CN104303596A - 根据相邻的半导体发光元件的跨接状态操控半导体发光元件 - Google Patents

根据相邻的半导体发光元件的跨接状态操控半导体发光元件 Download PDF

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Abstract

一种用于操控半导体发光元件(712，713)的电路，其中电路由经过整流的电网电压(U703)供给并且具有至少两个串联连接的区段(781-784)，所述区段分别具有一个或多个串联连接的半导体发光元件(712，713)，其中半导体发光元件在至少两个区段中是不同的，由此得出区段的不同的正向电压，所述电路还具有各一个驱动器以用于操控区段，其中驱动器具有至少一个电子开关(SW3，717，820，727)，借助所述电子开关能够跨接区段，其中每个驱动器设计成，根据经过整流的电网电压(U703)的瞬时值以及根据相邻的区段的跨接状态来决定，跨接与其关联的区段。

Description

根据相邻的半导体发光元件的跨接状态操控半导体发光元件
技术领域
本发明涉及一种用于操控半导体发光元件的电路以及具有这种电路的一种灯、一种灯具或一种发光系统
背景技术
已知的是，包括多个发光二极管的LED模块借助于一级的或多级的在LED模块上游接入的开关电源运行。如果LED模块具有大于25W的功率范围，那么附加地需要功率因数校正(PFC)。在电功率小的情况下，通常使用线性调节器。
在例如应运行一个模块或多个LED模块中的多个LED的特定的光或功率等级之上，已知电路装置，其中多个LED芯片串联连接。所述串联电路的正向电压在此能够位于电网电压的数量级中。
在一个简单的实施方式中，串联连接的LED直接在交流电压电网上运行。这引起强的光调制、即所谓的“闪烁”和对LED的能效不高的使用。对于较高的功率等级，这种方式还引起在关于功率因数和谐波规范标准方面的问题。
此外，已知的是，在LED组成的串联电路上游接入整流器。在此，也出现上述问题。
此外，已知的是，LED串联电路的互联时间同步地随电网电压调制改变。
因此，DE 10 2010 040 266 A1示出具有集成电路、整流器和一列串联连接的LED的LED灯具，所述LED经由经过整流的AC信号运行。集成电路具有功率开关，所述功率开关能够将LED系列中的不同组的LED中的相应的组单独地并且有针对性地短路，在所述相应的组上施加经过整流的AC信号。当列上的电压增大时，集成电路控制功率开关以便增多有电流流过的LED的数量，而如果序列上的电压减小，那么集成电路控制功率开关，以便减少有电流流过的LED的数量。
文献WO 2012/034102A1描述一种用于直接由经过整流的电网电压借助于开关来操控LED的系统，所述开关根据瞬时电网电压跨接LED组。
发明内容
本发明的目的在于，改进已知的解决方案并且提出用于操控半导体发光元件的有效的可能性。
所述目的根据独立权利要求的特征来实现。本发明的改进方案在从属权利要求中得出。
为了解决所述目的，提出一种用于操控半导体发光元件的电路，其中电路由经过整流的电网电压供给，具有至少两个串联连接的区段，所述区段分别具有一个或多个串联连接的半导体发光元件，其中半导体发光元件在至少两个区段中是不同的，由此得出区段的不同的正向电压，具有各一个用于操控区段的驱动器，其中驱动器具有至少一个电子开关，借助所述电子开关能够跨接区段，其中电路装置或每个驱动器设计成，根据经过整流的电网电压的瞬时值以及根据相邻的区段的跨接状态决定，跨接与其关联的区段。该措施确保对半导体发光元件的优化的操控，其中为了操控甚至不必明确地测量经过整流的电网电压。跨接关联的区段的决定仅从其余的区段的开关状态和参考电压中得出。
一个改进方案是，具有较小的正向电压的区段设置在接近电路的参考点的串联电路之内。这具有下述优点：最优的操控方法由于电网电压的持续增大或减小的瞬时值完全由其自身得出。
优选地，每个驱动器具有峰值探测器，所述峰值探测器存储有区段的当前的正向电压。由此，得出用于相应的驱动器的简化的决定识别。如果每个驱动器具有基点，所述基点的电势取决于区段的正向电压的在峰值探测器中存储的值，那么能够以尤其简单的方式实现跨接决定。替选地，正向电压也能够通过作为比较值的参考电压维持或例如存储在微控制器的数值表中。
优选地，驱动器在此包括比较元件，由此每个驱动器总是在基点和输入到驱动器中的阈值电压之间的电势差改变其符号时才切换与其关联的区段。这种简单的比较运算足以最优地运行半导体发光元件。
一个改进方案是，每个驱动器配设有个体的阈值电压。因此，半导体发光元件的运行方式能够进行为，使得全部半导体发光元件关于时间平均地以相同的电功率运行。
在另一个设计方案中，全部区段的子集的正向电压的全部可能的组合的总和和各个区段的正向电压总是得出不同的值。这有助于优化地操控半导体发光元件。
在所述设计方案的一个改进方案中，串联连接的区段的导通电压基于关于参考点具有最小电势的区段分别加倍。所述布置能够通过根据本发明的操控而对于操控所有半导体光源是尤其有利的，并且实现可组合实现的正向电压的等距的间距。
在另一个实施方式中，切换相对于参考点具有较大的电势差的区段引起对相对于参考点具有较小的电势差的至少一个区段的切换。所述设计方案能够实现二进制计数器类型的开关方案，所述开关方案与半导体发光元件的链长度的二进制的设置共同作用能够实现尤其最优的运行方式。尤其地，跨接相对于参考点具有较大的电势差的区段引起对相对于参考点具有较小的电势差的相邻的区段的隔离，并且反之亦然。
在另一个设计方案中，区段与电流调节器串联连接。由此，在跨接各个链时的电压突变能够得到良好补偿，并且不存在最终会对发光元件的使用寿命产生损害的电流突变。尤其地，电流调节器具有电阻性元件或线性调节器。
另一个设计方案是，相对于参考点具有最大的电势差的驱动器的电子开关以相应于双倍的电网频率的开关频繁性激活，并且其中其余级的电子开关以为双倍的电网频率多倍的开关频繁性激活。这有助于半导体发光元件的平均发光持续时间的尽可能小的变化。
另一个设计方案是，缓冲电容器与至少一个区段的半导体发光元件并联连接，其中退耦二极管与至少一个区段串联设置，并且电子开关与由区段和退耦二极管组成的串联电路并联设置，使得退耦二极管防止缓冲电容器经由电子开关放电。缓冲电容器引起所连接的由半导体发光元件组成的链的较长的发光持续时间，由此出现具有小的闪烁份额的更好的光质量。替选地，驱动器中的至少一个能够具有由电容器和二极管构成的串联电路，其中所述串联电路与区段的半导体发光元件并联设置，驱动器操控所述区段。所述电容器通过其存储有串联连接的链的当前的导通电压的方式而作用为峰值探测器。
在另一个设计方案中，驱动器包括电子短路开关，借助所述电子短路开关能够使与驱动器关联的区段短路，其中短路开关的基极端子经由第一限流元件与电子比较开关的集电极端子连接，其中比较开关的发射极端子与同驱动器关联的区段的端子连接，其中比较开关的基极端子与经过整流的电网交流电压的极连接。通过所述措施能够构建尤其简单并且低成本的电路，所述电路尽管如此仍最优地运行所连接的半导体发光元件。
驱动器能够为可用于操控区段的电路装置。
因此，驱动器由呈脉冲的直流电压的形式的经过整流的电网电压运行。在此，有利的是，对电网交流电压的整流不必设有存储器，例如电容器。尤其地，不必设有平滑电解电容器，所述平滑电解电容器针对电网电压的总大小来设计。这减小故障易发性并且能够实现电路的紧凑的结构方式。
借助于电子开关能够以电子的方式操控开关函数。电子开关能够包括晶体管、金属氧化物半导体场效应管、运算放大器、比较器或可加载有开关函数的构件。
半导体发光元件例如为LED、LED芯片或LED模块。半导体发光元件也能够包括至少一个OLED(有机发光二极管)或具有至少一个OLED的模块。
缓冲电容器的优点在于，缓冲电容器相应地能够针对比(经过整流的)电网电压小的电压设计。因此，缓冲电容器具有较小的结构形式并且经受较小的负荷。例如，缓冲电容器能够针对降在区段上的电压的大小来设计，所述大小由于区段的串联连接明显小于降在所有区段上的电压或电网电压。
尤其地，缓冲电容器也能够仅与区段的半导体发光元件的一部分并联设置。
一个实施方式在于，缓冲电容器设置在下述驱动器中或与下述驱动器共同设置，所述驱动器操控具有最大的正向电压的区段。
也能够在多个驱动器中设置有各一个这种缓冲电容器，其中其优选为操控多个区段中的其半导体发光元件具有最大的正向电压的区段的驱动器。
下一个设计方案为，缓冲电容器经由可松开的连接构成为是可更换的。
尤其地，所述缓冲电容器能够经由可松开的连接设置在不同于电路的其他位置上。因此，缓冲电容器能够经由可松开的连接简单地更换。另一个设计方案是，退耦二极管设置在各两个区段之间，其中电子开关与由区段和退耦二极管组成的串联电路并联设置。退耦二极管因此防止缓冲电容器经由电子开关放电。
一个设计方案也为，驱动器中的至少一个具有由电容器和二极管组成的串联电路，其中所述串联电路与由驱动器操控的区段的半导体发光元件并联设置。
由电容器和二极管组成的串联电路为用于相应的区段的峰值探测器。
一个改进方案在于，驱动器经由至少一个电压源与经过整流的电网电压耦合。
一个附加的设计方案为，每个驱动器经由单独的电压源与经过整流的电网电压耦合。
一个改进方案为，至少一个电压源能够借助于
-分压器；
-辅助电压源；
-齐纳二极管实现。
一个可行性也为，能够根据经过整流的电网电压的平均值来操控电压源。
