KR20140027564A

KR20140027564A - Ｏｆｄｍ을 위한 소프트 핸드오프

Info

Publication number: KR20140027564A
Application number: KR1020147004050A
Authority: KR
Inventors: 지앙글레이 마; 밍 지아; 페이잉 쥬; 웬 통; 동-셍 유
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2002-03-22
Filing date: 2003-01-22
Publication date: 2014-03-06
Also published as: US20060182063A1; KR101300947B1; WO2003081938A1; KR101434945B1; KR20100111728A; US7864735B2; US7042858B1; AU2003202721A1; US8619713B2; DE60333826D1; US9414279B2; US20140023046A1; KR20130054446A; CN100579096C; CN1653844A; KR101446573B1; KR20130064811A; US20090103494A1; EP1491065A1; KR20090128576A

Abstract

본 발명은 OFDM 시스템에서의 소프트 핸드오프들에 관한 것이다. 각각의 이동 단말기는 인접 기지국들로부터의 전송의 파일럿 신호 세기들을 측정한다. 기지국을 위한 파일럿 신호 세기가 정의된 임계값을 초과하면, 그 기지국은 활성 세트 리스트에 부가된다. 각각의 이동 단말기는 기지국 제어기와 서빙 기지국을 통지하고, 그 이동 단말기는 유일한 서빙 기지국을 식별하거나 소프트 핸드오프 모드를 트리거하며, 스케줄링과 공간-시간 코딩의 결합을 이용하여 효율적이고 신뢰할만한 핸드오프들에 영향을 미친다.

Description

ＯＦＤＭ을 위한 소프트 핸드오프{SOFT HANDOFF FOR OFDM}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로서, 특히 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템에서의 소프트 핸드오프를 용이하게 한다.

무선 통신 시스템들은 통신 가능 구역들을 셀들로 분리하고, 각각의 셀은 기지국에 의해 서빙된다. 이동 단말기는, 현재의 셀 뿐만 아니라 인접 셀들을 위해 서빙 기지국의 신호 세기들을 계속해서 모니터할 것이다. 이동 단말기는 신호 세기 정보를 네트워크로 송신할 것이다. 이동 단말기가 현재 셀의 가장 자리로 이동함에 따라, 서빙 기지국은 이동 단말기의 신호 세기가 감소하고 있다고 판정하는 한편, 인접 기지국은 그 신호 세기가 증가하고 있다고 판정할 것이다. 그 두 개의 기지국들은 네트워크를 통해 서로 조화하여 기능하고, 인접 기지국의 신호 세기가 현재 기지국의 신호 세기를 초과할 때, 통신에 대한 제어는 현재 기지국으로부터 인접 기지국으로 스위칭된다. 하나의 기지국으로부터 다른 기지국으로의 제어에 대한 스위칭을 핸드오프라고 한다.

하드 핸드오프는, 제1 기지국에서 제2 기지국으로 완전하면서도 즉각적으로 변환되는 핸드오프이다. 하드 핸드오프들은 문제가 있는 것으로 판명되었고, 호출이 자주 끊긴다. CDMA 시스템들은 소프트 핸드오프를 포함하고 있는데, 이동 단말기가 제1 셀에서 제2 셀로 이동할 때, 그 핸드오프 처리는 복수의 단계로 발생된다. 우선, 이동 단말기는 제2 기지국의 생존 능력을 인식하고, 네트워크는 현재 기지국 및 인접 기지국 둘 모두가 그 호출을 수행하게 한다. 이동 단말기가 제2 기지국에 점점 더 가깝에 접근하고, 제1 기지국으로부터는 점점 더 멀어짐에 따라, 제1 기지국으로부터의 신호 세기는 마침내 유효 레벨 이하로 떨어질 것이다. 현 시점에서, 이동 단말기는 제1 기지국에 그 호출을 끊도록 지시할 것이고, 제2 기지국이 계속해서 그 호출을 서빙할 것임을 네트워크에 통지할 것이다. 따라서, 소프트 핸드오프는, 새로운 기지국과의 통신을 개시한 후에 이전 기지국과의 통신을 종료하는 특징이 있다. CDMA 시스템들에서의 소프트 핸드오프들은 매우 신뢰성이 있는 것으로 입증되었다.

무선 네트워크에서의 데이터 전송율과 용량을 증가시키기 위한 계속된 노력으로 인하여 통신 기술들이 진화한다. 복수-입력-복수-출력(MIMO) 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 시스템들은, 차세대 고속 데이터 다운링크 액세스를 위한 유망한 해결책이다. 그러한 시스템들의 장점은, 모든 할당된 스펙트럼이 모든 기지국에 의해 이용될 수 있는 높은 스펙트럼 효율에 있다. 그 시스템들은 일반적으로 하나의 주파수 재이용 팩터(factor)를 구비하는 것으로 고려된다. 불행하게도, 이러한 시스템들은, 특히 셀 경계들에서 강력한 공동 채널 간섭을 생성한다. 기본 주파수를 한번 재이용하는 계획은 매우 낮은 데이터 전송율과, 셀 경계들에서의 이동 단말기들을 위한 서비스의 품질 악화를 유발할 것이다. 비록, 데이터 반복, 재전송 기술들과, 데이터 전송을 위한 공정한 스케줄링이 채용될 수 있지만, 셀을 교차하는 데이터 전송 속도의 분포를 동일하게 하기란 어렵다. 따라서, 고속 데이터 서비스가 상당히 제한된다.

다른 기술들, 예를 들어 CDMA에서, 소프트 핸드오프들은 셀 경계들에서의 서비스를 강화하기 위해 이용된다. 그러나, CDMA 시스템들을 위해 개발된 소프트 핸드오프 기술들의 직접적인 확장은 MIMI-OFDM 시스템들에 적용할 수 없는데, OFDM 파형을 위한 간섭의 분리가 사실상 불가능하기 때문이다. 서로 다른 확산 코드 마스킹을 OFDM 전송에 이용할 수 없기 때문에, 동일한 신호를 전송하는 기지국들간의 상쇄 간섭들은 성능의 상당한 저하를 야기시킬 수 있다. 따라서, 데이터 전송 속도를 증가시키고 셀 경계들에서의 간섭을 감소시킬 필요가 있을 뿐만 아니라 OFDM 시스템들을 위한 효과적인 소프트 핸드오프 기술도 필요하다.

발명의 개요

본 발명은 OFDM 시스템에서의 소프트 핸드오프에 관한 것이다. 다운링크 통신에서, 각각의 이동 단말기는, 인접 기지국들로부터의 전송들의 모든 가능한 파일럿 신호 세기를 지속적으로 측정하고, 가장 강력한 파일럿 신호들을 식별하여 그들을 정의된 임계값과 비교한다. 기지국을 위한 파일럿 신호 세기가 정의된 임계값을 초과하면, 그 기지국은 활성 세트 리스트에 부가된다. 각각의 이동 단말기는 그들의 활성 세트 리스트들의 기지국들을 인식할 것이다. 활성 세트 리스트에 하나의 기지국만이 존재하면, 그 기지국이 이동 단말기에 서비스를 제공하기 위해 선발된다. 활성 세트 리스트에 하나 이상의 기지국이 존재하면, 소프트 핸드오프가 그 기지국들간에 인에이블된다. 소프트 핸드오프 조건은 하나의 기지국만이 활성 세트 리스트상에 존재할 때까지 계속될 것이며, 남겨진 기지국은 이동 단말기에 계속해서 서비스를 제공할 것이다. 소프트 핸드오프는 이동 단말기에 의해 개시될 수 있으며, 이동 단말기는 활성 세트 리스트를 서빙 기지국을 통해 기지국 제어기에 보고할 것이다. 기지국 제어기는 소프트 핸드오프의 활성 세트 리스트상의 기지국들에 경보할 것이다. 특히, 기지국 제어기는 활성 세트 리스트로부터 기지국들의 서브세트를 선택하여 소프트 핸드오프를 설정할 것이다. 소프트 핸드오프 동안에, 활성 세트 리스트상의 모든 기지국들은, 이하에서 정의된 바와 같이 이동 단말기와의 통신을 용이하게 할 것이다. 바람직하게, 기지국 제어기는 각각의 이동 단말기를 위한 모든 활성 세트 리스트들의 트랙을 유지한다. 이동 단말기들은 그들 각각의 세트 리스트들의 트랙을 유지할 것이다.

따라서, 그 세트 리스트들을 기지국 제어기와 서빙 기지국에 제공함으로써, 이동 단말기는, 복수의 기지국들이 활성 세트 리스트상에 나타날 때, 단 하나의 서빙 기지국을 식별하거나 또는 소프트 핸드오프(SHO) 모드를 트리거한다. SHO 모드는 스케줄링과 STC 코딩의 결합을 이용하여 효율적이고 신뢰할만한 핸드오프들에 영향을 미친다. SHO 모드 동안에, 기지국 제어기는, 이동 단말기를 위해 의도된 데이터 패킷들을 활성 세트 리스트상의 각각의 기지국에 멀티캐스트하거나 난멀티캐스트한다. 멀티캐스팅은, 각각의 데이터 패킷이 이동 단말기로의 송신을 위해 활성 세트 리스트상의 각각의 기지국으로 전송됨을 의미한다. 난멀티캐스팅은, 데이터 패킷들이 동일한 방식으로 서브패킷들로 분리되어, 각각의 서브패킷이 이동 단말기로의 전송을 위해 활성 세트 리스트상의 기지국들 중 하나에 송신됨을 의미한다. 멀티캐스팅과는 달리, 리던던트 정보가 활성 세트 리스트상의 각각의 기지국으로부터 전송되지 않는다.

