KR20130038938A - 무선 통신 시스템, 무선 통신의 설정 방법, 기지국, 이동국 및 프로그램이 기록된 기록매체 - Google Patents

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Abstract

주파수축 상에서 연속인 리소스 블록으로 구성되는 주파수 블록을 1이동국당 1개 이상 할당하는 경우, 할당하는 주파수 블록수를 크게 함에 의해, 스케줄링에 의한 멀티 다이버시티 효과는 커지지만, 스케줄링 정보에 의한 오버헤드는 크게 되어 버린다. 그러나, OFDM이나 SC-FDMA에서 멀티 다이버시티 효과와 스케줄링 오버헤드 사이의 트레이드 오프를 고려한 경우, 트레이드 오프를 고려한 최적화가 충분히 행하여지고 있지 않았다. 본 발명은, 이동 무선 시스템에서의 동일 이동국에 할당하는 상기 주파수 블록수의 최대 수인 최대 주파수 블록을 기지국 설치 환경이나 이동국 또는 이동국의 통신 상태에 관한 정보인 시스템 정보에 의거하여 설정하고, 기지국은 상기 최대 주파수 블록수 이하에서 리소스 블록 할당을 행하는 것을 특징으로 한다.

Description

무선 통신 시스템, 무선 통신의 설정 방법, 기지국, 이동국 및 프로그램이 기록된 기록매체{WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM, WIRELESS COMMUNICATION SETTING METHOD, BASE STATION, MOBILE STATION, AND PROGRAM}
본 발명은 이동 무선 시스템에 관한 것으로, 무선 통신의 설정 방법에 관한 것이다.
이동 무선 통신의 고속화로의 요구에 응하기 위해, 광대역의 무선 통신이 불가결해지고 있다. 광대역의 이동 무선 통신에서는, 복수의 지연 패스의 영향에 의해 주파수축 상에 있어서 전반로 품질(Channel quality indicator: CQI라고도 한다)이 변동하는 주파수 선택성 페이딩이 발생한다. 또한, 기지국이 복수의 이동국(User Equipment: UE라고도 한다)과 통신하는 멀티 액세스를 생각하면, 이동국이 기지국과 통신을 하는 환경은 각각 다르기 때문에, 각각의 이동국의 주파수 영역의 CQI는 다르다. 이상의 것에 의해, 각각의 이동국에서의 주파수 영역의 CQI를 비교하여, CQI가 우수한 서브캐리어를 각각의 이동국에 할당하는 스케줄링을 행함에 의해, 시스템 스루풋이 향상하는 것이 알려져 있다. 상술한 스케줄링은 전반로 의존의 주파수 스케줄링 또는 Frequency domain channel-dependent scheduling이라고 불린다.
3rd Generation Partnership Project(3GPP)로서 표준화가 진행되고 있는 Long Term Evolution(LTE)에서는, 하행 링크의 액세스 방식으로서, Orthogonal Frequency Division Multiplexing(OFDM)이 채용되고 있다. LTE의 하행 링크에서는, 상술한 전반로 의존의 주파수 스케줄링이 적용되고, 1전송 타임 인터벌(TTI: Transmit Time Interval) 내에서 주파수축 상에서 연속한 리소스 블록(리소스 블록: 복수의 서브캐리어로 구성된다)으로 구성되는 주파수 블록을 1이동국당 복수개 할당할 수 있다. 도 17에 LTE의 하행 링크에서의 주파수 블록 할당의 예를 도시한다. 여기서는, 시스템 대역에 있어서 1TTI 내에 4이동국이 스케줄링되는 예이다. 이동국(1)(UE(1))의 주파수 블록수는 3, 이동국(2)(UE(2))의 주파수 블록수는 2, 이동국(3)(UE(3))의 주파수 블록은 2, 이동국(4)(UE(4))의 주파수 블록은 1이 된다.
한편, LTE의 상행 링크의 액세스 방식은 Single Carrier-Frequency Division Multiplexing Access(SC-FDMA)가 채용되고 있다(주파수 영역에서 서브캐리어 매핑을 행하는 송신기 구성인 경우, Discrete Fourier Transform-spread-OFDM(DFT-s-OFDM이라고도 불린다). LTE의 상행 링크에서도 마찬가지로, 전반로 의존의 주파수 스케줄링이 적용되지만, 피크 대(對) 평균 전력비(Peak to Average Power Ratio: PAPR)를 작게 억제하기 위해, 1TTI 내에서 1이동국당 연속하는 리소스 블록을 할당하는 제한을 마련하고 있다. 즉, 주파수 블록수는 항상 1이라고 하게 된다. 도 18에 LTE의 상행 링크의 주파수 블록 할당의 예를 도시한다. 도 17과 마찬가지로 시스템 대역에 있어서 1TTI 내에 4이동국이 스케줄링되는 예이다. 이동국(1 내지 4)(UE(1 내지 4))의 주파수 블록수는 항상 1로 되어 있다.
또한, 비특허 문헌 1에서는, SC-FDMA를 확장한 액세스 방식으로서, 1TTI 내에서 1이동국당 복수의 주파수 블록의 할당을 허용하는 액세스 방식(이하에서는 Multi Carrier FDMA(MC-FDMA)라고 기술한다)를 채용함에 의해, 주파수 스케줄링의 멀티 다이버시티 효과를 크게 하고, 시스템 스루풋의 향상을 도모하는 것이 제안되어 있다. 또한, 이 Multi Carrier FDMA(MC-FDMA)는, FDMA-Adaptive Spectrum Allocation(FDMA­ASA)이라고 불리기도 하는 방식이다.
도 19에 SC-FDMA와 MC-FDMA의 송신기 구성의 한 예와 스펙트럼의 구성을 나타낸다. SC-FDMA와 MC-FDMA의 송신기의 블록 구성은 동일하고, 데이터 생성부(1701), DFT부(1702), 서브캐리어 매핑부(1703), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)부(1704), 사이클릭 프레픽스부(1705)로 이루어진다.
우선, 데이터 생성부(1701)에서 데이터 생성을 행하고, DFT부(1702)에서 시간 영역의 신호로부터 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 서브캐리어 매핑부(1703)에 입력한다. SC-FDMA와 MC-FDMA의 차이점은, 서브캐리어 매핑부의 서브캐리어를 매핑할 때의 주파수 블록수의 제한이다. SC-FDMA의 주파수 스펙트럼은 반드시 연속이 되지만(주파수 블록수=1), MC-FDMA에서는 불연속한 주파수 스펙트럼이 될(주파수 블록수>1) 가능성이 있다. 다음에, IFFT부(1704)에서, 주파수 영역의 신호로부터 시간 영역의 신호로 변환한 후, 사이클릭 프레픽스를 부가하여 송신한다. 사이클릭 프레픽스 부가란, 도 20에서 도시하는 바와 같이, 데이터의 뒷부분을 블록의 선두에 카피하는 것이다. 또한, 사이클릭 프레픽스는, 수신측에서의 주파수 영역 등화(等化)를 효과적으로 실행하기 위해 삽입한다. 또한, 사이클릭 프레픽스 길이는, 전반로의 지연 패스의 최대 지연 시간을 넘지 않도록 설정하는 것이 바람직하다.
또한, OFDM의 PAPR은 서브캐리어수가 커짐에 따라, PAPR이 증대한다. 그러나, 서브캐리어수가 50 정도에서 PAPR의 증대는 매우 작아지고, PAPR은 거의 포화한다. 멀티 유저 다이버시티 효과를 기대할 수 있는 광대역 전송에서는, 서브캐리어수는 50 이상이 되는 것이 일반적이고, 그 경우에는, 주파수 블록수를 작게 하여도, PAPR의 개선은 기대할 수가 없다. 한편, MC-FDMA는, 주파수 블록수가 커지면, 주파수축 상에서 불연속한 주파수 스펙트럼을 포함하게 되기 때문에, PAPR이 크게 되어 버린다. 따라서, MC-FDMA에서는, 주파수 블록수를 작게 억제함에 의해, PAPR의 개선을 기대할 수 있다.
주파수 블록수를 크게 함에 의해 리소스 블록을 할당하는 자유도는 높아지기 때문에, 전반로 의존의 주파수 스케줄링에 의한 멀티 다이버시티 효과는 커진다. 그러나, 주파수 블록수를 크게 하는 경우, 리소스 블록 할당 정보의 통지에 의한 오버헤드가 커지는 것이 고려된다. 실제로, LTE의 하행 링크의 리소스 블록 할당 정보의 통지에 채용이 검토되고 있는 Bitmap의 방법(주파수 블록수가 큰 경우에 적합한 통지 방법)(비특허 문헌 2, 3 참조)는, LTE의 상행 링크의 할당 정보의 통지에 사용되는 트리 구조 베이스(Tree-based)의 방법(주파수 블록수가 작은 경우에 적합한 통지 방법)(비특허 문헌 4 참조)보다도 오버헤드가 크게 되어 있다.
