렬로 배열되고, 버퍼 커패시터(C2)는 LED 세그먼트(102)와 병렬로 배열된다.

도 2에 도시된 회로는 원해지지 않는 광 변조의 위에서-설명된 단점을 방지한다. 예컨대, 전해질 커패시터들로서 구현되는 버퍼 커패시터들(C2 및 C3)에 의하여, LED들의 연속 동작이 이제 가능하다. 전류 변조는 커패시터의 커패시턴스 및 LED 특징의 준도(steepness)에 따라 좌우된다. 버퍼 커패시터가 더 클수록, 존재하는 변조가 더 적다.

LED 세그먼트들 사이의 디커플링 다이오드들(D1 및 D2)은 스위치들을 통해 버퍼 커패시터들(C2 및 C3)의 방전을 방지한다.

메인즈 주파수 두 배의 원해지지 않는 플리커를 방지하기 위하여, 최고 순방향 전압을 갖는 LED 세그먼트(도 2에 도시된 예에서, LED 세그먼트(101))는, 예컨대, 병렬로 연결되고 대응하게 큰 치수들을 갖는 버퍼 커패시터(C3)에 의해 버퍼링될 수 있다.

나머지 LED 세그먼트들은, 예컨대, 메인즈 주파수 두 배보다 더 높은 주파수로 동작될 수 있고, 그러므로 지각할 수 있는 플리커에 거의 기여하지 않거나, 또는 지각할 수 있는 플리커에 전혀 기여하지 않는다.

이러한 경우, 버퍼 커패시터(도 2에 도시된 예에서, 커패시터(C3))만이 최대 메인즈 전압보다 더 낮은 메인즈 전압에 대해 설계될 필요가 있는 것이 유리하다. 도 2에서, 이러한 감소된 전압은 LED 세그먼트(101)의 LED들의 순방향 전압(U_f3)에 의해 결정된다.

바람직하게, LED 세그먼트들(특히, 프리셋 임계 값보다 더 높은 순방향 전압을 갖는 그러한 LED 세그먼트들) 전부는 병렬-연결된 버퍼 커패시터들에 의해 버퍼링될 수 있다. 그러나, LED 세그먼트가 몇몇의 LED들 또는 단일 LED만을 포함하면, 버퍼 커패시터는 생략될 수 있다(이 점에서, 예로서, 도 2의 LED 세그먼트(103)를 보라).

유리한 실시예는, 최대(most) 직렬-연결된 LED들 또는 최고 순방향 전압들을 갖는 그러한 LED 세그먼트들에만 병렬-연결된 버퍼 커패시터들이 제공될 필요("버퍼링될 필요")가 있다는 점에 있다. 예컨대, 최고 순방향 전압을 갖는 그 LED 세그먼트만이, 그렇지 않으면 최고 순방향 전압들을 갖는 두 개의 LED 세그먼트들이 대응하게 버퍼링될 수 있다.

예컨대, 버퍼 커패시터들에 대해 요구되는 커패시턴스는 LED 세그먼트들 전부에 대해 대략 동일한데, 그 이유는 이용가능한 스텝 전압(voltage step)이 비교적 짧은 체인들의 경우 감소하지만, 동시에 주파수는 비교적 짧은 체인들의 경우 더 높기 때문이다.

위에서 도시된 표로 나타낸 표현의 예를 이용하여, 각각의 경우 전압의 절반 및 그와 연관된 스텝 전압(dU_m)의 절반 동안 스위칭 리듬의 주파수가 두 배가 됨을 알 수 있다. 그러므로, 지속기간(dt_m) 중, 우회될 무전압 페이즈(deenergized phase)들은 절반만큼만 길다. 예컨대, 동일한 세트포인트 전류 I_{set ,m}(대칭)에 대해, 버퍼 커패시터들(C_m) 전부가 동일하게 치수화된다. 이러한 경우 전압 부하들은 상이하다:

Q =　I_{set ,m}　*　dt_m　=　C_m　*　dU_m (6).

스위칭 리듬의 자동 생성

도 1 및 도 2에서 예로서 예시된 전자 스위치들(SW₁ 내지 SW₃)의 작동은 제어 유닛, 예컨대 마이크로제어기에 의하여 수행될 수 있다. 가변 ("플로팅(floating)") 전위들로 인해, 이것은 제로-전위(갈바닉하게 격리된) 작동을 이용하여 이루어질 수 있다. 그러나, 그러한 실시예는 상대적으로 복잡하고, 그러므로 값비싸다.

도 3은 비교기들에 의하여 복수의 전자 스위치들을 작동시키기 위한 개략적 회로 어레인지먼트를 도시한다.

도 1을 참조하여 이미 설명된 바와 같이, AC 메인즈 전압(105)이 정류기(106)를 통해 정류되고, 정류된 "맥동" 메인즈 전압은 두 개의 노드들(301 및 302) 사이에 인가된다.

LED 세그먼트(101), 다이오드(D3), LED 세그먼트(102), 다이오드(D2), LED 세그먼트(103), 다이오드(D1), 및 전류 조절기(104)를 포함하는 직렬 회로가 노드들(301 및 302)에 연결된다. 버퍼 커패시터(C3)는 LED 세그먼트(101)와 병렬로 배열되고, 버퍼 커패시터(C2)는 LED 세그먼트(102)와 병렬로 배열되고, 버퍼 커패시터(C1)는 LED 세그먼트(103)와 병렬로 배열된다.

스위치(SW₃)는 LED 세그먼트(101) 및 다이오드(D3)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다. 스위치(SW₂)는 LED 세그먼트(102) 및 다이오드(D2)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다. 스위치(SW₁)는 LED 세그먼트(103) 및 다이오드(D1)를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열된다.

스위치(SW₃)는 비교기(303)의 출력부를 통해 작동된다. 저항기들(304 및 305)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기가 LED 세그먼트(101)와 병렬로 배열되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(303)의 인버팅 입력부에 연결된다. 노드들(301 및 302)은 저항기들(306 및 307)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기를 통해 연결되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(303)의 넌인버팅 입력부에 연결된다.

스위치(SW₂)는 비교기(308)의 출력부를 통해 작동된다. 저항기들(309 및 310)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기가 LED 세그먼트(102)와 병렬로 배열되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(308)의 인버팅 입력부에 연결된다. LED 세그먼트(102) 위의 노드와 노드(302)는 저항기들(311 및 312)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기를 통해 연결되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(308)의 넌인버팅 입력부에 연결된다.

스위치(SW₁)는 비교기(313)의 출력부를 통해 작동된다. 저항기들(314 및 315)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기가 LED 세그먼트(103)와 병렬로 배열되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(313)의 인버팅 입력부에 연결된다. LED 세그먼트(103) 위의 노드와 노드(302)는 저항기들(316 및 317)을 포함하는 직렬 회로를 포함하는 분압기를 통해 연결되고, 여기서 이러한 분압기의 중앙 탭은 비교기(313)의 넌인버팅 입력부에 연결된다.

전자 스위치들(SW₁ 내지 SW₃)의 작동은, 도 3에 도시된 바와 같이, 비교기들(303, 308, 및 313)을 이용하여 수행된다. 바람직하게, LED 세그먼트들의 기준 전위(도 3에 도시된 예에서, 각각의 LED 세그먼트의 상단 단부에 있음)와 노드(302) 사이의 전압이 각각의 LED 세그먼트의 순방향 전압보다 더 클 때 스위치들(SW₁ 내지 SW₃)이 열리도록 작동이 수행된다.

LED 세그먼트(m)의 기준 전위(각각의 LED 세그먼트의 상단 단부에 있음)와 노드(302) 사이의 전압차는 아래에서 LED 세그먼트(m)에 대한 전압차(또는 제어 전압)(US_m)로 또한 지칭될 것이다.

이러한 전압차(US_m)는 또한, LED 세그먼트(m)와 노드(302) 사이의 다른 LED 세그먼트들 전부 양단의 전압 강하를 포함한다. LED 세그먼트(m)가 액티브가 되도록 스위칭될 때, 다른 LED 세그먼트들에서의 전압들(US_j)이 또한 모든 j<m에 대해 영향받고, 그 결과 이러한 LED 세그먼트들은 또한 사실상 동시에 스위칭된다. 이것은 원하는 스위칭 리듬을 야기한다.

LED 세그먼트(m)의 전압은, 체인이 버퍼 커패시터(C_m)를 가질 때 비교기에 의해 직접적으로 측정될 수 있다. 다른 방식으로, LED 세그먼트에서의 전압은 아날로그 기준 전압을 통해 또는 샘플-앤드-홀드 회로를 통해 시뮬레이팅될 수 있다.