因此，能够根据(可控的)电压源建立与平均电网电压的关系。借助用于多个驱动器的电压源，可行的是，控制、例如平衡用于区段的半导体发光元件的电流。
例如，能够关于电网电压的多个电网周期或经由一个电网周期进行长期平均。(长期)平均能够根据峰值、平均值等来进行。在此，电网电压能够是已经经过整流的或能够为电网交流电压。
另一个改进方案为，驱动器能够由经过整流的电网电压供给。
一个改进方案为，至少两个区段具有半导体发光元件，所述半导体发光元件至少部分地在其正向电压、其颜色、其大小、其结构方式和/或其数量方面是不同的。优选地，所有区段的正向电压是不同的。
另一个改进方案是，驱动器包括比较元件。
比较元件例如能够是比较器或包括比较器。比较元件能够构成为(至少一个)运算放大器或至少一个晶体管。
比较元件将第一参考电势、例如经过整流的电网电压的一侧与第二参考电势、例如在相应的区段中或端部上的电势进行比较。
借助电流调节器，能够预设区段中的电流。预设的电压，例如没有降在串联连接的半导体发光元件上的电压能够降在电流调节器上。
电流调节器本身能够设定电流或所述电流调节器能够用于设定电流。
一个改进方案也是，电流调节器能够借助于调光来控制。
一个选项在于，控制电流调节器进而能够实现发光二极管元件的亮度调整(调光)。操控能够以不同的类型进行，例如经由电位器、DALI系统、微控制器或1-10V接口进行。
在附加的改进方案的范围中，具有最大的正向电压的区段具有至少为具有最小的正向电压的区段两倍大的正向电压。
例如，具有最大正向电压的区段能够具有比具有第二大的正向电压的区段大至少60％的正向电压。
下一个改进方案在于，具有下述开关频率或开关频繁性的驱动器的电子开关是激活的，所述开关频率或开关频繁性至少具有两倍的电网频率或多倍的电网频率。
将开关频率或开关频繁性在下文中理解成开关的接通和关断的平均频率。在此，接通和随后的关断在此得出全波。在此，接通持续时间和关断持续时间能够是不同长的，开关频繁性从接通和关断开关的平均频率中得出。
尤其地，操控具有最大的正向电压的区段的驱动器的开关以至少100Hz的开关频率运行。
另一个设计方案也为，设有用于混合由多个区段提供的光的装置。
例如，能够设有光学元件，借助所述光学元件混合多个半导体发光元件所发射的光。
例如，短路开关为pnp晶体管并且比较开关为npn晶体管。相应地，在对此的双重实施方式中在相应的电势调整的情况下也能够互换pnp和npn晶体管。作为开关也能够设有其他电子开关，例如IGBT、金属氧化物半导体场效应管等。
在比较开关的基极-发射极路段上将相应的区段(例如LED链之内的比较点)上的电势与当前的经过整流的电网半波进行比较。相应地，对相应的区段的操控能够通过驱动器根据经过整流的电网交流电压的大小来进行。
可选地，比较开关的基极端子能够与电压源的极连接，所述电压源代表相对于经过整流的电网电压的电势的偏移电压。
上述目的也通过具有如在此描述的电路的灯、灯具或发光系统来实现。
灯、灯具或发光系统能够为LED光源。
附图说明
本发明的上述特性、特征和优点以及实现这些特性、特征和优点的类型和方式结合在下文中对实施例的示意描述变得更清楚并且更易于理解，所述实施例结合附图详细阐述。在此，为了概览性，相同的或起相同作用的元件设有相同的附图标记。
附图示出：
图1为了阐述技术领域示出用于操控三个LED区段的示意的电路装置，其中各个LED区段具有不同数量的LED并且LED区段能够分别借助于并联设置的电子开关跨接或短路；
图2示出用于操控三个LED区段的示意的电路，其中LED区段具有不同多的LED，其中在各个LED之间部分地设置有退耦二极管并且与所选择的LED区段并联地设置有电容器；
图3示出用于借助于比较器操控多个电子开关的示意的电路装置；
图4基于图3的视图示出用于平衡各个LED区段之间的电流的多个电压源；
图5为了阐述从属权利要求中的特征示出用于借助于分立的器件操控多个电子开关的替选的示意的电路装置；
图6示出在图5中示出的模块522a至522d的细节图；
图7示出图5的一个替选的电路装置；
图8示出一个替选的电路装置，所述电路装置基本上基于根据图7的电路并且设有多个电压源，所述电压源能够用于操控或平衡各个LED区段；
图9a示出各个电压分布曲线，分别为每个LED区段示出两个电压分布曲线，其中关于时间示出经过整流的电网电压；
图9b为LED区段关于时间示出电流分布曲线；
图10a示出对图7的一个替选的电路装置，其中具有用于图9a中的电压和图9b中的电流的相量以及为每个阶段具有不同的电流分布曲线；
图10b示出在阶段0中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10c示出在阶段一中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10d示出在阶段二中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10e示出在阶段三中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10f示出在阶段四中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10g示出在阶段五中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10h示出在阶段六中的图10a中的电路的电流分布曲线；
图10i示出在阶段七中的图10a中的电路的电流分布曲线。
具体实施方式
以电网电压运行LED链
LED链包括多个区段(LED区段)，所述区段彼此串联连接。在LED区段之间必要时能够设置有其他构件。每个LED区段能够具有多个LED，所述LED彼此串联连接。
电网电压表示例如由供电网提供的交流电压。电网电压能够经由整流器转换成经过整流的电网电压半波(也称作为“半波”或“脉动的电网电压”)。整流器能够构成为半波整流器或全波整流器。
为了操控串联连接的LED区段，使用利用相应于LED区段的正向电压的组合的可能性。根据在区段中串联连接的LED的数量得出正向电压。通过串联连接的LED的不同的数量，得出用于不同的LED区段的不同的正向电压。LED区段的数量在下文中用M表示。
在此要注意的是，相同类型的或不同类型的不同LED(例如，不同的LED模块和/或具有不同颜色的LED)能够串联连接。也可行的是，各个LED包括至少一个半导体发光元件的并联电路。
并联于至少一个LED区段，尤其是并联于多个LED区段，能够设有电子开关，所述电子开关将各个或多个LED区段短路。通过操控电子开关能够实现，LED区段上的电压ULED(t)跟随(或跟踪)经过整流的电网电压Uin(t)(这就是说，所谓的半波)：
ULED(t)＝ULED(ti，I)＝Ui(I)，
其中Ui(I)是在电流I的情况下在开关状态i没有跨接的LED的总电压。
在此，优选地，LED区段构成为是不同的，这就是说，具有至少部分彼此不同的正向电压。尤其地，LED区段中的至少两个具有不同数量和/或不同类型的LED。换言之，并非全部LED区段以相同布线装配有相同类型的相同数量的LED。因此，各个LED区段在不同的时间点(在经过整流的电源电压的分布曲线中)并且必要时也在每电网周期中以不同的频率激活或禁用，这就是说，以不同的频率运行。
也能够将频率用于操控开关(用于跨接LED区段)，所述频率高于电网频率。由此，得出多个可组合的开关状态，以便操控不同的开关。可能的开关状态的数量N因此明显大于(2M)LED区段的数量M。
下面的表格式的列举示例性地示出在具有三个LED区段的布置中的组合可能性，其中
i表示开关状态，
SWm表示开关，其中m＝1至3
0表示打开的开关，
1表示闭合的开关，
Uf1(I)至Uf3(I)表示在用于LED区段1至3的电流I的情况下的没有跨接的LED的正向电压。
i SW1 SW2 SW3 Ui(I)
1 1 1 1
2 0 1 1 Uf1(I)
3 1 0 1 Uf2(I)
4 0 0 1 Uf1(I)+Uf2(I)
5 1 1 0 Uf3(I)
6 0 1 0 Uf1(I)+Uf3(I)
7 1 0 0 Uf2(I)+Uf3(I)
8 0 0 0 Uf1(I)+Uf2(I)+Uf3(I)
剩余电压Uin(t)–ULED(t)降在电流调节器上。借助具有不同的(多个)串联连接的LED的多个LED区段，能够实现用于LED链的多个不同的总正向电压，使得所述总电压非常接近当前的电网电压。剩余电压因此与电网电压相比是小的。
由于小的剩余电压，电流调节器例如能够实施成可简单地并且低成本地实现的线性调节器。电流调节器也能够设计成，使得电流(近似)理想地跟随电网电压，使得电路的功率因数近似为1.0并且不出现(明显的)谐波。
在极端情况下，例如当LED特性曲线的动态变化在电流调制受限的情况下足以满足开关级之间的间隔时，甚至能够省去电流调节器。
LED区段的一个可能的设计在于，第一LED区段具有数量A个串联连接的LED，另一个(下一个)LED区段具有数量A/2个串联连接的LED，又一个LED区段具有数量A/4个串联连接的LED等。如果例如指数m表示LED区段，那么所述关系能够借助下式示出：
Am＝Am+1/2
其中m＝1……M，表示不同的M个LED区段。
如果简化地假设，LED电压Ui(I)是电流相关的，这就是说：
Ui(I)～Ui(I额定)，
那么所述设计方案引起等距的电压值。所述布置是有益的，但是不一定是最优的，因为开关状态的密度在用于损耗功率的电流最大值中与在电流过零的范围中相比起更大的作用。