구체적으로는, 100 리소스 블록을 할당하는 경우, Bit map를 이용하면 100비트의 스케줄링 정보가 필요해지지만, Tree-based를 이용하면 log2100(100+1)/2=13비트의 스케줄링 정보가 필요하게 된다(주파수 블록=1인 경우). 실제로, LTE의 하행에서는 할당하는 리소스 블록에 제한을 가하여, 상한 37비트의 스케줄링 정보를 이용하고 있다. 또한, Tree-based를 주파수 블록수가 큰 경우에 적용하면, 주파수 블록수가 1인 SC-FDMA인 경우와 비교하여, 필요한 통지 비트 수는 주파수 블록 수배가 되어 버린다. 구체적으로는, 주파수 블록수=1인 경우에서 Tree-based를 이용할 때의 오버헤드를 상술한 13비트로 하면, 주파수 블록수=2인 경우는 13×2=26비트, 주파수 블록수=4인 경우는 13×4=52비트로 증가하여 버리게 된다.
비특허 문헌 1: 진도게이고, 산베세이이치, "다이나믹 스펙트럼 제어를 이용한 광대역 싱글 캐리어 전송 방식에 관한 검토" 신학기보RCS2006-233, 2007년 1월 비특허 문헌 2: 3GPP R1-074208 LG Electronics, "DL LVRB allocation approach 2," 2007년 10월 비특허 문헌 3: 3GPP R1-072723 Mitsubishi Electric, "Scheduling Policy and Signaling wayon DL Resource Allocation," 2007년 6월 비특허 문헌 4: 3GPP R1-070881 NEC Group, NTT DoCoMo "Uplink Resource Allocation for E-UTRA," 2007년 2월
상술한 바와 같이, 일반적으로, 주파수 블록수를 크게 함에 의해, 리소스 블록의 할당 패턴은 많아지기 때문에, 기지국이 이동국에 통지하는 스케줄링 정보에 의한 오버헤드는 크게 되어 버린다. 따라서, 멀티 다이버시티 효과와 스케줄링 정보에 의한 오버헤드는 트레이드 오프의 관계에 있다. 도 21은, 본 발명에 관계되는 기술의 시스템도이다. 이 기술은 모든 이동국에 있어서, 동일하면서 고정의 주파수 블록수를 이용하여 있다. 따라서, 멀티 다이버시티 효과와 스케줄링 오버헤드는 트레이드 오프를 고려한 최적화가 충분히 행하여지고 있지 않았다.
또한, 액세스 방식이 MC-FDMA인 경우에서는, PAPR이 주파수 블록수에 의존하는 것이 알려져 있지만, 모든 이동국에 있어서 동일하면서 고정의 주파수 블록수를 이용하고 있다. 그 때문에, PAPR을 고려한 주파수 블록수를 설정·갱신하고 있지 않았다.
이상의 이유로부터, 달성할 수 있는 스루풋이 제한된다는 문제가 있다.
본 발명의 목적은, 멀티 유저 다이버시티 효과와 스케줄링 정보에 의한 오버헤드의 트레이드 오프를 고려한 주파수 블록수의 설정 기술을 제공하는 것에 있다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 무선 통신 시스템으로서, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 연속하는 리소스 블록으로 구성되는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단을 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 이동국으로서, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단을 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 이동국으로서, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수가 설정된 수 이하가 되도록, 기지국이 할당한 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 기지국으로서, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단을 갖는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 무선 통신의 설정 방법으로서, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 프로그램으로서, 상기 프로그램은 이동국에, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 처리를 실행시키는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 프로그램으로서, 상기 프로그램은 이동국에, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정된 수 이하가 되도록 기지국이 할당한 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하는 처리를 실행시키는 것을 특징으로 한다.
상기 과제를 해결하기 위한 본 발명은, 프로그램으로서, 상기 프로그램은 기지국에, 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 처리를 실행시키는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면, 멀티 유저 다이버시티 효과를 크게 하면서, 스케줄링 정보에 의한 오버헤드의 증가를 억제함에 의해 시스템 스루풋을 향상시킬 수 있다. 이것은, 본 발명에서는, 기지국(셀) 또는 이동국의 환경이나 통신 상태에 응하여 적절한 주파수 블록수를 설정하도록 구성되어 있기 때문이다.
이에 의해, 셀 전체의 평균적인 스케줄링 정보에 의한 오버헤드를 삭감할 수 있다.
도 1은 제 1의 실시 형태에서의 이동 통신 시스템을 도시하는 도면.
도 2는 제 1의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도
도 3은 제 1의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 이동국의 주요 구성을 도시하는 블록도.
도 4는 제 1의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시하는 도면.
도 5는 제 1 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 1 예를 도시하는 모식적인 테이블.
도 6은 제 1 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 2 예를 도시하는 모식적인 테이블.
도 7은 제 2의 실시 형태에서의 이동 통신 시스템을 도시하는 도면.
도 8은 제 2의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도
도 9는 제 2의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시하는 도면.
도 10은 제 2 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 1 예를 도시하는 모식적인 테이블.
도 11은 제 2 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 2 예를 도시하는 모식적인 테이블.
도 12는 제 3의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도
도 13은 제 3의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 이동국의 주요 구성을 도시하는 블록도.
도 14는 제 3의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시하는 도면.
도 15는 제 4의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도.
도 16은 제 4의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시하는 도면.
도 17은 LTE 하행 링크에서의 리소스 블록의 할당례를 도시하는 도면.
도 18은 LTE 상행 링크에서의 리소스 블록의 할당례를 도시하는 도면.
도 19는 SC-FDMA 및 MC-FDMA의 송신기 구성과 스펙트럼을 도시하는 도면.
도 20은 사이클릭 프레픽스를 부가하는 방법을 설명하는 도면.
도 21은 본 발명에 관계되는 기술의 시스템을 설명하기 위한 시스템도.
도 22는 본 발명에 있어서의 리퍼런스 신호에 이용하는 CAZAC계열을 설명하기 위한 도면.
도 23은 제 2의 실시의 형태에서의 하행 링크의 제어에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우도.
도 24는 제 3의 실시의 형태에서의 하행 링크의 제어에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우도.
본 발명에서는, 동일 유저에게 할당하는 주파수 블록수를, 기지국 또는 이동국의 통신 능력, 통신 환경 및 통신 환경에 영향을 주는 정보인 시스템 정보에 의거하여 적절한 수로 설정하는 것을 특징으로 한다. 즉, 동일 유저에게 할당하는 주파수 블록수의 최대 수인 최대 주파수 블록수를 적절한 수로 설정하는 것에 있다. 주파수 블록수에 제한을 마련함에 의해, 셀 전체의 평균적인 스케줄링 정보에 의한 오버헤드의 증대를 막는다. 또한, 주파수 블록이란, 1 이상의 연속하는 리소스 블록으로 구성되는 리소스 블록군인 것을 나타낸다.
또한, DFT-spread-OFDM(Discrete Fourier Transform ­ spread - Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에서의 송신측의 DFT(Discrete Fourier Transform)로부터의 출력을, 적어도 1개 이상의 상기 리소스 블록군에 할당하는 MC-FDMA에서는, 주파수 블록수가 커질수록 PAPR이 커지기 때문에, 주파수 블록수에 제한을 가하지 않으면 셀 단(端)의 이동국의 PAPR 증대가 문제가 된다. 본 발명에서는, 기지국 또는 이동국의 시스템 정보 등에 의거하여, 허용할 수 있는 최대 주파수 블록수를 기지국(셀), 이동국, 또는 이동국의 그룹마다 설정함에 의해, 셀 단의 이동국에 있어서의 PAPR 증대의 문제를 회피한다.
구체적으로는, 멀티 유저 다이버시티 효과를 크게 하고 싶은 상황(시스템 대역이 넓은, 또는 CQI가 좋은 상황 등)에서는, 최대의 주파수 블록수를 크게 설정하고, 오버헤드의 증가를 억제하고 싶은 상황(시스템 대역이 좁은, 또는 CQI가 나쁜 상황 등)에서는, 최대의 주파수 블록수를 작게 설정한다.
계속해서, 본 발명에 관한 리소스 블록 할당에 관한 기술에 관해, 도면을 참조하여 설명한다.
(제 1의 실시의 형태)
제 1의 실시의 형태에서는, 최대 주파수 블록수를 기지국(셀)마다 선택하는 구성에 관해 설명한다.
도 1은, 기지국(셀)의 사이즈로 최대 주파수 블록수를 전환하는 경우의 도면이다.