멀티캐스팅 또는 난멀티캐스팅 실시예들에 있어서, 활성 세트에서의 기지국들은 OFDM 신호의 시간 및 주파수 리소스들로 분할될 수 있다. 따라서, 각각의 기지국은 OFDM 신호 서브밴드의 부분들을 전송한다. 바람직하게, 전송 파워에서의 부스트는 이용되고 있는 서브밴드들과 연관된다. 기지국들은 전송된 데이터의 STC 인코딩을 제공하고, 이동 단말기들은 대응 STC 디코딩을 제공하여 전송된 데이터를 복원한다. STC 코딩은 공간-시간-전송 다이버시티(STTD) 또는 V-BLAST-타입의 코딩 중 하나가 될 수도 있다. STTD 코딩은 데이터를 복수의 포맷으로 인코드함과 동시에 복수의 포맷들을 공간 다이버시티(예를 들어, 서로 다른 위치들에서의 안테나들로부터)와 함께 전송한다. V-BLAST-타입의 코딩은 데이터를 서로 다른 그룹들로 분리하여 개별적으로 인코드함과 동시에 각각의 그룹을 전송한다. 다른 코딩은 본 기술 분야의 당업자에 의해 인식될 것이다. 이동 단말기는, 각각의 기지국으로부터의 전송된 데이터를 개별적으로 복조 디코드한 다음, 각각의 기지국으로부터의 디코드된 데이터를 결합하여 본래의 데이터를 복원한다.

이전의 OFDM 핸드오프들은 하드 핸드오프들이었고, 서빙 기지국은 자발적으로 임의의 주어진 이동 단말기를 위한 전송용 데이터의 스케줄링을 처리하였다. 하나의 기지국만이 임의의 시간에 이동 단말기에게 서비스를 제공하였기 때문에, 공동의 스케줄링을 채용할 필요가 없었다. 이에 반해, 본 발명은 이동 단말기의 활성 세트 리스트상의 기지국들을 위한 공동을 스케줄링을 채용한다. 그렇게 함으로써, 기지국 제어기 또는 그와 유사한 스케줄링 디바이스는, 각각의 이동 단말기를 위한 SHO 모드 동안에, 전송을 위한 데이터 패킷들을 스케줄하기 위해 이용된다. 기지국 제어기는 관련된 기지국들을 위한 모든 스케줄링을 제공할 수도 있지만, 본 발명의 바람직한 실시예는, SHO 모드가 아닌 이동 단말기들을 위한 데이터의 스케줄링을 서빙 기지국으로 제공한다. 이러한 장치에서, 스케줄러가 기지국 제어기에 채용되어, 데이터를 활성 세트 리스트상의 기지국들을 위한 시간 슬롯에 할당한다. 기지국들은 공동의 기지국 공간-시간 코딩을 수행한다. 기지국 제어기에 의해 할당되지 않은 시간 슬롯들은, 소프트 핸드오프에 참가하지 않는 이동 단말기들의 데이터를 위해 이용된다.

본 기술 분야의 숙련자들은 본 발명의 범위를 인식할 것이며, 첨부되는 도면들과 관련된 바람직한 실시예들에 대한 이하에서의 상세한 설명을 이해한 후에는 본 발명의 부가적인 특징들을 실현할 것이다.

본 발명은 OFDM 시스템에서의 소프트 핸드오프에 관한 기술을 제공할 수 있다.

본 명세서와 함께 첨부된 도면은 본 발명의 여러 양상을 도시하고, 다음의 설명과 함께 본 발명의 원리를 나타낸다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 기지국의 블록도.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 이동 단말기의 블록도.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 송신기 구조의 논리적 브레이크다운을 도시하는 도면.
도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 OFDM 수신기 구조의 논리적 브레이크다운을 도시하는 도면.
도 6은 본 발명의 일실시예에 따른 활성 세트 리스트 표를 도시하는 표.
도 7a는 순차 실행 스케줄링(round robin scheduling)을 도시하는 표.
도 7b는 유동적 스케줄링을 도시하는 표.
도 8a 내지 도 8c는 본 발명의 양호한 동작을 개략하는 흐름도.
도 9는 본 발명의 일실시예에 따라 구성되는 셀룰러 통신 시스템의 블록도.
도 10은 도 9의 실시예에 따른 주파수 서브-밴드 사용을 도시하는 도면.
도 11은 본 발명의 일실시예에 따라 구성되는 셀룰러 통신 시스템의 블록도.
도 12는 도 11의 실시예에 따른 주파수 서브-밴드 사용을 도시하는 도면.
도 13은 본 발명의 일실시예에 따라, 공통 채널 인터페이스를 최소화하면서 파일럿 신호와 결합된 전력을 부스트시키기 위한 기술을 도시하는 도면.

다음에 설명되는 실시예들은 당업자들이 본 발명을 실시할 수 있도록 필요한 정보를 제공하고, 본 발명을 실시하는 최적의 모드를 나타낸다. 첨부 도면에 비추어 다음의 설명을 읽으면, 당업자들은 본 발명의 개념을 이해하고, 본 명세서에서 특별히 언급되지 않은 개념들의 응용을 이해할 것이다. 이러한 개념들 및 응용들은 본 명세서 및 첨부된 청구항의 범위내에 있다는 것이 이해되어야 한다.

도 1을 참조하면, 기지국 제어기(BSC)(10)는 다중 셀(12)내에서 무선 통신을 제어하고, 다중 셀은 대응하는 기지국(BS)(14)에 의해 제공된다. 일반적으로, 각 기지국(14)은 이동 단말기(16)와의 통신을 용이하게 하고, 이동 단말기는 대응하는 기지국(14)과 결합된 셀(12)내에 있다. 이동 단말기(16)가 제1 셀(12)에서 제2 셀(12)로 이동하면, 이동 단말기(16)와의 통신은 하나의 기지국(14)에서 다른 기지국으로 이동한다. "핸드오프(handoff)"라는 용어는 일반적으로, 이동 단말기(16)의 통신 세션 동안에 하나의 기지국(14)에서 다른 기지국으로 스위칭하기 위한 기술을 언급하는 것으로 사용된다. 기지국(14)은 기지국 제어기(10)와 함께 작동하여, 핸드오프가 적절히 결합되는지를 확인하고, 이동 단말기(16)에 지향된 데이터가 현재 이동 단말기(16)와의 통신을 지원하고 있는 적절한 기지국(14)에 제공되는지를 확인한다.

핸드오프는 일반적으로 하드 또는 소프트로서 특성화된다. 하드 핸드오프는 하나의 기지국(14)에서 다른 기지국으로의 이동이, 제2 기지국(14)이 이동 단말기(16)와의 통신을 개시하는 정확한 시간에 제1 기지국(14)이 이동 단말기(16)와의 통신을 중단하는 것을 특징으로 한다. 불행히도, 하드 핸드오프는 통신을 단절시키는 경향이 있고, 충분히 신뢰할 수 없다고 증명되었다. 소프트 핸드오프는 핸드오프 기간 동안에 이동 단말기(16)와 동시에 통신하는 다중의 기지국(14)을 특징으로 한다. 전형적으로, 동일한 정보가 서로 다른 기지국들(14)로부터 이동 단말기(16)로 전송되고, 이동 단말기(16)가 이동하려고 하는 기지국(14)이 이동 단말기(16)와 통신을 할 수 있다고 간주될 때 까지, 이동 단말기(16)는 두 기지국(14)으로부터 신호를 수신하려고 시도한다.

도 1에서, 핸드오프 영역(18)은 3개의 셀(12)의 교차점에서 도시되고, 여기에서 이동 단말기(16)는 3개의 셀(12) 중의 어느 하나의 에지에 존재하며, 이 셀들(12)내의 기지국들(14) 중 어느 하나에 의해 잠재적으로 지원될 수 있다. 본 발명은 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 무선 통신 환경에서 소프트 핸드오프를 활용하는 방법 및 구조를 제공한다.

본 발명의 이동 단말기(16) 및 기지국(14)의 고레벨 개요가 양호한 실시예의 구조적 및 기능적인 세부 내용을 탐구하기 전에 제공된다. 도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따라 구성되는 기지국(14)이 도시된다. 기지국(14)은 일반적으로 제어 시스템(20), 기저대역 처리기(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다중 안테나(28), 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는, 이동 단말기(16)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호를 수신한다(도 3에 도시됨). 양호하게, 저소음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 처리를 위해 신호로부터 광대역 인터페이스를 증폭하고 제거하도록 함께 작동한다. 하향변환(downconversion) 및 디지털화 회로 소자(도시되지 않음)는 필터링되어 수신된 신호를 중간 또는 광대역 주파수 신호로 하향 변환하고, 다음에 이 신호는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저대역 처리기(22)는 디지털화되어 수신된 신호를 처리하여, 수신된 신호에 전달되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이 처리는 일반적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작을 포함한다. 이와 같이, 기저대역 처리기(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP)에서 구현된다. 다음에, 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크로 송신되거나, 기지국(14)에 의해 제공되는 또 다른 이동 단말기(16)로 전송된다. 네트워크 인터페이스(30)는 일반적으로 기지국 제어기(10), 및 일반 전화 교환망(PSTN)과 접속될 수 있는 무선 네트워크의 일부를 형성하는 회로 전환 네트워크와 상호작용한다.

전송측에서, 기저대역 처리기(22)는 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타내는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(20)의 제어하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터 수신하고, 전송할 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되고, 여기에서 데이터는 희망 전송 주파수(들)를 갖는 캐리어 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 캐리어 신호를 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 이 변조된 캐리어 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나(28)로 전달한다. 변조 및 처리의 상세 사항은 다음에서 보다 상세하게 기술된다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따라 구성된 이동 단말기(16)가 도시된다. 기지국(14)과 유사하게, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저대역 처리기(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다중 안테나(40), 및 사용자 인터페이스 회로 소자(42)를 포함한다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14)으로부터 정보를 포함하는 무선 주파수 신호를 수신한다. 양호하게, 저소음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 처리를 위해 신호로부터 광대역 인터페이스를 증폭하고 제거하도록 함께 작동한다. 다음으로, 하향변환 및 디지털화 회로 소자(도시되지 않음)는 필터링되어 수신된 신호를 중간 또는 광대역 주파수 신호로 하향 변환하고, 다음에 이 신호는 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

기저대역 처리기(34)는 디지털화되어 수신된 신호를 처리하여, 수신된 신호에 전달되는 정보 또는 데이터 비트를 추출한다. 이 처리는 일반적으로 복조, 디코딩, 및 오류 정정 동작을 포함하고, 보다 상세한 사항은 아래에서 논의될 것이다. 기저대역 처리기(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 주문형 반도체(ASIC)에서 구현된다.

