CN103858356B

CN103858356B - 基于预测的fm立体声无线电噪声减小

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Publication number: CN103858356B
Application number: CN201280047835.1A
Authority: CN
Inventors: 海科·普尔哈根; 利夫·塞尔斯特伦; 约纳什·恩德加德
Original assignee: Dolby International AB
Current assignee: Dolby International AB
Priority date: 2011-09-29
Filing date: 2012-10-01
Publication date: 2015-11-25
Anticipated expiration: 2032-10-01
Also published as: US9191045B2; JP5841666B2; RU2576467C2; US20140235192A1; WO2013045691A1; JP2014535182A; MY166673A; RU2014110904A; EP2761762B1; SG2014008213A; CN103858356A; IL230791A0; AU2012314327B2; ES2548216T3; BR112014006962A2; MX2014002992A; MX348357B; UA107771C2; EP2761762A1; KR20140042900A

Abstract

本文献涉及音频信号处理，具体地，涉及一种用于改善FM立体声无线电接收器的音频信号的设备及相应的方法。具体地，本文献涉及一种用于减小所接收的FM立体声无线电信号的噪声的方法及系统。描述了一种被配置成减小所接收的多声道FM无线电信号的噪声的设备（2），其中所接收的多声道FM无线电信号可以被表示成接收的中间信号和接收的侧信号。设备（2）包括：参数确定单元（77），其被配置成对指示所接收的中间信号与所接收的侧信号之间的相关和/或解相关的一个或更多个参数进行确定；和噪声减小单元（79），其被配置成使用上述一个或更多个参数、根据所接收的中间信号而不根据所接收的侧信号来生成噪声减小了的侧信号。

Description

基于预测的FM立体声无线电噪声减小

技术领域

本文献涉及音频信号处理，具体地，涉及一种用于改善FM立体声无线电接收器的音频信号的设备及相应的方法。具体地，本文献涉及一种用于减小所接收的FM立体声无线电信号的噪声的方法及系统。

背景技术

在模拟FM（调频）立体声无线电系统中，音频信号的左声道（L）和右声道（R）按照中间-侧（M/S）表示（即按照中间声道（M）和侧声道（S））来传递。中声道M对应于L和R的和信号，例如，M=(L+R)/2，并且侧声道S对应于L和R差信号，例如，S=(L-R)/2。为了传输，将侧信号S调制到38kHz抑制载波上并且与基带中间信号（midsignal）M相加从而形成后向兼容立体声复用信号。然后将该复用基带信号用于对通常工作在87.5MHz至108MHz之间的范围的FM发送器的HF（高频）载波进行调制。

当接收质量降低（即，无线电信道上的信噪比降低）时，S声道通常在传输期间比M声道受影响更大。在许多M接收器实施方案中，当接收条件有太多噪声时，S信道被消音。这意味着接收器在差的HF无线电信号的情况下从立体声回落至单声道（通常指单声道失落）。

即使在中间信号M具有可接受的品质的情况下，侧信号（sidesignal）S也可能具有噪声并且因此当被混合在输出信号的左声道和右声道（例如根据L=M+S和R=M-S来获得）时可以严重地降低总体信号品质。当侧信号S仅具有差到中等的品质时，有两个选项：接收器选择接受与侧信号S相关联的噪声并且输出包括具有噪声的左信号和右信号的实际立体声信号，或接收器丢弃侧信号S并且回落至单声道。

参数化立体声（PS）编码是一种来自极低比特率音频编码领域的技术。PS使得能够结合附加的PS侧信息（即，PS参数）来将2声道立体声音频信号编码为单声道下混合信号。单声道下混合信号被获取为立体声信号的两个声道的组合。PS参数使得PS解码器能够根据单声道下混合信号和PS侧信息来重构立体声信号。通常，PS参数是时变和频变的，并且PS解码器中的PS处理通常在结合多个正交镜像滤波器（QMF）组的混合滤波器组域中被执行。

已经在WO/2011/029570、PCT/EP2011/064077和PCT/EP2011/064084中提出了使用对接收的FM立体声信号的PS编码以减小包含在接收的FM立体声信号内的噪声。基于参数化立体声（PS）的FM立体声无线电噪声减小技术的基本原理是使用从所接收的FM立体声信号中获得的参数化立体声参数以减小包含在所接收的左信号和右信号中的噪声。上面涉及的专利文献的公开内容通过引用合并至本文中。

发明内容

在本文献中，描述了一种使用基于预测的框架进行FM立体声无线电噪声减小的方法及系统。该基于预测的框架是上面示出的基于参数化立体声（PS）的框架的替代方法。如将在本文献中描述的，基于预测的框架提供较低的计算复杂度。此外，同时观察到，基于预测的FM立体声无线电噪声减小方案相比基于PS的FM立体声噪声减小方案而言实现了改善了的音频品质。

根据一个方面，描述了一种被配置成减小所接收的多声道FM无线电信号的噪声的设备或系统。多声道FM无线电信号可以是双声道立体声信号。具体地，所接收的多声道FM无线电信号可以表示成或呈现为或指示中间信号和侧信号。此外，侧信号可以指示立体声信号的左信号与右信号之间的差。

在一种实施方式中，该设备包括参数确定单元，其被配置成对表示接收的中间信号与接收的侧信号之间的相关和/或解相关的一个或更多个参数进行确定。所述一个或更多个参数可以是用于根据接收的中间信号确定噪声减小了的侧信号的相关分量的预测参数a和/或用于根据中间信号的解相关版本来确定噪声减小了的侧信号的解相关分量的解相关参数b。此外，该设备包括噪声减小单元，其被配置成使用上述一个或更多个参数根据接收的中间信号来生成噪声减小了的侧信号。为此，噪声减小单元不考虑接收的侧信号，例如，接收的侧信号的采样。换言之，接收的侧信号不位于用于确定噪声减小了的侧信号的信号路径中。具体地，噪声减小单元可以被配置成仅根据接收的中间信号（例如，接收的中间信号的采样）和上述一个或更多个参数来确定噪声减小了的侧信号。

如上面所指出的，参数确定单元可以被配置成确定预测参数a。预测参数a可以指示接收的中间信号与接收的侧信号之间的互相关。具体地，参数确定单元可以被配置成基于接收的中间信号和接收的侧信号的相应采样的乘积的期望值来确定预测参数a。更具体地，参数确定单元可以被配置成使用公式a=E[S*M]/E[M*M]来确定预测参数a，其中E[.]表示期望运算符，S表示接收的侧信号并且M表示接收的中间信号。

在参数确定单元提供预测参数a的情况下，噪声减小单元可以被配置成使用预测参数a、根据接收的中间信号来生成噪声减小了的侧信号（或噪声减小的侧信号的相关分量）。噪声减小了的侧信号的相关分量可以被确定为预测参数a和接收的中间信号的乘积，即，a*M。这意味着噪声减小了的侧信号的相关分量可以是接收的中间信号的加权版本。鉴于预测参数a可以时变和/或频变的事实，接收的中间信号的加权因子可以是时变和/或频变的。

参数确定单元可以被配置成对指示接收的中间信号与接收的侧信号之间的解相关的解相关参数b进行确定。具体地，参数确定单元可以被配置成基于接收的侧信号与使用预测参数a根据中间信号确定的信号之前的差信号的能量来确定解相关参数b。更具体地，参数确定单元可以被配置成使用公式b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])来确定解相关参数b，其中D=S-a*M是差信号。运算符“sqrt()”表示平方根运算。

在该情况下，噪声减小单元可以被配置成使用解相关参数b、根据接收的中间信号的解相关版本来生成噪声减小的侧信号（或噪声减小了的侧信号的解相关分量）。具体地，噪声减小了的侧信号的解相关分量可以被确定为b*decorr(M)，其中decorr(M)是接收的中间信号的解相关版本。接收的中间信号的解相关版本可以通过使用全通滤波器对接收的中间信号进行滤波来确定。

如果接收的侧信号包括大量的噪声，则减少噪声减小了的侧信号的解相关分量对噪声减小了的侧信号的影响会是有益的。为此，参数确定单元可以被配置成确定由接收的侧信号的谱平坦度表征（或指示该谱平坦度）的影响因子。高的谱平坦度通常指示在侧信号内包含高度的噪声。如此，解相关参数b可以取决于影响因子。具体地，解相关参数b可以在所述影响因子指示所述接收的侧信号的谱平坦度的增加程度时减小。例如，影响因子是在本文献中描述的SMF_impact_factor，并且修改的解相关参数b_new被确定为b_new=(1-SMF_impact_factor)*b，因此，如果SMF_impact_factor趋于“1”，则强迫噪声减小了的侧信号的解相关分量（即，b_new*decorr(M)）为0。

如上面所指出的，参数确定单元可以被配置成以时变的方式来确定上述一个或更多个参数（例如，预测参数a和/或解相关参数b）。如此，对于上述一个或更多个参数中每个参数，可以确定用于相应的时间间隔序列的各个参数序列。例如，针对第一参数（例如，预测参数a或解相关参数b），确定时间间隔序列的第一参数序列。时间间隔序列可以是信号帧序列（包括例如2048个信号采样）。通常，使用位于特定时间间隔内的、接收的中间信号和/或接收的侧信号的采样来确定第一参数序列的、对于时间间隔序列的特定时间间隔的特定第一参数。如果上述一个或更多个参数是时变的，则噪声减小单元可以被配置成使用上述一个或更多个时变参数来生成噪声减小了的侧信号。