이 경우, 셀 사이즈가 작으면 송신 전력에 여유가 있기 때문에, 송신 대역폭을 넓게 할 수 있다. 그 경우, 큰 멀티 다이버시티 효과를 기대할 수 있기 때문에, 주파수 블록수를 크게 설정한다. 한편, 셀 사이즈가 큰 기지국(셀)에서는, 송신 전력에 여유가 없기 때문에, 송신 대역폭이 작아진다. 그 경우, 큰 멀티 다이버시티 효과를 기대할 수가 없기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 하여, 스케줄링 정보에 의한 오버헤드를 삭감한다.
도 2는 제 1의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도이다. 여기서는, 기지국(20)이 복수의 이동국(30)(UE(1), UE(2) …)을 수용하고 있는 것으로 한다. 이 기지국과 이동국은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식, 또는 MC-FDMA 방식을 이용하여 통신한다.
무선 통신 제어부(201)는, 복수의 이동국(UE)과의 통신을 제어한다. 예를 들면, 무선 통신 제어부(201)는, 복수의 이동국(UE)으로부터 수신하는 다중 신호를 분리하여 상행 데이터 재생부(202), 상행 제어 신호 재생부(203) 및 상행 CQI 측정부(204)에 각각 출력하고, 또한 하행 데이터 생성부(208), 하행 제어 신호 생성부(209) 및 하행 리퍼런스 신호 생성부(210)으로부터 각종 송신 신호를 스케줄러(207)에서 결정한 주파수/시간 다중 구성에 따라 다중하고, 복수의 이동국에 송신한다.
상행 CQI 측정부(204)는, 각 이동국(UE)으로부터의 Sounding 리퍼런스 신호를 수신함으로써, 상행 링크의 CQI를 측정하고, 제어부(205) 및 스케줄러(207)에 출력한다. 여기서, Sounding 리퍼런스 신호는, 상행 링크의 CQI 측정이나 링크 적응에 사용되고, 이동국이 기지국에 송신하는 리퍼런스 신호(파일럿 신호라고도 부른다)이다.
최대 주파수 블록수 결정부(206)는, 제어부(205)로부터 자국(自局)의 셀 사이즈나 셀의 시스템 대역폭 등의 기지국의 통신 능력을 나타내는 시스템 정보가 입력된다. 최대 주파수 블록수 결정부(206)는, 결정 기준 기억부(211)를 참조하여, 입력된 시스템 정보에 응하여 셀 고유의 최대 주파수 블록수를 결정하고, 제어부(205)에 출력한다. 또한, 결정 기준 기억부(211)에 격납되어 있는 결정 기준 테이블은, 공장 출하시에 설정되어 있어도 좋고, 설치시 또는 설치 후에 적절히 설정 또는 갱신되어도 좋다.
스케줄러(207)는, 최대 주파수 블록수 결정부(206)에서 결정한 최대 주파수 블록수를 고려하고 나서, 제어부(205)의 제어하에, 측정된 각각의 이동국(UE)이 상행 링크의 CQI를 이용하여 전반로 의존의 주파수 스케줄링(리소스의 할당)을 행한다. 스케줄러(207)는, 하행 데이터의 스케줄링의 결과를 하행 데이터 생성부에 출력, 상행 데이터의 스케줄링의 결과(스케줄링 정보)를 하행 제어 생성부(209)에 출력하고, 무선 통신 제어부(201)에 의해 각 이동국에 송신된다.
여기서, 각 이동국에 송신되는 스케줄링의 결과의 송신에 관해 설명한다. 하행 제어 신호를 통하여 통지하는 스케줄링 정보(UL grant)의 리소스 할당 영역은, 하나 또는 복수의 리소스 지시치(RIV)로 구성된다. 제 n번째의 주파수 블록의 리소스 지시치(RIVn)는, 시작의 리소스 블록(RBstart ,n) 또는 시작 위치와, 연속하는 리소스 블록의 길이(LCRBs ,n) 또는 연속수를 나타낸다. 이 리소스 지시치(RIVn)는, 예를 들면 Physical Downlink Control Channel(PDCCH)로 이동국에 통지된다. NRIV는 리소스 지시치의 최대 개수, 즉 최대 주파수 블록수의 수이고, 이 NRIV의 값은 시스템 정보의 일부로서 통보된다. 제 n번째의 리소스 지시치(RIVn)는 이하의 식 1로 정의된다. 또한, LCRBs ,n과 RBstart ,n이 다른 정보로서 통보하여도 좋다.
(식 1)
Figure pat00001
또한, NRIV는, Physical Broadcast Channel(PBCH) 또는 Physical Downlink Shared Channel(PDSCH)에 매핑되는 higher layer의 제어 신호로 보낸다. 또한, NRIV의 초기치는, 미리 고정된 값으로 규정되던지, PBCH 또는 PDSCH에 매핑되는 Higher layer의 제어 신호로 보낸다.
도 3은 제 1의 실시의 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 이동국의 주요 구성을 도시하는 블록도이다. 이동국(30)에서는 리소스 관리를 행하지 않기 때문에, 송수신에 사용하는 리소스 블록은 기지국(20)으로부터 수신한 하행 제어 신호에 따라 설정된다.
도 2에서, 무선 통신 제어부(301)에 의해 기지국(20)으로부터 수신한 다중 신호로부터, 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 CQI 측정부(302)에서 CQI 측정을 행하고, 하행 제어 신호 재생부(303)에 의해 스케줄링 정보를 추출한다. 제어부(304)는, 기지국으로부터 통지되는 스케줄링 정보에 따라, 상행 데이터 생성부(305), 상행 리퍼런스 신호 생성부(306), 상행 제어 신호 생성부(307) 및 무선 통신 제어부(301)의 서브캐리어 매핑부(308)를 제어한다.
서브캐리어 매핑부(306)는, 기지국으로부터 하행 제어 신호를 통하여 통지되는 스케줄링 정보에 따라, 서브캐리어의 매핑을 행하고, 데이터를 송신한다.
특히, MC-FDMA에서 하나 또는 복수의 주파수 블록수를 이용하여 데이터를 송신하는 경우, PUSCH(상행 공유 채널: Physical Uplink Shared Channel; 주로 유저 데이터가 송신된다)의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호(Demodulation reference signal이라고도 한다)에 이용하는 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 계열은 각 주파수 블록의 대역폭에 계열 길이를 합치는 것은 아니고, 전(全)주파수 블록의 송신 대역폭에 합친다.
한 예로서, 서브캐리어수가 200, 주파수 블록수가 2, IFFT POINT수가 512라는 조건으로 도 22에 도시하는 바와 같은 서브캐리어 매핑을 하여 송신한다고 한다. 이 경우 전주파수 블록의 송신 대역폭, 본 예인 경우, 각 주파수 블록의 송신 대역폭이 각각 100(도 22 중의 22B와 22E)이기 때문에, 2개의 주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시킨 후, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, PUSCH(데이터 신호)가 송신하는 동일 대역에 서브캐리어 매핑을 행하여 확산한다. 이때, PUSCH를 송신하지 않는 대역(도 22 중의 22A, 22C, 22D, 및 22F)에는 0을 삽입한다.
또한, CAZAC계열이란, 시간 및 주파수 양 영역에서 일정 진폭이면서 위상차 0 이외의 자기 상관치가 0으로 되는 계열이다. 시간 영역에서 일정 진폭이기 때문에 PAPR이 작게 억제되고, 또한 주파수 영역에서도 일정 진폭이기 때문에 주파수 영역에서의 전반로 추정에 적합한 계열이다. 또한, 완전한 자기 상관 특성이 있기 때문에 수신 신호의 타이밍 검출에 적합하다는 이점을 갖고 있다.
도 4에 제 1의 실시의 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시한다. 도 4에서, 실선의 블록으로 도시하는 스텝은 기지국의 동작, 점선의 블록으로 도시하는 스텝은 이동국의 동작이다.
우선, 기지국의 제어부(205)는, 자국의 셀 사이즈 등의 시스템 정보를 최대 주파수 블록 결정부(206)에 입력한다(스텝 401).
다음에, 최대 주파수 블록 결정부(206)는, 결정 기준 기억부(211)를 참조하여, 시스템 정보에 응하여 기지국 고유의 최대 주파수 블록수를 선택한다(스텝 402).
다음에, 이동국(UE)의 CQI 측정부(302)는, 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 403).
스텝 403에서 측정한 하행 CQI를 기록한 상행 제어 신호를 상행 제어 신호 생성부(307)에서 생성하고, 이 상행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 기지국에 하행 CQI를 통지한다(스텝 404).
기지국의 제어부(205)는 스텝 404에서 통지된 하행 CQI에 의거하여, 상행 Sounding 리퍼런스 신호의 대역을 결정하고(스텝 405), 하행 제어 신호를 통하여 이동국에 통지한다(스텝 406).
이동국의 상행 리퍼런스 신호 생성부(306)는 스텝 406의 통지에 따라, Sounding 리퍼런스 신호를 송신한다(스텝 407).
