KR20140049081A - Fm 스테레오 라디오 신호들에서 고품질의 검출 - Google Patents

Fm 스테레오 라디오 신호들에서 고품질의 검출 Download PDF

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Abstract

본 명세서는 오디오 신호 처리, 특히 FM 스테레오 라디오 수신기의 오디오 신호를 개선하기 위한 장치 및 대응하는 방법에 관한 것이다. 특히, 본 명세서는 수신된 FM 라디오 신호의 품질을 신뢰할 수 있게 검출하고, 검출된 품질에 기초하여 적절한 처리를 선택하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다. 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치(20)가 개시된다. 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호는 중앙 신호와 측면 신호로서 표현될 수 있고, 측면 신호는 좌측 신호와 우측 신호의 차이를 나타낸다. 장치(20)는 중앙 전력으로 언급되는 중앙 신호의 전력과, 측면 전력으로 언급되는 측면 신호의 전력을 결정하도록(101) 구성된 전력 결정 유닛; 중앙 전력과 측면 전력의 비율을 결정하여(102), 중앙-측면 비율을 산출하도록 구성된 비율 결정 유닛; 및 적어도 중앙-측면 비율에 기초하여 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록(105) 구성된 품질 결정 유닛;을 포함한다.

Description

FM 스테레오 라디오 신호들에서 고품질의 검출{HIGH QUALITY DETECTION IN FM STEREO RADIO SIGNALS}
본 명세서는 오디오 신호 처리에 관한 것이고, 특히 FM 스테레오 라디오 수신기의 오디오 신호를 개선하기 위한 장치 및 대응하는 방법에 관한 것이다. 특히, 본 명세서는 수신된 FM 스테레오 라디오 신호의 품질을 신뢰할 수 있게 검출하고, 검출된 품질에 기초하여 적절한 처리를 선택하기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
아날로그 FM(주파수 변조) 스테레오 라디오 시스템에서, 오디오 신호의 좌측 채널(L)과 우측 채널(R)은 중앙-측면(M/S) 표현으로, 즉 중앙 채널(M)과 측면 채널(S)로서 전달된다. 중앙 채널(M)은 L과 R의 합산 신호, 예컨대 M=(L+R)/2에 대응하고, 측면 채널(S)은 L과 R의 차이 신호, 예컨대 S=(L-R)/2에 대응한다. 송신을 위해, 측면 채널(S)은 38 kHz 억압 반송파로 변조되어, 기저대역 중앙 신호(M)에 더해져, 역호환 가능한 스테레오 다중 신호를 형성한다. 이러한 다중 기저대역 신호는 이후 전형적으로 87.5 내지 108 MHz의 범위에서 동작하는 FM 송신기의 HF(고주파수) 반송파를 변조하기 위하여 사용된다.
수신 품질이 감소할 때(즉, 라디오 채널에 걸쳐 신호대 잡음비가 감소할 때), S 채널은 전형적으로 송신 도중에 M 채널보다 감소를 더 겪는다. 많은 FM 수신기 구현들에 있어서, S 채널은 수신 상태들이 너무 잡음이 많을 때 뮤팅된다. 이것은 수신기가 열악한 HF 라디오 신호의 경우 스테레오로부터 모노로 대체되는 것을 의미한다.
중앙 신호(M)가 허용 가능한 품질로 이루어진 경우에 조차, 측면 신호(S)는 잡음이 있을 수 있고, 따라서 출력 신호의 좌우 채널들(예컨대, L=M+S 및 R=M-S에 따라 유도되는)에서 혼합될 때 전체적인 오디오 품질을 심각하게 악화시킬 수 있다. 측면 신호(S)가 오로지 중간 품질에 대해 열악할 때, 두 가지 선택사항들이 존재한다: 수신기가 측면 신호(S)와 관련된 잡음을 수용하기를 선택하여 잡음이 있는 좌우 신호를 포함하는 실제 스테레오 신호를 출력하거나, 또는 수신기가 측면 신호(S)를 드롭시키고 모노로 대체되는 것이다.
PS(Parametric Stereo) 코딩은 매우 낮은 비트레이트 오디오 코딩의 분야로부터의 기술이다. PS는 추가적인 PS 측면 정보, 즉 PS 파라미터들과 조합하여 2-채널 스테레오 오디오 신호를 모노 다운믹스 신호로 인코딩하는 것을 허용한다. 모노 다운믹스 신호는 스테레오 신호의 두 채널들의 조합으로서 획득된다. PS 파라미터들은 PS 디코더가 모노 다운믹스 신호와 PS 측면 정보로부터 스테레오 신호를 재구성하는 것을 가능케 한다. 전형적으로, PS 파라미터들은 시간- 및 주파수-가변적이고, PS 디코더에서의 PS 처리는 전형적으로 QMF 뱅크를 병합하는 하이브리드 필터뱅크 도메인에서 수행된다. Heiko Purnhagen에 의한 문헌 "Low Complexity Parametric Stereo Coding in MPEG-4"(Proc. Digital Audio Effects Workshop (DAFx), pp. 163-168, Naples, IT, Oct. 2004)은 MPEG-4를 위한 예시적인 PS 코딩 시스템을 기술한다. 특히 파라메트릭 스테레오 파라미터들의 결정에 관한 이 문헌의 파라메트릭 스테레오에 대한 논의는 본 명세서에서 참조로서 병합되었다. 파라메트릭 스테레오는 예컨대 MPEG-4 오디오에 의해 지원된다. 파라메트릭 스테레오는 MPEG-4 표준화 문서(ISO/IEC 14496-3:2005 (MPEG-4 Audio, 제3판))의 8.6.4절 및 부록 8.A 및 8.C에서 논의된다. 표준화 문서의 이들 부분들은 모든 목적을 위해 참조로서 본 명세서에 병합된다. 파라메트릭 스테레오는 또한 MPEG 서라운드 표준(문서 ISO/IEC 23003-1:2007(MPEG 서라운드) 참조)에서 사용된다. 또한 이러한 문서는 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 병합된다. 파라메트릭 스테레오 코딩 시스템들의 다른 예들은 Frank Baumgarte 및 Christof Faller에 의한 문서 "Binaural Cue Coding - Part I: Psychoacoustic Fundamentals and Design Principles,"(IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, vol 11, no 6, pages 509-519, November 2003)와, Christof Faller 및 Frank Baumgarte에 의한 문서 "Binaural Cue Coding - Part II: Schemes and Applications,"(IEEE Transactions on Speech and Audio Processing, vol 11, no 6, pages 520-531, November 2003)에서 논의된다. 후자의 두 문서에서, 용어 "입체음향의 큐 코딩"("binaural cue coding")가 사용되고, 이는 파라메트릭 스테레오 코딩의 한 예이다.
수신된 FM 스테레오 신호의 수신된 측면 신호 내에 포함된 잡음을 감소시키기 위하여 수신된 FM 스테레오 신호의 PS 인코딩을 사용하는 것이 WO2011/029570과 PCT/EP2011/064077에서 제안되었다. 파라메트릭 스테레오(PS)에 기반한 FM 스테레오 라디오 잡음 감소 기술의 일반적인 원리는, 수신된 잡음이 있는 측면 신호(S)(예컨대 S=(L-R)/2)를, 중앙 신호(M)(예, M=(L+R)/2)와 하나 이상의 PS 파라미터들로부터 파라메터적으로 재구성된 측면 신호의 잡음이 적은 형태로 대체하기 위하여, 수신된 FM 스테레오 신호로부터 유도된 파라메트릭 스테레오 파라미터들을 사용하는 것이다. 이러한 기술의 성능은 측면 신호 내의 수신된 잡음의 특징 특성들(예, 스펙트럼 평탄도)를 고려함으로써 개선될 수 있다. 더욱이, 국제특허출원 PCT/EP2011/064084는 이러한 기술의 확장들을 기술하는데, 이러한 확장은 수신이 모노와 스테레오 사이에서 앞뒤로 전환되는 상황에서 PS에 기반한 FM 스테레오 잡음 감소의 성능 개선을 허용한다. 위에서 언급한 특허 명세서의 개시사항은 참조로서 본 명세서에 병합된다.
본 명세서에서, 수신된 FM 스테레오 신호의 품질을 추가로 개선하기 위하여 사용될 수 있는 방법 및 시스템이 기술된다.
PS에 기반한 FM 스테레오 잡음 감소 기술은 전형적으로, 측면 신호가 중간의 또는 높은 잡음 레벨들을 겪는 중간 또는 열악한 수신 조건들의 경우, 지각 음향 품질을 개선하는데 유익하다. 다른 한 편으로, 본 명세서의 발견 사항은, 측면 신호가 상대적으로 낮은 잡음 레벨을 갖는 양호한 수신 조건들의 경우, PS에 기반한 스테레오 잡음 감소 기술의 파라미터 성질은 처리되지 않은 신호와 비교할 때 음향 품질을 제한할 수 있다. 따라서, 양호한 수신 조건들의 경우 PS에 기반한 스테레오 잡음 감소 기술을 우회하는 것이 제안된다. 이러한 정황에서 문제점은 이러한 고품질(HQ) 수신 조건, 즉 PS에 기반한 스테레오 잡음 감소 기술을 우회하는 것이 지각적으로 유리한 조건을 신뢰할 수 있게 검출하는 것이다.
일 양상에 따라, 수신된 멀티채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치가 기술된다. 멀티채널 FM 라디오 신호는 2-채널 스테레오 신호일 수 있다. 특히, 수신된 멀티채널 FM 라디오 신호는 중앙 신호와 측면 신호로서 표현 또는 제공될 수 있거나 이들을 나타낼 수 있다. 더욱이, 측면 신호는 스테레오 신호의 좌측 신호와 우측 신호 사이의 차이를 나타낼 수 있다.
일 실시예에 있어서, 장치는 중앙 신호의 전력(즉, 중앙 전력) 및 측면 신호의 전력(즉, 측면 전력)을 결정하도록 구성된 전력 결정 유닛을 포함한다. 더욱이, 장치는 중앙 전력과 측면 전력의 비율을 결정하고, 이에 의해 중앙-측면 비율을 산출하도록 구성된 비율 결정 유닛을 포함한다. 장치의 품질 결정 유닛은 적어도 중앙-측면 비율(MSR : mid-to-side ratio)에 기초하여 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 즉, 품질 검출 유닛으로 불릴 수 있는 장치는, 중앙 신호와 측면 신호의 에너지(또는 전력)의 비율, 즉 MSR을 분석함으로써 수신된 FM 신호의 품질을 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 본 명세서의 발견 사항은, 측면 신호의 에너지가 중앙 신호의 에너지를 미리 결정된 전력 임계치(예, 6dB 또는 5dB 또는 4dB)만큼 초과하는 상황에서 현저하게, MSR이 수신된 FM 신호의 신호대 잡음 비(SNR)의 양호한 근사를 제공한다는 것이다.
위에서 나타낸 바와 같이, 전력 결정 유닛은 중앙 전력 및/또는 측면 전력을 결정하도록 구성될 수 있다. 시간 순간(n)에 중앙 신호의 전력은 시간 순간(n) 근처의 복수의 시간 순간들에서의 중앙 신호의 제곱의 평균으로서 결정될 수 있다. 달리 말하면, 시간 순간(n)에 중앙 전력은 이러한 시간 순간(n)에서 중앙 신호 샘플들의 제곱의 기대 값으로 결정될 수 있다. 시간 순간(n)에 측면 신호의 전력은 유사한 방식으로 결정될 수 있다.
전력 결정 유닛은 추가적으로 중앙 신호의 복수의 하위대역들에 대한 복수의 하위대역 중앙 전력과, 측면 신호의 복수의 대응하는 하위대역들에 대한 복수의 하위대역의 측면 전력을 결정하도록 구성될 수 있다. 중앙 신호의 복수의 하위대역들과 측면 신호의 복수의 하위대역들은 직교 미러 필터(QMF) 필터뱅크를 사용하여 유도되는 하위대역들일 수 있다. 신뢰할 수 있는 품질 표시자를 결정하기 위하여, 중앙 및 측면 신호들이 담당하는 주파수 범위의 하위범위 내에서 중앙 및 측면 전력들을 오로지 분석하는 것으로 충분할 수 있다. 결과적으로, 품질 표시자를 결정하기 위한 계산 복잡도는 감소될 수 있다. 특히, 주파수 범위의 더 높은 부분 내에서 중앙 및 측면 전력들을 분석하는 것으로 충분할 수 있다. 심지어 더 특별히, 중앙 신호와 측면 신호는 중간 주파수까지의 낮은 주파수 범위와 중간 주파수 초과의 높은 주파수 범위를 담당할 수 있다. 중앙 신호의 복수의 하위대역들과 측면 신호의 복수의 하위대역들은 높은 주파수 범위 내에 놓일 수 있다. 예로서, 중간 주파수는 1 kHz, 2 kHz, 3 kHz, 4 kHz, 5 kHz, 6 kHz, 7kHz, 8kHz, 9kHz, 10 kHz, 11 kHz 또는 12 kHz 이상일 수 있다.
복수의 하위대역의 중앙 전력들 및 복수의 하위대역의 측면 전력들에 기초하여, 비율 결정 유닛은 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들을 결정하도록 구성될 수 있다. 품질 결정 유닛은 이후 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들로부터 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 특별한 실시예에 있어서, 품질 결정 유닛은 복수의 하위대역들에 걸쳐 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 최소값으로부터 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다.
대안적으로, 품질 결정 유닛은 각 하위대역이 담당하는 주파수들에 의존하여 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들을 상이하게 가중시키고, 이에 의해 복수의 가중된 하위대역의 중앙-측면 비율들을 산출하도록 구성될 수 있다. 대응하는 하위대역이 담당하는 주파수의 함수로서 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 가중은, 전형적으로 FM 라디오 송신으로부터 초래되는, 신호 주파수 범위를 가로질러 잡음 에너지의 비균일 분포를 고려하기 위하여 유리할 수 있다. 가중된 하위대역의 중앙-측면 비율들의 경우, 품질 결정 유닛은, 복수의 하위대역들을 가로질러 복수의 가중된 하위대역의 중앙-측면 비율들의 최소값으로부터 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다.
복수의 하위대역들 내에서 중앙 및 측면 전력들을 분석하는 것에 대한 대안으로서, 또는 이에 덧붙여, 전력 결정 유닛은 연속하는 시간 순간들의 시퀀스에서 중앙 전력들의 시퀀스와 측면 전력들의 시퀀스들을 결정하도록 구성될 수 있다. 달리 말하면, 특별한 시간 순간(n)에 중앙 및 측면 전력들(또는 하위대역의 중앙 및 측면 전력들)을 분석하는 것에 덧붙여, 전력 결정 유닛은 복수의 연속하는 시간 순간들 동안 중앙 및 측면 전력들(또는 하위대역의 중앙 및 측면 전력들)을 결정하고, 이에 의해 중앙 및 측면 전력들의 시퀀스(또는 복수의 하위대역의 중앙 및 측면 전력들의 시퀀스)를 제공하도록 구성될 수 있다.
이러한 경우들에 있어서, 비율 결정 유닛은 중앙 전력의 시퀀스와 측면 전력의 시퀀스로부터 시간 순간들의 시퀀스에서 중앙-측면 비율들의 시퀀스를 결정하도록 구성될 수 있고, 및/또는 복수의 하위대역의 중앙 전력들의 시퀀스와 복수의 하위대역의 측면 전력들의 시퀀스로부터 시간 순간들의 시퀀스에서 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스를 결정하도록 구성될 수 있다. 이들 MSR 값들을 사용하여, 품질 결정 유닛은 중앙-측면 비율들의 시퀀스로부터 및/또는 시간 순간들의 시퀀스에서 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스로부터 품질 표시자의 시퀀스를 결정하도록 구성될 수 있다.