为了确保相邻时间间隔之间的连续性以及为了避免相邻时间间隔的边界处的可听见的不连续性，以下会是有益的：通过对来自第一参数序列的相邻第一参数进行内插来确定内插的第一参数序列。

在高度恶化的接收条件下，FM接收器可以强迫接收的FM无线电信号变成单声道，即，FM接收器可以抑制接收的侧信号。该设备可以被配置成检测这样的单声道失落，即，该设备可以被配置成检测接收的多声道FM无线电信号为强迫单声道信号。这可以通过检测接收的侧信号从高能量至低能量的快速转变来实现。具体地，接收的侧信号在时间间隔序列的第一时间间隔内的能量可以被确定，并且可以确定该能量大于高阈值。此外，可以确定多个后续连续的时间间隔的转变时间段，在该转变时间段期间侧信号的能量从大于高阈值的值跌至小于低阈值的值。基于该信息，如果转变时间段的连续时间间隔的数量小于间隔阈值，则可以确定接着第一时间间隔的接收的多声道FM无线电信号是强迫单声道信号。该间隔阈值可以是接着第一时间间隔的1、2、3或4个时间间隔。

如果检测出接收的多声道FM无线电信号在（紧）接着第一时间间隔的时间间隔中是强迫单声道信号，则参数确定单元可以被配置成根据第一时间间隔的所述一个或更多个参数来确定（紧）接着第一时间间隔的时间间隔的所述一个或更多个参数。换言之，参数确定单元可以被配置成通过使用在单声道失落之前确定的所述一个或更多个参数来隐藏在单声道失落期间所述参数的缺失。

如上所述，参数确定单元可以被配置成以频变的方式来确定所述一个或更多个参数（例如，预测参数a和/或解相关参数b）。这意味着针对接收的中间信号和/或侧信号的不同子带确定不同的参数。为此，该设备可以包括中间变换单元，其被配置成根据接收的中间信号来生成覆盖相应的多个频率范围的多个中间子带信号。此外，该设备可以包括侧变换单元，其被配置成根据接收的侧信号生成覆盖相应的多个频率范围的多个侧子带信号。在这样的情况下，参数确定单元可以被配置成对于所述多个频率范围中的每一个确定所述一个或更多个参数。具体地，针对所述一个或更多个参数中的第二参数（例如，预测参数a和/或解相关参数b），可以根据相应的多个中间子带信号和相应的多个侧子带信号来确定多个第二子带参数。这可以通过对所述多个频率范围中的每一个应用上面提到的用于确定所述一个或更多个参数（例如，预测参数a或解相关参数b）的公式来实现。

噪声减小单元可以被配置成使用所述一个或更多个频变参数来生成噪声减小了的侧信号。具体地，噪声减小单元可以被配置成（仅）根据相应的多个中间子带信号和相应的多个子带参数来生成多个噪声减小了的侧子带信号。可以使用逆变换单元根据所述多个噪声减小了的侧子带信号来生成噪声减小了的侧信号。

中间变换单元和/或侧变换单元可以是QMF滤波器组并且逆变换单元可以是逆QMF滤波器组。鉴于接收的中间信号位于信号路径中（并且接收的侧信号不位于该信号路径中）的事实，侧变换单元关于以下中至少之一相比中间变换单元而言可以满足较低的要求：频率选择性；频率分辨率；时间分辨率；和数值准确度。

接收的FM无线电信号可以以具有相比接收的中间信号而言较高的能量的有噪声的接收的侧信号为主。当使用所述一个或更多个参数根据接收的中间信号生成噪声减小了的侧信号时，这样的情形可以导致感知上厌烦的伪声。为了应付这样的情形，参数确定单元可以被配置成通过对所述一个或更多个参数应用限制因子c来限制所述一个或更多个参数。具体地，可以用所述一个或更多个参数除以限制因子c。在一种实施方式中，对于c>1，限制因子c与所述一个或更多个参数的平方和成比例。在另一种实施方式中，对于c>1，限制因子c与所述一个或更多个参数的平方和的平方根成比例。通常，选择限制因子c以使得限制因子c的应用不增大所述一个或更多个参数。

应当注意，该设备可以包括延迟单元，其被配置成将接收的中间信号（的采样）延迟与生成噪声减小了的侧信号（的相应采样）所需的计算时间对应的时间量。

在良好的接收条件下，当接收的侧信号包括很小到几乎没有的噪声时，使用接收的侧信号生成立体声信号会是有益的。为此，该设备可以包括组合单元，其被配置成使用指示接收的多声道FM无线电信号的品质的品质指标，根据噪声减小了的立体声信号和接收的侧信号来确定修改的噪声减小的侧信号。取决于接收的侧信号的品质，修改的噪声减小了的侧信号可以在噪声了减小的侧信号与接收的侧信号之间进行调和（或从中选择或在其之间内插）。为此，组合单元可以包括：噪声减小增益单元，其被配置成使用噪声减小增益来对噪声减小了的侧信号进行加权；旁路增益单元，其被配置成使用旁路增益来对接收的侧信号进行加权；以及合并单元，其被配置成合并（例如，加和）经加权的噪声减小了的侧信号和经加权的接收的侧信号；其中，噪声减小增益和旁路增益取决于品质指标。应当注意，组合单元可以被配置成以频率选择性方式来确定修改的噪声减小了的侧信号。

该设备可以包括被配置成确定用于指示接收的侧信号的品质的品质指标的品质确定单元。这可以通过确定称作中间功率的接收的中间信号的功率、和称作侧功率的接收的侧信号的功率来完成。可以确定中间功率与侧功率的比率，即，中侧比率，并且可以基于至少中侧比率来确定接收的FM无线电信号的品质指标。本文献描述了用于以可靠的方式来确定指示所接收的侧信号的品质的品质指标α_HQ的各种实施方式。

该设备还可以包括MS至LR转换器，其被配置成根据接收的中间信号和噪声减小了的侧信号（或修改的噪声减小了的侧信号）来确定噪声减小了的左信号和噪声减小了的右信号。具体地，MS至LR转换器可以被配置成根据接收的中间信号和（修改的）噪声减小了的侧信号的和来确定噪声减小了的左信号；以及根据接收的中间信号和（修改的）噪声减小了的侧信号的差来确定噪声减小了的右信号。

根据另一个方面，描述了一种用于减小接收的多声道FM无线电信号的噪声的方法。接收的多声道FM无线电信号可以被表示为接收的中间信号和接收的侧信号。该方法可以包括：对指示接收的中间信号与接收的侧信号之间的相关和/或解相关的一个或更多个参数进行确定；以及使用所述一个或更多个参数根据接收的中间信号而不根据接收的侧信号生成噪声减小的侧信号。

根据另外的方面，描述了一种软件程序。软件程序可以适于在处理器上执行并且适于当在计算装置上执行时进行在本文献中概括的方法步骤。

根据另一个方面，描述了一种存储介质。该存储介质可以包括适于在处理器上执行并且适于当在计算装置上执行时进行在本文献中概括的方法步骤的软件程序。

根据另外的方面，描述了一种计算机程序产品。该计算机程序可以包括用于当在计算上执行时进行在本文献中概括的方法步骤的可执行指令。

应当注意，包括如在本专利申请中概括的其优选实施方式的方法及系统可以单独使用或结合本文献所公开的其他方法及系统来使用。此外，本文献中概括的方法和系统的所有方面可以任意地组合。具体地，权利要求的特征可以以任意方式彼此进行组合。

附图说明

下面通过参考附图以示意性示例来对本发明进行说明，其中：

图1示出了用于改善FM立体声无线电接收器的立体声输出的系统的示意性示例；

图2示出了基于参数化立体声的概念的音频处理设备的示例；

图3示出了基于预测概念的音频处理设备的示例；

图4示出了用于有噪声的FM无线电语音信号的中间信号和侧信号的示例功率谱；

图5示出了用于使用所接收的FM无线电信号的品质指标来处理所接收的FM无线电信号的方法的示例流程图；以及

图6示出了用于解相关参数和预测的隐藏的示例状态机。

具体实施方式

图1示出了用于改善FM立体声无线电接收器1的立体声输出的示意性示例系统。如在本文献的背景技术部分所讨论的，在FM无线电中通过将立体声信号设计为中间信号M和侧信号S来传输该立体声信号。在FM接收器1中，侧信号用于在FM接收器1的输出端创建左信号L与右信号R之间的立体声差（至少在接收信号足够好并且测信号信息不是无声时）。换言之，侧信号用于根据中间信号来创建左音频信号和右音频信号。左信号L和右信号R可以是数字或模拟信号。

为了改善FM接收器的左音频信号L和右音频信号R，可以使用在其输出端生成立体声音频信号L’和R’的音频处理设备2。可以使得音频处理设备2能够使用参数化立体声来进行所接收的FM无线电信号的噪声减小。可替代地，可以使得音频处理设备2能够使用如在本文献中描述的基于预测的参数化来进行所接收的FM无线电信号的噪声减小。