기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 407에서 송신된 Sounding 리퍼런스 신호를 수신하고 CQI를 측정한다(스텝 408).
다음에, 기지국의 스케줄러(207)는, 최대 주파수 블록수 결정부(206)가 스텝 402에서 선택한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록 스케줄링을 행하고(스텝 409), 이동국에 하행 제어 신호를 통하여 스케줄링 정보를 통지한다(스텝 410). 이때, 하행 제어 신호 생성부(209)는, 리소스 지시치(RIVn)를, 상기 식 1을 이용하여 생성하여 통지한다.
최후로, 이동국의 무선 통신 제어부(301)는 스텝 410의 통지에 따라, 상행 데이터를 송신한다(스텝 411). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시켜, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 데이터의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
또한, 제 1의 실시 형태에 있어서, 기지국이 이동국에 스텝 402에서 선택한 최대 주파수 블록수(NRIV)는, Physical Broadcast Channel(PBCH) 또는 Physical Downlink Shared Channel(PDSCH)로 매핑되는 Higher layer의 제어 신호로 통지되어도 좋다. 주파수 블록수가 커지면, 하행 제어 신호에 포함되는 상행의 스케줄링 정보(UL grant)가 커지는 것이 고려된다. 이 경우, 기지국이 이동국에 최대 주파수 블록수를 브로드캐스트하고, 이 최대 주파수 블록수에 의거하여 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정함에 의해 이동국이 스케줄링 정보를 보는 범위에 제약을 가할 수 있다. 그 결과, 제어 신호의 검출 처리를 작게 할 수 있다.
본 발명의 제 1의 실시의 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 설정의 제 1 예를 설명한다. 이 예에서는, 통신 환경에 영향을 주는 정보인 셀 사이즈에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다. 도 5는, 전술한 결정 기준 기억부(211)에 격납되는 테이블의 한 예이다. 셀 사이즈는 숫자가 클수록 사이즈가 큰(3>2>1)것을 나타낸다. 구체적으로는, 셀(1) 및 셀(2)은 셀 사이즈가 1로 작기 때문에 최대 주파수 블록수=4로, 셀(3)은 셀 사이즈가 2이기 때문에 최대 주파수 블록수=2로, 셀(4)은 셀 사이즈가 3으로 크기 때문에, PAPR의 문제가 작은 최대 주파수 블록수=1로 설정하고 있다.
본 발명의 제 1의 실시의 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 2 예를 설명한다. 이 예에서는, 통신 환경에 관한 정보인 기지국(셀)의 시스템 대역폭에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다. 도 6은, 전술한 결정 기준 기억부(211)에 격납되는 테이블의 한 예이다. 구체적으로는, 셀(1) 및 셀(3)의 시스템 대역폭은 50MHz로 크다. 그 때문에, 최대 주파수 블록수=4로 설정하고 멀티 유저 다이버시티 효과를 겨냥한다. 셀(2)은 시스템 대역폭이 1.25MHz로 작다. 그 때문에, 큰 멀티 유저 다이버시티 효과를 기대할 수가 없기 때문에, 최대 주파수 블록수=1로 설정하고, 스케줄링 정보에 의한 오버헤드를 삭감한다. 셀(4)은 시스템 대역폭이 20MHz이기 때문에, 멀티 유저 다이버시티 효과와 오버헤드의 트레이드 오프를 고려하여, 최대 주파수 블록수=2로 설정하고 있다.
또한, 최대 주파수 블록수의 선택에 이용하는 정보는, 상기한 셀 사이즈나 시스템 대역폭 이외의 정보라도 좋다. 예를 들면, 기지국의 커버리지, 하행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 하행 데이터 신호의 대역폭, 하행 데이터 신호의 변조 다치수(多値數) 등의 통신 환경에 관한 정보나, 부호화율 등의 통신 환경에 영향을 주는 정보라도 좋다. 또한, 상기한 셀 사이즈는, 기지국의 위치, 기지국 사이의 거리, 간섭 전력 등의 통신 환경에 영향을 주는 정보에 의해 결정되기 때문에, 이들의 정보를 이용하여 최대 주파수 블록수를 선택하여도 좋다.
제 1의 실시 형태에서는, 셀 사이즈나 시스템 대역폭 등의 시스템 정보에 응하여, 기지국(셀)마다 적절한 최대 주파수 블록수를 설정함에 의해, 액세스 방식(OFDM, MC-FDMA 등)에 의하지 않고 스루풋의 향상을 기대할 수 있다. 또한, 최대 주파수 블록수에 의해 변화하는 스케줄링의 정보량을 브로드캐스트함에 의해, 이동국의 처리가 간단하게 되는 효과를 기대할 수 있다.
또한, 예를 들면 셀 사이즈로 최대 주파수 블록수를 전환하는 경우, MC-FDMA에서는, 주파수 블록수를 작게 함에 의해, PAPR의 증대를 막을 수 있기 때문에, 더한층의 효과를 기대할 수 있다. 구체적으로는, 사이즈가 큰 셀에서는 셀의 단의 이동국의 PAPR이 문제가 되기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 하고 PAPR의 증대를 회피한다. 한편, 사이즈의 작으며 다른 셀로부터의 간섭의 영향이 적은 고립 셀에서는, 송신 전력에 여유가 생기기 때문에 PAPR은 큰 문제가 되지 않아서, 최대 주파수 블록수를 크게 설정하고, 멀티 다이버시티 효과에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다.
또한, MC-FDMA에서 하나 또는 복수의 주파수 블록수를 이용하여 송신하는 경우, PUSCH의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호에 이용하는 CAZAC계열을 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합치면, 복수의 주파수 블록을 이용하여 송신하는 경우라도, 리퍼런스 신호의 CAZAC계열의 성질을 손상시키는 일이 없다. 따라서, 주파수 블록수=1인 경우와 동등한 PAPR 특성과 전반로 품질 측정 정밀도를 얻을 수 있다.
또한, 최대 주파수 블록수의 설정은, 기지국을 설치할 때의 초기 설정시에 행하여도, 스케줄링시마다 행하여도, 정기적으로 행하여도, 임의에 의해 행하여도 좋다.
(제 2의 실시 형태)
제 1의 실시 형태에서는 최대 주파수 블록수를 기지국(셀)마다 선택하고 있지만, 제 2의 실시 형태에서는 최대 주파수 블록수를 이동국(UE)마다 선택한다.
예를 들면, 각 이동국의 이동국 클래스(UE class라고도 부른다)에 의해 최대 주파수 블록수가 결정된다. 이동국 클래스란, 송신 대역폭, 송신 데이터의 피크 레이트, 송신 안테나 수 등의 이동국의 통신 능력에 관한 정보에 의해, 이동국의 능력 클래스를 나눈 것이고, 이동국 클래스가 높을수록 고속의 송신에 대응하고 있는 이동국이라는 것이 된다. 구체적으로는, 이동국 클래스가 낮은 이동국은, 송신 가능한 대역폭이 작다. 이 경우, 주파수축 상에 있어서 불연속한 리소스 블록(주파수 블록)을 다수 할당함에 의한 멀티 유저 다이버시티 효과는 작아지기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 함에 의해 오버헤드의 삭감을 겨냥한다. 한편, 이동국 클래스가 높은 이동국은, 송신 가능한 대역폭이 커진다. 이 경우, 주파수축 상에 있어서 불연속한 리소스 블록을 할당함에 의한 멀티 유저 다이버시티 효과는 커지기 때문에, 최대 주파수 블록수를 크게 함에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다.
또한, 액세스 방식이 MC-FDMA인 경우, 각각의 이동국의 CQI에 의해 최대 주파수 블록수를 선택하여도 좋다. 도 7(a)는, 이동국의 CQI에 의해 최대 주파수 블록수를 선택한 경우의 시스템도이다. 셀의 단의 이동국은 최대 주파수 블록수를 1로 하여 PAPR의 증대를 회피하고, 커버리지를 크게 한다. 한편, 그 이외의 이동국은 PAPR이 큰 문제가 되지 않기 때문에, 최대 주파수 블록수를 2, 4로 크게 하여, 멀티 다이버시티 효과에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다. 도 7(b)는, CQI 레벨과 최대 주파수 블록수의 관계를 도시하는 도면이고, CQI 레벨이 클수록 최대 주파수 블록수를 크게 설정한다.
도 8은 제 2의 실시의 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도이다. 제 1의 실시의 형태의 구성과 거의 동일하기 때문에 차이점을 설명한다.
제 2의 실시의 형태에서는, 상행 CQI 측정부(204)에서 측정한 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부(206)에 입력한다. 최대 주파수 블록수 결정부(206)는, 결정 기준 기억부(211)를 참조하여, 이동국 고유의 최대 주파수 블록수를 결정하고, 제어부(205)에 출력한다. 또한, 결정 기준 기억부(211)에 격납되어 있는 결정 기준 테이블은, 공장 출하시에 설정되어 있어도 좋고, 설치시 또는 설치 후에 적절히 설정 또는 갱신되어도 좋다.
