KR20130032398A - 칩 시퀀스의 개량된 동기화 - Google Patents

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Abstract

커뮤니케이션 시스템의 유저 장비 내 정합 필터(matched filter) 출력의 정확한 피크(peak)를 확인하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 수신 신호는 동기화 신호의 복제 신호와 상관되어 상관출력 신호 상관 출력 신호(correlation output signal)를 생산한다. 피크는 상관 출력 신호 내에서 발견된다. 피크는 동기화 신호의 값에 기초한 복수의 예정된 위치에서 테스트되고, 따라서 복수의 피크 테스트 신호를 생산한다. 피크 테스트 신호의 최대값은 결정된다.

Description

칩 시퀀스의 개량된 동기화{Improved Synchronization for CHIP Sequences}
본 발명은 통신 시스템의 사용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력의 올바른 피크 값을 식별하는 방법에 관한 것이다. 특히, 정합필터 출력에서 올바른 피크 값을 식별하는 방법, 올바른 피크 값을 찾아내기 위한 수신기 내의 장치 및 정확한 피크 값을 식별하는 방법을 수행하도록 하는 컴퓨터 프로그램에 의해 부호화된(encoded) 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체(computer-readable medium)에 관한 것이다.
제3세대 연합 프로젝트(3GPP) 기술 보고서(TR) 25.814V7.0.0, 진화된 전체 지구상의 라디오 접근(UTRA)의 물질적 계층 양상(7판),2006년 6월, 그리고 3GPP 기술 명세서(TS) 36.211 V8.1.0, 물리적 채널과 변조(8판), 2007년 11월 등은 매우 광범위한 작동 채널 대역폭과 캐리어 주파수를 운영할 수 있는 진화된 UTRA 네트워크(E-TURAN)의 물리적 계층과 직경이 작은 "마이크로" 셀부터 100km 셀 범위를 갖는 직경이 큰 "매크로" 셀을 서술한다. 3GPP는 많은 종류의 셀룰러 무선 통신 시스템을 표준화하는 명세 사항들을 공포한다.
제1도는 전형적인 셀룰러 무선 통신 시스템(10)을 도시한다. 라디오 네트워크 제어기들(RNCs)(12, 14)은 표본 라디오 접근 전달자 설정, 부동 핸드오버(diversity handover) 등을 포함한 다양한 라디오 네트워크 기능들을 제어한다. 일반적으로, 각각의 RNC는 다운링크(DL)(즉, 기지국에서 모바일로 또는 정방향) 및 UL(즉, 모바일에서 기지국으로 또는 역방향) 채널들을 통해 서로 통신하는 적절한 베이스 스테이션(들)(BSs)을 통해, 모바일 스테이션(MS)으로 또는 모바일 스테이션으로부터, 또는 원거리 터미널 또는 사용자 장비(UE)의 호출을 지시한다. 제1도에서, RNC(12)는 BS(16, 18, 20)에 연결된 것을 도시하고, RNC(14)는 BS(22, 24, 26)에 연결된 것을 도시한다.
각각의 BS, 또는 3G 표현형 내의 Node B는, 하나 이상의 셀로 나뉘어진 지리상의 구역(area)을 제공(serve)한다. 제1도 내의 BS(26)는, 비록 하나의 섹터 또는 BS로부터의 신호에 의해 제공되는 다른 구역이 셀이라 불릴 수 있을지라도, BS(26)의 셀을 보상한다고 말할 수 있는 다섯 개의 안테나 섹터들(S1~S5)을 갖는 것으로 도시된다. 또한, BS는 UE로 신호들을 전송하기 위해 하나 이상의 안테나를 사용할 수 있다. BS들은 일반적으로 전화선, 광섬유 링크, 마이크로파 링크 등에 의해 그들에 대응하는 RNC들에 연결된다. RNC들(12, 14)은 하나 이상의 이동 스위칭 센터(도시되지 않음) 및/또는 패킷 라디오 서비드 노드(packet radio service node)(도시되지 않음)와 같은 코어 네트워크 노드를 통해 공중교환전화망(public switched telephone network, PSTN), 인터넷 등과 같은 외부 네트워크에 연결된다.
제1도에 도시된 기능성의 배열들은 E-UTRAN 및 다른 의사소통망 내에서 수정될 수 있다. 예를 들면, RNC들(12, 14)의 기능성은 노드 BS들(22, 24, 26)에 이동될 수 있고, 다른 기능성들은 네트워크 내의 다른 노드들에 이동될 수 있다.
E-UTRAN 내에서 발생할 수 있는 다른 라디오 조건들을 처리하기 위해, 직교주파수분할 변조(OFDM), 또는 직교주파수분할 다중접근(OFDMA)은 다운링크(downlink) 내에서 사용된다. OFDMA는 E-UTRAN 내에서 발생할 수 있는 서로 다른 라디오 전파(propagation) 조건에 적응할 수 있는 라디오 접근 기술(RAT)이다. 특히, OFDM 시스템은 현재 통신 시스템에서 시간 도메인 내 뿐만 아니라 주파수 도메인 내에 있는 그것의 DL 전송 파라미터를 적응시킬 수 있다. OFDMA 통신 시스템은 또한 예를 들면, B. Lindoff에 의한 미국 특허출원 No. 11/289,184 그리고 다른 문헌에 서술되어 있다.
OFDMA 통신 시스템 내에서, 이용 가능한 데이터 스트림은 병렬로 전송되는 많은 협대역(narrowband) 부반송파들(subcarriers) 내로 분배된다. 왜냐하면, 각각의 부반송파는 협대역이고, 각각의 반송파(carrier)는 각각의 부판송파를 복조(demodulate)하기 쉽게 만드는 플랫페이딩(flat-fading)만을 경험하기 때문이다. OFDM 시스템 내 DL의 기본적인 시간-주파수 구조는 제2도에 도시되어 있고, 이것은 주파수 방향에서 인접한 복수의 OFDM 부반송파들을 보여준다. 라디오 리소스(resource)는 특정한 기간의 시간 동안 사용되는 특정한 수의 특정한 부반송파인, "블럭(block)" 또는 "덩어리(chunk)" 라고 불리우는 특정한 사용자에 몰두된다. 다른 그룹의 부반송파들은 다른 사용자들을 위한 다른 시기에 사용되며, 제2도는 네 사용자들(A, B, C, D)의 리소스 블럭들을 도시한다. 제2도에 도시된 예시적인 OFDM 시스템의 다운링크 내에서, 하나의 블럭은 15kHz씩 공간을 나누는 12개의 부반송파들(명확하게 표시되지 않았음)을 포함하고, 180kHz의 주파수와 1.0밀리초(ms)의 시간을 차지한다. 제2도의 배열은 단지 하나의 예시에 불과하며 다른 배열이 사용될 수 있다.