设备2中音频处理优选地在数字域中进行；因此，在FM接收器1与音频处理设备2之间的模拟接口的情况下，A/D转换器在设备2中的数字音频处理之前被使用。FM接收器1和音频处理设备2可以结合在相同的半导体芯片或可以是两个半导体芯片的一部分。FM接收器1和音频处理设备2可以是无线通信装置如蜂窝电话、个人数字助理（PDA）或智能电话的一部分。在该情况下，FM接收器1可以是具有附加的FM无线电接收器功能的基带芯片的一部分。在另一种应用中，FM接收器1和音频处理设备2可以是车辆音频系统的一部分以对移动车辆变化的接收条件进行补偿。

替代在FM接收器1的输出端以及设备2的输入端使用左/右表示，可以在FM接收器1与设备2之间的接口处使用中/侧表示（参见图1中的用于中/侧表示的M、S以及用于左/右表示的L、R）。由于FM接收器1已经接收中/侧信号并且音频处理设备2可能直接处理中/侧信号而不进行下混合或进行L/R至M/S转换，所以在FM接收器1与音频处理设备2之间的接口处的这样的中/侧表示可以减小处理负载。如果FM接收器1紧密地与音频处理设备2结合，具体地，如果FM接收器1和音频处理设备2结合在相同的装置例如相同的半导体芯片上，则中/侧表示可以是有利的。

可选地，指示无线电接收条件的无线电信号强度信号6可以用于适应音频处理设备2中的音频处理。

FM无线电接收器1和音频处理设备2的组合对应于具有集成的噪声减小系统的FM无线电接收器。

图2示出基于参数化立体声的概念的音频处理设备2的实施方式。设备2包括PS参数估计单元3。参数估计单元3被配置成基于要改善的输入音频信号（其可以用左/右表示或用中/侧表示）来确定PS参数5。PS参数5可以包括指示声道间强度差（IID或也称作CLD—声道水平差）的参数和/或指示声道间互相关（ICC）的参数等。优选地，PS参数5是时变和频变的。在参数估计单元3的输入端处的M/S表示的情况下，参数估计单元3仍然可以通过应用对L/R声道的适当转换来确定与L/R声道有关的PS参数5。

从输入信号获取下混合音频信号DM。在输入音频信号已经使用中/侧表示的情况下，下混合音频信号DM可以直接与中间信号对应。在输入信号具有左/右表示的情况下，可以通过在下混合生成单元9中下混合音频信号来生成音频信号。优选地，下混合之后所得的信号DM对应于中间信号M并且可以通过以下等式来生成：

DM=(L+R)/d，其中，例如，d=2，

即，下混合信号DM对应于L和R信号的平均。对于缩放因子d的不同值，L和R信号的平均被放大或衰减。下混合生成单元9和参数估计单元3是PS编码器7的一部分。

该设备还包括也称为立体声混合模块或立体声上混合器的上混合单元4。上混合单元4被配置成基于音频信号DM和PS参数5来生成立体声信号L’、R’。优选地，上混合单元4不仅使用DM信号而且还使用侧信号S0（其对应于原始接收的侧信号S）或使用解相关器10根据下混合信号DM生成的伪侧信号S*。解相关器10接收单声道下混合DM并且生成用作伪侧信号的解相关信号S*。解相关器10可以通过在文献“LowComplexityParametricStereoCodinginMPEG-4”，HeikoPurnhagen，Proc.DigitalAudioEffectsWorkshop(DAFx)，pp.163-168，Naples，IT，Oct.2004中章节4中讨论的适当的全通滤波器来实现。其对参数化立体声的讨论，具体地，关于参数化立体声参数的确定并且具体地为章节4，通过引用被合并到本文中。立体声混合矩阵4可以是根据信号DM或S₀或S*生成立体声信号L’、R’的2×2上混合矩阵。上混合单元4和解相关器10是PS解码器8的一部分。

设备2基于所接收的信号可能是有太多噪声的思想、以简单地通过组合所接收的中间信号和侧信号来重构立体声信号；然而，在所接收的侧信号或侧信号在所接收的L/R信号中的分量可以仍旧好到足以用于在PS参数估计单元3中进行立体声参数分析。所得的PS参数5然后可以用于生成立体声信号L’，R’，其相比直接处于FM接收器1的输出端处的音频信号而言具有减小了的噪声水平。

因此，有噪声的FM无线电信号可以通过使用参数化立体声概念来进行“净化”。FM无线电信号的失真和噪声的主要部分位于通常在PS下混合中不使用的侧声道中。尽管如此，即使在有噪声的接收的情况下，所接收的侧声道S通常对于PS参数提取具有足够的品质。

在本文献所示出的附图中，音频处理设备2的输入信号是左/右立体声信号。利用对音频处理设备2内的一些模块的微小修改，音频处理设备2还可以处理中/侧表示的输入信号。因此，本文所讨论的概念还可以结合按照中/侧表示的输入信号来使用。

图2所示的基于PS的FM立体声噪声减小方法针对所接收的FM无线电信号的侧信号包含来自无线电传输信道的高或中等水平的噪声的情形执行良好。但是，基于PS的FM立体声噪声减小方法具有若干缺点。因为基于PS的FM立体声噪声减小方法需要两个QMF分析组（用于PS参数的计算）和两个QMF综合组（用于生成噪声减小了的立体声信号L’、R’），所以该方法具有相当大的计算复杂度。此外，基于PS的FM立体声噪声减小方法对于增加较低频率处的频率分辨率通常利用混合（即，QMF加额外的奈奎斯特）滤波器组法。这意味着PS参数的确定通常需要大量的滤波器组操作。此外，基于PS的噪声减小方法需要超越计算（如涉及高的计算复杂度的sin()或atan()操作）。基于PS的FM立体声噪声减小方法的另一个缺点是：由于该方法不仅修改侧信号而且还修改中间信号来确定噪声减小了的立体声信号L’、R’，所以该方法不具有完全的单声道兼容性。换言之，基于PS的FM立体声噪声减小系统的输出的单声道下混合M’=(L’+R’)/2通常不同于原始中间信号M。具体地，如果所接收的立体声信号具有宽的立体声图像（即，如果所接收的立体声信号具有明显地扫调（panned）和/或解相关信号分量），则单声道下混合信号M’通常被衰减。相比之下，对于基于预测的FM立体声噪声减小系统，输出端的单声道下混合是原始中间信号（由于仅侧信号被修改/处理）。

由于基于PS的FM立体声噪声减小方法的计算复杂量是许多实施方案所关心的，所以该文献描述了一种利用基于预测的方法的用于FM立体声噪声减小的替代框架。相比基于参数化立体声（PS）框架，基于预测的框架需要较低的计算复杂度。具体地，基于预测的FM立体声噪声减小方法所使用的滤波器组的数量减小了并且避免使用超越计算。与此同时，已经示出当使用基于预测的FM立体声噪声减小方法时可以实现改善了的音频品质。

如上面所概括的，图2所示的基于PS的FM无线电噪声减小系统需要两个QMF分析滤波器组和两个QMF综合滤波器组。所有这些滤波器组操作位于信号路径上，因此需要很高的精度。两个QMF分析滤波器组对PS编码器7的输入端处的信号L和R进行操作，并且两个QMF综合滤波器组在PS解码器8的输出端处生成信号L’和R’。此外，基于PS的系统使用立体声参数IID和ICC，并且需要像sin()和atan()的超越函数来根据这些立体声参数计算立体声上混合矩阵4的元素。

建议通过使用基于预测的框架替代在图2中描绘的基于PS的系统的下混合/上混合框架来降低FM立体声噪声减小系统的计算复杂度。通过使用LR至MS转换器75和MS至LR转换器76切换至中/侧信号表示，结合基于预测的方法，可以减小所需的QMF组的数量。LR至MS转换器75生成中间信号M=(L+R)/2和侧信号S=(L-R)/2，并且如果来自FM接收器1的中/侧信号被直接馈送至图3的音频处理设备2，则可以将其省略。MS至LR转换器76进行LR至MS转换器75的逆操作。

图3示出了示例基于预测的FM无线电噪声减小系统的概要，其中细线80表示时域信号，粗线81表示QMF域信号并且虚线82表示参数。基于预测的框架使用在信号路径上的仅一个QMF分析滤波器组71和仅一个QMF综合滤波器组72，以及仅用于参数估计的第二QMF分析组73（其通常具有降低了的准确性要求）。

如上面所概述的，基于PS的FM无线电噪声减小系统通常使用混合滤波器组（即，利用奈奎斯特滤波器组对于最低QMF带进行的附加的带分割的QMF组的组合）以对于可至大约1kHz的最低频率实现较高频率分辨率。对于基于预测的FM无线电噪声减小系统，发现即使没有混合滤波器组所提供的附加的带分割也可以实现良好的音频品质。因此，基于预测的FM无线电噪声减小系统可以使用仅QMF组（即，无混合滤波器组），其进一步减小了计算复杂度并且还减小了FM无线电信号处理的算法延迟（或等待）74。