图1根据用于操控三个LED区段101、102、103的示意的电路装置示出在上文中描述的关系，其中LED区段101具有由四个LED组成的串联电路，LED区段102具有由两个LED组成的串联电路，并且LED区段103具有单独的LED。LED区段101能够借助与其并联设置的开关SW3跨接，LED区段102能够借助与其并联设置的开关SW2跨接并且LED区段103能够借助与其并联设置的开关SW1跨接。开关SW1至SW3构成为电子开关，例如晶体管或场效应晶体管，所述晶体管或场效应晶体管由控制单元(没有在图1中示出)操控。
LED区段101至103彼此串联连接并且与电流调节器104串联连接。电流调节器104能够是电阻性元件，尤其是线性调节器。替选地，也可行的是，电流调节器104是有源的电流调节器。
一个选项在于，控制电流调节器进而能够实现发光二极管的亮度调节(调光)。操控能够以不同的类型、例如以电位器、DALI系统或1-10V接口来实现。
电网交流电压105、例如230VAC经由整流器106转变成脉动的电网电压并且与包括LED区段101至103以及电流调节器104的串联电路连接。时间变化的电流I(t)在串联电路中流动。如果相应的LED区段没有借助于所配设的并联的开关SW1至SW3跨接，那么正向电压Uf3降在LED区段101上，正向电压Uf2降在LED区段102上并且正向电压Uf1降在LED区段103上。
用于优化开关过程的附加条件
例如，能够将每区段的LED的数量确定为或预设为第一变量并且将用于跨接LED区段的电子开关的开关频率确定为或预设为第二变量。这两个变量能够借助于两个或三个在下文中阐述的附加条件来优化。优选地，满足用于整个工作电压范围或至少用于工作电压范围的大部分的附加条件。
前两个附加条件(A)和(B)为：
(A)当满足
Uin(t)–ULED(t)>＝Up(t)    (1)
时，实现无中断的电流(没有谐波)，其中UP表示整流二极管、开关等中的寄生电压降的总和。
(B)当满足
INT(0..T)[(Uin(t)–ULED(t))＊I(t)]＝>最小值  (2)
时，实现损耗功率的最小化，其中INT(0..T)[……]对应于在电网周期期间上的积分。
当不同的LED区段中的平均电流的关系有意义时，即例如当全部LED中的电流密度应相同时，添加另一优化条件(C)。这尤其适用于，应在整个工作电压范围中保持平均电流的所述关系。
(C)当对于所有m满足
INT(0..T)[I(t)＊SWm(t)]/(I理论,m＊T)＝1    (3)
时，实现LED区段中的电流之间的期望的关系，其中
SWm(t)表示在时间t对区段m的开关节奏(0：开关是闭合的，1：开关是打开的)，并且
I理论,m表示用于LED区段的期望的电流。
对于附加条件(C)的替选方案是，所有LED区段的光混合成，使得亮度差异不重要起(明显的或可感觉到的)作用。在该情况下，能够省去附加条件(C)。
也可行的是，LED芯片大小和LED区段中的芯片之间的间距设计成是不同的，使得LED区段中的电流密度匹配于相应的LED区段的平均电流。
当在LED区段中包含不同类型或分类(例如颜色)的LED并且将对开关的操控(每区段的开关节奏i)用于按需分配功率时，附加条件(C)尤其是有利的。可能的应用是色度坐标的电子校准、在使用寿命期间跟踪白点以及具有可调节的白点的模块。
示例性地，在下文中为了概括而基于：将用于特定的电流I的开关级i根据LED电压Ui(I)以上升顺序排序。
用于附加条件(A)和(B)的解决策略
如果
-在电网电压的第一象限和第三象限中，即在电网电压增大时，当刚好满足开关状态i+1的附加条件(A)时，进行从开关状态i至下一个开关状态i+1的转换，并且
-在电网电压的第二象限和第四象限中，即在电网电压减小时，当刚好不再满足用于开关状态i的附加条件(A)时，进行从开关状态i至下一个开关状态i-1的转换，
那么最优地满足附加条件(A)和(B)。
所述开关计划例如能够通过微控制器与模数转换器(A/D转换器)来实现。替选地，能够设有电路(见更下文)，所述电路在没有微控制器的情况下是够用的并且能够尤其低成本地实现。
对于理想的正弦电网电压
U(t)＝U0＊sin(w t)
开关时间点为：
ti＝arcsin(Ui(I(t))/U0)/w    (4)
其中w＝2＊pi＊f表示电网频率(也简称为小写希腊字母Ω)并且
I(t)表示电流调节器的馈入的电流。
在简化地假设Ui(I)～Ui(I理论)＝Ui的情况下，
适用的是ti＝arcsin(Ui/U0)/w    (5)
方程(5)中的值ti例如能够以用于时间控制的数值表的方式保存在低成本的微控制器或应用特定的集成电路(ASIC：application-specificintegrated circuit，专用集成电路)中。
用于附加条件(C)的解决策略
附加条件(C)例如能够借助于在下文中示出的措施来满足或改进：
(i)在电网电压升高的情况下(在第一和第三象限中)，有针对性地延迟开关时间点ti’＝ti+dti，使得电流按期望分布。在电网电压降低的情况下(在第二和第四象限中)，提前开关时间点，使得更好地满足附加条件(C)。
(ii)改变电流调节器的馈入的电流I(t)的曲线形状，使得更好地满足附加条件(C)。
(iii)确定每LED区段的LED的数量，使得更好地满足附加条件(C)。
措施(i)通常能够完全满足附加条件(C)，然而具有下述缺点，由此(轻微)损害附加条件(B)，整体上，这能够引起稍微提高的损耗功率。
值dti优选是作为平均输入电压Uin的函数的数值优化的对象。值ti’例如能够保存在微控制器的存储器中以用于所有的输入电压Uin。
措施(ii)例如通过关于功率因数和谐波进行预设而受限。所述限制根据相关标准取决于功率等级(例如大于或小于25W)。具有第三电网谐波的频率的电流分量在标准中的一定范围中允许并且同样也正面地作用于附加条件(C)。
措施(ii)例如能够通过修改对电流调节器104的操控来实现。例如，电流的第三谐波能够作为平均电网电压的函数引入或改变。对控制的设计例如能够经由数值优化来进行。
措施(iii)能够针对仅一个工作电压点来优化。
例如，措施(iii)和必要时还有(ii)能够针对额定电压来优化。借助措施(i)因此能够在整个工作电压范围中进行校正。
示例性的具体方案
开关时间dti的理想的延迟可能不能纯粹以分析的方式确定并且也可能不是唯一确定的。
存在比LED区段更多的开关时间dti。因此，需要比用于满足附加条件更多的操控变量。优化问题能够以数值的方式在考虑(遵守)附加条件(A)的情况下作为根据附加条件(C)的非线性的优化问题来解决。在此，附加条件(B)能够如在上文中阐述的那样以一定程度受损。
作为优化变量Eerr(Uin，ti’)例如能够使用误差平方的和，即区段电流与LED区段的相应的理论电流的偏差。
在下文中观察用于这种优化目的的具体的示例。以具有下述参数的四级的布置(四个LED区段)为基础：第一LED区段具有6个串联连接的LED，第二LED区段具有12个串联连接的LED，第三LED区段具有24个串联连接的LED并且第四LED区段具有51个串联连接的LED。此外，下述关系适用：
每LED的正向电压：Uf＝3.2V(在额定电流I额定的情况下)
寄生电压：Up＝6.2V
功率因数：PF＝1.00(理想的正弦形的电压和电流曲线)
理论效率是输入电压的函数并且是用于区段之间的平均电流分布的不对称性的量值。理论效率effth在此从LED电压Ui与全部其他电压降的比例中得出。可能的动态开关损耗在此为了简化的可视性不考虑。
effth＝INT(0..T)[ULED(t)＊I(t)]/INT(0..T)[Uin(t)＊I(t)]
在此，几乎在整个工作电压范围上能够实现大于90％的电效率。分别与四个LED区段中的一个LED区段并联连接的各个电子开关的开关电压例如固定设定并且跟随附加条件(A)和(B)，由此得出优化的效率。
LED效率的示例性的优化
附加地，通过电流预设I(t)在电流调节器中进行的电流调制以及在操控电子开关时的开关节奏能够引起不期望的光调制并且引起LED运行的次优的效率。
LED效率的减小由所谓的下降效果造成。在LED区段的时间受限的接通阶段中的较高的电流与在电流平均值相等的情况下连续的恒定电流运行相比引起减小的效率。为了例如在连续的恒定电流运行中的相等的效率，必须使用更大的芯片面积，以便减小LED芯片中的电流密度。换言之，芯片面积使用在时钟脉冲运行中比在恒定电流运行中更差。
图2示出用于操控三个LED区段的示意的电路，其中LED区段具有不同多的LED，其中在各个LED之间部分地设置有退耦二极管并且与所选择的LED区段并联地设置有缓冲电容器。
在图2中示出的电路一部分涉及根据图1的电路。与图1不同地，串联电路包括二极管D1、LED区段101、二极管D2、LED区段102、LED区段103和电流调节器104。二极管D1和D2为退耦二极管。二极管D1和D2与LED极性相同，即二极管的全部阴极指向负极的方向。
开关SW3与由二极管D1和LED区段101组成的串联电路并联设置。开关SW2与由二极管D2和LED区段102组成的串联电路并联设置。开关SW3与LED区段103并联设置。
附加地，在图2中，与LED区段101并联地设置有缓冲电容器C3并且与LED区段102并联地设置有缓冲电容器C2。
根据图2的电路避免了在上文中描述的不期望的光调制的缺点。通过缓冲电容器C2和C3(所述缓冲电容器例如实施成电解电容器)能够实现LED的连续运行。电流调制取决于电容器的电容和LED特性曲线的陡度。缓冲电容器越大，那么调制就越小。