수신기 동기화와 다른 목적을 위해, 파일럿(pilot)이라 불릴 수 있는 관련 심볼들(reference symbols)과 신호들은, 각각의 베이스 스테이션으로부터 알려진 주파수와 시간 순간에 전송될 수 있다. 이러한 관련 신호들은 3GPP TR 25.814의 7.1.1.2.2절 및 3GPP TS 36.211의 6.10 및 6.11절에 예시적으로 서술되어 있다.
예시적인 시간-주파수 구조가 여덟 개의 이러한 파일럿들(302)과 함께, OFDM 시간-주파수 평면에 파일럿들(302)을 갖는 여덟개의 부반송파를 보여주는 제3도내에 도시되어 있다. 다른 부반송파들(304)은 데이터를 운반하지만, 명확화를 위해 이것들은 제3도에서 시간-주파수 평면의 단지 한 순간에 지시되어 있다. 각각의 리소스 블럭은 일반적으로 다른 부반송파들 위의 몇 개의 파일럿들을 포함하는 것으로 이해될 것이다. 또한 BS는 셀/섹터/구역 내로 정보를 전송하기 위해 다중 전송 안테나들(multiple transmit antennas)을 사용하고, 이 다른 전송 안테나들은 각각의 다른 파일럿들을 전송한다.
3GPP TR 25.814의 7.1.2.4절과 3GPP TS 36.211의 6.11과 5.7에 따르면, E-UTRAN은 UE를 많은 다른 라디오 조건들하에서 시스템에 접근하도록 해 주는 튼튼한, 동기화 신호(SyS) 및 랜덤 액세스 채널(random-access channel)(RACH)과 같은 초기 엑세스 채널들(initial access channels)을 갖는다. E-UTRAN 내의 SyS는 제1동기화 신호(P-SyS) 및 제2 동기화 신호(S-SyS)로 구성된다. 세 개의 P-SyS가 현재 E-UTRAN 내의 정의되어 있고 E-UTRAN 셀들 위에 분산되어 있다. 비교할 수 있는 동기화 및 랜덤 액세스 채널들은 비록 다른 이름들을 갖지만, 종종 다른 디지털 통신 시스템 내에 제공된다.
네트워크에 접근하기 위해, 하나의 UE는 그것을 시스템 시간과 동기화하기 위해 모든 세 P-SyS의 구내 복제를 갖는 수인 신호와 UE의 상관을 시작하는 셀서치(cell-search) 알고리즘을 수행한다. 이 단계 후에, UE는 S-SyS의 위치를 알고, UE가 셀의 그룹 식별(ID)을 포함하는 S-SyS를 디코드(decode)한다. 셀의 그룹 ID는, 세개의 P-SyS 정보가 존재한다는 정보와 함께, 셀의 물리계층(physical-layer) 셀 ID를 확립한다. 그러면 UE는 방송 시스템 정보를 읽기 위한 모든 정보를 가지고 있고 네트워크와 함께 통신을 확립한다.
E-UTRAN 내의 P-SyS들은 일반화된 chirp-like(GCL) 시퀀스의 특졀한 클래스들인, 자도프-추(Zadoff-Chu, ZC) 시퀀스에 기초한다. 홀수인 길이 값 N과, 시퀀스 인덱스 u를 갖는 ZC 시퀀스는 하기 표현에 의해 정의된다:
Figure pat00001
E-UTRAN 내의 세 개의 다른 P-SyS 신호들은 다른 시퀀스 인덱스들 u를 갖는 같은 길이 N의 ZC 시퀀스들이다.
ZC 시퀀스들은 일부 값들은 바람직하지만, 일부는 특별한 주의를 필요로 하는 특별한 값을 갖는다. 긍정적인 측면에서, ZC 시퀀스들은 CA(Constant Amplitude), 모든 지연값을 교차하는 상수등급 교차상관(constant magnitude cross-correlation)들 및 지연값들이 0과 같지 않은 ZAC(Zero Auto-Correlation)를 갖는 CAZAC 시퀀스의 클래스에 속한다. 이 값들은 ZC 시퀀스들을 동기화 응용을 매우 매력적이게 한다. 부정적인 측면에서, 주파수 상쇄(offset)에 직면하여 ZC 시퀀스들의 자동상관의 작용은 그것이 정확한 동기화를 간섭하는 자동상관 신호 내의 다중 피크값을 생산하기 때문에 고려될 필요가 있다.
자동상관 신호 내의 다중 피크값들로 인해, UE가 어떠한 피크값이 정확하고 적절한 동기화를 달성하는지 결정하는 것은 어렵다. 만약 여분 수신기 성분 또는 기능들이 올바른 자동상관 피크값을 식별하도록 실행되면, 몇 가지 단점들을 경험하게 된다. 수신기는 더 복잡하게 만들어지고, 이러한 과정에 의해 소비되는 전기 에너지의 총합뿐만 아니라 이러한 과정에 필요한 반도체 칩의 면적은 증가한다. 이러한 막대한 에너지 소비는 모바일 폰, 호출기 등과 같은 배터리에 의해 작동하는 UE들의 수명을 감소시킨다.
자동상관 신호 내의 다중 피크값들로 인해, UE가 어떠한 피크값이 정확하고 적절한 동기화를 달성하는지 결정하는 것은 어렵다. 만약 여분 수신기 성분 또는 기능들이 올바른 자동상관 피크값을 식별하도록 실행되면, 몇 가지 단점들을 경험하게 된다. 수신기는 더 복잡하게 만들어지고, 이러한 과정에 의해 소비되는 전기 에너지의 총합뿐만 아니라 이러한 과정에 필요한 반도체 칩의 면적은 증가한다. 이러한 막대한 에너지 소비는 모바일 폰, 호출기 등과 같은 배터리에 의해 작동하는 UE들의 수명을 감소시킨다.
본 발명에 따르면, 통신 시스템의 사용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력의 올바른 피크 값을 식별하는 방법이 제공된다. 상기 방법은 수신된 직교주파수분할 다중신호를 동기화신호의 복제신호와 상관(correlating)시켜 상관출력 신호를 생산하는 단계; 상관출력 신호내의 피크값을 찾아내는 단계; 동기화 신호의 값에 기초한 복수의 미리 결정된 피크값을 테스트하여 복수의 피크 테스트 신호를 생산하는 단계; 피크 테스트 신호의 최대값을 결정하는 단계; 를 포함한다.