전송을 위해, 기저대역 처리기(34)는, 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타내는 디지털화된 데이터를 제어 시스템(32)으로부터 수신하고, 전송할 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되고, 여기에서 데이터는 희망 전송 주파수(들)에 있는 캐리어 신호를 변조기에 의해 변조하는데 사용된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 캐리어 신호를 전송에 적합한 레벨로 증폭하고, 이 변조된 캐리어 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나(40)로 전달한다. 당업자에게 이용가능한 다양한 변조 및 처리 기술이 본 발명에 적용가능하다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다중, 직교 캐리어 웨이브로 분할된다. 각 캐리어 웨이브는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 다수의 캐리어로 분할하기 때문에, 캐리어마다의 대역폭은 감소하고 캐리어마다의 변조 시간은 증가한다. 다수의 캐리어가 병렬로 송신됨에 따라, 임의의 주어진 캐리어 상에서 디지털 데이터, 또는 심볼에 대한 송신 레이트가 단일 캐리어 사용시보다 더 낮다.

OFDM 변조는 송신될 정보 상에서 역고속 푸리에 변환(IFFT)의 수행을 요구한다. 복조를 위해, 송신된 정보를 복원하기 위해 수신된 신호의 고속 푸리에 변환(FFT) 수행이 요구된다. 사실상, 역개별 푸리에 변환(IDFT) 및 개별 푸리에 변환(DFT)은 각각 변조 및 복조를 위한 디지털 신호 처리를 사용하여 구현된다.

따라서, OFDM 변조의 특징지워진 특성은 직교 캐리어 웨이브가 송신 채널 내의 다수의 대역에 대하여 발생된다는 것이다. 변조된 신호는 상대적으로 낮은 송신 레이트를 갖고 자신들의 각 대역내에 머무룰수 있는 디지털 신호이다. 개별 캐리어 웨이브는 디지털 신호에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신, 모든 캐리어 웨이브는 IFFT 처리에 의해 일단 변조된다.

바람직한 실시예에서, OFDM은 기지국(14)으로부터 이동 단말기(16)로의 다운링크 송신용으로 적어도 사용된다. 더우기, 기지국(14)은 GPS 시그널링을 통한 공통 클럭과 기지국 컨트롤러(10)를 통한 좌표 통신에 동기된다. 각 기지국(14)은 n개의 송신 안테나(28)가 장치되고 각 이동 단말기(16)는 m개의 수신 안테나(40)가 장치된다. 특히, 각각의 안테나는 적당한 듀플렉서 또는 스위치를 사용하여 수신 및 송신용으로 사용되고 단지 명료성을 나타내기 위해 라벨화하였다.

도 4를 참조하면, 논리적 OFDM 송신 아키텍쳐가 일실시예에 따라 제공된다. 초기에, 기지국 컨트롤러(10)는 이동 단말기(16)로 송신될 데이터(44)를 기지국(14)으로 전송한다. 비트 스트림인 데이터는 데이터 스크램블링 로직(46)을 사용하여 데이터와 관계된 피크 대 평균 전력비를 감소시키는 방식으로 스크램블된다. 스크램블된 데이터를 위한 순환식 리던던시 체크(CRC)가 결정되고 CRC 로직(48)을 사용하여 스크램블된 데이터에 첨부된다. 다음에, 이동 단말기(16)에서 복원 및 에러 정정을 용이하게 하기 위해 리던던시를 데이터에 효과적으로 부가하기 위해 채널 인코더 로직(50)을 사용하여 채널 코딩을 수행한다. 채널 인코더 로직(50)은 일실시예에서 공지된 터보 인코딩 기술을 사용한다. 다음에, 인코딩된 데이터는 레이트 매칭 로직(52)에 의해 처리되어 인코딩과 관계된 데이터 확장을 보상한다.

비트 인터리버 로직(54)은 제공되는 연속의 데이터 비트 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터에서 비트를 체계적으로 리오더링(reodering)한다. 그 결과의 데이터 비트가 선택된 기저대역 변조에 따라 매핑 로직(56)에 의해 해당 심볼에 체계적으로 매핑된다. 바람직하게, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 사용된다. 심볼은 체계적으로 리오더링되어 심볼 인터리버 로직(58)을 사용하여 주파수 선택 페이딩에 기인한 주기적 데이터 손실에 대한 송신 신호의 면역성(immunity)을 추가로 보강한다.

이 점에서, 비트의 그룹은 진폭 및 위상 컨스텔레이션(constellation)에서의 위치를 나타내는 심볼로 매칭되었다. 심볼의 블록은, 다음에, 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 로직(60)에 의해 처리되는데, 이것은 송신된 신호가 간섭에 보다 저항성이 있고 이동 단말기(16)에서 수월하게 디코딩되도록 심볼을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 들어오는 심볼을 처리하고 송신 안테나(28)의 갯수에 대응하는 n개의 출력을 기지국(14)에 제공할 것이다. 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 프로세서(22)는 매핑 제어 신호를 제공하여 STC 인코딩을 제어할 것이다. STC 인코딩에 관한 보다 상세한 설명은 본 명세서에서 후술된다. 이 점에서, n개의 출력에 대한 심볼은 송신될 데이터를 나타내고 이동 단말기(16)에 의해 복원될 수 있다고 가정하자. 1998년 32차 Asilomar Conference on Signals, Systems & Computers, Volume 2, pp. 1803-1810에 기재되어 있는 A. F. Naguib, N. Seshadri, 및 A. R. Calderbank의 "Applications of space-time codes and interference suppression for high capacity and high data rate wireless systems"를 참조하고, 이것은 본 명세서에 그 내용 전체가 참조로 사용된다.

본 예를 위해, 기지국(14)은 두개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 로직(60)은 심볼의 두개의 출력 스트림을 제공한다고 가정하자. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력되는 각 심볼 스트림은 이해를 용이하게 하기 위해 개별적으로 도시된 대응하는 IFFT 프로세서(62)로 전송된다. 당업자는 그러한 디지털 신호 처리 단독으로 또는 본 명세서에서 설명된 다른 처리과 조합하여 제공하기 위해 하나 이상의 프로세서가 사용될 수 있다는 것을 인지할 것이다. IFFT 프로세서(62)는 바람직하게 IDFT 또는 역 푸리에 변환에 효과적인 처리를 이용하여 각 심볼 상에서 동작할 것이다. IFFT 프로세서(62)의 출력은 시간 도메인에서 심볼을 제공한다. 시간 도메인 심볼은 프레임으로 그룹화되는데, 이것은 삽입 로직(64)에 의한 파일럿 헤더 및 프리픽스(prefix)와 관계가 있다. 그 결과 신호 각각은 디지털 도메인에서 중간 주파수로 상향 변환되고(up-converted) 대응하는 디지털 상향 변환(DUC) 및 디지털 대 아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통하여 아날로그 신호로 변환된다. 그 결과 (아날로그) 신호는 다음에 RF 회로(68) 및 안테나(28)를 통하여 원하는 RF 주파수에서 동시에 변조되고 증폭되어 송신된다. 특히, 송신된 데이터는 파일럿 신호에 의해 선행되는데, 이것은 의도된 이동 단말기(16)에 공지되어 있고 파일럿 헤더 및 SP 서브-캐리어를 변조함으로써 구현된다. 하기에 상세히 논의되는 이동 단말기(16)는 채널 추정 및 간섭 억제를 위한 SP 신호와 기지국(14)의 식별을 위한 헤더를 사용할 것이다.

도 5를 참조하여 이동 단말기(16)가 송신된 신호를 수신하는 것을 설명한다. 이동 단말기(16)의 각 안테나(40)에서 송신된 신가 도착하면, 각 신호는 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조되고 증폭된다. 간단하고 명료하게 하기 위해, 단지 두개의 수신 경로 중 하나만을 기술하고 상세히 설명한다. 아날로그 대 디지털(A/D) 컨버터 및 하향 변환 회로(down-conversion circuitry)(72)는 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 하향변환한다. 그 결과의 디지털화된 신호는 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)를 사용하여 수신된 신호 레벨을 기초로 RF 회로(70)에 있는 증폭기의 이득을 제어하게 된다.

바람직하게, 각각의 송신된 프레임은 두개의 동일한 헤더를 갖는 정의된 구조를 갖는다. 프레이밍(framing) 획득은 이들 동일 헤더의 반복을 기초로 한다. 초기에, 디지털화된 신호가 동기화 로직(76)에 제공되는데, 이 동기화 로직은 몇개의 OFDM 심볼을 버퍼링하고 두개의 연속 OFDM 심볼 간의 자기 상관(auto-correlation)을 계산하는 코스(coarse) 동기화 로직(78)을 포함한다. 최고의 상관 결과에 대응하는 결과적 시간 인덱스는 미세한(fine) 동기화 탐색 윈도우를 결정하게 되는데, 이 윈도우는 헤더에 기초하여 정확한 프레이밍 시작 위치를 결정하기 위해 미세한 동기화 로직(80)에 의해 사용된다. 미세한 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 얼라인먼트 로직(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 적당한 프레이밍 얼라인먼트는 후속의 FFT 처리가 시간으로부터 주파수 도메인으로 정확한 변환을 제공하도록 하기 위해 중요하다. 미세한 동기화 알고리즘은 공지된 파일럿 데이터의 로컬 사본 및 헤더에 의해 전달되는 수신된 파일럿 신호들 간의 상관에 기초한다. 프레임 얼라인먼트 획득이 발생하면, OFDM 프리픽스는 프리픽스 제거 로직(86)으로 제거되고 그 결과의 샘플은 주파수 오프셋 및 도플러 상관 로직(88)으로 전송되는데, 이 로직은 송신기 및 수신기에서 매칭되지않은 로컬 발진기에 기인한 주파수 오프셋 및 송신된 신호에 내포된 도플러 영향을 보상한다. 바람직하게, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋, 도플러, 및 클럭 추정 로직을 포함하는데, 이는 송신된 신호 상에 있는 그러한 영향을 추정하는데 도움을 주는 헤더에 기초하여 OFDM 심볼을 적절하게 처리하기 위해 상관 로직(88)에 추정을 제공한다.