图3的基于预测的FM噪声减小系统旨在使用两个参数a和b、根据所接收的中间信号M来生成噪声减小了的侧信号S’。所接收的中间信号M从用于补偿确定噪声减小了的侧信号S’所需的计算机时间的延迟74起保持不变。这不同于其中两个信号（噪声减小了的左信号L’和右信号R’）被确定为PS参数的函数的、基于PS的FM噪声减小系统。

将所接收的中和侧信号M和S定义为M=(L+R)/2和S=(L-R)/2，可以使用预测系数a和残余信号D将侧信号表示为S=a*M+D。这意味着根据中间信号、使用预测参数a来预测侧信号。最佳预测系数a（其最小化D的能量）可以被计算为：

a=E[S*M]/E[M*M]

其中E[.]表示期望运算符。换言之，预测系数a可以被确定为所接收的侧信号和所接收的中间信号之间的互相关与中间信号的能量的比率。通常，系数a（和b）是时变和/或频变的。这意味着针对不同的时间间隔和/或不同的频率范围确定不同的系数a（和b）。如此，可以针对具体的时间间隔（例如，64ms）和/或在具体的频率范围（例如，QMF子带或多个分组QMF子带）内确定期望值E[.]。

一旦已经确定了预测系数，可以根据所接收的中间信号M和侧信号S来确定残余信号D。残余信号D可以通过所接收的中间信号M的解相关版本decorr（M）来近似。如此，侧信号的噪声减小的版本S’可以被确定为：

S’=a*M+b*decorr(M)

其中b是控制解相关信号的能量的增益因子，也称作解相关参数b。解相关中间信号decorr(M)可以使用如图2的解相关器等解相关器78来确定。解相关参数b可以被计算为：

b=sqrt(E[D*D]/E[M*M])

以使用与原始残余信号D具有相同能量的能量受控解相关信号（b*decorr(M)）来代替残余信号D。从而，预测模型的参数a和b可以在参数确定单元77内根据所接收的中间信号和所接收的侧信号来确定。

从而，使用噪声减小单元79根据所接收的中间信号M和两个参数a和b来计算基于预测的FM噪声减小系统的输出端处的立体声信号L’和R’。由于参数a和b通常按照（例如，64带的）复数QMF域表示进行估计和应用，所以可以按照时变或频变的方式来执行该处理。通常，使用感知激励时间和频率铺叠（frequencytiling）。例如，64QMF带可以根据感知频率尺度（例如，Bark尺度）来分组成总共15个频带。可以通过对较高频率处的相邻QMF带进行分组来形成通常被称为“参数带”的较宽频带，以形成感知频率尺度。参数a和b（每一个对应每个参数带）的集合通常按照规律的时间间隔（帧）来计算，例如使用大约64ms长的时间分析窗口来近似E[.]运算。为了确保参数值的从一个时间间隔（例如，帧）至下一个时间间隔的平滑转变，可以采用时间内插（例如，沿着时间线的线性插值）来生成a和b的内插参数值。内插参数值a和b然后与向其要应用内插参数值的相应QMF带信号相乘。

如上面所表示的，第二QMF分析组73仅用于参数确定单元77内的参数估计。如可以从上面所提供的公式看出的，第二QMF分析组73提供关于所接收的侧信号S的子带信息，其用于基于每参数带来确定互相关E[S*M]。换言之，第二QMF分析组73仅用于确定参数带水平（相比QMF频率带）上的期望值。再换言之，第二QMF分析组73用于确定相对粗糙的时间和频率栅上的预测参数。从而，对第二QMF分析组73的选择（例如，原型窗口的长度）、时间/频率分辨率和/或计算准确度的要求明显低于对位于信号路径内的QMF分析组71的要求。

如此，已经描述了音频处理设备2，其使得能够以相比根据图2的基于PS的FM噪声减小系统而言减小了的计算复杂度来确定噪声减小了的侧信号S’。侧信号S’和（延迟的）接收的中间信号M’可以使用MS至LR转换器76转换成噪声减小了的左立体声信号L’和右立体声信号R’。感知试验表明：除了减小计算复杂度以外，当使用在本文献中（例如，在图3中）概括的基于预测的FM噪声减小系统时，可以改善噪声减小了的FM信号的感知品质。

另一方面，观察到，当使用用于FM立体声噪声减小的基于预测的方法时，所接收的信号中由强的并且有噪声的侧信号占优的情形可以造成感知上厌烦的伪声。这样的情形可以出现在例如当所传输的立体声信号相对地静默（例如，在两首音乐之间的短暂停顿）而接收器面对中等至差的接收条件时。这样的情形可以用E[S*S]>>E[M*M]来表征，即，所接收的侧信号S的能量（明显地）高于所接收的中间信号M的能量。鉴于参数a和b取决于中间信号E[M*M]的能量并且部分地取决于侧信号E[S*S]的能量的事实，参数a和b通常在上面提到的情形中具有大的绝对值（明显大于1）。这意味着中间信号M被明显增大以确定噪声减小了的侧信号S’，从而引入伪声。此外，参数a和b可以随着时间和频率而剧烈地波动，其通常在听觉上被感知为非期望的不稳定性。

为了缓解该问题，可以对参数a和b应用后处理步骤。换言之，修改的参数a’和参数b’的集合可以使用a’=f_a(a,b)和b’=f_b(a,b)来确定。一种可能的后处理方法是应用衰减或限制因子c来获取经后处理的参数a’=a/c和b’=b/c，其中c=1时得到未修改的参数a和b。c的>1的值使噪声减小了的侧信号S’被乘以1/c，即，要被衰减因子c。应当注意，可以有a’、b’与a、b之间的关系的其他公式。

可以有根据a和b计算限制因子c的不同方法（即，c=f(a,b)）。两种可能的方法为：

c＝max(1，（a²+b²))，或者(1)

c = \max (1, \sqrt{(a^{2} + b^{2})}) . - - - (2)

使用公式（2）的方法确保噪声减小了的侧信号S’的能量不超过中间信号M的能量，而使用公式（1）的方法在上述情形中对S’应用了更强的衰减（相比公式（2）），其中E[S*S]>E[M*M]。已经发现，使用公式（2）的方法倾向于在良好的接收条件下为宽立体声信号提供稍微更好的音频品质，而使用公式（1）的方法倾向于在中等和差的接收条件的情况下更加可靠地防止上述感知上厌烦的伪声。

应当注意，在通常的接收条件下，侧信号E[S*S]的能量小于中间信号E[M*M]的能量。在该情况下，参数a和b通常小于1。公式（1）和（2）“max（取最大）”运算确保在这样的情形下限值因子c=1，即，没有施加限值。

如图3所示，可以使用参数p在通过或旁路模式下在噪声减小了的侧信号S’与原始接收（延迟）的侧信号S之间平滑地交叉渐变。通过模式可以有益于以最佳的方式来处理具有良好的接收条件的情形。为此，应该以可靠的方式来估计所接收的FM立体声信号的品质，以关于S’、S或S’与S的组合的使用做出决定来生成噪声减小了的立体声信号L’、R’。更广义地，噪声减小了的侧信号S’可以通过噪声减小增益单元31并且经旁路的侧信号S可以通过旁路增益单元30。增益单元30、31根据在其输入端处的侧信号来在其输出端处生成经放大和/或衰减的侧信号。经放大和/或衰减的侧信号在合并单元（例如，加法单元）32中被合并，从而提供用于生成噪声减小了的立体声信号L’、R’的组合侧信号。

基于预测的FM噪声减小系统还可以包括HQ（高品质）检测单元20，其被配置成确定或估计所接收的FM立体声信号L、R（或M、S）内的可听见的噪声的水平。在HQ检测单元20内确定的噪声水平估计值可以用于在噪声减小了的侧信号S’与原始（旁路）侧信号S之间进行调和（blend）。为了调和侧信号，HQ检测单元20可以被配置成设置噪声减小增益单元31和旁路增益单元30的增益值。替代地或另外地，侧信号的调和可以通过对侧信号进行（线性地或非线性地）内插来实现。替代地，侧信号之一可以基于在HQ检测单元20内确定的可听见的噪声的水平的估计值来选择。

下面，描述一种HQ检测单元20如何对所接收的FM立体声信号内的噪声的实际水平进行估计并且因此决定是更多地强调噪声减小了的侧信号S’还是更多地强调旁路侧信号S的方法。

为了区分噪声与实际的有效负载信号，假设如果侧信号S明显强于所接收的中间信号M，则所接收的侧信号S主要包括噪声。换言之，假设如果侧信号S的功率超过中间信号M的功率预定阈值，则侧信号的功率主要取决于噪声。因此，针对每个频带k，对于低的中侧比率（MSR），所接收的立体声信号M、S的信噪比（SNR）可以近似为MSR：

SNR (k) \approx MSR = \frac{E {m_{k}^{2}}}{E {s_{k}^{2}}},

如果MSR<MSR_阈值

MSR_阈值可以被设置成例如-6dB。换言之，如果侧信号的在频带k中的能量的比率超过中间信号的在频带k处的能量预定阈值（例如，+6dB），则可以认为MSR等于或近似于频带k处的SNR，从而提供对包含在所接收的FM立体声信号内的噪声的可靠估计。