또한 본 발명에 따르면, 정합필터 출력에서 올바른 피크 값을 찾아내기 위한 수신기 내의 장치가 제공된다. 상기 장치는 수신된 직교주파수분할 다중신호를 동기화 신호의 복제신호와 상관시켜 상관출력 신호를 생산하도록 설정된 정합필터; 상기 상관출력 신호 내에서 피크값을 찾아내도록 설정된 피크 디텍터(peak detector); 및 동기화 신호의 값들에 기초한 복수의 미리 결정된 장소에서 피크값을 테스트하여 복수의 피크 테스트 신호를 생산하고, 피크 테스트 신호의 최대값을 결정하도록 설정된 프로세서를 포함한다.
또한 본 발명에 따르면, 컴퓨터에 의해 실행될 때, 컴퓨터를 통신 시스템의 사용자 장비 내의 정합필터 출력에서 정확한 피크 값을 식별하는 방법을 수행하도록 하는 컴퓨터 프로그램에 의해 부호화된(encoded) 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체(computer-readable medium)가 제공된다. 상기 방법은 수신된 직교주파수분할 다중신호를 동기화 신호의 복제 신호와 상관시켜, 상관출력 신호를 생산하는 단계; 상관출력 신호에서 피크값을 찾아내는 단계; 동기화 신호 값에 기초한 복수의 미리 결정된 위치에서 피크값을 테스트하는 단계; 및 피크 테스트 신호의 최대값을 결정하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 수신기는 정확한 피크를 식별하고 P-SyS 타이밍을 찾기 위해 정합필터의 뱅크(bank)를 P-SyS 디텍터 내의 하나의 정합필터와 교체함으로써 복잡성을 줄일 수 있다.
본 발명은 미디엄으로부터 명령(instruction)을 가지고 와서 수행할 수 있는 컴퓨터기반 시스템(computer-based system), 프로세서포함 시스템(processor-containing system), 또는 다른 시스템과 같은 명령수행 시스템(instruction-execution) system, 기구, 또는 장치들을 이용하거나 이들과 관련된 적절한 세트의 명령들을 저장하고 있는 어떠한 형태의 컴퓨터 가독 저장 미디엄(computer-readable storage medium) 내에 전체적으로 구현된다.
본 발명의 각각의 특징, 장점, 및 목적은 하기 설명을 도면과 함께 읽음으로써 이해될 수 있을 것이다:
제1도는 셀룰러 라디오 통신 시스템을 도시한다;
제2도는 직교주파수 분할다중을 사용한 통신 시스템 내의 부반송파의 시간과 주파수 배열을 도시한다;
제3도는 파일럿 신호들을 포함하는 부반송파의 시간과 주파수 배열을 도시한다;
제4도는 동시화 시퀀스의 원소들과 부반송파들의 관계를 도시한다;
제5도는 통신 시스템 내 수신기 일부분의 블럭 다이어그램이다;
제6도는 주파수상쇄를 하지 않은, 시간에 대한 비주기적 자동상관 함수의 크기를 도표로 나타낸 것이다;
제7도는 주파수상쇄를 한, 시간에 대한 비주기적 자동상관 함수의 크기를 도표로 나타낸 것이다;
제8도는 비주기적 자동상관 함수 내의 제2 피트의 위치를 설명한다;
제9도는 정합필터의 출력 내의 적절한 피크 값을 찾아내는 과정을 나타내는 순서도이다;
제10a도는 참조 신호를 갖는 전송된 신호를 도시한다;
제10b도, 제10c도, 제10d도 및 제10e도는 제10a도의 서로 다른 시간에 전송된 신호에 대한 수신기의 정합필터의 출력을 도시한다;
제11도는 통신 시스템 내의 수신기의 일부분의 블럭 다이어그램이다.
제12도, 제13도, 및 제14도는 시퀀스 인덱스에 대한 탐지 확률을 도표로 나타낸 것이다.
본 발명은 ZC 시퀀스나 상기 서술대로 ZC 시퀀스를 OFDM 신호의 부반송파에 매핑하는 통신 시스템에 한정되지 않는다. ZC 시퀀스들과 같은 주파수상쇄 작용을 가질 수 있는 시퀀스들의 다른 타입들은, 예를 들면, 다른 GCL 시퀀스이다. 또한, IFFT의 길이 M과 ZC 시퀀스들의 길이 N이 같은지 아니면 M>N 인지는 중요하지 않다. 왜냐하면 후자의 경우에 IFFT는 내삽법(interpolation)을 수행하고, 주된 작용은 여전히 같기 때문이다. 또한, IFFT에 의해 변형되는(transformed) ZC 시퀀스는 CAZAC 시퀀스로 다시 귀착되기 때문에 ZC 시퀀스가 시간 또는 주파수 도메인 내에서 매핑되는지는 여부는 중요하지 않다. 또한, 본 출원은 설명을 절약하기 위해 ㄷ단순히 OFDM 시스템에 촛점을 맞추었으나, 본 출원서 내에 서술된 원리는 다른 디지털 시스템 내에서 실시될 수 있다.
하기 논의를 위해, P-SyS는 주파수 도메인에서 길이 N의 ZC 시퀀스를 OFDMA 신호의 부반송파에 매핑하고 역방향 고속 푸리에 변환(IFFT)에 의해 시간 도메인으로 변환시킴으로써 발생한다. 주파수 도메인 내에서의 이러한 발생은 적절하게 정렬된 수평면에 각각 점으로 표시된 OFDMA의 ZC 시퀀스의 원소들과 부반송파들을 도시하는 제4도 의해 설명된다. 제4도의 배열은 하나의 예시에 불과하고 다른 배열이 사용될 수 있다. 알려지지 않은 주파수 상쇄를 처리하기 위해, 하나의 UE는 P-SyS 또는 등가동기화신호(equivalent synchronization signal)의 주파수 도메인 표현에 정합하는 몇 가지 종류의 상관기(correlator)를 포함하고, P-SyS의 반사된(역시간방향으로) 켤레 복소수(complex-conjugate)에 일치하는 임펄스 응답(impulse response)을 갖는 정합필터를 포함하는 수신기를 가질 수 있다. 알려지지 않은 주파수 상쇄를 처리하기 위해, 몇몇의 정합필터들은 수신기 내에서 실행되고, 각각의 정합필터들은 각각 다른 가정된 주파수 상쇄로 동기화 신호에 정합된 임펄스 응답을 갖는다.
제5도는 그들의 출력 신호를 최대값 디텍터(Max)에 그들의 출력 신호를 제공하는 N개의 정합 필터들(MF-1, MF-2, ..., MF-N) 및 N개의 각 피크 디텍터들을 갖는 UE 수신기의 일부에 대한 블럭도이다. N개의 정합필터들은 병렬로 이동하고, 각각의 필터들은 각기 다른 주파수 상쇄(fos)를 가정한다. 최대값 디텍터(Max)는 필수적으로 모든 정합필터의 출력값들을 비교하고 P-SyS 타이밍의 디텍션(detection)과 UE 베이스 스테이션 동기와를 더 하는데 사용하는 최대 피크값을 갖는 필터를 선택한다. 이러한 정합 필터들은 탭지연선(tapped delay line), 입력 시퀀스들을 예상 시퀀스들과 비교하는 상관기(correlator), 그리고 등가 장치와 같은 하드웨어 장치 내에서, 또는 UE 내의 프로그램 가능한 프로세서(processor)에 의해 실행되는 소프트웨어 알고리즘으로써 구현될 수 있다. 예를 들면, 미국 특허 No. 7,003,022 to Urabe 및 그 밖의 문헌들은 이동 라디오 통신 시스템을 위한 정합 필터 및 수신기들을 서술한다.