이 점에서, 시간 도메인에 있는 OFDM 심볼은 FFT 처리 로직(90)을 이용하여 주파수 도메인으로의 변환 준비가 되어 있다. 결과적으로 처리 로직(92)으로 전송되는 주파수 도메인 심볼이 된다. 처리 로직(92)은 분산된(스캐터링된) 파일럿 추출 로직(94)을 사용하여 SP 신호를 추출하고, 채널 추정 로직(96)을 사용하여 추출된 파일럿 신호를 기초로 채널 추정을 결정하며, 채널 재구성 로직(98)을 사용하여 모든 서브-캐리어에 채널 응답을 제공한다. 각 수신 경로에 대한 주파수 도메인 심볼 및 채널 재구성 정보는, STC 디코더(100)에 제공되며, 이 디코더는 양측 수신 경로 상에서 STC 디코딩을 제공하여 전송된 심볼을 복구한다. 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에게 충분한 정보를 제공하여 각 주파수 도메인 심볼을 처리하고 전송 채널의 영향을 제거한다.

복구된 심볼은 심볼 디인터리버(de-interleaver) 로직(102)를 이용하여 다시 순서대로 배치되며, 이 로직은 전송기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응한다. 디인터리브된 심볼은 복조되거나 디매핑(de-mapping) 로직(104)을 이용하여 대응하는 비트스트림으로 디매핑된다. 이후 비트는 비트 디인터리버 로직(106)을 이용하여 디인터리브되고, 이 로직은 전송기 아키텍쳐의 비트 인터리버 로직(54)에 대응한다. 이후, 디인터리브된 비트는 레이트 디매칭(de-matching) 로직(108)에 의해 처리되고 채널 디코더 로직(110)에 제시되어 초기에 스크램블된 데이터 및 CRC 체크섬을 복구한다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 스크램블된 데이터를 전형적인 방식으로 체크하고, 이것을 알려져 있는 기지국 디스크램블링(de-scrambling) 코드를 이용하여 디스크램블을 수행하는 디스크램블 로직(114)에 제공하여 초기에 전송된 데이터를 복구한다.

OFDM은 병렬 전송 기술이기 때문에, 유용한 전체 대역폭은 많은 서브 캐리어로 분할되며, 이 캐리어는 독립적으로 변조된다. 공통 동기 채널, 파일럿 채널, 및 브로드캐스팅 채널은 서브 캐리어 위치에 기초하여 주파주 도메인에서 OFDM 심볼의 헤더내로 다중화된다. 공통 동기 채널은 타이밍 동기, 주파수 및 도플러 추정, 및 초기 채널 추정의 초기 획득에 이용된다.

일실시예에서, 256개의 공통 동기 서브 캐리어는 각 전송 경로 간에 더 분할되며 각 경로는 128개의 공통 동기 서브 캐리어의 각각과 관련된다. 256 사이즈의 공통 컴플렉스 PN 코드는, 전송 경로에 의해 공유되며, 공통 동기 채널용으로 예약된 서브 캐리어를 변조하는데 사용된다.

파일럿 채널은 동기, 초기 채널 추정, 기지국 식별, 및 셀 (또는 기지국) 선택을 위한 캐리어 대 인터페이스 비(CIR) 측정용으로 이용된다. 일실시예에서, 256개의 서브 캐리어는 전용 파일럿용으로 예약되며 여기서 각 전송 경로는 128개의 파일럿 서브 캐리어를 갖는다. 길이 256의 고유한 컴플렉스 PN 코드는 각 기지국(14)에 할당되며 그 전용 파일럿에 매핑된다. 상이한 기지국(14)에 할당된 PN 코드의 직교성은 기지국 식별 및 초기 간섭 측정을 제공한다.

일실시예에서, 프레임 구조는 매 10ms 프레임의 시작마다 2개의 동일한 헤더 심볼을 갖는다. 프레이밍 획득은 반복되는 헤더에 기초한다. 이동 단말기(16)가 턴온되면, 이 단자는 시간 도메인 코스(coarse) 동기 처리를 시작한다. 러닝 버퍼는 여러 OFDM 심볼을 버퍼링하고 이후 2개의 연속 OFDM 심볼 간의 자동 상관을 계산하는데 사용된다. 코스 동기 위치는 자동 상관의 최대 출력에 대응하는 시간 인덱스이다.

프레이밍 획득 후, 제1 헤더 심볼의 시작 위치의 대략적인 범위만이 알려지게 된다. 주파주 도메인에서 OFDM 변조를 수행하기 위해, OFDM 심볼의 시작 위치는, FFT가 신호를 시간 도메인으로부터 주파주 도메인으로 전송할 수 있도록 정확해야 한다. 따라서, OFDM 심볼의 제1 헤더에서 제1 샘플의 위치가 결정된다. 미세 동기화는, 수신된 신호의 헤더에서의 파일럿 데이터와 알려져 있는 파일럿 데이터의 로컬 카피 간의 상관에 기초한다.

채널 추정에 대하여 살펴보면, 각 서브 밴드는, 변조된 서브 캐리어에 의해 표현되며, 전체 채널 대역폭중 작은 일부만을 커버한다. 각 개별 서브 밴드에 대한 주파수 응답은 비교적 평탄하고, 이것은 간섭성 복조를 비교적 쉽게 한다. 전송 채널은 전송된 신호를 진폭 및 위상에 대하여 손상시키기 때문에, 간섭성 검출을 수행하는데 신뢰할만한 채널 지식이 필요하다. 주목하는 바와 같이, 일실시예는 채널 파라미터 추정용 파일럿 신호를 이용하여 이동 단말기(16)의 이동에 의해 야기되는 채널 특징을 추적한다. 따라서, 산란된 파일럿 신호는 정규적인 패턴에 삽입된다. 파일럿 신호는 STC 디코딩에 필요한 현재 채널 정보를 얻기 위해 주기적으로 보간된다.

상기한 바에 기초하여, 시스템 액세스는 다음과 같은 특징을 갖는다. 먼저, 타임 도메인에서 프리앰블 헤더에 기초하여 코스 동기 상관을 수행하여 코스 동기 위치를 결정한다. 코스 동기 위치에서, 미세 동기화 탐색 윈도우를 식별한다. FFT가 계산되고, 시스템은 공통 동기 채널로 스위칭되어 미세 동기화 탐색 윈도우 내에서 미세 동기화를 수행한다. 다음으로, 가장 강력한 상관 피크를 식별하고, 상대 시간 인덱스를 후보 타이밍 통기 위치로서 이용한다. 각 후보 타이밍 동기 위치에서 FFT가 계산되고, 시스템은 파일럿 채널로 전환된다.

모든 기지국(14)용 PN 시퀀스는 상관되며, 상관 피크가 선택되어 모든 후보 타이밍 동기 위치에 대응하는 인덱스를 규정한다. 이러한 기지국(14)용 CIR가 식별된다. 가장 높은 CIR를 갖는 기지국이 서빙 기지국으로서 선택되고, 소정의 임계값보다 큰 CIR를 갖는 기지국(14)도 활성 세트 리스트용으로 선택된다. 하나의 기지국보다 많은 기지국(14)이 활성 세트 리스트 상에 존재하면, 본 발명의 소프트 핸드오프 절차를 개시한다. 이후, 선택된 (복수의) 기지국(14)의 각각에 대한 PN 코드를 이용하여 FFT가 계산되고 미세 동기화가 제공된다.

동작중에, 이동 단말기(16)의 전송기 아키텍쳐는 시스템 액세스를 다음과 같이 용이하게 한다. 일반적으로, 기지국(14)으로부터 이동 단말기(16)로의 다운링크 통신은 이동 단말기(16)에 의해 개시된다. 각 이동 단말기(16)는 인접하는 기지국(14)으로부터 전송가능한 모든 파일럿 신호 세기를 항상 측정하고, 가장 강력한 파일럿 신호를 식별하며, 이들을 규정된 임계값과 비교한다. 기지국(14)용 파일럿 신호 세기가 규정된 임계값을 초과하면, 그 기지국(14)은 활성 세트 리스트에 추가된다. 각 이동 단말기(16)는 자신들의 활성 세트 리스트를 기지국(14)에 통지할 것이다. 활성 세트 리스트에 하나의 기지국(14)만이 존재하면, 그 기지국(14)이 선택되어 이동 단말기(16)를 서빙한다. 활성 세트 리스트 상에 하나보다 많은 기지국(14)이 존재하면, 이들 기지국 간에 소프트 핸드오프가 인에이블된다. 소프트 핸드오프 상태는 하나의 기지국(14)만이 활성 세트 리스트 상에 존재할 때가지 계속되며, 여기서 그 하나의 기지국(14)은 계속해서 이동 단말기(16)를 서빙한다. 소프트 핸드오프동안, 활성 세트 리스트 상의 모든 기지국(14)은, 이하 규정하는 바와 같이 이동 단말기(16)와의 통신을 용이하게 할 것이다. 바람직하게, 기지국 제어기(10)는 각 이동 단말기(16)용의 모든 활성 세트 리스트를 추적한다. 이동 단말기(16)는 개별적인 세트 리스트를 추적한다.

따라서, 세트 리스트를 기지국 제어기(10) 및 서빙 기지국(14)에 제공함으로써, 이동 단말기(16)는, 유일하게 서빙 기지국(14)을 식별하거나 다중 기지국이 활성 세트 리스트 상에 존재할 때 소프트 핸드오프(SHO) 모드를 트리거한다. SHO 모드는 스케줄링과 STC 코딩의 조합을 이용하여 효율적이며 신뢰할만한 핸드오프에 영향을 준다. SHO 모드동안, 기지국 제어기(10)는 이동 단말기(16)용 데이터 패킷을 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)에 멀티캐스트하거나 난멀티캐스트한다. 멀티캐스팅은, 각 데이터 패킷이 이동 단말기(16)로의 전송을 위해 활성 세트 리스트 상의 각 기지국(14)에 전송되는 것을 가리킨다. 난멀티캐스팅은, 이동 단말기(16)로의 전송을 위해 데이터 패킷이 일부 방식으로 서브 패킷으로 분할되고 각 서브 패킷이 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)중 하나에 전송되는 것을 가리킨다. 멀티캐스팅과는 달리, 리던던트 정보는 활성 세트 리스트 상의 각 기지국으로부터 전송되지 않는다.