在LED区段之间的退耦二极管D1和D2防止缓冲电容器C2和C3经由开关放电。
为了防止在双倍的电网频率的情况下的不期望的闪烁，具有最大的正向电压的LED区段(在根据图2的示例中，LED区段101)例如能够借助尺寸设计成相应大的并联连接的缓冲电容器C3来缓冲。
余下的LED区段例如能够借助比双倍的电网频率高的频率运行从而几乎不或完全不产生可感觉到的闪烁。
在此，有利的是，缓冲电容器(在图2的示例中为缓冲电容器C3)必须仅针对比最大的电网频率小的频率来设计。在图2中，所述降低的电压通过LED区段101的LED的正向电压Uf3来确定。
优选地，全部LED区段(尤其是正向电压高于预设的阈值的LED区段)能够借助并联连接的缓冲电容器来缓冲。如果LED区段然而包括少的LED或仅一个单独的LED，那么省去缓冲电容器(关于此示例性地参见图2中的LED区段103)。
有利的实施方案在于，仅下述LED区段设有并联连接的缓冲电容器(“以用于缓冲”)，所述LED区段具有最多的串联连接的LED或最大的正向电压。例如，仅具有最大的正向电压的LED区段或者但是还有具有最大的正向电压的两个LED区段能够相应地缓冲。
缓冲电容器所需要的电容对于全部LED区段例如大致相同，因为可用的电压阶跃在链较短的情况下虽然减小，但是同时频率在链较短的情况下变高。
在上文中示出的表格列举的示例中可见，半电压、和与此关联的半电压阶跃dUm、开关节奏中的频率分别加倍。持续时间dtm的要跨接的无电流的阶段因此仅一半长。对于相同的理论电流I理论，m(对称的)，例如全部缓冲电容器Cm的大小设计成是相同的。电压负载在此是不同的：
Q＝I理论,m＊dtm＝Cm＊dUm    (6)
自动产生开关节奏
在图1和图2中示例示出的电子开关SW1至SW3的开关的操控能够借助于控制单元、例如微控制器来进行。由于可变的(“浮动的”)电势，这能够根据无电势的(电隔离的)操控来进行。但是，这种实现方案是相对耗费进而昂贵的。
图3示出用于借助于比较器操控多个电子开关的示意电路装置。
如已经关于图1阐述的那样，电网交流电压105经由整流器106整流并且将经过整流的“脉动的”电网电压施加在两个节点301和302之间。
由LED区段101、二极管D3、LED区段102、二极管D2、LED区段103、二极管D1和电流调节器104组成的串联电路将节点301和302连接。与LED区段101并联地设置有缓冲电容器C3，与LED区段102并联地设置有缓冲电容器C2并且与LED区段103并联地设置有缓冲电容器C1。
开关SW3与由LED区段101和二极管D3组成的串联电路并联设置。开关SW2与由LED区段102和二极管D2组成的串联电路并联设置。开关SW1与由LED区段103和二极管D1组成的串联电路并联设置。
开关SW3经由比较器303的输出端来操控。与LED区段101并联地设置有分压器，所述分压器包括由电阻器304和305组成的串联电路，其中所述分压器的中心抽头与比较器303的反相输入端连接。节点301和302经由包括由电阻器306和307组成的串联电路的分压器连接，其中所述分压器的中心抽头与比较器303的同相输入端连接。
开关SW2经由比较器308的输出端操控。与LED区段102并联地设置有包括由电阻器309和310组成的串联电路的分压器，其中所述分压器的中心抽头与比较器308的反相输入端连接。在LED区段102之上的节点和节点302经由包括由电阻器311和312组成的串联电路的分压器连接，其中所述分压器的中心抽头与比较器308的同相输入端连接。
开关SW1经由比较器313的输出端操控。与LED区段103并联地设置有包括由电阻器314和315组成的串联电路的分压器，其中所述分压器的中心抽头与比较器313的反相输入端连接。在LED区段103之上的节点和节点302经由包括由电阻器316和317组成的串联电路的分压器连接，其中所述分压器的中心抽头与比较器313的同相输入端连接。
对电子开关SW1至SW3的操控根据图3借助于比较器303、308和313进行。优选地，进行操控，使得如果LED区段的参考电势(在根据图3的示例中在相应的LED区段的上端上)和节点302之间的电压大于相应的LED区段的正向电压，那么开关SW1至SW3打开。
LED区段m的参考电势(在相应的LED区段的上端上)和节点302之间的电压差在下文中也称作为LED区段m的电压差(或控制电压)USm。
所述电压差USm也包括全部位于LED区段m和节点302之间的其他LED区段的电压降。当LED区段m有源接通时，对于所有j<m的情况也影响其他LED区段上的电压USj，由此所述LED区段也几乎同时接通。由此得到期望的开关节奏。
当链具有缓冲电容器Cm时，LED区段m的电压能够由比较器直接测量。在其他情况下，LED区段上的电压能够经由模拟参考电压或经由采样保持电路(“Sample and Hold”电路)来复制。
图5和图6示出具有这种采样保持电路和四个LED区段的电路装置。在上文中阐述的比较器在图5和6中低成本地借助于分立的器件实现。
电网交流电压501经由整流器502与两个节点503和504连接。节点503经由电阻器531和二极管505与节点530连接，其中二极管505的阴极指向节点530的方向。节点530经由电阻器506与节点504连接。节点530与pnp晶体管508的基极连接，二极管508的发射极经由电阻器507与节点503连接并且晶体管508的集电极与模块522a的端子523连接。
图5示出多个模块522a至522d，所述模块分别具有端子523至528并且分别相似地构成。模块522a至522d的示例性的实现方案在图6中示出。
模块518包括五个LED的串联电路，模块519包括12个LED的串联电路，模块520包括24个LED的串联电路并且模块521包括54个LED的串联电路。模块522a的端子524和525与模块518连接，模块522b的端子524和525与模块519连接，模块522c的端子524和525与模块520连接并且模块522d的端子524和525与模块521连接。模块518至521的LED的阴极在此朝向节点504的方向定向。
模块522a的端子526与模块522b的端子523连接，模块522b的端子526与模块522c的端子523连接并且模块522c的端子526与模块522d的端子523连接。模块522d的端子526与节点504连接。
节点503经由电压源509(可选地经由可不同操控的四个电压源)与节点529连接。
节点529经由电阻器510与模块522a的端子527连接并且经由由电阻器510和电阻器511组成的串联电路与模块522a的端子528连接。节点529经由电阻器512与模块522b的端子527连接并且经由由电阻器512和电阻器513组成的串联电路与模块522b的端子528连接。节点529经由电阻器514与模块522c的端子527连接并且经由由电阻器514和电阻器515组成的串联电路与模块522c的端子528连接。节点529经由电阻器516与模块522d的端子527连接并且经由由电阻器516和电阻器517组成的串联电路与模块522d的端子528连接。
图6示出模块522a至522d的内部结构以及其端子523至528。
端子523经由二极管601与端子524连接，其中二极管601的阴极指向端子524的方向。端子524此外经由二极管602与节点606连接，其中二极管602的阴极指向节点606的方向。端子523此外与n沟道金属氧化物半导体场效应管607的漏极连接。金属氧化物半导体场效应管607的源极与端子526连接。节点606经由电容器610与端子526连接。节点606此外经由电阻器615与npn晶体管617的基极连接。晶体管617的基极经由电阻器616与端子526连接。
端子525经由二极管603与节点621连接，其中二极管603的阴极指向节点621的方向。节点621经由电容器609与端子526连接。端子525经由由两个LED604和605组成的串联电路与端子526连接，其中LED604和605的阴极指向端子526的方向。
节点621与npn晶体管611的集电极连接。晶体管611的发射极经由电阻器608与金属氧化物半导体场效应管607的栅极端子连接。此外，晶体管611的发射极与pnp晶体管612的发射极连接。晶体管612的集电极与端子526连接。
节点621与pnp晶体管613的发射极连接。晶体管613的集电极与晶体管611的基极连接、与晶体管612的基极连接并且经由电阻器614与端子526连接。
节点621经由二极管620与npn晶体管619的集电极连接，其中二极管620的阴极指向集电极的方向。晶体管619的发射极与晶体管617的发射极连接并且经由电阻器618与端子526连接。晶体管617的集电极与晶体管613的基极连接。晶体管619的基极与端子527连接并且端子526与端子528连接。
示例性地，在图5和图6中示出的电路具有下述构件或大小(电阻器以欧姆为单位，电容器以法拉为单位)：R_531＝3.3k；R_506＝200k,R_507＝100；R_510＝27k；R_512＝47k；R_514＝100k；R_516＝200k；R_511＝R_513＝R_515＝R_517＝3.3k；R_608＝10；R_614＝22k；R_616＝3.3k；R_618＝22k；C_609＝C_610＝1μ。电阻器615根据模块522a至522d具有不同值，例如在模块522a中为27k，在模块522b中为47k，在模块522c中为100k并且在模块522d中为200k。