품질 표시자들의 시퀀스의 변하기 쉬운 거동(특히, 낮은 품질의 FM 신호를 표시하는 것으로부터 고품질의 FM 신호를 나타내는 것으로의 전이시)을 예방하기 위하여, 평활된 중앙-측면 비율들 또는 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스로부터 품질 표시자들의 시퀀스를 결정하는 것이 유리할 수 있다. 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스는 시간 순간들의 시퀀스를 따라 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스로부터 선택된 하위대역의 중앙-측면 비율들을 평활시킴으로써 결정될 수 있다. 특히, 각 시간 순간(n)에, 그 시간 순간(n)의 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들 중 특별한 하나(예, 최소 MSR 값 또는 최소 가중된 MSR 값)가 선택될 수 있다. 평활은 반전된 피크 감쇄 함수를 사용하여 수행될 수 있다. 일 실시예에 있어서, 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율들의 시퀀스는, 시간 순간(n)에 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율을, 감쇄 인자에 의해 가중된 시간 순간들의 시퀀스로부터 선행하는 시간 순간(n-1)에 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율과, 시간 순간(n)에서 복수의 하위대역의 중앙-측면 비율들의 최소값 중 적은 값으로 결정함으로써 결정된다.
품질 결정 유닛은 시간 순간(n)에 중앙-측면 비율를 정상화함으로써(또는 최소 하위대역의 중앙-측면 비율을 정상화함으로써, 또는 시간 순간(n)에 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율을 정상화함으로써) 시간 순간(n)에 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 개괄적으로, 품질 결정 유닛은 품질 표시자를 결정하기 위하여 사용된 하나 이상의 중앙-측면 비율들의 정상화된 형태로부터 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 이러한 목적을 위하여, 낮은 전력 임계치와 높은 전력 임계치가 사용될 수 있다. 예를 통해, 시간 순간(n)의 품질 표시자는 다음과 같이 정상화될 수 있다.
Figure pct00001
여기에서, q는 시간 순간(n)에 중앙-측면 비율(예, 평활된 하위대역의 중앙-측면 비율)이고, MSR_LOW는 낮은 전력 임계치이고, MSR_HIGH는 높은 전력 임계치이다. 대수(logarithmic) 도메인에서 낮은 전력 임계치는 -4dB, -5dB 또는 -6dB이하일 수 있고, 및/또는 높은 전력 임계치는 대수 도메인에서 -5dB, -4dB 또는 -3dB이상일 수 있다. 정상화의 결과로서, 품질 표시자는 미리 결정된 간격(예, [0,1])으로 값들을 취할 수 있고, 간격의 한 단부는 수신된 FM 신호의 낮은 품질(예, 0)을 나타내고, 간격의 다른 단부는 수신된 FM 신호의 고품질(예, 1)을 나타낸다.
다음에서, 다양한 예들/실시예들은 더 높은 정도의 신뢰도를 통해 수신된 FM 신호의 품질을 나타내기 위하여 품질 표시자가 어떻게 강화될 수 있는지에 대해 기술된다. 다양한 예들/실시예들은 임의의 방식으로 결합될 수 있다.
일 실시예에 있어서, 품질 결정 유닛은 측면 신호의 스펙트럼 평탄도의 특징인 적어도 하나의 스펙트럼 평탄도 측정(SFM) 값에 또한 기초하여 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 이러한 SFM 값이 결정될 수 있는 방법의 예들은 상세한 설명에서 기술된다. 측면 신호의 스펙트럼 평탄도는 전형적으로 수신된 FM 신호 내에 포함된 잡음 정도의 표시자이다. 전형적으로, 측면 신호의 스펙트럼 편탄도를 증가시키는 것은 품질 표시자의 감소, 즉 수신된 FM 신호의 감소된 품질의 표시를 산출한다. 특히, 수정된 영향 인자는 다음과 같이 결정될 수 있다.
Figure pct00002
여기에서, SFM_impact_factor는 0으로부터 1에 이르는 정상화된 SFM 값이고, 0은 측면 신호의 낮은 정도의 스펙트럼 평탄도를 나타내고, 1은 높은 정도의 스펙트럼 평탄도를 나타내고, α'HQ는 적어도 하나의 SFM 값과 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 수정된 품질 표시자이고, αHQ는 적어도 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 품질 표시자이고, α'HQ와 αHQ는 0으로부터 1에 이르며, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타낸다.
다른 실시예에 있어서, 품질 결정 유닛은 또한 적어도 측면 신호의 총 전력 레벨에 기초하여 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 전형적으로, 측면 신호의 총 전력 레벨을 감소시키는 것은 수신된 FM 신호 내에서 적은 페이로드 및 상대적으로 높은 잡음을 표시한다. 이와 같이, 측면 신호의 총 전력 레벨을 감소시키는 것은 품질 표시자를 감소시킬 것이다. 예를 통해, 수정된 품질 표시자는 다음과 같이 결정될 수 있다.
Figure pct00003
, 이러한 식에서,
Figure pct00004
이다.
여기에서, Ssum은 측면 신호의 총 전력 레벨이고, S_THRES_LOW와 S_THRES_HIGH는 정상화 임계치이고, α'HQ는 적어도 측면 신호의 총 전력 레벨과 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 수정된 품질 표시자이고, αHQ는 적어도 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 품질 표시자이고, α'HQ와 αHQ는 0으로부터 1에 이르며, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타낸다.
다른 실시예에 있어서, 품질 결정 유닛은 또한 적어도 하나의 채널 레벨 차이(CLD) 파라미터에 기초하여, 품질 표시자를 결정하도록 구성된다. 채널 레벨 차이 파라미터는 좌측 신호의 전력과 우측 신호의 전력 사이의 비율을 반영할 수 있거나 또는 이러한 비율에 대응할 수 있다. FM 스테레오 신호의 좌측 신호와 우측 신호는 본 명세서에서 기술되는 바와 같이 FM 스테레오 신호의 중앙 및 측면 신호들로부터 결정될 수 있다. 특히, 품질 결정 유닛은 적어도 중앙-측면 비율의 합과 CLD 파라미터의 절대값으로부터 품질 표시자를 결정하도록 구성될 수 있다. 전형적으로 CLD 파라미터는 로그 스케일로 주어진다. 보다 더 특별히, 시간 순간(n)에 중앙-측면 비율과 CLD 파라미터의 절대값의 합은 본 명세서에서 개요된 품질 표시자를 결정하는 방법에서 중앙-측면 비율을 대체할 수 있다.
다른 양상에 따라, 수신된 FM 스테레오 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템이 기술된다. 표시된 바와 같이, FM 라디오 신호는 전형적으로 수신된 좌측 신호와 수신된 우측 신호를 나타낸다. 시스템은 수신된 FM 스테레오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성된 장치를 포함한다. 이러한 목적을 위해, 장치는 본 명세서에서 개요된 임의의 특징들 및 구성요소들을 포함할 수 있다. 시스템은 결정된 품질 표시자에 따라 또는 이에 기초하여 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된다.
일 실시예에 있어서, 시스템은, 수신된 좌측 및 우측 신호들의 상관 및/또는 차이를 나타내는 하나 이상의 파라미터들에 기초하여 수신된 FM 라디오 신호로부터 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성될 수 있는 FM 잡음 감소 유닛을 포함한다. 더욱이, 시스템은 수신된 좌측 및 우측 신호를 제공하도록 구성된 우회 경로를 포함할 수 있다. 시스템은 결정된 품질 표시자를 기초하여 잡음 감소된 스테레오 신호(또는 이들의 부분들) 및/또는 수신된 좌측 및 우측 신호(또는 이들의 부분들)을 개선된 스테레오 신호로서 선택하도록 구성될 수 있다. 이러한 목적을 위하여, 시스템은 품질 표시자를 사용하여 잡음 감소된 스테레오 신호와 수신된 좌측 및 우측 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 결정하도록 구성된 결합 유닛을 포함할 수 있다.
FM 잡음 감소 유닛은 수신된 FM 라디오 신호의 파라메트릭 스테레오 표현으로부터 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성될 수 있고, 파라메트릭 스테레오 표현은 하나 이상의 파라메트릭 스테레오 파라미터들을 포함한다. 대안적으로, FM 잡음 감소 유닛은 수신된 FM 라디오 신호의 다른 표현, 예컨대 예측에 기반한 표현으로부터 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 더욱이, FM 잡음 감소 유닛은 시간 순간(n)에 선행하는 시간 순간에 결정된 하나 이상의 파라메트릭 스테레오 파라미터들(또는 다른 표현의 파라미터들)을 사용하여, 시간 순간(n)에 수신된 FM 스테레오 신호의 모노로의 드롭아웃을 은폐하도록 구성될 수 있다. FM 잡음 감소 유닛 내의 은폐는 수신된 FM 신호의 낮은 품질을 나타낼 수 있다. 결과적으로, 시스템은 FM 잡음 감소 유닛 내의 은폐를 검출하는 것을 조건으로, 품질 표시자를 수정하도록 구성될 수 있다. 특히, 품질 표시자는, 개선된 스테레오 신호가 (수신된 좌측 및 우측 신호들로부터가 아닌) 오로지 잡음 감소된 스테레오 신호로부터 선택되는 것을 보장하도록 수정될 수 있다.
더욱이, FM 잡음 감소 유닛은 품질 표시자를 사용하여 수신된 FM 라디오 신호로부터 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 이와 같이, FM 잡음 감소 유닛은 잡음 감소된 스테레오 신호를 결정할 때 수신된 FM 신호의 품질을 고려할 수 있다. 이것은 수신된 좌측 및 우측 신호들의 상관 및/또는 차이를 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 품질 표시자를 사용하여 조정함으로써 행해진다. 예를 통해, FM 잡음 감소 유닛은 예측에 기반한 파라미터화를 사용하여 잡음 감소된 스테레오 신호를 결정하도록 구성될 수 있다. 이러한 경우, 예측에 기반한 파라미터화의 예측 파라미터들(a 및 b)은 품질 표시자를 사용하여 조정될 수 있다(상세한 설명 참조).
대안적으로 또는 추가적으로, FM 잡음 감소 유닛은 다운믹스 이득에 의해 조정된 수신된 좌측 및 우측 신호들의 합으로부터 결정된 다운믹스 신호로부터 잡음 감소된 스테레오 신호의 잡음 감소된 측면 신호를 생성하도록 구성될 수 있다. 다운믹스 이득은 수신된 좌측 및 우측 신호들의 동위상 및/또는 탈위상 거동을 나타낼 수 있다. 다운믹스 이득은 품질 표시자를 사용하여 조정될 수 있다.
결합 유닛은 품질 표시자를 사용하여 잡음 감소된 스테레오 신호와 수신된 좌측 및 우측 신호 사이를 혼합하도록 구성될 수 있다. 특히, 결합 유닛은 잡음 감소된 스테레오 이득을 사용하여 잡음 감소된 스테레오 신호를 가중하도록 구성된 잡음 감소된 스테레오 이득 유닛을 포함할 수 있다. 더욱이, 결합 유닛은 우회 이득을 사용하여 수신된 좌측 및 우측 신호들을 가중하도록 구성된 우회 이득 유닛을 포함할 수 있다. 덧붙여, 결합 유닛은 가중된 잡음 감소된 스테레오 신호와 가중된 수신 좌측 및 우측 신호들의 각 신호들을 가산하도록 구성된 가산 유닛을 포함할 수 있고, 잡음 감소된 스테레오 이득 및/또는 우회 이득은 품질 표시자에 의존할 수 있다. 보다 특별히, 개선된 스테레오 신호의 좌측 및 우측 신호는 다음과 같이 결합 유닛 내에서 결정될 수 있다.
Figure pct00005
위 식에서, LFM, RFM은 수신된 좌측 및 우측 신호들이고, LPS, RPS는 잡음 감소된 스테레오 신호의 좌측 및 우측 신호이고, αHQ는 0으로부터 1에 이르는 품질 표시자이며, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타낸다.
다른 양상에 따라, 모바일 통신 디바이스(예, 스마트폰 또는 모바일 전화)가 기술된다. 모바일 통신 디바이스는 본 명세서에서 개요된 수신된 FM 신호의 품질을 개선하기 위한 시스템을 포함한다. 더욱이, 모바일 통신 디바이스는 FM 라디오 신호를 수신하도록 구성된 FM 스테레오 수신기를 포함할 수 있다.
다른 양상에 따라, 수신된 멀티채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하기 위한 방법이 기술된다. 수신된 멀티채널 FM 라디오 신호는 중앙 신호와 측면 신호로서 표현될 수 있다. 더욱이, 측면 신호는 좌측 신호와 우측 신호 사이의 차이를 나타낼 수 있다. 방법은 중앙 전력으로 언급되는 중앙 신호의 전력과 측면 전력으로 언급되는 측면 신호의 전력을 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 더욱이, 방법은 중앙 전력과 측면 전력의 비율을 결정하고, 이에 의해 중앙-측면 비율을 산출하는 단계를 포함할 수 있다. 덧붙여, 방법은 적어도 중앙-측면 비율에 기초하여 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
다른 양상에 따라, 수신된 FM 라디오 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 생성하는 방법이 기술된다. FM 라디오 신호는 수신된 좌측 신호 및 수신된 우측 신호를 나타낼 수 있다. 방법은 본 명세서에서 개요된 임의의 방법들에 따라 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 더욱이, 방법은 품질 표시자를 사용하여 수신된 FM 라디오 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
추가 양상에 따라, 소프트웨어 프로그램이 기술된다. 소프트웨어 프로그램은 프로세서 상에서 실행을 위해, 그리고 컴퓨팅 디바이스 상에서 수행될 때 본 명세서에서 개요된 방법 단계들을 수행하기 위해 적응될 수 있다.
다른 양상에 따라, 저장 매체가 기술된다. 저장 매체는 프로세서 상에서 실행을 위해, 그리고 컴퓨팅 디바이스 상에서 수행될 때 본 명세서에서 개요된 방법 단계들을 수행하기 위해 적응된 소프트웨어 프로그램을 포함할 수 있다.
다른 양상에 따라, 컴퓨터 프로그램 제품이 기술된다. 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 상에서 수행될 때 본 명세서에서 개요된 방법 단계들을 수행하기 위한 실행 가능한 명령들을 포함할 수 있다.
본 특허 출원에서 개요된 바람직한 실시예들을 포함하는 방법들 및 시스템들은 독립적으로 사용될 수 있거나, 또는 본 명세서에서 개시된 다른 방법들 및 시스템들과 조합하여 사용될 수 있다. 더욱이, 본 특허 출원에서 개요된 방법들 및 시스템들의 모든 양상들은 임의의 조합될 수 있다. 특히, 청구항들의 특징들은 임의의 방식으로 서로 조합될 수 있다.
본 발명은 첨부 도면들을 참조하여 예시를 통해 아래에서 설명된다.
도 1은 FM 스테레오 라디오 수신기의 스테레오 출력을 개선하기 위한 개략적인 실시예를 도시하는 도면.
도 2는 파라메트릭 스테레오의 개념에 기초하여 오디오 처리 장치의 실시예를 도시하는 도면.