멀티캐스팅 또는 난멀티캐스팅 실시예에서, 기지국(14)은 전송된 데이터의 STC 인코딩을 제공하고 이동 단말기(16)는 대응하는 STC 디코딩을 제공하여 전송된 데이터를 복구한다. STC 코딩은 공간-시간-전송 다이버시티(STTD) 또는 V-BLAST-타입 코딩일 수 있다. STTD 코딩은 데이터를 다중 포맷으로 인코딩하고 공간 다이버시티를 갖는 다중 포맷을 (즉, 상이한 위치에서의 안테나(28)로부터) 동시에 전송한다. V-BLAST-타입 코딩은, 데이터를 상이한 그룹으로 분리하고, 공간 다이버시티를 갖는 각 그룹을 별도로 인코딩 및 동시에 전송한다. 당업자는 다른 코딩도 인식할 수 있다. 이동 단말기(16)는 각 기지국(14)으로부터 전송된 데이터를 개별적으로 복조 및 변조하고, 이후 각 기지국(14)으로부터의 디코딩된 데이터를 결합하여 초기 데이터를 복구한다.

다음에 따르는 설명은, 기지국(14)을 식별하여 활성 세트 리스트에 두고, 그 기지국(14)에서 데이터를 스케줄링하며, 기지국(14)으로부터 이동 단말기(16)로의 스케줄링된 데이터를 전송하는 예시적인 처리에 관한 것이다.

도 1에 도시한 바와 같은 다중-입력-다중-출력(MIMO) OFDM 시스템에 대하여, 파일럿 신호는 각 기지국(14)용 각 프레임의 프리앰블에 임베딩된다. 이동 단말기(16)는 파일럿 신호의 의사 잡음 시퀀스에 기초하여 각 기지국(14)을 식별할 수 있다. 이동 단말기(16)는 각 인접하는 기지국(14)용의 파일럿 신호에 기초하여 캐리어 대 간섭 비(CIR)를 측정할 수 있다. 파일럿 신호의 세기에 기초하여, 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트를 결정할 수 있다. 활성 세트 리스트 상에 하나보다 많은 기지국이 존재하면, 이동 단말기(16)는 기지국(14)과의 업링크 시그널링을 통해 SHO 절차를 트리거하며, 이 기지국은 다시 업링크 시그널링을 통해 기지국 제어기(10)와 통신한다.

도 6을 참조하면, 통신 환경용 예시적인 활성 세트 리스트가 도시되어 있다. 단일 기지국 제어기(10)가 9개의 기지국(BS1 - BS9)의 동작을 제어한다고 가정한다. 또한, 이동 단말기(A - O)로 식별된 15개의 이동 단말기(16)가 통신 환경 내에 존재하며 이들 이동 단말기(A - O) 모두는 기지국(BS1 - BS9)중 2개 또는 3개의 기지국에 의해 서비스를 제공할 수 있는 핸드오프 영역에 있다고 가정한다. 활성 세트 리스트 테이블의 음영 영역은, 각 이동 단말기(A - O)용 기지국(BS1 - BS9)의 활성 세트 리스트를 식별한다. 본 실시예에서, 이동 단말기(A, B, F, G, K, L)는 투 웨이(two-way) SHO 절차에 포함되며, 여기서 기지국(BS1 - BS9)중 2개는 대응하는 이동 단말기의 활성 세트 리스트 상에 있다. 유사하게, 이동 단말기(C, D, E, H, I, J, M, N, O)는 쓰리 웨이(three-way) SHO 절차에 포함되고, 여기서 기지국(BS1 - BS9)중 3개는 대응하는 이동 단말기의 활성 세트 리스트 상에 존재한다. 예를 들어, 이동 단말기(B)의 활성 세트 리스트는 기지국(BS3, BS5)을 식별하고, 이동 단말기(H)의 활성 세트 리스트는 기지국(BS1, BS6, BS7)을 식별한다. 주목하는 바와 같이, 활성 세트 리스트 상에 다중 기지국(BS1 - BS9)이 존재한다는 것을 이동 단말기(A - O)가 결정하게 되면, 이동 단말기(16)는 현재 서빙 기지국(14)과의 업링크 시그널링을 통해 SHO 절차를 트리거한다. 기지국(14)은 SHO 절차를 시작한다는 것을 기지국 제어기(10)에 알린다.

종래의 OFDM 핸드오프는 하드 핸드오프였고, 서빙 기지국(14)은 임의의 주어진 이동 단말기(16)용 전송을 위한 데이터 스케줄링을 자율적으로 담당하였다. 임의의 시간에 하나의 기지국(14)만이 이동 단말기(16)를 서비스하였기 때문에, 조인트 스케줄링을 이용할 필요가 없었다. 반면에, 본 발명은 이동 단말기(16)의 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)용으로 공동 스케줄링을 이용한다. 이처럼, 서빙 기지국(14)이 아닌 기지국 제어기(10)를 이용하여 각 이동 단말기(16)용 SHO 모드동안의 전송을 위한 데이터 패킷을 스케줄링한다. 기지국 제어기(10)가 관련된 기지국(14)을 위한 모든 스케줄링을 제공하지 않지만, 본 발명의 바람직한 실시예에서는 SHO 모드에 있지 않는 이동 단말기(16)용 데이터 스케줄링을 서빙 기지국(14)에 위임한다.

시스템의 복잡성을 최소화하기 위해, 기지국 제어기(10)에서는 액티브 이동 단말기(16)을 2개의 카테고리 즉, (1) SHO 및 (2) 비-SHO로 분류한다. 비-SHO 이동 단말기(16)의 경우, 각각의 기지국(14)은 이동 단말기(16)에 의해 그 특정 기지국(14)에서 보고된 채널 품질에 기초하여 독립적으로 패킷 송신을 스케줄하게 된다. 예를 들어, 스케줄링은 최대 CIR 스케줄링, 순차 실행 스케줄링(round robin scheduling) 혹은 당해 분야에서 공지되어 있는 기타 어느 스케줄링 규정(provision)에 기초한 것일 수도 있다. SHO 이동 단말기(16)의 경우, 기지국 제어기(10)는 간단한 순차 실행 스케줄러를 사용할 수도 있으며, 소정의 시간 슬롯에서 활성 세트 리스트상의 기지국(14)에 대해 멀티캐스트 혹은 난멀티캐스트(non-multicast)를 행할 수도 있다.

멀티캐스트의 경우, 각각의 데이터 패킷은 이동 단말기(16)로의 전송을 위해 활성 세트 리스트상의 각각의 기지국(14)에 송신된다. 난멀티캐스트의 경우, 데이터 패킷들은 어떠한 방식으로 서브패킷들로 분할되며, 각각의 서브 패킷은 이동 단말기(16)로의 전송을 위해 활성 세트 리스트상의 기지국(14)들 중 하나에 송신된다. 후자의 경우, 기지국들(14)간에는 리던던시는 전혀 없다. 각각의 기지국(14)은 송신되는 데이터의 고유 부분(unique piece)를 송신한다. SHO 모드 스케줄링이 요구되지 않는 경우, 서빙 기지국(14)은 비-SHO 모드에서 데이터를 스케줄링하여 이동 단말기(16)에 송신하게 될 것이다. SHO 모드에서 이동 단말기(16)을 위해 기지국 제어기(10)에 의해 제공되는 순차 실행 스케줄링은 SHO 모드 이동 단말기 대 비 SHO 모드 이동 단말기의 개수의 비로 결정될 수 있다. 이와 달리, 스케줄링은 최대 용량, 최소 지연 등으로 제어될 수도 있다. SHO 모드를 위한 패킷 전송은 고속 다운링크 시그널링을 통해 신호가 보내질 수 있다.

기지국 제어기(10)를 위한 예시적인 순차 실행 스케줄링은 도 6에 제공되고 있는 활성 세트 리스트 정보를 고려하여 도 7a에 예시되고 있다. 예시되고 있는 바와 같이, 기지국(14)과 이동 단말기(16)간의 통신은 스케줄링 주기로 소정의 시간 슬롯에 할당된다. 기지국 제어기(10)는 SHO 모드에서 동작하는 이동 단말기(16)을 위한 지정된 시간 슬롯 동안의 통신을 스케줄링하고, 각각의 기지국(14)에서의 전통적인 비-SHO 모드 스케줄링을 위해 쉐이드 시간 슬롯(shaded time slots)을 오픈 상태로 남겨두게 된다. 따라서, 기지국 제어기(10)는 공통 시간 슬롯을 위해 소정의 이동 단말기(16)에 의해 SHO 모드에 참가하는 기지국(14)들 각각에 송신될 데이터를 스케줄링하게 될 것이다. 예를 들어, 이동 단말기 I에 송신될 데이터는 기지국(BS1, BS6, BS7)을 위해 시간 슬롯(1) 동안 스케줄링된다. 이동 단말기 C에 송신될 데이터 또한 시간 슬롯(1) 동안 스케줄링되고, 기지국(BS3, BS4, BS5)에 송신된다. 마찬가지로, 이동 단말기 O에 송신될 데이터 또한 시간 슬롯(1) 동안 스케줄링되고, 그 자신의 활성 세트 리스트 상의 기지국(BS2, BS8, BS9)에 전달된다. 따라서, SHO 모드에서 이동 단말기(16)에 송신될 데이터는 활성 세트 리스트내 기지국(14) 각각을 위한 공통 시간 슬롯 동안 스케줄링된다. 순차 실행 스케줄링에 요구되는 처리를 최소화하기 위해, SHO 모드에 참가하는 여러 이동 단말기(16)에 대한 시간 슬롯 할당은 하나 이상의 이동 단말기(16)을 위한 활성 세트 리스트에 변화가 있을 때까지는 하나의 스케줄링 주기에서 다음 스케줄링 주기까지 일관성 있게 유지된다. 예시한 바와 같이, 시간 슬롯(1) 및 시간 슬롯(13)을 위한 이동 단말기(16)의 통신 할당은 어느 정도까지는 동일하다. 일단 기지국(14)이 SHO 모드 데이터의 멀티캐스팅 혹은 난멀티캐스팅을 제공하게 되면, 기지국(14)은 SHO 모드에서 동작하지 않는 이동 단말기(16)을 위해 쉐이드 시간 슬롯 동안 스케줄링을 제공할 수 있다.

