KR20140090660A - 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법 - Google Patents

송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20140090660A
KR20140090660A KR1020147015285A KR20147015285A KR20140090660A KR 20140090660 A KR20140090660 A KR 20140090660A KR 1020147015285 A KR1020147015285 A KR 1020147015285A KR 20147015285 A KR20147015285 A KR 20147015285A KR 20140090660 A KR20140090660 A KR 20140090660A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
data
transmission
interleaving
section
frequency
Prior art date
Application number
KR1020147015285A
Other languages
English (en)
Inventor
신고 아사쿠라
겐이치 무라야마
마코토 다구치
다쿠야 시토미
가즈히코 시부야
Original Assignee
닛폰호소쿄카이
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 닛폰호소쿄카이 filed Critical 닛폰호소쿄카이
Publication of KR20140090660A publication Critical patent/KR20140090660A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2626—Arrangements specific to the transmitter only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0613—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission
    • H04B7/068—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using simultaneous transmission using space frequency diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/06—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station
    • H04B7/0697—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the transmitting station using spatial multiplexing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
    • H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
    • H04B7/0842—Weighted combining
    • H04B7/0848—Joint weighting
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/10—Polarisation diversity; Directional diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H04L1/0071—Use of interleaving
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
    • H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/11—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits using multiple parity bits
    • H03M13/1102—Codes on graphs and decoding on graphs, e.g. low-density parity check [LDPC] codes
    • H03M13/1148—Structural properties of the code parity-check or generator matrix
    • H03M13/116—Quasi-cyclic LDPC [QC-LDPC] codes, i.e. the parity-check matrix being composed of permutation or circulant sub-matrices
    • H03M13/1165—QC-LDPC codes as defined for the digital video broadcasting [DVB] specifications, e.g. DVB-Satellite [DVB-S2]
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/03—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words
    • H03M13/05—Error detection or forward error correction by redundancy in data representation, i.e. code words containing more digits than the source words using block codes, i.e. a predetermined number of check bits joined to a predetermined number of information bits
    • H03M13/13—Linear codes
    • H03M13/15—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H03M13/151—Cyclic codes, i.e. cyclic shifts of codewords produce other codewords, e.g. codes defined by a generator polynomial, Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes using error location or error correction polynomials
    • H03M13/152—Bose-Chaudhuri-Hocquenghem [BCH] codes
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M13/00—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes
    • H03M13/29—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes
    • H03M13/2906—Coding, decoding or code conversion, for error detection or error correction; Coding theory basic assumptions; Coding bounds; Error probability evaluation methods; Channel models; Simulation or testing of codes combining two or more codes or code structures, e.g. product codes, generalised product codes, concatenated codes, inner and outer codes using block codes
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L2001/0092—Error control systems characterised by the topology of the transmission link
    • H04L2001/0093—Point-to-multipoint

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)

Abstract

복수의 안테나를 사용하여 MIMO 전송을 행하는 MIMO 시스템에 있어서, BER 특성을 개선한다. 송신 장치(1)는, 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 캐리어 심볼을 생성하는 매핑부(13)와, 상기 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나(17)마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 주파수·송신 안테나간 인터리브부(주파수·편파간 인터리브부(15))와, 상기 송신 안테나(17)마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나(17)를 통해서 OFDM 신호를 송신하는 출력 처리부(16)를 구비한다.