라디오 주파수들로부터 베이스 밴드까지의 UE의 수신 신호를 번역하는데 사용되는 UE의 국부발진기(local oscillator)(제5도에 도시되어 있지 않음)가 베이스 스테이션의 전송된 신호를 생산한느 데에 사용되는 베이스 스테이션의 발진기(oscillator)의 주파수와 완전히 같고, 도플러 주파수 이동(shift)이 무시될 수 있다면, UE 수신기의 정합필터중 하나에 의해 생산된 출력신호는 제6도와 같다. 시간에 대한 비주기적 자동상관 함수의 크기를 도표로 나타낸 제6도에서 소음이 없는 것으로 가정된다. 제6도에 도시된 출력 신호는 검파하기 쉽고 P-SyS 타이밍의 확실한 결정과 좋은 UE 베이스 스테이션 동기화를 허용하는 하나의 뽀족한 피크를 갖는다.
제7도는 정합필터의 가정된 주파수 상쇄가 OFDMA 신호의 부반송파의 대역폭의 절반에 의해 복조화된 베이스밴드(baseband) 신호의 주파수 상쇄와 다를 때, UE 수신기 내의 정합필터에 의해 생산될 수 있는 출력 신호를 도시한다. 하나의 뾰족한 피크 대신에, 정합필터 출력 신호는 두 개의 현저한 피크를 포함하고, 하나의 피크는 적절한 시간에 있고 다른 하나는 그보다 9 타임 유닛만큼 더 빠르다. 적절한 시간에 있는 피크는 "메인(main)" 피크라 불릴 수 있고, 떨어져 있는 피크값은 "2차" 피크라 불릴 수 있다. 제6도와 비교하면, 다른 뚜렸한 차이들 중에서 메인 피크와 2차 피크의 크기 또한 줄어들었다.
제7도에 도시된 바와 같이 어떠한 경우에도, 자동상관(정합필터) 출력 신호 내에서 어떠한 피크 값이 올바른 것인지 결정하는 것은 UE에게 불가능하다. 제5도의 배열에 있는 다른 가정된 주파수 상쇄들이 병렬로 흐르는 정합 필터도 이 문제점을 해결하는 하나의 방법이다. 다중 정합필터들 중 하나는 가장 큰 출력 신호를 산출하는 실제 상쇄와 가까운 가정된 주파수 상쇄를 가질 것으로 가정된다. 그럼에도 불구하고, 추가적인 복잡성과 다중 정합필터를 갖는 수신기의 다른 단점들을 피해야 할 필요가 있다.
발명자들은 제7도의 메인 2차 자동상관 피크값의 위치가 부반송파 대역폭의 순서이거나 그 이하인 주파수 상쇄의 양에 독립적이라는 사실을 인지해 왔다. 더 일반적으로, 발명자들은 자동상관 출력 신호 내의 2차 피크값은
Figure pat00002
와
Figure pat00003
에서 발생한다는 사실을 인지해 왔고, 상기 식에서 L이 주파수 상쇄 fos의 절대값
Figure pat00004
보다 큰 다중 부반송파 대역폭(df)의 최소값인 양의 정수이고, u는 ZC 시퀀스 인덱스이며, n0은 정확한 피크의 위치이다. 또한 fos는 하기와 같이 한정된다:
Figure pat00005
. 주파수 상쇄의 기호는 상기 식에서 어떠한 기호가 사용될지를 결정한다.
특히, 주파수 상쇄가 하나의 부반송파 대역폭보다 작은 경우(즉, L=1), 2차 피크값은 주파수 상쇄의 다른 독립적인 양의 정수값인
Figure pat00006
에서 발생한다. 만약 주파수 상쇄가 정확하게 하나의 부반송파 대역폭이면(즉, fos=df), n0에서의 메인 피크는 사라지고, 주파수 상쇄의 기호에 의존하는 n0+u 또는 n0-u에서의 2차 피크만이 남는다. 주파수 상쇄가 하나의 부반송파 대역폭보다 크고 두 개의 부반송파 대역폭보다 작은 경우, 추가적인 2차 피크는 두 개의 부반송파 대역폭(즉,
Figure pat00007
)과 같은 주파수 상쇄에 기인하는 2차 피크와 함께 발생한다. 주파수 상쇄가 두 개의 부반송파 대역폭과 같은 경우(즉, fos=2df), 하나의 부반송파 대역폭(즉,
Figure pat00008
)과 같은 주파수 상쇄에 기인하는 2차 피크는 사라지고 오직 새로운 2차 피크만이 남는다.
상기 언급하였듯이, 일반적으로, 주파수 오프셋이 정수의 다중 부반송파 대역폭과 같은 경우, 오직 하나의 피크만이 주파수 오피셋과 ZC 시퀀스 자체에 의해 완벽히 결정되는 위치에 존재한다. 주파수 상쇄가 부반송파 대역폭의 (L-1) 과 L 배 사이인 경우, 2차 상관 피크들은 부반송파 대역폭의 (L-1) 과 L 배에 존재하는 상관 피크들로 구성된다. 앞서는 표현이 정확하게 오직 정수 다중 부반송파 대역폭인지만 평가된다. 다른 주파수 오프셋의 경우, 다른 훨씬 줄어든 피크들은 상기 서술한 2차 피크들에 더해 해설의 명확화를 위해 생략한 피크들을 발생시킨다. 앞서는 표현이 정확하게 주기적 자동상관 함수이고 정합필터의 비주기적 자동상관 출력함수의 경우에 합당한 근사인지 또한 평가된다.
따라서, 발명자들은 수신기 내의 정합필터의 출력신호 내에서 원하는 메인 피크 위치와 2차 피크들 사이의 거리가 ZC 시퀀스 인덱스(u)에 의해 결정되고, 2차 피크가 메인 피크에 비해 앞서는지 혹은 뒤쳐지는지는 주파수 상쇄의 기호에 의해 결정된다는 것을 인지해 왔다. 자동상관 함수의 2차 피크 값은 실제 자동상관 피크의 위치에 대해 (L-1)u 및 Lu(modulo-N sence 내의)의 시간값에 위치한다.
