KR20130023351A

KR20130023351A - 높은 스루풋의 ｍｉｍｏｗｌａｎ 시스템들에 대한 안테나 어레이 구성들

Info

Publication number: KR20130023351A
Application number: KR1020137001399A
Authority: KR
Inventors: 하칸 이나노글루; 존 더블유. 케춤; 레온 메트리우드; 마크 에스. 월레이스
Original assignee: 퀄컴 인코포레이티드
Priority date: 2008-06-30
Filing date: 2009-06-29
Publication date: 2013-03-07
Also published as: EP2311143B1; KR20110027824A; CA2728296A1; CN102077418A; CN102077418B; US20090322621A1; WO2010002801A1; TW201008027A; KR101390935B1; JP5512669B2; RU2011103175A; JP2011527151A; EP2311143A1

Abstract

본 발명은 다중-엘리먼트 안테나 어레이를 구성하기 위한 기법들을 제공한다. 이러한 안테나 어레이들은 수직축들(예를 들어, x 및 y 방향들을)을 따라 λ/2만큼 분리된 슬롯 쌍들을 사용하여 설계될 수 있다. 한가지 이러한 어레이(210)는 동일한 회전 방위를 가지는 교차 슬롯들로 형성된 4개 이상의 공동-위치된 안테나 엘리먼트 쌍들(212)을 가질 수 있다. 다른 이러한 어레이(220)는 동일한 회전 방위를 가지는 교차 슬롯들 및 상이한 회전 방위를 가지는 교차 슬롯로 형성된 4개 이상의 공동-위치된 안테나 엘리먼트 쌍들(222)을 가질 수 있다.

Description

높은 스루풋의 ＭＩＭＯＷＬＡＮ 시스템들에 대한 안테나 어레이 구성들 {ANTENNA ARRAY CONFIGURATIONS FOR HIGH THROUGHPUT MIMO WLAN SYSTEMS}

본 발명은 일반적으로는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템에서 사용하기 위한 안테나들에 관한 것이고, 보다 구체적으로는 높은 데이터 스루풋 및 높은 스펙트럼 효율(용량)을 달성하기 위한 안테나 어레이 구성들에 관한 것이다.

다중-입력 다중-출력(MIMO) 통신 시스템은 데이터 통신을 위해 다수(N_T)의 송신 안테나들 및 다수(N_R)의 수신 안테나들을 이용한다. N_T개의 송신 안테나 및 N_R개의 수신 안테나에 의해 형성된 MIMO 채널은 N_S개의 독립 채널들로 분해될 수 있으며, N_S ≤ min (N_T, N_R}이다. N_S개의 독립 채널들 각각은 또한 MIMO 채널의 공간 서브채널이라 지칭되며 디멘션(dimension)에 대응한다. MIMO 시스템은 다수의 송신 및 수신 안테나들에 의해 생성된 추가적인 디멘션들이 이용되는 경우 단일-입력 단일-출력(SISO) 통신 시스템의 성능에 비해 개선된 성능(예를 들어, 증가된 통신 성능)을 제공할 수 있다.

휴대용 프로세싱 디바이스들(예를 들어, 랩톱 컴퓨터) 및 다른 컴퓨터들(랩톱들, 서버들 등), 주변 장치들(예를 들어, 프린터들, 마우스, 키보드 등) 또는 통신 디바이스들(모뎀들, 셀룰러 폰들, 스마트 폰들 등) 간의 무선 접속성을 제공하기 위해, 휴대용 디바이스에 하나의 안테나 또는 다수의 안테나들을 구비하는 것이 필요하다. 예를 들어, 다수의 안테나들은 디바이스 외부에 위치될 수 있거나 또는 (예를 들어, 디스플레이 유닛에 내장된) 디바이스 내에 통합(내장)될 수 있다.

내장형 안테나 설계가 외부 안테나 설계들과 연관된 단점들을 극복할 수 있지만(예를 들어, 손상에 덜 민감함), 내장형 안테나 설계들은 통상적으로 외부 안테나들처럼 수행하지 않는다. 내장형 안테나의 성능을 개선하기 위해, 안테나는 바람직하게는 디바이스의 임의의 금속 컴포넌트로부터 특정 거리에 배치된다. 예를 들어, 디바이스 설계 및 이용되는 안테나 타입에 따라, 안테나와 임의의 금속 컴포넌트 간의 거리는 적어도 대략 10 밀리미터(또는 대략 0.3937인치)이어야 한다. 내장형 안테나 설계들과 연관된 또다른 단점은 특히 둘 이상의 안테나들이 사용될 때 디바이스의 사이즈가 안테나 배치를 수용하기 위해 증가되어야 한다는 점이다.