도 5 및 도 6은 그러한 샘플-앤드-홀드 회로 및 네 개의 LED 세그먼트들을 갖는 회로 어레인지먼트를 도시한다. 위에서-설명된 비교기들은 도 5 및 도 6에서 이산 컴포넌트들에 의하여 비싸지 않은 방식으로 구현된다.

AC 메인즈 전압(501)이 정류기(502)를 통해 두 개의 노드들(503 및 504)에 연결된다. 노드(503)는 저항기(531) 및 다이오드(505)를 통해 노드(530)에 연결되고, 여기서 다이오드(505)의 캐소드는 노드(530)의 방향을 가리킨다. 노드(530)는 저항기(506)를 통해 노드(504)에 연결된다. 노드(530)는 pnp 트랜지스터(508)의 베이스에 연결되고, 트랜지스터(508)의 에미터는 저항기(507)를 통해 노드(503)에 연결되며, 트랜지스터(508)의 콜렉터는 모듈(522a)의 연결부(523)에 연결된다.

도 5는 복수의 모듈들(522a 내지 522d)을 도시하고, 상기 복수의 모듈들(522a 내지 522d) 각각은 연결부들(523 내지 528)을 갖고, 각각 유사하게 구현된다. 모듈들(522a 내지 522d)의 예시적 구현은 도 6에서 예시된다.

모듈(518)은 다섯 개의 LED들의 직렬 회로를 포함하고, 모듈(519)은 12개의 LED들의 직렬 회로를 포함하고, 모듈(520)은 24개의 LED들의 직렬 회로를 포함하고, 모듈(521)은 54개의 LED들의 직렬 회로를 포함한다. 모듈(522a)의 연결부들(524 및 525)은 모듈(518)에 연결되고, 모듈(522b)의 연결부들(524 및 525)은 모듈(519)에 연결되고, 모듈(522c)의 연결부들(524 및 525)은 모듈(520)에 연결되고, 모듈(522d)의 연결부들(524 및 525)은 모듈(521)에 연결된다. 이러한 경우 모듈들(518 내지 521)의 LED들의 캐소드들은 노드(504)의 방향으로 배향된다.

모듈(522a)의 연결부(526)는 모듈(522b)의 연결부(523)에 연결되고, 모듈(522b)의 연결부(526)는 모듈(522c)의 연결부(523)에 연결되고, 모듈(522c)의 연결부(526)는 모듈(522d)의 연결부(523)에 연결된다. 모듈(522d)의 연결부(526)는 노드(504)에 연결된다.

노드(503)는 전압원(509)을 통해(선택적으로, 네 개의 상이하게 작동 가능한 전압원들을 통해) 노드(529)에 연결된다.

노드(529)는 저항기(510)를 통해 모듈(522a)의 연결부(527)에 연결되고, 저항기(510) 및 저항기(511)를 포함하는 직렬 회로를 통해 모듈(522a)의 연결부(528)에 연결된다. 노드(529)는 저항기(512)를 통해 모듈(522b)의 연결부(527)에 연결되고, 저항기(512) 및 저항기(513)를 포함하는 직렬 회로를 통해 모듈(522b)의 연결부(528)에 연결된다. 노드(529)는 저항기(514)를 통해 모듈(522c)의 연결부(527)에 연결되고, 저항기(514) 및 저항기(515)를 포함하는 직렬 회로를 통해 모듈(522c)의 연결부(528)에 연결된다. 노드(529)는 저항기(516)를 통해 모듈(522d)의 연결부(527)에 연결되고, 저항기(516) 및 저항기(517)를 포함하는 직렬 회로를 통해 모듈(522d)의 연결부(528)에 연결된다.

도 6은 모듈들(522a 내지 522d) 및 그 연결부들(523 내지 528)의 내부 설계를 도시한다.

연결부(523)는 다이오드(601)를 통해 연결부(524)에 연결되고, 여기서 다이오드(601)의 캐소드는 연결부(524)의 방향을 가리킨다. 또한, 연결부(524)는 다이오드(602)를 통해 노드(606)에 연결되고, 여기서 다이오드(602)의 캐소드는 노드(606)의 방향을 가리킨다. 또한, 연결부(523)는 n-채널 MOSFET(607)의 드레인 연결부에 연결된다. MOSFET(607)의 소스 연결부는 연결부(526)에 연결된다. 노드(606)는 커패시터(610)를 통해 연결부(526)에 연결된다. 부가하여, 노드(606)는 저항기(615)를 통해 npn 트랜지스터(617)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(617)의 베이스는 저항기(616)를 통해 연결부(526)에 연결된다.

연결부(525)는 다이오드(603)를 통해 노드(621)에 연결되고, 여기서 다이오드(603)의 캐소드는 노드(621)의 방향을 가리킨다. 노드(621)는 커패시터(609)를 통해 연결부(526)에 연결된다. 연결부(525)는 두 개의 LED들(604 및 605)을 포함하는 직렬 회로를 통해 연결부(526)에 연결되고, 여기서 LED들(604 및 605)의 캐소드들은 연결부(526)의 방향을 가리킨다.

노드(621)는 npn 트랜지스터(611)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(611)의 에미터는 저항기(608)를 통해 MOSFET(607)의 게이트 연결부에 연결된다. 또한, 트랜지스터(611)의 에미터는 pnp 트랜지스터(612)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(612)의 콜렉터는 연결부(526)에 연결된다.

노드(621)는 pnp 트랜지스터(613)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(613)의 콜렉터는 트랜지스터(611)의 베이스에 연결되고, 트랜지스터(612)의 베이스에 연결되고, 그리고 저항기(614)를 통해 연결부(526)에 연결된다.

노드(621)는 다이오드(620)를 통해 npn 트랜지스터(619)의 콜렉터에 연결되고, 다이오드(620)의 캐소드는 콜렉터의 방향을 가리킨다. 트랜지스터(619)의 에미터는 트랜지스터(617)의 에미터에 연결되고, 그리고 저항기(618)를 통해 연결부(526)에 연결된다. 트랜지스터(617)의 콜렉터는 트랜지스터(613)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(619)의 베이스는 연결부(527)에 연결되고, 연결부(526)는 연결부(528)에 연결된다.

예로서, 도 5 및 도 6에 예시된 회로는 다음의 컴포넌트 부품들 및/또는 치수들(오옴 단위의 저항기들, 패러드 단위의 커패시터들)을 갖는다: R_531=3, 3　k; R_506=200　k, R_507=100; R_510=27　k; R_512=47　k; R_514=100　k; R_516=200　k; R_511=R_513=R_515=R_517=3.3　k; R_608=10; R_614=22　k; R_616=3.3　k; R_618=22　k; C_609=C_610=1　μ. 저항기(615)는 모듈들(522a 내지 522d)에 따라 상이한 값들을 갖는데, 예컨대 모듈(522a)에서: 27k; 모듈(522b)에서 47k; 모듈(522c)에서: 100k; 그리고 모듈(522d)에서 200k를 갖는다.

위에서-설명된 이차 조건 (A)을 충족시키기 위하여, 각각의 LED 체인 전압(U_i)에 대한 비교 값으로서 전압차(US_m)를 살짝 감소시키는 것이 유리할 수 있다. 따라서, 디커플링 다이오드들(601) 양단 및 전류 조절기(508) 양단의 기생 전압 강하들(Up)이 보상될 수 있다. 전압차들(US_m)의 이러한 감소는 하나 또는 그 초과의 전압원들(UO_m)에 의해 달성될 수 있다.

전압원(509)은, 예컨대, 전류 조절기(104) 양단의 최소 전압 강하를 제어할 수 있다. 이러한 목적을 위해, 전압원(509)은, 예컨대, 전류 조절기(104)가 어떠한 동작 경우에도 적절하게(즉, 전류 중단들 없이) 동작할 수 있도록 설계된다. 또한, 전류 조절기(104) 양단의 평균 전압 강하는 손실들의 최적화를 위해 바람직하게는 가능한 한 낮아야 한다.

이차 조건 (C) 및 밸런싱

도 4는, 도 3에 도시된 예시에 기초하여, 개별 LED 세그먼트들 사이에서 전류들을 밸런싱하기 위한 복수의 전압원들을 도시한다.

도 3과 대조적으로, 도 4에서는, 저항기들(317, 312 및 307)이 노드(302)에 직접적으로 연결되지 않는다. 대신에, 저항기(317)는 전압원(401)을 통해 노드(302)에 연결되고, 저항기(312)는 전압원(402)을 통해 노드(302)에 연결되고, 저항기(307)는 전압원(403)을 통해 노드(302)에 연결된다.

