KR101616700B1 - 예측-기반 fm 스테레오 라디오 노이즈 감소 - Google Patents

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Abstract

본원은 오디오 신호 처리, 특히 FM 스테레오 라디오 수신기의 오디오 신호를 개선하기 위한 장치 및 대응하는 방법에 관한 것이다. 특히, 본원은 수신된 FM 스테레오 라디오 신호의 노이즈를 감소시키는 방법 및 시스템에 관한 것이다. 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 수신된 미드 신호 및 수신된 사이드 신호로서 표현될 수 있는 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈를 감소시키기 구성된 장치(2)가 기술된다. 장치(2)는 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 상관 및/또는 비상관을 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성된 파라미터 결정 유닛(77); 및 수신된 사이드 신호로부터가 아니라 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 발생하게 구성된 노이즈 감소 유닛(79)을 포함한다.

Description

예측-기반 FM 스테레오 라디오 노이즈 감소{PREDICTION-BASED FM STEREO RADIO NOISE REDUCTION}
본원은 오디오 신호 처리에 관한 것으로, 특히 FM 스테레오 라디오 수신기의 오디오 신호를 개선하기 위한 장치 및 대응하는 방법에 관한 것이다. 특히, 본원은 수신된 FM 스테레오 라디오 신호의 노이즈를 감소시키기 위한 방법 및 시스템에 관한 것이다.
아날로그 FM(주파수 변조) 스테레오 라디오 시스템에서, 오디오 신호의 좌측 채널(L) 및 우측 채널(R)은 미드-사이드(M/S) 표현, 즉 미드 채널(M) 및 사이드 채널(S)로서 전달된다. 미드 채널(M)은 L과 R의 합 신호, 예를 들면 M = (L+R)/2에 대응하며, 사이드 채널(S)은 L과 R의 차이 신호, 예를 들면 S = (L-R)/2에 대응한다. 전송을 위해서, 사이드 채널(S)은 38kHz 억압 캐리어에 변조되고 기저대역 미드 신호(M)에 가산되어 역호환(backwards-compatible) 스테레오 멀티플렉스 신호를 형성한다. 이어, 이 멀티플렉스 기저대역 신호는 전형적으로 87.5 내지 108MHz 사이의 범위 내에서 동작하는, FM 송신기의 HF(고 주파수) 캐리어를 변조하기 위해 사용된다.
수신 품질이 감소할 때(즉, 라디오 채널에 대한 신호-대-노이즈 비가 감소할 때), S 채널은 전형적으로 전송 동안에 M 채널보다 더 악화된다. 많은 FM 수신기 구현들에서, 수신 컨디션들이 너무 노이즈성이 되었을 때, S 채널은 뮤트된다. 이것은 수신기가 열악한 HF 라디오 신호의 경우에 스테레오에서 모노로 조치됨을 의미한다(전형적으로 모노 드롭아웃(dropout)이라고 함).
미드 신호(M)의 품질이 수락가능한 경우에서도, 사이드 신호(S)는 노이즈성이 될 수 있고 이에 따라 출력 신호(예를 들면 L=M+S 및 R=M-S에 따라 도출된)의 좌측 및 우측 채널들에서 믹스되고 있을 때 전체 오디오 품질을 심하게 저하시킬 수 있다. 사이드 신호(S)가 열악 내지는 중간 품질을 가질 때에는, 수신기가 사이드 신호(S)에 연관된 노이즈를 수락하기를 선택하여 노이즈성 좌측 및 우측 신호를 포함하는 실제적 스테레오 신호를 출력하거나, 아니면 수신기가 사이드 신호(S)를 빼고 모노로 조치하는, 두 가지 선택지들이 있다.
파라미터식 스테레오(parametric stereo)(PS) 코딩은 매우 낮은 비트 레이트(bitrate) 오디오 코딩의 분야로부터의 기술이다. PS는 2-채널 스테레오 오디오 신호를 추가의 PS 사이드 정보, 즉 PS 파라미터들과 조합하여 모노 다운믹스 신호로서 엔코딩할 수 있게 한다. 모노 다운믹스 신호는 스테레오 신호의 두 채널들의 조합으로서 얻어진다. PS 파라미터들은 PS 디코더가 모노 다운믹스 신호 및 PS 사이드 정보로부터 스테레오 신호를 재구축할 수 있게 한다. 전형적으로, PS 파라미터들은 시간- 및 주파수-가변적이며, PS 디코더에서 PS 처리는 전형적으로 복수의 쿼드래처 미러 필터(QMF) 뱅크들을 탑재한 하이브리드 필터뱅크 영역에서 수행된다.
수신된 FM 스테레오 신호 내에 포함된 노이즈를 감소시키기 위해서 수신된 FM 스테레오 신호의 PS 엔코딩을 사용하는 것이 W02011/029570, PCT/EP2011/064077 및 PCT/EP2011/064084에 제안되어 있다. FM 스테레오 라디오 노이즈 감소 기술에 기초한 파라미터식 스테레오(PS)의 일반적 원리는 수신된 좌측 및 우측 신호들 내 포함된 노이즈를 감소시키기 위해서, 수신된 FM 스테레오 신호로부터 도출된 파라미터식 스테레오 파라미터들을 사용하는 것이다. 위에 언급된 특허 문헌들의 개시된 바를 참조문헌에 포함시킨다.
본원에서, 예측-기반 프레임워크를 사용하여 FM 스테레오 라디오 노이즈 감소를 위한 방법 및 시스템이 기술된다. 이 예측-기반 프레임워크는 위에 나타낸 파라미터식 스테레오(PS) 기반의 프레임워크에 대한 대안적 접근법이다. 본원에 기술되는 바와 같이, 예측-기반 프레임워크는 낮은 계산 복잡도를 제공한다. 또한, 동시에, 예측-기반 FM 스테레오 라디오 노이즈 감소 수법은 PS-기반 FM 스테레오 라디오 노이즈 감소 수법에 비해 개선된 오디오 품질을 달성함이 관찰되었다.
한 측면에 따라, 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈를 감소시키게 구성된 장치 또는 시스템이 기술된다. 다채널 FM 라디오 신호는 두 채널 스테레오 신호일 수 있다. 특히, 수신된 다채널 FM 라디오 신호는 미드 신호 및 사이드 신호로서 표현될 수 있거나 이들로서 제시될 수 있거나 이들을 나타낼 수 있다. 또한, 사이드 신호는 스테레오 신호의 좌측 신호와 우측 신호 간에 차이를 나타낼 수 있다.
실시예에서, 장치는 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 상관 및/또는 비상관을 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성된 파라미터 결정 유닛을 포함한다. 하나 이상의 파라미터들은 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호의 상관된 성분을 결정하기 위해 사용되는 예측 파라미터(a) 및/또는 미드 신호의 비상관된 버전으로부터 노이즈-감소된 사이드 신호의 비상관된 성분을 결정하기 위해 사용되는 비상관 파라미터(b)일 수 있다. 또한, 장치는 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성된 노이즈 감소 유닛을 포함한다. 이 목적을 위해서, 노이즈 감소 유닛은 수신된 사이드 신호, 예를 들면 수신된 사이드 신호의 샘플들을 고려하지 않는다. 즉, 수신된 사이드 신호는 노이즈-감소된 사이드 신호의 결정을 위한 신호 경로 내에 있지 않다. 특히, 노이즈 감소 유닛은 수신된 미드 신호(예를 들면 수신된 미드 신호의 샘플들) 및 하나 이상의 파라미터들로부터만 노이즈-감소된 사이드 신호를 결정하게 구성될 수 있다.
위에서 나타낸 바와 같이, 파라미터 결정 유닛은 예측 파라미터(a)를 결정하게 구성될 수 있다. 예측 파라미터(a)는 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 교차-상관을 나타낼 수 있다. 특히, 파라미터 결정 유닛은 수신된 미드 신호 및 수신된 사이드 신호의 대응하는 샘플들의 곱의 기대값에 기초하여 예측 파라미터(a)를 결정하게 구성될 수 있다. 훨씬 더 특정하게, 파라미터 결정 유닛은 공식 a = E[S*M]/E[M*M]을 사용하여 예측 파라미터(a)를 결정하게 구성될 수 있고, E[ㆍ]는 기대 연산자를 나타내고, S는 수신된 사이드 신호를 나타내고, M은 수신된 미드 신호를 나타낸다.
파라미터 결정 유닛이 예측 파라미터(a)를 제공하는 경우에, 노이즈 감소 유닛은 예측 파라미터(a)를 사용하여 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호(혹은 노이즈-감소된 사이드 신호의 상관된 성분)를 발생하게 구성될 수 있다. 노이즈-감소된 사이드 신호의 상관된 성분은 예측 파라미터(a)와 수신된 미드 신호와의 곱, 즉 a*M으로서 결정될 수 있다. 이것은 노이즈-감소된 사이드 신호의 상관된 성분이 수신된 미드 신호의 가중된 버전일 수 있음을 의미한다. 예측 파라미터(a)가 시간 가변적 및/또는 주파수 가변적일 수 있다는 사실에 비추어, 수신된 미드 신호에 가중 팩터는 시간 가변적 및/또는 주파수 가변적일 수 있다.
파라미터 결정 유닛은 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 비상관을 나타내는 비상관 파라미터(b)를 결정하게 구성될 수 있다. 특히, 파라미터 결정 유닛은 수신된 사이드 신호와 예측 파라미터(a)를 사용하여 미드 신호로부터 결정된 신호와의 차이 신호의 에너지에 기초하여 비상관 파라미터(b)를 결정하게 구성될 수 있다. 훨씬 더 특정하게, 파라미터 결정 유닛은 비상관 파라미터(b)를 b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])으로서 결정하게 구성되고, D=S-a*M는 차이 신호이다. 연산자 "sqrt()"는 제곱근 연산을 나타낸다.
이 경우에, 노이즈 감소 유닛은 비상관 파라미터(b)를 사용하여 수신된 미드 신호의 비상관된 버전으로부터 노이즈-감소된 사이드 신호(혹은 노이즈-감소된 사이드 신호의 비상관된 성분)를 발생하게 구성될 수 있다. 특히, 노이즈-감소된 사이드 신호의 비상관된 성분은 b*decorr(M)으로서 결정될 수 있고 decorr(M)은 수신된 미드 신호의 비상관된 버전이다. 수신된 미드 신호의 비상관된 버전은 전역-통과 필터를 사용하여 수신된 미드 신호를 필터링함으로써 결정될 수 있다.
수신된 사이드 신호가 현저한 량의 노이즈를 포함한다면, 노이즈-감소된 사이드 신호의 비상관된 성분이 노이즈-감소된 사이드 신호에 미치는 영향을 감소시키는 것이 유익할 수 있다. 이 목적을 위해서, 파라미터 결정 유닛은 수신된 사이드 신호의 스펙트럼 평탄도(을 나타내는)의 영향 팩터(impact factor) 특징을 결정하게 구성될 수 있다. 고 스펙트럼 평탄도는 전형적으로 사이드 신호 내에 포함된 높은 정도의 노이즈를 나타낸다. 따라서, 비상관 파라미터(b)는 영향 팩터에 의존할 수 있다. 특히, 비상관 파라미터(b)는 영향 팩터가 수신된 사이드 신호의 스펙트럼 평탄도 정도가 증가함을 나타낼 때 감소될 수 있다. 예로서, 영향 팩터는 본원에 기술된 SMF_impact_factor이며, 수정된 비상관 파라미터 b_new는 b_new = (1 - SMF_impact_factor)*b로서 결정되고, 그럼으로써 SMF_impact_factor가 "1"을 향하는 경향이 있다면 노이즈-감소된 사이드 신호(즉, b_new*decorr(M))의 비상관 성분을 강제로 제로가 되게 한다.
위에서 나타낸 바와 같이, 파라미터 결정 유닛은 시간 가변적 방식으로 하나 이상의 파라미터들(예를 들면 예측 파라미터(a) 및/또는 비상관 파라미터(b))을 결정하게 구성될 수 있다. 이에 따라, 하나 이상의 파라미터들 각각에 대해서, 대응하는 일련의 시간 간격들에 대한 일련의 각각의 파라미터가 결정될 수 있다. 예로서, 제 1 파라미터(예를 들면 예측 파라미터(a) 또는 비상관 파라미터(b))에 대해서, 일련의 시간 간격들에 대해 일련의 제 1 파라미터들이 결정된다. 일련의 시간 간격들은 일련의 신호 프레임들(예를 들면 2048 신호 샘플들을 포함하는)일 수 있다. 전형적으로, 일련의 시간 간격들 중 한 특정한 시간 간격에 대한 일련의 제 1 파라미터들 중 한 특정한 제 1 파라미터는 한 특정한 시간 간격 내에 놓인 수신된 미드 신호 및/또는 수신된 사이드 신호의 샘플들을 사용하여 결정된다. 하나 이상의 파라미터들이 시간 가변적인 경우들에 있어서, 노이즈 감소 유닛은 하나 이상의 시간 가변적 파라미터들을 사용하여 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성될 수 있다.
이웃한 시간 간격들 간에 연속성을 보증하기 위해서 그리고 이웃한 시간 간격들의 경계들에서 가청 불연속성들을 피하기 위해서, 일련의 제 1 파라미터들로부터 이웃한 제 1 파라미터들을 보간함으로써 일련의 보간된 제 1 파라미터들을 결정하는 것이 유익할 수 있다.