Description

송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법{TRANSMISSION DEVICE, RECEPTION DEVICE, TRANSMISSION METHOD, AND RECEPTION METHOD}
관련 출원의 상호 참조
본 출원은 2011년 11월 18일에 출원된 일본국 특허출원2011-253146호, 및 2012년 8월 22일에 출원된 일본국 특허출원2012-183571호의 우선권을 주장하며, 이들 선출원의 개시 전체는 참조를 위하여 본 명세서에 도입된다.
기술 분야
본 발명은 상이한 복수의 안테나를 사용하여 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 전송을 행하는 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 MIMO 시스템에서, 복수 안테나 간에 인터리브(interleaving)를 행하는 송신 장치, 및 복수 안테나 간에 디인터리브(deinterleaving)를 행하는 수신 장치, 및 그들의 방법에 관한 것이다.
일본의 지상 디지털 방송 방식인 ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial)는, 고정 수신기용 하이비전 방송(또는 복수 표준 화질 방송)을 실현하고 있다. 차세대의 지상 디지털 방송 방식에서는, 종래의 하이비전과 달리, 3D 하이비전 방송이나 하이비전의 16배의 해상도를 갖는 슈퍼하이비전 등, 정보량이 더욱 많은 서비스를 제공하는 것이 요구되고 있다.
최근, 무선 데이터 전송 용량을 확대하기 위한 방법으로서, 복수의 송수신 안테나를 사용하는 MIMO(Multiple Input Multiple Output) 시스템이 제안되어 있다. MIMO를 사용하는 전송 시스템에서는, 공간 분할 다중(SDM : Space Division Multiplexing) 및 시공간 부호(STC : Space Time Codes)가 사용된다. SDM의 실현예로서는, 수평 편파(polarized waves) 및 수직 편파의 양쪽 편파를 동시에 사용하는 편파 MIMO 방식 등이 제안되어 있다.
복수의 송수신 안테나를 사용한 MIMO 전송에 있어서의 방송 서비스를 상정한 실제의 채널에서는, 반사 특성의 차이 등으로 한쪽의 수신 안테나만 수신 레벨이 크게 떨어지는 경우가 있다. SDM 전송에서는 복수 안테나에 의해 각각 개별적으로 스트림을 전송하기 때문에, 한쪽 안테나의 수신 레벨 저하에 따른 비트 오류율(BER : Bit Error Rate) 특성의 열화에 의하여, 시스템 전체의 BER 특성도 크게 열화된다.
종래, ISDB-T 방식에서는, 오류 정정의 효율을 올리기 위하여, 송신 데이터의 순서를 재배치하는, 비트 인터리브, 시간 인터리브, 및 주파수 인터리브가 채용되고 있다(예를 들면, 비특허문헌 1 참조). 또한, IEEE 802.11의 인터리브를 MIMO 시스템으로 확장하고, 1개의 스트림을 비트 단위로 복수의 송신기에 할당하여, 각 송신기 단위로 비트 인터리브를 행하는 기법이 알려져 있다(예를 들면, 특허문헌 1 참조).
일본국 특표2008-505558호 공보
"지상 디지털 텔레비전의 전송 방식", ARIB STD-B31, 사단법인 전파산업회
복수 안테나(예를 들면, 2개의 안테나)를 사용하여 각각 개별적으로 스트림을 전송하는 SDM-MIMO 전송에 있어서, 안테나 1의 수신 레벨을 R1, 안테나 2의 수신 레벨을 R2, 안테나 1의 비트 오류율을 BER1, 안테나 2의 비트 오류율을 BER2로 하면, 양쪽 안테나 모두를 사용한 MIMO 전송 시스템 전체의 수신 레벨 R, 및 비트 오류율 BER은, 각각의 평균을 취하여, 다음 식(1), (2)와 같이 나타낼 수 있다.
R=(R1+R2)/2 (1)
BER=(BER1+BER2)/2 (2)
실제로 야외에서 행하는 SDM-MIMO 전송에서는, 각 안테나로부터 방출되는 전파의 채널 특성의 차이 등의 요인으로, 장소에 따라 안테나 간에 큰 레벨차가 발생한다. 채널에 의해서만 수신 레벨이 내려가 비트 오류율이 열화되었을 경우, 상기 식으로부터 시스템 전체의 비트 오류율도 열화된다. 도 23은 안테나 각각의 BER 특성을 실선, 합성 후의 BER 특성을 파선으로 나타내고 있다. 이것으로부터, 합성 후의 BER 특성이 열화되는 것을 알 수 있다. 따라서, 복수 안테나를 사용한 SDM-MIMO 전송에서는, 안테나 간의 레벨차에 의해 야기되는 BER 특성의 열화로 인하여 안정적인 수신이 부족하고, 수신 가능 에어리가 좁아지는 문제들이 있었다.
본 발명의 목적은, 상기 문제들을 해결하기 위하여, SDM-MIMO 전송을 행하는 MIMO 시스템에 있어서, BER 특성을 개선하는 것이 가능한 송신 장치, 수신 장치, 및 그들의 방법을 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 송신 장치는, OFDM 신호를 복수의 송신 안테나를 사용하여 송신하는 송신 장치로서, 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 캐리어 심볼을 생성하는 매핑부와, 상기 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 주파수·송신 안테나간 인터리브부(후술하는 실시형태에서는 주파수·편파간 인터리브부)와, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나를 통해서 OFDM 신호를 송신하는 출력 처리부를 구비한다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는, 상기 캐리어 심볼을 소정 수씩 분배하여 각 송신 안테나의 데이터를 생성하는 데이터 분배부와, 상기 각 송신 안테나의 데이터를, 1 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 인터리브 처리하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 주파수 인터리브부를 구비할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 데이터 분배부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, I데이터 및 Q데이터를 최소 단위로 해서 소정 수씩 분배하여, 상기 각 송신 안테나의 데이터를 생성할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는, 상기 캐리어 심볼을 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 인터리브 처리하여, 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 세그먼트간 인터리브부와, 상기 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 소정 수씩 분배하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 데이터 분배부를 구비할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 세그먼트간 인터리브부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, I데이터 및 Q데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 인터리브 처리하여, 상기 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 생성할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는, 상기 캐리어 변조를 실시한 데이터의 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼의 배치를 결정하는 난수 테이블을 기억하는 난수 테이블 기억부와, 상기 캐리어 심볼을 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 상기 난수 테이블을 참조하여 재배치하는 데이터 랜더마이즈부와, 상기 데이터 랜더마이즈부에 의해 재배치된 캐리어 심볼을 소정 수씩 분배하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 데이터 분배부를 구비할 수 있다.
또한, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 데이터 랜더마이즈부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, I데이터 및 Q데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 상기 난수 테이블을 참조하여 재배치할 수 있다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 송신 장치는, 복수 채널의 OFDM 신호를 각 채널당 복수의 송신 안테나를 사용하여 송신하는 송신 장치로서, 복수 채널분의 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 복수 채널분의 캐리어 심볼을 생성하는 매핑부와, 상기 복수 채널분의 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 주파수·송신 안테나간 인터리브부(후술하는 실시형태에서는 주파수·편파·채널간 인터리브부)와, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나를 통해서 OFDM 신호를 송신하는 출력 처리부를 구비한다.
또, 본 발명에 따른 송신 장치에 있어서, 상기 출력 처리부는 수평 편파용 안테나(horizontal polarized wave antenna) 및 수직 편파용 안테나(vertical polarized wave antenna)를 통하여, 또는 우선원 편파용 안테나(right-handed circularly polarized wave antenna) 및 좌선원 편파용 안테나(left-handed circularly polarized wave antenna)를 통하여 상기 OFDM 신호를 송신한다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 수신 장치는, OFDM 신호를 복수의 수신 안테나를 사용하여 수신하는 수신 장치로서, 복수의 수신 안테나에 의해 수신한 OFDM 신호를 채널 응답을 사용하여 파형 등화(waveform equalization) 및 분리한 분리 신호를 생성하는 MIMO 검출부와, 상기 분리 신호에 대하여, 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제1 디인터리브부(후술하는 실시형태에서는 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25) 또는 제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부(32))와, OFDM 신호의 잡음 분산을 산출하는 잡음 분산 산출부와, 상기 잡음 분산을 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제2 디인터리브부(후술하는 실시형태에서는 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27) 또는 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부(33))와, 상기 제1 주파수·수신 안테나간 디인터리브부에 의해 디인터리브 처리된 분리 신호, 및 상기 제2 주파수·수신 안테나간 디인터리브부에 의해 디인터리브 처리된 잡음 분산을 사용하여 우도비(likelihood ratio)를 산출하는 우도비 산출부와, 상기 우도비를 사용하여 오류 정정 부호를 복호하는 오류 정정 부호 복호부를 구비한다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 송신 방법은, 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 송신 방법으로서, 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 캐리어 심볼을 생성하는 스텝과, 상기 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 스텝과, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 스텝을 포함한다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 송신 방법은, 각 채널당 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 송신 방법으로서, 복수 채널분의 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 복수 채널분의 캐리어 심볼을 생성하는 스텝과, 상기 복수 채널분의 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 스텝과, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 스텝을 포함한다.
또한, 상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명에 따른 수신 방법은, 복수의 수신 안테나로부터 수신한 OFDM 신호를 처리하는 수신 방법으로서, OFDM 신호를 채널 응답을 사용하여 파형 등화 및 분리한 분리 신호를 생성하는 스텝과, 상기 분리 신호에 대하여, 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제1 디인터리브 스텝과, OFDM 신호의 잡음 분산을 산출하는 스텝과, 상기 잡음 분산을 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제2 디인터리브 스텝과, 상기 제1 디인터리브 스텝에 의해 디인터리브 처리된 분리 신호, 및 상기 제2 디인터리브 스텝에 의해 디인터리브 처리된 잡음 분산을 사용하여 우도비를 산출하는 스텝과, 상기 우도비를 사용하여 오류 정정 부호를 복호하는 스텝을 포함한다.
본 발명에 따르면, SDM-MIMO 전송을 행하는 MIMO 시스템에 있어서, 편파(polarized waves) 간에서의 인터리브 처리를 행함으로써, BER 특성을 개선할 수 있다. 이에 따라, 수신 가능 에어리어가 확대될 수 있으며, 수신이 안정화될 수 있다.
이하, 첨부 도면들을 참조하여 본 발명을 더 설명하도록 한다.
도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 수신 장치에 있어서의 잡음 분산 산출부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제1 예의 주파수·편파간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제1 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 6은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제1 예의 데이터 로테이션부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 7은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제1 예의 데이터 랜더마이즈부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 8은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치와의 비교를 위하여 나타내는, 매핑 전의 비트 데이터에 대하여 데이터 분배를 행하는 송신 장치의 구성을 나타내는 도면이다.
도 9는 도 1에 나타내는 송신 장치(1)와, 도 8에 나타내는 송신 장치(1')의 비트 오류율의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 10은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제2 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 11은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제3 예의 주파수·편파간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 12는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제3 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 13은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파간 인터리브의 제4 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 14는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제5 예의 주파수·편파간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 15는 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치의 비트 오류율의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다.