전압원들(401 내지 403)은 입력 전압에 대한 평균 값에 따라 작동된다. 그러한 평균 값은 특히 평균 (정류된) 메인즈 전압에 관련된다. 그러므로, 이차 조건 (C), 및 LED 세그먼트(m)에 대한 효과 제어된 스위칭 지연을 고려하여, 전압원들(401 내지 403)이 작동된다.

전압원들(401 내지 403)은 전류 조절기(104)를 통과하는 전류를 제어하는데 사용될 수 있고; 예컨대, 전류 조절기(104)는 저항기로서 구현될 수 있고, 여기서 이러한 저항기를 통과하는 전류는 전압원들(401 내지 403)에 의하여 조정 가능하다.

위의 실시예들에 따라 시간-제어된 회로 어레인지먼트의 경우에 대해 이차 조건 (C)에 대한 비선형 최적화 문제의 수치 솔루션과 유사하게, 전압원들에 대한 최적 값들 UO_i(U_in)은 또한 rms 입력 전압 U_{in , rms}의 함수로서 결정될 수 있다.

이것은, 예컨대, 수치 최적화에 의해 달성될 수 있고, 여기서 오류 함수 E_rr는 시간들(t_i) 대신에 전압원 양단의 전압들 UO_m의 함수로서 표현된다.

그러므로, 예컨대 오류 함수 E_rr에 의해 비대칭이 검출될 수 있다. 오류 함수 E_rr는 예컨대 전압들 UO_m(U_in)에 따라 결정된다. 전압들 UO_m(U_in)은 최적화의 맥락에서 오류 함수가 최소치가 되도록 입력 전압들 U_in 전부에 대해 적응될 수 있다.

대안으로서 또는 부가하여, 오류 함수 E_rr는 반도체 발광 엘리먼트들의 길이의 함수로서(예컨대, (각각의) 반도체 발광 엘리먼트들의 개수) 그리고/또는 전압원들의 함수로서 표현될 수 있다. 수치 최적화의 맥락에서, 예컨대 다음의 자유도들: 반도체 발광 엘리먼트들의 개수, 세그먼트들의 개수, (세그먼트마다) 전압원들의 셋팅, 전류 파형(고조파들)을 고려하여, 유리한 설계가 따라서 결정될 수 있다.

예컨대, M개 LED 세그먼트들을 갖는 어레인지먼트에서, M개의 자유롭게 선택 가능한 파라미터들 UO_m(U_in)이 이차 조건 (C)의 최적화를 위해 이용가능할 수 있다.

부가적인 예시적 구현들

도 7은 도 5에 도시된 것에 대한 대안적 회로 어레인지먼트를 도시한다. AC 메인즈 전압(701)은 정류기(702)를 통해 두 개의 노드들(703 및 704)에 연결된다. 노드(703)는 저항기(705)를 통해 노드(759)에 연결된다. 노드(759)는 다이오드(706) 및 저항기(711)를 통해 노드(704)에 연결되고, 여기서 다이오드(706)의 캐소드는 노드(704)의 방향을 가리킨다. 노드(759)는 npn 트랜지스터(752)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(752)의 에미터는 저항기(753)를 통해 노드(704)에 연결된다.

노드(703)는 LED(712), 모듈(707) 및 LED(713)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(760)에 연결된다. 모듈(707)은 복수의 LED들, 예컨대 54개 LED들을 포함하는 직렬 회로를 포함한다. 노드(703)는 버퍼 커패시터(714)를 통해 노드(760)에 연결된다. 노드(703)는 커패시터(716)를 통해 노드(755)에 연결된다. 노드(760)는 다이오드(715)를 통해 노드(755)에 연결되고, 여기서 다이오드(715)의 캐소드는 노드(755)의 방향을 가리킨다. 노드(703)는 pnp 트랜지스터(717)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(717)의 콜렉터는 노드(755)에 연결된다. 트랜지스터(717)의 베이스는 저항기(718)를 통해 npn 트랜지스터(719)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(719)의 에미터는 노드(760)에 연결된다. 트랜지스터(719)의 베이스는 저항기(720) 및 다이오드(721)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(761)에 연결되고, 여기서 다이오드(721)의 캐소드는 트랜지스터(719)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(755)는 LED(722), 모듈(708) 및 LED(723)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(762)에 연결된다. 모듈(708)은 24개의 직렬-연결된 LED들을 포함한다. 노드(755)는 버퍼 커패시터(724)를 통해 노드(762)에 연결된다. 노드(762)는 디커플링 다이오드(725)를 통해 노드(756)에 연결되고, 여기서 다이오드(725)의 캐소드는 노드(756)의 방향을 가리킨다. 노드(755)는 커패시터(726)를 통해 노드(756)에 연결된다. 노드(755)는 pnp 트랜지스터(727)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(727)의 콜렉터는 노드(756)에 연결된다. 트랜지스터(727)의 베이스는 저항기(728)를 통해 npn 트랜지스터(729)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(729)의 에미터는 노드(762)에 연결된다. 트랜지스터(729)의 베이스는 저항기(730) 및 다이오드(731)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(761)에 연결되고, 여기서 다이오드(731)의 캐소드는 트랜지스터(729)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(756)는 LED(732), 모듈(709) 및 LED(733)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(757)에 연결된다. 이러한 경우, 모듈(709)은 12개 LED들을 포함하는 직렬 회로를 포함한다. 노드(756)는 커패시터(734)를 통해 노드(763)에 연결된다. 노드(756)는 커패시터(736)를 통해 노드(757)에 연결된다. 노드(756)는 pnp 트랜지스터(737)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(737)의 콜렉터는 노드(757)에 연결된다. 트랜지스터(737)의 베이스는 저항기(738)를 통해 npn 트랜지스터(739)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(739)의 에미터는 노드(763)에 연결된다. 노드(763)는 다이오드(735)에 의해 노드(757)에 연결되고, 여기서 다이오드(735)의 캐소드는 노드(757)의 방향을 가리킨다. 트랜지스터(739)의 베이스는 저항기(740) 및 다이오드(741)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(761)에 연결되고, 여기서 다이오드(741)의 캐소드는 트랜지스터(739)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(757)는 LED(742), 모듈(710) 및 LED(743)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(758)에 연결된다. 모듈(710)은 다섯 개의 LED들을 포함하는 직렬 회로를 포함한다. 노드(757)는 커패시터(744)를 통해 노드(764)에 연결된다. 노드(764)는 다이오드(745)를 통해 노드(758)에 연결되고, 여기서 다이오드(745)의 캐소드는 노드(758)의 방향을 가리킨다. 부가하여, 노드(758)는 트랜지스터(752)의 콜렉터에 연결된다. 노드(757)는 커패시터(746)를 통해 노드(758)에 연결된다. 노드(757)는 pnp 트랜지스터(747)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(747)의 콜렉터는 노드(758)에 연결된다. 트랜지스터(747)의 베이스는 저항기(748)를 통해 npn 트랜지스터(749)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(749)의 에미터는 노드(764)에 연결된다. 트랜지스터(749)의 베이스는 저항기(750) 및 다이오드(751)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(761)에 연결되고, 여기서 다이오드(751)의 캐소드는 트랜지스터(749)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(761)는 전압원(754)을 통해 노드(704)에 연결된다.

도 7에 대해, LED들의 캐소드들이 노드(704)의 방향으로 각각 배향된다는 관찰이 이루어진다.

예로서, 도 7에 예시된 회로는 다음의 컴포넌트 부품들 및/또는 치수들(오옴 단위의 저항기들, 패럿 단위의 커패시터들)을 갖는다: R_705=200　k; R_711=3.3　k; R_753=100; R_720=R_730=R_740=R_750=220　k; R_718=220　k; R_728=110　k; R_738=56　k; R_748=27　k;

C_716=C_726+C_736=C_746=1　p; C_714-47　μ; C_724=C_734=C_744=1　μ.