매우 악화된 수신 컨디션들의 경우에, FM 수신기들은 수신된 FM 라디오 신호들을 모노에 강제할 수 있는데, 즉 FM 수신기들은 수신된 사이드 신호를 억제할 수 있다. 장치는 이러한 모노 드롭아웃을 검출하게 구성될 수 있는데, 즉, 장치는 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 강제된 모노 신호임을 검출하게 구성될 수 있다. 이것은 고 에너지에서 저 에너지로 수신된 사이드 신호의 빠른 천이를 검출함으로써 달성될 수 있다. 특히, 일련의 시간 간격들 중 제 1 시간 간격 내에 수신된 사이드 신호의 에너지가 결정될 수 있고, 이 에너지는 고 임계값 이상인 것으로 결정될 수 있다. 또한, 사이드 신호의 에너지가 고 임계값 이상의 값에서 저 임계값 미만의 값으로 떨어지는 다수의 다음 연이은 시간 간격들의 천이 기간이 결정될 수 있다. 이 정보에 기초하여, 천이 기간의 연이은 시간 간격들의 수가 간격 임계값 미만이라면 제 1 시간 간격에 이어 수신된 다채널 FM 라디오 신호는 강제된 모노 신호인 것으로 결정될 수 있다. 이 간격 임계값은 제 1 시간 간격에 이은 1, 2, 3 또는 4개의 시간 간격들일 수 있다.
제 1 시간 간격 (바로) 다음의 시간 간격 내에 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 강제된 모노 신호라면, 파라미터 결정 유닛은 제 1 시간 간격에 대한 하나 이상의 파라미터들로부터 제 1 시간 간격 (바로) 다음의 시간 간격에 대한 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성될 수 있다. 즉, 파라미터 결정 유닛은 모노 드롭아웃에 앞서 결정된 하나 이상의 파라미터들을 사용함으로써 모노 드롭아웃 동안에 파라미터들의 부재를 은닉하게 구성될 수 있다.
위에 기술된 바와 같이, 파라미터 결정 유닛은 주파수 가변적 방식으로 하나 이상의 파라미터들(예를 들면 예측 파라미터(a) 및/또는 비상관 파라미터(b))를 결정하게 구성될 수 있다. 이것은 수신된 미드 및/또는 사이드 신호의 서로 다른 부-대역들에 대해 서로 다른 파라미터들이 결정됨을 의미한다. 이 목적을 위해서, 장치는 수신된 미드 신호로부터 대응하는 복수의 주파수 범위들을 포함하는 복수의 미드 부-대역 신호들을 발생하게 구성된 미드 변환 유닛을 포함할 수 있다. 또한, 장치는 수신된 사이드 신호로부터 대응하는 복수의 주파수 범위들을 포함하는 복수의 사이드 부-대역 신호들을 발생하게 구성된 사이드 변환 유닛을 포함할 수 있다. 이러한 경우들에 있어서, 파라미터 결정 유닛은 복수의 주파수 범위들 각각에 대해 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성될 수 있다. 특히, 하나 이상의 파라미터들(예를 들면 예측 파라미터(a) 및/또는 비상관 파라미터(b)) 중 제 2 파라미터에 대해서, 복수의 제 2 부-대역 파라미터들은 대응하는 복수의 미드 부-대역 신호들 및 대응하는 복수의 사이드 부-대역 신호들로부터 결정될 수 있다. 이것은 하나 이상의 파라미터들(예를 들면 예측 파라미터(a) 또는 비상관 파라미터(b))을 결정하기 위한 위에 언급된 공식들을 복수의 주파수 범위들 각각에 적용함으로써 행해질 수 있다.
노이즈 감소 유닛은 하나 이상의 주파수 가변적 파라미터들을 사용하여 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성될 수 있다. 특히, 노이즈 감소 유닛은 대응하는 복수의 미드 부-대역 신호들 및 대응하는 복수의 부-대역 파라미터들로부터(만) 복수의 노이즈-감소된 사이드 부-대역 신호들을 발생하게 구성될 수 있다. 역 변환 유닛을 사용하여, 노이즈-감소된 사이드 신호는 복수의 노이즈-감소된 사이드 부-대역 신호들로부터 발생될 수 있다.
미드 변환 유닛 및/또는 사이드 변환 유닛은 QMF 필터 뱅크들일 수 있고, 역 변환 유닛은 역 QMF 필터 뱅크일 수 있다. 수신된 미드 신호가 신호 경로(및 수신된 사이드 신호는 신호 경로에 있지 않다)에 있다는 사실에 비추어, 사이드 변환 유닛은 주파수 선택도; 주파수 분해능; 시간 분해능; 및 수치적 정확도 중 적어도 하나에 관하여 미드 변환 유닛보다 낮은 요건들을 충족시킬 수 있다.
수신된 FM 라디오 신호는 수신된 미드 신호보다 높은 에너지 레벨을 갖는 노이즈성의 수신된 사이드 신호에 의해 압도될 수 있다. 이러한 상황들은 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생할 때 지각적으로 거슬리는 아티팩트를 야기할 수 있다. 이러한 상황들에 대처하기 위해서, 파라미터 결정 유닛은 하나 이상의 파라미터들에 제한 팩터 c을 적용함으로써 하나 이상의 파라미터들을 제한하게 구성될 수 있다. 특히, 하나 이상의 파라미터들은 제한 팩터 c에 의해 분할될 수 있다. 실시예에서, c>1에 대해서, 제한 팩터 c는 하나 이상의 제곱한 파라미터들의 합에 비례한다. 또 다른 실시예에서, c>1에 대해서, 제한 팩터 c는 하나 이상의 제곱한 파라미터들의 합의 제곱근에 비례한다. 전형적으로, 제한 팩터 c의 적용이 하나 이상의 파라미터들을 증가시키기 않게 제한 팩터 c가 선택된다.
장치는 노이즈-감소된 사이드 신호(의 대응하는 샘플)를 발생하기 위해 요구되는 계산 시간에 대응하는 시간량만큼 수신된 미드 신호(의 샘플)를 지연시키게 구성된 지연유닛을 포함할 수 있는 것에 유의한다.
수신된 사이드 신호가 노이즈를 거의 포함하지 않거나 내지는 전혀 포함하지 않을 때인 양호한 수신 컨디션들에서, 스테레오 신호를 발생하기 위해 수신된 사이드 신호를 사용하는 것이 유익할 수 있다. 이 목적을 위해서, 장치는 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 품질을 나타내는 품질 표시자를 사용하여 노이즈-감소된 스테레오 신호 및 수신된 사이드 신호로부터 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호를 결정하게 구성된 조합 유닛을 포함할 수 있다. 수신된 사이드 신호의 품질에 따라, 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호는 노이즈-감소된 사이드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 블렌드(blend)될 수 있다(혹은 이들로부터 선택되거나 혹은 이들 간에 보간된다). 이 목적을 위해서, 조합 유닛은 노이즈-감소된 이득을 사용하여 노이즈-감소된 사이드 신호를 가중하게 구성된 노이즈-감소된 이득 유닛; 바이패스 이득을 사용하여 수신된 사이드 신호를 가중하게 구성된 바이패스 이득 유닛; 및 가중된 노이즈-감소된 사이드 신호 및 가중된 수신된 사이드 신호를 합체하게(예를 들면 합하게) 구성된 합체 유닛을 포함할 수 있고, 노이즈-감소된 이득 및 바이패스 이득은 품질 표시자에 의존한다. 조합 유닛은 주파수 선택적 방식으로 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호를 결정하게 구성될 수 있음에 유의한다.
장치는 수신된 사이드 신호의 품질을 나타내는 품질 표시자를 결정하게 구성된 품질 결정 유닛을 포함할 수 있다. 이것은 미드 파워라고 하는, 수신된 미드 신호의 파워, 및 사이드 파워라고 하는, 수신된 사이드 신호의 파워를 결정함으로써 행해질 수 있다. 미드 파워와 사이드 파워와의 비, 즉 미드-대-사이드 비가 결정될 수 있고, 수신된 FM 라디오 신호의 품질 표시자는 적어도 미드-대-사이드 비에 기초하여 결정될 수 있다. 본원은 신뢰성있는 방식으로, 수신된 사이드 신호의 품질을 나타내는 품질 표시자 αHQ를 결정하기 위한 여러 실시예들을 기술한다.
장치는 수신된 미드 신호 및 노이즈-감소된 사이드 신호(또는 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호)로부터 노이즈-감소된 좌측 신호 및 노이즈-감소된 우측 신호를 결정하게 구성된 MS-LR 변환기를 더 포함할 수 있다. 특히, MS-LR 전환기는 수신된 미드 신호 및 (수정된) 노이즈-감소된 사이드 신호의 합으로부터 노이즈-감소된 좌측 신호; 및 수신된 미드 신호 및 (수정된) 노이즈-감소된 사이드 신호의 차이로부터 노이즈-감소된 우측 신호를 결정하게 구성될 수 있다.
또 다른 측면에 따라, 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈를 감소시키는 방법이 기술된다. 수신된 다채널 FM 라디오 신호는 수신된 미드 신호 및 수신된 사이드 신호로서 제시될 수 있다. 방법은 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호 간에 상관 및/또는 비상관을 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 결정하는 단계; 및 수신된 사이드 신호로부터가 아니라 수신된 미드 신호로부터 그리고 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하는 단계를 포함할 수 있다.
또 다른 측면에 따라, 소프트웨어 프로그램이 기술된다. 소프트웨어 프로그램은 프로세서 상에서 실행하게 그리고 계산 디바이스 상에서 수행되었을 때 본원에 개괄된 방법의 단계들을 수행하도록 되어 있을 수 있다.
또 다른 측면에 따라, 저장 매체가 기술된다. 저장 매체는 프로세서 상에서 실행하게 그리고 계산 디바이스 상에서 수행되었을 때 본원에 개괄된 방법의 단계들을 수행하도록 한 소프트웨어 프로그램을 포함할 수 있다.
또 다른 측면에 따라, 컴퓨터 프로그램 제품이 기술된다. 컴퓨터 프로그램은 컴퓨터 상에서 실행되었을 때 본원에 개괄된 방법 단계들을 수행하기 위한 실행가능한 명령들을 포함할 수 있다.
본 특허 출원에 개괄된 바와 같은 바람직한 실시예들을 포함한 방법들 및 시스템들은 독립형으로 또는 본원에 개시된 다른 방법들 및 시스템들과 조합하여 사용될 수 있음에 유의한다. 또한, 본 특허 출원에 개괄된 방법들 및 시스템들의 모든 측면들은 임의로 조합될 수 있다. 특히, 청구항들의 특징들은 임의의 방식으로 서로 조합될 수 있다.
발명은 동반된 도면들을 참조하여 예시적 예들에 의해 이하 설명된다.
도 1은 FM 스테레오 라디오 수신기의 스테레오 출력을 개선하기 위한 시스템에 대한 개요적 예를 도시한 것이다.
도 2는 파라미터식 스테레오의 개념에 기초하여 오디오 처리 장치의 예를 도시한 것이다.
도 3은 예측의 개념에 기초하여 오디오 처리 장치의 예를 도시한 것이다.
도 4는 노이즈성 FM 라디오 스피치 신호의 미드 및 사이드 신호에 대한 예시적 파워 스펙트럼을 도시한 것이다.
도 5는 수신된 FM 라디오 신호들의 품질 표시자를 사용하여 수신된 FM 라디오 신호들의 처리를 위한 방법의 예시적 흐름도를 도시한 것이다.
도 6은 예측 및 비상관 파라미터들의 은닉을 위해 사용되는 예시적 상태 머신을 도시한 것이다.
도 1은 FM 스테레오 라디오 수신기(1)의 스테레오 출력을 개선하기 위한 개요적인 예시적인 시스템을 도시한 것이다. 본원의 배경기술 단락에서 논의된 바와 같이, FM 라디오에서, 스테레오 신호는 설계에 의해 미드 신호(M) 및 사이드 신호(S)로서 전송된다. FM 수신기(1)에서, 사이드 신호는 FM 수신기(1)의 출력에서 좌측 신호(L)와 우측 신호(R) 간에 스테레오 차이를 생성하기 위해 사용된다(적어도 수신이 충분히 양호하고 사이드 신호 정보가 뮤트되지 않았을 때). 즉, 사이드 신호는 미드 신호로부터 좌측 및 우측 오디오 신호들을 생성하기 위해 사용된다. 좌측 및 우측 신호들(L, R)은 디지털 또는 아날로그 신호들일 수 있다.
FM 수신기의 좌측 및 우측 오디오 신호들(L, R)을 개선하기 위해서, 자신의 출력에서 스테레오 오디오 신호(L' 및 R')를 발생하는 오디오 처리 장치(2)가 사용될 수 있다. 오디오 처리 장치(2)는 수신된 FM 라디오 신호의 노이즈 감소를 파라미터식 스테레오를 사용하여 수행하게 할 수 있다. 대안적으로, 오디오 처리 장치(2)는 수신된 FM 라디오 신호의 노이즈 감소를 본원에 기술된 바와 같이 예측-기반 파라미터화를 사용하여 수행하게 할 수 있다.
장치(2)에서 오디오 처리는 바람직하게 디지털 영역에서 수행되는데, FM 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2) 사이에 아날로그 인터페이스의 경우에는 장치(2)에서 디지털 오디오 처리 전에 아날로그-디지털 변환기가 사용된다. FM 수신기(1) 및 오디오 처리 장치(2)는 동일 반도체 칩 상에 집적될 수도 있고 혹은 2개의 반도체 칩들의 부분일 수도 있다. FM 수신기(1) 및 오디오 처리 장치(2)는 셀룰라 전화, 개인용 디지털 보조장치(PDA) 또는 스마트 폰과 같은 무선 통신 디바이스의 부분일 수 있다. 이 경우에, FM 수신기(1)는 추가의 FM 라디오 수신기 기능을 갖는 기저대역 칩의 부분일 수 있다. 또 다른 응용에서, FM 수신기(1) 및 오디오 처리 장치(2)는 이동하는 차량의 가변하는 수신 컨디션들을 보상하기 위한 차량 오디오 시스템의 부분일 수 있다.