可以例如从QMF组分析段71、73获得k=1,…,K频带，其中QMF音频数据的K=64个声道可以用于处理。所上面所概括的，QMF或混合QMF带可以有利地被分组成对应于非均匀感知激励尺度（例如Bark尺度）的减小了的数量个频带。如此，可以针对多个频（参数）带确定MSR，其中多个频带的分辨率被感知地激励。例如，QMF滤波器组可以包括64个QMF带或混合QMF滤波器可以包括71个带。这些滤波器组的分辨率通常在高频范围内会过高。如此，按照感知激励的方式来对一些带进行分组是有益的。如上面所概括的，基于预测的FM噪声减小系统中的参数对应于这样的分组（感知激励的）频带。例如，基于预测的FM噪声减小系统的参数a和b可以使用在与信号帧（包括例如2048个采样）对应的时间窗内的总共15至20个分组QMF频率带来确定。用于确定参数a和b的相同的频率或参数带还可以用于确定每频率/参数带的MSR值，从而减小总体计算复杂度。

对于中间信号M和某个给定时间点n的参数带k的功率可以计算为期望值：

E {m_{k}^{2}} = \frac{1}{N} Σ_{n = n_{1}}^{n_{1} + N - 1} m_{k, n}^{2}

其中，位于时刻或采样n₁与n₁+N-1之间的矩形窗口被使用。应当注意，可以使用其他窗口形状确定期望值。替代的时间/频率表示（除QMF以外）也可以使用，如离散傅里叶变换（DFT）或其他变换。还是在该情况下，频率系数可以分组成较少（感知激励的）参数带。

当侧信号S不强于中间信号M（或没有强了因子MSR_阈值），通常不能使用MSR进行SNR估计。换言之，当侧信号S不强于中间信号M（或没有强了因子MSR_阈值）时，MSR通常不是SNR的良好估计。在该情况下，SNR可以基于SNR的一个或更多个先前估计来确定。这可以通过应用如在图5的步骤104的上下文中描述的平滑或衰减函数来实施。

图4示出了在有噪声的FM无线电接收条件下中间信号60的功率谱和侧信号61的功率谱。对于具有强的占优的中间信号M的频带，侧信号S是否为噪声是含糊不清的。侧信号S可以例如是环境信号的一部分或是扫调信号的一部分。从而，这些频带通常不提供对所接收的FM立体声信号L、R（或M、S）内的噪声的功率的可靠指示。但是，关于其中侧信号S明显强于中间信号M（例如，强了至少6dB或几乎10dB）的频带，这可以当做侧信号S内的由无线电传输引起的基本上纯噪声的非常相似的指示。这样的情形（其中在图4中在大约2kHz和5kHz处可以看到。如此，MSR在整个频带k=1,…,K上的最小值可以被认为是所接收的FM无线电信号的SNR的可靠指标（即，整个所接收的FM无线电立体声信号的品质的可靠指标）。

如音乐或语音等音频内容通常相比在低频范围而言在高频范围具有较小的有效负载能量。此外，高频范围的有效负载能量相比在低频范围内可能不太连续。如此，所接收的FM信号的噪声的能量相比在低频范围内而言在高频范围内容更容易被检测。鉴于此，将对MSR的分析限制在总共K个频带的所选择的子范围会是有益的。具体地，将对MSR的分析限制至总共K个频带的上子范围（例如，限制至K个频带的上半部分）会是有益的。如此，可以使得用于检测所接收的FM信号的品质的方法变得更加鲁棒。

鉴于以上内容，可以定义高品质因子α_HQ，其取决于在k=1,…,K的一些或所有频带上（例如，跨越高频带）的对MSR的分析。高品质因子α_HQ可以用作所接收的FM无线电立体声信号内的可听见的噪声的指标。没有噪声的高品质信号可以由α_HQ=1来指示，并且具有高噪声的低品质信号可以由α_HQ=0来指示。中间品质状态可以通过0<α_HQ<1来指示。高品质因子α_HQ可以根据下式从MSR值获得：

其中MSR阈值MSR_LOW和MSR_HIGH是预定的归一化阈值并且可以分别在示例中被选为-6dB和-3dB。由于这样的归一化，确保高品质因子α_HQ在0至1之间取值。

在上面的公式中，q是根据一个或更多个MSR值而获得的值。如上面表示的，q可以根据频率带的子集上的最小MSR值来获得。此外，q可以设置为最小MSR值的反转峰值-衰减值。替代地或另外地，可以使用任何其他平滑方法来对品质指标参数q的估值从时间上进行平滑。

高品质因子α_HQ可以用于噪声减小了的侧信号S’与原始未处理侧信号S之间的切换或淡化或内插。这意味着高品质因子α_HQ=p可以用作旁路增益单元30的增益，而因子(1-α_HQ)=1-p可以用作噪声减小增益单元31的增益。

HQ检测算法100的实施方式可以通过图5所示的以下步骤来描述：●在步骤101中，计算中间信号功率和侧信号功率，即，针对频带或参数带k（例如，K_low<k≤K_high）中的一些或所有来确定中间信号的能量和侧信号的能量在示例中，K_high=K并且K_low=K/2（即，仅考虑频带的上半部分）。例如使用上面提供的用于期望值的平均公式在时刻n处确定中间功率和侧功率

●在步骤102中，用于频带k中的一些或全部的中侧比率（MSR）值被确定为例如

γ_{k} = 10 \log_{10} (\frac{P_{k}^{M}}{P_{k}^{s}}) .

●在步骤103中，用于某个频率范围的最小MSR值被确定，其中频率范围例如是K_low<k≤K_high。

●在步骤104，在时间上对最小MSR值进行平滑，例如通过将MSR峰值确定为γ_peak（n）＝min（κγ_peak(n-1)，γ_min)，其中延迟因子κ＝exp(-1/(F_sτ)))τ为时间恒定值例如等于2秒并且/，"是帧速率，即，有多频繁地执行步骤104的速率。这实现了从时间上对最小MSR值进行平滑的反转峰值-衰减值函数。

●在步骤105中，时刻n处的高品质因子α_HQ通过使用时刻n处的MSR峰值γ_peak(n)，冉即通过使用时刻n处的经平滑的最小MSR值来确定，其中q＝γ_peak(n)，如下：

如上所表示的，MSR阈值可以设置为例如MSR_LOW=-6dB并且MSR_HIGH=-3dB。

●在步骤107中，时刻n处的高品质因子α_HQ可以应用于如图3所示的侧信号调和处理。

上面提到的HQ检测算法100可以针对后续的时刻进行迭代（由从步骤107返回步骤101的箭头所示出）。

用于确定所接收的FM无线电立体声信号的高品质的方法或系统还可以通过使高品质因子α_HQ取决于一个或更多个另外的噪声指标（除了一个或更多个MSR值以外）来进一步改善。具体地，可以使高品质因子α_HQ取决于所接收的FM无线电立体声信号的谱平坦度测量（SFM）。如在WOPCT/EP2011/064077中所概括的，可以确定被归一化在0与1之间的所谓的SFM_impact_factor。SFM_impact_factor=0可以对应于指示侧信号S的功率谱的低SFM值，其谱功率集中在相对少数个频带中。即，值为0的SFM影响因子表示低水平的噪声。另一方面，值为1的SFM影响因子对应于高SFM值，其指示该频谱在所以频带中具有类似的功率量。从而，值为1的SFM影响因子表示高水平的噪声。

修改的高品质因子α′_HQ可以根据下式来确定：

α′_HQ＝(1-SFM_impact_factor)*α_HQ

从而，如果SFM_impact_factor=1（指示所接收的FM无线电立体声信号内的高水平噪声），则强调高品质因子α′_HQ＝0（表示低品质，即，高度噪声），反之亦然。应当注意，上面提到的用于组合基于MSR的高品质因子α_HQ和SFM的效果的公式仅为一种将两个噪声指标组合为联合（修改）高品质因子α′_HQ的可能方式。SFM_impact_factor会有益于检测中间信号和侧信号两者都具有相当平坦的谱并且能量接近的噪声情况。在这些情况下，最小MSR值γ_min通常接近0dB而不管所接收的FM无线电立体声信号内的明显大量的可听见的噪声。修改的高品质因子α′_HQ在上述PS处理/旁路调和处理中可以代替高品质因子α_HQ。

下面，描述用于增强对于HQ检测的方法及系统的另一个选项。修改的高品质因子α′_HQ可以通过影响高品质因子α_HQ作为软噪声门的总侧水平S_sum，即，可以被确定为侧信号的能量（在整个频带上）的侧信号的总水平（即，能量或功率），来进行确定。由此，修改的高品质因子α′_HQ可以根据下式来确定：

α_{HQ}^{'} = g_{gate} α_{HQ},

其中

阈值S_THWRES_LOW和S_THRES_HIGH可以用于将门因子g_gate归一化为0与1之间的值。具有水平为S_sum<S_THRES_LOW的侧信号的FM信号可以被认为具有低品质，而具有水平为S_sum>S_THRES_HIGH的侧信号的FM信号可以具有高品质。