도 16은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 17은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 18은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제1 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 19는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제3 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 20은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파·채널간 인터리브의 제3 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 21은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 주파수·편파·채널간 인터리브의 제4 예의 세그먼트간 인터리브부의 처리를 설명하는 도면이다.
도 22는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치에 있어서의 제5 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부의 구성을 나타내는 블록도이다.
도 23은 수신 레벨차에 기인하는 비트 오류율 특성의 열화를 나타내는 도면.
도 24는 본 발명에 따른 송신 방법을 나타내는 플로차트이다.
도 25는 본 발명에 따른 수신 방법을 나타내는 플로차트이다.
일반적으로 오류 정정 부호는, 데이터가 연속적으로 잘못되면 정정이 어렵다. 그 때문에, 송신 장치에서는 데이터를 인터리브 처리하고, 수신 장치에서는 수신한 데이터를 디인터리브 처리하여 원래의 데이터로 되돌림으로써, 오류 데이터를 전체적으로 분산시켜, 오류 정정 능력을 향상시키고 있다. 일본의 디지털 방송 방식인 ISDB-T에서는, 비트 인터리브 처리, 주파수 인터리브 처리, 시간 인터리브 처리를 각각 행함으로써, 다양한 조건 하에서 최적의 퍼포먼스를 실현하도록 설계되어 있다. 본 발명에서는, 이들 인터리브에 부가하여 송신 안테나간의 인터리브 처리를 행함으로써, 송신 안테나간의 레벨차에 의한 오류 데이터를 송신 안테나간에 분산시켜, MIMO 시스템 전체의 전송 특성을 개선한다. 이하, 복수 안테나를 사용한 MIMO의 일례로서, 수평 편파, 수직 편파의 직교성을 이용한 편파 MIMO를 설명한다. 단, 본 발명에 따른 송신 장치 및 수신 장치는, 편파 MIMO 전송뿐만 아니라, 일반적인 SDM-MIMO 전송에 대해서도 유효하다.
<제1 실시형태>
[송신 장치]
우선, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치에 대하여 설명한다. 송신 장치는, 복수의 송신 안테나로부터 각각 상이한 편파를 사용하여 OFDM 신호를 송신한다. 도 1은, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 송신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 1에 나타내는 바와 같이, 송신 장치(1)는, 오류 정정 부호화부(11)와, 비트 인터리브부(12)와, 매핑부(13)와, 시간 인터리브부(14)와, 주파수·편파간 인터리브부(15)와, 제1 편파용 출력 처리부(16-1)와, 제2 편파용 출력 처리부(16-2)와, 제1 편파용 송신 안테나(17-1)와, 제2 편파용 송신 안테나(17-2)를 구비한다. 제1 편파용 출력 처리부(16-1)는, 제1 편파용 OFDM 프레임 구성부(161-1)와, 제1 편파용 IFFT부(162-1)와, 제1 편파용 GI 부가부(163-1)를 구비한다. 제2 편파용 출력 처리부(16-2)는, 제2 편파용 OFDM 프레임 구성부(161-2)와, 제2 편파용 IFFT부(162-2)와, 제2 편파용 GI 부가부(163-2)를 구비한다. 비트 인터리브부(12)는, 후술하는 이유에 의해 DVB-C2(Digital Video Broadcasting-Cable 2) 방식을 답습한 것으로 한다. 그 외, 주파수·편파간 인터리브부(15)를 제외하는 각 블록의 처리는, ISDB-T 방식을 답습한 것으로 한다.
제1 편파용 출력 처리부(16-1)는 제1 편파용의 송신 데이터에 대한 처리를 행하고, 제2 편파용 출력 처리부(16-2)는 제2 편파용의 송신 데이터에 대한 처리를 행한다. 제1 편파 및 제2 편파는, 수평 편파 및 수직 편파나, 우선원 편파 및 좌선원 편파 등, 2종류의 분리 가능한 편파로 한다. 이하의 설명에 있어서, 제1 편파용과 제2 편파용으로 양자를 구별할 필요가 없을 경우에는, 제1 편파용 출력 처리부(16-1) 및 제2 편파용 출력 처리부(16-2)를 출력 처리부(16)라 칭하고, 제1 편파용 OFDM 프레임 구성부(161-1) 및 제2 편파용 OFDM 프레임 구성부(161-2)를 OFDM 프레임 구성부(161)라 칭하고, 제1 편파용 IFFT부(162-1) 및 제2 편파용 IFFT부(162-2)를 IFFT부(162)라 칭하고, 제1 편파용 GI 부가부(163-1) 및 제2 편파용 GI 부가부(163-2)를 GI 부가부(163)라 칭하고, 제1 편파용 송신 안테나(17-1) 및 제2 편파용 송신 안테나(17-2)를 송신 안테나(17)라 칭한다.
오류 정정 부호화부(11)는, 수신측에서 전송 오류를 정정 가능하게 하기 위하여, 입력되는 송신 신호를 오류 정정 부호화한다. 오류 정정은, 예를 들면 외부호(outer code)로서 BCH 부호를 사용하고, 내부호(inner code)로서 LDPC(Low Density Parity Check) 부호를 사용한다.
비트 인터리브부(12)는, 오류 정정 부호의 성능을 높이기 위하여, 오류 정정 부호화부(11)로부터 출력된 송신 신호를 비트 단위로 인터리브한다. 오류 정정에 외부호로서 LDPC 부호를 사용할 경우, 비트 인터리브 방법은 DVB-C2에서 사용되고 있는 방법 등에서 효과가 있음이 알려져 있다. DVB-C2의 비트 인터리브 방법에 대해서는, ETSI EN 302 769 V1.2.1(p. 32)이나, http://www.dvb.org/technology/dvbc2/를 참조할 수 있다.
매핑부(13)는, m비트/심볼로서 IQ평면으로의 매핑을 행하여, 변조 방식에 따른 캐리어 변조가 실시된 캐리어 심볼을 생성한다.
시간 인터리브부(14)는, 매핑부(13)로부터 입력되는 캐리어 심볼의 순서를 시간 방향으로 재배치한다.
주파수·편파간 인터리브부(15)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 시간 방향으로 인터리브 처리된 캐리어 심볼의 순서를, 주파수 방향 및 편파간(송신 안테나간)에서 재배치하여, 송신 안테나(17)마다 인터리브 처리된 데이터를 생성한다. 인터리브 처리의 구체예는 후술한다.
출력 처리부(16)는, 주파수·편파간 인터리브부(15)로부터 입력되는 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나(17)를 통해서 OFDM 신호를 송신한다. 송신 안테나(17)는, 수평 편파용 안테나 및 수직 편파용 안테나, 또는 우선원 편파용 안테나(right-handed circularly polarized wave antenna) 및 좌선원 편파용 안테나(left-handed circularly polarized wave antenna)이다.
OFDM 프레임 구성부(161)는, 주파수·편파간 인터리브부(15)로부터 입력되는 신호에 파일럿 신호(SP 신호), 제어 정보를 나타내는 TMCC 신호, 및 부가 정보를 나타내는 AC 신호를 삽입하고, 전(全)캐리어를 1 OFDM 심볼로 하여, 소정 수의 OFDM 심볼의 블록에 의해 OFDM 프레임을 구성한다.
IFFT부(162)는, OFDM 프레임 구성부(161)로부터 입력되는 OFDM 심볼에 대해서, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform : 역고속 푸리에 변환) 처리를 실시하여 시간 영역의 유효 심볼 신호를 생성한다.
GI 부가부(163)는, IFFT부(162)로부터 입력되는 유효 심볼 신호의 선두에, 유효 심볼 신호의 후반 부분을 카피한 가드 인터벌(guard interval)을 삽입하고, 직교 변조 처리 및 D/A 변환을 실시한 아날로그 신호를, 송신 안테나(17)를 통하여 외부에 송신한다.
[수신 장치]
다음으로, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 수신 장치에 대하여 설명한다. 수신 장치는, 상술한 송신 장치(1)로부터 송신되는 OFDM 신호를, 복수의 수신 안테나에 의해 수신한다. 도 2는, 본 발명의 제1 실시형태에 따른 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 2에 나타내는 바와 같이, 수신 장치(2)는, 제1 편파용 수신 안테나(21-1)와, 제2 편파용 수신 안테나(21-2)와, 제1 편파용 입력 처리부(22-1)와, 제2 편파용 입력 처리부(22-2)와, 채널 응답 산출부(23)와, MIMO 검출부(24)와, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)와, 잡음 분산 산출부(26)와, 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27)와, 우도비 산출부(28)와, 시간 디인터리브부(29)와, 비트 디인터리브부(30)와, 오류 정정 부호 복호부(31)를 구비한다. 제1 편파용 입력 처리부(22-1)는, 제1 편파용 GI 제거부(221-1)와, 제1 편파용 FFT부(222-1)와, 제1 편파용 파일럿 신호 추출부(223-1)를 구비한다. 제2 편파용 입력 처리부(22-2)는, 제2 편파용 GI 제거부(221-2)와, 제2 편파용 FFT부(222-2)와, 제2 편파용 파일럿 신호 추출부(223-2)를 구비한다.
제1 편파 및 제2 편파는, 송신 장치(1)의 제1 편파 및 제2 편파와 동일하다. 이하의 설명에 있어서, 제1 편파용과 제2 편파용으로 양자를 구별할 필요가 없을 경우에는, 제1 편파용 수신 안테나(21-1) 및 제2 편파용 수신 안테나(21-2)를 수신 안테나(21)라 칭하고, 제1 편파용 입력 처리부(22-1) 및 제2 편파용 입력 처리부(22-2)를 입력 처리부(22)라 칭하고, 제1 편파용 GI 제거부(221-1) 및 제2 편파용 GI 제거부(221-2)를 GI 제거부(221)라 칭하고, 제1 편파용 FFT부(222-1) 및 제2 편파용 FFT부(222-2)를 FFT부(222)라 칭하고, 제1 편파용 파일럿 신호 추출부(223-1) 및 제2 편파용 파일럿 신호 추출부(223-2)를 파일럿 신호 추출부(223)라 칭한다.
입력 처리부(22)는, 송신 장치(1)로부터 송신되는 OFDM 신호를, 수신 안테나(21)를 통하여 수신한다. GI 제거부(221)는, 수신한 OFDM 신호를 직교 복조(orthogonal demodulation) 처리하여 베이스밴드 신호를 생성하고, 그 후에 A/D변환에 의해 아날로그 신호를 생성한다. 그리고, GI 제거부(221)는, 가드 인터벌을 제거하여 유효 심볼 신호를 추출한다.
FFT부(222)는, GI 제거부(221)로부터 입력되는 유효 심볼 신호에 대해서, FFT(Fast Fourier Transform : 고속 푸리에 변환) 처리를 실시하여 복소 베이스밴드 신호(complex baseband signals)를 생성한다.
파일럿 신호 추출부(223)는, FFT부(222)로부터 입력되는 복소 베이스밴드 신호로부터 파일럿 신호(SP 신호)를 추출한다.
채널 응답 산출부(23)는, 파일럿 신호 추출부(223)로부터 입력되는 파일럿 신호를 사용하여 채널 응답을 산출한다.
MIMO 검출부(24)는, FFT부(222)로부터 입력되는 베이스밴드 신호를, 채널 응답 산출부(23)로부터 입력되는 채널 응답을 사용하여, ZF(Zero Forcing), MMSE(Minimum Mean Squared Error), BLAST(Bell Laboratories Layered Space-Time), MLD(Maximum Likelihood Detection) 등의 기지의 방법에 의해, 송신 장치(1)로부터 송신되는 복수의 편파 신호를 파형 등화(waveform equalization) 및 분리한 분리 신호(isolation signal)를 생성한다.
제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)는, MIMO 검출부(24)로부터 입력되는 분리 신호에 대하여, 주파수 방향 및 편파간(수신 안테나간)에서 디인터리브 처리(송신 장치(1)의 주파수·편파간 인터리브부(15)와 반대의 처리)를 행한다.
수신 장치(2)는, LDPC 복호에 필요한 우도비를 산출하기 위하여, 잡음 분산을 산출할 필요가 있다. 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)에 의해 디인터리브 처리된 데이터 캐리어(분리 신호)로부터 대역 전체의 잡음 분산을 산출해도 되지만, 보다 정밀도가 높은 잡음 분산을 산출하기 위해서는, 후술하는 바와 같이, 각 캐리어에 대하여 잡음 분산의 가중을 행할 필요가 있다. 따라서, 도 2에 나타내는 수신 장치(2)에서는, 잡음 분산 산출부(26)를, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)와 우도비 산출부(28)의 사이가 아닌, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)의 앞에 배치하고 있다.
잡음 분산 산출부(26)는, MIMO 검출부(24)로부터 입력되는 각 편파 신호로부터 잡음 분산을 산출한다. 잡음 분산(σ2)은, 캐리어 심볼이 본래 있어야 할 IQ 좌표 상의 심볼점과 실제로 관측된 캐리어 심볼의 심볼점(P)의 차이를 나타낸다. 잡음 분산(σ2)은 변조 오차비를 산출하여 역수를 취함으로써 얻어진다. 이것은, 대역 내 평균 전력을 1로 하는 정규화 계수(normalization factor)를 승산하고 있기 때문이다. 도 3은, 잡음 분산 산출부(26)의 처리를 설명하는 도면이다. 다양한 잡음 분산의 산출 방법이 존재하지만, 도 3에 나타내는 바와 같이, 심볼점(P)의 잡음 분산을 산출할 때에는, 다치(多値) 변조(도 3의 예에서는 64 QAM)되어 있는 데이터 심볼로부터 구하는 것보다, AC 심볼 및/또는 TMCC 심볼로부터 구하는 편이, 잘못 인식될 확률이 낮다. 그러므로, 잡음 분산 산출부(26)는, 데이터 심볼을 주파수·편파간 디인터리브 처리하기 전에, AC 심볼 및/또는 TMCC 심볼을 사용하여, OFDM 캐리어 심볼 전체의 평균 잡음 분산을 산출하는 것이 바람직하다.
채널에 멀티패스(multipath)가 존재할 경우에는, OFDM 캐리어들 간에서 전력이 상이하기 때문에 잡음 분산에 편차가 발생한다. 잡음 분산(σ2)은, 각 캐리어 심볼을 구성하는 비트 단위의 우도비를 구하기 위하여 필요하며, 캐리어마다의 잡음 분산을 될 수 있는 한 정확히 산출하는 것이 LDPC 복호의 성능을 결정한다. 그러므로, 채널 응답으로부터 결정되는 웨이트 행렬을 이용해서, 대역 전체의 평균 잡음 분산에 대하여 각 캐리어에서 가중을 행하여 잡음 분산을 정한다. 각 캐리어에 있어서의 웨이트 행렬은, 채널 응답 행렬(H)로서 (HHH)-1로 표시할 수 있음이 알려져 있다. 각 캐리어의 웨이트 성분은, 이 대각 성분으로 표시할 수 있다. 이것을 모든 캐리어에서 정규화하여, 대역 전체의 평균 잡음 분산에 승산함으로써 가중을 행한다. 각 캐리어의 신호 대 전력의 정보(C/N)를 우도 계산에 승산하는 복호법의 설명은, 예를 들면, 나카하라, "멀티패스 전송로에 있어서의 64QAM-OFDM 신호의 연판정 복호법의 검토", ITE Technical Report vol. 22, no. 34, PP1-6, Jun. 1998에서 확인할 수 있다. 웨이트 행렬의 산출 등의 상세는, 예를 들면, 오가네·오가와, "알기 쉬운 MIMO 시스템 기술", 옴사, p.101에서 확인할 수 있다.
제2 주파수·편파간 디인터리브부(27)는, 잡음 분산 산출부(26)로부터 입력되는 편파 신호들에 대한 잡음 분산에 대하여, 주파수 방향 및 편파간(수신 안테나간)에서 디인터리브 처리(송신 장치(1)의 주파수·편파간 인터리브부(15)와 반대의 처리)를 행한다.