최대 주파수 블록수 결정부(206)는, 상행 CQI 측정부(204)에서 측정된 CQI 및 제어부(205)로부터 입력되는 이동국(UE)으로부터의 상행 제어 신호에 포함되는 정보(이동국 클래스, 데이터 송신의 종류 등)에 의거하여, 최대 주파수 블록수를 결정하고, 제어부(205)에 출력한다. 또한, 최대 주파수 블록수를 결정할 때에는, 다른 셀로부터의 간섭 등의 영향 등의 영향을 경감하기 위해 측정한 CQI를 시간 평균한 것을 사용하여도 좋다.
제 2의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 이동국(UE)의 주요 구성은 제 1의 실시 형태의 도 3과 동일하기 때문에, 설명은 생략한다.
도 9에 제 2의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시한다. 도 9에서, 실선의 블록으로 도시하는 스텝은 기지국의 동작, 점의 블록으로 도시하는 스텝은 이동국의 동작이다.
우선, 이동국(UE)의 CQI 측정부(302)는 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 901).
스텝 901에서 측정한 하행 CQI를 기록한 상행 제어 신호를 상행 제어 신호 생성부(307)가 생성하고, 이 상행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 기지국에 하행 CQI를 통지한다(스텝 902).
기지국의 스케줄러(207)는, 스텝 902에서 통지된 하행 CQI에 의거하여, 상행 Sounding 리퍼런스 신호의 대역을 결정하고(스텝 903), 이것을 기록한 하행 제어 신호를 하행 제어 신호 생성부(209)가 생성하고, 생성한 하행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 이동국(UE)에 통지한다(스텝 904).
이동국(UE)의 상행 리퍼런스 신호 생성부(305)는 스텝 904의 통지에 따라, Sounding 리퍼런스 신호를 생성하여 송신한다(스텝 905).
기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 905에서 송신한 Sounding 리퍼런스 신호를 수신하고 상행 CQI 측정을 행한다(스텝 906).
기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 906에서 측정한 상행의 CQI를 최대 주파수 블록 결정부(206)에 입력한다(스텝 907).
최대 주파수 블록 결정부(206)는, 결정 기준 기억부(211)를 참조하고, 상행의 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다(스텝 908).
다음에, 기지국의 스케줄러(207)는, 주파수 블록수가 스텝 908에서 결정한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록 스케줄링을 행하고(스텝 909), 이동국에 하행 제어 신호를 통하여 스케줄링 정보를 통지한다(스텝 910). 이때, 하행 제어 신호 생성부(209)는, 리소스 지시치(RIVn)를, 상기 식 1을 이용하여 정의(定義)하여 통지한다.
최후로, 이동국의 무선 통신 제어부(301)는 스텝 910의 통지에 따라, 상행 데이터를 송신한다(스텝 911). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시키고, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
또한, 기지국이 이동국에 스텝 910에서, 스텝 908에서 결정한 최대 주파수 블록수(NRIV)를 PDSCH에 매핑되는 Higher layer의 제어 신호를 이용하여 통지하여도 좋다. 주파수 블록수가 커지면, 하행 제어 신호에 포함되는 상행의 스케줄링 정보(UL grant)가 커지는 것이 고려된다. 이 경우, 기지국이 이동국에 최대 주파수 블록수를 통지하고, 이 최대 주파수 블록수에 의거하여 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정함에 의해 이동국이 스케줄링 정보를 보는 범위에 제약을 가할 수 있다. 그 결과, 제어 신호의 검출 처리를 작게 할 수 있다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 1 예를 설명한다. 여기서는, 통신 환경에 관한 정보인, 상행 Sounding 리퍼런스 신호를 이용하여 측정된 상행의 CQI에 의거하여, 최대 주파수 블록수가 설정된다. 도 10은, 전술한 결정 기준 기억부(211)에 격납되는 테이블의 한 예이다. 도면 중의 CQI 레벨은 숫자가 클수록 사이즈가 큰(31>30…1>0, 현재의 상태 5비트로 하면 레벨은 32단계) 것을 나타낸다. 이 예에서는, 측정된 CQI 레벨에 응하여 최대 주파수 블록수를 전환하고 있다. 구체적으로는, UE(1)의 CQI 레벨은 27로 크기 때문에 최대 주파수 블록수=4로, UE(2) 및 UE(4)는 CQI 레벨이 각각 18, 12이기 때문에 최대 주파수 블록수=2로, UE(3)는 CQI 레벨이 3으로 작기 때문에, PAPR의 문제를 해소하기 위해 최대 주파수 블록수=1로 설정하고 있다.
본 발명의 제 2 실시 형태에 의한 최대 주파수 블록수의 선택의 제 2 예를 설명한다. 상기에서는 측정된 상행 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정하고 있지만, 여기서는, 제어 정보에 기록되어 있는 이동국 클래스에 의해 최대 주파수 블록수를 설정하는 예이다. 이동국 클래스란, 이동국의 송신 대역폭, 송신 데이터의 피크 레이트, 송신 안테나 수 등의 조건으로 정의되는 이동국의 통신 능력이다. 도 11은, 전술한 결정 기준 기억부(211)에 격납되는 테이블의 한 예이다. 이동국 클래스는 숫자가 클수록 이동국 클래스가 높은 것으로 한다. 구체적으로는, UE(1)의 이동국 클래스는 3으로 크기 때문에 송신 가능한 대역폭이 크다. 그 때문에, 최대 주파수 블록수=4로 설정하고 멀티 유저 다이버시티 효과를 겨냥한다. UE(2) 및 UE(4)는 이동국 클래스가 1이기 때문에, 송신 가능한 대역폭이 작다. 그 때문에, 큰 멀티 유저 다이버시티 효과를 기대할 수가 없기 때문에, 최대 주파수 블록수=1로 설정하고, 스케줄링 정보에 의한 오버헤드를 삭감한다. UE(3)는 이동국 클래스가 2이기 때문에, 멀티 유저 다이버시티 효과와 오버헤드의 트레이드 오프를 고려하고, 최대 주파수 블록수=2로 설정하고 있다.
또한, 여기서는, 이동국 클래스, Sounding 리퍼런스 신호로 측정한 CQI에 의거하여 최대 그룹수를 결정하는 예였지만, 제 2의 실시 형태에서는, 상행 Sounding 리퍼런스 신호의 대역폭, 상행 데이터 송신에 이용한 대역폭, 상행 데이터 송신에 이용한 변조 다치수 및 부호화율, 이동국의 송수신 가능 대역폭(UE capability 라고도 한다), 상행 송신 데이터의 종류(VoIP, HTTP, FTP etc.) 등의 통신 환경에 관한 정보나, 유저가 계약하고 있는 요금 체계, 파워 헤드 룸(파워 헤드 룸이란 이동국의 최대 송신 전력과 이동국의 실제의 송신 전력의 차이다), 상행 파워 컨트롤의 타겟 SINR 등의 통신 환경에 영향을 주는 정보를 사용하는 것도 고려된다.
또한, 상기 설명에서는 이동국마다 최대 주파수 리소스 블록수를 결정하는 경우를 이용하여 설명하였지만, 소정의 조건에 의거하여 이동국을 그룹 나눔을 하고, 이 그룹마다 최대 주파수 리소스 블록수를 결정하여도 좋다.
또한, 상행 링크의 리소스 블록을 할당하는 경우에 관해 주로 설명하였지만, 그것으로 한정되는 것이 아니라, 하행 링크의 리소스 블록을 할당함에 있어서도 본 발명을 적용 가능하다. 이 경우의 동작에 관해 도 23을 이용하여 설명한다.
우선, 이동국(UE)의 CQI 측정부(302)는 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 2301).
스텝 901에서 측정한 하행 CQI를 기록한 상행 제어 신호를 상행 제어 신호 생성부(307)가 생성하고, 이 상행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 기지국에 하행 CQI를 통지한다(스텝 2302).
기지국의 제어부(205)는, 스텝 2302에서 통지된 하행 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부(206)에 입력한다(스텝 2303).
최대 주파수 블록 결정부(206)는, 결정 기준 기억부(211)를 참조하여, 하행의 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다(스텝 2304).
다음에, 기지국의 스케줄러(207)는, 주파수 블록수가 스텝 2304에서 결정한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록 스케줄링을 행한다(스텝 2305).
최후로, 무선 통신 제어부(201)는 스텝 2305에서의 스케줄링의 결과를 기초로 하행 데이터를 송신한다(스텝 2306). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시키고, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
제 2의 실시 형태에서는, 기지국 또는 이동국의 환경이나 통신 상태에 응하여, 이동국마다 적절한 최대 주파수 블록수를 설정함에 의해, 액세스 방식(OFDM, MC-FDMA 등)에 의하지 않고서 한층 더 스루풋의 향상을 기대할 수 있다. 또한, 최대 주파수 블록수에 의해 변화하는 스케줄링 정보량을 기지국으로부터 이동국으로 함에 의해, 이동국의 처리가 간단하게 되는 효과를 기대할 수 있다.