본 발명은 다중-엘리먼트 안테나 어레이들을 구성하기 위한 기법들을 제공한다. 이러한 안테나 어레이들은 수직축들(예를 들어, x 및 y 방향들)을 따라 λ/2만큼 분리된 슬롯 쌍들을 사용하여 설계될 수 있다. 한 가지 이러한 어레이는 동일한 회전 방위를 가지는 교차 슬롯들로 구성되는 4개 이상의 공동-위치된 안테나 엘리먼트 쌍들을 가질 수 있다. 또다른 이러한 어레이는 동일한 회전 방위를 가지는 일부 교차 슬롯들 및 상이한 회전 방위를 가지는 다른 교차 슬롯들로 형성되는 4개 이상의 공동-위치된 안테나 엘리먼트 쌍들을 가질 수 있다.

위에서 인용된 본원의 특징들이 상세하게 이해될 수 있는 방식으로, 위에서 간략하게 요약된, 보다 구체적인 설명이 실시예들을 참조로 할 수 있으며, 상기 실시예들 중 일부는 첨부 도면들에 예시된다. 그러나, 상기 설명이 다른 동일하게 효과적인 실시예들을 수용할 수 있으므로, 첨부 도면들은 본원의 특정한 전형적 실시예들만을 예시하며, 따라서, 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 고려되지 않아야 한다는 점을 유의한다.

도 1은 MIMO 무선 통신 시스템의 예를 예시한다.
도 2는 본 발명의 특정 실시예들에 따른 8개의 이중 편파 슬롯 방사형 안테나들의 특정 구성을 예시한다.
도 3은 본 발명의 특정 실시예에 따른 16-엘리먼트 이중 편파 슬롯 방사형 안테나들의 예를 예시한다.
도 4는 본 발명의 특정 실시예들에 따른 고차 채널 측정들에 대한 예시적인 스위칭 배열을 예시한다.
도 5는 본 발명의 특정 실시예들에 따른 8x8 채널 측정들을 위해 사용되는 예시적인 프레임 구조를 예시한다.
도 6A 및 6B는 본 발명의 특정 실시예들에 따라, 8-엘리먼트 및 16-엘리먼트 안테나 어레이들에 대한 예시적인 안테나 어레이 포트 넘버링을 각각 예시한다.
도 7은 본 발명의 특정 실시예들에 따른 랩톱 상의 예시적인 8-엘리먼트 안테나 어레이 방위(orientation)를 예시한다.
도 8은 본 발명의 특정 실시예들에 따른 랩톱 상의 예시적인 16-엘리먼트 안테나 어레이 방위를 예시한다.
도 9A-9C는 슬롯들이 상기 슬롯들 뒤에 유전층을 가지는 랩톱의 커버 상에 직접 펀칭되는 예시적인 8-엘리먼트 안테나 어레이의 전면, 측면 및 후면 뷰를 각각 예시한다.
도 10A 및 10B는 본 발명의 특정 실시예들에 따른 태블릿 컴퓨터 상의 예시적인 8-엘리먼트 및 16-엘리먼트 안테나를 각각 예시한다.
도 11A 및 11B는 본 발명의 특정 실시예들에 따라, 모바일 폰 및 스마트 폰 상의 예시적인 안테나 어레이 방위들을 예시한다.
도 12는 본 발명의 특정 실시예들에 따라, 고해상도(HD) 텔레비전 세트 상의 예시적인 안테나 어레이 방위를 예시한다.

용어 "예시적인"은 "예, 경우, 또는 예시로서 동작하는 것"을 의미하도록 여기서 사용된다. 여기서 "예시적인" 것으로서 설명되는 임의의 실시예는 다른 실시예들보다 바람직하거나 유리한 것으로서 반드시 해석되지는 않아야 한다.

IEEE WLAN(Institute of Electrical and Electronics Engineers Wireless Local Area Network) 시스템들의 주요 목적들 중 하나는, 예를 들어, 다양한 멀티미디어 애플리케이션들을 지원하기 위해 1 Gbps를 초과하는 데이터 레이트들을 타겟으로 하여, IEEE 802.11n 시스템들의 데이터 대역폭에 대해 거의 10배로 데이터 대역폭을 증가시키는 것이다. 이러한 높은 데이터 레이트 통신들의 요건은 더 높은 대역들에서의 캐리어 주파수, 예를 들어, 대략 60GHz의 캐리어 주파수로 동작하는 더 복잡한 무선 시스템들로의 확장을 필요로 한다. 그러나, 이러한 방식은 실질적으로 커버리지 영역을 감소시킬 수 있다.