우도비 산출부(28)는, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25)로부터 입력되는 디인터리브 처리된 데이터와, 당해 데이터에 대한 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27)로부터 입력되는 잡음 분산(σ2)을 사용하여 우도비(λ)를 산출한다. 우도비(λ)는 오류 정정 부호의 각 비트에 대하여 산출되는 것이며, 수신 신호의 확률적인 신뢰도 정보를 나타낸다. 우도비로서는, 일반적으로 대수 우도비(LLR : Log-Likelihood Ratio)가 사용된다. 예를 들면, BPSK 변조에서의 LLR(λ)은, 관측한 값을 y로 하고, 2치(x=0, 1) 각각의 확률(P)(우도 함수)은 가우스 분포로 되기 때문에, 다음 식(3)으로 표시된다. 상세 내용은, 예를 들면, 와다야마, "저밀도 패리티 검사 부호와 그 복호법", 트리캡스에서 확인할 수 있다.
Figure pct00001
(3)
시간 디인터리브부(29)는, 우도비 산출부(28)로부터 입력되는 우도비(λ)에 대하여, 시간 방향으로 디인터리브 처리(송신 장치(1)의 시간 인터리브부(14)와 반대의 처리)를 행한다. 그리고, 시간 디인터리브부(29)는 디인터리브 처리된 우도비(λ)를 비트 디인터리브부(30)에 출력한다.
비트 디인터리브부(30)는, 시간 디인터리브부(29)에 의해 생성된 우도비(λ)에 대하여, 비트 방향으로 디인터리브 처리(송신 장치(1)의 비트 인터리브부(12)와 반대의 처리)를 행한다. 그리고, 디인터리브 처리된 우도비(λ)를 오류 정정 부호 복호부(31)에 출력한다.
오류 정정 부호 복호부(31)는, 비트 디인터리브부(30)로부터 입력되는 우도비(λ)를 사용하여 오류 정정 복호의 복호를 행하여, 송신 장치(1)로부터 송신된 비트의 추정값을 출력한다.
[주파수·편파간 인터리브부]
다음으로, 주파수·편파간 인터리브부(15)에 대하여 설명한다. 또, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25) 및 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27)는, 주파수·편파간 인터리브부(15)와 역방향으로 데이터를 재배치하여 원래의 순서로 되돌린다. 주파수·편파간 인터리브부(15)의 블록도와 신호선의 화살표의 방향은 반대로 될 뿐이기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제1 예]
인터리브의 제1 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)가, 소정 수의 캐리어 심볼마다 제1 편파 송신용 데이터 및 제2 편파 송신용 데이터로 분류한 후에, 편파마다 주파수 인터리브 처리를 행한다. 도 4는, 주파수·편파간 인터리브부(15)의 제1 예의 구성을 나타내는 블록도이다. 제1 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)가 데이터 분배부(151)와, 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1)와, 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)를 구비한다. 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1)는 제1 편파용 세그먼트간 인터리브부(152-1)와, 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)와, 제1 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-1)를 구비한다. 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)는 제2 편파용 세그먼트간 인터리브부(152-2)와, 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)와, 제2 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-2)를 구비한다. 이하의 설명에 있어서, 제1 편파용과 제2 편파용으로 양자를 구별할 필요가 없을 경우에는, 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1) 및 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)를 주파수 인터리브부(150)라 칭하고, 제1 편파용 세그먼트간 인터리브부(152-1) 및 제2 편파용 세그먼트간 인터리브부(152-2)를 세그먼트간 인터리브부(152)라 칭하고, 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1) 및 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)를 데이터 로테이션부(153)라 칭하고, 제1 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-1) 및 제2 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-2)를 데이터 랜더마이즈부(154)라 칭한다.
데이터 분배부(151)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 소정 수씩, 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1), 및 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)에 분배한다. 인터리브의 효과를 높이기 위해, 데이터 분배부(151)는 1캐리어 심볼씩 분배하는 것이 바람직하며, 즉 홀수번째의 캐리어 심볼을 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1)에 출력하고, 짝수번째의 캐리어 심볼을 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)에 출력하는 것이 바람직하다.
주파수 인터리브부(150)는, 예를 들면 ISDB-T에서 행하고 있는 방법으로 인터리브 처리를 행하여, 데이터 분배부(151)에 의해 분배된 각 편파용의 데이터(각 송신 안테나의 데이터)를, 1 OFDM 심볼마다, 주파수 방향으로 인터리브한다.
도 5는, 세그먼트간 인터리브부(152)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 5의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 5의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(152)는, 데이터 분배부(151)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 1 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 5에 나타내는 예에서는, 1 OFDM 캐리어 심볼 내의 세그먼트 수를 n(ISDB-T 방식에서는, n=13)으로 하고, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수를 384로 하고 있다. 이러한 재배치 순서는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
도 6은, 데이터 로테이션부(153)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 6의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 6의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 데이터 로테이션부(153)는, 세그먼트간 인터리브부(152)로부터 입력되는 캐리어 심볼에 대하여, 1세그먼트마다, 데이터의 로테이션에 의한 인터리브 처리를 행한다. 도 6에서는, 도 5와 마찬가지로, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수를 384로 하고 있다. 데이터 로테이션부(153)는, k번째 세그먼트의 i번째 위치의 데이터를, 데이터 로테이션에 의하여, k번째 세그먼트의 i'번째 위치에 재배치한다. 도 6에 나타내는 예에서는, i'=(i+k)mod384 이다. 이러한 재배치 순서는 일례이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
도 7은, 데이터 랜더마이즈부(154)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 7의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 7의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 데이터 랜더마이즈부(154)는, 세그먼트 내의 캐리어 심볼 수만큼의 난수 테이블을 미리 가지며(송신측 및 수신측에서 동일한 난수 테이블), 데이터 로테이션부(153)로부터 입력되는 데이터에 대하여, 난수 테이블을 참조하여 세그먼트 내에서 랜더마이즈 처리를 행하여 주기성을 배제한다. 도 7에서는, 도 5, 6과 마찬가지로, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수를 384로 하고 있다. 난수는 일례이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
여기에서, 도 1에 나타내는 바와 같이, 주파수·편파간 인터리브부(15)는, 인터리브를, 매핑부(13)에 의한 매핑이 행해지기 전의 비트 데이터에 대해서가 아닌, 매핑부(13)에 의한 매핑이 행해진 후의 캐리어 심볼에 대해서 행하는 점에 유의해야 한다. 그 이유를 이하 설명한다. 도 8은, 본 발명에 따른 송신 장치(1)와의 비교를 위하여 나타내는, 매핑부(13)에 의한 매핑이 행해지기 전의 비트 데이터에 대해서 데이터 분배를 행하는 송신 장치(1')의 구성을 나타내는 도면이다.
AWGN(additive white Gaussian noise) 환경 등에서는, 편파간의 인터리브를, 송신 장치(1')와 같이 매핑 전의 비트 데이터에 대해서 행하는 경우와, 송신 장치(1)와 같이 매핑 후의 캐리어 심볼에 대해서 행하는 경우에서는, 특성 차가 그다지 발생하지 않는다. 그러나, 예를 들면 멀티패스 환경 하에 있어서는, 1캐리어 심볼 단위로 할당하는 편이, 1비트 단위로 할당하는 방법보다도 잘못되기 쉬운 비트(예를 들면 인접하는 캐리어 심볼끼리에서 1비트만큼 다른 그레이 부호(Gray code)에 있어서 하위 2비트)가 분산된다. 그 때문에, 본 발명에 따른 송신 장치(1)에서는, 송신 장치(1')와 같이 1비트 단위로 분배하는 것이 아닌, 1캐리어 심볼 단위로 분배한다. 이에 따라, 멀티패스 환경 하에 있어서의 BER 특성을 향상시킬 수 있다.
도 9는, 멀티패스 환경 하에 있어서의, 주파수·편파간 인터리브부(15)가 상술한 제1 예의 경우에 있어서의 송신 장치(1)와, 송신 장치(1')의 BER 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이다. 이 시뮬레이션 시에 사용한 파라미터는, 멀티패스 신호의 지연차를 1.17us, D/U비를 6dB, 위상차를 180°로 하고 있으며, 변조 레벨은 1024 QAM이다. 그 외의 파라미터들은 ISDB-T 모드 3에 준거하고 있다.
[인터리브의 제2 예]
다음으로, 인터리브의 제2 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제2 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)의 구성이, 도 4의 예와 동일하다. 단, 제1 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제2 예에서는 IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 데이터(이하, "I데이터"라 칭함) 그리고 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 데이터(이하, "Q데이터"라 칭함) 단위로 인터리브 처리하는 점이 상이하다.
데이터 분배부(151)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 1캐리어 심볼을, I데이터 및 Q데이터로 분해하고, I데이터 및 Q데이터(이하, "IQ데이터"라 칭함)를 최소 단위로 해서 소정 수씩, 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1), 및 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)에 분배한다. 인터리브의 효과를 높이기 위해서는, 1IQ데이터 세트씩 분배하는 것이 바람직하며, 즉 I데이터를 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1)에, Q데이터를 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)에 분배하는 것이 바람직하다.
도 10은 세그먼트간 인터리브부(152)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 10의 (a)는 인터리브 전의 I데이터 또는 Q데이터의 배치를 나타내고, 도 10의 (b)는 인터리브 후의 IQ데이터의 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(152)는, 데이터 분배부(151)로부터 입력되는 IQ데이터를, 1 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 10에서의 데이터는, 제1 편파용 주파수 인터리브부(150-1)의 경우에는 I데이터이고, 제2 편파용 주파수 인터리브부(150-2)의 경우에는 Q데이터이다. 도 10에 나타내는 예에서는, 1 OFDM 심볼 내의 세그먼트 수가 n(ISDB-T 방식에서는, n=13)이고, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384(즉, IQ데이터 수는 768)이다. 세그먼트간 인터리브부(152)는 캐리어 심볼 단위가 아니며, IQ데이터 세트 단위로 데이터를 재배치한다. 이러한 재배치는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
데이터 로테이션부(153)는 세그먼트간 인터리브부(152)로부터 입력되는 IQ데이터에 대하여, 1세그먼트마다, 데이터의 로테이션에 의한 인터리브 처리를 행한다. 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)는 k번째 세그먼트의 x번째 위치의 데이터를, 데이터 로테이션에 의하여, k번째 세그먼트의 x'번째 위치에 재배치한다. 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)는 k번째 세그먼트의 y번째 위치의 데이터를, 데이터 로테이션에 의하여, k번째 세그먼트의 y'번째 위치에 재배치한다. 예를 들면, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384인 경우, x'=(x+k)mod384 이고, 또한 y'=(y-k)mod384 이다. 단 y'가 음인 경우, 384 더한 값을 y'의 값으로 한다. 이러한 로테이션은 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다. 또한, 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)와 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)는 동일한 식에 의해 로테이션을 행할 수도 된다.
데이터 랜더마이즈부(154)는, 세그먼트 내의 캐리어 심볼 수만큼의 난수 테이블을 미리 송신측, 수신측에서 가지며, 데이터 로테이션부(153)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 난수 테이블을 참조하여 각 세그먼트 내에서 랜덤으로 재배치하여, 주기성을 배제한다. 제1 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-1)와, 제2 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-2)는, 각각 다른 난수 테이블을 사용할 수도 있다.
[인터리브의 제3 예]
다음으로, 인터리브의 제3 예에 대하여 설명한다. 도 11은, 인터리브의 제3 예의 주파수·편파간 인터리브부(15)의 구성을 나타내는 블록도이다. 제3 예에서, 주파수·편파간 인터리브부(15)는 세그먼트간 인터리브부(155)와, 데이터 분배부(156)와, 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)와, 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)와, 제1 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-1)와, 제2 편파용 데이터 랜더마이즈부(154-2)를 구비한다.