또한, 예를 들면 CQI에서 최대 주파수 블록수를 전환하는 경우, MC-FDMA에서는, 주파수 블록수를 작게 함에 의해, PAPR의 증대를 막을 수 있기 때문에, 한층 더 효과를 기대할 수 있다. 구체적으로는, CQI가 열악한 이동국에서는 PAPR이 문제가 되기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 하고 PAPR의 증대를 회피한다. 한편, CQI가 양호하고 PAPR이 큰 문제가 되지 않는 이동국에서는, 최대 주파수 블록수를 크게 설정하고, 멀티 다이버시티 효과에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다.
또한, MC-FDMA에서 하나 또는 복수의 주파수 블록수를 이용하여 송신하는 경우, PUSCH의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호에 이용하는 CAZAC계열을 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합치면, 복수의 주파수 블록을 이용하여 송신하는 경우라도, 리퍼런스 신호의 CAZAC계열의 성질을 손상시키는 일이 없다. 따라서, 주파수 블록수=1인 경우와 동등한 PAPR 특성과 전반로 품질 측정 정밀도를 얻을 수 있다.
(제 3의 실시 형태)
제 1 및 제 2의 실시 형태에서는, 최대 주파수 블록수를 기지국이 결정하고 있다. 이하에서 설명하는 제 3의 실시 형태에서는, 최대 주파수 블록수를 이동국이 결정한다.
제 3의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 시스템도는 제 2의 실시 형태의 도 7과 동일하기 때문에, 설명은 생략한다. 제 3의 실시 형태에서는 이동국이 최대 주파수 블록수를 결정하기 때문에, 기본적으로 최대 주파수 블록수는 이동국 고유의 값이 된다.
도 12, 13은 제 2의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국 및 이동국의 주요 구성을 도시하는 블록도이다. 제 3의 실시 형태에서는, 최대 주파수 블록수를 이동국이 결정하기 때문에, 도 2의 최대 주파수 블록수 결정부(206) 및 결정 기준 기억부(211)는 도 13의 이동국(최대 주파수 블록수 결정부(1301) 및 결정 기준 기억부(1302))에 구성되어 있다. CQI 측정부(302)는 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부(1301)에 입력한다. 최대 주파수 블록수 결정부(1301)는, 결정 기준 기억부(1302)를 참조하여, 이동국 고유의 최대 주파수 블록수를 결정하고, 제어부(304)에 출력한다. 또한, 결정 기준 기억부(1302)에 격납되어 있는 결정 기준 테이블은, 공장 출하시에 설정되어 있어도 좋고, 운용 시작시에 적절히 설정, 또는 운용 중에 갱신되어도 좋다.
상기 이외는, 제 1, 2의 실시 형태에서 설명한 것과 동일하기 때문에 생략한다.
도 14에 제 3의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 나타낸다. 도 14에서, 실선의 블록으로 도시하는 스텝은 기지국의 동작, 점의 블록으로 도시하는 스텝은 이동국의 동작이다.
우선, 이동국의 CQI 측정부(302)는 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 1401).
다음에, CQI 측정부(302)는 스텝 1401에서 측정한 하행 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부(1301)에 입력한다(스텝 1402).
다음에, 최대 주파수 블록수 결정부(1301)는, 결정 기준 기억부(1302)를 참조하여, 하행 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다(스텝 1403).
다음에 상행 제어 신호를 통하여, 스텝 1401에서 CQI 측정부(302)가 측정한 CQI 및 스텝 1403에서 결정한 최대 주파수 블록수를 기지국에 통지한다(스텝 1404).
기지국의 스케줄러(207)는 스텝 1404에서 통지된 하행 CQI에 의거하여, 상행 Sounding 리퍼런스 신호의 대역을 결정하고(스텝 1405), 하행 제어 신호를 통하여 이동국에 통지한다(스텝 1406).
이동국의 상행 리퍼런스 신호 생성부(305)는 스텝 1406의 통지에 따라, Sounding 리퍼런스 신호를 송신한다(스텝 1407).
기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 1407에서 송신한 Sounding 리퍼런스 신호를 수신하고 CQI 측정을 행한다(스텝 1408).
다음에, 기지국의 스케줄러(207)는, 주파수 블록수가 스텝 1403에서 선택한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록 스케줄링을 행하고(스텝 1409), 이동국에 하행 제어 신호를 통하여 스케줄링 정보를 통지한다(스텝 1410). 이때, 하행 제어 신호 생성부(209)는, 리소스 지시치(RIVn)를, 상기 식 1을 이용하여 생성하여 통지한다.
최후로, 이동국의 무선 통신 제어부(301)는 스텝 1410의 통지에 따라, 상행 데이터를 송신한다(스텝 1411). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시키고, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑하여 송신한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
또한, 여기서는, 하행 리퍼런스 신호에서 측정한 CQI에 의거하여 최대 주파수 블록수를 결정하는 예였지만, 파워 헤드 룸이나 이동국의 배터리 잔량 등의 통신 환경에 영향을 주는 정보나, 이동국의 송수신 가능 대역폭(UE capability라고도 한다), 이동국 클래스, 상행 송신 데이터의 종류(VoIP, HTTP, FTP etc.) 등의 통신 환경에 관한 정보를 사용하는 것도 생각된다.
제 3의 실시 형태에서는, 이동국이 주도(主導)가 되어 최대 주파수 블록수를 결정할 수 있다. 또한, 이동국이 최대 주파수 블록수를 결정하기 때문에, 기지국으로부터 이동국에 최대 주파수 블록수의 통지를 하는 일이 없어, 제 1, 2의 실시 형태에서 설명한 이동국의 처리가 간단하게 되는 효과를 기대할 수 있다.
또한, 본 발명은 적용하는 액세스 방식으로서 OFDM 및 MC-FDMA로 한정되는 것이 아니다.
또한, 상행 링크에 관해 주로 설명하였지만, 그것으로 한정되는 것이 아니라, 하행 링크에서도 본 발명을 적용 가능하다. 이 경우의 동작에 관해 도 24를 이용하여 설명한다.
우선, 이동국(UE)의 CQI 측정부(302)는 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 2401).
다음에, 최대 주파수 블록수 결정부(1301)는, 결정 기준 기억부(1302)를 참조하여, 하행 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다(스텝 2402).
다음에 상행 제어 신호를 통하여, 스텝 1401에서 CQI 측정부(302)가 측정한 CQI 및 스텝 1403에서 결정한 최대 주파수 블록수를 기지국에 통지한다(스텝 2403).
다음에, 기지국의 스케줄러(207)는, 주파수 블록수가 스텝 2403에서 결정한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록 스케줄링을 행한다(스텝 2404).
최후로, 무선 통신 제어부(201)는 스텝 2305에서의 스케줄링의 결과에, 하행 데이터를 송신한다(스텝 2405). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시키고, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
제 3의 실시 형태에서는, 이동국마다 적절한 최대 주파수 블록수를 설정함에 의해, 액세스 방식(OFDM, MC-FDMA 등)에 의하지 않고서 더한층의 스루풋의 향상을 기대할 수 있다.
또한, 예를 들면 CQI에서 최대 주파수 블록수를 전환하는 경우, MC-FDMA에서는, 주파수 블록수를 작게 함에 의해, PAPR의 증대를 막을 수 있기 때문에, 더한층의 효과를 기대할 수 있다. 구체적으로는, CQI가 열악한 이동국에서는 PAPR이 문제가 되기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 하고 PAPR의 증대를 회피한다. 한편, CQI가 양호하고 PAPR이 큰 문제가 되지 않는 이동국에서는, 최대 주파수 블록수를 크게 설정하고, 멀티 다이버시티 효과에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다.
또한, MC-FDMA에서 하나 또는 복수의 주파수 블록수를 이용하여 송신하는 경우, PUSCH의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호에 이용하는 CAZAC계열을 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합치면, 복수의 주파수 블록을 이용하여 송신하는 경우라도, 리퍼런스 신호의 CAZAC계열의 성질을 손상시키는 일이 없다. 따라서, 주파수 블록수=1인 경우와 동등한 PAPR 특성과 전반로 품질 측정 정밀도를 얻을 수 있다.
또한, 상기 설명에서는 이동국마다 최대 주파수 리소스 블록수를 결정하는 경우를 이용하여 설명하였지만, 소정의 조건에 의거하여 이동국을 그룹 나눔을 하고, 이동국이 자국이 속하고 있는 그룹에 의거하여, 최대 주파수 리소스 블록수를 결정하여도 좋다.