도 3은 PS 인코더 및 PS 디코더를 갖는 PS 기반 오디오 처리 장치의 다른 실시예를 도시하는 도면.
도 4는 도 3의 오디오 처리 장치의 확장된 형태를 도시하는 도면.
도 5는 도 4의 PS 인코더 및 PS 디코더의 실시예를 도시하는 도면.
도 6은 수신된 FM 라디오 신호들을 처리하기 위한 개선된 시스템의 예시적인 블록도.
도 7은 잡음이 있는 FM 라디오 음성 신호의 중앙 및 측면 신호에 대한 예시적인 전력 스펙트럼을 도시하는 도면.
도 8은 (페이로드 신호로서 묵음의 송신을 간주하는) AWGN(additive white Gaussian noise) 라디오 채널을 위한 FM 스테레오 디코딩 이후 예시적인 중앙 및 측면 신호 잡음 스펙트럼을 도시하는 도면.
도 9 내지 도 12는 예시적인 최소 MSR(Mid to Side Ratio) 곡선을 나타내는 상부 도면과, 최소 MSR이 발생하는 주파수 대역의 예시적인 표시를 도시하는 하부 도면.
도 13은 수신된 FM 라디오 신호들의 처리를 위한 개선된 방법의 예시적인 흐름도.
도 14는 PS 파라미터 은폐를 위해 사용된 예시적인 상태 머신을 도시하는 도면.
도 1은 FM 스테레오 라디오 수신기(1)의 스테레오 출력을 개선하기 위한 단순화된 개략적인 실시예를 도시한다. 본 명세서의 배경기술에서 논의된 바와 같이, FM 라디오에서 스테레오 신호는 중앙 신호와 측면 신호의 설계에 의해 송신된다. FM 수신기(1)에서, 측면 신호는 FM 수신기(1)의 출력에서 (적어도 수신이 충분히 양호하고, 측면 신호 정보가 뮤팅되지 않을 때) 좌측 신호(L)와 우측 신호(R) 사이의 스테레오 차이를 생성하기 위하여 사용된다. 달리 말하면, 측면 신호는 중앙 신호로부터 좌측 및 우측 오디오 신호를 생성하기 위하여 사용된다. 좌측 및 우측 신호들(L, R)은 디지털 또는 아날로그 신호들일 수 있다.
FM 수신기의 오디오 신호들(L, R)을 개선하기 위하여, 출력에서 스테레오 오디오 신호(L' 및 R')를 생성하는 오디오 처리 장치(2)가 사용된다. 오디오 처리 장치(2)는 수신된 FM 오디오 신호의 잡음 감소를 파라메트릭 스테레오를 사용하여 수행하도록 인에이블된다. 장치(2) 내에서 오디오 처리는 바람직하게 디지털 도메인에서 수행되고, 따라서 FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2) 사이의 아날로그 인터페이스의 경우, 장치(2) 내에서 디지털 오디오 처리 이전에 아날로그-디지털 변환기가 사용된다. FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)는 동일한 반도체 칩 상에 집적될 수 있거나, 또는 두 개의 반도체 칩들의 부분일 수 있다. FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)는 셀룰러 전화, 개인용 휴대 단말기(PDA), 또는 스마트폰과 같은 무선 통신 디바이스의 부분일 수 있다. 이러한 경우, FM 수신기(1)는 추가적인 FM 라디오 수신기 기능을 갖는 기저대역 칩의 부분일 수 있다. 다른 애플리케이션에 있어서, FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)는 이동하는 자동차의 변하는 수신 조건들을 보상하기 위한 자동차 오디오 시스템의 부분일 수 있다.
FM 수신기(1)의 출력과 장치(2)의 입력에서 좌/우측 표현을 사용하는 대신에, FM 수신기(1)와 장치(2) 사이의 인터페이스에서 중앙/측면 표현이 사용될 수 있다(도 1의 중앙/측면 표현에 대한 M, S 및 좌/우측 표현에 대한 L, R을 참조). FM 수신기(1)와 장치(2) 사이의 인터페이스에서 이러한 중앙/측면 표현은 감소된 처리 부하를 초래할 수 있는데, 왜냐하면 FM 수신기(1)가 이미 중앙/측면 신호를 수신하고, 오디오 처리 장치(2)는 다운믹싱 없이 중앙/측면 신호를 직접 처리할 수 있기 때문이다. 중앙/측면 표현은, FM 수신기(1)가 오디오 처리 장치(2)와 함께 조밀하게 집집된다면, 특히 FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)가 동일한 반도체 칩 상에서 집적된다면, 유리할 수 있다.
선택적으로, 라디오 수신 조건을 나타내는 라디오 신호 강도 신호(6)는 오디오 처리 장치(2) 내에서 오디오 처리를 적응시키기 위하여 사용될 수 있다. 이것은 본 명세서에서 이후에 설명될 것이다.
FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)의 조합은 집적된 잡음 감소 시스템을 갖는 FM 라디오 수신기에 대응한다.
도 2는 파라메트릭 스테레오의 개념에 기초한 오디오 처리 장치(2)의 일 실시예를 도시한다. 장치(2)는 PS 파라미터 추정 유닛(3)을 포함한다. 파라미터 추정 유닛(3)은 개선될 입력 오디오 신호(좌/우측 또는 중앙/측면 표현이 될 수 있는)에 기초하여 PS 파라미터들(5)을 결정하도록 구성된다. PS 파라미터들(50)은 특히 채널간 강도 차이들(IID, 또는 CLD(channel level difference)로도 불리는)을 나타내는 파라미터 및/또는 ICC(inter-channel cross-correlation)를 나타내는 파라미터를 포함할 수 있다. 바람직하게, PS 파라미터들(5)은 시간- 및 주파수-가변적이다. 파라미터 추정 유닛(3)의 입력에서 M/S 표현의 경우, 파라미터 추정 유닛(3)은 그럼에도 불구하고, L/R 채널들의 적절한 변환을 적용함으로써 L/R 채널들에 관한 PS 파라미터들(5)을 결정할 수 있다.
오디오 신호(DM)는 입력 신호로부터 얻어진다. 입력 오디오 신호가 이미 중앙/측면 표현을 사용하는 경우, 오디오 신호(DM)는 직접 중앙 신호에 대응할 수 있다. 입력 오디오 신호가 좌/우측 표현을 갖는 경우, 오디오 신호는 오디오 신호를 다운믹싱함으로써 생성될 수 있다. 바람직하게, 다운믹스 이후의 최종 신호(DM)는 중앙 신호(M)에 대응하고, 다음 식에 의해 생성될 수 있다.
DM = (L + R) / d, 예컨대, d = 2,
즉, 다운믹스 신호(DM)는 L 및 R 신호들의 평균에 대응할 수 있다. 스케일링 인자(d)의 상이한 값들에 대해, L 및 R 신호들의 평균은 증폭되거나 감쇄된다.
장치는 스테레오 믹싱 모듈 또는 스테레오 업믹서로도 불리는 업믹스 유닛(4)을 더 포함한다. 업믹스 유닛(4)는 오디오 신호(DM)와 PS 파라미터들(5)에 기초하여 스테레오 신호(L',R')를 생성하도록 구성된다. 바람직하게, 업믹스 유닛(4)은 DM 신호뿐만 아니라 측면 신호 또는 일종의 유사 측면 신호(미도시)도 사용한다. 이것은 도 4 및 도 5의 더 확장된 실시예들과 관련하여 본 명세서에서 이후에 설명될 것이다.
장치(2)는, 수신된 중앙 및 측면 신호들을 단순히 결합함으로써 스테레오 신호를 재구성하기에는 잡음으로 인해 수신된 측면 신호에 너무 잡음이 많을 수 있고, 그럼에도 불구하고, L/R 신호 내에서 측면 신호 또는 측면 신호의 구성요소가 여전히 PS 파라미터 추정 유닛(3) 내에서 스테레오 파라미터 분석을 위해 충분히 양호할 수 있다는 개념에 기초한다. 최종 PS 파라미터들(5)은 이후 FM 수신기(1)의 출력에서 직접적인 오디오 신호와 비교하여 감소된 레벨의 잡음을 갖는 스테레오 신호(L', R')를 생성하기 위하여 사용될 수 있다.
따라서, 열악한 FM 라디오 신호는 파라메트릭 스테레오 개념을 사용함으로써 "정화"될 수 있다. FM 라디오 신호 내의 왜곡 및 잡음의 주요 부분은 PS 다운믹스에서 사용되지 않을 수 있는 측면 채널 내에 위치한다. 그럼에도 불구하고, 측면 채널은 심지어 열악한 수신의 경우에도 종종 PS 파라미터 추출을 위한 충분한 품질을 갖는다.
다음의 도면들에서, 오디오 처리 장치(2)에 대한 입력 신호는 좌/우 스테레오 신호이다. 오디오 처리 장치(2) 내의 일부 모듈들에 대한 최소 수정을 통해 오디오 처리 장치(2)는 또한 입력 신호를 중앙/측면 표현으로 처리할 수 있다. 그러므로, 본 명세서에서 논의되는 개념들은 중앙/측면 표현의 입력 신호와 관련하여 사용될 수 있다.
도 3은 PS 인코더(7)와 PS 디코더(8)를 사용하는 PS에 기반한 오디오 처리 장치(2)의 일 실시예를 도시한다. 본 예에서 파라미터 추정 유닛(3)은 PS 인코더(7)의 부분이고, 업믹스 유닛(4)은 PS 디코더(8)의 부분이다. 용어 "PS 인코더" 및 "PS 디코더"는 장치(2) 내의 오디오 처리 블록들의 기능을 기술하기 위한 명칭들로서 사용된다. 오디오 처리가 모두 동일한 FM 수신기 디바이스에서 발생함을 주목해야 한다. 이들 PS 인코딩 및 PS 디코딩 프로세스들은 밀접하게 결합될 수 있고, 용어 "PS 인코딩" 및 "PS 디코딩"은 오로지 오디오 처리 기능들의 재산을 기술하기 위하여 사용된다.
PS 인코더(7)는 스테레오 오디오 입력 신호(L, R)를 기초하여 오디오 신호(DM)와 PS 파라미터(5)를 생성한다. 선택적으로, PS 인코더(7)는 추가적으로 라디오 신호 강도 신호(6)를 사용한다. 오디오 신호(DM)는 모노 다운믹스이고, 바람직하게 수신된 중앙 신호에 대응한다. L/R 채널들을 합산하여 DM 신호를 형성할 때, 수신된 측면 채널의 정보는 DM 신호 내에서 배제된다. 따라서, 이 경우 오로지 중앙 정보만이 모노 다운믹스 DM에 포함된다. 따라서, 측면 채널로부터 임의의 잡음은 DM 신호 내에서 배제될 수 있다. 그러나, 측면 채널은, 인코더(7)가 전형적으로 입력으로서 L=M+S 및 R=M-S(결과적으로 DM=(L+R)/2=M)를 취하기 때문에 인코더(7) 내의 스테레오 파라미터 분석의 부분이다.
모노 신호(DM)와 PS 파라미터들(5)은 후속적으로 PS 디코더(8) 내에서 사용되어, 스테레오 신호(L', R')(전형적으로 원래의 스테레오 신호(L, R)와 비교하여 작은 잡음을 갖는)를 재구성한다.
도 4는 도 3의 오디오 처리 장치(2)의 확장된 형태를 도시한다. 도 4에서, 모노 다운믹스 신호(DM)와 PS 파라미터들에 부가하여, 원래 수신된 측면 신호(S0)가 PS 디코더(8)에 전달된다. 이러한 접근법은 PS 코딩으로부터의 "잔류 코딩" 기술들과 유사하고, 양호하지만 완벽하지 않은 수신 조건들의 경우 어떻든 수신된 측면 신호(S0)의 부분들(예, 특정 주파수 대역들)을 사용하는 것을 허용한다. 수신된 측면 신호(S0)는 모노 다운믹스 신호가 중앙 신호에 대응하는 경우 완벽하게 사용된다. 그러나, 모노 다운믹스 신호가 중앙 신호에 대응하지 않는 경우, 수신된 측면 신호(S0) 대신에 보다 일반적인 잔류 신호가 사용될 수 있다. 이러한 잔류 신호는 다운믹스와 PS 파라미터들을 통해 원래 채널들을 표현하는 것과 관련된 에러를 나타내고, 종종 PS 인코딩 방식들에서 사용된다. 다음에, 수신된 측면 신호(S0)의 사용에 대한 설명들은 또한 잔류 신호에도 적용된다.
도 5는 도 4의 PS 인코더(7)와 PS 디코더(8)의 실시예의 세부사항들을 도시한다. PS 인코더 모듈(7)은 다운믹스 생성기(9)와 PS 파라미터 추정 유닛(3)을 포함한다. 예컨대, 다운믹스 생성기(9)는 바람직하게 중앙 신호(M)에 대응하는 모노 다운믹스(DM)(예, DM=M=(L+R)/d)를 생성할 수 있고, 선택적으로 또한 수신된 측면 신호(S0 = (L+R)/d)에 대응하는 제 2 신호를 생성할 수 있다.
PS 파라미터 추정 유닛(3)은 PS 파라미터들(5)로서 L 및 R 입력들 사이의 상관과 레벨 차이를 추정할 수 있다. 선택적으로, 파라미터 추정 유닛은 신호 강도(6)를 수신한다. 이러한 정보는 PS 파라미터들(5)의 신뢰도에 관해 결정하기 위하여 사용될 수 있다. 낮은 신뢰도의 경우, 예컨대 낮은 신호 강도(6)의 경우, PS 파라미터들(5)은, 출력 신호(L',R')가 모노 출력 신호 또는 유사 스테레오 출력 신호가 되도록, 설정될 수 있다. 모노 출력 신호의 경우, 출력 신호(L')는 출력 신호(R')와 동일하다. 유사 스테레오 출력 신호의 경우, 디폴트 PS 파라미터들이 유사 또는 디폴트 스테레오 출력 신호(L',R')를 생성하기 위하여 사용될 수 있다.
PS 디코더 모듈(8)은 스테레오 믹싱(또는 업믹스) 행렬(4)과 상관해제기(10)를 포함한다. 상관해제기는 모노 다운믹스 신호(DM)를 수신하고, 유사 측면 신호로서 사용되는 상관해제된 신호(S')를 생성한다. 상관해제기(10)는 인용된 문서 "Low Complexity Parametric Stereo Coding in MPEG-4"의 섹션 4에서 논의된 적절한 전 대역 통과 필터에 의해 구현될 수 있다. 스테레오 믹싱 행렬(4)은 본 실시예에서 2×2 업믹스 행렬이다.
추정된 파라미터들(5)에 의존하여, 스테레오 믹싱 행렬(4)은 DM 신호를 수신된 측면 신호(S0) 또는 상관해제된 신호(S')와 혼합하여, 스테레오 출력 신호(L' 및 R')를 생성한다. 수신된 신호(S0)와 상관해제된 신호(S') 사이의 선택은 신호 강도(6)와 같은 수신 조건들을 나타내는 라디오 수신 표시자에 의존할 수 있다. 이 대신에 또는 이에 부가적으로, 수신된 측면 신호의 품질을 나타내는 품질 표시자를 사용할 수 있다. 이러한 품질 표시자의 일 예는 수신된 측면 신호의 추정된 잡음(출력)이 될 수 있다. 높은 정도의 잡음을 포함하는 측면 신호의 경우, 상관해제된 신호(S')는 스테레오 출력 신호(L' 및 R')를 생성하기 위하여 사용될 수 있는 반면, 낮은 잡음 조건의 경우, 측면 신호(S0)가 사용될 수 있다.