도 7b는 대안적 스케줄링 배치를 예시하고 있으며, 여기서 SHO 모드 및 비-SHO 모드 이동 단말기(16)을 위한 스케줄링은 하나의 스케줄링 주기에서 또 다른 스케줄링 주기로 반복되지는 않지만, 각각의 스케줄링 주기 동안 재산출되어 재할당된다. 시간 슬롯(1) 동안, 이동 단말기 I에 송신될 데이터는 기지국(BS1, BS6, BS7)로 전송되며, 여기서 이동 단말기 L로 송신될 데이터는 기지국(BS2, BS9)에 전송된다. 기지국(BS3, BS4, BS5, BS8)은 비-SHO 모드 이동 단말기(16)로의 데이터 스케줄링을 자유롭게 할 수 있다. 연속적인 스케줄링 주기에서 해당 시간 슬롯(13)이 시간 슬롯(1)의 할당과 일치하지는 않는다. 기지국 제어기(10)는 상이한 스케줄링 및 스케줄링 주기 동안의 슬롯 할당 절차를 산출하게 될 것이며, 여기서 SHO 모드에서 동작하는 이동 단말기 J와 O는 데이터가 기지국 BS1, BS6, 및 BS7 그리고 기지국 BS2, BS8, 및 BS9에 각각 송신되도록 스케줄링된다. 당해 분야의 숙련된 자라면 SHO 모드에서는 동작하지 않는 이동 단말기를 위한 스케줄링을 제공하기 위해 기지국(14)에 대한 시간 슬롯을 할당하면서, 기지국 제어기(10)를 통해 SHO 모드 단말을 위한 스케줄링을 촉진시키는 수많은 방식을 인식하게 될 것이다.

스케줄링 기법에 상관없이, 활성 세트 리스트 상의 각각의 기지국(14)은 할당된 시간 슬롯 동안 동시에 공간-시간 코딩을 수행하게 될 것이다. 따라서, 이동 단말기(16)는 복수의 기지국(14)으로부터 송신된 전체 공간-시간 코드화 데이터 패킷을 수신하게 될 것이다. 이동 단말기(16)는 송신된 데이터를 각각의 기지국(14)으로부터 별도로 복조 및 디코딩하고, 그 후, 디코딩된 데이터를 각각의 기지국(14)으로부터 조합하여 본래의 데이터로 복원한다.

도 8a 내지 도 8c를 참조하면, 능동 SHO 처리의 예시적인 흐름이 설명되고 있다. 먼저, 이동 단말기(16)는 각각의 기지국의 파일럿 신호 세기를 측정하며(단계 200), 식 1을 이용하여 CIR(Carrier-to-Interference Ratio)을 계산한다(단계 202).

여기서, C는 서빙(서비스하는) 기지국(14)의 파일럿 신호 세기의 측정치이며, I₁ 내지 I_N은 인접 기지국(14)(BS1 내지 BSN)에 대한 파일럿 신호 세기의 측정치들이다. 산출된 CIR이 임계 CIR(Th₀)보다 크면(단계 204), 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트에 서비스중인 기지국(14)를 유지하게 될 것이며, 인접 기지국(14) 중 어느 기지국도 활성 세트 리스트에 부가되지 않을 것이다. 따라서, 이동 단말기(16)는 서빙 기지국(14)으로부터만 통신을 수신하게 될 것이며, SHO 모드에는 있지 않을 것이다(단계 206). 만일 산출된 CIR이 임계 CIR Th₀보다 크지 않으면, 이동 단말기(16)는 식 2를 이용하여 또 다른 CIR을 산출하게 될 것이다(단계 208).

만일 CIR₁이 임계 CIR 보다 크면(단계 210), 이동 단말기(16)는 서빙 기지국(14) 그리고 I₁이 측정된 인접 기지국(14)과 함께 양방향 SHO를 트리거하게 될 것이다(단계 212). 만일 CIR₁이 임계 CIR 보다 크지 않으면 (단계 210), 이동 단말기(16)는 식 3을 이용하여 또 다른 CIR을 산출하게 된다(단계 214).

만일 CIR₂가 임계 CIR보다 크면 (단계 216), 이동 단말기(16)는 서빙 기지국(14)과 I₁ 및 I₂와 연관된 인접 기지국(14)에 의해 3 방향 SHO 모드를 트리거하게 될 것이다(단계 218). 만일 CIR₂가 임계 CIR보다 크지 않으면 (단계 216), 이동 단말기(16)는 식 4에 따라 새로운 CIR을 계산하게 될 것이며(단계 220),

그리고, 충분한 결합 CIR이 임계 CIR Th₀를 초과할 때 까지는 인접 기지국(14)으로부터의 인접 간섭 성분을 부가함으로써 처리가 계속될 것이다.

본 예의 경우, 양방향 SHO 절차가 트리거된 것으로 하였으며, 여기서 흐름은 도 8b로 진행한다. 일단 이동 단말기(16)가 임계 CIR 보다 큰 CIR을 얻게 되면, 단말은 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)을 확인하는 정보 그리고 산출된 CIR을 서빙 기지국에 전송하게 될 것이다(단계 222). 서빙 기지국(14)은 활성 세트 리스트와 산출된 CIR을 기지국 제어기(10)에 보고하게 된다(단계 224). 기지국 제어기(10)가 활성 세트 리스트 또는 그 서브세트 상의 기지국(14)에 대한 SHO 모드를 부여하고, 적합한 기지국(14)으로 SHO 절차를 수립한다(단계 226). 기지국 제어기(10)에서 스케줄러가 상술한 바와 같은 SHO 모드에 대한 시간 슬롯을 할당할 것이고, 활성 세트 리스트 또는 그 서브세트 상의 기지국(14)으로 데이터 패킷을 송신할 것이다(단계 228). 활성 세트 리스트 상의 기지국은 접속 공간-시간 코딩을 실행하고 기지국 제어기(10)의 스케줄러에 의해 할당된 슬롯에서 데이터를 전송할 것이다(단계 230).

다음에, 이동 단말기(16)가 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)으로부터 신호를 결합하여 디코드하고 전송된 데이터를 디코드하도록 시도할 것이다(단계 232). 이어서 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)으로부터 수신되는 데이터를 디코드하도록 시도할 것이다(단계 234). 그 데이터가 적합하게 디코드되면(단계 236), 이동 단말기(16)가 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)에 긍정응답(ACK)을 송신할 것이다(단계 238).

데이터가 적합하게 디코드되지 않으면(단계 236), 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)에 부정응답(NACK)을 송신할 것이다(단계 240). 대응하여, 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)은 접속 공간-시간 코딩을 실행하고 데이터를 재전송할 것이다(단계 242). 이어서 이동 단말기(16)는 자동 반복 요구(ARQ) 또는 하이브리드 ARQ(HARQ) 소프트 결합을 실행할 수 있고(단계 244), 처리를 반복할 것이다.

SHO 모드로의 변환 동안, 서비스 기지국(14)이 전송될 필요가 있는 데이터를 보유하고 기지국 제어기(10)에 의해 멀티캐스트 또는 난멀티캐스트 전송에 대하여 스케줄될 수 없을 것이다. 따라서, 서비스 기지국(14)이 SHO 모드로 완전히 들어가기 전에 이동 단말기(16)에 잔여 데이터를 전송해야 한다. 일실시예에서, 싱글캐스트 기술은 서비스 기지국(14)이 잔여 데이터를 이동 단말기(16)에 전송하고 활성 세트 리스트 상의 다른 기지국(14)이 서비스 기지국(14)에 의해 사용되는 채널 또는 밴드에서의 정보를 전송하지 않는 경우에 사용된다. 싱글 캐스팅에서의 추가의 정보는 본 명세서의 이하에서 보다 상세하게 제공된다. 다시 도 8b에서, SHO 모드로의 변환 동안, 서비스 기지국(14)이 데이터를 이동 단말기(16)로 싱글캐스트할 것이고, 여기서 활성 세트 리스트 상의 다른 기지국은 전송하지 않을 것이다(단계 246). 또한, SHO 모드 이동 단말기(16)에 대한 데이터를 스케줄링하는 처리를 통해, 각각의 기지국(14)이 SHO 모드가 아닌 이동 단말기(16)에 대한 데이터를 자율적으로 스케줄링할 것이다(단계 248).

도 8c에서, 처리를 통해 이동 단말기(16)가 모든 인접 기지국(14)의 파일럿 신호 세기를 계속 측정하여(단계 250) CIRs를 계산할 것이다. 따라서, 이동 단말기(16)가 식 2를 이용하여 CIR을 계산할 수 있고(단계 252), 그 결과 CIR이 임계값 CIR Th₀ 보다 큰지를 판단한다(단계 254). CIR₁이 임계값 Th₀ 보다 크면(단계 254), 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트를 갱신하고 서비스 기지국(14)에 보고한다(단계 256). 또한, 기지국 제어기(10)는 이동 단말기(16)에 대한 SHO 모드로부터 기지국 BS2를 제거할 것이다(단계 258). 서비스 기지국(14)의 CIR이 기지국 BS2를 사용하지 않고 충분하기 때문에 기지국 BS2는 제거된다. 따라서, 처리는 도 8b의 단계 226으로 계속될 것이다.

CIR₁의 값이 임계값 CIR Th₀ 보다 크지 않으면(단계 254), 이동 단말기(16)는 식 3을 이용하여 CIR을 계산할 것이다(단계 260). CIR₂ 값이 임계값 CITh₀ 보다 크면(단계 262), 2개의 방식의 SHO 모드가 여전히 필요하며, 처리는 도 8b의 단계 226에서 계속될 것이다. CIR₂ 값이 임계값 CITh₀ 보다 크지 않으면(단계 262), 이동 단말기(16)가 식 4를 이용하여 CIR의 값을 계산할 것이다(단계 264). 따라서, CIR₃ 값이 임계값 CIR Th₀보다 크지 않으면(단계 266), 이동 단말기(16)는 충분히 많은 수의 기지국(14)이 활성 세트 리스트에 부가되어 CIR 값이 임계값 CIR Th₀을 초과할 때까지 CIR₄ 값 등등을 계산할 것이다(단계 272).