도 12는 세그먼트간 인터리브부(155)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 12의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 12의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(155)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 12에 나타내는 예에서는, 송신 안테나 수가 2이고, 2 OFDM 캐리어 심볼 내의 세그먼트 수가 2n(ISDB-T 방식에서는, n=13)이며, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384이다. 이러한 재배치는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
데이터 분배부(156)는 세그먼트간 인터리브부(155)로부터 입력되는 인터리브 후의 세그먼트 No. 0 내지 n-1까지의 캐리어 심볼을 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)에 출력하고, 세그먼트 No. n 내지 2n-1까지의 데이터를 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)에 출력한다. 이러한 캐리어 심볼의 분배는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
세그먼트 내 인터리브부(데이터 로테이션부(153) 및 데이터 랜더마이즈부(154))의 처리는, 인터리브의 제1 예와 마찬가지이기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제4 예]
다음으로, 인터리브의 제4 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제4 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)가, 도 11에 나타낸 제3 예의 구성과 동일하다. 단, 제3 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제4 예에서는 IQ데이터 단위로 인터리브 처리한다.
도 13은 세그먼트간 인터리브부(155)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 13의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 13의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(155)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 IQ데이터로 분해하고, IQ데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 13에 나타내는 예에서는, 송신 안테나 수가 2이고, 2 OFDM 심볼 내의 세그먼트 수가 2n(ISDB-T 방식에서는, n=13)이며, 1세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384이다. 이러한 재배치는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다. 인터리브 후에는, 세그먼트마다 I데이터 또는 Q데이터만이 수집되어, 새로운 캐리어 심볼(I, Q데이터의 쌍)을 구성한다.
데이터 분배부(156)는 세그먼트간 인터리브부(155)로부터 입력되는 인터리브 후의 세그먼트 No. 0 내지 n-1까지의 IQ데이터를 제1 편파용 데이터 로테이션부(153-1)에 출력하고, 세그먼트 No. n 내지 2n-1까지의 IQ데이터를 제2 편파용 데이터 로테이션부(153-2)에 출력한다. 이러한 IQ데이터의 분배는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
세그먼트 내 인터리브부(데이터 로테이션부(153) 및 데이터 랜더마이즈부(154))의 처리는, 인터리브의 제2 예와 마찬가지이기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제5 예]
다음으로, 인터리브의 제5 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제5 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)가 송신 안테나 수만큼의 모든 캐리어 심볼을 랜덤으로 재배치한다. 도 14는, 제5 예의 주파수·편파간 인터리브부(15)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 14에 나타내는 바와 같이, 주파수·편파간 인터리브부(15)는 난수 테이블 기억부(157)와, 데이터 랜더마이즈부(158)와, 데이터 분배부(159)를 구비한다.
난수 테이블 기억부(157)는 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼의 배치를 결정하는 난수 테이블(송신측 및 수신측에서 동일한 난수 테이블)을 기억한다.
데이터 랜더마이즈부(158)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 난수 테이블 기억부(157)를 참조하여 재배치한다.
데이터 분배부(159)는 데이터 랜더마이즈부(158)로부터 입력되는 인터리브 후의 캐리어 심볼을 소정 수씩, 제1 편파용 출력 처리부(16-1), 및 제2 편파용 출력 처리부(16-2)에 분배한다.
[인터리브의 제6 예]
다음으로, 인터리브의 제6 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제6 예에서는, 주파수·편파간 인터리브부(15)가 송신 안테나 수만큼의 모든 IQ데이터를 랜덤으로 재배치한다. 제6 예의 주파수·편파간 인터리브부(15)의 구성은, 도 14에 나타낸 제5 예의 구성과 동일하다. 단, 제5 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제6 예에서는 IQ데이터 단위로 인터리브 처리한다.
데이터 랜더마이즈부(158)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 IQ데이터로 분해하고, IQ데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 난수 테이블 기억부(157)를 참조하여 재배치한다.
데이터 분배부(159)는 데이터 랜더마이즈부(158)로부터 입력되는 인터리브 후의 IQ데이터를 소정 수씩, 제1 편파용 출력 처리부(16-1) 및 제2 편파용 출력 처리부(16-2)에 분배한다.
도 15는 송신 장치(1)의 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면이며, 상술한 인터리브의 제1 예 내지 제6 예의 BER 특성을 나타낸다. 여기에서는, 제1 편파를 수평 편파, 제2 편파를 수직 편파로 하여, 양자간에서 6dB의 전력차가 있을 경우에 대해서 시뮬레이션을 행했다. 변조 방식은 1024 QAM으로 하고, 부호화율은 3/4, GI비는 1/8로 하였다. 대역폭, 캐리어 총수 등은 ISDB-T의 모드 3에 준거하였다. MIMO 복조 알고리즘에는 ZF(Zero Forcing)를 적용하였고, LDPC 부호 길이는 64800, 합-곱(sum-product) 복호법에 의한 반복 복호 횟수는 20회로 했다.
인터리브의 제5 예 및 제6 예에서는, 한번의 처리로 주기성을 배제할 수 있으며, BER 특성도 좋다. 그러나, 난수 테이블이 커지기 때문에 하드웨어에 설치했을 경우 부하가 커진다.
이렇게, 송신 장치(1)는 주파수·편파간 인터리브부(15)에 의해, 캐리어 심볼의 순서를 주파수 방향 및 편파간에서 재배치하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성한다. 또한, 수신 장치(2)는 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25) 및 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27)에 의해, 송신 장치(1)에 의해 인터리브 처리된 데이터를 주파수 방향 및 편파간에 디인터리브 처리한다. 그러므로, 제1 실시형태의 송신 장치(1) 및 수신 장치(2)에 따르면, 편파간에 수신 레벨차가 있었을 경우라도, 오류 데이터를 많이 포함하는 한쪽의 편파측의 데이터를 분산시킬 수 있다. 따라서, 오류 정정 부호의 효과를 향상시킬 수 있으며, BER 특성을 개선할 수 있게 된다.
<제2 실시형태>
다음으로, 제2 실시형태로서, 복수 채널을 동시에 사용하여 1개의 데이터 스트림을 전송할(이하, 벌크 전송(bulk transmission)이라 칭함) 경우, 즉, 송신 장치가 복수 채널의 OFDM 신호를 각 채널당 복수의 송신 안테나를 사용하여 송신하고, 수신 장치가 복수 채널의 OFDM 신호를 각 채널당 복수의 수신 안테나를 사용하여 수신하는 경우에 대하여 설명한다. 제2 실시형태에서는, 채널수가 2인 예를 설명하지만, 채널수는 2로 한정되는 것이 아니다.
[송신 장치]
도 16은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 송신 장치(3)의 구성을 나타내는 블록도이다. 오류 정정 부호화부(11), 비트 인터리브부(12), 매핑부(13), 및 시간 인터리브부(14)는 2채널분의 송신 신호에 대해서, 제1 실시형태와 마찬가지의 처리를 행한다.
주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 시간 방향으로 인터리브 처리된 2채널분의 캐리어 심볼의 순서를, 주파수 방향 및 편파·채널간(송신 안테나간)에서 재배치하여, 송신 안테나(17)마다 인터리브 처리된 데이터를 생성한다. 제2 실시형태에서는 송신 안테나 수가 4개이기 때문에, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는 캐리어 심볼을 4개의 스트림으로 분할해서 그 결과물을 출력한다. 인터리브 처리의 구체예는 후술한다.
출력 처리부(16)는 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)로부터 출력되는 각 스트림에 대하여, 제1 실시형태와 마찬가지로 OFDM 프레임 구성 처리, IFFT 처리, 및 GI 부가 처리를 행한다. 송신 장치(3)는 송신 안테나(17-1 및 17-2)로부터 제1 채널의 OFDM 신호를 송신하고, 송신 안테나(17-3 및 17-4)로부터 제2 채널의 OFDM 신호를 송신한다.
[수신 장치]
다음으로, 제2 실시형태에 따른 수신 장치에 대하여 설명한다. 도 17은 본 발명의 제2 실시형태에 따른 수신 장치의 구성을 나타내는 블록도이다. 수신 장치(4)는 수신 안테나(21-1 및 21-2)에 의해, 송신 장치(3)의 송신 안테나(17-1 및 17-2)로부터 송신된 제1 채널의 OFDM 신호를 수신하고, 수신 안테나(21-3 및 21-4)에 의해, 송신 장치(3)의 송신 안테나(17-3 및 17-4)로부터 송신된 제2 채널의 OFDM 신호를 수신한다. 즉, 송신 장치(3) 및 수신 장치(4)는, 채널 수만큼의 2×2 MIMO 전송을 달성한다.
각 입력 처리부(22)는, 각 수신 안테나(21)에 의해 수신된 OFDM 신호에 대하여, 각각 제1 실시형태와 마찬가지로 GI 제거 처리, FFT 처리, 및 파일럿 신호 추출 처리를 행한다.
채널 응답 산출부(23-1) 및 MIMO 검출부(24-1)는 제1 채널용 입력 처리부(220-1)에 의해 처리된 제1 채널의 수신 신호에 대하여 채널 응답의 산출, 및 파형 등화·분리를 행한다. 채널 응답 산출부(23-2) 및 MIMO 검출부(24-2)는 제2 채널용 입력 처리부(220-2)에 의해 처리된 제2 채널의 수신 신호에 대하여 채널 응답의 산출, 및 파형 등화·분리를 행한다.
제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부(32) 및 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부(33)는 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)와 역방향으로 데이터를 재배치해서 원래의 순서로 되돌린다. 후술하는 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 블록도와 신호선의 화살표의 방향은 반대로 될 뿐이기 때문에, 설명을 생략한다. 잡음 분산 산출부(26), 우도비 산출부(28), 시간 디인터리브부(29), 비트 디인터리브부(30), 및 오류 정정 부호 복호부(31)는, 2채널분의 수신 신호에 대하여, 제1 실시형태와 마찬가지의 처리를 행한다.
[주파수·편파·채널간 인터리브부]
다음으로, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)에 대하여 설명한다. 제2 실시형태에 있어서도, 제1 실시형태와 마찬가지로 인터리브의 제1 예로부터 인터리브의 제6 예에 대하여 설명한다.
[인터리브의 제1 예]
인터리브의 제1 예에서는, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)가, 소정 수의 캐리어 심볼마다 제1 채널의 제1 편파 송신용 데이터, 제1 채널의 제2 편파 송신용 데이터, 제2 채널의 제1 편파 송신용 데이터, 및 제2 채널의 제2 편파 송신용 데이터로 분류한 후에, 각각 주파수 인터리브 처리를 행한다. 도 18은, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 제1 예의 구성을 나타내는 블록도이다. 제1 예에서는, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)가, 데이터 분배부(181)와, 제1 채널용 주파수 인터리브부(180-1)와, 제2 채널용 주파수 인터리브부(180-2)를 구비한다.
데이터 분배부(181)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 소정 수씩 4개의 스트림으로 분할하여, 제1 채널의 제1 편파용 주파수 인터리브부, 제1 채널의 제2 편파용 주파수 인터리브부, 제2 채널의 제1 편파용 주파수 인터리브부, 및 제2 채널의 제2 편파용 주파수 인터리브부에 분배한다. 인터리브의 효과를 높이기 위해서는, 1캐리어 심볼씩 분배하는 것이 바람직하다. 제2 실시형태에서는, 데이터 분배부(181)로부터 출력되는 4개의 스트림에 대하여 각각 세그먼트간 인터리브 처리, 데이터 로테이션 처리, 데이터 랜더마이즈 처리를 행한다. 각 스트림의 처리는 제1 실시형태의 제1 예와 동일하기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제2 예]
다음으로, 인터리브의 제2 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제2 예에서, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 구성은, 도 18에 나타낸 구성예와 동일하다. 단, 제1 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제2 예에서는 I데이터 또는 Q데이터 단위로 인터리브 처리한다.
데이터 분배부(181)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 1캐리어 심볼을, I데이터 및 Q데이터로 분해하고, IQ데이터를 최소 단위로 해서 소정 수씩 4개의 스트림으로 분할하여, 제1 채널의 제1 편파용 주파수 인터리브부, 제1 채널의 제2 편파용 주파수 인터리브부, 제2 채널의 제1 편파용 주파수 인터리브부, 및 제2 채널의 제2 편파용 주파수 인터리브부에 분배한다. 인터리브의 효과를 높이기 위해서는, 1 IQ데이터씩 분배하는 것이 바람직하다. 제2 실시형태에서는 데이터 분배부(181)로부터 출력되는 4 개의 스트림에 대하여 각각 세그먼트간 인터리브 처리, 데이터 로테이션 처리, 및 데이터 랜더마이즈 처리를 행한다. 각 스트림의 처리는 제1 실시형태의 제2 예와 동일하기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제3 예]
다음으로, 인터리브의 제3 예에 대하여 설명한다. 도 19는, 인터리브의 제3 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 구성을 나타내는 블록도이다. 제3 예에서, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는, 세그먼트간 인터리브부(185)와, 데이터 분배부(186)와, 제1 채널용 세그먼트 내 인터리브부(190-1)와, 제2 채널용 세그먼트 내 인터리브부(190-2)를 구비한다.
도 20은, 세그먼트간 인터리브부(185)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 20의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 20의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(185)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 20에 나타내는 예에서는, 송신 안테나 수가 4이고, 4 OFDM 캐리어 심볼 내의 세그먼트 수가 4n(ISDB-T 방식에서는, n=13)이며, 1 세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384이다. 이러한 재배치는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