업믹스 동작은 바람직하게 다음의 행렬식에 따라 수행된다.
Figure pct00006
위 식에서 가중 인자들(ε,β,γ,δ)은 신호들(DM 및 S)의 가중을 결정한다. 다운믹스 신호(DM)는 바람직하게 수신된 중앙 신호에 대응한다. 식 내의 신호(S)는 상관해제된 신호(S') 또는 수신된 측면 신호(S0)에 대응한다. 업믹스 행렬 요소들, 즉 가중 인자들(ε,β,γ,δ)은 예컨대 인용된 문헌 "Low Complexity Parametric Stereo Coding in MPEG-4"(섹션 2.2 참조), "MPEG-4 표준 문서 ISO/IEC 14496-3:2005"(섹션 3.6.4.6.2 참조), 또는 "MPEG 서라운드 규격 문서 ISO/IEC 23003-1"(섹션 6.5.3.2 참조)에서 도시된 바와 같이 유도될 수 있다. 문헌들의 이들 섹션들(및, 이들 섹션들에서 인용된 섹션들)은 모든 목적을 위해 참조로서 본 명세서에 통합된다. 이와 같이, 가중 인자들(ε,β,γ,δ)은 파라미터 추정 유닛(3) 내에서 결정된 PS 파라미터(5)를 사용하여 유도될 수 있다.
특정 수신 조건들에서, FM 수신기(1)는 오로지 모노 신호를 제공하고, 전달된 측면 신호는 뮤팅된다. 이것은, 수신 조건들이 매우 열악하고, 측면 신호가 매우 잡음이 많거나 또는 측면 신호를 복조하기 위하여 요구되는 19 kHz 파일럿 톤이 너무 약하거나 전혀 존재하지 않아 스테레오 다중화 신호로부터 디코딩될 수 없을 때, 전형적으로 발생할 것이다. FM 스테레오 수신기(1)가 스테레오 라디오 신호의 모노 재생으로 전환되는 경우, 업믹스 유닛은 바람직하게 프리셋 업믹스 파라미터들(또는 (가장) 최근의 업믹스 파라미터들)과 같은, 블라인드 업믹스를 위한 업믹스 파라미터들을 사용하고, 유사 스테레오 신호를 생성한다, 즉 업믹스 유닛은 블라인드 업믹스를 위한 업믹스 파라미터들을 사용하여 스테레오 신호를 생성한다. 너무 열악한 수신 조건들에서 모노 재생으로 전환하는 FM 스테레오 수신기(1)의 기존 실시예들이 또한 존재할 수 있다.
도 4의 상황에서 개요된 바와 같이, PS로부터 알려진 "잔류 코딩" 기술들은 PS 디코더(8)의 출력의 품질을 개선하기 위하여 사용될 수 있다. 예를 통해, 어떻든 원래 수신된 측면 신호(S0)의 부분들이 스테레오 신호(L' 및 R')를 결정하기 위하여 PS 디코더 내에서 사용되는지를 결정하기 위하여, 라디오 신호 강도(6)는 표시자로서 사용될 수 있다. 그러나, 원래 수신된 측면 신호(S0)의 사용을 제어하기 위하여 FM 수신기로부터 사용 가능할 수 있는 오로지 라디오 신호 강도 표시자(RSSI) 정보를 사용하는 실험들은, RSSI의 사용이 상대적으로 복잡한 시스템 설계를 요구하고 적절한 지각 성능을 달성하지 못함을 나타낸다.
따라서, 감소된 복잡도를 갖는 시스템 설계를 허용하고, 개선된 지각 성능을 초래하는, 수신된 측면 신호(S0)의 고품질(HQ) 수신을 위한 검출기를 제공하는 것이 바람직하다. 특히, HQ 수신 조건 검출기가 오로지 수신된 스테레오 신호, 즉 입력으로서 FM 수신기(1)의 출력 신호들(L, R)(또는 M, S)을 취하는 것이 바람직하다. 더욱이, 이러한 HQ 수신 조건 검출기는 강력해야 한다(예, 다양한 수신 조건들에서 그리고 오디오 신호들의 다양한 유형들에 대해 동작해야 한다). 더욱이, HQ 수신 조건 검출기는, 완전한 시스템(즉, HQ 검출기가 제어하는 우회 경로와 관련하여 PS에 기반한 스테레오 잡음 감소를 포함하는 시스템)의 달성된 지각 성능이 개선되고 가능하게 최적화되는 방식으로, 구성되어야 한다.
도 6은 FM 라디오 신호를 처리하기 위한 시스템(50)의 예시적인 블록도를 도시한다. 시스템(50)은 PS 신호 처리 경로(15)와 우회 경로(16)를 포함한다. PS 신호 처리 경로(15)는 예컨대 도 1 내지 도 5에 기술된 오디오 처리 장치(2)(또는 PS 처리 유닛(2))를 포함한다. PS 오디오 처리 장치(2)는 (아마도 악화되어) 수신된 FM 스테레오 신호(L , R)(또는 M, S)로부터 스테레오 신호(L' 및 R')를 생성하도록 구성된다. 생성된 스테레오 신호(L' 및 R')는 PS 이득 유닛(31)으로 전달된다. 우회 경로(16)는 수신된 FM 스테레오 신호(L , R)의 복사본을 우회 이득 유닛(30)에 제공한다. 이득 유닛들(30, 31)은 입력에서의 스테레오 신호들로부터 증폭 및/또는 감쇄된 스테레오 신호를 출력에서 생성한다. 증폭 및/또는 감쇄된 스테레오 신호들은 병합 유닛(예, 가산 유닛)(32)에서 병합된다. 병합 유닛(32)는 이득 유닛들(30, 31)로부터 유래하는 대응하는 신호를 결합하도록 구성된다. 특히, 병합 유닛(32)은 이들 유닛들(30, 31)로부터 각각 유래되는 좌측 신호들 및 우측 신호들을 결합하도록 구성된다.
시스템(50)은 수신된 FM 스테레오 신호(L , R)(또는 M, S) 내에서 가청 잡음의 레벨을 결정 또는 추정하도록 구성되는 HQ 검출 유닛(20)을 더 포함한다. HQ 검출 유닛(20) 내에서 결정된 잡음 레벨 추정치는 PS 처리된 신호(PS 처리 유닛(2)의 출력에서)와 원래의 (우회된) 신호(우회 경로(16)로부터)를 혼합하기 위하여 사용된다. 두 신호 경로들(15,16) 상에서 신호들을 혼합하기 위하여, HQ 검출 유닛(20)은 PS 이득 유닛(31)과 우회 이득 유닛(30)의 이득 값을 설정하도록 구성될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 두 신호 경로들(15,16) 상의 신호들의 혼합은 두 신호 경로들(15,16) 상의 신호들을 (선형으로 또는 비선형으로) 보간함으로써 달성될 수 있다. 대안적으로, 두 신호 경로들(15,16) 상의 신호들 중 하나는 HQ 검출 유닛(20) 내에서 결정된 가청 잡음의 레벨의 추정치에 기초하여 선택될 수 있다.
다음에서, 실제 페이로드 신호로부터 잡음(무선 송신에 의해 야기되는)을 구별하는 새로운 접근법이 기술된다. 즉, HQ 검출 유닛(20)이 수신된 FM 스테레오 신호 내에서 잡음의 실제 레벨을 어떻게 추정할 수 있는지, 그리고 이에 의해 PS 처리 유닛(2)(높은 잡음의 경우)의 출력 신호에 대해 더 강조할지 또는 우회 신호(낮은 잡음의 경우)에 대해 더 강조할지를 결정하는 방법이 기술된다.
잡음과 실제 페이로드 신호를 구별하기 위하여, 측면 신호(S)가 수신된 중앙 신호(M)보다 상당히 강한 경우, 수신된 측면 신호(S)가 현저하게 잡음을 포함한다고 간주한다. 즉, 측면 신호의 전력이 중앙 신호(M)의 전력을 미리 결정된 임계치만큼 초과하면, 측면 신호(S)의 전력이 주로 잡음에 기인한다고 간주된다. 따라서, 수신된 스테레오 신호(M,S)의 신호대 잡음비(SNR)는 낮은 중앙-측면 비율(MSR)에 대해 MSR로서 근사될 수 있다. 모든 주파수 대역(k)에 대해, MSR < MSR_임계치인 경우,
Figure pct00007
.
MSR_임계치는 예컨대, - 6 dB로 설정될 수 있다. 즉, 측면 신호(S)의 주파수 대역(k) 내의 에너지의 비율(E{m2 k})이 중앙 신호(M)의 주파수 대역(k) 내의 에너지의 비율(E{m2 k})을 미리 결정된 임계치(예, +6 dB)만큼 초과한다면, MSR은 주파수 대역(k) 내의 SNR과 동일하다고 간주될 수 있거나, 이에 근사될 수 있고, 이에 의해 수신된 FM 스테레오 신호 내에 포함된 잡음의 신뢰할 수 있는 추정치를 제공한다.
k(=1,...,K)개의 주파수 대역들은 예컨대 HE-AAC(High Efficiency Advanced Audio Coder) 내에서 사용된 QMF(Quadrature Mirror filterbank) 분석 스테이지로부터 유도될 수 있고, QMF 오디오 데이터의 K(=64)개의 채널들이 처리를 위해 사용된다. 선택적으로, QMF 뱅크는 예컨대 낮은 QMF 대역들을 추가적인 필터를 사용하여 높은 수의 대역들로 분할함으로써 추가로 강화된 주파수 분해능을 제공받을 수 있다. 예를 통해, QMF 뱅크의 Klow 개의 주파수 대역들은, Klow 개의 주파수 대역들 각각 내에서 p 개의 추가적인 대역 필터들을 사용함으로써 p· Klow 개의 주파수 대역들로 분할될 수 있다(일 예에서, Klow= 16 및 p = 2). 이러한 하이브리드 필터 구조들은 HE-AAC v2의 부분인 PS 구성요소 내에서 사용된다. 더욱이, 하이브리드 필터 구조들은 또한 PS 오디오 처리 장치(2) 내에서 사용될 수 있다. 이것은, FM 라디오 스테레오 신호의 주파수 분석(PS 오디오 처리 장치(2) 내에서 수행되는 HE-AAC 또는 HE-AAC v2 또는 PS 처리와 같은)을 수행하는 코딩/디코딩 시스템들과 관련하여 수신된 FM 라디오 스테레오 신호를 강화하기 위하여 본 시스템(50)을 사용할 때, 주파수 대역(k)마다의 MSRs은 오로지 작은 추가적인 계산 복잡도를 통해 결정될 수 있음을 의미한다.
QMF 또는 하이브리드 QMF 대역들이 감소된 수의 주파수 대역들로 유리하게 그룹화될 수 있고, 이러한 주파수 대역들은 예컨대 비-균일한 지각적으로 유발된 스케일, 예컨대 바크(Bark) 스케일에 대응함이 주목된다. 이와 같이, MSRs는 복수의 주파수 대역들에 대해 결정될 수 있고, 복수의 주파수 대역들의 해상도는 지각적으로 유발된다. 예를 통해, QMF 필터뱅크는 64개의 QMF 대역들을 포함할 수 있거나, 또는 하이브리드 QMF 필터뱅크는 71개의 대역들을 포함할 수 있다. 이들 필터뱅크의 분해능은 높은 주파수 범위에서 전형적으로 과도하게 높다. 이와 같이, 대역들의 일부를 지각적으로 유발된 방식으로 그룹화하는 것이 유리할 수 있다. 전형적으로, PS 내의 파라미터들은 이러한 그룹화된(지각적으로 유발된) 주파수 대역들 및 제 시간의 연속적인(하이브리드 QMF) 샘플들(즉, 시간/주파수 평면 내의 "타일")의 벡터에 대응한다. 예를 통해, PS 파라미터들은 신호 프레임에 대응하는 시간 윈도우 내에서 20개의 그룹화된 QMF 주파수 대역들 전체(HE-AAC의 경우 예컨대 2048개의 샘플들을 포함하는)를 사용하여 결정될 수 있다. 파라메트릭 스테레오를 위해 사용된 동일한 주파수 또는 파라미터 대역들은 또한 주파수/파라미터 대역들마다 MSR 값들을 결정하기 위하여 사용될 수 있고, 이에 의해 전체적인 계산 복잡도를 감소시킨다.
중앙 신호(M)에 대해, 및 특정 주어진 시점(n)에 대해 파라미터 대역(k)의 전력은 기대 값으로서 계산될 수 있다:
Figure pct00008
,
위 식에서, 시간 순간들, 또는 샘플들(n1과 nn +N-1) 사이에 위치한 직사각형 윈도우가 사용된다. 기대 값을 결정하기 위하여 다른 윈도우 형태들이 사용될 수 있음을 주목해야 한다. 이산 푸리에 변환(DFT) 또는 다른 변환과 같은 다른 시간/주파수 표현들(QMF 이외의)이 또한 사용될 수 있다. 또한, 이 경우 주파수 계수들이 더 적은(지각적으로 유발된) 파라미터 대역들로 그룹화될 수 있다.
측면 신호(S)는 중앙 신호(M)보다 강하지 않을 때(또는 계수(MRS_임계치)만큼 강하지 않을 때), SNR 추정은 전형적으로 MSR을 사용하여 이용 가능하지 않다. 즉, 측면 신호(S)가 중앙 신호(M)보다 강하지 않을 때(또는 계수(MRS_임계치)만큼 강하지 않을 때), MSR은 전형적으로 SNR의 양호한 추정치가 아니다. 이 경우, SNR은 SNR의 하나 이상의 이전의 추정치들에 기초하여 결정될 수 있다. 이것은 음성이 멈춘 동안 잡음 프로파일이 측정되는 음성 통신을 위한 진보된 잡음 감소 시스템에서 행해진 것과 유사한 방식으로 행해질 수 있다. 예를 통해, MSR이 MSR_임계치 이상인 시간 순간에 측면 신호(S) 내의 잡음의 전력이, MSR이 MSR_임계치보다 작은 이전의 시간 순간에서의 측면 신호(S) 내의 잡음의 전력에 대응한다고(예, 동일하다고) 가정될 수 있다. 이러한 가정은 각 주파수(또는 파라미터) 대역(k)에 대해 별도로 이루어질 수 있다. 즉, 시간 순간(n)에, 측면 신호(S)의 주파수 대역(k) 내의 에너지(E{s2 k})의 비율이 중앙 신호(M)의 주파수 대역(k) 내의 에너지(E{m2 k})를미리 결정된 임계치만큼 초과하지 않는다면, 위에서 언급한 조건이 충족된 때 시간 순간(n)에서의 잡음의 에너지는 이전 시간 순간의 측면 신호(S)의 주파수 대역(k) 내의 에너지(E{s2 k})로서 추정될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 주파수 대역(k) 내의 잡음의 에너지는 이웃 주파수 대역 내의 측면 신호(S)의 에너지에 의해 추정될 수 있다(아마도 측면 신호 내의 잡음의 전력 스펙트럼의 전형적인 기울기에의해 보상될 수 있다).
다음에서 요약되는 바와 같이, MSR 값이 MSR_임계치 이상일 때 이전 시간 순간에서의 에너지 값(E{s2 k})의 사용은 도 13의 단계(104)의 배경에서 기술된 평활화 또는 감쇄 함수를 적용함으로써 구현될 수 있다.