제8도는 2차 피크의 위치들이 ZC 시퀀스 인덱스(u)에 의해 결정됨을 도시한다. 타임 인스턴트(time instant)(n0)에서의 메인 피크의 경우, 주파수 상쇄가 부반송파 대역폭에 비해 작다고 가정하면, 2차 피크는 타임 인스턴트(n0+u) 또는 타임 인스턴트(n0-u) 둘 중 어느 곳에서도 발생할 수 있다. 상관 신호의 어떠한 피크가 피크 디텍터에 의해 발견되는지와 상관 없이, 발명자들은 메인 피크는 항상 발견된 피크와 발견된 피크에 대해
Figure pat00009
의 위치를 테스트함으로써 식별될 수 있음을 인지해 왔다. 만약 P-SyS가 인터폴레이트(interpolated)되면(예를 들어, ZC 시퀀스 길이(N)에 비해 훨씬 큰 IFFT 크기(M)를 사용함으로써), 2차 피크의 변위는
Figure pat00010
이고, 상기 표기 round()는 반올림(round-off) 함수이다. 제7도의 예시에 보여진 바대로, 시퀀스 인덱스 u=5, M=128, 및 N=71,이고 2차 피크는 -round(5·128/71) = -9 에 국한된다. 주파수 오프셋들이 하나의 부반송파 대역폭에 비해 큰 경우, 2차 자동상관 피크들은 n0에서의 실제 피크에 대해 (L-1)u 및 Lu(modulo-N 센스 내의)에 나타난다.
따라서, 본 발명에 따른 수신기는 정확한 피크를 식별하고 P-SyS 타이밍을 찾기 위해 정합필터의 뱅크(bank)를 P-SyS 디텍터 내의 하나의 정합필터와 교체함으로써 복잡성을 줄일 수 있다. 정합필터는 P-SyS에 정합된 상관기가 될 수 있고, 적절히 프로그램되거나 설정된 전자 프로세서, 탭지연선(tapped delay line) 등에 의
Figure pat00011
해 실현될 수 있는 이러한 상관기는 제1의 동기화 장치로써 사용될 수 있다. 만약 메인 피크가 검출된다면, 이 정확한 피크(n0)는 2차 피크의 위치와 함께(예를 들면,
Figure pat00012
에서), 어떠한 피크가 올바른 것인지 식별하기 위해 테스트된다. 만약 하나의 부반송파 대역폭 보다 큰 주파수 오프셋이 존재할 수 있다면,
Figure pat00013
와
Figure pat00014
(modulo-N sense로 이해됨)에서의 추가적인 가정들이 n0에서의 가정과 함께 테스트된다.
*정합필터의 출력 내에서 적절한 피크를 식별하는 과정의 순서도가 제9도 내에 도시되어 있다. 상기 방법은 예를 들면, 신호를 저장될 수 있는 예상되는 신호의 복제 신호와 상관하는 것과 같은 P-SyS와 같은 신호를 정합필터링(matched-filtering, MF)하는 단계(902)로부터 시작된다. 상기 방법은 상기 정합필터링 단계로부터 생산된 출력신호 내의 피크를 찾아내는 단계(904)로 이어진다. 단계(906, 908, 910)에서 예상되는 신호의 값에 기초한 미리 결정된 위치에서 검출된 신호가 테스트되고, 또는 증명된다. 상기에서 서술하였듯이 예상되는 신호로써의 ZC 시퀀스의 경우, 미리 결정된 위치들은 일반적으로
Figure pat00015
와
Figure pat00016
이고, 예상되는 주파수 오프셋이 부반송파 대역폭보다 작은 경우 n0와
Figure pat00017
이다. 단계(902)에서, 미리 결정된 위치에서의 입증된 최대값은, 그 때문에 적절한 피크를 찾는다.
주파수 오프셋(fos)이 부반송파 대역폭(df)보다 작을 때, 테스트할 3개의 위치는 n0,
Figure pat00018
이고, 주파수 오프셋이 df보다 클 때, 그것들의 위치는 n0,
Figure pat00019
, 및
Figure pat00020
이다. 만약 주파수 오프셋의 크기의 알지 못한다면, 수신기는 모든 L, 즉 I = 1, 2, ..., L인 (
Figure pat00021
)에서의 피크를 찾아야 한다.
n0, (
Figure pat00022
), 및 (
Figure pat00023
)에서의 피크를 테스트하는 것(단계(906~910))은 몇 가지 방법에 의해 이루어질 수 있다. 한 가지 방법은 예를 들면, 각각의 찾아낸 피크에서 S-SyS 또는 다른 신호의 탐색을 시작함으로써, 테스트할 개별적인 피크가 정확하고 그 가정 하에서 행해진다고 가정하는 것이다. 이러한 종류의 "블라인드(blind)" 탐색의 결과, "잘못된(wrong)" 피크에서의 탐지 과정은 실패하거나 올바른 피크에서의 S-SyS 탐지에 비해 훨씬 낮은 신뢰도를 갖는다.
피크를 테스트하는 다른 방법은 현재 테스트된 피크가 올바른 것이라고 가정하고 피크를 테스트하는 것은 각각 알려진 신호에 대항하여 테스트하는 것이다. 예를 들면, 만약 P-SyS 뒤의 어떠한 시각에 알려진 신호, 즉, 참조 신호가 발생한다면, 각각의 시간에서의 수신기는 알려진 신호와 상관한다. 이러한 방법의 정합필터 출력 피크들을 테스트하는 방법은 제10도에 도시되어 있다. 제10a도에서, 전송된 신호는 P-SyS와, T0 시간 간격 뒤에, 침조 신호(RS)를 포함한다. 제10b도는 시간 n0에서의 제1 피크와 시간 n0-u에서의 제2 피크를 보여 주는, 수신기 정합필터의 출력을 도시한다. 제10c도는 시간 n0-u+T0에서의 뾰족한 피크를 보여 주는, 필터가 참조 신호 RS와 상관되도록 조절되었을 때의 수신기 정합필터의 출력을 도시한다. 제10d도는 시간 n0+T0에서의 중간 신호를 보여 주는, 필터가 참조 신호 RS와 상관되도록 조절되었을 때의 수신기 정합필터의 출력을 도시한다. 제10e도는 시간 n0 +u+T0에서의 중간 신호를 보여 주는, 필터가 참조 신호 RS와 상관되도록 조절되었을 때의 수신기 정합필터의 출력을 도시한다. 각각의 세 P-SyS 가정의 경우, 수신된 신호는(정정된 시간 간격 뒤의) 알려진 신호와 상관된다. 올바른 자리 - 그리고, 따라서 P-SyS의 올바른 자리 역시 - 는 가장 강력한 상관 행렬, 즉, 정합필터로부터의 가장 큰 출력신호에 의하여 결정된다. 이 방법을 수행하기 위해, P-SyS에 관계된 정정된 타이밍의 알려진 신호 또는 등기 동기화 신호가 존재하여야만 한다.