FM 수신기(1)의 출력 및 장치(2)의 입력에서 좌측/우측 표현을 사용하는 대신에, FM 수신기(1)와 장치(2) 사이에 인터페이스에서 미드/사이드 표현이 사용될 수도 있다(미드/사이드 표현에 대해선 도 1에서 M, S를 그리고 좌측/우측 표현에 대해선 L, R를 참조한다). FM 수신기(1)와 장치(2) 사이에 인터페이스에서 이러한 미드/사이드 표현은 FM 수신기(1)가 이미 미드/사이드 신호를 수신하고 오디오 처리 장치(2)가 다운믹싱 없이 또는 L/R-M/S 전환 없이 곧바로 미드/사이드 신호를 처리할 수 있기 때문에 처리 부하가 감소되게 할 수 있다. 미드/사이드 표현은 FM 수신기(1)가 오디오 처리 장치(2)와 밀착하여 집적된다면, 특히 FM 수신기(1) 및 오디오 처리 장치(2)가 동일 디바이스, 예를 들면 동일 반도체 칩 상에 집적된다면 잇점이 있을 수 있다.
선택적으로, 라디오 수신 컨디션을 나타내는 라디오 신호 강도 신호(6)는 오디오 처리 장치(2)에서 오디오 처리를 적응시키기 위해 사용될 수 있다.
FM 라디오 수신기(1)와 오디오 처리 장치(2)와의 조합은 집적된 노이즈 감소 시스템을 갖는 FM 라디오 수신기에 대응한다.
도 2는 파라미터식 스테레오의 개념에 기초한 오디오 처리 장치(2)의 실시예를 도시한 것이다. 장치(2)는 PS 파라미터 추정 유닛(3)을 포함한다. 파라미터 추정 유닛(3)은 개선될 입력 오디오 신호(좌측/우측 또는 미드/사이드 표현에 있을 수 있는)에 기초하여 PS 파라미터들(5)을 결정하게 구성된다. PS 파라미터들(5)은, 무엇보다도, 채널간 세기 차이들(IID 또는 CLD - 채널 레벨 차이들이라 함) 및/또는 채널간 교차-상관(ICC)을 나타내는 파라미터를 포함할 수 있다. 바람직하게, PS 파라미터들(5)은 시간- 및 주파수-가변적이다. 파라미터 추정 유닛(3)의 입력에 M/S 표현의 경우에, 파라미터 추정 유닛(3)은 그럼에도불구하고 L/R 채널들의 적합한 전환을 적용함으로써, L/R 채널들에 관계된 PS 파라미터들(5)을 결정할 수 있다.
다운믹스 오디오 신호(DM)는 입력 신호로부터 얻어진다. 입력 오디오 신호가 이미 미드/사이드 표현을 사용하는 경우에, 다운믹스 오디오 신호(DM)는 미드 신호에 직접 대응할 수 있다. 입력 오디오 신호가 좌측/우측 표현을 갖는 경우에, 오디오 신호는 다운믹스 발생 유닛(9)에서 오디오 신호를 다운믹스함으로써 발생될 수 있다. 바람직하게, 다운믹스 후에 결과적인 신호(DM)는 미드 신호(M)에 대응하며 다음 식에 의해 발생될 수 있다:
DM = (L+R)/d, 예를 들면 d = 2이다.
즉 다운믹스 신호(DM)는 L 신호와 R 신호의 애버리지(average)에 대응한다. 스케일링 팩터 d의 서로 다른 값들에 대해서, L 신호 및 R 신호의 애버리지는 증폭 또는 감쇄된다. 다운믹스 발생 유닛(9) 및 파라미터 추정 유닛(3)은 PS 엔코더(7)의 부분이다.
장치는 스테레오 믹싱 모듈 또는 스테레오 업믹서라고도 하는 업믹스 유닛(4)을 더 포함한다. 업믹스 유닛(4)은 오디오 신호(DM) 및 PS 파라미터들(5)에 기초하여 스테레오 신호(L', R')를 발생하게 구성된다. 바람직하게, 업믹스 유닛(4)은 DM 신호를 사용할 뿐만 아니라 사이드 신호(SO)(전형적으로 원래 수신된 사이드 신호(S)에 대응하는) 또는 비상관기(10)를 사용하여 다운믹스 신호(DM)로부터 발생된 의사(pseudo) 사이드 신호(S*)도 사용한다. 비상관기(10)는 모노 다운믹스(DM)를 수신하여 의사 사이드 신호로서 사용되는 비상관된 신호(S*)를 발생한다. 비상관기(10)는 문서 "Low Complexity Parametric Stereo Coding in MPEG-4", Heiko Purnhagen, Proc. Digital Audio Effects Workshop (DAFx), pp. 163-168, Naples, IT, Oct. 2004의 단락 4에 논의된 바와 같은 적합한 전역-통과 필터에 의해 실현될 수 있다. 특히 파라미터식 스테레오 파라미터들의 결정에 관하여 이 문헌의 파라미터식 스테레오의 논의 및 특히 단락 4를 참조로 본원에 포함시킨다. 스테레오 믹싱 매트릭스(4)는 신호들 DM 및 SO 또는 S*로부터 스테레오 신호(L', R')를 발생하는 2x2 업믹스 매트릭스일 수 있다. 업믹스 유닛(4) 및 비상관기(10)는 PS 디코더(8)의 부분이다.
장치(2)는, 수신된 사이드 신호가 수신된 미드 및 사이드 신호들을 단순히 조합함으로써 스테레오 신호를 재구축하기엔 너무 노이즈성일 수 있으나, 그럼에도불구하고 수신된 사이드 신호 혹은 수신된 L/R 신호 내 사이드 신호의 성분은 PS 파라미터 추정 유닛(3)에서 스테레오 파라미터 분석을 하기에 충분히 양호할 수 있다는 생각에 기초한다. 이때, 결과적인 PS 파라미터들(5)은 직접 FM 수신기(1)의 출력에 오디오 신호와 비교하여 감소된 레벨의 노이즈를 갖는 스테레오 신호(L', R')를 발생하기 위해 사용될 수 있다.
이에 따라, 노이즈성 FM 라디오 신호는 파라미터식 스테레오 개념을 사용함으로써 "정화"될 수 있다. FM 라디오 신호 내 왜곡 및 노이즈의 대부분은 전형적으로 PS 다운믹스에서 사용되지 않는 사이드 채널 내에 위치된다. 그럼에도불구하고, 수신된 사이드 채널(S)는 노이즈성 수신의 경우에도, PS 파라미터 추출을 하기에 충분한 품질을 종종 갖는다.
본원에 도시된 도면들에서, 오디오 처리 장치(2)에의 입력 신호는 좌측/우측 스테레오 신호이다. 오디오 처리 장치(2) 내에 일부 모듈들을 약간 수정하여, 오디오 처리 장치(2)는 미드/사이드 표현의 입력 신호를 처리할 수도 있다. 그러므로, 본원에서 논의되는 개념들은 미드/사이드 표현의 입력 신호에 관련해서도 사용될 수 있다.
도 2에 도시된 PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법은 수신된 FM 라디오 신호의 사이드 신호가 라디오 전송 채널로부터 비롯되는 고 또는 중간 레벨들의 노이즈를 내포하는 상황들에 대해서도 잘 수행한다. 그러나, PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법은 몇가지 단점들이 있다. PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법은 2개의 QMF 분석 뱅크들(PS 파라미터들의 계산을 위해서) 및 두 개의 QMF 합성 뱅크들(노이즈-감소된 스테레오 신호(L', R')의 발생을 위해서)을 요구하기 때문에, 상당히 계산적으로 복잡하다. 또한, PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법은 전형적으로 낮은 주파수들에서 증가된 주파수 분해능을 위해 하이브리드, 즉 QMF 및 추가의 나이키스트, 필터 뱅크 접근법을 이용한다. 이것은 PS 파라미터들의 결정이 전형적으로 많은 량의 필터 뱅크 연산들을 요구함을 의미한다. 또한, PS-기반 노이즈 감소 방법은 높은 계산 복잡도를 수반하는 sin() 및 atan() 연산들과 같은 초월적 계산들을 요구한다. PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법의 또 다른 단점들은 노이즈-감소된 스테레오 신호(L', R')을 결정하기 위해서 사이드 신호뿐만 아니라 미드 신호도 수정하기 때문에 완전히 모노에 호환하지 않는다는 것이다. 즉, PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템의 출력의 모노 다운믹스 M'=(L'+R')/2은 전형적으로 원래의 미드 신호(M)와는 다르다. 특히, 모노 다운믹스 신호(M')는 수신된 스테레오 신호가 넓은 스테레오 이미지를 갖는다면(즉, 수신된 스테레오 신호가 현저하게 패닝된(pan) 및/또는 비상관된 신호 성분들을 갖는다면) 전형적으로, 감쇄(즉, 레벨이 낮은)된다. 이와는 대조적으로, 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템에 있어서, 출력의 모노 다운믹스는 원래의 미드 신호이다(사이드 신호 만이 수정/처리되기 때문에).
PS-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법의 계산 복잡도 량은 많은 구현들에서 우려이기 때문에, 본원은 예측-기반 접근법을 이용하는 FM 스테레오 노이즈 감소 을 위한 대안적 프레임워크를 기술한다. 파라미터식 스테레오 (PS)-기반 프레임워크에 비해, 예측-기반 프레임워크는 더 낮은 계산 복잡도를 요구한다. 특히, 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법은 감소된 수의 필터 뱅크들을 사용하며, 초월적 계산들의 사용을 피한다. 동시에 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 방법을 사용할 때 개선된 오디오 품질이 달성될 수 있음을 보였다.
위에 개괄된 바와 같이, 도 2에 도시된 PS-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템은 2개의 QMF 분석 필터 뱅크들 및 2개의 QMF 합성 필터 뱅크들을 요구한다. 이들 필터 뱅크 연산들의 전부는 신호 경로 내에 있고 따라서 고 정밀을 요구한다. 두 QMF 분석 필터 뱅크들은 PS 엔코더(7)의 입력에서 신호들(L, R)에 대해 연산하며, 두 QMF 합성 필터 뱅크들은 PS 디코더(8)의 출력에서 신호들(L', R')을 발생한다. 또한, PS-기반 시스템은 스테레오 파라미터들(IID, ICC)을 사용하며, 이들 스테레오 파라미터들로부터 스테레오 업믹스 매트릭스(4)의 원소들을 계산하기 위해 sin() 및 atan()같은 초월함수들이 요구된다.
도 2에 도시된 PS-기반 시스템의 다운믹스/업믹스 프레임워크 대신에 예측-기반 프레임워크를 사용함으로써 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템의 계산 복잡도를 감소시키는 것이 제안된다. 예측-기반 접근법과 조합하여, LR-MS 전환기(75) 및 MS-LR 전환기(76)를 사용하여 미드/사이드 신호 표현으로 전환함으로써, 요구되는 QMF 뱅크들의 수를 감소시키는 것이 가능하다. LR-MS 전환기(75)는 미드 신호 M=(L+R)/2 및 사이드 신호 S=(L-R)/2을 발생하며, FM 수신기(1)로부터 미드/사이드 신호들이 직접 도 3의 오디오 처리 장치(2)에 공급된다면 생략될 수도 있다. MS-LR 전환기(76)는 LR-MS 전환기(75)에 대한 역 연산을 수행한다.
도 3은 예시적인 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템의 개요를 도시한 것으로, 얇은 선들(80)은 시간-영역 신호들을 나타내며, 두꺼운 선들(81)은 QMF-영역 신호들을 나타내며, 점선들(82)은 파라미터들을 나타낸다. 예측-기반 프레임워크는 신호 경로에서 단지 한 QMF 분석 필터 뱅크(71)와 한 QMF 합성 필터 뱅크(72), 그리고 파라미터 추정을 위해 사용되는(그리고 전형적으로 감소된 정확도 요건들을 갖는) 제 2 QMF 분석 뱅크(73)를 사용한다.
위에 개괄된 바와 같이, PS-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템은 전형적으로, 근사적으로 1kHz까지의 가장 낮은 주파수들에 대해 더 높은 주파수 분해능을 달성하기 위해서 하이브리드 필터 뱅크(즉, 나이키스트 필터 뱅크를 사용하여 가장 낮은 QMF 대역들에 대해 QMF 뱅크에 추가의 대역-분할의 조합)를 사용한다. 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템에 있어서, 하이브리드 필터 뱅크에 의해 제공되는 추가의 대역-분할이 없더라도 양호한 오디오 품질이 달성될 수 있을 것임이 발견되었다. 따라서, 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템은 QMF 뱅크들만을 사용할 수 있어(즉 하이브리드 필터 뱅크들이 없이), 이것은 계산 복잡도를 더 감소시키며 FM 라디오 신호 처리의 알고리즘상의 지연(또는 레이턴시)(74)도 감소시킨다.
도 3의 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템은 2개의 파라미터들(a, b)를 사용하여 수신된 미드 신호(M)로부터 노이즈-감소된 사이드 신호(S')을 발생하는 것을 목표로 한다. 수신된 미드 신호(M)는 변경되지 않은 그대로 있는다(노이즈-감소된 사이드 신호(S')를 결정하기 위해 필요한 계산 시간을 보상하기 위해서 사용되는 지연(74)는 제외하고). 이것은 노이즈-감소된 좌측 및 우측 신호들(L', R')인 2개의 신호들이 PS 파라미터들의 함수로서 결정되는 PS-기반 FM 노이즈 감소 시스템과는 다르다.