도 7은 잡음이 있는 FM 라디오 수신 조건에서 중간 신호(60)에 대한 전력 스펙트럼과 측면 신호(61)에 대한 전력 스펙트럼을 도시한다. 강한 지배적인 중간 신호(M)를 갖는 주파수 대역들에 대해, 측면 신호(S)가 잡음이 있는지의 여부는 모호하다. 이러한 측면 신호(S)는 예컨대 주변 신호의 일부 또는 패닝된 신호의 일부가 될 수 있다. 결과적으로, 이들 주파수 대역들은 전형적으로 수신된 FM 스테레오 신호(L,R)(또는 M,S) 내에서 잡음의 전력의 신뢰할 수 있는 표시를 제공하지 못한다. 그러나, 측면 신호(S)가 중앙 신호(M)보다 상당히 (예, 적어도 6 dB만큼 또는 거의 10 db만큼) 강한 주파수 대역들을 참조하면, 라디오 송신에 의해 야기된 측면 신호(S) 내에서 필수적으로 순수한 잡음의 매우 가능성 높은 표시로서 취해질 수 있다. E{s2 k} >> E{m2 k}인 이러한 상황은 도 7에서 대략 2 kHz와 5 kHz에서 볼 수 있다. 이와 같이, 주파수 대역들(k= 1,...,K)에 걸쳐 MSRs의 최소값은 수신된 FM 라디오 신호의 SNR의, 즉 전체적으로 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 품질의 신뢰할 수 있는 표시자로서 고려될 수 있다.
스테레오 FM 송신기가 페이로드 신호로서 묵음을 송신할 때, 및 무선 송신 채널이 적응적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)을 갖는 채널로서 모델링될 때, 수신된 스테레오 신호(FM 복조, 스테레오 디코딩, 및 디-엠퍼시스 이후의)는 중앙 신호와 측면 신호들에서 잡음을 포함한다. FM 스테레오 시스템에서 사용된 주파수 변조 기술로 인해, 낮은 주파수들에서보다 기저 대역의 높은 주파수들에서 많은 잡음이 생성된다. 결과적으로, 측면 신호를 포함하는 기저대역 내의 상부(38 kHz에서)에서 하위-반송파에 대해 많은 잡음이 생성된다. 이러한 기초가 되는 잡음 특성을 보상하기 위하여, 이러한 기초가 되는 잡음 특성은 FM 라디오 송신 시스템 내에서 사용된 표준화된 프리/디-엠퍼시스 시스템과 결합되어야 한다. 결과적으로, 도 8에 도시된 중앙 신호(70)와 측면 신호(71)의 총 잡음 스펙트럼이 얻어진다(AWGN을 생성하는 라디오 송신 채널의 묵음 송신을 간주할 때). 관찰되는 바와 같이, 측면 신호 잡음(71)은 전형적으로 중앙 신호 잡음(70)을 적어도 10 dB(높은 주파수들에 대해)에서 최대 30dB(낮은 주파수들에 대해)만큼 초과한다. 이것은 중앙 신호 내의 페이로드 신호가 측면 신호로부터의 모든 잡음을 지각적으로 차단하기 위하여 전체 주파수 범위를 담당하는 상당한 양의 전력을 추가하여야 함을 의미한다. 그렇지 않은 경우, 측면 신호 잡음은 전형적으로 수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내에서 들을 수 있게 될 것이다.
음악 또는 음성과 같은 오디오 콘텐트가 전형적으로 낮은 주파수 범위보다 높은 주파수 범위에서 더 작은 페이로드 에너지를 갖는다. 더욱이, 높은 주파수 범위 내의 페이로드 에너지는 낮은 주파수 범위에서보다 덜 연속적일 수 있다. 이와 같이, 수신된 FM 신호의 잡음의 에너지는 낮은 주파수 범위내에서보다 높은 주파수 범위내에서 더 쉽게 검출될 수 있다. 이러한 관점에서, MSRs의 분석을 총 K개의 주파수 대역들 중 선택된 하위-범위로 제한하는 것이 유리할 수 있다. 특히, MSRs의 분석을 총 K개의 주파수 대역들 중 상부의 하위-범위, 예컨대 K개의 주파수 대역들 중 상부 절반으로 제한하는 것이 유리할 수 있다. 이와 같이, 수신된 FM 신호의 품질을 검출하는 방법은 더 강력하게 만들어질 수 있다.
상기 관점에서, 주파수 대역들(k= 1,...,K)의 일부 또는 전체를 가로질러(예, 고 주파수 대역들을 가로질러) MSRs의 분석에 의존하는 고품질 인자(αHQ)가 한정될 수 있다. 고품질 인자(αHQ)는 수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내의 가청 잡음의 표시자로서 사용될 수 있다. 잡음을 갖지 않은 고품질 신호는 αHQ=1을 통해 표시될 수 있고, 높은 잡음을 갖는 낮은 품질 신호는 αHQ=0에 의해 표시될 수 있다. 중간 품질 상태들은 고품질 0 < αHQ < 1에 의해 표시될 수 있다. 고품질 인자(αHQ)는 다음의 식에 따라 MSR로부터 유도될 수 있다.
Figure pct00009
위 식에서, MSR 임계치들(MSR_LOW 및 MSR_HIGH)은 이미 결정된 정상화 임계치들이고, 일 예에서 -6dB 및 -3dB로서 각각 선택될 수 있다. 이러한 정상화의 결과로서, 고품질 인자(αHQ)가 0과 1사이의 값을 취하는 것이 보장된다.
위의 식에서, q는 하나 이상의 MSR 값들로부터 유도된 값이다. 위에서 표시된 바와 같이, q는 주파수 대역들의 하위세트를 가로질러 최소 MSR 값으로부터 유도될 수 있다. 더욱이, q는 최소 MSR 값의 반전된 피크-감쇄 값으로 설정될 수 있다. 대안적으로, 또는 추가적으로, 시간에 걸쳐 품질 인자 파라미터(q)의 전개를 평활시키기 위하여 임의의 다른 평활 방법이 사용될 수 있다.
고품질 인자(αHQ)는 PS 처리 경로(15) 상의 PS 처리된 스테레오 신호와 우회 경로(16) 상의 원래의 처리되지 않은 FM 라디오 스테레오 신호 사이에서 전환 또는 페이딩 또는 보간하기 위하여 사용될 수 있다. 예시적인 페이딩 식은 다음과 같이 주어진다.
Figure pct00010
이것은, 고품질 인자(αHQ)가 우회 이득 유닛(30)에 대한 이득으로 사용될 수 있고, 반면에 인자(1-αHQ)가 PS 이득 유닛(31)에 대한 이득으로 사용될 수 있는 것을 의미한다.
HQ 검출 알고리즘(100)의 실시예는 도 13에 도시된 다음의 단계들에 의해 기술될 수 있다.
- 단계(101)에서, 중앙 및 측면 신호 전력들이 계산된다, 즉 중앙 신호의 에너지(PM k = E{m2 k})와 측면 신호의 에너지(PS k = E{s2 k})는 주파수 대역들(k)의 일부 또는 모두에 대해 결정된다, 예, Klow < k ≤ Khigh. 일 예에서 Khigh = K 이고, Klow = K/2이다(즉, 주파수 대역들의 오로지 상부 절반만이 고려된다). 중앙 및 측면 전력들(PM k 와 PS k )은 예컨대 위에서 제공된 기대값에 대한 평균화 식을 사용하여 시간 순간(n)에서 결정된다.
- 단계(102)에서, 주파수 대역들(k)의 일부 또는 모두에 대해 중앙-측면 비율(MSR) 값들은 예컨대
Figure pct00011
로서 결정된다.
- 단계(103)에서, 특정 주파수 범위에 대한 최소 MSR 값(
Figure pct00012
)이 결정되고, 주파수 범위는 예컨대 Klow < k ≤ Khigh 이다.
- 단계(104)에서, 최소 MSR 값들은 예컨대 MSR 피크 값을
Figure pct00013
으로 결정함으로써, 시간에 걸쳐 평활화되고, 감쇄 인자
Figure pct00014
이고, 예컨대 시간 상수 τ= 2초이고, Fs는 샘플링 주파수, 예컨대 단계(104)가 얼마나 자주 수행되는지의 레이트인, 프레임 레이트이다. 이것은 시간에 걸쳐 최소 MSR 값들을 평활시키는 반전된 피크-감쇄 함수를 구현한다.
- 단계(105)에서, 시간 순간(n)에 고품질 인자(αHQ)는 시간 순간(n)에 MSR 피크 값(γpeak(n))을 사용함으로써, 즉 다음 식과 같이 q = γpeak(n)를 통해 시간 순간(n)에 평활된 최소 MSR 값을 사용함으로써 결정된다.
Figure pct00015
위에서 표시된 바와 같이, MSR 임계치들은 예컨대 MSR_LOW = -6dB 및 MSR_HIGH = -3dB로 설정될 수 있다.
- 단계(107)에서, 시간 순간(n)에 고품질 인자(αHQ)는 예컨대,
Figure pct00016
를 설정함으로써, 도 6에 도시된 PS 처리/우회 혼합 프로세스에 적용될 수 있다.
위에서 언급한 HQ 검출 알고리즘(100)은 계속되는 시간 순간들에 대해 반복될 수 있다(단계(107)로부터 다시 단계(101)로 화살표에 의해 도시됨).
수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 고품질을 결정하기 위한 방법 및 시스템은 고품질 인자(αHQ)를 하나 이상의 추가 잡음 표시자들(하나 이상의 MSR 값들에 추가하여)에 의존하게 함으로써 추가로 개선될 수 있다. 특히, 고품질 인자(αHQ)는 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 스펙트럼 평탄도 측정치(SFM)에 의존하도록 만들어질 수 있다. WO PCT/EP2011/064077에 요약된 바와 같이, 0과 1 사이에서 정상화되는 소위 말하는 SFM_impact_factor가 결정될 수 있다. SFM_impact_factor=0은 스펙트럼 전력이 상대적으로 적은 수의 주파수 대역들내에서 집중되는 측면 신호(S)의 전력 스펙트럼을 나타내는 낮은 SFM 값에 대응할 수 있다. 즉, "0"의 SFM 충격 인자는 잡음의 낮은 레벨을 나타낸다. 다른 한 편으로, "1"의 SFM 충격 인자는 스펙트럼이 모든 스펙트럼 대역들에서 유사한 양의 전력을 갖는 것을 나타내는 높은 SFM 값에 대응한다. 결과적으로, "1"의 SFM 충격 인자는 잡음의 높은 레벨을 나타낸다.
수정된 고품질 인자(α'HQ)은 다음 식에 따라 결정될 수 있고,
Figure pct00017
이에 의해, SFM_impact_factor=1(수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내에서 잡음의 높은 레벨을 나타내는)이면, 고품질 인자 α'HQ = 0(낮은 품질, 즉 잡음의 높은 레벨을 나타내는)을 강조하고, 그 반대도 마찬가지이다. MSR 기반의 고품질 인자(αHQ)와 SFM의 영향들을 결합하기 위한 상술한 식이 결합(수정된) 고품질 인자(α'HQ)에 대한 두 개의 잡음 표시자들을 결합하는 오로지 한 가지 가능한 방식인 것을 주목해야 한다. SFM_impact_factor는 중앙 및 측면 신호들 모두가 오히려 평탄한 스펙트럼을 갖고 에너지에서 근접하는 잠음의 경우들을 검출하는 것이 유리할 수 있다. 이러한 경우, 최소 MSR 값(γmin)은, 수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내의 상당한 양의 가청 잡음에도 불구하고, 전형적으로 0dB에 근접한다. 수정된 고품질 인자(α'HQ)는 상술한 PS 처리/우회 혼합 처리에서 고품질 인자(αHQ)를 대체할 수 있다.
다음에서, SFM_impact_factor를 결정하기 위한 예들이 요약된다. 수신된 전형적인 FM 라디오 스테레오 신호에서, 중앙 신호(M)의 전력 스펙트럼은 낮은 주파수 범위에서 높은 레벨의 에너지를 갖고 상대적으로 가파르다. 다른 한 편으로, 측면 신호(S)는 전형적으로 전체적으로 낮은 정도의 에너지와 상대적으로 평탄한 전력 스펙트럼을 갖는다.
측면 신호 잡음의 전력 스펙트럼이 오히려 평탄하고, 특성 기울기를 갖기 때문에, 수신된 FM 신호 내에서 잡음 레벨을 추정하기 위하여 SFM이 기울기 보상과 함께 사용될 수 있다. 상이한 유형들의 SFM 값들이 사용될 수 있다. 즉, SFM 값들은 다양한 방식으로 계산될 수 있다. 특히, 순간적인 SFM 값과, 평탄한 형태의 SFM이 사용될 수 있다. 순간적인 SFM 값은 전형적으로 측면 신호의 신호 프레임의 SFM에 대응하는 반면, 순간적인 SFM 값의 평탄한 형태는 또한 측면 신호의 이전의 신호 프레임들의 SFM에 의존한다.
측면 신호로부터 충격 인자를 결정하기 위한 방법은 측면 신호의 전력 스펙트럼을 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 전형적으로, 이것은 측면 신호의 특정 수의 샘플들(예, 신호 프레임의 샘플들)을 사용하여 이루어진다. 전력 스펙트럼은 복수의 주파수 대역들(k, 예컨대 k=1,...,K)에 대해 측면 신호의 에너지의 값들(P2 k =E{s2 k})로서 결정될 수 있다. 전력 스펙트럼의 결정 기간은 PS 파라미터들을 결정하기 위한 기간과 정렬될 수 있다. 이와 같이, 측면 신호의 전력 스펙트럼은 대응하는 PS 파라미터들의 유효 기간 동안 결정될 수 있다.
후속 단계에서, 측면 신호 잡음의 전력 스펙트럼의 특성 기울기는 보상될 수 있다. 특성 기울기는 예컨대 한 세트의 모노 신호들의 측면 신호들의 평균 전력 스펙트럼을 결정함으로써, (설계/조정 단계에서) 실험적으로 결정될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 특성 기울기는, 예컨대 현재의 측면 신호의 전력 스펙트럼에 대한 선형 회귀를 사용하여, 현재의 측면 신호로부터 적응적으로 결정될 수 있다. 특성 기울기의 보상은 역 잡음 기울기 필터에 의해 수행될 수 있다. 결과적으로, 기울기 보상된, 아마도 평탄한 전력 스펙트럼이 얻어질 것이고, 이것은 모노 음성 오디오 신호의 측면 신호의 전력 스펙트럼의 특성 기울기를 나타내지 않는다.
(기울기 보상된) 전력 스펙트럼을 사용하여, SFM 값이 결정될 수 있다. SFM은 다음 식에 따라 계산될 수 있다.
Figure pct00018
위 식에서, E{s2 k}는 주파수 대역(k)에서, 예컨대 하이브리드 필터뱅크(k)에서 측면 신호의 전력을 나타낸다. 예시적인 PS 시스템에서 사용된 하이브리드 필터뱅크는 64개의 QMF 뱅크들로 이루어지고, 3개의 가장 낮은 대역들은 4+2+2 대역들로 추가로 분할된다(따라서, N=64-3+4+2+2=69). SFM은 전력 스펙트럼의 지형 수단과 전력 스펙트럼의 산술 수단 사이의 비율로서 기술될 수 있다.