用于提供增强HQ检测算法的另一个选项是使高品质因子α_HQ受如例如在WOPCT/EP2011/064084中描述的隐藏检测器的输出的影响。修改的高品质因子α′_HQ可以通过考虑基于预测的FM无线电噪声减小系统内的隐藏是否有效来确定，以隐藏FM接收器的非期望单声道失落情形。修改的高品质因子α′_HQ可以根据α′_HQ＝(1-δ_conceal)α_HQ来确定，其中如果隐藏有效则δ_conceal＝1，否则δ_conceal＝0。这意味着如果基于预测的FM无线电噪声减小系统内的隐藏有效，则所接收的FM无线电信号当然被认为具有低品质（α′_HQ＝0），否则基于高品质因子α_HQ的计算值来估计所接收的FM无线电信号的品质。为了避免当从隐藏状态（即，δ_conceal＝1）恢复时的（能听见的）不连续性，即，为了确保修改的高品质因子α′_HQ从0值到非0值的平滑转变，每当δ_conceal＝1时就使最小MSR值γ_min为γ_min＝MSR_LOW，以使得通过图5的步骤104的平滑方法来确保平滑转变。由于使得高品质因子取决于隐藏状态δ_conceal，可以实现快速切换至使用基于预测的FM无线电噪声减小的模式（即，在突然出现差的接收条件时至FM无线电噪声减小处理的快速转变）、和返回至旁路模式的缓慢调和（当接收条件已经改善时）。

下面描述用于增强HQ检测方法的另一个选项。MSR值γ_k可以根据下式针对大扫调信号进行调节：

{γ^{'}}_{k} = γ_{k} + λ = 10 \log_{10} (\frac{P_{k}^{M}}{P_{k}^{s}}) + λ

参数λ指示所接收的FM无线电立体声信号的扫调程度。参数λ可以根据所接收的左侧信号L和所接收的右侧信号R的能量比率来确定，例如，根据：

λ = | 10 \cdot \log_{10} (\frac{P^{L}}{P^{R}}) |

其中|P^L＝E{L²}是所接收的左侧信号的能量或功率，并且|P^R＝E{R²}是所接收的右侧信号的能量或功率。从而，针对具有左侧信号L与右侧信号R之间的明显能量差的重度扫调的信号，MSR值γ_k增加了。L信号与R信号之间这样的大的差导致具有相对高的能量的侧信号S，即使侧信号S不包括噪声。通过增加MSR值γ_k，最小MSR值γ_min增加，从而增加高品质因子α_HQ。从而，使用参数λ有助于避免根据由于宽（音乐）立体声混合和立体声加宽后处理而引起的强的侧信号S对低品质信号的虚假检测。

应当注意，用于确定修改的高品质因子α_HQ的上面提到的选项可以单独使用或以彼此的任意组合来使用。

此外，应当注意，高品质因子α_HQ可以用于调节基于预测的FM立体声无线电噪声减小系统中的参数a和b。具体地，限制因子c可以通过品质指标α_HQ来影响。这可以根据来下式来完成：

c = \max (1, {(a^{2} + b^{2})}^{(1 - α_{HQ} + ϵ)})

其中ε是当品质指标α_HQ＝1即当所接收的FM信号包括低度噪声时防止a和b无穷大（或不可思议地大的数字）的可选调节值（小的数字）。

取决于品质指标α_HQ的限制函数c＝f(a，b，α_HQ）的目的在于限制低品质FM信号（α_HQ接近0）的a和b而不限制（或仅稍微限制）高品质FM信号（α_HQ接近1）的a和b。应当注意，用于修改取决于品质指标α_HQ的限制因子的上面提到的函数当α_HQ＝0时近似于c的第一函数（1），当α_HQ＝0.5时近似于第二函数（2），并且当α_HQ＝1时对于参数a和b“无限制”。此外，应当注意，上面提到的公式仅是实施将所接收的FM信号的品质考虑在内的修改的限制函数的一个示例。

图3所示的噪声减小了的侧信号S’和经旁路的侧信号S的选择或合并可以按照频率选择性方式来进行。可能的实施会包括对图3的框图的以下修改。图3中的框图可以被修改以使得增益单元30、31和合并单元32能够在侧信号综合分析组“QMF^-1”72之前在QMF域进行。此外，旁路增益单元30的输入可以是“QMF_S”分析滤波器组73的输出。这意味着在通过情况下滤波器组73位于信号路径，并且因此具有与“QMF”分析滤波器组71相同的准确度要求。QMF综合滤波器组72可以用于将合并的侧信号（合并单元32的下游）转换至时域。

在替代实施方式中，频率选择性可以限制为两个频带，即，高频带和低频带。具体地，低频带可以固定至旁路路径，即，重构的侧信号可以对应于低频范围的所接收的侧信号S，而在高频范围中，可以使用噪声减小了的侧信号S’（或根据品质指标p的调和侧信号）。

WOPCT/EP2011/064077描述了通过使用谱平坦度测量来减小或移除噪声减小了的立体声信号中非期望量的解相关分量的技术。这些技术还可以应用于在本文献中描述的基于预测的FM无线电噪声减小系统。具体地，谱平坦度测量可以通过按照如下修改参数b来应用：

b_new＝(1-SMF_impact_factor)*b

这意味着SFM_impact_factor=1会使得b_new=0。对于SFM_impact_factor=0，b会保持不变。如此，在SFM_impact_factor=1的具有高的谱平坦度的侧信号（指示有噪声的侧信号）的情况下，不对噪声减小了的侧信号S’添加解相关，以使得噪声减小了的侧信号S’对应于所接收的中间信号的缩放版本，即，a*M。

下面概述用于确定SFM_impact_factor的示例。在典型的所接收的FM无线电立体声信号中，中间信号M的功率谱相对陡峭，在低频率范围中具有高水平的能量。另一方面，侧信号S通常具有总的低度的能量和相对平坦的功率谱。

由于侧信号噪声的功率谱相当平坦并且具有特征斜率，所以SFM以及斜率补偿可以用于估计所接收的FM信号内的噪声水平。可以使用不同类型的SFM值。即，SFM值可以按照各种方式来计算。具体地，可以使用瞬时SFM值以及SFM的平滑版本。瞬时SFM值通常对应于侧信号的信号帧的SFM，而瞬时SFM值的平滑版本还取决于侧信号的先前信号帧的SFM。

一种用于确定来自侧信号的影响因子的方法可以包括确定侧信号的功率谱的步骤。通常，使用侧信号的特定数量的采样（例如，单个帧的采样）来完成此步骤。对于多个频率带k（例如，k=1,…,K），功率谱可以被确定为侧信号的能量值功率谱的确定时间段可以与用于确定参数a和b的时间段对准。如此，可以针对相应的参数a和b的有效期来确定侧信号的功率谱。

在后续步骤中，侧信号噪声的功率谱的特征斜率可以被补偿。例如可以通过确定单声道信号集的侧信号的平均功率谱来试验性地（在设计/调谐阶段）确定特征斜率。替代地或另外地，可以例如使用对当前侧信号的功率谱的线性回归来根据当前侧信号自适应地确定特征斜率。特征斜率的补偿可以通过逆噪声斜率滤波器进行。从而，应该获取斜率补偿的、可能平坦的功率谱，其不会展现出单声道语音音频信号的侧信号的功率谱的特征斜率。

使用（斜率补偿的）功率谱，可以确定SFM值。SFM可以根据下式来计算：

SFM = \frac{{(\prod_{k = 0}^{N - 1} E {s_{k}^{2}})}^{1 / N}}{\frac{1}{N} Σ_{k = 0}^{N - 1} E {s_{k}^{2}}}

其中表示侧信号在频带或参数带k中的功率。用于基于预测的FM噪声减小系统的频率划分通常包括15到20个参数带。SFM可以被描述为功率谱的几何平均与功率谱的算术平均之间的比率。

替代地，SFM可以在频谱的子集上进行计算，该子集仅包括范围从K_low至K_high的频带。该方式（例如一个或几个频带）可以被排除以移除不需要的直流（例如低频）偏移。当调节带边界时，应该相应地修改上面提到的用于计算SFM的公式。

为了限制计算复杂度，所以SFM公式可以可替代地由其基于例如软件实现领域的技术人员都知道的泰勒展开、查找表或类似的技术的数字近似来代替。此外，还有其他测量谱平坦度的方法，例如频率功率区（frequencypowerbin）的最小值与最大值之间的标准偏差或差等。在本文献中，词语“SFM”表示这些测量中的任意测量。

使用侧信号的特定时间段或帧的SFM值，可以确定影响因子。为此，SFM被映射至例如0至1的缩放因子。SFM影响因子的映射和确定可以根据下式来进行：

SFM_impact_factor = \{\begin{matrix} 0 & , & SFM < α_{low_thresh} \\ \frac{SFM - α_{low_thresh}}{α_{high_thresh_α_{low_thresh}}} & , & α_{low_\leq SFM \leq α_{high_thresh}} \\ 1 & , & SFM > α_{high_thresh} \end{matrix}

其中两个阈值α_low_thresh和α_high_thresh根据SFM值的平均范围来选择，其范围通常为0.2至0.8。归一化阶段的主要目的是确保SFM影响因子规则地跨越0至1之间的完整区域。如此，归一化确保“正常”非平坦谱（SFM<α_low_thresh不被检测为噪声以及对于高值（SFM>α_high_thresh）该测量饱和。换言之，归一化提供了更加清楚地区分高噪声情形（SFM>α_high_thresh）与低噪声情形（SFM<α_low_thresh）的影响因子。