수신된 미드 및 사이드 신호들(M, S)을 M=(L+R)/2 및 S=(L-R)/2으로서 정의하면, 사이드 신호는 S = a*M + D로서 예측 계수(a) 및 잔류 신호(D)를 사용하여 표현될 수 있다. 이것은 미드 신호로부터 사이드 신호를 예측하기 위해 예측 파라미터(a)가 사용됨을 의미한다. 최적의 예측 계수(a)(D의 에너지를 최소화하는)는 다음으로서 계산될 수 있다:
a = E[S*M]/E[M*M]
E[ㆍ]은 기대 연산자를 나타낸다. 즉, 예측 계수(a)는 수신된 사이드와, 수신된 미드 신호와, 미드 신호의 에너지 간에 교차-상관의 비로서 결정될 수 있다. 전형적으로, 계수들(a 및 b)은 시간 및/또는 주파수 가변적이다. 이것은 서로 다른 시간 간격들 및/또는 서로 다른 주파수 범위들에 대해 서로 다른 계수들(a 및 b)가 결정됨을 의미한다. 이러하므로, 기대값들 E[ㆍ]은 특정한 시간 간격(예를 들면 64ms)에 대해 및/또는 특정한 주파수 범위(예를 들면 QMF 부-대역 또는 다수의 그룹화된 QMF 부-대역들) 내에서 결정될 수 있다.
일단 예측 계수가 결정되었으면, 수신된 미드 및 사이드 신호들(M, S)로부터 잔류 신호(D)가 결정될 수 있다. 잔류 신호(D)는 수신된 미드 신호(M)의 비상관된 버전 decorr(M)에 의해 근사화될 수 있다. 따라서, 사이드 신호의 노이즈-감소된 버전 S'은 다음으로서 결정될 수 있다.
S' = a*M + b*decorr(M)
여기에서 b는 비상관된 신호의 에너지를 제어하는 이득 팩터이며 비상관 파라미터(b)라고도 한다. 비상관된 미드 신호 decorr(M)는 도 2의 비상관기(10)와 같은 비상관기(78)를 사용하여 결정될 수 있다. 비상관 파라미터(b)는 잔류 신호(D)를 원래의 잔류 신호(D)와 동일한 에너지를 갖는 에너지-제어된 비상관된 신호(b*decorr(M))로 대체하기 위해서 다음처럼 계산될 수 있다.
b = sqrt(E[D*D]/E[M*M])
결국, 예측 모델의 파라미터들 a, b은 파라미터 결정 유닛(77) 내에서 수신된 미드 신호 및 수신된 사이드 신호로부터 결정될 수 있다.
결국, 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템의 출력에서 스테레오 신호(L', R')는 노이즈 감소 유닛(79)을 사용하여 수신된 미드 신호(M) 및 2개의 파라미터들(a, b)로부터 계산된다. 파라미터들(a, b)는 전형적으로 복소수 값의 QMF 영역 표현(예를 들면 64 대역들의)으로 추정되어 적용되기 때문에, 처리는 시간- 및 주파수-가변 방식로 수행될 수 있다. 전형적으로, 지각적으로 동기유발된 시간 및 주파수 타일링(tiling)이 사용된다. 예를 들면, 64 QMF 대역들은 지각적 주파수 스케일(예를 들면 바크 스케일)에 따라 총 15 주파수 대역들로 그룹화될 수 있다. 지각적 주파수 스케일은 전형적으로 "파라미터 대역들"이라고 지칭되는 더 넓은 주파수 대역들을 형성하기 위해서 더 높은 주파수들에 이웃한 QMF 대역들을 그룹화함으로써 형성될 수 있다. 한 세트의 파라미터들 a 및 b(각 파라미터 대역마다 하나)은 전형적으로, 규칙적인 시간 간격들(프레임들), 예를 들면 E[ㆍ] 연산을 근사화하기 위해 근사적으로 64ms 길이의 시간적 분석 윈도우를 사용하여 계산된다. 한 시간 간격(예를 들면 프레임)에서 다음 파라미터 값들의 평할한 천이를 보증하기 위해서, 시간적 보간(예를 들면 시간 라인을 따른 선형 보간)이 a 및 b의 보간된 파라미터 값들을 제공하기 위해 채용될 수 있다. 이어, 보간된 파라미터 값들 a 및 b는 이들이 적용될 대응하는 QMF 대역 신호들과 곱해진다.
위에서 나타낸 바와 같이, 제 2 QMF 분석 뱅크(73)는 파라미터 결정 유닛(77) 내에서 파라미터 추정을 위해서만 사용된다. 위에 제공된 공식들로부터 알 수 있는 바와 같이, 제 2 QMF 분석 뱅크(73)는 수신된 사이드 신호(S)에 관한 부-대역 정보를 제공하며, 이것은 파라미터 대역 단위로 교차-상관 E[S*M]을 결정하기 위해 사용된다. 즉, 제 2 QMF 분석 뱅크(73)는 파라미터 대역들(QMF 주파수 대역과는 대조적으로)의 레벨에 관한 기대값들을 결정하기 위해서만 사용된다. 즉, 제 2 QMF 분석 뱅크(73)는 비교적 대강의(coarse) 시간 및 주파수 격자(frequency grid)에 관한 예측 파라미터(a)를 결정하기 위해 사용된다. 결국, 선택도(예를 들면 프로토타입 윈도우들의 길이), 시간/주파수 분해능 및/또는 제 2 QMF 분석 뱅크(73)의 계산 정확도에 관한 요건들은 신호 경로 내에 놓인 QMF 분석 뱅크들(71)에 대한 요건들보다 현저히 낮다.
따라서, 도 2에 따라 PS-기반 FM 노이즈 감소 시스템에 비해 감소된 계산 복잡도로 노이즈-감소된 사이드 신호(S')를 결정할 수 있게 하는 오디오 처리 장치(2)가 기술되었다. 사이드 신호(S') 및 (지연된) 수신된 미드 신호(M')는 MS-LR 전환기(76)를 사용하여 노이즈-감소된 좌측 및 우측 스테레오 신호(L', R')로 전환될 수 있다. 지각적 실험들은 계산 복잡도를 감소시키는 것 외에도, 노이즈-감소된 FM 신호들의 지각적 품질이 본원(예를 들면 도 3에)에 개괄된 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템을 사용할 때 개선될 수 있음을 보였다.
한편, FM 스테레오 노이즈 감소를 위해 예측-기반 접근법을 사용할 때, 수신된 신호가 강한 노이즈성 사이드 신호(즉, 미드 신호보다 더 높은 레벨을 갖는)에 의해 압도되는 상황들이 지각적으로 거슬리는 아티팩트를 야기할 수 있음이 관찰되었다. 이러한 상황들은 예를 들면 수신기가 중간 내지는 열악한 수신 컨디션들에 면하여 있는 동안 전송된 스테레오 신호가 비교적 무음일 때(예를 들면, 두 곡의 음악 사이에 짧은 휴지기 동안) 일어날 수 있다. 이러한 상황들은 E[S*S]>>E[M*M]인 것으로 특징지워질 수 있는데, 즉 수신된 사이드 신호(S)의 에너지는 수신된 미드 신호(M)의 에너지보다(현저하게) 높다. 파라미터들(a, b)이 미드 신호 E[M*M]의 에너지에 그리고 부분적으로 사이드 신호 E[S*S]의 에너지에 의존한다는 사실에 비추어, 파라미터들(a, b)은 전형적으로 위에 언급된 상황들에서 큰 절대값들(명백히 1보다 큰)을 갖는다. 이것은 노이즈-감소된 사이드 신호(S')를 결정하기 위해서 미드 신호(M)가 현저하게 위로 높아지고 그럼으로써 아티팩트를 야기함을 의미한다. 또한, 파라미터들(a, b)은 시간 및 주파수를 따라 강하게 변동할 수 있는데, 이것은 전형적으로 바람직하지 못한 불안정으로서 음향적으로 지각된다.
이 문제를 완화시키기 위해서 파라미터들(a, b)에 후처리 단계가 적용될 수 있다. 즉, 수정된 한 세트의 파라미터들(a', b')은 a'=fa(a,b) 및 b'=fb(a,b)를 사용하여 결정될 수 있다. 가능한 후처리 접근법은 후처리된 파라미터들(a'=a/c 및 b'=b/c)을 얻기 위해서 감쇄 또는 제한 팩터 c을 적용하는 것으로, c = 1은 파라미터들(a, b)이 수정되지 않게 한다. c>1의 값들은 노이즈-감소된 사이드 신호(S')가 1/c로 곱해지게, 즉, 팩터 c만큼 감쇄되게 한다. a', b'와 a, b 간에 관계에 대해 다른 공식들이 가능함에 유의한다.
a 및 b로부터 제한 팩터 c를 계산하는, 즉, c=f(a,b)하는 서로 다른 접근법들이 가능하다. 2가지 가능한 접근법들은 다음과 같다:
c = max(1,(a2 + b2)), 또는 (1)
Figure 112014017086876-pct00001
(2)
공식 (2)을 사용한 접근법은 노이즈-감소된 사이드 신호(S')의 에너지가 미드 신호(M)의 에너지를 초과하지 않음을 보증하며, 반면 공식 (1)을 사용한 접근법은 위에 기술된 상황들에서 훨씬 더 강한 감쇄(공식 (2)에 비해)를 S'에 적용하며, 여기에서 E[S*S]>E[M*M]이다. 공식 (2)를 사용한 접근법은 양호한 수신 컨디션들의 경우에 넓은 스테레오 신호들에 대해 약간 더 나은 오디오 품질을 제공하는 경향이 있고, 반면 공식 (1)을 사용한 접근법은 중간 및 열악한 수신 컨디션들의 경우에 위에 기술된 지각적으로 거슬리는 아티팩트를 방지하는 데에 있어 더 신뢰성이 있는 경향이 있음이 발견되었다.
전형적인 수신 상황들에서, 사이드 신호 E[S*S]의 에너지는 미드 신호 E[M*M]보다 더 작은 것에 유의한다. 이 경우에, 파라미터들(a, b)은 전형적으로 1보다 작다. 공식들 (1) 및 (2)에서 "max" 연산은 이러한 상황들에서 제한 팩터가 c=1, 즉 어떠한 제한도 적용되지 않음을 보증한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 파라미터 p는 통과 또는 바이패스 모드에서 노이즈-감소된 사이드 신호(S')와 원래 수신된(지연된) 사이드 신호(S) 간에 평할하게 크로스패이드(crossfade)하기 위해 사용될 수 있다. 통과 모드는 최적의 방법으로 양호한 수신 컨디션들을 갖고 상황들을 취급하기에 유익할 수 있다. 이 목적을 위해서, 수신된 FM 스테레오 신호의 품질은 노이즈-감소된 스테레오 신호(L', R')를 발생하기 위해 S', S 또는 S'와 S의 조합의 사용에 대해 판단하기 위해서, 신뢰성있는 방법으로 추정되어야 한다. 더 일반적으로 말하여, 노이즈-감소된 사이드 신호(S')는 노이즈-감소된 이득 유닛(31)을 통과할 수 있고, 바이패스된 사이드 신호(S)는 바이패스 이득 유닛(30)을 통과할 수 있다. 이득 유닛들(30, 31)은 이들의 입력에서 사이드 신호들로부터 이들의 출력에서 증폭 및/또는 감쇄된 사이드 신호들을 발생한다. 증폭 및/또는 감쇄된 사이드 신호들은 합체 유닛(예를 들면 가산 유닛)(32)에서 합체되고, 그럼으로써 노이즈-감소된 스테레오 신호(L', R')를 발생하기 위해 사용되는 조합된 사이드 신호를 제공한다.
예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템은 수신된 FM 스테레오 신호(L, R)(또는 M, S) 내에 가청 노이즈의 레벨을 결정 또는 추정하게 구성되는 HQ(고 품질) 검출 유닛(20)을 더 포함할 수 있다. HQ 검출 유닛(20) 내에서 결정되는 노이즈 레벨 추정은 노이즈-감소된 사이드 신호(S')와 원래의 (바이패스된) 사이드 신호(S) 간을 블렌드하기 위해 사용될 수 있다. 사이드 신호들을 블렌드함에 있어서, HQ 검출 유닛(20)은 노이즈-감소된 이득 유닛(31) 및 바이패스 이득 유닛(30)의 이득값들을 설정하게 구성될 수 있다. 대안적으로 또는 이에 더하여, 사이드 신호들의 블렌드는 사이드 신호들을 보간(선형으로 또는 비선형으로)함으로써 달성될 수 있다. 대안적으로, 사이드 신호들 중 하나는 HQ 검출 유닛(20) 내에서 결정된 가청 노이즈의 레벨의 추정에 기초하여 선택될 수 있다.
다음에서, HQ 검출 유닛(20)이 어떻게 수신된 FM 스테레오 신호 내에 노이즈의 실제 레벨을 추정하고 그럼으로써 노이즈-감소된 사이드 신호(S')에 더 역점을 둘지 아니면 바이패스된 사이드 신호(S)에 더 역점을 둘지를 판단하는 방법이 기술된다.