또한 어떠한 피크가 올바른 것인지를 확인하는 다른 방법은 미분 상관기(differential correlator)로 각각의 P-SyS 타이밍을 테스트하는 것이다. E-UTRAN와 다른 통신 시스템에서는, 모든 OFDMA 심볼은 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)에 의해 프리픽스(prefixed)된다. OFDMA 심볼의 길이와 같은 시간 지연과 사이클릭 프리픽스의 길이와 같은 적분 시간을 갖는 미분 상관기는 사이클릭 프리픽스의 말미에 발생하는 최대값을 갖는 출력 신호를 생산한다. 따라서, 각각의 P-SyS 타이밍 가정의 경우, 미분 상관기의 출력은 테스트되고 가장 높은 미분 상관기 출력 신호를 가져오는 타이밍 가설이 선택된다. 미분 상관기들은 예를 들면, 니즈(Nease) 등의 미국특허 No. 4,964,138과 밀러(Miller) 등의 미국특허 No. 4,800,518에 있는 당업자에 알려진 장치이며, 많은 미분기들이 사용될 수 있다.
제11도는 상기 서술한 정합필터 MF, 피크 디텍터, 미분 상관기, 샘플 테스터, 및 최대값 결정 장치들을 포함하는 수신기의 일부의 예시적인 배열의 블럭도이다. 각각의 P-SyS 타이밍 가설의 경우, 사이클릭 프리픽스에 정합된 미분 상관기의 출력은 샘플 테스터에 의해 테스트된다. 샘플 테스터는 피크 디텍터에 의해 결정된 세 지점(미분 상관기의 출력으로부터의)을 선택한다. 따라서, 샘플 테스터, 피크 디텍터 및 최대값 결정 장치는 미분 상관기 출력이 최대값이 되는 지점을 결정하기 위해 작동한다. 성능을 향상시키기 위해, 미분 상관기의 출력 신호는 예를 들면, 샘플 테스터 내에 포함된 수터블 필터(suitable filter) 또는 다른 평균기(averager)로 몇몇 OFDMA 심볼들의 평균을 계산함으로써, 매끄러워 질 수 있다. 이 방법을 사용하는 것은, 비록 어떠한 CP 길이를 가진 OFDM 심볼이라는 것을 알아야 할 필요가 있더라도, 미분 상관기가 사용되기 때문에, 실제 전송된 신호에 대한 완벽한 지식을 필요로 하지 않는다. 전송된 신호(즉, 전송된 성좌(constellation) 지점)의 정확한 값을 알 필요가 없다.
이 것을 실행하기 위해, 사이클릭 프리픽스와 정합된 미분 상관기 대신에, 타임 도메인 내의 반복적인 다른 신호가 사용될 수 있다. 하나의 이러한 가능성은 상기 서술한 참조 신호이다. U-UTRAN 내에서, 참조 신호는 OFDMA 심볼 이내에 6번동안 반송하는 신호를 일으키며, 모든 제6번째 부반송파 위에 전송된다. 신호는 반복되고, 따라서 지연되고, 또한 미분 상관기의 적분 주기는 근본적인 시간 주기, 예를 들면, OFDMA 심볼 주기의 1/6의 길이와 같다.
제5도에 도시된 수신기 구조에 비해, 제9도 및 제11도에 관하여 서술된 배열은 일부 증명 전기 회로(verification circuitry)와 함께 하나의 정합필터만을 갖는다. 상기 서술하였듯이, 이러한 증명 전기 회로는 매우 제한된 시간 동안만 작동하는 상관기이거나 미분 상관기일 수 있다. 두 경우 모두, 증명 전기 회로는 수신기의 동기와 기능을 위한 칩 공간을 줄이는 간소화된 기능과 이러한 동기화 회로의 에너지 소비만을 필요로 한다.
제12도, 제13도 및 제14도는 상기 서술한 검파 방법의 성능을 종래 단일 정합필터의 성능과 비교하는 P-SyS 검파 확률 대 ZC 시퀀스 인덱스의 도표이다. 도면에서, 주파수 상쇄는 각각 -8dB, -4dB, 및 0dB의 SNR 레벨에서의 부반송파 대역폭에 플러스 또는 마이너스한 범위의 랜덤 분포 유니폼(randomly distributed uniformly)하다. 명확한 성능 이득은 전체 SNR 범위를 넘어 관찰될 수 있다.
*상기 서술된 절차들은 예를 들면, 전송기와 수신기 사이 통신 채널들의 시변(time-varying) 특성에 응답하기 위해 필수적으로 반복적으로 수행되어야 한다. 이해를 수월하게 하기 위해, 본 발명의 많은 특징들은 예를 들면, 프로그램 가능한 컴퓨터 시스템의 적절히 설정된 요소들에 의해 수행될 수 있는 행위의 연속에 관하여 서술된다. 다양한 행위들은 하나 이상의 프로세서들 또는 둘의 조합에 의해 수행되는 프로그램 명령들에 의한 적절히 설정된 특수한 회로(에를 들면, 특수한 기능을 수행하기 위해 연결된 이산 논리 게이트 또는 응용특수(application-specific) 집적 회로)에 의해 수행될 수 있다.
또한, 본 발명은 미디엄으로부터 명령(instruction)을 가지고 와서 수행할 수 있는 컴퓨터기반 시스템(computer-based system), 프로세서포함 시스템(processor-containing system), 또는 다른 시스템과 같은 명령수행 시스템(instruction-execution) system, 기구, 또는 장치들을 이용하거나 이들과 관련된 적절한 세트의 명령들을 저장하고 있는 어떠한 형태의 컴퓨터 가독 저장 미디엄(computer-readable storage medium) 내에 전체적으로 구현되어 있는 것으로 고려될 수 있다. 여기 사용된 "컴퓨터 가독 저장 미디엄"은 명령수행 시스템, 기구, 또는 장치를 이용하고나 이들과 관련된 프로그램을 포함하고, 저장하고, 통신하고, 전달하고 또는 운반할 수 있는 어떠한 수단이 될 수 있다. 상기 컴퓨터 가독 저장 미디엄은, 예를 들면, 전기, 자기, 광학, 전자기, 적외선, 또는 반도체 시스템, 기구, 장치 또는 전달 미디엄이 될 수 있고, 이들에 한정되지 않는다. 상기 컴퓨터 가독 저장 미디엄의 좀 더 구체적인 예(포괄적이 않은 리스트)는 하나 이상의 선, 하나의 이동식 컴퓨터 디스켓, 램(random-acess memory, RAM), 롬(read-only memory, ROM), ERPROM 또는 플래쉬 메모리, 및 광섬유를 갖는 전기적 연결을 포함한다.