(제 4의 실시 형태)
상술한 제 2의 실시의 형태에서는, 상행 CQI에 의거하여 최대 주파수 블록수를 기지국이 결정하고 있다. 이하에서 설명하는 제 4의 실시 형태에서는, 통신 환경에 관한 정보인 하행 CQI에 의거하여, 최대 주파수 블록수를 기지국이 결정한다.
도 15는, 제 4의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 기지국의 주요 구성을 도시하는 블록도이다. 제 2의 실시의 형태의 구성과 거의 동일하기 때문에 차이점을 설명한다.
제 4의 실시 형태에서는, 최대 주파수 블록수를 하행 CQI에 의거하여 기지국이 결정하기 때문에, 상행 제어 신호 재생부는 상행 제어 신호에 포함되는 하행 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부에 입력한다. 최대 주파수 블록수 결정부는, 결정 기준 기억부를 참조하여, 이동국 고유의 최대 주파수 블록수를 결정하고, 제어부에 출력한다. 또한, 결정 기준 기억부에 격납되어 있는 결정 기준 테이블은, 공장 출하시에 설정되어 있어도 좋고, 운용 시작시에 적절히 설정 또는 운용 중에 갱신되어도 좋다.
제 4의 실시 형태를 적용한 이동 통신 시스템에서의 이동국(UE)의 주요 구성은 제 1 및 제 2의 실시 형태의 도 3과 동일하기 때문에, 설명은 생략한다.
도 16에 제 4의 실시 형태에서의 기지국 및 이동국의 동작 플로우를 도시한다. 도 16에서, 실선의 블록으로 도시하는 스텝은 기지국의 동작, 점의 블록으로 도시하는 스텝은 이동국의 동작이다.
우선, 이동국 CQI 측정부(302)는 하행 리퍼런스 신호를 이용하여 하행 CQI를 측정한다(스텝 1).
다음에, 스텝 1에서 측정한 하행 CQI를 기록한 상행 제어 신호를 상행 제어 신호 생성부(307)가 생성하고, 이 상행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 기지국에 하행 CQI를 통지한다(스텝 2). 다음에, 기지국의 제어부(205)는 하행 CQI를 최대 주파수 블록수 결정부(206)에 입력한다(스텝 3). 다음에, 최대 주파수 블록수 결정부(206)는 결정 기준 기억부(211)를 참조하여, 하행 CQI에 응하여 최대 주파수 블록수를 결정한다(스텝 4).
기지국의 스케줄러(207)는 스텝 4에서 통지된 하행 CQI에 의거하여, 상행 Sounding 리퍼런스 신호의 대역을 결정하고(스텝 5), 이것을 기록한 하행 제어 신호를 하행 제어 신호 생성부(209)가 생성하고, 생성한 하행 제어 신호를 무선 통신 제어부(301)를 통하여 송신함에 의해 이동국에 통지한다(스텝 6).
이동국 상행 리퍼런스 신호 생성부(305)는 스텝 6의 통지에 따라, Sounding 리퍼런스 신호를 생성하여 송신한다(스텝 7).
기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 7에서 송신한 Sounding 리퍼런스 신호를 수신하고 상행 CQI 측정을 행한다(스텝 8).
다음에, 기지국의 상행 CQI 측정부(204)는, 스텝 8에서 측정한 상행의 CQI를 최대 주파수 블록 결정부(206)에 입력하고, 주파수 블록수가 스텝 4에서 선택한 최대 주파수 블록수 이하가 되도록, 측정한 상행 CQI를 이용하여 스케줄링을 행하고(스텝 9), 이동국에 하행 제어 신호를 통하여 스케줄링 정보를 통지한다(스텝 10). 이때, 하행 제어 신호 생성부(209)는, 리소스 지시치(RIVn)를, 상기 식 1을 이용하여 생성하여 통지한다.
최후로, 이동국의 무선 통신 제어부(301)는 스텝 10의 통지에 따라, 상행 데이터를 송신한다(스텝 11). 이때, 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합친 CAZAC계열을 발생시키고, DFT부에서 주파수 영역의 신호로 변환한 후, 데이터 신호를 송신하는 동일 대역에 리퍼런스 신호를 서브캐리어 매핑하여 송신한다. 데이터 신호와 리퍼런스 신호는 시간분할 다중(Time Division Multiplexing: TDM)된다.
또한, 기지국이 이동국에 스텝 910에서, 스텝 908에서 결정한 최대 주파수 블록수(NRIV)를 PDSCH에 매핑되는 Higher layer의 제어 신호를 이용하여 통지하여도 좋다. 주파수 블록수가 커지면, 하행 제어 신호에 포함되는 상행의 스케줄링 정보(UL grant)가 커지는 것이 생각된다. 이 경우, 기지국이 이동국에 최대 주파수 블록수를 통지하고, 이 최대 주파수 블록수에 의거하여 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정함에 의해 이동국이 스케줄링 정보를 보는 범위에 제약을 가할 수 있다. 그 결과, 제어 신호의 검출 처리를 작게 할 수 있다.
제 4의 실시 형태에서는, 기지국 또는 이동국의 환경이나 통신 상태에 응하여, 이동국마다 적절한 최대 주파수 블록수를 설정함에 의해, 액세스 방식(OFDM, MC-FDMA 등)에 의하지 않고서 한층 더 스루풋의 향상을 기대할 수 있다. 또한, 최대 주파수 블록수에 의해 변화하는 스케줄링 정보량을 기지국으로부터 이동국으로 함에 의해, 이동국의 처리가 간단하게 되는 효과를 기대할 수 있다.
또한, 예를 들면 CQI에서 최대 주파수 블록수를 전환하는 경우, MC-FDMA에서는, 주파수 블록수를 작게 함에 의해, PAPR의 증대를 막을 수 있기 때문에, 한층 더 효과를 기대할 수 있다. 구체적으로는, CQI가 열악한 이동국에서는 PAPR이 문제가 되기 때문에, 최대 주파수 블록수를 작게 하고 PAPR의 증대를 회피한다. 한편, CQI가 양호하고 PAPR이 큰 문제가 되지 않는 이동국에서는, 최대 주파수 블록수를 크게 설정하고, 멀티 다이버시티 효과에 의해 스루풋의 향상을 겨냥한다.
또한, MC-FDMA에서 하나 또는 복수의 주파수 블록수를 이용하여 송신하는 경우, PUSCH의 복조에 이용하는 리퍼런스 신호에 이용하는 CAZAC계열을 전주파수 블록의 송신 대역폭에 합치면, 복수의 주파수 블록을 이용하여 송신하는 경우라도, 리퍼런스 신호의 CAZAC계열의 성질을 손상시키는 일이 없다. 따라서, 주파수 블록수=1인 경우와 동등한 PAPR 특성과 전반로 품질 측정 정밀도를 얻을 수 있다.
상술한 실시의 형태에서는, 상행 링크의 리소스 블록을 할당하는 형태와, 하행 링크의 리소스 블록을 할당하는 형태를 각각 설명하였지만, 상행 링크의 리소스 블록을 할당하는 형태와 하행 링크의 리소스 블록을 할당하는 형태를 조합하여 실행하는 형태라도 좋다.
또한, 상술한 본 발명의 이동국과 기지국이란, 상기 설명으로부터도 분명한 바와 같이, 하드웨어로 구성한 것도 가능하지만, 컴퓨터 프로그램에 의해 실현하는 것도 가능하다.
프로그램 메모리에 격납되어 있는 프로그램으로 동작하는 프로세서에 의해, 상술한 실시의 형태와 같은 기능, 동작을 실현시킨다. 또한, 상술한 실시의 형태의 일부의 기능을 컴퓨터 프로그램에 의해 실현하는 것도 가능하다.
본 발명은 리소스 블록 할당을 행하는 이동 무선 시스템 일반에 적용 가능하다.
본 출원은, 2008년 3월 19일에 출원된 일본 출원 특원2008-072581호를 기초로 하는 우선권을 주장하고, 그 개시된 전부를 여기에 받아들인다.