노이즈와 실제 페이로드 신호 간을 구별하기 위해서, 사이드 신호(S)가 수신된 미드 신호(M)보다 현저하게 더 강하다면 수신된 사이드 신호(S)가 주로 노이즈를 내포하는 것으로 가정된다. 즉, 사이드 신호(S)의 파워가 사전에 결정된 임계값만큼 미드 신호(M)의 파워를 초과한다면, 사이드 신호(S)의 파워는 주로 노이즈에 기인하는 것으로 가정된다. 따라서, 수신된 스테레오 신호(M, S)의 신호-대-노이즈 비(SNR)는 낮은 MSR 값들에 대해서 미드-대-사이드 비(MSR)로서 근사화될 수 있다: 모든 주파수 대역 k에 대해서,
Figure 112014017086876-pct00002
MSR_THRESHOLD는 예를 들면 -6dB에 설정될 수 있다. 즉, 사이드 신호(S)의 주파수 대역 k에서 에너지
Figure 112014017086876-pct00003
의 비가 사전에 결정된 임계값만큼(예를 들면 +6dB) 미드 신호(M)의 주파수 대역 k에서 에너지
Figure 112014017086876-pct00004
을 초과한다면, MSR은 주파수 대역 k에서 SNR과 같거나 이에 근사한 것으로 간주될 수 있고, 그럼으로써 수신된 FM 스테레오 신호 내에 포함된 노이즈의 신뢰성 있는 추정을 제공한다.
k = 1,...,K 주파수 대역들은 예를 들면 QMF 뱅크 분석 스테이지들(71, 73)로부터 도출될 수 있고, 처리를 위해 QMF 오디오 데이터의 K = 64 채널들이 사용될 수 있다. 위에 개괄된 바와 같이, QMF 또는 하이브리드 QMF 대역들은 예를 들면 비균일한, 지각적으로 동기유발된 스케일, 예를 들면 바크 스케일에 대응하는 감소된 수의 주파수 대역들로 잇점이 있게 그룹화될 수 있다. 따라서, 복수의 주파수 (파라미터) 대역들에 대해 MSR들이 결정될 수 있고, 복수의 주파수 대역들의 분해능이 지각적으로 동기유발된다. 예로서, QMF 필터뱅크는 64 QMF 대역들을 포함할 수 있고 혹은 하이브리드 QMF 필터뱅크는 71 대역들을 포함할 수 있다. 이들 필터뱅크들의 분해능은 전형적으로 높은 주파수 범위에서 과도하게 높다. 따라서, 지각적으로 동기유발된 방식으로 대역들의 일부를 그룹화하는 것이 유익할 수 있다. 위에 개괄된 바와 같이, 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템에서 파라미터들은 이러한 그룹화된(지각적으로 동기유발된) 주파수 대역들에 대응한다. 예로서, 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템의 파라미터들(a, b)은 신호 프레임(예를 들면 2048 샘플들을 포함하는)에 대응하는 시간 윈도우 내에 총 15 내지 20개의 그룹화된 QMF 주파수 대역들을 사용하여 결정될 수 있다. 또한, 파라미터들(a, b)을 결정하기 위해 사용되는 동일한 주파수 또는 파라미터 대역들은 주파수/파라미터 대역들당 MSR 값들을 결정하기 위해 사용되고, 그럼으로써 전체 계산 복잡도를 감소시킬 수 있다.
미드 신호(M)에 대해서 그리고 어떤 주어진 시각 n에 대해서, 파라미터 대역 k의 파워는 기대값으로서 계산될 수 있다:
Figure 112014017086876-pct00005
시각들 또는 샘플들 n1과 n1+N-1 사이에 위치된 사각 윈도우가 사용된다. 기대값을 결정하기 위해서 다른 윈도우 형상들이 사용될 수 있음에 유의한다. 이산 프리에 변환(DFT) 또는 다른 변환들과 같은 대안적 시간/주파수 표현들(QMF 이외) 또한 사용될 수 있다. 또한, 이 경우에 주파수 계수들은 몇개의 (지각적으로 동기유발된) 파라미터 대역들로 그룹화될 수 있다.
사이드 신호(S)가 미드 신호(M)보다 더 강하지 않을 때(혹은 팩터 MSR_THRESHOLD만큼 강하지 않을 때), SNR 추정은 전형적으로 MSR을 사용하여 얻을 수 없다. 즉, 사이드 신호(S)가 미드 신호(M)보다 강하지 않을 때(혹은 MSR_THRESHOLD만큼 강하지 않을 때), MSR은 전형적으로 SNR의 양호한 추정이 아니다. 이 경우에, SNR은 SNR의 하나 이상의 전자의 추정들에 기초하여 결정될 수 있다. 이것은 도 5의 단계(104의 맥락에서 기술된 바와 같이 평할 또는 디케이(decay) 함수를 적용함으로써 구현될 수 있다.
도 4는 노이즈성 FM 라디오 수신 컨디션에서 미드 신호(60)에 대한 파워 스펙트럼 및 사이드 신호(61)에 대한 파워 스펙트럼을 도시한 것이다. 강한 압도적인 미드 신호(M)를 가진 주파수 대역들에 대해서, 사이드 신호(S)가 노이즈인지 아닌지 여부는 모호하다. 사이드 신호(S)는 예를 들면 주변 신호의 부분 혹은 패닝된 신호의 부분일 수도 있을 것이다. 결국, 이들 주파수 대역들은 전형적으로 수신된 FM 스테레오 신호(L, R)(또는 M, S) 내에 노이즈의 파워의 신뢰성 있는 표시를 제공하지 않는다. 그러나, 사이드 신호(S)가 미드 신호(M)보다 현저하게 강한(예를 들면 적어도 6dB 만큼 혹은 거의 lOdB 만큼) 주파수 대역들을 고찰하면, 이것은 라디오 전송에 의해 야기된 사이드 신호(S) 내에 근본적으로 순 노이즈가 거의 있을 것이라는 표시로서 취해질 수 있다.
Figure 112014017086876-pct00006
인 이러한 상황은 근사적으로 2kHz 및 5kHz에서 도 4에서 볼 수 있다. 따라서, 주파수 대역들 k = 1,...,K에 걸쳐 MSR들의 최소는 수신된 FM 라디오 신호의 SNR, 즉 전체 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 품질의 신뢰성 있는 표시자인 것으로 간주될 수 있다.
음악 또는 스피치와 같은 오디오 콘텐트는 전형적으로 낮은 주파수 범위에서보다 높은 주파수 범위에서 페이로드 에너지를 덜 갖는다. 또한, 높은 주파수 범위에서 페이로드 에너지는 낮은 주파수 범위에서보다 덜 연속적일 수 있다. 따라서, 수신된 FM 신호의 노이즈의 에너지는 낮은 주파수 범위에서보다 높은 주파수 범위 내에서 더 쉽게 검출될 수 있다. 이에 비추어, MSR들의 분석을 총 K 주파수 대역들의 선택된 부-범위로 제한하는 것이 유익할 수 있다. 특히, MSR들의 분석을 총 K 주파수 대역들의 상측 부-범위로, 예를 들면 K 주파수 대역들의 상측 절반으로 제한하는 것이 유익할 수 있다. 따라서, 수신된 FM 신호의 품질을 검출하는 방법을 더 혹고해지게 할 수 있다.
위에 비추어, 일부 또는 모든 주파수 대역들 k = 1,...,K에 걸쳐(예를 들면 높은 주파수 대역들에 걸쳐) MSR들의 분석에 의존하는 고품질 팩터 αHQ가 정의될 수 있다. 고품질 팩터 αHQ는 수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내에 가청 노이즈의 표시자로서 사용될 수 있다. 전혀 노이즈가 없는 고품질 신호는 αHQ=1로 표시될 수 있고 높은 노이즈를 가진 저품질 신호는 αHQ=0로 표시될 수 있다. 중간 품질 상태들은 0<αHQ<1에 의해 표시될 수 있다. 고품질 팩터 αHQ는 다음에 따라 MSR 값들로부터 도출될 수 있다.
αHQ = q < MSR_LOW이라면 0,
q > MSR_HIGH이라면 1,
그렇지 않다면, (q - MSR_LOW)/(MSR_HIGH - MSR_LOW)
이며, 여기에서 MSR 임계값들 MSR_LOW 및 MSR_HIGH는 사전에 결정된 정규화 임계값들이며, 예에서 각각 -6dB 및 -3dB로서 선택될 수 있다. 이러한 정규화의 결과로서, 고품질 팩터 αHQ이 0과 1 사이의 값들에서 취하는 것이 보증된다.
위에 공식에서, q는 하나 이상의 MSR 값들로부터 도출된 값이다. 위에서 나타낸 바와 같이, q는 일부 주파수 대역들에 걸쳐 최소 MSR 값으로부터 도출될 수 있다. 또한, q는 최소 MSR 값의 역 피크-디케이 값으로서 설정될 수도 있을 것이다. 대안적으로 또는 이에 더하여, 시간에 걸쳐 품질 표시자 파라미터(q)의 전개를 평할하게 하기 위해 그외 어떤 다른 평할 방법이 사용될 수도 있을 것이다.
고품질 팩터 αHQ는 노이즈-감소된 사이드 신호(S')와 처리되지 않은 원래의 사이드 신호(S) 간을 전환 또는 페이딩 또는 보간하기 위해 사용될 수 있다. 이것은 고품질 팩터 αHQ = p가 바이패스 이득 유닛(30)을 위한 이득으로서 사용될 수 있고, 팩터 (1-αHQ) = 1-p는 노이즈-감소된 이득 유닛(31)을 위한 이득으로서 사용될 수 있음을 의미한다.
HQ 검출 알고리즘(100)의 실시예가 도 5에 도시된 다음의 단계들에 의해 기술될 수 있다:
ㆍ단계(101)에서, 미드 신호 파워 및 사이드 신호 파워가 계산되는데, 즉 일부 또는 모든 주파수 또는 파라미터 대역들 k, 예를 들면 Klow<k≤Khigh에 대해 미드 신호
Figure 112014017086876-pct00007
의 에너지 및 사이드 신호
Figure 112014017086876-pct00008
의 에너지가 결정된다. 예에서 Khigh = K 및 Klow = K/2이다(즉, 주파수 대역들의 상측 절반만이 고려된다). 미드 파워 및 사이드 파워
Figure 112014017086876-pct00009
및
Figure 112014017086876-pct00010
은 예를 들면 위에 제공된 기대값에 대한 애버리지 공식을 사용하여, 시각 n에서 결정된다.
ㆍ단계(102)에서, 일부 또는 모든 주파수 대역들 k에 대한 미드 대 사이드 비(MSR) 값들은 예를 들면
Figure 112014017086876-pct00011
으로서 결정된다.
ㆍ단계(103)에서, 어떤 k 주파수 범위에 대한 최소 MSR 값
Figure 112014017086876-pct00012
이 결정되는데, 주파수 범위는 예를 들면 Klow<k≤Khigh이다.
ㆍ단계(104)에서, 최소 MSR 값들은 MSR 피크 값을
Figure 112014017086876-pct00013
으로서 결정함으로써 시간에 걸쳐 평할하게 되며, 디케이 팩터는
Figure 112014017086876-pct00014
이고, 시정수는 예를 들면 τ = 2초이고, Fs는 프레임 레이트, 즉 얼마나 빈번히 단계(104)가 수행되는가의 레이트이다. 이것은 시간에 걸쳐 최소 MSR 값들을 평할하게 하는 역 피크-디케이 함수를 구현한다.
ㆍ 단계(105)에서, 시각 n에서 고품질 팩터 αHQ은 시각 n에서 MSR 피크 값 γpeak(n)을 사용함으로써, 즉,
αHQ = q < MSR_LOW이라면 0,
q > MSR_HIGH이라면 1,
그렇지 않다면, (q-MSR_LOW)/(MSR_HIGH-MSR_LOW)
으로서, q =γpeak(n)을 갖고, 시각 n에서 평할해진 최소 MSR 값을 사용함으로써, 결정된다. 위에서 나타낸 바와 같이, MSR 임계값들은 예를 들면 MSR_LOW = -6dB 및 MSR_HIGH = -3dB으로서 설정될 수 있다.
ㆍ 단계(107)에서, 시각 n에서 고품질 팩터 αHQ는 도 3에 도시된 사이드 신호 블렌드 프로세스에 적용될 수 있다.
위에 언급된 HQ 검출 알고리즘(100)은 이후 계속되는 시각들에 대해 반복될 수 있다(단계(107)에서 다시 단계(101)로 화살표로 도시되었다).
수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 고품질을 결정하기 위한 방법 또는 시스템은 고품질 팩터 αHQ를 하나 이상의 또 다른 노이즈 표시자들(하나 이상의 MSR 값들에 더하여)에 의존하게 함으로써 더욱 개선될 수 있다. 특히, 고품질 팩터 αHQ를 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 스펙트럼 평탄도 Measure(SFM)에 의존하게 할 수 있다. WO PCT/EP2011/064077에 개괄된 바와 같이, 0과 1 사이에서 정규화된 소위 SFM_impact_factor가 결정될 수 있다. SFM _impact_factor=0는 스펙트럼 파워가 비교적 적은 수의 주파수 대역들에 집중된 사이드 신호(S)의 파워 스펙트럼을 나타내는 낮은 SFM 값에 대응할 수 있다. 즉 "0"의 SFM 영향 팩터는 노이즈의 낮은 레벨을 나타낸다. 한편, "1"의 SFM 영향 팩터는 스펙트럼이 모든 스펙트럼 대역들에서 유사한 량의 파워를 가짐을 나타내는 높은 SFM 값에 대응한다. 결국, "1"의 SFM 영향 팩터는 높은 레벨의 노이즈를 나타낸다.
수정된 고품질 팩터 α'HQ이 다음에 따라 결정될 수 있다:
α'HQ= (1-SFM_impact_factor)*αHQ
그럼으로써, SFM_impact_factor = 1(수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내에 높은 레벨의 노이즈를 나타낸다) 및 그 반대이라면 고품질 팩터 α'HQ=0(낮은 품질, 즉 높은 정도의 노이즈를 나타낸다)을 강조한다. MSR 기반의 고품질 팩터 αHQ 및 SFM의 영향들을 조합하기 위한 위에 언급된 공식은 두 노이즈 표시자들을 조인트(joint) (수정된) 고품질 팩터 α'HQ에 조합하는 단지 한 가능한 방법임에 유의한다. SFM_impact_factor는 미드 신호 사이드 신호 둘 다가 상당히 평탄한 스펙트럼을 가지며 에너지가 유사한 노이즈 경우들을 검출하는데 유익할 수 있다. 이러한 경우들에 있어서, 최소 MSR 값은 수신된 FM 라디오 스테레오 신호 내에 현저한 량의 가청 노이즈에도 불구하고 전형적으로 OdB에 가깝다. 수정된 고품질 팩터 α'HQ는 위에 기술된 PS 처리/바이패스 블렌드 프로세스에서 고품질 팩터 αHQ을 대체할 수 있다.