대안적으로, SFM은 Klow에서 Khigh에 이르는 오로지 하이브리드 필터뱅크 대역들을 포함하는 스펙트럼의 하위세트 상에서 계산될 수 있다. 그러한 방식으로, 예컨대 하나 또는 수 개의 제 1 대역들이 원하는 않는 DC 예컨대 낮은 주파수, 옵셋을 제거하기 위하여 배제될 수 있다. 대역 경계들을 조정할 때, SFM을 계산하기 위한 상술한 식은 적절하게 보정되어야 한다.
계산 복잡도를 제한하는 이유로, SFM 식은 대안적으로 예컨대 테일러 확장, 룩업 테이블, 또는 소프트웨어 구현 분야의 당업자에 의해 공통적으로 알려진 유사한 기술들에 기초하여 이의 수치 근사로 대체될 수 있다. 더욱이, 예컨대 표준 편차 또는 주파수 전력 빈들의 최소 및 최대 사이의 차이, 등과 같은 스펙트럼 평탄도를 측정하는 다른 방법들이 또한 존재한다. 본 명세서에서, 용어 "SFM"은 이들 수단들 중 임의의 수단을 나타낸다.
측면 신호의 특별한 시간 기간 또는 프레임에 대해 SFM 값을 사용하여, 충격 인자가 결정될 수 있다. 이러한 목적을 위해, SFM은 예컨대 0 내지 1의 스케일로 맵핑된다. SFM 충격 인자의 맵핑 및 결정은 다음 식에 따라 수행될 수 있다.
Figure pct00019
위 식에서, 두 개의 임계치들(αlow _ thresh 와 αhigh _ thresh)은 전형적으로 0.2에서 0.8에 이르는 SFM 값들의 평균 범위에 따라 선택된다. 정상화 단계의 주된 목적은 SFM 충격 인자가 규칙적으로 "0"과 "1" 사이의 완전한 영역에 걸치는 것을 보장하는 것이다. 이와 같이, 정상화는 "정상"의 평탄하지 않은 스펙트럼(SFM < αlow_thresh )이 잡음으로 검출되지 않고, 높은 값(SFM < αhigh _ thresh)에 대해 측정이 포화되는 것을 보장한다. 즉, 정상화는 높은 잡음 상황들(SFM < αhigh _ thresh)과 낮은 잡음 상황들(SFM < αlow _ thresh )을 더욱 명확하게 구별하는 충격 인자를 제공한다.
다음에는, 본 명세서에서 요약된 HQ 검출을 위한 방법들 및 시스템들을 강화하기 위한 다른 선택사항이 기술된다. 수정된 고품질 인자(α'HQ)은 소프트 잡음 게이트로서 총 측면 레벨(Ssum)만큼, 즉 (모든 주파수 대역들에 걸친) 측면 신호의 에너지로서 결정될 수 있는 측면 신호의 총 레벨(즉, 에너지 또는 전력)만큼 고품질 인자(αHQ)에 영향을 미침으로써 결정될 수 있다. 이와 같이, 수정된 고품질 인자(α'HQ)는 다음 식에 따라 결정될 수 있다.
α'HQ = ggate αHQ, 여기에서,
Figure pct00020
이다.
임계치들(S_THRES_LOW 및 S_THRES_HIGH)은 게이트 인자(ggate)를 0과 1 사이의 값으로 정상화하기 위하여 사용될 수 있다. 레벨(Ssum < S_THRES_LOW)의 측면 신호를 갖는 FM 신호들은 낮은 품질로 간주되는 반면, 레벨(Ssum > S_THRES_HIGH)의 측면 신호를 갖는 FM 신호들은 고품질일 수 있다.
강화된 HQ 검출 알고리즘을 제공하기 위한 다른 선택사항은 고품질 인자(αHQ)를 예컨대 WO PCT/EP2011/064084에 기술된 은폐 검출기의 출력에 의해 영향을 받도록 하는 것이다. 수정된 고품질 인자(α'HQ)는, FM 수신기의 바람직하지 않은 모노 드롭아웃 상황들을 은폐하기 위하여 은폐가 PS 처리 경로(15) 내에서 동작중인지를 고려함으로써 결정될 수 있다. 수정된 고품질 인자(α'HQ)는 α'HQ = (1-δconceal)αHQ에 따라 결정될 수 있고, 은폐가 동작 중이면 δconceal = 1이고, 그렇지 않을 경우 δconceal = 0 이다. 이것은, 은폐가 PS 처리 유닛(2) 내에서 동작중이면 수신된 FM 라디오 신호가 낮은 품질(α'HQ = 0)인 것으로 확실하게 고려되고, 그렇지 않을 경우 수신된 FM 라디오 신호의 품질은 고품질 인자(αHQ)의 계산된 값에 기초하여 추정된다. 은폐 상태(즉, δconceal = 1)로부터 회복될 때 (가청) 불연속들을 회피하기 위하여, 즉 수정된 고품질 인자(α'HQ)의 0으로부터 비-0 값으로의 평활한 전이를 보장하기 위하여, 최소 MSR 값(γmin)은 도 13의 단계(104)의 평활 방법에 의해 평활한 전이가 보장되도록, δconceal = 1일 때마다 γmin= MSR_LOW로 실시될 수 있다. 고품질 인자를 은폐 상태(δconceal)에 의존하게 하는 결과로서, PS 모드로의 고속 전환(즉, 열악한 수신 조건의 갑작스런 발생에 대한 FM 스테레오 잡음 감소 처리로의 고속 전이) 및 (수신 조건들이 개선될 때) 우회 모드로의 느린 혼합이 구현될 수 있다.
PS 처리 유닛(2) 내에서 은폐의 사용은 은폐를 트리거하기 위하여, 즉 은폐 상태(δconceal)를 0으로부터 1로 설정하기 위하여 모노 드롭아웃들의 신뢰할 수 있는 검출을 필요로 한다. 가능한 모노/스테레오 검출기는 조건, 좌측 신호 = 우측 신호(또는 좌측 신호 - 우측 신호 = 0)을 충족하는 신호의 모노 부분들을 검출하는 것에 기초할 수 있다. 그러나 이러한 모노/스테레오 검출기는, 좌측 신호 및 우측 신호 에너지들과 측면 신호 에너지가 양호한 수신 조건들에서 조차 크게 변할 수 있는 사실로 인해, 은폐 프로세스에 대한 불안정한 거동을 초래할 수 있다.
은폐의 이러한 불안정한 거동을 회피하기 위하여, 모노/스테레오 검출 및 은폐 메커니즘은 상태 머신으로서 구현될 수 있다. 예시적인 상태 머신은 도 14에 도시된다. 도 14의 상태 머신은 측면 신호(S)의 절대 에너지의 두 개의 기준 레벨, 즉 ES(또는 상술된 PS)을 사용한다. ES를 계산하기 위해 사용되는 측면 신호(S)는 전형적으로 250 Hz의 차단 주파수를 통해 고역 필터링이 될 수 있다. 이들 기준 레벨들은 상부 기준 레벨(ref_high)과 하부 기준 레벨(ref_low)이다. 상부 기준 레벨(ref_high) 위에서 신호는 스테레오로 고려되고, 하부 기준 레벨(ref_low) 아래에서 모노인 것으로 고려된다.
측면 신호 에너지(ES)는 상태 머신의 제어 파라미터로서 계산된다. ES는 예컨대 PS 파라미터들의 유효성의 시간 기간에 대응할 수 있는 시간 윈도우 위에서 계산될 수 있다. 즉, 측면 신호 에너지를 결정하는 주파수는 PS 파라미터들을 결정하는 주파수에 대해 정렬될 수 있다. 본 명세서에 있어서, 측면 신호 에너지(ES)(및 가능하게는 PS 파라미터들)를 결정하기 위한 시간 기간은 신호 프레임으로 언급된다. 도 14의 상태 머신은 5개의 조건들을 포함하고, 이들은 새로운 프레임의 에너지(ES)가 계산될 때마다 확인된다.
- 조건(A)은 측면 신호 에너지(ES)가 상부 기준 레벨(ref_high)을 초과하는 것을 나타낸다. 상부 기준 레벨은 높은 임계치로 언급될 수 있다.
- 조건(B)은 측면 신호 에너지(ES)가 상부 기준 레벨(ref_high) 이하이고, 하부 기준 레벨(ref_low) 이상인 것을 나타낸다. 하부 기준 레벨은 하부 임계치로서 언급될 수 있다.
- 조건(B1)은 조건(B)에 대응하지만, 추가적인 시간 조건을 부가한다. 이러한 시간 조건은 조건(B)이 임계치보다 적은 수의 프레임들 또는 임계 시간보다 작은 시간으로 충족하는 것을 규정한다. 이러한 임계치는 프레임 임계치로서 언급될 수 있다.
- 조건(B2)은 조건(B)에 대응하고, 추가적인 시간 조건은, 조건(B)이 임계치 이상의 프레임 수 또는 임계치 이상의 시간을 충족하는 것을 규정한다.
조건(C)은 측면 신호 에너지(ES)가 하부 기준 레벨(ref_low)보다 낮은 것을 나타낸다.
더욱이, 도 14의 예시적인 상태 머신은 5개의 상태를 사용한다. 상이한 상태들은 상술한 조건들 및, 도 14에 도시된 상태도를 조건으로, 도달된다. 다음의 단계들은 전형적으로 PS처리 유닛(2) 내에서 상이한 상태들 내에서 전형적으로 수행될 수 있다.
- 상태 1에서, 정상 스테레오 동작은, 예컨대 현재의 오디오 신호로부터 결정된 PS 파라미터들에 기초하여 수행된다. 은폐 상태(δconceal)는 0으로 남는다.
- 상태 2에서, 정상 스테레오 동작은 현재의 오디오 신호 상에서 결정된 PS 파라미터들에 기초하여 수행된다. 이 상태는 오로지 과도적인 상태인데, 왜냐하면 조건(B)이 프레임 임계치 이상의 다수의 프레임 동안 또는 시간 임계치 이상의 시간 동안 충족되거나(즉 조건(B)), 다수의 프레임들의 이러한 경과 또는 시간의 이러한 경과 이전에 조건(A) 또는 조건(C)이 충족되기 때문이다. 은폐 상태(δconceal)는 0으로 남는다.
- 상태 3에서, 스테레오 동작은 현재의 오디오 신호 상에서 결정된 PS 파라미터들에 기초하여 수행된다. 상태 1로부터 상태 2를 경유하여 상태 3로 진행하는 경로 상에서 상태 3에 이르게 됨을 알 수 있다. 조건(B2)이 변화를 위해 최소 수의 프레임들 또는 최소 양의 시간을 필요로 하기 때문에, 경로("상태 1, 상태 2, 상태 3")는 정상 스테레오 동작(예, 음악)으로부터 정상 모노 동작(예, 음성)으로의 느린, 즉 평활한 전이를 나타낸다. 은폐 상태(δconceal)는 0으로 설정되거나, 0으로 남는다.
- 상태 4에서, 모노 드롭아웃 은폐는 이전에 결정된 PS 파라미터들, 예컨대 상태 1에서 결정되었던 가장 최근의 PS 파라미터들을 사용하여 시작된다. 조건(C)이 충족된다면, 즉 측면 신호 에너지(ES)가 위의 ref_high로부터 아래의 ref_low로 가파르게 떨어진다면, 상태 4가 상태 1로부터 직접 도달됨을 알 수 있다. 대안적으로, 상태 4는 상태 1로부터 상태 2를 경유하여 도달될 수 있지만, 조건(B)가 오로지 적은 수의 프레임들 동안, 또는 오로지 짧은 기간의 시간 동안 충족되는 경우에만 도달될 수 있다. 이와 같이, 경로들("상태 1, 상태 4" 및 "상태 1, 상태 2, 상태 4")은 정상 스테레오 동작(예, 음악)으로부터 실시된 모노 동작으로 빠른, 즉 급격한 전이를 나타낸다. 실시된 모노 동작은 전형적으로 측면 신호의 잡음 레벨이 미리 결정된 레벨을 초과하는 경우 측면 신호를 급격하게 차단하는 FM 수신기로 인한 것이다. PS처리 유닛(2) 내의 은폐의 사용을 나타내기 위하여 은폐 상태(δconceal)는 1로 설정된다.
- 상태 5에서, 모노 드롭아웃 은폐는 예컨대 상태 4에서 구축된 PS 파라미터들에 기초하여 계속된다. 도시된 실시예에 있어서, 상태 5는 조건(C)이 충족되는 경우, 즉 상태 5가, 중앙 신호로부터 스테레오 오디오 신호를 생성하기 위하여 이전에 결정된 PS 파라미터들이 사용되는, 안정된 모노 드롭아웃 은폐 상태를 나타내는 경우, 오로지 상태 4로부터 도달될 수 있다. PS 파라미터들은 수 초의 시간 상수를 통해 모노로 감쇄될 수 있다. 은폐 상태(δconceal)는 전형적으로 1로 남는다.
이미 나타낸 바와 같이, 도시된 상태도는, FM 수신기에 의해 수신된 오디오 신호가 수 초의 윈도우 내에서 스테레오로부터 모노로 진행하는 경우에만, 즉 스테레오로부터 모노로의 전이가 급격한 경우에만, 은폐가 트리거되는 것을 보장한다. 다른 한 편으로, 스테레오 레벨(ref_high) 미만이지만, 모노 레벨(ref_low)을 초과하는 에너지(ES)를 갖는 측면 신호에서 잡음이 있는 경우, 즉 적절한 PS 파라미터들을 생성하기 위한 측면 신호 내에 충분한 정보가 여전히 존재하는 경우, 은폐의 트리거는 방지된다. 동시에, 심지어 신호가 스테레오로부터 모노로 변하는 경우, 예컨대 신호가 음악으로부터 음성으로 변하는 경우, 은폐 검출은 트리거되지 않을 것이어서, 원래의 모노 신호가 은폐의 잘못된 적용으로 인한 인공적인 스테레오 신호로 렌더링되지 않는 것을 보장한다. 스테레오로부터 모노로의 인증 전이는 위의 ref_high로부터 아래의 ref_low로 측면 신호 에너지(ES)의 평활한 전이에 기초하여 검출될 수 있다.
다음에는, 본 명세서에서 개요된 HQ 검출 방법들을 강화하기 위한 다른 선택사항이 기술된다. MSR 값들(γk)은 다음 식에 따라 채널 레벨 차이들(CLDs)을 위해 조정될 수 있다.
Figure pct00021
.
CLD 파라미터는 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 패닝의 정도를 나타내는 PS 파라미터이다. CLD 파라미터는 수신된 좌측 신호(L) 및 수신된 우측 신호(R)의 에너지의 비율로부터, 예컨대 다음 식에 따라 결정될 수 있다.
Figure pct00022
위 식에서, PL은 수신된 좌측 측면 신호의 에너지 또는 전력인 E{L2}이고, PR는 수신된 우측 신호의 에너지 또는 전력인 E{R2}이다. 결과적으로, MSR 값들(γk)은 좌측 신호(L)와 우측 신호(R) 사이의 상당한 에너지 차이를 갖는 크게 패닝된 신호들에 대해 증가된다. L 및 R 신호들 사이의 이러한 큰 차이는 측면 신호(S)가 잡음을 포함하지 않는다 할지라도, 상대적으로 높은 에너지를 갖는 측면 신호(S)를 초래한다. MSR 값들(γk)을 증가시킴으로써, 최소 MSR 값(γmin)이 증가하고, 이에 의해 고품질 인자(αHQ)를 증가시킨다. 결과적으로, CLD 파라미터의 사용은 넓은 (음악) 스테레오 믹스들과 스테레오 확장 후-프로세스들로 인한 강한 측면 신호들(S)로부터 낮은 품질 신호들의 잘못된 검출을 회피하는 것을 돕는다.