버퍼 커패시터(714)는 상대적으로 크고, 그리고 모듈들(707)의 LED들 및 LED들(712 및 713)에 대한 버퍼 커패시터로서 동작한다. 이러한 경우, 버퍼 커패시터(714)가 이러한 LED들 양단의 전압 강하에 대해서만 설계될 필요가 있고 메인즈 전압의 총 레벨에 대해서는 설계될 필요가 없는 것이 유리하다. 대응하게, 버퍼 커패시터(714)는 더 작게 구현될 수 있고, 그러므로 더욱 공간-절약적일 수 있다. 하나의 옵션은 버퍼 커패시터(714)가 전해질 커패시터인 점에 있고; 특히, 버퍼 커패시터(714)는 도 7에 도시된 회로에서 유일한 전해질 커패시터일 수 있다. 버퍼 커패시터(714)는 대응하는 라인들을 통해 회로의 콤팩트한 나머지로부터 별개로 구현될 수 있다. 특히, 버퍼 커패시터(714)를 교체가능한(예컨대, 플러깅 가능한) 컴포넌트 부품으로서 제공하는 것이 가능하다. 따라서, 전해질 커패시터(714)의 고장의 경우, 상기 전해질 커패시터가 쉽게 그리고 신속하게 교체될 수 있고 그러므로 회로가 짧은 시간 기간 이후에 다시 기능적임을 보장하는 것이 가능하다.

커패시터들(716, 726, 736 및 746)은 기생 커패시턴스들을 나타내지 않고, 상기 기생 커패시턴스들은, 적절하다면, 실제 회로에서 또한 생략될 수 있는데, 그 이유는 그러한 낮은 커패시턴스들이 회로 설계 자체로 인해 나오기 때문이다.

다이오드들(721, 731, 741 및 751)은 또한 선택적이고, 적절하다면, 트랜지스터들(719, 729, 739 및 749)이 대응하는 유전체 강도를 갖도록 설계되거나 또는 설계될 수 있다면, 생략될 수 있다.

도 7에 도시된 회로에 대해 제공되는 치수들 때문에, 트랜지스터(717)가 대략 100㎐의 스위칭 주파수로 동작되는 상황을 달성하는 것이 가능하고; 특정 상황들 하에서 이러한 스위칭 주파수로 인해 지각될 수 있는 플리커는 버퍼 커패시터(714)에 의해 방지된다.

트랜지스터(727)는 대략 200㎐의 스위칭 주파수로 동작하고, 트랜지스터(737)는 대략 400㎐의 스위칭 주파수로 동작하고, 트랜지스터(747)는 대략 800㎐의 스위칭 주파수로 동작한다.

버퍼 커패시터(714) 및 다이오드(715)의 결합은 모듈(707) 및 LED들(712 및 713)을 포함하는 LED 세그먼트에 대한 피크 값 검출기(피크 검출기)를 나타낸다. 대응하게, 버퍼 커패시터(724) 및 디커플링 다이오드(725)는 모듈(708) 및 LED들(722 및 723)을 포함하는 LED 세그먼트에 대한 피크 값 검출기를 나타내고, 커패시터(734) 및 다이오드(735)는 모듈(709) 및 LED들(732 및 733)을 포함하는 LED 세그먼트에 대한 피크 값 검출기를 나타내고, 커패시터(744) 및 다이오드(745)는 모듈(710) 및 LED들(742 및 743)을 포함하는 LED 세그먼트에 대한 피크 값 검출기를 나타낸다.

트랜지스터들(719, 729, 739 및 749)은 비교기들로서 동작한다. 동작 모드는 예로서 아래에서 모듈(710) 및 LED들(742 및 743)을 포함하는 LED 세그먼트에 대한 제1 단계를 이용하여 설명될 것이다. 추가적인, 더 단순한 예시를 위해, 대응하는 작동부(744 내지 751)를 갖는, 모듈(710) 및 LED들(742 및 743)을 포함하는 LED 세그먼트는 아래에 제1 단계(781)로서 표시될 것이다. 대응하는 작동부(734 내지 741)를 갖는, 모듈(709) 및 LED들(732 및 733)을 포함하는 LED 세그먼트는 제2 단계(782)로 지칭될 것이다. 대응하는 작동부(724 내지 731)를 갖는, 모듈(708) 및 LED들(722 및 723)을 포함하는 LED 세그먼트는 제3 단계(783)로 지칭될 것이다. 대응하는 작동부(714 내지 721)를 갖는, 모듈(707) 및 LED들(712 및 713)을 포함하는 LED 세그먼트는 제4 단계(784)로 지칭된다.

저항기(750)는, 커패시터(744)와 결합하여, 심지어 예상될 트랜지스터(747)의 최장 스위치-온 페이즈 동안에도 커패시터(744)가 완전히 방전되지 않도록 설계된다. 전압원(754)은, 예컨대 6V 정도의 최소 전압으로서, 전압 오프셋을 프리셋하고, 상기 최소 전압은 트랜지스터(752)의 경우 언더슛이어서는 안된다. 트랜지스터(749)는 전압원(754)으로부터의 6V의 전압을 노드(764) 양단의 전압과 비교한다. 노드(764) 양단의 전압이 전압원(754)으로부터의 전압보다 더 낮아지자마자, 트랜지스터(749)는 턴 온 된다. 트랜지스터(749)가 턴 온 되자마자, 트랜지스터(747)가 또한 턴 온 한다. 트랜지스터(747)가 턴 온 되면, 모듈(710) 및 LED들(742 및 743)이 우회("단락")된다. 이것은 또한 다른 LED들에 대한 나머지 작동 유닛들의 작업점들을 이동시킨다.

이러한 경우, 직렬-연결된 LED들이 단계마다 하나의 LED 세그먼트를 나타냄이 주의된다. 각각의 LED 세그먼트는 별개의 구동기를 통해 작동되고, 상기 별개의 구동기는, 도 7의 예에서, 특히 두 개의 트랜지스터들 및 설명된 피크 값 검출기를 갖는다. 구동기들의 작동은, 전압원(754)에 의해 제공되는 임계 전압에 의해 노드들(703 및 704) 사이의 정류된 메인즈 전압의 순시 값에 따라 이루어진다.

도 7에서, 전압원(754)은 LED 세그먼트들의 복수의 작동 유닛들에 대한 공통 전압원으로서 사용된다. 선택적으로, 복수의 전압원들, 예컨대 LED 세그먼트의 각각의 작동 유닛에 대해 전압원이 제공되는 것이 또한 가능하다.

도 8은, 도 7에 도시된 회로에 실질상 기초하고, 그리고 개별 LED 세그먼트들을 작동시키기 위해 사용될 수 있는 복수의 전압원들을 제공하는 대안적 회로 어레인지먼트를 도시한다.

AC 메인즈 전압(801)은 정류기(802)를 통해 두 개의 노드들(803 및 805)에 연결된다. 노드(803)는 저항기(808)를 통해 노드(859)에 연결된다. 노드(859)는 저항기(809)를 통해 노드(805)에 연결된다. 노드(859)는 npn 트랜지스터(811)의 베이스에 연결된다. 트랜지스터(811)의 에미터는 저항기(810)를 통해 노드(805)에 연결된다. 노드(803)는 LED(817) 및 LED(818)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(860)에 연결된다. 노드(860)는 모듈(813) 및 다이오드(825)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(856)에 연결되고, 여기서 다이오드(825)의 캐소드는 노드(856)의 방향을 가리킨다. 노드(803)는 커패시터(819)를 통해 노드(860)에 연결된다. 노드(803)는 pnp 트랜지스터(820)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(820)의 콜렉터는 노드(856)에 연결된다. 트랜지스터(820)의 베이스는 저항기(821)를 통해 npn 트랜지스터(822)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(822)의 에미터는 노드(860)에 연결된다. 트랜지스터(822)의 베이스는 저항기(823) 및 다이오드(824) 및 전압원(855)을 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(805)에 연결되고, 여기서 다이오드(824)의 캐소드는 트랜지스터(822)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(856)는 LED(826) 및 LED(827)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(861)에 연결된다. 노드(861)는 모듈(814) 및 다이오드(834)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(857)에 연결되고, 여기서 다이오드(834)의 캐소드는 노드(857)의 방향을 가리킨다. 노드(856)는 커패시터(828)를 통해 노드(861)에 연결된다. 노드(856)는 pnp 트랜지스터(829)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(829)의 콜렉터는 노드(857)에 연결된다. 트랜지스터(829)의 베이스는 저항기(830)를 통해 npn 트랜지스터(831)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(831)의 에미터는 노드(861)에 연결된다. 트랜지스터(831)의 베이스는 저항기(832), 다이오드(833) 및 전압원(854)을 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(805)에 연결되고, 여기서 다이오드(833)의 캐소드는 트랜지스터(831)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(857)는 LED(835) 및 LED(836)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(862)에 연결된다. 노드(862)는 모듈(815)을 통해 노드(858)에 연결되고, 상기 모듈(815)은 다이오드(843)와 직렬로 연결되며, 여기서 다이오드(843)의 캐소드는 노드(858)의 방향을 가리킨다. 노드(857)는 커패시터(837)를 통해 노드(862)에 연결된다. 노드(857)는 pnp 트랜지스터(838)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(838)의 콜렉터는 노드(858)에 연결된다. 트랜지스터(838)의 베이스는 저항기(839)를 통해 npn 트랜지스터(840)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(840)의 에미터는 노드(862)에 연결된다. 트랜지스터(840)의 베이스는 저항기(841), 다이오드(842) 및 전압원(853)을 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(805)에 연결되고, 여기서 다이오드(842)의 캐소드는 트랜지스터(840)의 베이스의 방향을 가리킨다.