데이터 분배부(186)는, 세그먼트간 인터리브부(185)로부터 입력되는 인터리브 후의 세그먼트 No. 0 내지 n-1까지의 캐리어 심볼을 제1 채널의 제1 편파용 데이터 로테이션부(183-1)에 출력하고, 세그먼트 No. n 내지 2n-1까지의 데이터를 제1 채널의 제2 편파용 데이터 로테이션부(183-2)에 출력하고, 세그먼트 No. 2n 내지 3n-1까지의 데이터를 제2 채널의 제1 편파용 데이터 로테이션부(183-3)에 출력하고, 세그먼트 No. 3n 내지 4n-1까지의 데이터를 제2 채널의 제2 편파용 데이터 로테이션부(183-4)에 출력한다. 이러한 캐리어 심볼의 분배는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
세그먼트 내 인터리브부(데이터 로테이션부(183) 및 데이터 랜더마이즈부(184))의 처리는, 인터리브의 제1 예와 마찬가지이기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제4 예]
다음으로, 인터리브의 제4 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제4 예에서, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는, 도 19에 나타낸 제3 예의 구성과 동일하다. 단, 제3 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제4 예에서는 IQ데이터 단위로 인터리브 처리한다.
도 21은, 세그먼트간 인터리브부(185)의 처리를 설명하는 도면이며, 도 21의 (a)는 인터리브 전의 심볼 배치를 나타내고, 도 21의 (b)는 인터리브 후의 심볼 배치를 나타낸다. 세그먼트간 인터리브부(185)는, 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 IQ데이터로 분해하고, IQ데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 세그먼트간에서 주파수 방향으로 인터리브 처리한다. 도 21에 나타내는 예에서는, 송신 안테나 수가 4 이고, 4 OFDM 심볼 내의 세그먼트 수가 4n(ISDB-T 방식에서는, n=13)이며, 1 세그먼트당의 캐리어 심볼 수가 384이다. 이러한 재배치는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다. 인터리브 후에는, 세그먼트마다 I데이터 또는 Q데이터만이 수집되어, 새로운 캐리어 심볼(I, Q데이터의 쌍)을 구성한다.
데이터 분배부(186)는, 세그먼트간 인터리브부(185)로부터 입력되는 인터리브 후의 세그먼트 No. 0 내지 n-1까지의 캐리어 심볼을 제1 채널의 제1 편파용 데이터 로테이션부(183-1)에 출력하고, 세그먼트 No. n 내지 2n-1까지의 데이터를 제1 채널의 제2 편파용 데이터 로테이션부(183-2)에 출력하고, 세그먼트 No. 2n 내지 3n-1까지의 데이터를 제2 채널의 제1 편파용 데이터 로테이션부(183-3)에 출력하고, 세그먼트 No. 3n∼4n 내지 1까지의 데이터를 제2 채널의 제2 편파용 데이터 로테이션부(183-4)에 출력한다. 이러한 IQ데이터의 분배는 일례일 뿐이며, 이것에 한하는 것이 아니다.
세그먼트 내 인터리브부(데이터 로테이션부(183) 및 데이터 랜더마이즈부(184))의 처리는, 인터리브의 제2 예와 마찬가지이기 때문에, 설명을 생략한다.
[인터리브의 제5 예]
다음으로, 인터리브의 제5 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제5 예에서, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는, 송신 안테나 수만큼의 모든 캐리어 심볼을 랜덤으로 재배치한다. 도 22는 제5 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 구성을 나타내는 블록도이다. 도 22에 나타내는 바와 같이, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는 난수 테이블 기억부(187)와, 데이터 랜더마이즈부(188)와, 데이터 분배부(189)를 구비한다.
난수 테이블 기억부(187)는 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼의 배치를 결정하는 난수 테이블(송신측 및 수신측에서 동일한 난수 테이블)을 기억한다.
데이터 랜더마이즈부(188)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 난수 테이블 기억부(187)를 참조하여 재배치한다.
데이터 분배부(189)는 데이터 랜더마이즈부(188)로부터 입력되는 인터리브 후의 캐리어 심볼을 소정 수씩 4개의 스트림으로 분할하여, 제1 채널의 제1 편파용 출력 처리부(16-1), 제1 채널의 제2 편파용 출력 처리부(16-2), 제2 채널의 제1 편파용 출력 처리부(16-3), 및 제2 채널의 제2 편파용 출력 처리부(16-4)에 분배한다.
[인터리브의 제6 예]
다음으로, 인터리브의 제6 예에 대하여 설명한다. 인터리브의 제6 예에서, 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)는, 송신 안테나 수만큼의 모든 IQ데이터를 랜덤으로 재배치한다. 제6 예의 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)의 구성은, 도 22에 나타낸 제5 예의 구성과 동일하다. 단, 제5 예에서는 캐리어 심볼 단위로 인터리브 처리한데 반하여, 제6 예에서는 IQ데이터 단위로 인터리브 처리한다.
데이터 랜더마이즈부(188)는 시간 인터리브부(14)로부터 입력되는 캐리어 심볼을 IQ데이터로 분해하고, IQ데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 난수 테이블 기억부(187)를 참조하여 재배치한다.
데이터 분배부(189)는 데이터 랜더마이즈부(188)로부터 입력되는 인터리브 후의 IQ데이터를 소정 수씩, 제1 채널의 제1 편파용 출력 처리부(16-1), 제1 채널의 제2 편파용 출력 처리부(16-2), 제2 채널의 제1 편파용 출력 처리부(16-3), 및 제2 채널의 제2 편파용 출력 처리부(16-4)에 분배한다.
이렇게, 송신 장치(3)는 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)에 의해, 복수 채널분의 캐리어 심볼의 순서를 주파수 방향 및 편파간에서 재배치하고, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하여, 복수 채널의 OFDM 신호를 송신한다. 또한, 수신 장치(4)는 복수 채널의 OFDM 신호를 수신하여, 제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부(32) 및 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부(33)에 의해, 송신 장치(3)에 의해 인터리브 처리된 복수 채널분의 데이터를 주파수 방향 및 편파간에 디인터리브 처리한다. 이 때문에, 제2 실시형태의 송신 장치(3) 및 수신 장치(4)에 따르면, 복수 채널을 사용한 벌크 전송을 행할 때에 대해서도 제1 실시형태와 마찬가지로, 편파간에 수신 레벨차가 있었을 경우이더라도, 오류 데이터를 많이 포함하는 한쪽의 편파측의 데이터를 분산시킬 수 있다. 또한, 한쪽의 채널만 동일 채널 간섭이 발생했을 경우이더라도, 오류 데이터를 많이 포함하는 그 한쪽 채널측의 데이터를 분산시킬 수 있다. 그 결과, 오류 정정 부호의 효과를 향상시켜, BER 특성을 개선할 수 있게 된다.
도 24는, 상술한 송신 장치(1 및 3)에 의한 송신 방법을 나타내는 플로차트이다. 도 24를 참조하여 송신 방법을 간결하게 설명한다. 우선, 오류 정정 부호화부(11)에 의해, 송신 신호를 오류 정정 부호화한다(스텝 S101). 다음으로, 비트 인터리브부(12)에 의해, 정정 부호화된 송신 신호를 비트 단위로 인터리브한다(스텝 S102). 다음으로, 매핑부(13)에 의해, IQ평면에의 매핑을 행하여 변조 방식에 따른 캐리어 변조가 실시된 캐리어 심볼을 생성한다(스텝 S103). 다음으로, 시간 인터리브부(14)에 의해, 캐리어 심볼의 순서를 시간 방향으로 재배치한다(스텝 S104). 그리고, 주파수·편파간 인터리브부(15 또는 18)에 의해, 시간 방향으로 인터리브 처리된 캐리어 심볼의 순서를, 주파수 방향 및 편파간(송신 안테나간)에서 재배치하여, 송신 안테나(17)마다 인터리브 처리된 데이터를 생성한다(스텝 S105). 주파수·편파간 인터리브부(15 또는 18)에 의한 인터리브 처리의 상세에 대해서는 상술한 바와 같다. 마지막으로, 출력 처리부(16)에 의해, 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나(17)를 통해서 OFDM 신호를 송신한다(스텝 S106).
도 25는, 상술한 수신 장치(2 및 4)에 의한 수신 방법을 나타내는 플로차트이다. 도 25를 참조하여 수신 방법을 간결하게 설명한다. 우선, 입력 처리부(22)에 의해, OFDM 신호를 수신 안테나(21)를 통하여 수신한다(스텝 S201). 다음으로, 채널 응답 산출부(23)에 의해, 채널 응답을 산출한다(스텝 S202). 다음으로, MIMO 검출부(24)에 의해, 수신한 OFDM 신호를 채널 응답을 사용하여 파형 등화 및 분리하여, 분리 신호를 생성한다(스텝 S203). 그리고, 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25) 또는 제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부(32)에 의해, 분리 신호에 대하여 주파수 방향 및 편파간(수신 안테나간)에서 디인터리브 처리를 행한다(스텝 S204). 다음으로, 잡음 분산 산출부(26)에 의해, 각 편파 신호로부터 잡음 분산(σ2)을 구하고(스텝 S205), 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27) 또는 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부(33)에 의해, 잡음 분산(σ2)에 대하여 주파수 방향 및 편파간(수신 안테나간)에서 디인터리브 처리를 행한다(스텝 S206).
이어서 우도비 산출부(28)에 의해, 스텝 S204에서 디인터리브 처리된 데이터, 및 스텝 S206에서 디인터리브 처리된 잡음 분산(σ2)을 사용하여 우도비(λ)를 산출한다(스텝 S207). 다음으로, 시간 디인터리브부(29)에 의해, 우도비(λ)에 대하여 시간 디인터리브 처리를 행하고(스텝 S208), 비트 디인터리브부(30)에 의해, 시간 디인터리브 처리된 우도비(λ)에 대하여 비트 디인터리브 처리를 행한다(스텝 S209). 마지막으로, 오류 정정 부호 복호부(31)에 의해, 비트 디인터리브 처리된 우도비(λ)를 사용하여 오류 정정 부호를 복호한다(스텝 S210).
상술한 실시형태는, 대표적인 예로서 설명했지만, 본 발명의 취지 및 범위 내에서, 수많은 변경 및 치환이 가능한 것은 당업자에게 자명하다. 따라서, 본 발명은, 상술한 실시형태에 의하여 제한하는 것으로 이해해야 하는 것이 아니며, 특허청구범위로부터 일탈하지 않고, 다양한 변형이나 변경이 가능하다.
예를 들면, 상술한 실시형태에서는 송신 장치(1)의 오류 정정 부호화부(11)가 내부호로서 LDPC 부호를 채용하는 경우에 대하여 설명했지만, 내부호로서 LDPC 부호를 채용하지 않을 경우에는, 수신 장치(2)는 잡음 분산 산출부(26), 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27), 및 우도비 산출부(28)를 구비하지 않아도 된다. 또한, 상술한 실시형태에서는 본 발명에 따른 송신 장치 및 수신 장치를 2×2의 MIMO 전송에 적용하는 경우에 대하여 설명했지만, 2×4나 4×4의 MIMO 전송에도 적용할 수 있는 것은 물론이다.
또한, 상술한 실시형태에서는 송신 장치(1 및 3)가 비트 인터리브부(12) 및 시간 인터리브부(14)를 구비하는 경우에 대하여 설명했지만, 이들은 필수의 구성이 아니다. 또한 두 개 중의 어느 한쪽만을 제공하는 것도 가능하다. 또한, 인터리브 처리는 복수의 블록에 의해 행해질 수도 있다. 예를 들면, 시간 인터리브 처리를 시간 인터리브부(14) 이외에 주파수·편파간 인터리브부(15) 또는 주파수·편파·채널간 인터리브부(18)에서 행하도록 해도 된다. 마찬가지로, 상술한 실시형태에서는 수신 장치(2 및 4)가 시간 디인터리브부(29) 및 비트 디인터리브부(30)를 구비하는 경우에 대하여 설명했지만, 이들은 필수의 구성이 아니다. 또한 두 개 중의 어느 한쪽만을 제공하는 것도 가능하다. 또한, 디인터리브 처리를 복수의 블록에서 행하도록 해도 된다. 예를 들면, 시간 디인터리브 처리를 시간 디인터리브부(29) 이외에 제1 주파수·편파간 디인터리브부(25) 및 제2 주파수·편파간 디인터리브부(27), 또는 제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부(32) 및 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부(33)에서도 행하도록 해도 된다. 또한, 본 발명에 있어서의 처리 순서도 상술한 실시형태의 순서로 한정되는 것이 아니다. 예를 들면, 수신 장치(2 및 4)에 있어서, 시간 디인터리브부(29)의 처리를 우도비 산출부(28)의 처리의 전 단계에서 행해도 된다.
이렇게, 본 발명은, SDM-MIMO 전송을 행하는 MIMO 시스템에 유용하다.
1, 3 : 송신 장치
2, 4 : 수신 장치
11 : 오류 정정 부호화부
12 : 비트 인터리브부
13 : 매핑부
14 : 시간 인터리브부
15 : 주파수·편파간 인터리브부
16-1, 16-3 : 제1 편파용 출력 처리부
16-2, 16-4 : 제2 편파용 출력 처리부
17-1, 17-3 : 제1 편파용 송신 안테나
17-2, 17-4 : 제2 편파용 송신 안테나
18 : 주파수·편파·채널간 인터리브부
21-1, 21-3 : 제1 편파용 수신 안테나
21-2, 21-4 : 제2 편파용 수신 안테나
22-1 : 제1 편파용 입력 처리부
22-2 : 제2 편파용 입력 처리부
23, 23-1, 23-2 : 채널 응답 산출부
24, 24-1, 24-2 : MIMO 검출부
25 : 제1 주파수·편파간 디인터리브부
26 : 잡음 분산 산출부
27 : 제2 주파수·편파간 디인터리브부
28 : 우도비 산출부
29 : 시간 디인터리브부
30 : 비트 디인터리브부
31 : 오류 정정 부호 복호부
32 : 제1 주파수·편파·채널간 디인터리브부
33 : 제2 주파수·편파·채널간 디인터리브부
150-1 : 제1 편파용 주파수 인터리브부
150-2 : 제2 편파용 주파수 인터리브부
151, 156, 159, 181, 186, 189 : 데이터 분배부
152-1, 182-1, 182-3 : 제1 편파용 세그먼트간 인터리브부
152-2, 182-2, 182-4 : 제2 편파용 세그먼트간 인터리브부
153-1, 183-1, 183-3 : 제1 편파용 데이터 로테이션부
153-2, 183-2, 183-4 : 제2 편파용 데이터 로테이션부
154-1, 184-1, 184-3 : 제1 편파용 데이터 랜더마이즈부
154-2, 184-2, 184-4 : 제2 편파용 데이터 랜더마이즈부
155, 185 : 세그먼트간 인터리브부
157, 187 : 난수 테이블 기억부
158, 188 : 데이터 랜더마이즈부
159, 189 : 데이터 분배부
160-1 : 제1 채널용 출력 처리부
160-2 : 제2 채널용 출력 처리부
161-1, 161-3 : 제1 편파용 OFDM 프레임 구성부
161-2, 161-4 : 제2 편파용 OFDM 프레임 구성부
162-1, 162-3 : 제1 편파용 IFFT부
162-2, 162-4 : 제2 편파용 IFFT부
163-1, 163-3 : 제1 편파용 GI 부가부
163-2, 163-4 : 제2 편파용 GI 부가부
180-1 : 제1 채널용 주파수 인터리브부
180-2 : 제2 채널용 주파수 인터리브부
190-1 : 제1 채널용 세그먼트 내 인터리브부
190-2 : 제2 채널용 세그먼트 내 인터리브부
220-1 : 제1 채널용 입력 처리부
220-2 : 제2 채널용 입력 처리부
221-1, 221-3 : 제1 편파용 GI 제거부
221-2, 221-4 : 제2 편파용 GI 제거부
222-1, 222-3 : 제1 편파용 FFT부
222-2, 222-4 : 제2 편파용 FFT부
223-1, 223-3 : 제1 편파용 파일럿 신호 추출부
223-2, 223-4 : 제2 편파용 파일럿 신호 추출부