20, 80, 120: 기지국 30, 130: 이동국

Claims (54)

  1. 무선 통신 시스템에 있어서,
    주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 할당 수단과,
    상기 할당되어진 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하도록 제어하고, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전(全)주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어하는 제어부를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 리퍼런스 계열은 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)계열인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  3. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 리소스 블록군의 최대수를 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  4. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 기지국마다, 이동국마다, 또는 이동국의 그룹마다 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  5. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 시작 위치 및 리소스 블록의 연속수에 의거한 정보를 이동국에 통지하는 통지 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  6. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정 수단은,
    기지국 또는 이동국의 통신 환경에 관한 정보, 통신 환경에 영향을 주는 정보, 또는 통신 능력에 의거하여 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  7. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 할당 수단은, 상행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  8. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 할당 수단은, 하행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  9. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수에 의거하여, 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  10. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 상기 리소스 블록군의 수를 기지국마다 설정하는 경우, 셀 사이즈, 시스템 대역폭, 하행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 하행 데이터 신호의 대역폭, 하행 데이터 신호의 변조 다치수, 및 부호화율 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  11. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 상기 리소스 블록군의 수를 이동국마다 또는 이동국의 그룹마다 설정하는 경우, 상행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 상행 리퍼런스 신호의 대역폭, 파워 컨트롤의 타겟 값, 상행 데이터 신호의 대역폭, 상행 데이터 신호의 변조 다치수 및 부호화율, 파워 헤드 룸, 이동국의 송수신 가능 대역폭, 이동국 클래스, 데이터 신호의 종류 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  12. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 할당 수단은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  13. 제 1항 또는 제 2항에 있어서,
    상기 할당 수단은, DFT-spread-OFDM(Discrete Fourier Transform - spread - Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에서의 송신측의 DFT(Discrete Fourier Transform)로부터의 출력을, 적어도 1개 이상의 상기 리소스 블록군에 할당하는 MC-FDMA 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  14. 이동국에 있어서,
    기지국의 설정부에서 설정된 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수에 관한 정보를 수신하는 수신 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국으로부터 할당된 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하도록 제어하고, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어하는 제어부를 갖는 것을 특징으로 하는 이동국.
  15. 제 14항에 있어서,
    상기 리퍼런스 계열은 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)계열인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
  16. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 리소스 블록군의 최대수를 설정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
  17. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 리소스 블록군의 수를, 이동국마다 또는 이동국의 그룹마다 설정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
  18. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정 수단은,
    기지국 또는 이동국의 통신 환경에 관한 정보, 통신 환경에 영향을 주는 정보, 또는 통신 능력에 의거하여 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
  19. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수에 의거하여, 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
  20. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 상기 리소스 블록군의 수를, 상행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 상행 리퍼런스 신호의 대역폭, 파워 컨트롤의 타겟 값, 상행 데이터 신호의 대역폭, 상행 데이터 신호의 변조 다치수 및 부호화율, 파워 헤드 룸, 이동국의 송수신 가능 대역폭, 이동국 클래스, 데이터 신호의 종류 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 이동국.
  21. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수는, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 리소스 블록을 할당하는 경우에 사용되는 것을 특징으로 하는 이동국.
  22. 제 14항 또는 제 15항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수는, DFT-spread-OFDM(Discrete Fourier Transform ­ spread - Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에서의 송신측의 DFT(Discrete Fourier Transform)로부터의 출력을, 적어도 1개 이상의 상기 리소스 블록군에 할당하는 MC-FDMA 방식에 이용되는 것을 특징으로 하는 이동국.
  23. 기지국에 있어서,
    주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 할당 수단과,
    상기 할당되어진 리소스 블록을 이용하여 상기 이동국으로부터 송신된 데이터 신호와, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어된 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 수신하는 수신부를 갖는 것을 특징으로 하는 기지국.
  24. 제 23항에 있어서,
    상기 리퍼런스 계열은 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)계열인 것을 특징으로 하는 기지국.
  25. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 리소스 블록군의 최대수를 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  26. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 셀마다, 이동국마다, 또는 이동국의 그룹마다 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  27. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 시작 위치 및 리소스 블록의 연속수에 의거한 보 정보를 이동국에 통지하는 통지 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 기지국.
  28. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정된 수 이하가 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 할당 수단을 갖는 것을 특징으로 하는 기지국.
  29. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정 수단은,
    기지국 또는 이동국의 통신 환경에 관한 정보, 통신 환경에 영향을 주는 정보, 또는 통신 능력에 의거하여 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  30. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 할당 수단은, 상행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  31. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 할당 수단은, 하행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  32. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수를 이동국에 통지하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  33. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 상기 리소스 블록군의 수를 기지국마다 설정하는 경우, 셀 사이즈, 시스템 대역폭, 하행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 하행 데이터 신호의 대역폭, 하행 데이터 신호의 변조 다치수, 및 부호화율중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  34. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 상기 리소스 블록군의 수를 이동국마다 또는 이동국의 그룹마다 설정하는 경우, 상행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 상행 리퍼런스 신호의 대역폭, 파워 컨트롤의 타겟 값, 상행 데이터 신호의 대역폭, 상행 데이터 신호의 변조 다치수 및 부호화율, 파워 헤드 룸, 이동국의 송수신 가능 대역폭, 이동국 클래스, 데이터 신호의 종류 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  35. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 할당 수단은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  36. 제 23항 또는 제 24항에 있어서,
    상기 할당 수단은, DFT-spread-OFDM(Discrete Fourier Transform ­ spread - Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에서의 송신측의 DFT(Discrete Fourier Transform)로부터의 출력을, 적어도 1개 이상의 상기 리소스 블록군에 할당하는 MC-FDMA 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 기지국.
  37. 무선 통신의 설정 방법에 있어서,
    주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 할당 수단과,
    상기 할당되어진 리소스 블록을 이용하여 상기 이동국으로부터 송신된 데이터 신호와, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어된 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 수신하는 수신부를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  38. 제 37항에 있어서,
    상기 리퍼런스 계열은 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)계열인 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  39. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 리소스 블록군의 최대수를 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  40. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 설정 수단은, 셀마다, 이동국마다, 또는 이동국의 그룹마다 리소스 블록군의 수를 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  41. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 시작 위치 및 리소스 블록의 연속수에 의거한 보 정보를 이동국에 통지하는 것을 특징으로 하는 설정 방법.
  42. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 설정된 수 이하가 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  43. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 수는, 기지국 또는 이동국의 통신 환경에 관한 정보, 통신 환경에 영향을 주는 정보, 또는 통신 능력에 의거하여 설정된 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  44. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록은, 상행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  45. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록은, 하행 링크에 대해 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  46. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 할당된 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  47. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 설정된 리소스 블록군의 수에 의거하여, 하행 제어 신호의 검출 범위를 결정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  48. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 수를 기지국마다 설정하는 경우, 상기 리소스 블록군의 수는, 셀 사이즈, 시스템 대역폭, 하행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 하행 데이터 신호의 대역폭, 하행 데이터 신호의 변조 다치수, 및 부호화율 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  49. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록군의 수를 이동국마다 또는 이동국의 그룹마다 설정하는 경우, 상기 리소스 블록군의 수는, 상행 리퍼런스 신호에 의해 측정된 전반로 품질 정보, 상행 리퍼런스 신호의 대역폭, 파워 컨트롤의 타겟 값, 상행 데이터 신호의 대역폭, 상행 데이터 신호의 변조 다치수 및 부호화율, 파워 헤드 룸, 이동국의 송수신 가능 대역폭, 이동국 클래스, 데이터 신호의 종류 중의 적어도 하나에 의거하여 설정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  50. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록의 할당은, OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  51. 제 37항 또는 제 38항에 있어서,
    상기 리소스 블록의 할당은, DFT-spread-OFDM(Discrete Fourier Transform -spread-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)에서의 송신측의 DFT(Discrete Fourier Transform)로부터의 출력을, 적어도 1개 이상의 상기 리소스 블록군에 할당하는 MC-FDMA 방식을 이용하여 할당하는 것을 특징으로 하는 무선 통신의 설정 방법.
  52. 프로그램이 기록된 기록매체에 있어서,
    상기 프로그램은 이동국에,
    기지국의 설정부에서 설정된 주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수에 관한 정보를 수신하는 수신 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국으로부터 할당된 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하도록 제어하고, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어하는 제어부를 갖는 것을 특징으로 하는 프로그램이 기록된 기록매체.
  53. 프로그램이 기록된 기록매체에 있어서,
    상기 프로그램은 이동국에,
    주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수가 설정된 수로 되도록 기지국이 할당한 리소스 블록을 이용하여 데이터 신호를 송신하는 처리를 실행시키는 수단과,
    상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어하는 제어부를 구비하는 것을 특징으로 하는 프로그램이 기록된 기록매체.
  54. 프로그램이 기록된 기록매체에 있어서,
    상기 프로그램은 기지국에,
    주파수축 상에서 적어도 하나 이상의 리소스 블록이 연속하여 이루어지는 리소스 블록군의 수를 설정하는 설정 수단과,
    상기 설정된 수로 되도록, 이동국에 리소스 블록을 할당하는 할당 수단과,
    상기 할당되어진 리소스 블록을 이용하여 상기 이동국으로부터 송신된 데이터 신호와, 상기 할당되어진 리소스 블록의 전주파수 대역폭에 대응한 계열 길이의 리퍼런스 계열을 이용하여, 각각의 상기 리소스 블록군의 대역에 맞추어서 송신하도록 제어된 상기 데이터 신호의 복조에 이용되는 리퍼런스 신호를 수신하는 수신부를 갖는 것을 특징으로 하는 프로그램이 기록된 기록매체.
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