이러한 경우, 예로서, (다른 세그먼트들에서 대응하게) 커패시터(819)와 병렬로 배열되는 다이오드들(817, 818)의 개수는 단 두 개임이 주의되어야 한다. 세그먼트마다 다른(예컨대, 또한 상이한) 개수들의 다이오드들이 또한 가능하다.

노드(858)는 LED(844) 및 LED(845)를 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(863)에 연결된다. 노드(863)는 모듈(816)을 통해 노드(864)에 연결되고, 상기 모듈(816)은 다이오드(812)와 직렬로 연결되며, 여기서 다이오드(812)의 캐소드는 노드(864)의 방향을 가리킨다. 노드(858)는 커패시터(846)를 통해 노드(863)에 연결된다. 노드(858)는 pnp 트랜지스터(847)의 에미터에 연결된다. 트랜지스터(847)의 콜렉터는 노드(864)에 연결된다. 트랜지스터(847)의 베이스는 저항기(848)를 통해 npn 트랜지스터(849)의 콜렉터에 연결된다. 트랜지스터(849)의 에미터는 노드(863)에 연결된다. 트랜지스터(849)의 베이스는 저항기(850), 다이오드(851) 및 전압원(852)을 포함하는 직렬 회로를 통해 노드(805)에 연결되고, 여기서 다이오드(851)의 캐소드는 트랜지스터(849)의 베이스의 방향을 가리킨다.

노드(864)는 트랜지스터(811)의 콜렉터에 연결된다.

모듈들(813, 814, 815 및 816) 각각은 LED들의 직렬 회로를 갖는다. LED들의 직렬 회로들은 특히 모듈마다 상이하게 구현되고, 그 결과 모듈들(813 내지 816) 각각 양단에 상이한 전압 강하들이 존재한다. 예컨대, 모듈들(813 내지 816)은 다음의 전압 강하들이 나오도록 구현될 수 있다:

- 모듈(813) 양단: 150 V,

- 모듈(814) 양단: 70 V,

- 모듈(815) 양단: 30 V, 그리고

- 모듈(816) 양단: 10 V.

도 8에 대해, LED들의 캐소드들이 노드(805)의 방향으로 각각 배향됨이 주의되어야 한다.

예로서, 도 8에 예시된 회로는 다음의 컴포넌트 부품들 및/또는 치수들(오옴 단위의 저항기들, 패럿 단위의 커패시터들)을 갖는다: R_808=200　k; R_809=3.3　k; R_810=100; R_821=R_830=R_839=R_848=10　k; R_823=R_832=R_841=R_850=1　M; C_819=C_828=C_837=C_846=1　μ.

LED들에 대한 본 동작 회로는 높은 효율성을 갖고, 낮은 비용으로 생산될 수 있다. 유리하게, LED 세그먼트들 간에 균일하게 또는 높은 균일성 정도로 전기 전력을 분배시키는 것이 가능하다. 선택적으로, 전력 분배는 LED 체인을 따라서 제어될 수 있다. 제안된 솔루션은 또한, 1.0에 가까운 역률을 가능케 하고, 그러므로 작은 또는 쉽게 제어 가능한 고조파들을 가능케 한다. 상기 회로는, 예컨대 조정 가능한 선형 조절기를 통해, 중앙집중적으로 디밍 가능하다. 추가적인 장점은 작은 설치 공간이 요구되는 것인데, 그 이유는 자기 컴포넌트들(인덕터들 등등)이 요구되지 않기 때문이다. 이것은 또한 우수한 전자기 적합성을 야기한다.

본 발명에 따른 회로가 기능하는 방식이 도 7에 도시된 회로와 유사한 3-단계 회로를 이용하여 아래에서 설명될 것이다. 그러므로, 도 10a에 따라, 세 개의 단계들(781, 782, 783)은 직렬 회로로 배열된다. "최저" 단계(781)는 회로의 기준점(704)에 가장 가까이 배열되는데, 즉 최저 단계(781)는 기준점에 대한 최저 전기 전위차를 갖는다. 직렬 회로에 있는 다음 차례의 단계(782)는 최저 단계(781)의 말하자면 "위에" 배열되고, 그리고 단계(781)와 비교할 때 높은 전기 전위를 가지며, 그러므로 기준점(704)에 대한 더 큰 전위차를 갖는다. 그러므로, 인접하게 배열된 단계들은 주로 전위 면에서 상이하고, 여기서 정의에 의해 "하단 쪽으로 추가적인" 단계들은 정의에 의해 "상단 쪽으로 추가적인" 단계들보다 기준점에 대해 더 낮은 전위를 갖는다. 회로에서 기준점(704)에 가장 가까이 배열되는 단계(781)(즉, 최저 단계)는 회로의 최소 순방향 전압을 갖는다. 일 실시예에서, 기준점에 대해 더 큰 전위차를 갖는 다음 차례의 단계(782)(즉, 상단 쪽으로 추가적인 단계)는 더 큰 순방향 전압을 갖는다. 이것은 이러한 실시예의 다음 단계들에 대해 계속된다. 추가적인 실시예에서, 연속적인 단계들의 순방향 전압들은, 최저 단계로부터 시작하여, 각각의 경우 두 배이고, 상기 최저 단계는 기준점에 대해 최저 전기 전위차를 갖는다. 일 실시예에서, 세그먼트들의 순방향 전압들의 부분 양들로부터 형성될 수 있는 합산 전압들 전부는 상이하다. 이러한 경우, 순방향 전압들의 부분 양은 적어도 두 개의 세그먼트들의 순방향 전압들의 임의의 합인 것으로 간주될 수 있고, 그러나 상기 적어도 두 개의 세그먼트들은 직렬 회로에서 바로 인접하게 배열될 필요는 없다. 세그먼트들 전부의 총 합은 부분 양이 아니고, 최고의 가능한 합산 전압을 나타낸다. 이러한 경우 합산 전압들은 세그먼트의 순방향 전압에 대응하지 않아야 한다.

도 9a는 도 7 또는 도 10a에서 대응하는 노드들 양단에 존재하는 추가적인 전압들과 함께 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)으로서 메인즈 반파를 도시한다. 정류된 메인즈 전압은 노드(703) 양단에 존재한다. I₇₀₃은 구동하는 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)으로 인해 LED들을 통과하는 전류인데, 즉 실질상 메인즈 전류이다. 전압들 전부는 노드(704)에 대해 측정되고, 상기 노드(704)는 그러므로 회로의 기준점이다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₅₈)은 노드(758) 양단의 전압에 대응한다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₆₄)은 노드(764) 양단의 전압에 대응하고, 상기 노드(764)는 동시에 제1 단계의 기점이다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₅₇)은 노드(757) 양단의 전압에 대응한다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₆₃)은 노드(763) 양단의 전압에 대응하고, 상기 노드(763)는 동시에 제2 단계의 기점이다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₅₆)은 노드(756) 양단의 전압에 대응한다. 도 9a 또는 도 10a의 전압(U₇₆₂)은 노드(762) 양단의 전압에 대응하고, 상기 노드(762)는 동시에 제3 단계의 기점이다. 전압(U₇₅₄)은 전압원(754)으로부터의 전압에 대응하고, 그리고 이러한 경우 임계 전압이며, 상기 임계 전압에 기초하여, 스위칭이 이루어진다. 회로의 동작 모드가 이제 0 내지 7의 개별 페이즈들에서 설명될 것이며, 이때 그 전류 흐름들이 도 10b 내지 도 10i에서 예시된다. 페이즈들의 개수는 회로에 있는 단계들의 개수로부터 나온다. 세 개의 단계들의 경우, 회로는 최대 2³=8개 페이즈들로 동작한다. N개 단계들의 경우, 회로는 그러므로 최대 2^N개 페이즈들로 동작한다.

개별 페이즈들 0 내지 7은 도 9a에서 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)의 시간 특징 아래에 시간(t)에 따라 도시된다.