따라서, 본 발명은 상기 서술된 모든 형태가 아닌, 많은 다른 형태를 구현할 수 있고, 이러한 모든 형태들은 본 발명의 관점에서 관찰될 수 있다. 본 발명의 다양한 특징에서, 모든 형태들은 상술한 행위를 수행하기 위해 "설정된 논리", 또는 상술한 행위를 수행하는 "논리" 로 불릴 수 있다.
"포함하는" 이라는 용어는, 본 출원이 사용될 때, 지정된 특징, 정수, 단계, 또는 성분들을 명확하게 하고, 하나 이상의 특징, 정수, 단계, 성분, 또는 그들의 그룹의 존재나 첨가를 배재하지 않는다.
상기 서술한 특정 구체예들은 단지 설명을 위한 것이며 어떠한 방법에 의해 제한하는 것으로 여겨져서는 안된다. 본 발명의 범위는 하기 청구항들에 의하여 특정되며, 청구항 범위 내의 모든 변형과 그에 등가물들은 그들을 포함하기 위해 의도된 것들이다.

Claims (15)

  1. 수신된 직교주파수분할 다중신호를 동기화 신호의 복제신호(replica)와 상관(correlating)시켜, 상관출력 신호(correlation output signal)를 생산하는 단계;
    상기 상관출력 신호 내에서 피크들을 찾아내는 단계;
    상기 동기화 신호의 특성들에 기초한 복수의 미리 결정된 위치의 피크들을 테스트하여, 복수의 피크 테스트 신호를 생산하는 단계; 및
    피크 테스트 신호의 최대값을 결정하는 단계
    를 포함하고,
    피크를 테스트하는 상기 단계는 동기화 신호와 관련된 알려진 위치를 갖는 예상되는 신호와 상기 수신된 신호를 상관하도록 하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 동기화 신호는 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스이며 상기 미리 결정된 위치들은 n0,
    Figure pat00024
    모듈로(modulo) N, 및
    Figure pat00025
    모듈로 N 이며, 상기 n0는 정확한 피크의 위치를 지정하고; u는 자도프-추 시퀀스의 인덱스이며; L은 주파수 상쇄 fos의 절대값
    Figure pat00026
    보다 큰 다중 부반송파 대역폭(df)의 최소값인 양의 정수이고; l은 1, 2, ..., L 이고; 그리고
    Figure pat00027
    인 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 동기화 신호는 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스이며 상기 미리 결정된 위치들은 n0 그리고
    Figure pat00028
    이며, 상기 n0는 정확한 피크의 위치를 지정하고; u는 자도프-추 시퀀스의 인덱스이며; 그리고 상기 수신된 신호와 관련하여 상기 이용자 장비의 주파수 상쇄의 절대값은 부반송파 대역폭보다 작거나 그와 같은 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  4. 제1항에 있어서, 상기 피크를 테스트하는 단계는 각 복수의 미리 결정된 위치에서 가정된 동기화 타이밍(synchronization timing)에 기초하여 제2 수신 신호를 디코딩하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 테스트하는 단계는 상기 수신 신호를 동기화 신호에 비하여 알려진 위치를 가진 예상되는 신호와 상관하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  6. 제1항에 있어서, 상기 피크를 테스트하는 방법은 수신된 신호를 미분상관(differentially correlating)하여, 미분상관 출력 신호(diffrential correlation output signal)를 생산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  7. 제6항에 있어서, 상기 피크를 테스트하는 단계는 상기 미분상관 출력 신호를 부드럽게 하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  8. 제6항에 있어서, 상기 수신 신호는 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix), 참조 신호(reference signal), 또는 타임도메인 반복 신호(time-domain-repetitive signal)와 함께 미분 상관되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템의 이용자 장비 내의 정합필터(matched filter) 출력 내에서 정확한 피크(peak)를 식별하는 방법.
  9. 수신된 직교주파수 분할다중신호를 동기화 신호의 복제 신호와 상관시키도록 설정되어 상관출력 신호를 생산하는 정합필터;
    상기 상관출력 신호 내에서 피크를 찾아내도록 설정된 피크 디텍터(peak detector); 및
    상기 동기화 신호의 특성에 기초한 복수의 미리 결정된 위치에서 피크들을 테스트하도록 설정되어, 복수의 피크 테스트 신호를 생산하고, 피크 테스트 신호의 최대값을 결정하는 프로세서
    를 포함하고,
    상기 프로세서는 상기 동기화 신호와 과련된 알려진 위치를 갖는 예상되는 신호를 상기 수신된 신호와 상관시킴으로써 상기 피크들을 테스트하도록 설정된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  10. 제9항에 있어서, 상기 동기화 신호는 자도프-추(Zadoff-Chu) 시퀀스이며 상기 미리 결정된 위치들은 n0,
    Figure pat00029
    모듈로(modulo) N, 및
    Figure pat00030
    모듈로 N 이며, 상기 n0는 정확한 피크의 위치를 지정하고; u는 자도프-추 시퀀스의 인덱스이며; L은 주파수 상쇄 fos의 절대값
    Figure pat00031
    보다 큰 다중 부반송파 대역폭(df)의 최소값인 양의 정수이고; l은 1, 2, ..., L 이고; 그리고
    Figure pat00032
    인 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  11. 제9항에 있어서, 상기 프로세서는 각 복수의 미리 결정된 위치에서 가정된 동기화 타이밍(synchronization timing)에 기초하여 제2 수신 신호를 디코딩함으로써 피크들을 테스트하도록 설정된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  12. 제9항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 수신 신호를 상기 미리 결정된 위치 주변의 상기 예상되는 신호와 상관하도록 설정된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  13. 제9항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 수신 신호를 미분상관함으로써 피크들을 테스트하도록 설정된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 프로세서는 상기 미분상관 출력 신호를 부드럽게 함으로써 피크들을 테스트하도록 더 설정된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 수신 신호는 사이클릭 프리픽스, 참조 신호 또는 타임도메인 반복 신호와 미분상관된 것을 특징으로 하는 정합필터의 출력 내에서 정확한 피크를 식별하는 수신기 내의 장치.
KR1020137004104A 2007-04-30 2008-04-09 칩 시퀀스의 개량된 동기화 KR101490300B1 (ko)

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Families Citing this family (28)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2913555A1 (fr) * 2007-03-05 2008-09-12 France Telecom Traitement de symboles dans une communication bidirectionnelle par retournement temporel.