WOPCT/EP2011/064084描述了以下技术：借助于结合使用先前估计立体声参数在这样的单声道时间间隔期间生成噪声减小了的FM立体声信号的机制的可靠的单声道检测器来隐藏FM接收器1的单声道接收的短间隔。在WOPCT/EP2011/064084中概括的技术还可以应用于在本文献中描述的基于预测的FM无线电噪声减小系统。

如上面所表示的，FM接收器1可以根据时变的差的接收条件（例如，“衰落”）在单声道与多声道之间进行切换。为了在单声道/立体声切换期间维持立体声声音图像，可以使用错误隐藏技术来隐藏短的单声道失落。因为FM接收器1的音频输出失落至单声道，所以基于预测的FM无线电噪声减小中的隐藏方法在新参数a和b不能被计算的情况下使用基于先前估计的参数的预测和解相关参数a和b。因此，当FM立体声接收器1切换至单声道音频输出时，图3的基于预测的FM无线电噪声减小系统继续使用先前估计的参数a和b（各自用于每个频带）。如果立体声输出中的失落时间段短到足以使FM无线电信号的立体声声音图像在失落时间段期间保持类似，则在设备2的音频输出中失落是听不见的或仅依稀可听见。另一种方法可以根据先前估计的参数来内插和/或外插参数a和b。如果，FM接收不是足够快地返回立体声，则参数a和b可以缓慢地衰退在几秒之后接近0，其意味着仅输出单声道信号（即，中间信号）。

替代地或另外地，基于预测的FM立体声噪声减小系统可以在接受条件差以至于仅单声道信号被接收的情况下使用参数a和/或b的默认值来生成“伪立体声”信号。默认值可以取决于中间信号的语音/音乐分类。换言之，基于预测的FM立体声噪声减小系统可以包括用于基于所接收的中间信号对所接收的FM无线电信号进行分类的分类器。例如，该分类器可以被配置成将所接收的FM无线电信号分类为语音信号或音乐信号（例如，基于所接收的中间信号的频率分析）。基于预测的FM立体声噪声减小系统然后可以基于确定的所接收的FM无线电信号的类型来选择参数a和/或b的适当值。如此，所接收的FM无线电信号的单声道失落可以使用（取决于类型的）默认参数值来隐藏。

使用基于预测的FM无线电噪声减小系统的隐藏需要单声道失落的可靠检测以触发隐藏，即，为了将隐藏状态δ_conceal从0设置到1。可能的单声道/立体声检测器可以基于对满足条件“左信号=右信号（或左信号-右信号=0）”的信号的单声道部分的检测。然而，由于左信号和右信号能量以及侧信号能量即使在健康的接收条件下也可以波动很多的事实，这样的单声道/立体声检测器会导致隐藏处理的不稳定表现。

为了避免隐藏的这种不稳定表现，单声道/立体声检测和隐藏机制可以实施为状态机。示例状态机在图6中被示出。图6的状态机使用侧信号S的绝对能量即E_S（或如上面定义的P^S）的两个参考水平。用于计算E_S的侧信号S可以在截止频率通常为250Hz下被高通滤波。这些参考水平是上参考水平ref_high和下参考水平ref_low。在上参考水平（ref_high）之上，信号被认为是立体声，并且在下参考水平（ref_low）之下，信号被认为是单声道。

侧信号能量E_S被计算为状态机的控制参数。可以在例如与参数a和b的有效的时间段对应的时间窗口上计算E_S。换言之，确定侧信号能量的频率可以与确定参数a和b的频率对准。在该文献中，用于确定侧信号能量E_S（以及可能有参数a和b）的时间段被称为信号帧。图6的状态机包括5个条件，每当计算新帧的能量E_S时对这5个条件进行验证：

—条件A指示侧信号能量E_S超过上参考水平ref_high。上参考水平可以称为高阈值。

—条件B指示侧信号能量E_S小于或等于上参考水平ref_high并且大于或等于下参考水平ref_low。下参考水平可以称为低阈值。

—条件B1对应条件B，但是添加了额外的时间条件。制约条件B满足的时间条件小于阈值数量的帧或小于阈值时间。该阈值可以称为帧阈值。

—条件B2对应条件B，并且有额外的条件，其规定制约条件B满足的额外时间条件大于或等于阈值数量的帧，或者大于或等于阈值时间。

—条件C指示侧信号能量E_S小于下参考水平ref_low。

此外，图6的示例状态机使用5个状态。不同的状态的达成受制于上面提到的条件并且受制于图6所示的状态图。通常在基于预测的FM无线电立体声噪声减小系统内在不同的状态进行以下动作：

—在状态1中，例如基于根据当前音频信号确定的参数a和b来进行正常的立体声操作。隐藏状态δ_conceal保持为0。

—在状态2中，基于对当前音频信号而确定的参数a和b来进行正常的立体声操作。鉴于以下事实该状态仅为过度性的：针对大于或等于帧阈值的多个帧或针对大于或等于时间阈值的时间，条件B满足（即，条件B2），或在该多个帧或时间过去之前，条件A或条件C满足。隐藏状态δ_conceal保持0不变。

—在状态3中，基于对当前音频信号确定的参数a和b进行立体声操作。可以看出，状态3可以到达从状态1经由状态2至状态3的路径上。鉴于条件B2用于转变的最小数量的帧或最小量的时间的事实，路径“状态1、状态2、状态3”表示从正常的立体声操作（例如，音乐）至正常的单声道操作（例如，语音）的缓慢（即，平滑）转变。隐藏状态δ_conceal被设置为0或保持为0。

—在状态4中，使用先前确定的参数a和b例如在状态1中确定的最近的参数a和b来开始单声道失落隐藏。可以看出如果条件C满足，即，如果侧信号能量E_S从大于ref_high陡降至小于ref_low，则可以从状态1直接到达状态4。替代地，但是仅当条件B仅在几个帧或仅在很短的时间段满足时，可以从状态1经由状态2到达状态4。如此，路径“状态1、状态4”以及“状态1、状态2、状态4”表示快速即突然的从正常的立体声操作（例如，音乐）至强迫单声道操作的转变。强迫单声道操作通常由于：例如当立体声复用信号19kHz的导频音的水平或强度跌至预定水平之下时，FM接收器突然切断侧信号，从而使得对来自所接收的立体声复用信号的侧信号的可靠解调变得不可能。隐藏状态δ_conceal被设置为1，以指示使用了基于预测的FM无线电噪声减小系统内的隐藏。

—在状态5中，例如基于已经在状态4中建立的参数a和b来继续单声失落隐藏。在所示出的实施方式中，如果条件C被满足，即，状态5表示稳定的单声道失落隐藏状态（其中，先前确定的参数a和b被使用以根据所接收的中间信号生成噪声减小了的侧信号），则仅可以从状态4到达状态5。参数a和b可以以几秒钟的时间常数衰退至0，从而产生从立体声缓慢转变至单声道的输出信号。隐藏状态δ_conceal通常维持1不变。

如已经所指出的，所示出的状态图确保：仅当由FM接收器接收的音频信号在几个时间窗/帧内从立体声变为单声道时，即，当从立体声至单声道的转变很突然时，才触发隐藏。另一方面，在具有在立体声水平以下（ref_high）而在单声道水平（ref_low）以上的能量E_S的侧信号中具有噪声的情况下，即，在侧信号内仍旧有足够的信息来生成适当的参数a和b的情况下，防止触发隐藏。同时，甚至当信号从立体声变化至单声道时，例如，当信号从音乐转变为语音时，将不触发隐藏检测，从而确保原始的单声道信号不会因对隐藏的错误应用而被渲染成假的立体声信号。可以基于侧信号能量E_S从ref_high以上至ref_low以下的平滑转变来检测从立体声至单声道的真实转变。

在本文献中，描述了用于改善FM无线电接收器的感知性能的系统及方法。具体地，描述了使用基于预测的方法来确定噪声减小了的FM立体声信号的方法及系统。通过使用基于预测的FM无线电噪声减小系统，噪声减小的计算复杂度相比基于PS的FM无线电噪声减小系统而言可以减小。此外，描述了用于改善基于预测的FM无线电噪声减小系统的性能的各种方法。具体地，描述了使用品质指标来在噪声减小了的侧信号和原始的侧信号之间进行调和。此外，描述了使基于预测的FM无线电噪声减小系统的参数适应于所接收的侧信号的谱特征，从而可靠地区分有噪声的接收条件与良好的接收条件。此外，还描述了隐藏方法以使基于预测的FM无线电噪声减小系统适于单声道失落情形。

本文献中所描述的方法及系统可以实施为软件、固件和/或硬件。某些部件可以例如实施为运行在数字信号处理器或微处理器上的软件。其他部件可以例如实施为硬件或专用集成电路。在所描述的方法及系统中所遇到信号可以存储在如随机存取存储器或光存储介质等的介质上。这些信号可以通过网络如无线电网络、卫星网络、无线网络或有线网络例如因特网来传输。利用本文献中的方法及系统的典型装置是用于存储和/或渲染音频信号的便携式电子装置或其他消费设备。