为了满足在上文中阐述的附加条件(A)，可能有利的是，作为相对于相应的LED链电压Ui的比较值的电压差USm稍微减小。因此，退耦二极管601上的和电流调节器508上的寄生电压降Up能够得到补偿。电压差USm的所述减小能够通过一个或多个电压源UOm来实现。
电压源509例如能够控制电流调节器104上的最小电压降。对此，电压源509例如设计成，使得电流调节器104能够在每个工作情况下按照期望的方式(即在没有电流中断的情况下)工作。此外，电流调节器104上的平均电压降优选应尽可能小以优化损耗。
附加条件(C)和平衡
图4基于图3的视图示出多个用于平衡各个LED区段之间的电流的电压源。
不同于图3，在图4中，电阻器317、312和307没有直接与节点302连接。替代于此，电阻器317经由电压源401、电阻器312经由电压源402并且电阻器307经由电压源403与节点302连接。
根据输入电压的平均值来操控电压源401至403。这种平均值尤其与(经过整流的)平均电网电压相关。因此在考虑附加条件(C)的情况下操控电压源401至403，并且引起对于LED区段m的可控的开关延迟。
能够使用电压源401至403，以便控制流过电流调节器104的电流；例如电流调节器104能够构成为电阻器；其中流过所述电阻器的电流能够借助于电压源401至403来调节。
与在根据上述实施方式的时间控制的电路装置的情况中对附加条件(C)的非线性的优化问题的数值解决方案类似地，也能够将用于电压源UOi(Uin)的最优值作为有效输入电压Uin,eff的函数来确定。
这例如能够通过数值优化来实现，其中误差函数Err替代时间ti的函数作为电压源UOm上的电压的函数来表示。
因此，不对称性例如能够通过误差函数Err来测定。误差函数Err例如根据电压UOm(Uin)来确定。电压UOm(Uin)在优化的范围中能够匹配于所有输入电压Uin，使得将误差函数最小化。
替选地或附加地，误差函数Err能够作为半导体发光元件的长度(例如(相应的)半导体发光元件的数量)的函数、和/或作为关于电压源的函数来表达。在数值优化的范围中，因此，在例如考虑自由度的情况下能够确定适宜的设计方案：半导体发光元件的数量、区段的数量、(每区段)电压源的设定、电流形式(谐波)。
例如，在具有M个LED区段M的布置中，能够提供可自由选择的参数UOm(Uin)来优化附加条件(C)。
附加的示例性的实施方案
图7示出对图5的一个替选的电路装置。电网交流电压701经由整流器702与两个节点703和704连接。节点703经由电阻器705与节点759连接。节点759经由二极管706和电阻器711与节点704连接，其中二极管706的阴极指向节点704的方向。节点759与npn晶体管752的基极连接。晶体管752的发射极经由电阻器753与节点704连接。
节点703经由包括LED712、模块707和LED713的串联电路与节点760连接。模块707包括由多个LED、例如由54个LED组成的串联电路。节点703经由缓冲电容器714与节点760连接。节点703经由电容器716与节点755连接。节点760经由二极管715与节点755连接，其中二极管715的阴极指向节点755的方向。节点703与pnp晶体管717的发射极连接。晶体管717的集电极与节点755连接。晶体管717的基极经由电阻器718与npn晶体管719的集电极连接。晶体管719的发射极与节点760连接。晶体管719的基极经由由电阻器720和二极管721组成的串联电路与节点761连接，其中二极管721的阴极指向晶体管719的方向。
节点755经由由LED722、模块708和LED723构成的串联电路与节点762连接。模块708包括24个串联连接的LED。节点755经由缓冲电容器724与节点762连接。节点762经由退耦二极管725与节点756连接，其中二极管725的阴极指向节点756的方向。节点755经由电容器726与节点756连接。节点755与pnp晶体管727的发射极连接。晶体管727的集电极与节点756连接。晶体管727的基极经由电阻器728与npn晶体管729的集电极连接。晶体管729的发射极与节点762连接。晶体管729的基极经由由电阻器730和二极管731组成的串联电路与节点761连接，其中二极管731的阴极指向晶体管729的基极的方向。
节点756经由包括LED 732、模块709和LED733的串联电路与节点757连接。模块709在此包括由12个LED组成的串联电路。节点756经由电容器734与节点763连接。节点756经由电容器736与节点757连接。节点756与pnp晶体管737的发射极连接。晶体管737的集电极与节点757连接。晶体管737的基极经由电阻器738与npn晶体管739的集电极连接。晶体管739的发射极与节点763连接。节点763借助二极管735与节点757连接，其中二极管735的阴极指向节点757的方向。晶体管739的基极经由由电阻器740和二极管741组成的串联电路与节点761连接，其中二极管741的阴极指向晶体管739的基极的方向。
节点757经由由LED 742、模块710和LED743组成的串联电路与节点758连接。模块710包括由五个LED组成的串联电路。节点757经由电容器744与节点764连接。节点764经由二极管745与节点758连接，其中二极管745的阴极指向节点758的方向。节点758还与晶体管752的集电极连接。节点757经由电容器746与节点758连接。节点757与pnp晶体管747的发射极连接。晶体管747的集电极与节点758连接。晶体管747的基极经由电阻器748与npn晶体管749的集电极连接。晶体管749的发射极与节点764连接。晶体管749的基极经由由电阻器750和二极管751组成的串联电路与节点761连接，其中二极管751的阴极指向晶体管749的基极的方向。
节点761经由电压源754与节点704连接。
关于图7要注意的是，LED的阴极分别朝向节点704的方向定向。
示例性地，在图7中示出的电路具有下述构件或大小(电阻以欧姆为单位，电容器以法拉为单位)：R_705＝200k；R_711＝3.3k；R_753＝100；R_720＝R_730＝R_740＝R_750＝220k；R_718＝220k；R_728＝110k；R_738＝56k；R_748＝27k；C_716＝C_726+C_736＝C_746＝1p；C_714-47μ；C_724＝C_734＝C_744＝1μ。
缓冲电容器174的大小设计成相对大并且作用为用于模块707的LED以及LED712和713的缓冲电容器。在此，有利的是，缓冲电容器714仅必须针对降到所述LED上的电压并且不针对电网电压的完整大小来设计。相应地，缓冲电容器714能够更小地进而更节约空间地构成。一个选项在于，缓冲电容器714是电解电容器；尤其地，缓冲电容器714能够是在图7中示出的电路的唯一的电解电容器。缓冲电容器714能够经由相应的线路与紧凑的其余的电路分开构成。尤其可行的是，缓冲电容器714设置成可更换的(例如可插接)的构件。因此，能够确保，在电解电容器714故障的情况下，所述电解电容器能够被简单并且快速地更换进而电路在短时间之后可再次正常工作。
电容器716、726、736和746是小的寄生电容，所述寄生电容也可能在实际电路中省去，因为这种小的电容由于电路构造本身得出。
如果晶体管719、729、739和749是相应地电压固定地设计的或能够相应地电压固定地设计，二极管721、731、741和751也是可选的并且可能省去。
通过设计在图7中示出的电路的尺寸，能够实现，晶体管717借助大约100Hz的开关频率运行；通过缓冲电容器714防止由于所述开关频率可能可感觉到的闪烁。
晶体管727借助大约200Hz的开关频率工作，晶体管737借助大约400Hz的开关频率工作，并且晶体管747借助大约800Hz的开关频率工作。
缓冲电容器714和二极管715的组合是用于包括模块707以及LED712和713的LED区段的峰值探测器(Peak-Detector)。相应地，缓冲电容器724和退耦二极管725是用于包括模块708以及LED722和723的LED区段的峰值探测器，电容器734和二极管735是用于包括模块709以及LED732和733的LED区段的峰值探测器，并且电容器744和二极管745是用于包括模块710以及LED742和743的LED区段的峰值探测器。
晶体管719、729、739和749作用为比较器。操作模式在下文中示例性地根据用于包括模块710以及LED742和743的LED区段的第一级来描述。
为了更简单地进一步描述，在下文中，包括模块710以及LED742和743的LED区段以及相应的操控装置744至751表示成第一级781。包括模块709以及LED732和733的LED区段以及相应的操控装置734至741称作为第二级782。包括模块708以及LED722和723的LED区段以及相应的操控装置724至731称作为第三级783。包括模块707以及LED712和713的LED区段以及相应的操控装置714至721称作为第四级784。