다음에서 HQ 검출을 위한 방법들 및 시스템들을 향상시키기 위한 또 다른 선택지가 기술된다. 수정된 고품질 팩터 α'HQ는 고품질 팩터 αHQ를 소프트 노이즈 게이트로서 총 사이드 레벨 Ssum에 의해, 즉 사이드 신호의 에너지로서(모든 주파수 대역들에 걸쳐) 결정될 수 있는 사이드 신호의 총 레벨(즉, 에너지 또는 파워)에 의해 영향을 받게 함으로써 결정될 수 있다. 따라서, 수정된 고품질 팩터 α'HQ는 다음에 따라 결정될 수 있다:
α'HQ는 = ggateαHQ, 여기에서,
ggate = Ssum <S_THRES_LOW이라면, 0
Ssum >S_THRES_HIGH이라면, 1
그렇지 않다면, (Ssum - S_THRES_LOW)/(S_THRES_HIGH - S_THRES_LOW)
이며, 임계값들 S_THRES_LOW 및 S_THRES_HIGH는 게이트 팩터 ggate를 0 내지 1 사이의 값들로 정규화하기 위해 사용될 수 있다. 레벨 Ssum<S_THRES_LOW을 갖는 사이드 신호들을 가진 FM 신호들은 품질이 낮은 것으로 간주되고, 레벨 Ssum>S_THRES_HIGH을 갖는 사이드 신호들을 가진 FM 신호들은 품질이 높은 것으로 간주된다.
향상된 HQ 검출 알고리즘을 제공하기 위한 또 다른 선택지는 고품질 팩터 αHQ가 예를 들면 WO PCT/EP2011/064084에 기술된 바와 같은 은닉 검출기의 출력에 의해 영향을 받게 하는 것이다. 수정된 고품질 팩터 α'HQ는 FM 수신기의 바람직하지 못한 모노 드롭아웃 상황들을 은닉하기 위해서, 은닉이 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템 내에서 활성화되었는지를 고려함으로써 결정될 수 있다. 수정된 고품질 팩터 α'HQ는 α'HQ-(1-δconceal)αHQ에 따라 결정될 수 있는데, 여기에서 은닉이 활성화되었으면 δconceal= 1이고 그렇지 않다면 δconceal = 0이다. 이것은 은닉이 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템 내에서 활성화되었으면 수신된 FM 라디오 신호는 품질이 낮은 것으로(α'HQ = 0) 확실하게 간주되고, 그렇지 않다면 수신된 FM 라디오 신호의 품질은 고품질 팩터 αHQ의 계산된 값에 기초하여 추정됨을 의미한다. 은닉 상태(즉 δconceal=1)로부터 회복할 때 (가청) 불연속성들을 피하기 위해서, 즉, 0에서 비-제로 값으로 수정된 고품질 팩터 α'HQ의 평할한 천이를 보증하기 위해서, 최소 MSR 값 γmin은 평할한 천이가 도 5의 단계(104)의 평할 방법에 의해 보증되게, δconceal=1일 때는 언제나 강제로 γmin= MSR_LOW이 되게 할 수 있다. 고품질 팩터를 은닉 상태 δconceal에 의존되게 한 결과로서, 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소를 사용하여 모드로의 빠른 전환(즉, 열악한 수신 컨디션의 갑작스런 발생에 대해 FM 라디오 노이즈 감소 처리로의 빠른 천이), 및 바이패스 모드로의 다시 느린 블렌드가 구현될 수 있다(수신 컨디션들이 개선되었을 때).
다음에서, HQ 검출 방법들을 향상시키기 위한 또 다른 선택지가 기술된다. MSR 값들 γk은 다음 식에 따라 크게 패닝된 신호들에 대해 조절될 수 있다:
Figure 112014017086876-pct00015
파라미터 λ는 수신된 FM 라디오 스테레오 신호의 패닝의 정도를 나타낸다. 파라미터 λ는 예를 들면 다음 식에 따라 수신된 좌측 사이드 신호(L)와 수신된 우측 사이드 신호(R)와의 에너지의 비로부터 결정될 수 있다
Figure 112014017086876-pct00016
PL = E{L2}은 수신된 좌측 사이드 신호의 에너지 또는 파워이고, PR = E{R2}은 수신된 우측 사이드 신호의 에너지 또는 파워이다. 결국, MSR 값들 γk는 좌측 사이드 신호(L)와 우측 사이드 신호(R) 간에 현저한 에너지 차이를 갖는 심하게 패닝된 신호들에 대해선 증가된다. L 신호와 R 신호 간에 이러한 심한 차이는 사이드 신호(S)가 노이즈를 포함하지 않을지라도, 비교적 높은 에너지를 갖는 사이드 신호(S)에 이르게 한다. MSR 값들 γk를 증가시킴으로써, 최소 MSR 값이 증가되고, 그럼으로써 고품질 팩터 αHQ을 증가시킨다. 결국, 파라미터 λ의 사용은 넓은 (음악) 스테레오 믹스들 및 스테레오 확장(widening) 후처리들에 기인하는 강한 사이드 신호들(S)로부터 낮은 품질 신호들의 잘못된 검출을 피하는데 도움을 준다.
수정된 고품질 팩터 αHQ을 결정하기 위한 위에 언급된 선택지들은 독립형으로 혹은 서로 임의로 조합하여 사용되는 것에 유의한다.
또한, 고품질 팩터 αHQ는 예측-기반 FM 스테레오 라디오 노이즈 감소 시스템에서 파라미터들(a, b)을 조절하기 위해 사용되는 것에 유의한다. 특히, 제한 팩터 c는 품질 표시자 αHQ에 의해 영향을 받을 수 있다. 이것은 예를 들면 다음에 따라 행해질 수 있다:
Figure 112014017086876-pct00017
여기에서 ε는 품질 표시자 αHQ=1일 때, 즉 수신된 FM 신호가 낮은 정도의 노이즈를 포함할 때 무한대(혹은 과도하게 큰 수)으로부터 a 및 b를 방지하는 선택적 조절값(작은 수)이다.
품질 표시자 αHQ에 의존하는 제한 함수 c=f (a, b, αHQ)의 목적은 고품질 FM 신호(1에 가까운 αHQ)에 대해선 a 및 b을 제한하지 않으면서(혹은 단지 약간) 저품질 FM 신호(제로에 가까운 αHQ)에 대해선 a 및 b를 제한하는 것이다. 품질 표시자 αHQ에 의존하여 제한 팩터를 수정하기 위한 위에 언급된 함수는 αHQ=0에 대해선 c의 제 1 함수(1), αHQ=0.5에 대해선 제 2 함수(2)을 근사화하고, αHQ=1에 대해선 파라미터들(a, b)의 "어떠한 제한"도 수행되지 않는 것에 유의한다. 또한, 위에 언급된 공식은 수신된 FM 신호의 품질을 고려하는 수정된 제한 함수를 구현하는 단지 일예임에 유의한다.
도 3에 도시된 노이즈-감소된 사이드 신호(S') 및 바이패스된 사이드 신호(S)의 선택 또는 합체는 주파수 선택적 방식으로 수행될 수 있다. 가능한 구현은 도 3의 블록도에 대한 다음의 수정들을 포함할 것이다. 도 3에 블록도는 이득 유닛들(30, 31) 및 합체 유닛(32)이 사이드 신호 합성 필터 뱅크 "QMF-1"(72)에 앞서 QMF 영역에서 수행되게 수정될 수도 있을 것이다. 또한, 바이패스 이득 유닛(30)에의 입력은 "QMFs" 분석 필터 뱅크(73)의 출력일 수도 있을 것이다. 이것은 필터 뱅크(73)가 통과의 경우엔 신호 경로에 있고 따라서 "QMF" 분석 필터 뱅크(71)와 동일한 정확도 요건들을 가짐을 의미할 것이다. QMF 합성 필터 뱅크(72)는 합체된 사이드 신호(합체 유닛(32) 하류에서)를 시간 영역으로 전환하기 위해 사용될 수도 있을 것이다.
대안적 실시예에서, 주파수 선택도는 두 주파수 대역들, 즉 높은 주파수 대역 및 낮은 주파수 대역으로 제약될 수 있다. 특히, 낮은 주파수 대역은 바이패스 경로에 고정될 수 있는데, 즉 재구축된 사이드 신호는 낮은 주파수 범위에 대한 수신된 사이드 신호(S)에 대응할 수 있고, 높은 주파수 범위에서는 노이즈-감소된 사이드 신호(S')(또는 품질 표시자 p에 따라 블렌드된 사이드 신호)가 사용될 수 있다.
WO PCT/EP2011/064077는 스펙트럼 평탄도 측정을 사용하여 노이즈-감소된 스테레오 신호 내 요망되지 않은 량들의 비상관된 성분들을 감소 또는 제거하는 기술들을 기술한다. 이들 기술들은 본원에 기술된 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템에도 적용될 수 있다. 특히, 스펙트럼 평탄도 측정은 다음과 같이 파라미터(b)를 수정함으로써 적용될 수 있다:
b_new = (1 - SMF_impact_factor)*b.
이것은 SFM_impact_factor = 1이 b_new = 0을 강제할 것임을 의미한다. SFM_impact_factor = 0에 대해선, b는 변경되지 않은 그대로 있을 것이다. 따라서, SFM_impact_factor = 1을 가진 높은 스펙트럼 평탄도(노이즈성 사이드 신호를 나타낸다)을 가진 사이드 신호의 경우에, 노이즈-감소된 사이드 신호(S')가 수신된 미드 신호의 스케일링된 버전, 즉 a*M에 대응하게 되도록, 노이즈-감소된 사이드 신호(S')에 비상관이 전혀 추가되지 않는다.
다음에서, SFM_impact_factor를 결정하기 위한 예들이 개괄된다. 전형적인 수신된 FM 라디오 스테레오 신호들에서, 미드 신호(M)의 파워 스펙트럼은 낮은 주파수 범위에서 에너지의 높은 레벨들을 갖고 비교적 급격하다. 한편, 사이드 신호(S)는 전형적으로 전체적으로 낮은 정도의 에너지 및 비교적 평탄한 파워 스펙트럼을 갖는다.
사이드 신호 노이즈의 파워 스펙트럼은 상당히 평탄하고 특징 기울기를 갖기 때문에, 수신된 FM 신호 내에 노이즈 레벨을 추정하기 위해서 기울기 보상과 함께 SFM이 사용될 수 있다. 서로 다른 유형들의 SFM 값들이 사용될 수도 있다. 즉 SFM 값들은 다양한 방식들로 계산될 수 있다. 특히, SFM의 평할 버전 뿐만 아니라, 순간적인 SFM 값이 사용될 수 있다. 순간적인 SFM 값은 전형적으로 사이드 신호의 신호 프레임의 SFM에 대응하며, 순간적인 SFM 값의 평할 버전은 사이드 신호의 이전의 신호 프레임들의 SFM에도 의존한다.
사이드 신호로부터 영향 팩터를 결정하기 위한 방법은 사이드 신호의 파워 스펙트럼을 결정하는 단계를 포함할 수 있다. 전형적으로, 이것은 사이드 신호의 어떤 수의 샘플들(예를 들면 신호 프레임의 샘플들)을 사용하여 행해진다. 파워 스펙트럼은 복수의 주파수 대역들 k, 예를 들면 k = 1,...,K에 대한 사이드 신호
Figure 112014017086876-pct00018
의 에너지 값들로서 결정될 수 있다. 파워 스펙트럼의 결정 기간은 파라미터들(a, b)을 결정하기 위한 기간에 정렬될 수 있다. 따라서, 사이드 신호의 파워 스펙트럼은 대응하는 파라미터들(a, b)의 유효성 기간에 대해 결정될 수 있다.
연이은 단계에서, 사이드 신호 노이즈의 파워 스펙트럼의 특징 기울기가 보상될 수 있다. 특징 기울기는 예를 들면 한 세트의 모노 신호들의 사이드 신호들의 애버리지 파워 스펙트럼을 결정함으로써 실험적으로(설계/튜닝 국면에서) 결정될 수 있다. 대안적으로 또는 이에 더하여, 특징 기울기는 예를 들면 현재의 사이드 신호의 파워 스펙트럼에 관한 선형 회귀를 사용하여 현재의 사이드 신호로부터 적응형으로 결정될 수 있다. 특징 기울기의 보상은 역 노이즈 기울기 필터에 의해 수행될 수 있다. 결국, 기울기가 보상된, 아마도 평탄한 파워 스펙트럼이 얻어질 것이며, 이것은 모노 스피치 오디오 신호의 사이드 신호의 파워 스펙트럼의 특징 기울기를 나타내지 않는다.
(기울기가 보상된) 파워 스펙트럼을 사용하여, SFM 값이 결정될 수 있다. SFM은 다음에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112014017086876-pct00019
Figure 112014017086876-pct00020
은 주파수 또는 파라미터 대역 k 내 사이드 신호의 파워를 나타낸다. 예측-기반 FM 노이즈 감소 시스템에서 사용되는 주파수 분할(partitioning)은 전형적으로 15 내지 20 파라미터 대역들을 포함한다. SFM은 파워 스펙트럼의 기하평균과 파워 스펙트럼의 산술평균 간에 비로서 기술될 수 있다.
대안적으로, SFM은 Klow 내지 Khigh의 범위의 주파수 대역들만을 포함한, 일부의 스펙트럼에 대해 계산될 수 있다. 이렇게 하여 예를 들면 하나 또는 몇개의 주파수 대역들은 원하지 않는 DC, 예를 들면 저 주파수, 오프셋을 제거하기 위해서 배제될 수 있다. 대역 경계들을 조절할 때, SFM을 계산하기 위한 위에 언급된 공식이 이에 따라 수정되어야 한다.