본 명세서에 요약된 HQ 검출을 위한 방법들을 강화하기 위한 다른 선택사항은 고품질 인자(αHQ)가 다음 식에 따라 PS 다운믹스 이득에 영향을 미치게 하는 것이다.
Figure pct00023
위에서 요약한 바와 같이, PS 처리 유닛(2)에서 다운믹스 신호(DM)는 다운믹스 신호(DM)로부터 재구성된 좌측 및 우측 신호들(L',R')을 생성하는데 사용될 수 있다. 이러한 목적을 위하여, 다운믹스 신호는
Figure pct00024
이 되도록, PS 다운믹스 이득(gdmix)을 사용하여 에너지 보상될 수 있다. PS 다운믹스 이득(gdmix)은 시간에 따라 변할 수 있거나 주파수에 따라 변할 수 있다. PS 다운믹스 이득(gdmix)은 예컨대 HE-AAC v2 인코더에서 사용되는 에너지 보상된 다운믹스를 구현하기 위하여 사용될 수 있다. 전형적으로, PS 다운믹스 이득(gdmix)은 좌측 및 우측 신호들(L,R)의 동위상 또는 탈위상 거동을 보상하기 위하여 사용된다. PS 다운믹스 이득(gdmix)은 다운믹스 신호(DM)의 레벨(또는 에너지 또는 전력)이 우측 신호(R)의 레벨 및 좌측 신호(L)의 레벨의 합에 대응하는(예, 동일한) 것을 보장하기 위하여 사용될 수 있다. PS 다운믹스 이득(gdmix)은 최대 이득 값(강하게 위상을 벗어난 좌측 및 우측 신호들(L,R)의 경우)로 제한될 수 있다.
품질 표시자(αHQ)를 조건으로 하여 PS 다운믹스 이득(gdmix)을 수정하기 위한 위에서 언급한 식은, 위에서 언급한 식에 따라 수정된 다운믹스 이득(g'dmix)을 사용할 때, 측면 신호가 낮은 정도의 잡음(1로 향하는 αHQ)을 포함하는 경우 에너지 보상된 다운믹스 방식이 더 큰 정도로 사용되고, 잡음이 있는 신호들(에너지 보상 인자가 덜 신뢰될 때)에 대해 고정된 다운믹스 이득(1의 인자)으로 수렴하는 것을 의미한다. 즉, 수신된 FM 신호가 높은 정도의 잡음을 포함하는 경우, 결정된 PS 다운믹스 이득(gdmix)에 의존하지 않는 (또는 덜 의존하는) 것이 제안된다. 수정된 다운믹스 이득(g'dmix)은 예컨대 HE-AAC v2 인코더에서 사용될 수 있다.
유사하게, 고품질 인자(αHQ)는 예측 제한 값들을 조절하기(즉, 예측 기반의 FM 스테레오 라디오 잡음 감소 방식에서 파라미터들(a 및 b)을 조절하는) 위하여 사용될 수 있다. PCT/EP2011/064077에서 요약된 바와 같이, 재구성된 측면 신호(SP)를결정하기 위한 다른 PS 파라미터화가 다음의 업믹스 프로세스로부터 결정될 수 있다.
SP = a*DM + B*decorr(DM), L' = DM + SP, R' = DM - SP,
위 식에서, DM은 다운믹스 신호이고, "a" 및 "b"는 두 개의 새로운 PS 파라미터들이고, decorr()은 상관해제기, 전형적으로 업믹스 유닛(4)에서 사용된 전대역 통과 필터이다. 이러한 대안적인 표현은 측면 신호가 DM 신호로부터 예측되기 때문에 예측에 기반한 방식으로 언급될 수 있다. 파라미터들(a 및 b)은 고품질 인자(αHQ)를 사용하여 조절될 수 있다.
예측 기반의 FM 스테레오 라디오 잡음 감소 방식에서, 예측 파라미터들(a 및 b)의 제한 함수는 a'= a/c; 및 b' = b/c를 통해 사용될 수 있고, 여기에서 c는 제한 인자이고, c=1은 수정되지 않은 파라미터들(a 및 b)을 초래한다. c > 1의 값들은 잡음-감소된 측면 신호(SP)가 1/c로 곱해져, 인자(c)만큼 감쇄되는 것을 야기한다.
a 및 b로부터 제한 인자(c)를 계산하기 위한 다른 접근법, 즉 c = f(a,b)가 가능하다. 두 가지 가능한 접근법들은 다음과 같다.
Figure pct00025
품질 표시자(αHQ)가 PS 다운믹스 이득(gdmix)의 다이내믹스를 제한하게 하는 유사한 방식에서, 제한 인자(c)는 품질 표시자(αHQ)에 의해 영향을 받을 수 있다. 이것은 예컨대 다음 식에 따라 이루어질 수 있다.
Figure pct00026
위 식에서, ε은 품질 표시자(αHQ)=1일 때, 즉 수신된 FM 신호가 낮은 정도의 잡음을 포함할 때, a 및 b가 무한대(또는 불합리하게 큰 수)가 되는 것을 예방하는 선택적인 조절 값(작은 수)이다.
이러한 제한 함수(c=f(a,b,αHQ))의 목적은 고품질의 FM 신호(1에 근접한 αHQ)에 대해 a와 b를 제한하지 않으면서(또는 약간만 제한하면서), 낮은 품질의 FM 신호(0에 근접한 αHQ)에 대해 a와 b를 제한하는 것이다. 품질 표시자(αHQ)에 의존하여 제한 인자를 수정하기 위한 상술한 함수가 αHQ = 0에 대해 c의 제 1 함수(1)를 근사시키고, αHQ = 0.5에 대해 c의 제 2 함수(2)를 근사시키고, αHQ = 1에 대해 파라미터들(a 및 b)의 어떠한 제한도 수행되지 않음을 주목해야 한다. 더욱이, 상술된 식은 수신된 FM 신호의 품질을 고려하는 수정된 제한 함수를 구현하는 오로지 하나의 예시인 것을 주목해야 한다.
상술한 선택 사항들이 독립적으로 또는 서로 임의의 조합으로 사용될 수 있음이 주목된다.
하나 이상의 MSR 값들에 기반한 HQ 검출을 위한 방법들은 추가로 도 9 내지 도 12에 예시된다. 이들 도면에서, 상부 그래프들(85)은 최소 MSR 값들(γmin; 82)(실선)을 시간 순간들의 시퀀스로 도시한다. 최소 MSR 값들(γmin)은 전형적인 PS 시스템의 20개의 주파수 대역들(k) 중 상부 10개의 대역들로부터 결정되었다. 더욱이, 최소 MSR 값들(γmin; 82)의 시퀀스의 반전된 피크-감쇄 함수(γpeak(n); 83)(점선)가 도시된다. 기준 MSR 레벨들(MSR_LOW = -6 dB; 81 및 MSR_HIGH = -3 dB; 80)이 점선들로 표시되었다.
이들 예에서, -6 dB보다 작은 MSR 값들은 가청 잡음을 나타내고, -3 dB보다 큰 MSR 레벨들은 비가청 잡음(즉, "고품질")을 나타낸다. 이들 기준 레벨들 사이에서, 상술한 방법들 및 식들을 사용하여 중간 부분의 고품질 인자(αHQ)가 유도된다.
하부 그래프들(86)은 주파수 대역(k;84)(본 예들에서 10과 20 사이)을 나타내고, 이들 내에서 최소 MSR 값들(82)이 결정된다. 더욱이, 주파수 대역(k) 내에서 최소 MSR이 MSR_HIGH보다 크다면, 점들(87)에 의해 도시될 수 있다.
도 9에서, 수신된 FM 라디오 신호는 특히 높은 주파수 대역들에 대해 매우 낮은 최소 MSR 값들(82)을 갖는다. 이것은 신호가 오로지 알맞은 양의 고주파수 에너지만을 갖는 클래식 오케스트라 음악을 포함하기 때문이다. 그러므로, 클래식 오케스트라 음악은 측면 신호로부터 고주파수 잡음을 양호하게 차단하지 못한다. 도 9의 예에서, 최소 MSR 값들은 낮은 임계치(MSR_LOW) 너머에 도달하지 못하고, 따라서 신호는 HQ 검출 알고리즘(100)에 의해 임의의 주어진 시점에 대해 비-HQ(즉, αHQ = 0)로 분류된다.
도 10에서, 그래프들(85 및 86)은 음성 신호들의 전형적인 거동을 도시한다. 최소 MSR 값들(82)은 음성 멈춤들 도중에 매우 낮고, 그렇지 않을 경우 라디오 콘텐트의 전형적인 라우드 믹싱으로 인해 매우 높다. 이 예는 시간에 따라 평활화를 사용하는 (예, 반전된 피크-감쇄 함수를 사용하는) 장점들을 명확하게 도시한다. 이러한 평활화는 HQ 추정치를 낮게 유지하는 메모리 기능을 갖고, 이에 의해 PS 처리 경로(15)(묵음 도중에)와 우회 경로(16)(음성의 송신 도중에) 사이의 토글링을 방지한다. 이러한 토글링은 바람직하지 못한 음향 효과들을 초래할 것이다.
도 11에서, 그래프들(85 및 86)은 팝 음악의 HQ 수신에 대한 전형적인 거동을 도시한다. 도 11에서 최소 MSR 값들(82)은 간혹 팝 음악의 넓은 스테레오 폭으로 인해 0 dB에 근접하지만, 팝 음악이 주로 중앙 신호에서 또한 많은 양의 고주파수 에너지를 포함하기 때문에 최소 MSR 값들(82)은 0 dB 아래로 거의 내려가지 않는다(이에 의해 고주파수 대역들 내의 임의의 잡음을 차단한다). 도 11의 예에서, 최소 MSR 값들(82)은 상부 임계치(MSR_HIGH) 아래에 결코 도달하지 못하고, 따라서 신호는 임의의 주어진 시간 순간에 HQ(즉, αHQ = 1)로 분류된다. 이와 같이, 수신된 FM 신호는 우회 경로(16)를 따라 출력으로 전달된다. 주관적인 품질 평가들은, 이것이 PS 처리 경로(15) 내의 신호의 처리와 비교하여 개선된 지각 품질을 초래하는 것을 나타내었다.
도 12에서, 그래프들(85 및 86)은 수신된 FM 신호가 분리된 시간 순간들(특히 대략 6-8 초의 시간 순간에)에서 가청 잡음을 포함하는 경우의 거동을 도시한다. 수신된 FM 신호가 잡음으로 악화될 때 비-HQ 추정으로 고속 전환을 최소 MSR 값들(82)의 반전된 피크-감쇄 형태(83)가 보장하는 것을 알 수 있다. 다른 한 편으로, 최소 MSR 값들(82)의 반전된 피크-감쇄 형태(83)는 낮은 및 높은 임계치들을 통해 HQ 추정으로의 평활한 전이를 보장한다. 이러한 거동, 즉 잡음 버스트에 응답하여 고속으로 반응하지만(따라서 경로(15) 상에 PS 처리를 적용하지만), 경로(16) 상에서 우회 모드로 다시 느리게 페이딩하는 것은 주로 잡음 억압을 극대화하기 위하여, 하지만 동시에 PS-우회 전이들로부터 결함들을 최소화하기 위하여 주로 바람직하다.
본 명세서에서, FM 라디오 수신기들의 지각 성능을 개선하기 위한 방법 및 시스템이 기술되었다. 방법은 PS 처리 경로와 병렬 우회 경로를 포함한다. 수신된 FM 라디오 신호의 추정된 품질에 따라, PS 처리 경로 및/또는 병렬 우회 경로로부터 출력 신호가 선택된다. PS 처리 경로 및 병렬 우회 경로 사이의 평활한 전이를 보장하기 위하여, 두 경로들의 출력 신호들의 혼합이 제안된다. 결과적으로, FM 라디오 신호들의 전체적인 지각 성능은 개선될 수 있다.
수신된 FM 라디오 신호의 품질을 신뢰할 수 있게 추정하는 것을 허용하는 고품질(HQ) 검출 방식이 기술된다. HQ 검출 방식은, 측면 신호가 중앙 신호보다 훨씬 강한, 수신된 MF 라디오 신호의 측면 신호의 부분들(시간/주파수 평면에서)을 찾음으로써, 수신된 FM 라디오 신호 내에서 잡음 레벨 또는 SNR을 추정한다(또는 신호 성분으로부터 잡음 성분을 구별한다). SNR의 추정은 개별적인 주파수 대역들에서 이루어질 수 있다(예, 하나의 QMF 뱅크 또는 QMF 뱅크 내에서 그룹화된 대역들 내에서). 상이한 주파수 대역들로부터 최종 복수의 SNR 추정치들은 상이하게 가중될 수 있거나 및/또는 일부 대역들은 배제될 수 있다. SNR 추정들의 평활한 전개를 보장하기 위하여, 이전의 SNR 추정은 새로운 추정이 (예, 평활 또는 피크-유지/감쇄에 의해) 사용가능하지 않을 경우에 사용될 수 있다. SNR 추정들은 수신된 FM 라디오 신호의 품질의 표시자로서 HQ 인자를 결정하기 위하여 사용될 수 있다. 특히, 최소 추정 SNR 값들은 HQ 인자들을 결정하기 위하여 사용될 수 있다. 이러한 HQ 인자는 PS 처리 경로 상에서 (잡음 감소) 처리된 신호와 우회 신호 사이의 혼합을 제어하기 위하여 사용될 수 있다. 더욱이, HQ 인자는 PS 인코더 내에서 다운믹스 이득을 제어하거나, 또는 예측에 기반한 잡음 감소 시스템 내에서 예측 제한 인자를 제어하기 위하여 사용될 수 있다. SNR 추정들에 추가하여, HQ 인자들은 임의 파라미터들, 즉 SFM, 모노 은폐 검출 상태, 및/또는 절대 측면 레벨 중 임의의 것을 고려할 수 있다.
본 명세서에서 기술된 방법들 및 시스템들은 소프트웨어, 펌웨어 및/또는 하드웨어로 구현될 수 있다. 특정 구성요소들은 예컨대 디지털 신호 처리기 또는 마이크로프로세서 상에서 구동되는 소프트웨어로서 구현될 수 있다. 다른 구성요소들은 예컨대 하드웨어 및/또는 주문형 집적 회로로서 구현될 수 있다. 기술된 방법들 및 시스템들에서 직면하는 신호들은 랜덤 액세스 메모리 또는 광 저장 매체와 같은 매체에 저장될 수 있다. 이들은 무선 네트워크들, 위성 네트워크들, 무선 네트워크들 또는 예컨대 인터넷과 같은 유선 네트워크들과 같은 네트워크들을 통해 전송될 수 있다. 본 명세서에서 기술된 방법들 및 시스템들을 사용하는 전형적인 디바이스들은 오디오 신호들을 저장 및/또는 렌더링하기 위하여 사용되는 휴대용 전자 디바이스들 또는 다른 소비자 장비이다.