电阻器750与电容器744组合地设计成，使得电容器744在晶体管747的最长的要等候的接通阶段期间也不会完全放电。电压源754预设电压偏移作为最小电压，例如大小为6V，在晶体管752中不应小于所述最小电压。晶体管749将电压源754的6V的电压与节点764上的电压比较。只要节点764上的电压小于电压源754的电压，那么晶体管749导通。只要晶体管749导通，那么晶体管747开始导通。如果晶体管747导通，那么模块710和LED742和743被跨接(“短路”)。这也使用于其他LED的余下的操控单元的工作点移动。
在此，要注意的是，每级的串联连接的LED是一个LED区段。每个LED区段经由单独的驱动器操控，所述驱动器在图7的示例中尤其具有两个晶体管以及所描绘的峰值探测器。对驱动器的操控根据节点703和704之间的经过整流的电网电压的瞬时值通过由电压源754提供的阈值电压来进行。
在图7中将电压源754用作为用于LED区段的多个操控单元的共同的电压源。可选地，也能够设有多个电压源，例如，用于LED区段的每个操控单元的电压源。
图8示出一个替选的电路装置，所述电路装置基本上基于根据图7的电路并且设有多个电压源，所述电压源能够用于操控各个LED区段。
电网交流电压801经由整流器802与两个节点803和805连接。节点803经由电阻器808与节点859连接。节点859经由电阻器809与节点805连接。节点859与npn晶体管811的基极连接。晶体管811的发射极经由电阻器810与节点805连接。节点803经由由LED817和LED818组成的串联电路与节点860连接。节点860经由由模块813和二极管825组成的串联电路与节点856连接，其中二极管825的阴极指向节点856的方向。节点803经由电容器819与节点860连接。节点803与pnp晶体管820的发射极连接。晶体管820的集电极与节点856连接。晶体管820的基极经由电阻器821与npn晶体管822的集电极连接。晶体管822的发射极与节点860连接。晶体管822的基极经由由电阻器823和二极管824以及电压源855组成的串联电路与节点805连接，其中二极管824的阴极指向晶体管822的基极的方向。
节点856经由由LED826和LED827组成的串联电路与节点861连接。节点861经由由模块814和二极管834组成的串联电路与节点857连接，其中二极管834的阴极指向节点857的方向。节点856经由电容器828与节点861连接。节点856与pnp晶体管829的发射极连接。晶体管829的集电极与节点857连接。晶体管829的基极经由电阻器830与npn晶体管831的集电极连接。晶体管831的发射极与节点861连接。晶体管831的基极经由由电阻器832、二极管833和电压源854组成的串联电路与节点805连接，其中二极管833的阴极指向晶体管831的基极的方向。
节点857经由由LED835和LED836组成的串联电路与节点862连接。节点862经由与二极管843串联连接的模块815与节点858连接，其中二极管843的阴极指向节点858的方向。节点857经由电容器837与节点862连接。节点857与pnp晶体管838的发射极连接。晶体管838的集电极与节点858连接。晶体管838的基极经由电阻器839与npn晶体管840的集电极连接。晶体管840的发射极与节点862连接。晶体管840的基极经由由电阻器841、二极管842和电压源853组成的串联电路与节点805连接，其中二极管842的阴极指向晶体管840的基极的方向。
在此，要注意的是，与电容器819(相应地在其他区段中)并联设置的二极管817、818的数量仅示例性地为二。每区段的二极管的其他(例如也不同的)数量也是可行的。
节点858经由由LED844和LED845组成的串联电路与节点863连接。节点863经由与二极管812串联连接的模块816与节点864连接，其中二极管812的阴极指向节点864的方向。节点858经由电容器846与节点863连接。节点858与pnp晶体管847的发射极连接。晶体管847的集电极与节点864连接。晶体管847的基极经由电阻器848与npn晶体管849的集电极连接。晶体管849的发射极与节点863连接。晶体管849的基极经由由电阻器850、二极管851和电压源852组成的串联电路与节点805连接，其中二极管851的阴极指向晶体管849的基极的方向。
节点864与晶体管811的集电极连接。
模块813、814、815和816分别具有由LED组成的串联电路。由LED组成的串联电路在每模块中尤其不同地实施，使得不同的电压降在模块813至816的每一个上。例如，模块813至816能够构成为，使得得到：
-模块813上的电压降：150V，
-模块814上的电压降：70V，
-模块815上的电压降：30V和
-模块816上的电压降：10V。
关于图8要注意的是，LED的阴极分别朝向节点805的方向定向。
例如，在图8中示出的电路具有下述构件或大小(电阻器以欧姆为单位，电容器以法拉为单位)R_808＝200k；R_809＝3.3k；R_810＝100；R_821＝R_830＝R_839＝R_848＝10k；R_823＝R_832＝R_841＝R_850＝1M；C_819＝C_828＝C_837＝C_846＝1μ。
用于LED的当前的运行电路具有高的效率并且能够以低的成本制造。有利地，可行的是，电功率均匀地或以高的均匀性在LED区段上分布。可选地，控制沿着LED链的功率分布。所提出的解决方案还允许接近1.0的功率因数进而允许小的或可良好控制的谐波。电路是可集中调光的，例如经由可调节的线性调节器。另一个优点是小的结构空间，因为不需要磁性部件(扼流圈等)。从中也得出好的电磁兼容性。
在下文中根据三级电路描述根据本发明的电路的工作方式，所述三级电路基于图7的电路。因此，根据图10a，三个级781、782、783以串联电路设置。“最下面的”级781最靠近电路的参考点704设置，即所述级相对于参考点具有最小的电势差。
在串联电路中的下一级782是所谓设置在最下面的级781“上方”并且相对于级781具有较高的电势，进而相对于参考点704具有较高的电势差。相邻设置的级的差别因此主要在于电势，其中通过定义“更靠下的”级与通过定义“更靠上的”级相比相对于参考点具有较小的电势。
最靠近电路的参考点704设置的级781(即最下面的级)具有电路的最小的正向电压。在一个实施方式中，相对于参考点具有较高的电势差的下一级782(即更靠上的级)具有较高的正向电压。这在该实施方式中为后面的级延续。在另一个实施方式中，依次的级的正向电压分别基于最下面的级加倍，所述最下面的级相对于参考点具有最小的电势差。
在一个实施方式中，由区段的正向电压的子集形成的所有总和电压是不同的。在此能够将由至少两个区段的正向电压组成的每个总和视作为正向电压的子集，然而所述区段不必直接在串联电路中相邻设置。所有区段的总和不是子集并且表示最高可能的总电压。总电压在此不应相应于区段的正向电压。
图9a示出电网半波作为经过整流的电网电压U703以及其他的施加在图7或图10a中的相应的节点上的电压。经过整流的电网电压施加在节点703上。I703是基于用于驱动的经过整流的电网电压U703穿过LED的电流，即基本上是电网电流。所有电压相对于节点704测量，所述节点因此是电路的参考点。图9a或图10a中的电压U758相应于节点758上的电压。图9a或图10a中的电压U764相应于节点764上的电压，所述节点同时是第一级的基点。
图9a或图10a中的电压U757相应于节点757上的电压。图9a或图10a中的电压U763相应于节点763上的电压，所述节点同时是第二级的基点。
图9a或图10a中的电压U756相应于节点756上的电压。图9a或图10a中的电压U762相应于节点762上的电压，所述节点同时是第三级的基点。
电压U754相应于电压源754的电压并且在此是用于开关的阈值电压。
电路的操作模式现在以从零至七的各个阶段描述，所述阶段的电流在图10b至10i中示出。阶段的数量从电路的级的数量中得出。在三个级的情况下，电路以最多23＝8个阶段工作。在N级的情况下，电路因此以最多2N个阶段工作。
零至七的各个阶段在图9a中以经过整流的电网电压U703关于时间t的时间分布曲线绘制。
在图9b中示出穿过级783、782、781的各个LED区段的电流I708、I709、I710。
良好可见的是，总电流I703根据阶段分布到各个LED区段上，即近似“斩波”。概览、即所述电流的包络线然后提供虚线绘制的正弦形的除零阶段之外的总电流，在零阶段中没有LED区段发光，并且产生穿过晶体管752的电流，以便实现相应好的功率因数校正。通过电流I703的跟随电网电压的正弦形的分布曲线，得出电路的非常好的功率因数。
零阶段中的电流分布曲线在图10b中示出。零阶段的条件是，各个级的所有的基点电压U764、U763、U762小于阈值电压U754。电路的尺寸应设计成，使得阈值电压U754小于第一级的串联连接的LED的正向电压。在零阶段中，全部驱动晶体管747、737、727导通，进而全部LED被跨接，并且没有LED直接由电网电流I703供给。这由经过整流的电网电压U703的小的瞬时电压造成。零阶段始终在电网电压过零周围出现。虽然在所述阶段中存在的LED都不由电网电流I703供给，尽管如此由于始终激活的电流调节器，与电网电压成比例的小的电网电流流动。
为了更好的理解，在下文中描述不同级的操控电路的工作方式。
电子短路开关或驱动晶体管747、737、727由电子比较开关或比较晶体管749、739、729接通和切断。比较晶体管由电容器744、734、724以必要的电压供给。因为所有驱动晶体管导通，各个级781、782、783的基点电压U764、U763和U762小于阈值电压U754。阈值电压U754经由作为测量二极管工作的二极管751、741、731和基极电阻器750、740、730施加到比较晶体管749、739、729的基极上。因此，所有比较晶体管导通并且经由集电极电阻器748、738、728也使驱动晶体管747、737、727导通。