도 9b는 단계들(783, 782, 781)의 개별 LED 세그먼트들을 통과하는 전류들(I₇₀₈, I₇₀₉, I₇₁₀)을 예시한다. 총 전류(I₇₀₃)가 페이즈들에 따라 개별 LED 세그먼트들 간에 분배됨, 즉 준-"초핑(chopping)"됨을 명확하게 알 수 있다. 결합하여 볼 때, 즉 이러한 전류들의 엔벨로프를 볼 때, 그런 다음 점선들로 예시된 사인 총 전류가, 어떠한 LED 세그먼트도 광을 방출하지 않는 페이즈 0을 제외하고서 나오고, 그리고 대응하게 우수한 역률 정정을 달성하기 위하여 트랜지스터(752)를 통과하는 전류가 생성된다. 메인즈 전압 뒤를 잇는 전류(I₇₀₃)의 사인 특징으로 인해, 회로에 대해 매우 우수한 역률이 나온다.

페이즈 0에서의 전류 특징이 도 10b에서 예시된다. 페이즈 0에 대한 조건은, 개별 단계들의 기점 전압들(U₇₆₄, U₇₆₃, U₇₆₂) 전부가 임계 전압(U₇₅₄) 미만이라는 것이다. 회로는, 임계 전압(U₇₅₄)이 제1 단계에서 직렬-연결된 LED들의 순방향 전압보다 더 낮도록 치수화되어야 한다. 페이즈 0에서, 구동기 트랜지스터들(747, 737, 727) 전부는 온(on) 이고, 그러므로 LED들 전부가 우회되며, LED들 중 어느 것도 메인즈 전류(I₇₀₃)로부터 직접적으로 공급받지 않는다. 이것은 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)의 낮은 순시 전압으로부터 뒤를 잇는다. 페이즈 0은 항상 메인즈 전압 제로 크로싱의 바로 부근에서 발생한다. 기존 LED들 중 어느 것도 이 페이즈에서 메인즈 전류(I₇₀₃)에 의해 공급받지 않더라도, 항상 액티브인 전류 조절기로 인해, 그럼에도 불구하고, 메인즈 전압에 비례하는 낮은 메인즈 전류가 흐른다. 더 나은 이해를 위해, 다양한 단계들의 작동 회로의 동작 모드가 아래에 설명될 것이다. 전자 단락 스위치 또는 구동기 트랜지스터들(747, 737, 727)은 전자 비교 스위치들 또는 비교 트랜지스터들(749, 739, 729)에 의해 스위칭 온 그리고 스위칭 오프 된다. 비교 트랜지스터들은 커패시터들(744, 734, 724)에 의해 필요한 전압을 공급받는다. 구동기 트랜지스터들 전부가 온(on)이라는 사실로 인해, 개별 단계들(781, 782, 783)의 기점 전압들(U₇₆₄, U₇₆₃ 및 U₇₆₂)은 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다. 임계 전압(U₇₅₄)은 측정 다이오드들로서 동작하는 다이오드들(751, 741, 731) 및 베이스 저항기들(750, 740, 730)을 통해 비교 트랜지스터들(749, 739, 729)의 베이스들에 인가된다. 그러므로, 비교 트랜지스터들 전부가 온이고, 또한 콜렉터 저항기들(748, 738, 728)을 통해 구동기 트랜지스터들(747, 737, 727)을 스위칭 온 한다.

페이즈 1에서의 전류 특징이 도 10c에서 예시된다. 페이즈 1에 대한 조건은, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것, 그리고 다른 단계들의 나머지 기점 전압들(U₇₆₃ 및 U₇₆₂)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 1에서, 구동기 트랜지스터들(737, 727)은 온이고, 그러므로 제2 단계(782) 및 제3 단계(783)에 있는 LED들이 우회되며, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제1 단계(781)에 있는 비교 트랜지스터(749)가 페이즈 0으로부터 페이즈 1로의 전이 동안 위의 조건으로 인해 연결해제되었다는 사실로 인해, 구동기 트랜지스터(747)는 또한 높은 저항 값에 도달하고, 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)의 전류(I₇₀₃)가 제1 단계에 있는 LED들을 통과해 흐르도록 허용한다. 높은 저항 값에 대한 이러한 도달은 각각의 구동기 트랜지스터에 할당된 세그먼트의 안전 격리로 아래에서 또한 지칭된다. 동시에, 커패시터(744)는 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(745)를 통해 제1 단계(781)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 재충전되고, 다이오드(751)는 턴 오프 된다. 제2 단계(782) 및 제3 단계(783)의 더 높은 순방향 전압으로 인해, 연관된 기점 전압들(U₇₆₃ 및 U₇₆₂)은 임계 전압(U₇₀₄)보다 여전히 더 낮고, 상기 이유로, 연관된 비교 트랜지스터들(739 및 729)은 계속 전도성으로 유지되며 ―제1 단계의 스위칭 동작에 의해 영향받지 않음―, 그러므로 또한 연관된 구동기 트랜지스터들(737, 727)은 스위칭 온 될 수 있다. 제1 단계의 스위칭 동작, 특히 아래로 대략 임계 전압(U₇₅₄)의 값으로의, 전압(U₇₅₈)의 페이즈 0과 페이즈 1 사이의 갑작스런 전압 변화의 스위칭 동작이 트랜지스터(752)에 의해 픽업되고, 상기 트랜지스터(752)는 선형 동작 모드에서 전류-조절 트랜지스터로서 동작한다.

페이즈 2에서의 전류 특징이 도 10d에서 예시된다. 페이즈 2에 대한 조건은, 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것, 그리고 다른 단계들의 나머지 기점 전압들(U₇₆₄ 및 U₇₆₂)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 2에서, 구동기 트랜지스터들(747, 727)은 온이고, 그러므로 제1 단계(781) 및 제3 단계(783)에 있는 LED들이 우회되며, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 커질 때, 페이즈 1이 페이즈 2로 전이된다. 그 결과, 다이오드(741) 및 비교 트랜지스터(739)는 턴 오프 되고, 상기 이유로, 구동기 트랜지스터(737)가 또한 높은 저항에 도달하고, 전류(I₇₀₃)가 제2 단계에 있는 LED들에 공급되도록 허용한다. 동시에, 커패시터(734)는 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(735)를 통해 제2 단계(782)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 재충전된다. 구동기 트랜지스터(737)가 턴 오프 되는 것으로 인해, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)은 임계 전압(U₇₅₄) 아래로 점프하고, 그 결과 제1 단계(781)에 있는 비교 트랜지스터(749)는 다시 스위칭 온 된다. 그러므로, 연관된 구동기 트랜지스터(747)가 또한 턴 온 되고, 전류(I₇₀₃)를 인수한다. 제2 단계(782)와 비교할 때 제3 단계(783)의 비교적 높은 순방향 전압으로 인해, 연관된 기점 전압(U₇₆₂)은 임계 전압(U₇₀₄)보다 여전히 더 낮고, 상기 이유로, 연관된 비교 트랜지스터(729)는 계속 전도성으로 유지되며 ―제1 단계 및 제2 단계의 스위칭 동작에 의해 영향받지 않음―, 그러므로 연관된 구동기 트랜지스터(727)가 스위칭 온 되도록 허용한다. 제1 단계 및 제2 단계의 스위칭 동작들, 특히 아래로 대략 임계 전압(U₇₅₄)의 값으로의, 전압(U₇₅₈)의 페이즈 1과 페이즈 2 사이의 전압의 갑작스런 변화가 트랜지스터(752)에 의해 픽업되고, 상기 트랜지스터(752)는 선형 동작 모드에서 전류-조절 트랜지스터로서 동작한다. 제2 단계의 스위칭 동작은 기준점(704)과 제2 단계 사이에 있는 연관된 LED들의 더 낮은 순방향 전압을 갖는 제1 단계의 반대 스위칭 동작을 초래한다.

페이즈 3에서의 전류 특징이 도 10e에서 예시된다. 페이즈 3에 대한 조건은, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄) 및 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것, 그리고 궁극적으로 이제 제3 단계의 기점 전압(U₇₆₂)만이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 3에서, 구동기 트랜지스터(727)만이 온이고, 그러므로 제3 단계(783)에 있는 LED들이 우회되고, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 높아질 때, 페이즈 2가 페이즈 3으로 전이된다. 그렇게 함으로써 초래되는 바와 같이, 구동기 트랜지스터(747)가 턴 오프 되는 것 때문에, 전압(U₇₅₈)은 대략 임계 전압(U₇₅₄)의 값으로 점프하고, 전압(U₇₅₈)의 상기 점프는 트랜지스터(752)에 의해 픽업된다. 동시에, 커패시터(744)가, 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(745)를 통해 제1 단계(781)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 다시 재충전된다.