Claims

1.一种被配置成减小接收的多声道FM无线电信号的噪声的设备(2)，其中所述接收的多声道FM无线电信号能够被表示成接收的中间信号和接收的侧信号，其中所述接收的侧信号指示所述接收的多声道FM无线电信号的左信号与右信号之间的差，所述设备(2)包括：

参数确定单元(77)，其被配置成对指示所述接收的中间信号与所述接收的侧信号之间的相关和/或解相关的一个或更多个参数进行确定，其中，所述参数确定单元(77)被配置成对指示所述接收的中间信号与所述接收的侧信号之间的解相关的解相关参数b进行确定；以及

噪声减小单元(79)，其被配置成使用所述一个或更多个参数、根据所述接收的中间信号生成噪声减小了的侧信号，其中，所述噪声减小单元(79)被配置成还使用所述解相关参数b、根据所述接收的中间信号的解相关版本来生成所述噪声减小了的侧信号，其中所述接收的侧信号不位于用于生成所述噪声减小了的侧信号的信号路径中。

2.根据权利要求1所述的设备(2)，其中

所述参数确定单元(77)被配置成对指示所述接收的中间信号与所述接收的侧信号之间的互相关的预测参数a进行确定；以及

所述噪声减小单元(79)被配置成使用所述预测参数a、根据所述接收的中间信号生成所述噪声减小了的侧信号。

3.根据权利要求2所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成基于所述接收的中间信号与所述接收的侧信号的相应采样的乘积的期望值来确定所述预测参数a。

4.根据权利要求3所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成将所述预测参数a确定为：

a＝E[S*M]/E[M*M]

其中E[.]表示期望运算符，S是所述接收的侧信号，M是所述接收的中间信号。

5.根据权利要求2至4中任一项所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成基于所述接收的侧信号和使用所述预测参数a根据所述中间信号确定的信号的差信号的能量来确定所述解相关参数b。

6.根据权利要求5所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成将所述解相关参数b确定为：

b＝sqrt(E[D*D]/E[M*M])

其中，D＝S-a*M为所述差信号。

7.根据权利要求4所述的设备(2)，其中所述噪声减小单元(79)被配置成通过使用全通滤波器对所述接收的中间信号进行滤波来生成所述接收的中间信号的解相关版本。

8.根据权利要求4所述的设备(2)，其中

所述参数确定单元(77)被配置成对以所述接收的侧信号的谱平坦度来表征的影响因子进行确定；以及

所述解相关参数b取决于所述影响因子。

9.根据权利要求8所述的设备(2)，其中所述解相关参数b在所述影响因子指示所述接收的侧信号的谱平坦度的增加程度时减小。

10.根据权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，其中

所述参数确定单元(77)被配置成以时变方式来确定所述一个或更多个参数；以及

所述噪声减小单元(79)被配置成使用所述一个或更多个时变参数来生成所述噪声减小了的侧信号。

11.根据权利要求10所述的设备(2)，其中

所述参数确定单元(77)被配置成：针对所述一个或更多个参数中的第一参数来确定用于相应的时间间隔序列的第一参数序列；以及

所述第一参数序列中的、用于所述时间间隔序列的特定时间间隔的特定第一参数是使用位于所述特定时间间隔内的、所述接收的中间信号和/或所述接收的侧信号的采样来确定的。

12.根据权利要求11所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成通过从所述第一参数序列内插相邻第一参数来确定内插的第一参数序列。

13.根据权利要求11所述的设备(2)，被配置成通过以下方式来检测所述接收的多声道FM无线电信号是强迫单声道信号：

确定所述接收的侧信号在所述时间间隔序列中的第一时间间隔内的能量，其中所述能量大于高阈值；

确定多个后续连续的时间间隔的转变时间段，在所述转变时间段期间，所述侧信号的能量从大于所述高阈值的值跌至小于低阈值的值；以及

如果所述转变时间段的连续的时间间隔的数量小于间隔阈值，则确定接着所述第一时间间隔的所述接收的多声道FM无线电信号是强迫单声道信号。

14.根据权利要求13所述的设备，其中，如果检测到在接着所述第一时间间隔的时间间隔中所述接收的多声道FM无线电信号是强迫单声道信号，则所述参数确定单元(77)被配置成根据所述第一时间间隔的一个或更多个参数来确定接着所述第一时间间隔的所述时间间隔的一个或更多个参数。

15.根据前述权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，其中

所述参数确定单元(77)被配置成以频变方式来确定所述一个或更多个参数；以及

所述噪声减小单元(79)被配置成使用所述一个或更多个频变参数来生成所述噪声减小了的侧信号。

16.根据权利要求15所述的设备(2)，还包括：

中间变换单元(71)，其被配置成根据所述接收的中间信号来生成覆盖相应的多个频率范围的多个中间子带信号；以及

侧变换单元(73)，其被配置成根据所述接收的侧信号来生成覆盖所述相应的多个频率范围的多个侧子带信号；并且

其中所述参数确定单元(77)被配置成针对所述一个或更多个参数中的第二参数，根据相应的所述多个中间子带信号和相应的所述多个侧子带信号来确定多个第二子带参数。

17.根据权利要求16所述的设备(2)，其中关于以下中至少之一，所述侧变换单元(73)相比所述中间变换单元(71)而言满足更低的要求：

频率选择性；

频率分辨率；

时间分辨率；以及

数值准确度。

18.根据权利要求16所述的设备(2)，其中

所述噪声减小单元(79)被配置成根据相应的所述多个中间子带信号和相应的所述多个第二子带参数来生成多个噪声减小了的侧子带信号；以及

所述噪声减小单元(79)包括逆变换单元(72)，其被配置成根据所述多个噪声减小了的侧子带信号来生成所述噪声减小了的侧信号。

19.根据权利要求16所述的设备(2)，其中所述中间变换单元(71)和/或所述侧变换单元(73)是QMF滤波器组。

20.根据权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，其中所述参数确定单元(77)被配置成通过向所述一个或更多个参数应用限制因子c来限制所述一个或更多个参数。

21.根据权利要求20所述的设备(2)，其中，对于c>1，所述限制因子c与所述一个或更多个参数的平方和成比例。

22.根据权利要求20所述的设备(2)，其中，对于c>1，所述限制因子c与所述一个或更多个参数的平方和的平方根成比例。

23.根据权利要求20所述的设备(2)，其中，所述限制因子c的应用不增大所述一个或更多个参数。

24.根据权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，包括：

延迟单元(74)，被配置成将所述接收的中间信号的采样延迟与生成所述噪声减小了的侧信号的相应采样所需的计算时间相对应的时间量。

25.根据权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，包括：

组合单元(30、31、32)，其被配置成使用表示所述接收的多声道FM无线电信号的品质的品质指标，根据噪声减小了的侧信号和所述接收的侧信号来确定修改的噪声减小了的侧信号。

26.根据权利要求25所述的设备(2)，其中所述组合单元(30、31、32)包括：

噪声减小增益单元(31)，其被配置成使用噪声减小增益来对所述噪声减小了的侧信号进行加权；

旁路增益单元(30)，其被配置成使用旁路增益对所述接收的侧信号进行加权；以及

合并单元(32)，其被配置成对经加权的噪声减小了的侧信号和经加权的接收的侧信号进行合并，其中，所述噪声减小增益和所述旁路增益取决于所述品质指标。

27.根据权利要求25所述的设备(2)，其中所述组合单元被配置成以频率选择性方式确定所述修改的噪声减小了的侧信号。

28.根据权利要求25所述的设备(2)，包括品质确定单元(20)，所述品质确定单元(20)被配置成通过以下方式来确定所述品质指标：

确定(101)被称为中间功率的所述接收的中间信号的功率以及被称为侧功率的所述接收的侧信号的功率；

确定(102)所述中间功率与所述侧功率的比率，从而产生中侧比率；以及

基于至少所述中侧比率来确定(105)所述接收的FM无线电信号的所述品质指标。

29.根据权利要求1-4中任一项所述的设备(2)，包括MS至LR转换器(76)，其被配置成根据所述接收的中间信号和所述噪声减小了的侧信号来确定噪声减小了的左信号和噪声减小了的右信号。

30.根据权利要求29所述的设备(2)，其中所述MS至LR转换器(76)被配置成：

根据所述接收的中间信号和所述噪声减小了的侧信号的和来确定所述噪声减小了的左信号；以及

根据所述接收的中间信号与所述噪声减小了的侧信号的差来确定所述噪声减小了的右信号。

31.一种用于减小接收的多声道FM无线电信号的噪声的方法，其中所述接收的多声道FM无线电信号能够表示成接收的中间信号和接收的侧信号，所述方法包括：

对指示所述接收的中间信号与所述接收的侧信号之间的相关和/或解相关的一个或更多个参数进行确定，其中，所述一个或更多个参数包括指示所述接收的中间信号与所述接收的侧信号之间的解相关的解相关参数b；以及

使用所述一个或更多个参数、根据所述接收的中间信号来生成噪声减小了的侧信号，其中，生成所述噪声减小了的侧信号包括还使用所述解相关参数b、根据所述接收的中间信号的解相关版本来生成所述噪声减小了的侧信号；其中，所述接收的侧信号不位于用于生成所述噪声减小了的侧信号的信号路径中。