CIR₃ 값이 임계값 CITh₀ 보다 크면(단계 266), 이동 단말기(16)가 I₃와 관련된 기지국 BS3를 포함하는 활성 세트 리스트를 생신하고 갱신된 액티브 리스트를 서비스 기지국(14)에 보고할 것이다(단계 268). 이 시점에서, 기지국 제어기(10)가 기지국 BS3을 SHO 모드에 부가할 것이고(단계 270), 처리는 도 8b의 단계 226에서 계속될 것이다.

데이터는 공간-시간 코딩 스킴을 이용하여 기지국(14)으로부터 이동 단말기(16)로 전송된다. 이하에는 각각의 기지국(14)의 주파수 도메인의 전송 분할과 관련된 2개의 공간-시간 코딩 스킴을 설명한다. 각각의 스킴에 대하여, 2개의 실시예를 설명한다. 도 9 및 도 10은 3개의 기지국(14)(BS1, BS2, 및 BS3)에 관련된 SHO 모드에서 이동 단말기(16)에 대한 MIMO-OFDM 스킴을 나타낸다. 주파수 도메인에서 전송 분할은 각각의 기지국(14)에서의 공간-시간 코딩과 협력하여 구현된다. 이러한 전송 분할은 참가하는 기지국(14) 중 이용가능한 OFDM 주파수 서브밴드를 분리하게 한다. 각각의 기지국(14)만이 대응하는 서브밴드 상에서 전송되도록 스케줄링되는 데이터를 조정한다. 도 10은 소정 기간 동안 공간-시간 코딩을 구현하는 듀얼 경로 중 한 경로에 대하여 3개의 기지국(14)(BS1, BS2, 및 BS3) 중의 서브밴드 매핑을 나타낸다. 다른 경로가 동일한 서브밴드를 사용하지만, 다른 코딩을 구현할 것이다. 매핑 제어 신호(도 4)는 서브밴드의 매핑을 제어하는데 이용된다. 기지국(4)은 여기서 설명되는 바와 같이 매핑 제어 및 STC 인코딩에 대한 다른 서브밴드를 선택하고 전력 부스팅(boosting)을 제어하기 위하여 기지국 제어기(10)를 통해 조정된다.

제1 기지국(14)(BS1)에 대하여, 기저 1/3의 서브밴드가 트래픽 데이터를 변조하고 전송하는데 사용되고, 나머지 2/3의 서브밴드는 사용되지 않는다. 특히, 파일럿 신호는 미사용 서브밴드를 제외하고 트래픽 데이터 모두에 확산된다. 제2 기지국(14)(BS2)에 대하여, 중간의 1/3의 서브밴드가 트래픽 데이터를 변조하고 전송하는데 사용되고, 나머지 2/3의 서브밴드가 사용되지 않는다. 제3 기지국(14)(BS3)에 대하여, 상부 1/3의 서브밴드가 트래픽 데이터를 변조하고 전송하는데 사용되고, 나머지 2/3의 서브밴드는 사용되지 않는다. 최적의 성능을 위하여, 전력은 액티브 서브밴드에 대하여 부스트(boost)되어 완전한 전력 전송을 실현하고 사용되지 않은 밴드에 대하여 차단된다. 따라서, 이동 단말기(16)는 기지국(14)(BS1, BS2, 및 BS3) 각각으로부터 주파수 밴드의 다른 1/3을 효과적으로 수신하고 STC 및 스케줄링 파라미터에 기초하는 대응하는 데이터를 회복할 것이다. 바람직하게, 전체 전체 밴드에 대한 평균 전력은 소정의 한계 내에 남아있다.

난멀티캐스트 스케줄링에 대하여, 다른 서브패킷이 각각의 기지국(14)(BS1, BS2, BS3)에 송신되고, 이는 데이터를 주파수 분할 매핑을 하도록 구성하고 상술된 바와 같이 2개의 안테나에 대하여 공간-시간 코딩을 제공할 것이다. 따라서, 각각의 기지국(14)이 고유의 데이터를 전송하고 있다. 각각의 액티브 서브밴드는 10log₁₀(x)dB 만큼 전력 부스트되고, 여기서 x는 SHO 모드에서 기지국(14)의 수이고 본 예에서 3이다. 이동 단말기(16)는 전체 주파수 밴드, 각각의 기지국(14)으로부터의 일부를 수신하고, 공간-시간 디코딩을 실행하여 패킷 데이터를 검색한다.

난멀티캐스트 스케줄에 대하여, 동일한 패킷이 각각의 기지국(14)(BS1, BS2, 및 BS3)에 송신되고, 이는 데이터를 주파수 분할 매핑을 하도록 구성하고 상술한 바와 같이 2개의 안테나에 대하여 공간-시간 코딩을 제공할 것이다. 따라서, 각각의 기지국(14)이 다른 포맷이지만 동일한 시간에 동일한 데이터를 전송하고 있다. 또한, 각각의 액티브 서브밴드는 10log₁₀(x)dB 만큼 전력 부스트된다. 이동 단말기(16)는 전체 주파수 밴드, 각각의 기지국(14)으로부터의 일부를 수신하고 공간-시간 디코딩 및 다이버시티 결합을 실행하여 패킷 데이터를 검색한다. 상기 2개의 옵션은 SHO 이득을 달성할 수 있고, 이는 CIR 향상을 제공하여 인터페이스로부터의 SHO 기지국(14)의 전송 전력을 유용한 신호로 변환한다. 제1 옵션은 마크로다이버시티 결합 이득없이 높은 데이터 처리량을 가능하게 하고, 제2 옵션은 낮은 처리량을 생성하지만 매크로-다이버시티 이득을 제공한다. 일반적으로, SHO에서 참가하는 기지국(14)의 수는 제2 옵션으로 감소될 수 있다. 특히, 서브밴드 분할에 대한 몇몇 가능한 설계가 있고, 이는 인터레이싱 등을 포함할 수 있다. 여기서의 교시에 기초하여, 본 기술분야의 숙련된 자는 참가하는 기지국(14) 중에서 서브밴드를 분리하는 다양한 조합을 인식할 것이다.

도 11 및 도 12는 접속 기지국 다이버시티를 갖는 또 다른 MIMO-OFDM SHO 스킴을 나타낸다. 이 실시예에서, 각각의 기지국(14)(BS1, BS2, BS3)은 2개의 안테나(28)(α 및 β)와 관련된다. 본 실시예에서 고유한 것은 공간 다이버시티가 기지국(14)을 가로질러 제공된다는 것이다. 설명된 바와 같이, STC 인코딩은 2개의 STC 데이터 스트림이 되고, 이는 다른 기지국(14)에서의 안테나로부터 각각 전송된다.

난멀티캐스트 스케줄링에 대하여, 패킷은 3개의 고유한 서브패킷으로 분할되고 기지국(14)(BS1, BS2, BS3)에 각각 송신된다. 기지국(14)(BS1) 안테나(α) 및 기지국(14)(BS2) 안테나(β)는 제1 서브-패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행하고; 기지국(14)(BS2)안테나(α) 및 기지국(14)(BS3) 안테나(α)는 제2 서브-패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행하고; 기지국(14)(BS3) 안테나(β) 및 기지국(14)(BS1) 안테나(β)는 제3 서브-패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행한다. 각각의 안테나 쌍은 하나의 서브패킷을 전송하며, OFDM 시간-주파수 서브밴드의 1/3 상으로 매핑된다. 서브밴드의 나머지 2/3는 비어있으며 데이터 전송에 사용되지 않는다. 각각의 전송된 서브밴드는 10log₁₀(x)dB 만큼 전력 부스트되며, x는 SHO 모드의 기지국 수이며 본 예에서는 3이다. 이동 단말기(16)는 전체 주파수 대역을 수신하고 패킷 데이터를 검색하기 위해 공간-시간 디코딩을 수행한다.

난멀티캐스트 스케줄링(non-multicast scheduling)에 대해, 각각의 패킷은 세 개의 기지국(14)(BS1, BS2, BS3)에 보내진다. 기지국(14)(BS1) 안테나(α) 및 기지국(14)(BS2) 안테나(β)는 패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행하고; 기지국(14)(BS2) 안테나(α) 및 기지국(14)(BS3) 안테나(α)는 패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행하고; 기지국(14)(BS3) 안테나(β) 및 기지국(14)(BS1) 안테나(β)는 패킷에 대해 공간-시간 인코딩을 수행한다. 각각의 안테나 쌍은 그 패킷의 사본을 전송하며, OFDM 시간-주파수 서브밴드의 1/3 상으로 매핑된다. 서브밴드의 나머지 2/3는 비어있으며 데이터 전송에 사용되지 않는다. 각각의 전송된 서브밴드는 10log₁₀(x)dB 만큼 전력 부스트된다. 또한, x는 SHO 모드의 기지국(14) 수이며 본 예에서는 3이다. 이동 단말기(16)는 전체 주파수 대역을 수신하고 패킷 데이터를 검색하기 위해 공간-시간 디코딩을 수행한다.

도 11의 결합 STC 스킴은 도 9에 제공된 것을 통해 부가적인 공간-시간 코딩 이득을 제공한다. MIMO-OFDM SHO 공간-시간 코딩 배치에 대한 상기 예는 투-웨이, 쓰리-웨이 및 N-웨이 SHO 동작으로 용이하게 일반화될 수 있다. OFDM 시스템의 주파수 분할 속성 때문에, 대역의 일부는 SHO에 대해 사용될 수 있으며, 그 대역의 나머지는 각각의 기지국(14)에 의해 데이터 패킷을 비-SHO 사용자들에게 전송하는데 사용된다. 이는 멀티-사용자 어플리케이션을 위한 스케줄링에 보다 많은 유연성을 제공한다.