페이즈 4에서의 전류 특징이 도 10f에서 예시된다. 페이즈 4에 대한 조건은, 궁극적으로, LED들의 최고 순방향 전압을 갖는 제3 단계(783)의 기점 전압(U₇₆₂)이 또한 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것, 그리고 다른 단계들의 나머지 기점 전압들(U₇₆₄ 및 U₇₆₃)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 4에서, 구동기 트랜지스터들(747, 737)이 온이고, 그러므로 제1 단계(781) 및 제2 단계(782)에 있는 LED들이 우회되고, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제3 단계(783)의 기점 전압(U₇₆₂)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 커질 때, 페이즈 3은 페이즈 4로 전이된다. 그 결과, 다이오드(731) 및 비교 트랜지스터(729)가 턴 오프 되고, 상기 이유로, 구동기 트랜지스터(727)가 또한 높은 저항에 도달하고, 전류(I₇₀₃)가 제3 단계에 있는 LED들에 공급되도록 허용한다. 동시에, 버퍼 커패시터(724)는 디커플링 다이오드(725)를 통해 제3 단계(783)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 재충전된다. 구동기 트랜지스터(727)가 턴 오프 되는 것 때문에, 제1 단계(781)의 기점 전압들(U₇₆₄) 및 제2 단계(782)의 U₇₆₃이 아래로 임계 전압(U₇₅₄)으로 점프하고, 그 결과, 단계들 둘 다에서 비교 트랜지스터들(749 및 739)이 다시 스위칭 온 된다. 그러므로, 연관된 구동기 트랜지스터들(747 및 737)이 또한 다시 턴 온 되고, 전류(I₇₀₃)를 인수한다. 세 개의 단계들 전부에 대한 스위칭 동작들, 특히 전압(U₇₅₈)의 페이즈 3과 페이즈 4 사이의 전압의 갑작스런 변화가 트랜지스터(752)에 의해 픽업된다. 제3 단계의 스위칭 동작은, 각각의 경우 연관된 LED들의 더 낮은 순방향 전압들을 갖는 기준점(704)의 방향으로, 제1 단계 및 제2 단계의 반대 스위칭 동작을 초래한다.

페이즈 5에서의 전류 특징이 도 10f에서 예시된다. 페이즈 5에 대한 조건은, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄) 및 제3 단계(783)의 기점 전압(U₇₆₂)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 높다는 것, 그리고 제2 단계의 기점 전압(U₇₆₃)만이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 5에서, 구동기 트랜지스터(737)만이 온이고, 그러므로 제2 단계(782)에 있는 LED들이 우회되고, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 커질 때, 페이즈 4가 페이즈 5로 전이된다. 그렇게 함으로써 초래되는 바와 같이, 구동기 트랜지스터들(747)이 턴 오프 되는 것 때문에, 전압(U₇₅₈)은 아래로 대략 임계 전압(U₇₅₄)의 값으로 점프하고, 상기 전압(U₇₅₈)의 갑작스런 변화는 트랜지스터(752)에 의해 픽업된다. 동시에, 커패시터(744)가, 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(745)를 통해 제1 단계(781)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 다시 재충전된다.

페이즈 6에서의 전류 특징이 도 10h에서 예시된다. 페이즈 6에 대한 조건은, 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃) 및 제3 단계(783)의 U₇₆₂이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것, 그리고 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)만이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 낮다는 것이다. 페이즈 6에서는, 구동기 트랜지스터(747)가 온이고, 그러므로 제1 단계(781)에 있는 LED들이 우회되며, 이러한 LED들 중 어느 것도 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받지 않는다. 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 커질 때, 페이즈 5가 페이즈 6로 전이된다. 그 결과, 다이오드(741) 및 비교 트랜지스터들(739)이 턴 오프 되고, 상기 이유로, 구동기 트랜지스터(737)가 또한 높은 저항에 도달하고, 전류(I₇₀₃)가 제2 단계에 있는 LED들에 공급되도록 허용한다. 동시에, 커패시터(734)는 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(735)를 통해 제2 단계(782)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 재충전된다. 일단 구동기 트랜지스터(737)가 턴 오프 되었다면, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이 아래로 임계 전압(U₇₅₄)으로 점프하고, 그 결과, 제1 단계(781)에 있는 비교 트랜지스터(749)가 다시 스위칭 온 된다. 그러므로, 구동기 트랜지스터(747)가 또한 턴 온 되고, 전류(I₇₀₃)를 인수한다. LED에 공급되는 전류(I₇₀₃)가 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)에 비례적으로 증가하기 때문에, 페이즈 6의 끝에서, 최고 전류 값이 발생하고, 상기 최고 전류 값은 세 개의 구동기 트랜지스터들 중 하나로부터 우회될 필요가 있다. 제1 단계 및 제2 단계의 스위칭 동작들, 특히 전압(U₇₅₈)의 페이즈 5와 페이즈 6 사이의 전압의 갑작스런 변화가 트랜지스터(752)에 의해 픽업된다. 제2 단계의 스위칭 동작은, 제2 단계와 기준점(704) 사이에 있는, 연관된 LED들의 더 낮은 순방향 전압을 갖는 제1 단계의 반대 스위칭 동작을 초래한다.

페이즈 7에서의 전류 특징이 도 10i에서 예시된다. 페이즈 7에 대한 조건은, 단계들 전부의 기점 전압들(U₇₆₄, U₇₆₃, U₇₆₂) 전부가 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 크다는 것이다. 페이즈 7에서는, 구동기 트랜지스터들 중 어느 것도 더 이상 온이 아니고, 그러므로 모든 단계들에 있는 LED들이 전류(I₇₀₃)에 의해 직접적으로 공급받는다. 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이 임계 전압(U₇₅₄)보다 더 커질 때, 페이즈 6가 페이즈 7로 전이된다. 그렇게 함으로써 초래되는 바와 같이, 구동기 트랜지스터(747)가 스위칭 오프 되는 것 때문에, 전압(U₇₅₈)은 아래로 대략 임계 전압(U₇₅₄)의 값으로 점프하고, 상기 전압(U₇₅₈)의 갑작스런 변화는 트랜지스터(752)에 의해 픽업된다. 동시에, 커패시터(744)가 디커플링 다이오드로서 동작하는 다이오드(745)를 통해 제1 단계(781)에 있는 LED들의 현재 순방향 전압으로 재충전된다. 이것이 메인즈 사분의 일-기간에서 네 번 이루어지기 때문에, 커패시터(744)는 커패시터(734)보다 더 작게 치수화될 수 있고, 상기 커패시터(734)는 동일한 시간 간격에서 두 번만 재충전되며 차례로 버퍼 커패시터(724)보다 더 작게 치수화될 수 있고, 상기 버퍼 커패시터(724)는 동일한 시간 세그먼트에서 한 번만 재충전된다.

다시 더 낮아지는 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)의 경우, 페이즈 0 내지 페이즈 6가 유사한 방식으로 거꾸로 이어진다. 여기서 스위칭 기준은, 제1 단계(781)의 기점 전압(U₇₆₄)이든 또는 제2 단계(782)의 기점 전압(U₇₆₃)이든 임계 전압(U₇₅₄) 아래로 떨어질 때이다. 페이즈 4로부터 페이즈 3으로의 전이 동안, 제3 단계(783)의 기점 전압(U₇₆₂)이 임계 전압(U₇₅₄) 아래로 떨어진다.