KR20100032427A (ko) * 2007-06-19 2010-03-25 노키아 코포레이션 네트워크 검색 절차 제공 방법과 장치 및 컴퓨터 판독가능 저장 매체
JP4994168B2 (ja) * 2007-09-25 2012-08-08 株式会社日立国際電気 通信機
KR101421406B1 (ko) * 2008-02-01 2014-07-23 성균관대학교산학협력단 광대역 무선접속 통신 시스템에서 주파수 동기를 위한 상관장치 및 방법
US8711811B2 (en) * 2008-06-19 2014-04-29 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Identifying multi-component carrier cells
WO2010021014A1 (ja) * 2008-08-21 2010-02-25 富士通株式会社 周波数偏差推定装置および方法
US8345623B2 (en) * 2008-12-12 2013-01-01 Mediatek Inc. Unified synchronous ranging channel design and allocation in wireless OFDMA systems
KR101173943B1 (ko) * 2008-12-16 2012-08-14 한국전자통신연구원 랜덤 엑세스 신호 검출 방법
US8014311B2 (en) * 2009-06-08 2011-09-06 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Signal measurements based on sync signals
US8331254B2 (en) 2009-07-29 2012-12-11 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Interference-aware resource assignment in communication systems
US8447005B2 (en) * 2009-11-05 2013-05-21 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Frequency synchronization methods and apparatus
US8830849B2 (en) * 2010-01-11 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for detecting transmission signals
WO2011108028A1 (ja) * 2010-03-05 2011-09-09 富士通株式会社 無線通信システム、端末装置、及び無線通信システムにおける無線通信方法
US9398585B2 (en) 2011-11-07 2016-07-19 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for proximity detection
CN103200694B (zh) * 2012-01-09 2017-04-12 华为技术有限公司 一种通信系统中的随机接入方法及装置
US9706480B2 (en) * 2013-03-27 2017-07-11 Intel Deutschland Gmbh Method for determining cell identification information
RU2543567C2 (ru) * 2013-06-19 2015-03-10 Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военно-космическая академия имени А.Ф. Можайского" Министерства обороны Российской Федерации Способ символьной синхронизации при приеме сигнала кодоимпульсной модуляции -частотной манипуляции с известной структурой
KR101625217B1 (ko) * 2014-12-30 2016-06-07 한국해양과학기술원 수중통신을 위한 도플러 편이 추정 장치 및 방법
DE102015102605A1 (de) * 2015-02-24 2016-08-25 Intel IP Corporation Verfahren und Vorrichtung zum Unterdrücken eines Fehlers einer Funkkanalsequenz
CN105099499B (zh) * 2015-07-15 2017-07-11 北京理工大学 类噪声Chirp扩频信号设计及快速捕获方法
CN107623932B (zh) * 2016-07-15 2019-08-30 电信科学技术研究院 一种系统信息区域或网络区域的接入方法及装置
CN106230543B (zh) * 2016-08-02 2018-05-08 江苏中兴微通信息科技有限公司 基于zc序列的周期前导序列生成方法
US11239972B2 (en) * 2016-11-17 2022-02-01 Qualcomm Incorporated Large cell support for narrowband random access
CN106813784B (zh) * 2017-03-03 2023-10-20 浙江工业大学 一种实时微波脉冲啁啾检测装置及其检测方法
CN108737318B (zh) * 2018-07-19 2020-10-13 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 基于信号结构特性的ofdm信号识别方法及系统
WO2021109040A1 (zh) 2019-12-04 2021-06-10 华为技术有限公司 一种序列检测方法及设备
US11283586B1 (en) 2020-09-05 2022-03-22 Francis Tiong Method to estimate and compensate for clock rate difference in acoustic sensors
CN113939009A (zh) * 2021-10-13 2022-01-14 国网信息通信产业集团有限公司 同步估计方法、装置及接收机和存储介质

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4800518A (en) * 1985-06-21 1989-01-24 Racal Data Communications, Inc. Differential correlator circuit
US4964138A (en) * 1988-11-15 1990-10-16 Agilis Corporation Differential correlator for spread spectrum communication system
US5594506A (en) * 1995-09-26 1997-01-14 Samsung Electronics Co., Ltd. Line sync detector for digital television receiver
GB9625094D0 (en) 1996-12-03 1997-01-22 Ensigma Ltd Apparatus and methods for measuring coarse frequency offset of a multi-carrier signal
JP3339490B2 (ja) * 1999-03-30 2002-10-28 日本電気株式会社 Ｏｆｄｍ復調装置
EP1279239B1 (en) * 2000-05-01 2005-08-10 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Matched filter and receiver for mobile radio communication system
US7006587B1 (en) * 2001-11-20 2006-02-28 Cisco Technolgy, Inc. Preamble aided synchronization
US7095811B1 (en) * 2002-08-31 2006-08-22 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for secondary synchronization channel detection in a 3GPP WCDMA receiver
GB2396085B (en) * 2002-12-03 2006-06-21 Synad Technologies Ltd Method and device for synchronisation in OFDM
JP2004241974A (ja) * 2003-02-05 2004-08-26 Hitachi Kokusai Electric Inc シンボル同期回路
CN100576834C (zh) * 2003-03-28 2009-12-30 英特尔公司 用于ofdm符号定时同步的方法和装置
RU2304359C2 (ru) * 2003-11-10 2007-08-10 Корпорация "Самсунг Электроникс" Способ частотно-временной синхронизации системы связи и устройство для его осуществления
JP2005303691A (ja) * 2004-04-13 2005-10-27 Oki Electric Ind Co Ltd 同期検出装置および同期検出方法
US7545870B1 (en) * 2004-04-14 2009-06-09 Panasonic Corporation Reception device
WO2006015108A2 (en) * 2004-07-27 2006-02-09 Zte San Diego, Inc. Transmission and reception of reference preamble signals in ofdma or ofdm communication systems
KR100579531B1 (ko) * 2005-01-28 2006-05-15 삼성전자주식회사 Ｏｆｄｍ 수신기에 적용되는 심볼시간 동기 장치 및 그 방법
JP4463780B2 (ja) * 2005-06-14 2010-05-19 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 送信装置および送信方法
US7639748B2 (en) * 2005-08-30 2009-12-29 Via Technologies, Inc. Method and circuit for fine timing synchronization in the orthogonal frequency division multiplexing baseband receiver for IEEE 802.11a/g wireless LAN standard
US8396141B2 (en) * 2005-11-29 2013-03-12 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Efficient cell selection
TW201238276A (en) * 2005-12-21 2012-09-16 Interdigital Tech Corp Synchronization channel for OFDMA based evolved UTRA downlink
JP4837403B2 (ja) * 2006-03-08 2011-12-14 ルネサスエレクトロニクス株式会社 同期タイミング検出装置、受信装置、及び同期タイミング検出方法
JP4934727B2 (ja) 2006-12-29 2012-05-16 ノキア コーポレイション パイロット信号またはプリアンブル信号におけるｚａｄｏｆｆ−ｃｈｕ系列の使用制限を提供する装置、方法、およびコンピュータプログラム

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