계산 복잡도를 제한하는 이유로, 대안적으로, 예를 들면 테일러 전개식, 룩업 테이블, 또는 소프트웨어 구현들의 분야에 당업자들이 일반적으로 알고 있는 유사한 기술들에 기초하여, SFM 공식은 이의 수치적 근사화들에 의해 대체될 수도 있다. 또한, 예를 들면 주파수 파워 빈들(bin)의 최소와 최대 간에 표준편차 또는 차이, 등과 같은, 스펙트럼 평탄도를 측정하는 다른 방법들도 있다. 본원에서, "SFM"이라는 용어는 이들 측정들 중 어느 것을 나타낸다.
사이드 신호의 한 특정한 시간 기간 또는 프레임에 대해 SFM 값을 사용하여, 영향 팩터가 결정될 수 있다. 이 목적을 위해서, SFM은 예를 들면 0 내지 1의 스케일로 매핑된다. SFM 영향 팩터의 매핑 및 결정은 다음 식에 따라 수행될 수 있다.
Figure 112014017086876-pct00021
두 임계값 값들 αlow_thresh 및 αhigh_thresh은 전형적으로 0.2 내지 0.8의 범위인 SFM 값들의 애버리지 범위에 따라 선택된다. 정규화 스테이지의 주 목적은 SFM 영향 팩터가 규칙적으로 "0"과 "1" 사이의 완전한 영역에 걸쳐 있게 하는 것이다. 따라서, 정규화는 "보편적인" 평탄하지 않은 스펙트럼(SFM<αlow_thresh)이 노이즈로서 검출되지 않을 것과 측정이 높은 값들(SFM>αhigh_thresh)에 대해 포화할 것을 보증한다. 즉, 정규화는 높은 노이즈 상황들(SFM>αhigh_thresh)과 낮은 노이즈 상황들(SFM<αlow_thresh) 간을 더 명확히 구별하는 영향 팩터를 제공한다.
WO PCT/EP2011/064084는 이러한 모노 시간 간격들 동안에 노이즈-감소된 FM 스테레오 신호를 발생하기 위해 이전에 추정된 스테레오 파라미터들을 사용하는 메커니즘과 조합하여 신뢰성 있는 모노-검출기에 의해 FM 수신기(1)의 짧은 간격들의 모노 수신을 은닉하는 기술들을 기술한다. WO PCT/EP2011/064084에 개괄된 기술들은 본원에 기술된 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템에서 적용될 수 있다.
위에서 나타낸 바와 같이, FM 수신기(1)는 시간-가변적인 열악한 수신 컨디션들(예를 들면 "페이딩")에 기인하여 스테레오와 모노 간을 토글할 수 있다. 모노/스테레오 토글 동안에 스테레오 사운드 이미지를 유지하기 위해서, 오류 은닉 기술들이 짧은 모노 드롭아웃들을 은닉하기 위해 사용될 수 있다. 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소에서 은닉에 대한 접근법은 FM 수신기(1)의 오디오 출력이 모노로 조치되었기 때문에 새로운 파라미터들(a, b)이 계산될 수 없는 경우에 이전에 추정된 파라미터들에 기초하여 예측 및 비상관 파라미터들(a, b)을 사용하는 것이다. 이에 따라, FM 스테레오 수신기(1)가 모노 오디오 출력으로 전화하였을 때, 도 3의 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템은 이전에 추정된 파라미터들(a, b)(개별적으로 각 주파수 대역에 대해서)을 계속하여 사용한다. 스테레오 출력에서 드롭아웃 기간들이 FM 라디오 신호의 스테레오 사운드 이미지가 드롭아웃 기간 동안 유사한 채로 남아 있도록 충분히 짧다면, 드롭아웃은 장치(2)의 오디오 출력에서 가청이지 않거나 드물게만 가청된다. 또 다른 접근법은 이전에 추정된 파라미터들로부터 파라미터들(a, b)을 보간 및/또는 외삽하는 것일 수 있다. FM 수신이 충분히 신속하게 스테레오로 되돌아가지 않는 경우에, 파라미터들(a, b)는 서서히 디케이하여 수 초 후에 제로에 접근하며, 이것은 단지 모노 신호(즉, 미드 신호)만이 출력됨을 의미한다.
대안적으로 또는 이에 더하여, 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템은 수신 컨디션들이 너무 열악하여 모노 신호만이 수신되는 경우에 파라미터들(a 및/또는 b)에 디폴트 값들을 사용하여 "의사 스테레오" 신호를 발생할 수 있다. 디폴트 값들은 미드 신호의 스피치/음악 유별에 의존할 수 있다. 즉, 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템은 수신된 미드 신호에 기초하여 수신된 FM 라디오 신호의 유형을 유별하기 위한 유별기를 포함할 수 있다. 예로서, 유별기는 수신된 FM 라디오 신호를 스피치 신호로서 혹은 음악 신호(예를 들면, 수신된 미드 신호의 주파수 분석에 기초한)로서 유별하게 구성될 수 있다. 이어, 예측-기반 FM 스테레오 노이즈 감소 시스템은 수신된 FM 라디오 신호의 결정된 유형에 기초하여 파라미터들(a 및/또는 b)에 대한 적합한 값들을 선택할 수 있다. 따라서, 수신된 FM 라디오 신호의 모노 드롭아웃은 (유형에 의존한) 디폴트 파라미터들 값들을 사용하여 은닉될 수 있다.
예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템 내에 은닉의 사용은 은닉을 시작하기 위해서, 즉 은닉 상태 δconceal을 0 내지 1에 설정하기 위해서, 모노 드롭아웃들의 신뢰성 있는 검출을 요구한다. 가능한 모노/스테레오 검출기는 좌측 신호 = 우측 신호(또는, 좌측 신호 - 우측 신호 = 0) 컨디션을 충족하는 신호의 모노 선택들을 검출하는 것에 기초할 수도 있을 것이다. 그러나, 이러한 모노/스테레오 검출기는 사이드 신호 에너지 뿐만 아니라 좌측 신호 및 우측 신호 에너지들이 정상적인 수신 컨디션들에서도 상당히 변동할 수 있다는 사실에 기인하여, 은닉 프로세스에 대한 불안정한 행동에 이르게 할 것이다.
은닉의 이러한 불안정한 행동을 피하기 위해서, 모노/스테레오 검출 및 은닉 메커니즘은 상태 머신로서 구현될 수도 있을 것이다. 예시적인 상태 머신이 도 6에 도시되었다. 도 6의 상태 머신은 사이드 신호(S)의 절대 에너지의 2개의 기준 레벨들, 즉 Es(또는 위에 정의된 바와 같이 Ps)을 이용한다. Es를 계산하기 위해 사용되는 사이드 신호(S)는 전형적으로 250Hz의 차단 주파수로 고역 통과 필터링되어져 있을 수 있다. 이들 기준 레벨들은 상측 기준 레벨 ref_high 및 하측 기준 레벨 ref_low이다. 상측 기준 레벨 (ref_high) 이상의 신호는 스테레오인 것으로 간주되고 하측 기준 레벨들(ref_low) 미만에선 모노인 것으로 간주된다.
사이드 신호 에너지(Es)는 상태 머신의 제어 파라미터로서 계산된다. Es는 예를 들면 파라미터들(a, b)의 유효성의 시간 기간에 대응할 수도 있을 시간 윈도우에 대해 계산될 수 있다. 즉, 사이드 신호 에너지를 결정하는 주파수는 파라미터들(a, b)을 결정하는 주파수에 정렬될 수 있다. 본원에서, 사이드 신호 에너지(Es)(및 아마도 파라미터들(a, b))를 결정하기 위한 시간 기간은 신호 프레임이라고 지칭된다. 도 6의 상태 머신은 새로운 프레임의 에너지(Es)이 계산될 때마다 검증되는 5가지 컨디션들을 포함한다:
- 컨디션 A는 사이드 신호 에너지(Es)가 상측 기준 레벨 ref_high를 초과함을 나타낸다. 상측 기준 레벨은 높은 임계값이라 지칭될 수 있다.
- 컨디션 B는 사이드 신호 에너지(Es)가 상측 기준 레벨 ref_high보다 낮거나 동일하고 하측 기준 레벨 ref_low보다 크거나 동일함을 나타낸다. 하측 기준 레벨은 낮은 임계값이라 지칭될 수 있다.
- 컨디션 B1은 컨디션 B에 대응하나 추가의 시간 컨디션을 더한다. 시간 컨디션은 컨디션 B가 임계 수의 프레임들 미만에서 혹은 임계 시간 미만에서 충족됨을 규정한다. 이 임계값은 프레임 임계값이라 지칭될 수 있다.
- 컨디션 B2는 컨디션 B에 대응하는 것으로, 추가의 시간 컨디션은 컨디션 B가 임계 수의 프레임들보다 더 또는 같게 그리고 임계 시간보다 더 혹은 같게 충족됨을 규정한다.
- 컨디션 C는 사이드 신호 에너지(Es)가 하측 기준 레벨 ref_low보다 낮음을 나타낸다.
또한, 도 6의 예시적 상태 머신은 5가지 상태들을 이용한다. 서로 다른 상태들은 위에 언급된 컨디션들을 조건으로 하고 도 6에 도시된 상태도를 조건으로 하여 도달된다. 다음 동작들은 전형적으로 예측-기반 FM 라디오 스테레오 노이즈 감소 시스템 내에서 서로 다른 상태들에서 수행된다:
- 상태 1에서 정규 스테레오 동작은 예를 들면 현재의 오디오 신호로부터 결정되는 파라미터들(a, b)에 기초하여 수행된다. 은닉 상태 δconceal은 0인 채로 있는다.
- 상태 2에서 정규 스테레오 동작은 현재의 오디오 신호에 관해 결정된 파라미터들(a, b)에 기초하여 수행된다. 이 상태는 프레임 임계값보다 많거나 동일한 다수의 프레임들에 대해서 혹은 시간 임계값(즉 컨디션 B2)보다 많거나 동일한 시간에 대해서 컨디션 B가 충족되거나, 이러한 수의 프레임들의 경과 또는 시간의 경과에 앞서 컨디션 A 또는 C가 충족된다는 사실에 비추어, 단지 천이적이다. 은닉 상태 δconceal는 0인 채로 있는다.
- 상태 3에서 스테레오 동작은 현재의 오디오 신호에 관해 결정된 파라미터들(a, b)에 기초하여 수행된다. 상태 3은 상태 1에서 상태 2를 거쳐 상태 3으로 가는 경로 상에서 도달될 수 있음을 알 수 있다. 컨디션 B2가 천이를 위해 최소수의 프레임들 또는 최소량의 시간을 요구한다는 사실에 비추어, 경로 "상태 1, 상태 2, 상태 3"은 정규 스테레오 동작(예를 들면, 음악)에서 정규 모노 동작(예를 들면, 스피치)로의 느린, 즉 평할한 천이를 표현한다. 은닉 상태 δconceal는 0에 설정되거나 이대로 있는다.
- 상태 4에서, 이전에 결정된 파라미터들(a, b), 예를 들면 상태 1에서 결정되었던 가장 최근의 파라미터들(a, b)을 사용하여 모노 드롭아웃 은닉이 시작된다. 컨디션 C가 충족된다면, 즉 사이드 신호 에너지(Es)가 ref_high 이상에서 ref_low 미만으로 급격하게 강하한다면, 상태 1에서 곧바로 상태 4에 도달될 수 있음을 알 수 있다. 대안적으로, 상태 1에서 상태 2를 거쳐, 그러나, 단지 몇개의 프레임들 또는 단지 짧은 기간 동안에만, 컨디션 B가 충족되는 경우에만 상태 4에 도달될 수 있다. 따라서, "상태 1, 상태 4" 및 "상태 1, 상태 2, 상태 4" 경로들은 정규 스테레오 동작(예를 들면, 음악)에서 강제된 모노 동작으로의 빠른, 즉 급격한 천이를 표현한다. 강제된 모노 동작은 전형적으로, 스테레오 멀티플렉스 신호 내 19kHz 파일럿 톤의 레벨 또는 강도가 사전에 결정된 레벨 미만으로 떨어진다면 사이드 신호를 예를 들면 돌연히 차단하여, 이에 따라 수신된 스테레오 멀티플렉스 신호로부터 사이드 신호의 신뢰성 있는 복조를 불가능하게 만드는 FM 수신기에 기인한다. 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템 내에 은닉의 사용을 나타내기 위해 은닉 상태 δconceal는 1에 설정된다.
- 상태 5에서 모노 드롭아웃 은닉은 예를 들면 상태 4에서 확립되어진 파라미터들(a, b)에 기초하여 계속된다. 예시된 실시예에서, 상태 5는 컨디션 C가 충족된다면 상태 4로부터만 도달될 수 있는데, 즉 상태 5는 안정된 모노 드롭아웃 은닉 상태를 표현하며, 이전에 결정된 파라미터들(a, b)은 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하기 위해 사용된다. 파라미터들(a, b)는 몇초의 시정수를 갖고 제로까지 디케이하여, 스테레오에서 모노로 서서히 천이하는 출력 신호가 되게 한다. 은닉 상태 δconceal은 전형적으로 1에 남아 있는다.
이미 나타낸 바와 같이, 도시된 상태도는 FM 수신기에 의해 수신된 오디오 신호가 몇개의 시간 윈도우들/프레임들 내에 스테레오에서 모노로 가는 경우에만, 즉 스테레오에서 모노로의 천이가 갑작스러운 경우에만 은닉이 시작되는 것을 보증한다. 한편, 은닉의 시작은 스테레오 레벨 (ref_high) 미만이지만 모노 레벨 (ref_low) 이상의 에너지(Es)를 가진 사이드 신호에 노이즈가 있는 경우들에서, 즉, 적합한 파라미터들(a, b)을 발생하기 위해 사이드 신호 내에 아직 충분한 정보가 있는 경우들에선 금지된다. 동시에, 신호가 스테레오에서 모노로 변할 때라도, 예를 들면 신호가 음악에서 스피치로 천이할 때, 은닉 검출은 시작되지 않을 것이며, 그럼으로써 은닉의 잘못된 적용에 기인하여 원래의 모노 신호를 인위적 스테레오 신호로 렌더링되지 않음을 보증한다. 스테레오에서 모노로의 진정한 천이는 ref_high 이상에서 ref_low 미만으로 사이드 신호 에너지(Es)의 평할한 천이에 기초하여 검출될 수 있다.