101-103 LED 세그먼트
104 전류 조절기
105 AC 메인즈 전압
106 정류기
SW₁ 내지 SW₃ (전자) 스위치
C1 내지 C3 버퍼 커패시터
D1 내지 D3 (디커플링) 다이오드
301-302 노드
303 비교기
304-307 저항기
308 비교기
309-312 저항기
313 비교기
314-317 저항기
401-403 전압원
501 AC 메인즈 전압
502 정류기
503-504 노드
505 다이오드
506-507 저항기
508 pnp 트랜지스터
509 전압원
510-517 저항기
518-521 모듈(LED 세그먼트 또는 LED 세그먼트의 일부)
522a-522d 모듈(도 6을 보라)
523-528 모듈(522a-522d)의 연결부들
529-530 노드
531 저항기
601-603 다이오드
604-605 LED
606 노드
607 MOSFET
608 저항기
609-610 커패시터
611 npn 트랜지스터
612-613 pnp 트랜지스터
614-616 저항기
617 npn 트랜지스터
618 저항기
619 npn 트랜지스터
620 다이오드
621 노드
701 AC 메인즈 전압
702 정류기
703-704 노드
705 저항기
706 다이오드
707-710 모듈
711 저항기
712-713 LED
714 버퍼 커패시터
715 디커플링 다이오드
716 커패시터
717 pnp 트랜지스터
718 저항기
719 npn 트랜지스터
720 저항기
721 다이오드
722-723 LED
724 버퍼 커패시터
725 디커플링 다이오드
726 커패시터
727 pnp 트랜지스터
728 저항기
729 npn 트랜지스터
730 저항기
731 다이오드
732-733 LED
734 커패시터
735 다이오드
736 커패시터
737 pnp 트랜지스터
738 저항기
739 npn 트랜지스터
740 저항기
741 다이오드
742-743 LED
744 커패시터
745 다이오드
746 커패시터
747 pnp 트랜지스터
748 저항기
749 npn 트랜지스터
750 저항기
751 다이오드
752 npn 트랜지스터
753 저항기
754 전압원
755-764 노드
781-784 제1 내지 제 4 단계
801 AC 메인즈 전압
802 정류기
803 노드
805 노드
808-810 저항기
811 npn 트랜지스터
812 다이오드
813-816 모듈
817-818 LED
819 버퍼 커패시터
820 pnp 트랜지스터
821 저항기
822 npn 트랜지스터
823 저항기
824-825 다이오드
826-827 LED
828 버퍼 커패시터
829 pnp 트랜지스터
830 저항기
831 npn 트랜지스터
832 저항기
833-834 다이오드
835-836 LED
837 버퍼 커패시터
838 pnp 트랜지스터
839 저항기
840 npn 트랜지스터
841 저항기
842-843 다이오드
844-845 LED
846 버퍼 커패시터
847 pnp 트랜지스터
848 저항기
849 npn 트랜지스터
850 저항기
851 다이오드
852-855 전압원
856-864 노드
U₇₀₃ 정류된 메인즈 전압
U_{756 -758} 노드 지점 전압들
U_{762 -764} 개별 단계들의 기점 전압들
U₇₅₄ 임계 전압
I₇₀₃ 메인즈 전류
I_{708 -710} 개별 LED 세그먼트들을 통과하는 전류들

Claims (19)

1. 반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로로서,
   여기서, 상기 회로는 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)에 의해 전압을 공급받고,
   상기 회로는,
   각각이 하나 또는 그 초과의 직렬-연결된 반도체 발광 엘리먼트들을 갖는 적어도 두 개의 직렬-연결된 세그먼트들(101, 102, 103) ―여기서, 상기 세그먼트들 중 적어도 두 개의 세그먼트들의 반도체 발광 엘리먼트들은 상이하고, 이는 상기 세그먼트들의 상이한 순방향 전압들을 야기함―, 및
   각각의 경우 세그먼트를 작동시키기 위한 하나의 구동기 ―여기서, 상기 구동기는 적어도 하나의 전자 스위치(SW3, 717, 820, 727)를 갖고, 상기 전자 스위치에 의하여, 상기 세그먼트가 우회될 수 있음―
   를 포함하고,
   여기서, 회로 어레인지먼트는, 상기 정류된 메인즈 전압(U₇₀₃)의 순시 값에 기초하여 그리고 인접한 세그먼트들의 우회 상태에 기초하여, 상기 회로 어레인지먼트에 할당된 세그먼트를 우회시키기를 결정하도록 설계된,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
2. 제 1 항에 있어서,
   더 낮은 순방향 전압을 갖는 세그먼트가 상기 회로의 기준점(302, 503, 704, 805)에 더 가까운 직렬 회로 내에 배열되는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   각각의 구동기는 피크 값 검출기를 갖고, 상기 피크 값 검출기는 세그먼트의 현재 순방향 전압을 저장하는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
4. 제 3 항에 있어서,
   각각의 구동기가 기점(base point)을 갖고, 상기 기점의 전위는 상기 피크 값 검출기에 저장되는 세그먼트의 순방향 전압의 값에 따라 좌우되는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 구동기는 비교 엘리먼트(303, 308, 313, 749, 849)를 포함하고, 그 결과, 상기 기점과 상기 구동기에 입력된 임계 전압(509, 754) 사이의 전위차가 자신의 수학 기호를 변화시킬 때마다, 각각의 구동기는 자신에 할당된 세그먼트를 스위칭 오버하는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
6. 제 4 항에 있어서,
   개별 임계 전압(401, 402, 403, 852, 853, 854, 855)이 각각의 구동기에 할당되는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 세그먼트들 중 적어도 두 개가, 각자의 순방향 전압들, 각자의 색들, 각자의 크기들, 각자의 물리적 형상들, 및 각자의 개수들 중 적어도 하나의 면에서 적어도 부분적으로 상이한 반도체 발광 엘리먼트들을 갖는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
8. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 세그먼트들 전부의 순방향 전압들은 상이한,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
9. 제 8 항에 있어서,
   개별 세그먼트들의 순방향 전압들 및 모든 세그먼트들의 서브세트들의 순방향 전압들의 모든 가능한 결합들의 합들은 항상 상이한 값들을 야기하는,
   반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
10. 제 8 항에 있어서,
    직렬-연결된 세그먼트들(781, 782, 783, 784)의 순방향 전압들(U_f1, U_f2, U_f3)은, 기준점(704)에 기초하여, 최저 전위를 갖는 세그먼트(781)로부터 시작하여, 각각의 경우 두 배인,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
11. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    기준점보다 더 큰 전위차를 갖는 세그먼트의 스위치오버는 상기 기준점보다 더 낮은 전위차를 갖는 적어도 하나의 세그먼트의 스위치오버를 초래하는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
12. 제 11 항에 있어서,
    상기 기준점보다 더 큰 전위차를 갖는 세그먼트의 우회는 상기 기준점보다 더 낮은 전위차를 갖는 인접한 세그먼트의 안전 격리를 초래하고, 그리고 그 반대도 가능한,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
13. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 세그먼트들은 전류 조절기(104)와 직렬로 연결되는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
14. 제 13 항에 있어서,
    상기 전류 조절기(104)는 저항성 엘리먼트 또는 선형 조절기(508, 752, 811)를 갖는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
15. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    기준점(704)에 대하여 최대 전위차를 갖는 구동기의 전자 스위치가 메인즈 주파수 두 배에 대응하는 스위칭 주파수에 대해 액티브이고, 그리고 추가적인 단계들의 전자 스위치들이 메인즈 주파수 두 배의 배수인 스위칭 주파수에서 액티브인,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
16. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    버퍼 커패시터(C3, 714, 819, 724)가 적어도 하나의 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들(101, 712-707-713, 817-818)과 병렬로 연결되고 ―여기서, 디커플링 다이오드(D1, D3, 715, 725, 825)가 상기 적어도 하나의 세그먼트(101, 102)와 직렬로 배열됨―, 그리고 상기 전자 스위치(SW3, 717, 820, 727)가 상기 세그먼트 및 상기 디커플링 다이오드를 포함하는 직렬 회로와 병렬로 배열되며, 그 결과 상기 디커플링 다이오드는 상기 전자 스위치를 통한 상기 버퍼 커패시터의 방전을 방지하는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
17. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 구동기들 중 적어도 하나는 커패시터(734, 744) 및 다이오드(735, 745)를 포함하는 직렬 회로를 갖고, 여기서 이러한 직렬 회로는 구동기에 의해 작동되는 세그먼트의 반도체 발광 엘리먼트들(722-708-723, 732-709-733, 742-710-743)과 병렬로 배열되는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
18. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    버퍼 커패시터가 탈착 가능한 연결부를 통해 교체가능하도록 설계되는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.
19. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 구동기는 전자 단락 스위치(717)를 포함하고, 상기 전자 단락 스위치(717)에 의하여, 상기 구동기에 할당된 세그먼트가 단락될 수 있으며,
    여기서, 단락 스위치(717)의 베이스 연결부는 제1 한류 엘리먼트(718)를 통해 전자 비교 스위치(719)의 콜렉터 연결부에 연결되고,
    여기서, 상기 비교 스위치(719)의 에미터 연결부는 상기 구동기가 할당된 세그먼트의 연결부에 연결되며,
    여기서, 상기 비교 스위치(719)의 베이스 연결부는 정류된 AC 메인즈 전압(701)의 단자에 연결되는,
    반도체 발광 엘리먼트들을 작동시키기 위한 회로.

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