Claims (13)

  1. OFDM 신호를 복수의 송신 안테나를 사용하여 송신하는 송신 장치로서,
    송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 캐리어 심볼을 생성하도록 구성된 매핑부와,
    상기 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브(interleave) 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 주파수·송신 안테나간 인터리브부와,
    상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나를 통해서 OFDM 신호를 송신하도록 구성된 출력 처리부
    를 구비하는 송신 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는,
    상기 캐리어 심볼을 소정 수씩 분배하여 각 송신 안테나의 데이터를 생성하도록 구성된 데이터 분배부와,
    상기 각 송신 안테나의 데이터를, 1 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 인터리브 처리하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 주파수 인터리브부를 구비하는 송신 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 데이터 분배부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, 상기 I데이터 및 상기 Q데이터를 최소 단위로 해서 소정 수씩 분배하여, 상기 각 송신 안테나의 데이터를 생성하는 송신 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는,
    상기 캐리어 심볼을 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 인터리브 처리하여, 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 세그먼트간 인터리브부와,
    상기 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 소정 수씩 분배하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 데이터 분배부를 구비하는 송신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 세그먼트간 인터리브부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, 상기 I데이터 및 상기 Q데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다 주파수 방향으로 상기 I데이터 및 상기 Q데이터를 인터리브 처리하여, 상기 세그먼트간에서 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 송신 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 주파수·송신 안테나간 인터리브부는,
    상기 캐리어 변조를 실시한 데이터의 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼의 배치를 결정하는 난수 테이블을 기억하도록 구성된 난수 테이블 기억부와,
    상기 캐리어 심볼을 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 상기 난수 테이블을 참조하여 재배치하도록 구성된 데이터 랜더마이즈부와,
    상기 데이터 랜더마이즈부에 의해 재배치된 캐리어 심볼을 소정 수씩 분배하여, 상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 데이터 분배부를 구비하는 송신 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 데이터 랜더마이즈부는, 상기 캐리어 심볼을, IQ평면의 I축 좌표 상에 배치되는 I데이터, 및 IQ평면의 Q축 좌표 상에 배치되는 Q데이터로 분해하고, 상기 I데이터 및 상기 Q데이터를 최소 단위로 해서, 송신 안테나 수만큼의 OFDM 캐리어 심볼마다, 상기 난수 테이블을 참조하여 상기 I데이터 및 상기 Q데이터를 재배치하는 송신 장치.
  8. 복수 채널의 OFDM 신호를 각 채널당 복수의 송신 안테나를 사용하여 송신하는 송신 장치로서,
    복수 채널분의 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 복수 채널분의 캐리어 심볼을 생성하도록 구성된 매핑부와,
    상기 복수 채널분의 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하도록 구성된 주파수·송신 안테나간 인터리브부와,
    상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나를 통해서 OFDM 신호를 송신하도록 구성된 출력 처리부
    를 구비하는 송신 장치.
  9. 제1항 내지 제8항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 출력 처리부는, 수평 편파용 안테나(horizontal polarized wave antenna) 및 수직 편파용 안테나(vertical polarized wave antenna)를 통하여, 또는 우선원 편파용 안테나(right-handed circularly polarized wave antenna) 및 좌선원 편파용 안테나(left-handed circularly polarized wave antenna)를 통하여 상기 OFDM 신호를 송신하는 송신 장치.
  10. OFDM 신호를 복수의 수신 안테나를 사용하여 수신하는 수신 장치로서,
    복수의 수신 안테나에 의해 수신한 OFDM 신호를 채널 응답을 사용하여 파형 등화(waveform equalization) 및 분리(isolation)한 분리 신호를 생성하도록 구성된 MIMO 검출부와,
    상기 분리 신호에 대하여, 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하도록 구성된 제1 디인터리브부와,
    OFDM 신호의 잡음 분산을 산출하도록 구성된 잡음 분산 산출부와,
    상기 잡음 분산을 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하도록 구성된 제2 디인터리브부와,
    상기 제1 디인터리브부에 의해 디인터리브 처리된 분리 신호, 및 상기 제2 디인터리브부에 의해 디인터리브 처리된 잡음 분산을 사용하여 우도비(likelihood ratio)를 산출하도록 구성된 우도비 산출부와,
    상기 우도비를 사용하여 오류 정정 부호(error correction code)를 복호하도록 구성된 오류 정정 부호 복호부를 구비하는 수신 장치.
  11. 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 송신 방법으로서,
    송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 캐리어 심볼을 생성하는 스텝과,
    상기 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 스텝과,
    상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 스텝
    을 포함하는 송신 방법.
  12. 각 채널당 복수의 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 송신 방법으로서,
    복수 채널분의 송신 신호를 IQ평면에 매핑하여, 캐리어 변조를 실시한 복수 채널분의 캐리어 심볼을 생성하는 스텝과,
    상기 복수 채널분의 캐리어 심볼을 주파수 방향 및 송신 안테나간에서 인터리브 처리하여, 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터를 생성하는 스텝과,
    상기 송신 안테나마다 인터리브 처리된 데이터에 대해서, OFDM 프레임을 구성하여, 각 송신 안테나로부터 송신되는 OFDM 신호를 생성하는 스텝
    을 포함하는 송신 방법.
  13. 복수의 수신 안테나로부터 수신한 OFDM 신호를 처리하는 수신 방법으로서,
    OFDM 신호를 채널 응답을 사용하여 파형 등화 및 분리한 분리 신호를 생성하는 스텝과,
    상기 분리 신호에 대하여, 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제1 디인터리브 스텝과,
    OFDM 신호의 잡음 분산을 산출하는 스텝과,
    상기 잡음 분산을 주파수 방향 및 수신 안테나간에서 디인터리브 처리하는 제2 디인터리브 스텝과,
    상기 제1 디인터리브 스텝에 의해 디인터리브 처리된 분리 신호, 및 상기 제2 디인터리브 스텝에 의해 디인터리브 처리된 잡음 분산을 사용하여 우도비를 산출하는 스텝과,
    상기 우도비를 사용하여 오류 정정 부호를 복호하는 스텝
    을 포함하는 수신 방법.
KR1020147015285A 2011-11-18 2012-11-16 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법 KR20140090660A (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2011-253146 2011-11-18
JP2011253146 2011-11-18
JPJP-P-2012-183571 2012-08-22
JP2012183571 2012-08-22
PCT/JP2012/007374 WO2013073195A1 (ja) 2011-11-18 2012-11-16 送信装置、受信装置、送信方法、及び受信方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20140090660A true KR20140090660A (ko) 2014-07-17