본원에서, FM 라디오 수신기들의 지각적 수행을 개선하기 위한 방법 및 시스템이 기술되었다. 특히, 예측-기반 접근법을 사용하여 노이즈-감소된 FM 스테레오 신호를 결정하기 위한 방법 및 시스템이 기술되었다. 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템을 사용함으로써, 노이즈 감소를 위한 계산 복잡도가 PS-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템에 비해 감소될 수 있다. 또한, 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템의 수행을 개선하기 위한 여러 방법들이 기술되었다. 특히, 노이즈-감소된 사이드 신호와 원래의 사이드 신호 간을 블렌드하기 위해 품질 표시자의 사용이 기술되었다. 또한, 수신된 사이드 신호의 스펙트럼 특징들에 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템의 파라미터들을 적응시키는 방법이 기술되었으며, 그럼으로써 노이즈성 수신 컨디션과 양호한 수신 컨디션 간을 신뢰성 있게 구별한다. 또한, 예측-기반 FM 라디오 노이즈 감소 시스템을 모노 드롭아웃 상황들에 적응시키기 위해 은닉 방법이 기술되었다.
본원에 기술된 방법들 및 시스템들은 소프트웨어, 펌웨어 및/또는 하드웨어로서 구현될 수 있다. 어떤 성분들은 예를 들면 디지털 신호 프로세서 또는 마이크로프로세서 상에서 실행되는 소프트웨어로서 구현될 수 있다. 이외 다른 성분들은 예를 들면 하드웨어로서 및/또는 응용특정의 집적회로들로서 구현될 수 있다. 기술된 방법들 및 시스템들에서 직면하는 신호들은 랜덤 액세스 메모리 또는 광학 저장 매체들과 같은 매체들 상에 저장될 수 있다. 이들은 라디오 네트워크들, 위성 네트워크들, 무선 네트워크들 또는 유선 네트워크들, 예를 들면 인터넷과 같은 네트워크들을 통해 전송될 수 있다. 본원에 기술된 방법들 및 시스템들을 이용하는 전형적인 디바이스들은 오디오 신호들을 저장 및/또는 렌더링하기 위해 사용되는 휴대 전자 디바이스들 또는 이외 다른 소비자 장비이다.

Claims (35)

  1. 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2)에 있어서,
    상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호는 수신된 미드(mid) 신호와 수신된 사이드(side) 신호로서 표현될 수 있고, 상기 수신된 사이드 신호는 상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 좌측 신호와 우측 신호 간의 차이를 나타내고,
    - 상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호 사이의 상관 및/또는 비상관을 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 결정하기 위해 구성된 파라미터 결정 유닛(77)으로서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호 사이의 비상관을 나타내는 비상관 파라미터(b)를 결정하기 위해 구성되는 상기 파라미터 결정 유닛;
    - 상기 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 상기 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성된 노이즈 감소 유닛(79)로서, 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 비상관 파라미터 (b) 를 사용하여 상기 수신된 미드 신호의 비상관 버전으로부터도 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하도록 구성되고, 상기 수신된 사이드 신호는 상기 노이즈-감소된 사이드 신호의 발생에 대한 신호 경로 내에 있지 않은, 상기 노이즈 감소 유닛;
    을 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  2. 제 1 항에 있어서,
    - 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호 간에 교차-상관을 나타내는 예측 파라미터(a)를 결정하게 구성되고;
    - 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 예측 파라미터(a)을 사용하여 상기 수신된 미드 신호로부터 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성되는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호의 대응하는 샘플들의 곱의 기대값에 기초하여 상기 예측 파라미터(a)를 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  4. 제 3 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 예측 파라미터(a)를 a = E[S*M]/E[M*M]으로서 결정하게 구성되고, E[ㆍ]는 기대 연산자를 나타내고, S는 상기 수신된 사이드 신호이며, M은 상기 수신된 미드 신호인, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  5. 제 2 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 예측 파라미터(a)를 사용하여 상기 미드 신호로부터 결정된 (a) 신호와 상기 수신된 사이드 신호의 차이 신호의 에너지에 기초하여 상기 비상관 파라미터(b)를 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 비상관 파라미터(b)를 b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])으로서 결정하게 구성되고, D=S-a*M는 상기 차이 신호인, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  7. 제 4 항에 있어서, 상기 노이즈 감소 유닛(79)은,
    전역-통과 필터를 사용하여 상기 수신된 미드 신호를 필터링함으로써 상기 수신된 미드 신호의 상기 비상관된 버전을 발생하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  8. 제 4 항에 있어서,
    - 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 수신된 사이드 신호의 스펙트럼 평탄도의 영향 팩터(impact factor) 특징을 결정하게 구성되고;
    - 상기 비상관 파라미터(b)는 상기 영향 팩터에 의존하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 비상관 파라미터(b)는 상기 영향 팩터가 상기 수신된 사이드 신호의 스펙트럼 평탄도 정도가 증가함을 나타낼 때 감소하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  10. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 시간 가변적 방식으로 상기 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성되며;
    - 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 하나 이상의 시간 가변적 파라미터들을 사용하여 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  11. 제 10 항에 있어서,
    - 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 하나 이상의 파라미터들 중 제 1 파라미터에 대해서, 대응하는 일련의 시간 간격들에 대한 일련의 제 1 파라미터들을 결정하게 구성되고;
    - 상기 일련의 시간 간격들 중 한 특정한 시간 간격에 대한 상기 일련의 제 1 파라미터들 중 한 특정한 제 1 파라미터는 상기 수신된 미드 신호 및/또는 상기 한 특정한 시간 간격 내에 놓이는 상기 수신된 사이드 신호의 샘플들을 사용하여 결정되는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 일련의 제 1 파라미터들로부터 이웃한 제 1 파라미터들을 보간함으로써 일련의 보간된 제 1 파라미터들을 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  13. 제 11 항에 있어서,
    - 상기 일련의 시간 간격들 중 제 1 시간 간격 내에서 상기 수신된 사이드 신호의, 고 임계값 이상인 에너지를 결정하고,
    - 상기 사이드 신호의 에너지가 상기 고 임계값 이상의 값에서 저 임계값 미만의 값으로 강하하는 동안, 다수의 후속하는 연속된 시간 간격들의 천이 기간을 결정하고;
    - 상기 천이 기간의 연속된 시간 간격들의 수가 간격 임계값 미만이라면 상기 제 1 시간 간격 다음에 상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 강제된 모노 신호임을 결정함으로써,
    상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 강제된 모노 신호임을 검출하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 시간 간격 다음에 시간 간격 내에 상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호가 강제된 모노 신호인 것으로 검출된다면, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 제 1 시간 간격 다음에 상기 시간 간격에 대한 상기 하나 이상의 파라미터들을 상기 제 1 시간 간격에 대한 상기 하나 이상의 파라미터들로부터 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  15. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 주파수 가변적 방식으로 상기 하나 이상의 파라미터들을 결정하게 구성되고;
    - 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 하나 이상의 주파수 가변적 파라미터들을 사용하여 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  16. 제 15 항에 있어서,
    - 상기 수신된 미드 신호로부터 대응하는 복수의 주파수 범위들을 커버링하는 복수의 미드 부-대역 신호들을 발생하게 구성된 미드 변환 유닛(71); 및
    - 상기 수신된 사이드 신호로부터 상기 대응하는 복수의 주파수 범위들을 커버링하는 복수의 사이드 부-대역 신호들을 발생하게 구성된 사이드 변환 유닛(73)을 더 포함하고;
    상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 하나 이상의 파라미터들 중 제 2 파라미터에 대해서, 상기 대응하는 복수의 미드 부-대역 신호들 및 상기 대응하는 복수의 사이드 부-대역 신호들로부터 복수의 제 2 부-대역 파라미터들을 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 사이드 변환 유닛(73)은
    - 주파수 선택도;
    - 주파수 분해능;
    - 시간 분해능; 및
    - 수치적 정확도
    중 적어도 하나에 관하여 상기 미드 변환 유닛(71)보다 낮은 요건들을 충족하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  18. 제 16 항에 있어서,
    - 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 대응하는 복수의 미드 부-대역 신호들 및 상기 대응하는 복수의 제 2 부-대역 파라미터들로부터 복수의 노이즈-감소된 사이드 부-대역 신호들을 발생하게 구성되고;
    - 상기 노이즈 감소 유닛(79)은 상기 복수의 노이즈-감소된 사이드 부-대역 신호들로부터 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하게 구성된 역 변환 유닛(72)을 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  19. 제 16 항에 있어서, 상기 미드 변환 유닛(71) 및/또는 상기 사이드 변환 유닛(73)은 QMF 필터 뱅크들인, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  20. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 파라미터 결정 유닛(77)은 상기 하나 이상의 파라미터들에 제한 팩터 c를 적용함으로써 상기 하나 이상의 파라미터들을 제한하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  21. 제 20 항에 있어서, c>1에 대해서, 상기 제한 팩터 c는 상기 하나 이상의 제곱된 파라미터들의 합에 비례하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  22. 제 20 항에 있어서, c>1에 대해서, 상기 제한 팩터 c는 상기 하나 이상의 제곱된 파라미터들의 합의 제곱근에 비례하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  23. 제 20 항에 있어서, 상기 제한 팩터 c의 적용은 상기 하나 이상의 파라미터들을 증가시키지 않는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  24. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 노이즈-감소된 사이드 신호의 대응하는 샘플을 발생하기 위해 요구되는 계산 시간에 대응하는 시간량만큼 상기 수신된 미드 신호의 샘플을 지연하게 구성된 지연유닛(74)을 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  25. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 노이즈-감소된 스테레오 신호 및 상기 수신된 사이드 신호로부터 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호를 상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 품질을 나타내는 품질 표시자를 사용하여 결정하게 구성된 조합 유닛(30, 31, 32)을 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 조합 유닛 (30, 31, 32)은
    - 노이즈-감소된 이득을 사용하여 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 가중 하게 구성된 노이즈-감소된 이득 유닛(31);
    - 상기 수신된 사이드 신호를 바이패스 이득을 사용하여 가중하게 구성된 바이패스 이득 유닛(30); 및
    - 상기 가중된 노이즈-감소된 사이드 신호 및 상기 가중된 수신된 사이드 신호를 합체하게 구성된 합체 유닛(32)을 포함하고;
    상기 노이즈-감소된 이득 및 상기 바이패스 이득은 상기 품질 표시자에 의존하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  27. 제 25 항에 있어서, 상기 조합 유닛은 주파수 선택적 방식으로 상기 수정된 노이즈-감소된 사이드 신호를 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  28. 제 25 항에 있어서,
    - 미드 파워라고 하는, 상기 수신된 미드 신호의 파워, 및 사이드 파워라 하는, 상기 수신된 사이드 신호의 파워를 결정하고(101),
    - 상기 미드 파워와 상기 사이드 파워와의 비를 결정하고(102), 그럼으로써 미드-대-사이드 비를 결정하고(102),
    - 적어도 상기 미드-대-사이드 비에 기초하여 상기 수신된 FM 라디오 신호의 상기 품질 표시자를 결정함으로써(105),
    상기 품질 표시자를 결정하게 구성된 품질 결정 유닛(20)을 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  29. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 수신된 미드 신호 및 상기 노이즈-감소된 사이드 신호로부터 노이즈-감소된 좌측 신호 및 노이즈-감소된 우측 신호를 결정하게 구성된 MS-LR 전환기(76)를 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 MS-LR 전환기(76)는
    - 상기 수신된 미드 신호 및 상기 노이즈-감소된 사이드 신호의 합으로부터 상기 노이즈-감소된 좌측 신호; 및
    - 상기 수신된 미드 신호 및 상기 노이즈-감소된 사이드 신호의 차이로부터 상기 노이즈-감소된 우측 신호를 결정하게 구성된, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 장치(2).
  31. 수신된 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈를 감소시키기 위한 방법에 있어서,
    상기 수신된 다채널 FM 라디오 신호는 수신된 미드 신호와 수신된 사이드 신호로써 제시될 수 있고,
    상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호 사이의 상관 및/또는 비상관을 나타내는 하나 이상의 파라미터들을 결정하는 단계로서, 상기 하나 이상의 파라미터들은 상기 수신된 미드 신호와 상기 수신된 사이드 신호 사이의 비상관을 나타내는 비상관 파라미터 (b) 를 포함하는 상기 하나 이상의 파라미터들을 결정하는 단계; 및
    상기 하나 이상의 파라미터들을 사용하여 상기 수신된 미드 신호로부터 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하는 단계로서, 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하는 단계는 상기 비상관 파라미터 (b) 를 사용하여 상기 수신된 미드 신호의 비상관 버전으로부터도 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하는 단계를 포함하고, 상기 수신된 사이드 신호는 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하기 위한 신호 경로 내에 있지 않은 상기 노이즈-감소된 사이드 신호를 발생하는 단계;
    를 포함하는, 다채널 FM 라디오 신호의 노이즈 감소 방법.
  32. 삭제
  33. 프로세서 상에서 실행하고, 계산 디바이스 상에서 수행되었을 때 제 31 항의 방법 단계들을 수행하도록 적용된, 소프트웨어 프로그램을 포함하는, 저장 매체.
  34. 삭제
  35. 삭제
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