비-SHO 모드로부터 SHO 모드로의 변화동안, 기지국(14)은 잔여 데이터를 가질 것이며, 이 잔여 데이터는 이동 단말기(16)로 전송될 필요가 있으며, 기지국 제어기(10)에서 스케줄링될 수 없다. 따라서, 본 발명은 싱글-캐스팅(single-casting) 기술을 사용하며, 단지 하나의 기지국(14)만이 선택 서브밴드에서 SHO 모드동안 데이터를 전송하는 반면, 다른 참가 기지국들(14)은 그 데이터를 전송하기 위해 기지국(14)에 의해 사용된 서브밴드 사용을 억제하도록 데이터 전달이 조정될 수 있다. 이러한 방식으로, 다른 기지국들(14)의 서브밴드와 연관된 간섭이 최소화된다. 싱글-캐스팅동안, 다수의 기지국들(14)로부터 부분적으로 또는 전체적으로 수신된 데이터를 조합하는 것과 연관된 결합 스케줄링 및 처리는 전체 데이터가 단지 하나의 기지국(14)으로부터 보내지기 때문에 불필요하다. 다시, 활성 서브-캐리어에 대한 전력 부스팅은 유리하다. 일단 잔여 데이터가 이동 단말기(16)에 전송되기만 하면, SHO 모드에서 동작하는 이동 단말기(16)에 대해 멀티캐스팅 또는 난멀티캐스팅이 행해지고, 기지국 제어기(10)가 활성 세트 리스트 상의 기지국(14)에 대해 멀티캐스트 또는 난멀티캐스트 중 하나인 데이터를 스케줄링하며, 이어서 이동 단말기(16)로 전송된다.

앞서 명시된 바와 같이, STC 디코딩에 대한 중요 요소는 정확한 채널 추정이다. SP 패턴은 인접한 기지국의 파일럿 신호 재사용 계획을 위해 설계된다. SP 패턴이 시간-주파수 평면상에 순환 레이아웃(cyclic layout)을 가질 수 있다. 공간-시간 디코딩에 대해 고품질의 채널 추정을 달성하기 위해서, 인접한 기지국(14)로부터의 간섭은 최소화되어야 한다. 본 발명의 일실시예에서, 전력은 각 기지국의 SP 신호에 대해 부스트될 수 있는 반면, 모든 다른 기지국(14)의 동일한 서브-캐리어 위치에 대해 이 서브-캐리어 송신들은 도 13에 도시된 바와 같이 널(null) 전력을 생성하기 위해 턴오프되어야 한다. 이러한 배치로서, 그 SP 서브-캐리어들은 공동-채널 간섭이 거의 없다.

이동 단말기(16)와 기지국(14) 간의 거리가 각각의 세트에 대해 다르기 때문에, 다른 기지국들(14)로부터의 신호들 간의 관련 송신 지연이 존재한다. 기지국 식별 및 타이밍 동기화 단계 동안, 이동 단말기(16)는 활성 세트 리스트 내의 다른 SHO 기지국(14)에 대응하는 타이밍 동기화 위치들을 이미 측정했다. SHO 모드에서, 특정 기지국(14)으로부터의 가장 이른 도착 시간이 동기화 위치로서 사용된다. 결과적으로, 단지 하나의 기지국(14)만이 완벽한 타이밍 동기화로 될 수 있는 반면, 다른 것들은 임의의 시간 오프셋을 가진다.

일반적으로, OFDM 신호는 프리픽스와 최대 채널 지연의 차까지 시간 오프셋을 허용할 수 있다. 시간 오프셋이 이 허용오차 내에 있는 한, 서브채널의 직교성은 보존된다. 그러나, 시간 오프셋이 부가적인 위상 로테이션을 야기할 것이며, 이는 서브채널 인덱스에 대해 선형으로 증가한다. 비간섭 검출에 대해, 어떠한 채널 정보도 요구되지 않으므로, 미분 인코딩 방향이 시간을 따라 수행되면, 비-SHO 모드에서 사용되는 것과 동일한 STC 디코딩 방법이 이동 단말기(16)에 의해 적용될 수 있다. 그러나, 간섭 검출을 위해, 정확한 채널 정보가 필수적이다. 시간 오프셋은 채널 재형성동안 문제점들을 야기할 수 있다.

X, Y, H가 주파수 영역에서 전송된 신호, 수신된 신호, 채널 응답을 각각 나타내고 잡음은 무시한다고 하자. 2×2 경우(두 송신 및 수신 경로)에 대해:

Y(k) = H(k)X(k)

여기서,

이고, k는 서브 캐리어 인덱스이다.

타임 오프셋이 존재하면, 상기 관계는 다음과 같이 변경되어야 하며

Y(k) = H'(k)X(k)

여기서:

φ_i는 i번째 송신 안테나에 대한 시간 오프셋에 의해 도입된 부가적인 위상 로테이션이고, δt⁽ⁱ⁾는 i번째 송신 안테나로부터의 신호들에 대한 타이밍 동기화 에러에 의해 야기된 샘플들의 시간 오프셋이다. δt⁽ⁱ⁾는 기지국 식별 및 타임 동기화 동안 공지된다.

이론적으로 등가 채널 응답(H')은 파일럿 신호들의 도움으로 추정되고 보상될 수 있다. 그러나, 채널 추정은 SP들에 기초하기 때문에, 관련 송신 지연을 보상하는데 주의를 기울여야 한다. SP의 밀도의 설계 원리는 채널 응답을 변경하는 시간 및 주파수의 재형성을 허용하는 것이다. 시간 방향으로의 파일럿들 간의 공간은 예상되는 최대 도플러 주파수에 의해 결정되는 반면, 주파수 방향으로의 파일럿들 간의 공간은 멀티-경로 페이딩 채널의 예상되는 지연 스프레드에 의해 결정된다. SP 패턴의 격자 밀도는 보간(interpolation)을 통해 전파 채널의 재형성을 위한 충분한 샘플링을 제공할 수 있다. 다른 한편, φ는 서브 캐리어 인덱스와 함께 변하며, 그 변동 주파수는 시간 오프셋의 증분과 함께 증가한다. 그러므로, 전체의 등가 채널 응답(H')의 상호관계 대역폭은 다중-경로 페이딩 채널과 수정되지 않은(uncorrected) 시간 오프셋 둘 모두에 의해 결정된다. 앞서 언급된 바와 같이, 관련 송신 지연의 존재 때문에 보다 먼 기지국(14)로부터의 신호들에 대한 시간 오프셋이 존재한다. 예를 들어, 2×2 MIMO-OFDM 시스템에서, 채널 추정을 위해 4 채널이 요구된다. 그들 중 두 채널은 비교적 큰 시간 오프셋을 가질 수 있고, 결과적으로 빠른 부가적 위상 로테이션(φ)이 된다. 명백하게, 시간 오프셋은 빠른 위상 로테이션을 도입할 것이다. φ의 변동량이 H'의 변동량보다 훨씬 빠를 경우, SP들의 격자 밀도는 샘플링 이론들을 만족하지 않을 수 있으므로; H'는 보간에 의해 올바르게 획득될 수 없다.

SHO 동안 다수의 채널들 모두에 대해 올바른 채널 정보를 획득하기 위해, 보상 방법이 적용될 수 있다. 그 개념은 공지된 φ의 변동량에 대해 단지 전파 채널만이 보간된다는 것이다. FFT 처리 후에, 그 수신된 시간 영역 샘플들은 주파수 영역 구성요소들에 전달된다. 이어서, h_ij'(k)는 파일럿 서브캐리어(k)에서 획득될 수 있다. 보간이 모든 서브캐리어에 대한 채널 응답을 획득하는데 사용되기 전에, φ로부터의 기여는 φ_i(k)의 공액과 h_ij'(k)를 곱함으로써 제거될 수 있다.

시간 오프셋과 함께 기지국(14)과 관련되는 채널들만 보상되어야 함이 주지되어야 한다. 보간후에는, 모든 가용 서브캐리어들의 채널 응답(

)들이 얻어진다.

와 φ_i의 곱셈으로 모든 가용 서브캐리어들의 총 등가 채널 응답(h_ij')이 얻어진다.

본질적으로, OFDM 소프트 핸드오프에 참가하는 다중 기지국들(14) 각각으로부터의 통신과 연관된 송신 지연에 대하여 OFDM 신호의 데이터 서브캐리어 각각의 채널 응답들이 보상된다. 일반적으로, 이동 단말기(16)는 OFDM 소프트 핸드오프에 참가하는 각 기지국들(14)로부터의 관련 송신 지연들을 결정하기 위하여, 각 기지국(14)으로부터의 파일럿 신호 각각의 프리앰블에 제공되는 고유 PN 코드들을 사용하게 된다. 고속 푸리에 변환 후에, OFDM 신호들의 SP 신호들이 각각의 수신기 부분에 대한 주파수 영역에서 추출된다. SP 신호들에 대한 채널 응답들이 각각의 송신 채널에 대하여 추정된다. 바람직하게는, 전술한 곱셈기술을 사용하여, 추정되는 채널 응답들로부터의 통신 지연으로 인한 추가의 위상 로테이션이 제거된다. 이 때, 분산된 채널 신호들에 대한 채널 응답들이 알려져, OFDM 신호내의 데이터 서브캐리어들에 대하여 채널 응답들을 보간하는데 사용된다. 일단 OFDM 데이터 서브캐리어들에 대한 채널 응답들이 추정되면, 송신 지연으로 인한 위상 로테이션이 각 OFDM 서브캐리어의 채널 응답들로 더해져, 다양한 기지국(1)들로부터의 통신을 수신하는 동안 사용하는 실제 채널 추정치들을 제공한다.

본 발명은 OFDM 시스템의 효율적인 소프트 핸드오프 기술을 제공하여, 셀 경계에서의 이동 단말기와의 OFDM 통신에 관련된 간섭을 최소화하는 반면 데이터 속도는 증가시킨다. 당업자라면 본 발명의 바람직한 실시예에 대한 개량예와 변경예들을 알 수 있을 것이다. 이러한 모든 개선들과 변경들은 본 명세서에 개시된 개념 및 이하의 청구범위 내의 범주내인 것으로 간주된다.

Claims

직교 주파수 분할 다중(OFDM: orthogonal frequency division multiplexing) 시스템으로서,
스케줄러; 및
상기 스케줄러와 동작적으로 연관된 복수의 기지국
을 포함하는 직교 주파수 분할 다중 시스템.