阶段一中的电流分布曲线在图10c中示出。用于阶段一的条件是，第一级781的基点电压U764大于阈值电压U754，并且其他级的其余的基点电压U763和U762小于阈值电压U754。在阶段一中，驱动晶体管737、727导通，进而第二级782和第三级783的LED被跨接，并且所述LED都没有直接由电流I703供给。因为第一级781的比较晶体管749由于上述条件在从阶段零过渡到阶段一时关断，所以驱动晶体管747变成高阻并且能够使经过整流的电网电压U703的电流I703流过第一级的LED。所述变成高阻在下文中也称作为与相关的驱动晶体管关联的区段的隔离。同时，电容器744经由作为退耦二极管工作的二极管745再充电到第一级781的LED的当前的正向电压上，并且二极管751关断。由于第二级782和第三级783的较高的正向电压，与其关联的基点电压U763和U762仍小于阈值电压U704，因此相关的比较晶体管739和729不受第一级的开关动作影响还保持能导通的进而也能够接通相关的驱动晶体管737、727。第一级的开关动作，尤其是电压U758在阶段零和阶段一之间向下到大约阈值电压U754的值的电压突变由作为电流调节晶体管以线性运行的方式工作的晶体管752接收。
阶段二中的电流分布曲线在图10d中示出。用于阶段二的条件是，第二级782的基点电压U763大于阈值电压U754，并且其他级的其余的基点电压U764和U762小于阈值电压U754。在阶段二中，驱动晶体管747、727导通，进而第一级781和第三级783的LED是跨接的，并且所述LED都没有直接由I703供给。当第二级782的基点电压U763大于阈值电压U754时，阶段一过渡到阶段二中。由此，二极管741和比较晶体管739关断，因此驱动晶体管737也变成高阻并且能够将电流I703供给第二级的LED。同时，电容器734经由作为退耦二极管工作的二极管735再充电到第二级782的LED的当前的正向电压上。通过关断驱动晶体管737，第一级781的基点电压U764突变到阈值电压U754之下，由此第一级781的比较晶体管749再次接通。因此，相关的驱动晶体管747也导通并且接收电流I703。由于第三级783与第二级782相比较高的正向电压，相关的基点电压U762仍总是小于阈值电压U704，因此相关的比较晶体管729不受第一级和第二级的开关动作影响还保持能导通进而使相关的驱动晶体管727接通。第一级和第二级的开关动作，尤其是电压U758的阶段一和阶段二之间向下到大约阈值电压U754的值的电压突变由作为电流调节晶体管以线性运行的方式工作的晶体管752接收。第二级的开关动作引起相关的LED正向电压较小的第一级的相反的开关动作，所述LED位于参考点704和第二级之间。
阶段三中的电流分布曲线在图10e中示出。用于阶段三的条件是，第一级781的基点电压U764和第二级782的基点电压U763大于阈值电压U754，并且仅第三级的基点电压U762仍小于阈值电压U754。在阶段三中，唯一的驱动晶体管727导通，进而第三级783的LED是跨接的，并且所述LED都没有直接由I703供给。当第一级781的基点电压U764大于阈值电压U754时，阶段二过渡到阶段三中。通过由此引起的关断驱动晶体管747，电压U758突变到大约阈值电压U754的数值上，电压U758的所述突变由晶体管752接收。同时，电容器744经由作为退耦二极管工作的二极管745重新再充电到第一级781的LED的当前的正向电压上。
阶段四中的电流分布曲线在图10f中示出。用于阶段四的条件是，具有LED的最高的正向电压的第三级783的基点电压U762最终也大于阈值电压U754，并且其他级的其余的基点电压U764和U763仍小于阈值电压U754。在阶段四中，驱动晶体管747、737导通，进而第一级781和第二级782的LED是跨接的，并且所述LED都没有直接由I703供给。当第三级783的基点电压U762大于阈值电压U754时，阶段三过渡到阶段四中。由此，二极管731和比较晶体管729关断，因此驱动晶体管727也变成高阻并且能够将电流I703供给第三级的LED。同时，缓冲电容器724经由退耦二极管725再充电到第三级783的LED的当前的正向电压上。通过关断驱动晶体管727，第一级781的基点电压U764和第二级782的基点电压U763突变到阈值电压U754之下，由此这两级的比较晶体管749和739再次接通。因此，相关的驱动晶体管747和737也再次导通并且接收电流I703。所有三个级的开关动作，尤其是电压U758在阶段三和阶段四之间的电压突变由晶体管752接收。第三级的开关动作引起所属的LED的正向电压分别较小的朝向参考点704的方向的第一级和第二级的相反的开关动作。
阶段五中的电流分布曲线在图10f中示出。用于阶段五的条件是，第一级781的基点电压U764和第三级783的基点电压U762大于阈值电压U754，并且仅第二级的基点电压U763仍小于阈值电压U754。在阶段五中，仅驱动晶体管737导通，因此第二级782的LED是跨接的，并且所述LED都没有直接由I703供给。当第一级781的基点电压U764大于阈值电压U754时，阶段四过渡到阶段五中。通过由此引起的关断驱动晶体管747，电压U758向下突变到大约阈值电压U754的数值上，电压U758的所述突变由晶体管752接收。同时，电容器744经由作为退耦二极管工作的二极管745重新再充电到第一级781的LED的当前的正向电压上。
阶段六中的电流分布曲线在图10h中示出。用于阶段六的条件是，第二级782的基点电压U763和第三级783的基点电压U762大于阈值电压U754，并且仅第一级781的基点电压U764仍小于阈值电压U754。在阶段六中，驱动晶体管747导通，进而第一级781的LED是跨接的，并且所述LED都没有直接由电流I703供给。当第二级782的基点电压U763大于阈值电压U754时，阶段五过渡到阶段六中。由此，二极管741和比较晶体管739关断，因此驱动晶体管737也变成高阻并且能够将电流I703供给第二级的LED。同时，电容器734经由作为退耦二极管工作的二极管735再充电到第二级782的LED的当前的正向电压上。通过关断驱动晶体管737，第一级781的基点电压U764突变到阈值电压U754之下，由此第一级781的比较晶体管749再次接通。因此，驱动晶体管747也导通并且接收电流I703。因为供给LED的电流I703与经过整流的电网电压U703成比例地增大，在阶段六结束时出现最高的电流值，所述最高的电流值必须由三个驱动晶体管中的一个引起。第一级和第二级的开关动作，尤其是电压U758在阶段五和阶段六之间的电压突变由晶体管752接收。第二级的开关动作引起相关的LED的正向电压较小的第一次的相反的开关动作，所述LED位于第二级和参考点704之间。
阶段七中的电流分布曲线在图10i中示出。用于阶段七的条件是，所有级的基点电压U764、U763、U762大于阈值电压U754。在阶段七中，驱动晶体管都不再导通，进而所有级的LED都没有直接由I703供给。当第一级781的基点电压U764大于阈值电压U754时，阶段六过渡到阶段七中。通过由此引起的关断驱动晶体管747，电压U758向下突变到大约阈值电压U754的数值上，电压U758的所述突变由晶体管752接收。同时，电容器744经由作为退耦二极管工作的二极管745重新再充电到第一级781的LED的当前的正向电压上。因为这在电网四分之一周期中四次出现，电容器744与在相同的时间区间中仅再充电两次的电容器734相比大小能够设计成较小的，并且所述电容器744与缓冲电容器724相比大小又能够设计成较小的，所述缓冲电容器在相同的时间段中仅再充电一次。
在经过整流的电网电压U703再次变小时，向后以相似的方式经过阶段零至六。在此，开关判据是，第一级781的基点电压U764或第二级782的基点电压U763下降到阈值电压U754下。在从阶段四过渡到阶段三时，第三级783的基点电压U762下降到阈值电压U754之下。
附图标记列表
101-103      LED区段
104          电流调节器
105          电网交流电压
106          整流器
SW1至SW3     (电子)开关
C1至C3       缓冲电容器
D1至D3       (退耦)二极管
301-302      节点
303          比较器
304-307      电阻器
308          比较器
309-312      电阻器
313          比较器
314-317       电阻器
401-403       电压源
501           电网交流电压
502           整流器
503-504       节点
505           二极管
506-507       电阻器
508           pnp晶体管
509           电压源
510-517       电阻器
518-521       模块(LED区段或LED区段的一部分)
522a-522d     模块(见图6)
523-528       模块522a-522d的端子