Claims (37)

  1. 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치(20)로서,
    상기 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호는 중앙 신호와 측면 신호로서 표현될 수 있고, 상기 측면 신호는 좌측 신호와 우측 신호의 차이를 나타내고,
    상기 장치(20)는,
    - 중앙 전력으로 언급되는 상기 중앙 신호의 전력과, 측면 전력으로 언급되는 상기 측면 신호의 전력을 결정하도록(101) 구성된 전력 결정 유닛;
    - 상기 중앙 전력과 상기 측면 전력의 비율을 결정하여(102), 중앙-측면 비율을 산출하도록 구성된 비율 결정 유닛; 및
    - 적어도 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 상기 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록(105) 구성된 품질 결정 유닛;을 포함하는,
    수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    - 상기 전력 결정 유닛은, 상기 중앙 신호의 복수의 하위대역들에 대한 복수의 하위대역 중앙 전력들과 상기 측면 신호의 복수의 대응하는 하위대역들에 대한 복수의 하위대역 측면 전력들을 결정하도록 구성되고;
    - 상기 비율 결정 유닛은, 상기 복수의 하위대역 중앙 전력들과 상기 복수의 하위대역 측면 전력들의 비율들로서 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들을 결정하도록 구성되고; 및
    - 상기 품질 결정 유닛은, 상기 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들로부터 상기 수신된 FM 라디오 신호의 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은, 상기 복수의 하위대역들에 걸쳐 상기 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들의 최소값으로부터 상기 수신된 FM 라디오 신호의 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은,
    - 상기 각 하위 대역들이 담당하는 주파수들에 따라 상기 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들을 상이하게 가중하고, 이에 의해 복수의 가중된 하위대역 중앙-측면 비율들을 산출하고; 및
    - 상기 복수의 하위대역들에 걸쳐 상기 복수의 가중된 하위대역 중앙-측면 비율들의 최소값으로부터 상기 수신된 FM 라디오 신호의 상기 품질 표시자를 결정하도록; 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  5. 제 2항 내지 제 4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 중앙 신호의 상기 복수의 하위대역들 및 상기 측면 신호의 상기 복수의 하위대역들은 QMF(quadrature-mirror filter) 필터뱅크를 사용하여 유도된 하위대역들인, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  6. 제 2항 내지 제 5항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 중앙 신호와 상기 측면 신호는 중간 주파수까지의 낮은 주파수 범위와 상기 중간 주파수로부터의 높은 주파수 범위를 담당하고; 및
    - 상기 중앙 신호의 복수의 하위대역들과 상기 측면 신호의 상기 복수의 하위대역들은 상기 높은 주파수 범위 내에 놓이는; 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  7. 제 6항에 있어서,
    상기 중간 주파수는 중간 주파수는 1 kHz, 2 kHz, 3 kHz, 4 kHz, 5 kHz, 6 kHz, 7kHz, 8kHz, 9kHz, 10 kHz, 11 kHz 또는 12 kHz 이상인, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  8. 제 1항 내지 제 7항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 시간 순간(n)에 상기 중앙 신호의 전력은 상기 시간 순간(n) 근처의 복수의 시간 순간들에서 중앙 신호의 제곱의 평균으로서 결정되고; 및
    - 시간 순간(n)에 상기 측면 신호의 전력은 상기 시간 순간(n) 근처의 복수의 시간 순간들에서 측면 신호의 제곱의 평균으로서 결정되는; 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  9. 제 1항 내지 제 8항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 전력 결정 유닛은, 연속하는 시간 순간들의 시퀀스에서, 중앙 전력들의 시퀀스와 측면 전력들의 대응하는 시퀀스를 결정하도록 구성되고;
    - 상기 비율 결정 유닛은, 중앙 전력들의 상기 시퀀스와 측면 전력들의 상기 시퀀스로부터 시간 순간들의 시퀀스에서 중앙-측면 비율들의 시퀀스를 결정하도록 구성되고; 및
    - 상기 품질 결정 유닛은, 중앙-측면 비율들의 상기 시퀀스로부터 품질 표시자들의 시퀀스를 결정하도록 구성되는; 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  10. 제 2항 내지 제 8항 중 어느 한 항을 인용하는 제 9항에 있어서,
    - 상기 전력 결정 유닛은, 연속하는 시간 순간들의 시퀀스에서, 복수의 하위대역 중앙 전력들의 시퀀스와 복수의 하위대역 측면 전력들의 대응하는 시퀀스를 결정하도록 구성되고;
    - 상기 비율 결정 유닛은, 복수의 하위대역 중앙 전력들의 상기 시퀀스와 복수의 하위대역 측면 전력들의 상기 시퀀스로부터 시간 순간들의 상기 시퀀스에서 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들의 시퀀스를 결정하도록 구성되고; 및
    - 상기 품질 결정 유닛은, 평활된 하위대역 중앙-측면 비율들의 시퀀스로부터 품질 표시자들의 상기 시퀀스를 결정하도록 구성되고; 평활된 하위대역 중앙-측면 비율들의 상기 시퀀스는 시간 순간들의 상기 시퀀스를 따라 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들의 상기 시퀀스로부터 선택된 하위대역 중앙-측면 비율들을 평활시킴으로써 결정되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 평활은 반전된 피크 감쇄 함수를 사용하여 수행되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  12. 제 11항에 있어서,
    평활된 하위대역 중앙-측면 비율의 상기 시퀀스는, 시간 순간(n)의 상기 평활된 하위대역 중앙-측면 비율을,
    - 감쇄 인자에 의해 가중된, 시간 순간들의 상기 시퀀스로부터 선행하는 시간 순간(n-1)의 평활된 하위대역 중앙-측면 비율; 및
    - 시간 순간(n)의 상기 복수의 하위대역 중앙-측면 비율들 중 최소값; 중 더 작은 것으로 결정함으로써, 결정되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은, 낮은 전력 임계치와 높은 전력 임계치를 사용하여 상기 평활된 하위대역 중앙-측면 비율을 정상화함으로써, 상기 평활된 하위대역 중앙-측면 비율로부터 시간 순간(n)의 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  14. 제 13항에 있어서,
    시간 순간(n)의 상기 품질 표시자는,
    Figure pct00027
    로서 결정되고, 위 식에서, q는 시간 순간(n)의 상기 평활된 하위대역 중앙-측면 비율이고, MSR_LOW는 낮은 전력 임계치이고, MSR_HIGH는 높은 전력 임계치인, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  15. 제 13항 또는 제 14항에 있어서,
    - 상기 낮은 전력 임계치는 로그 도메인에서 -4 dB, -5 dB 또는 -6 dB 이하이고; 및
    - 상기 높은 전력 임계치는 로그 도메인에서 -5 dB, -4 dB 또는 -3 dB 이상인, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  16. 제 1항 내지 제 15항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은, 적어도 하나의 스펙트럼 평탄도 측정, SFM, 상기 측면 신호의 스펙트럼 평탄도의 값 특성에 추가로 기초하여 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 측면 신호의 증가하는 스펙트럼 평탄도는 상기 품질 표시자의 감소를 산출하는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  18. 제 17항에 있어서,
    Figure pct00028
    이고,
    위 식에서,
    - SFM_impact_factor는 0에서 1에 이르는 정상화된 SMF 값이고, 0은 낮은 정도의 스펙트럼 평탄도를 나타내고, 1은 높은 정도의 스펙트럼 평탄도를 나타내며;
    - α'HQ 는 적어도 SFM 값과 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 상기 품질 표시자이고;
    - αHQ는 적어도 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 상기 품질 표시자이고;
    - α'HQ와 αHQ는 0에서 1에 이르고, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타내는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  19. 제 1항 내지 제 18항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은 상기 측면 신호의 적어도 하나의 총 전력 레벨에 추가로 기초하여 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되고, 상기 측면 신호의 감소하는 총 전력 레벨은 상기 품질 표시자를 감소시키는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  20. 제 19항에 있어서,
    α'HQ = ggate αHQ이고,
    Figure pct00029
    이고, 위 식에서,
    - Ssum은 상기 측면 신호의 총 전력 레벨이고;
    - S_THRES_LOW 및 S_THRES_HIGH는 정상화 임계치들이고;
    - α'HQ 는 적어도 상기 측면 신호의 총 전력 레벨과 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 상기 품질 표시자이고;
    - αHQ는 적어도 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 결정된 상기 품질 표시자이고;
    - α'HQ와 αHQ는 0에서 1에 이르고, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타내는; 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  21. 제 1항 내지 제 20항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은 적어도 하나의 채널 레벨 차이(CLD) 파라미터에 추가로 기초하여 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되고, 상기 채널 레벨 차이 파라미터는 상기 좌측 신호의 전력과 상기 우측 신호의 전력 사이의 비율을 반영하는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  22. 제 21항에 있어서,
    상기 품질 결정 유닛은 적어도 상기 중앙-측면 비율과 상기 CLD 파라미터의 절대값의 합으로부터 상기 품질 표시자를 결정하도록 구성되는, 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하도록 구성된 장치.
  23. 수신된 FM 라디오 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템(50)으로서,
    상기 FM 라디오 신호는 수신된 좌측 신호와 수신된 우측 신호를 나타내고; 상기 시스템(50)은 상기 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하도록 구성된 장치(20)를 포함하고; 상기 장치(20)는 제 1항 내지 제 22항 중 어느 한 항에 따라 구성되고; 상기 시스템(50)은 상기 결정된 품질 표시자에 따라 상기 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성되는;
    개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  24. 제 23항에 있어서,
    - 적어도 상기 수신된 좌측 및 우측 신호들의 상관 및/또는 차이를 나타내는 하나 이상의 파라미터들에 기초하여, 상기 수신된 FM 라디오 신호로부터 잡음이 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 FM 잡음 감소 유닛(2);
    - 상기 수신된 좌측 및 우측 신호를 제공하도록 구성된 우회 경로(16); 및
    - 상기 품질 표시자를 사용하여 상기 잡음 감소된 스테레오 신호와 상기 수신된 좌측 및 우측 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 결정하도록 구성된 결합 유닛(30,31,32);을 더 포함하는, 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  25. 제 24항에 있어서,
    상기 FM 잡음 감소 유닛(2)은 상기 품질 표시자를 사용하여 상기 수신된 FM 라디오 신호로부터 상기 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성되는, 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  26. 제 25항에 있어서,
    - 상기 FM 잡음 감소 유닛(2)은, 다운믹스 이득에 의해 조절된 상기 수신된 좌측 및 우측 신호들의 합으로부터 결정된 다운믹스 신호로부터 상기 잡음 감소된 스테레오 신호의 잡음 감소된 측면 신호를 생성하도록 구성되고;
    - 상기 다운믹스 이득은 상기 수신된 좌측 및 우측 신호들의 동위상 및/또는 탈위상 거동을 나타내고; 및
    - 상기 다운믹스 이득은 상기 품질 표시자에 의해 조절되는; 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  27. 제 24항 내지 제 26항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 FM 잡음 감소 유닛(2)은 상기 수신된 FM 라디오 신호의 파라메트릭 스테레오 표현으로부터 상기 잡음 감소된 스테레오 신호를 생성하도록 구성되고; 상기 파라메트릭 스테레오 표현은 하나 이상의 파라메트릭 스테레오 파라미터들을 포함하는; 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  28. 제 27항에 있어서,
    - 상기 FM 잡음 감소 유닛(2)은 상기 수신된 FM 라디오 신호의 드롭아웃을, 시간 순간(n)에 선행하는 시간 순간에 결정된 하나 이상의 파라메트릭 스테레오 파라미터들을 사용하여, 시간 순간(n)의 모노로 은폐하도록 구성되고; 및
    - 상기 품질 표시자는, 상기 FM 잡음 감소 유닛(2) 내의 은폐를 조건으로, 수정되는; 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  29. 제 24항 내지 제 28항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 결합 유닛(30, 31, 32)은 상기 품질 표시자를 사용하여 상기 잡음 감소된 스테레오 신호와 상기 수신된 좌측 및 우측 신호를 혼합하도록 구성되는, 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  30. 제 29항에 있어서,
    상기 결합 유닛(30, 31, 32)은,
    - 잡음 감소된 스테레오 이득을 사용하여 상기 잡음 감소된 스테레오 신호를 가중하도록 구성된 잡음 감소된 스테레오 이득 유닛(31);
    - 우회 이득을 사용하여 상기 수신된 좌측 및 우측 신호들을 가중하도록 구성된 우회 이득 유닛(30); 및
    - 가중되고 잡음 감소된 스테레오 신호와 상기 가중되어 수신된 좌측 및 우측 신호들의 각 신호들을 병합하도록 구성된 병합 유닛(32)으로서, 상기 잡음 감소된 스테레오 이득과 상기 우회 이득은 상기 품질 표시자에 의존하는, 병합 유닛(32);을 포함하는, 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  31. 제 30항에 있어서,
    Figure pct00030
    이고,
    - Lout, Rout은 상기 개선된 스테레오 신호의 좌측 및 우측 신호이고;
    - LFM, RFM은 상기 수신된 좌측 및 우측 신호들이고;
    - LPS, RPS는 상기 잡음 감소된 스테레오 신호의 좌측 및 우측 신호이고;
    - αHQ는 0에서 1에 이르고, 0은 낮은 품질을 나타내고, 1은 고품질을 나타내는; 개선된 스테레오 신호를 생성하도록 구성된 시스템.
  32. 모바일 통신 디바이스로서,
    - FM 라디오 신호를 수신하도록 구성된 FM 스테레오 수신기; 및
    - 제 23항 내지 제 31항 중 어느 한 항에 따른 시스템;을
    포함하는 모바일 통신 디바이스.
  33. 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하는 방법으로서,
    상기 수신된 다중 채널 FM 라디오 신호는 중앙 신호와 측면 신호로서 표현될 수 있고, 상기 측면 신호는 좌측 신호와 우측 신호의 차이를 나타내고,
    상기 방법은,
    - 중앙 전력으로 언급되는 상기 중앙 신호의 전력과, 측면 전력으로 언급되는 상기 측면 신호의 전력을 결정하는 단계(101);
    - 상기 중앙 전력과 상기 측면 전력의 비율을 결정하는 단계(102)로서, 중앙-측면 비율을 산출하는, 비율을 결정하는 단계(102); 및
    - 적어도 상기 중앙-측면 비율에 기초하여 상기 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 겨정하는 단계(105);를 포함하는,
    다중 채널 FM 라디오 신호의 품질을 추정하는 방법.
  34. 수신된 FM 라디오 신호로부터 개선된 스테레오 신호를 생성하는 방법으로서,
    상기 FM 라디오 신호는 수신된 좌측 신호와 수신된 우측 신호를 나타내고,
    상기 방법은,
    - 제 33항의 방법에 따라 상기 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자를 결정하는 단계; 및
    - 상기 품질 표시자를 사용하여 상기 수신된 FM 라디오 신호로부터 상기 개선된 스테레오 신호를 생성하는 단계;를 포함하는
    개선된 스테레오 신호를 생성하는 방법.
  35. 소프트웨어 프로그램으로서,
    프로세서상에서의 실행을 위해, 및 컴퓨팅 디바이스상에서 수행될 때 제 33항 또는 제 34항의 방법 단계들의 수행을 위해 적응된,
    소프트웨어 프로그램.
  36. 저장 매체로서,
    프로세서상에서의 실행을 위해, 및 컴퓨팅 디바이스상에서 수행될 때 제 33항 또는 제 34항의 방법 단계들의 수행을 위해 적응된 소프트웨어 프로그램을
    포함하는, 저장 매체.
  37. 컴퓨터 프로그램 제품으로서,
    컴퓨터상에서 실행될 때 제 33항 또는 제 34항의 방법 단계들을 수행하기 위한 실행 가능한 명령들을
    포함하는, 컴퓨터 프로그램 제품.
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