Family

ID=48429287

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020147015285A KR20140090660A (ko) 2011-11-18 2012-11-16 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법, 및 수신 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US20140321575A1 (ko)
EP (1) EP2782278A4 (ko)
JP (1) JP6047101B2 (ko)
KR (1) KR20140090660A (ko)
CA (1) CA2856197A1 (ko)
WO (1) WO2013073195A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170117088A (ko) * 2015-02-10 2017-10-20 닛폰호소쿄카이 송신 장치, 수신 장치, 및 반도체 칩
KR20170117087A (ko) * 2015-02-10 2017-10-20 닛폰호소쿄카이 송신 장치, 수신 장치, 및 반도체 칩

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9838226B2 (en) 2012-01-27 2017-12-05 Apple Inc. Methods and apparatus for the intelligent scrambling of control symbols
US8897398B2 (en) * 2012-01-27 2014-11-25 Apple Inc. Methods and apparatus for error rate estimation
US9450790B2 (en) 2013-01-31 2016-09-20 Apple Inc. Methods and apparatus for enabling and disabling scrambling of control symbols
US9210010B2 (en) 2013-03-15 2015-12-08 Apple, Inc. Methods and apparatus for scrambling symbols over multi-lane serial interfaces
JP6366915B2 (ja) * 2013-09-26 2018-08-01 日本放送協会 送信装置、受信装置及びチップ
US10606676B2 (en) 2014-04-23 2020-03-31 Comcast Cable Communications. LLC Data interpretation with modulation error ratio analysis
JP2016058968A (ja) * 2014-09-11 2016-04-21 株式会社東芝 無線送信装置及び無線受信装置
JP6188106B2 (ja) * 2014-09-24 2017-08-30 株式会社日立国際電気 Ｍｉｍｏ受信装置及びｍｉｍｏ受信方法
JP6507047B2 (ja) * 2015-02-10 2019-04-24 日本放送協会 送信装置、受信装置、及び半導体チップ
JP6502778B2 (ja) * 2015-07-29 2019-04-17 日本放送協会 Ｔｓ分割送信装置及びｔｓ合成受信装置
JP6452597B2 (ja) * 2015-12-01 2019-01-16 三菱電機株式会社 基地局装置
JP6778534B2 (ja) * 2016-07-22 2020-11-04 日本放送協会 Ｏｆｄｍ信号送信装置及びｏｆｄｍ信号受信装置
CN109150198B (zh) * 2017-06-16 2021-05-14 华为技术有限公司 一种极化码的交织处理方法及装置
CN109039467A (zh) * 2018-06-26 2018-12-18 天津师范大学 基于iq调制器的准恒包络光ofdm信号调制解调系统及其调制解调方法

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1792429B1 (en) 2004-07-01 2021-05-12 QUALCOMM Incorporated Advanced mimo interleaving
KR100938070B1 (ko) * 2006-08-31 2010-01-21 삼성전자주식회사 다중 안테나 시스템에서의 데이터 송/수신장치 및 방법과이를 제공하는 시스템
MX2009007274A (es) * 2007-01-05 2009-07-10 Lg Electronics Inc Metodo para mapeo de estrato y metodo de transmision de datos para sistema de entrada multiple salida multiple.
JP5089270B2 (ja) * 2007-06-29 2012-12-05 パナソニック株式会社 マルチアンテナ送信装置
JP4929342B2 (ja) * 2009-12-15 2012-05-09 インターナショナル・ビジネス・マシーンズ・コーポレーション ノイズ分散による入力対数尤度比のスケーリングに基づくｓｕｍ−ｐｒｏｄｕｃｔ復号法（ビリーフプロパゲーション法）の計算手法
JP5577709B2 (ja) * 2010-01-13 2014-08-27 ソニー株式会社 基地局、端末装置、通信制御方法及び無線通信システム

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20170117088A (ko) * 2015-02-10 2017-10-20 닛폰호소쿄카이 송신 장치, 수신 장치, 및 반도체 칩
KR20170117087A (ko) * 2015-02-10 2017-10-20 닛폰호소쿄카이 송신 장치, 수신 장치, 및 반도체 칩

Also Published As

Publication number Publication date
EP2782278A1 (en) 2014-09-24
EP2782278A4 (en) 2015-06-24
JPWO2013073195A1 (ja) 2015-04-02
JP6047101B2 (ja) 2016-12-21
US20140321575A1 (en) 2014-10-30
CA2856197A1 (en) 2013-05-23
WO2013073195A1 (ja) 2013-05-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6047101B2 (ja) 送信装置及び受信装置
US11757471B2 (en) Transmitting apparatus and bit interleaving method thereof
USRE49301E1 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
US10264300B2 (en) Method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CN107113450B (zh) 广播信号发送装置、广播信号接收装置、广播信号发送方法以及广播信号接收方法
US10873343B2 (en) Transmitter apparatus and bit interleaving method thereof
US9729373B2 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
JP6507047B2 (ja) 送信装置、受信装置、及び半導体チップ
CA3079690C (en) Method and apparatus for receiving broadcast signal, and method and apparatus for transmitting broadcast signal
US9729275B2 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
EP2958319A1 (en) Broadcast signal transmission apparatus, broadcast signal reception apparatus, broadcast signal transmission method, and broadcast signal reception method
US9800444B2 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
US20150155981A1 (en) Apparatus for transmitting broadcast signals, apparatus for receiving broadcast signals, method for transmitting broadcast signals and method for receiving broadcast signals
CA2945944C (en) Apparatus and method for sending and receiving broadcast signals
WO2016129274A1 (ja) 送信装置、受信装置、及び半導体チップ
KR20170117088A (ko) 송신 장치, 수신 장치, 및 반도체 칩

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application