529-530       节点
531           电阻器
601-603       二极管
604-605       LED
606           节点
607           金属氧化物半导体场效应管
608           电阻器
609-610       电容器
611        npn晶体管
612-613    pnp晶体管
614-616    电阻器
617        npn晶体管
618        电阻器
619        npn晶体管
620        二极管
621        节点
701        电网交流电压
702        整流器
703-704    节点
705        电阻器
706        二极管
707-710    模块
711        电阻器
712-713    LED
714        缓冲电容器
715        退耦二极管
716        电容器
717        pnp晶体管
718        电阻器
719        npn晶体管
720        电阻器
721        二极管
722-723    LED
724        缓冲电容器
725        退耦二极管
726        电容器
727        pnp晶体管
728        电阻器
729        npn晶体管
730        电阻器
731        二极管
732-733    LED
734        电容器
735        二极管
736        电容器
737        pnp晶体管
738        电阻器
739        npn晶体管
740        电阻器
741        二极管
742-743    LED
744        电容器
745        二极管
746        电容器
747        pnp晶体管
748        电阻器
749        npn晶体管
750        电阻器
751        二极管
752        npn晶体管
753        电阻器
754        电压源
755-764    节点
781-784    第一至第四级
801        电网交流电压
802        整流器
803        节点
805        节点
808-810    电阻器
811        npn晶体管
812        二极管
813-816    模块
817-818    LED
819        缓冲电容器
820        pnp晶体管
821        电阻器
822        npn晶体管
823        电阻器
824-825    二极管
826-827    LED
828        缓冲电容器
829        pnp晶体管
830        电阻器
831        npn晶体管
832        电阻器
833-834    二极管
835-836    LED
837        缓冲电容器
838        pnp晶体管
839        电阻器
840        npn晶体管
841        电阻器
842-843     二极管
844-845      LED
846         缓冲电容器
847         pnp晶体管
848         电阻器
849         npn晶体管
850         电阻器
851         二极管
852-855     电压源
856-864     节点
U703         经过整流的电网电压
U756-758      节点电压
U762-764      各个级的基点电压
U754         阈值电压
I703         电网电流
I708-710      穿过各个LED区段的电流

Claims (19)

1.一种用于操控半导体发光元件的电路，
-其中所述电路由经过整流的电网电压(U703)供给，
-所述电路具有至少两个串联连接的区段(101，102，103)，所述区段分别具有一个或多个串联连接的半导体发光元件，
-其中所述半导体发光元件在所述区段中的至少两个区段中是不同的，由此得出所述区段的不同的正向电压，
-所述电路具有各一个用于操控区段的驱动器，其中所述驱动器具有至少一个电子开关(SW3，717，820，727)，借助所述电子开关能够跨接所述区段，
其中电路装置设计成，使得根据经过整流的所述电网电压(U703)的瞬时值以及根据相邻的所述区段的跨接状态决定：跨接与其关联的区段。
2.根据权利要求1所述的电路，其中具有较小的所述正向电压的区段设置在接近所述电路的参考点(302，503，704，805)的串联电路之内。
3.根据权利要求1或2所述的电路，其中每个驱动器都具有峰值探测器，所述峰值探测器存储有所述区段的当前的正向电压。
4.根据权利要求3所述的电路，其中每个驱动器都具有基点，所述基点的电势取决于所述区段的正向电压的在所述峰值探测器中存储的值。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述驱动器包括比较元件(303，308，313，749，849)，由此每个驱动器总是在基点和输入到所述驱动器中的阈值电压(509，754)之间的电势差改变其符号时才切换与其关联的区段。
6.根据权利要求4或5所述的电路，其中每个驱动器配设有个体的阈值电压(401，402，403，852，853，854，855)。
7.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中所述区段中的至少两个区段具有半导体发光元件，所述半导体发光元件至少部分地在其正向电压、其颜色、其大小、其结构形式和/或其数量方面是不同的。
8.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中全部区段的正向电压是不同的。
9.根据权利要求8所述的电路，其中所有区段的子集的正向电压的全部可行组合的总和和各个区段的正向电压始终得出不同的值。
10.根据权利要求8或9所述的电路，其中串联连接的所述区段(781，782，783，784)的导通电压(Uf1，Uf2，Uf3)基于关于所述参考点(704)具有最小电势的区段(781)分别加倍。
11.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中切换相对于所述参考点具有较大的电势差的区段引起对相对于所述参考点具有较小的电势差的至少一个区段的切换。
12.根据权利要求11所述的电路，其中跨接相对于所述参考点具有较大的电势差的区段引起对相对于所述参考点具有较小的电势差的相邻的区段的隔离，并且反之亦然。
13.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中所述区段与电流调节器(104)串联连接。
14.根据权利要求13所述的电路，其中所述电流调节器(104)具有电阻性元件或线性调节器(508，752，811)。
15.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中相对于所述参考点(704)具有最大的电势差的驱动器的电子开关以对应于双倍的电网频率的开关频繁性激活，并且其中其他级的电子开关以为双倍的电网频率的多倍的开关频繁性激活。
16.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中与至少一个区段的半导体发光元件(101，712-707-713，817-818)并联连接有缓冲电容器(C3，714，819，724)，其中与至少一个所述区段(101，102)串联设置有退耦二极管(D1，D3，715，725，825)，并且所述电子开关(SW3，717，820，727)与由区段和退耦二极管组成的串联电路并联设置，使得所述退耦二极管防止所述缓冲电容器经由所述电子开关放电。
17.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中所述驱动器中的至少一个具有由电容器(734，744)和二极管(735，745)组成的串联电路，其中所述串联电路与所述区段的所述半导体发光元件(722-708-723，732-709-733，742-710-743)并联设置，所述驱动器控制所述区段。
18.根据上述权利要求中任一项所述的电路，其中所述缓冲电容器经由能松开的连接构成为是能更换的。
19.根据上述权利要求中任一项所述的电路，
-其中所述驱动器包括电子的短路开关(717)，借助所述短路开关能够将与所述驱动器关联的区段短路，
-其中所述短路开关(717)的基极端子经由第一限流元件(718)与电子的比较开关(719)的集电极端子连接，
-其中所述比较开关(719)的发射极端子与同所述驱动器关联的区段的端子连接，
-其中所述比较开关(719)的基极端子与经过整流的电网交流电压(701)的极连接。
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