대역폭을 증가시키는 또다른 방식은, 많은 수의 송신 및 수신 안테나들, 예를 들어, 양측 상에 8 또는 16-엘리먼트 안테나 어레이들을 사용함으로써 송신기 및 수신기의 공간 도메인을 확장하는, MIMO 기법들을 사용하는 것이다. 고차 MIMO 통신 시스템들을 효율적으로 탐색하기 위해, 안테나 어레이들의 설계는 시스템 설계에 있어 점점 더 중요한 부분이 되고 있다. 통상적으로, 디바이스의 폼 팩터(form factor)를 제한하는 것이 바람직하다. 따라서, 채널 용량의 희생 없이 상대적으로 많은 수의 안테나들을 상대적으로 작은 영역으로 피팅(fit)시키는 것이 설계 과제가 된다. 추가적으로, 안테나 어레이들로/로부터의 케이블 분배의 편의를 위해 프로세싱 로직에 근접하게 안테나들을 유지하는 것이 바람직하다. 최종 제품(product)의 작은 영역으로 인해, 어레이 엘리먼트들 간의 높은 이격이 통상적으로 바람직한데, 이는 공간 상관도를 감소시키고 채널 용량을 증가시킬 수 있다. 더 고차의 안테나 어레이들을 설계할 때, 몇몇 다른 파라미터들, 예를 들어, 누설, 리턴 손실, 방사 패턴, 효율성, 지향성, 기계적 설계 등이 고려될 수 있다.

도 1은 액세스 포인트(AP)들 및 사용자 단말(UT)들을 가지는 일반적인 MIMO 무선 시스템(100)을 도시한다. 간략함을 위해, 오직 하나의 액세스 포인트(110)가 도 1에 도시된다. 여기서 사용되는 바와 같이, 용어 액세스 포인트는 일반적으로 사용자 단말들과 통신하는 고정국을 지칭하며 또한 기지국, 노드 B 또는 일부 다른 용어로 지칭될 수 있다. 시스템 제어기(130)는 액세스 포인트들에 커플링되어 이들에 대한 조정 및 제어를 제공한다. 사용자 단말은 고정되거나 이동형일 수 있으며, 또한 이동국, 무선 디바이스 또는 일부 다른 용어로 지칭될 수 있다. 사용자 단말은 액세스 포인트와 통신할 수 있으며, 이 경우, 액세스 포인트 및 사용자 단말의 역할들이 설정된다. 사용자 단말은 또다른 사용자 단말과 피어-투-피어로 통신할 수 있다.

MIMO 시스템(100)은 시분할 듀플렉스(TDD) 시스템 또는 주파수 분할 듀플렉스(FDD) 시스템일 수 있다. TDD 시스템에 대해, 다운링크 및 업링크는 동일한 주파수 대역을 공유한다. FDD 시스템에 대해, 다운링크 및 업링크는 상이한 주파수 대역들을 사용한다. 다운링크는 액세스 포인트들로부터 사용자 단말들로의 통신 링크이고, 업링크는 사용자 단말들로부터 액세스 포인트들로의 통신 링크이다. MIMO 시스템(100)은 데이터 통신을 위해 단일 캐리어 또는 다수의 캐리어들을 이용할 수 있다.

용량 및 데이터 스루풋을 증가시키기 위해, 액세스 포인트 및 사용자 단말들은 더 고차의 안테나 어레이들, 예를 들어, 상이한 편파 지향들을 가지는 8개 또는 16개의 안테나들을 구비할 수 있다. 본 발명의 특정 실시예들에 대해, 사용자 단말은 휴대용 컴퓨터(랩톱), 셀룰러 폰, 또는 고해상도(HD) 텔레비전 세트일 수 있다. 특정 실시예들에 대해, 채널 측정들이, 예컨대 Qualcomm, Inc.에서 개발된 안테나 측정 플랫폼(Antenna Measurement Platform :AMP) 4x4 MIMO 채널 사운더(sounder)를 사용하여 수행되고, 8x8 및 16x16 안테나 구성들 및 채널 측정들을 가능하게 하도록 향상된다.

제시된 측정은 80 MHz 채널 대역폭을 사용하여, 각각 8x8 및 16x16 안테나 어레이들을 이용함으로써 45 b/s/Hz 및 80 b/s/Hz보다 더 큰 중간(median) 전송 정보 빔형성 용량을 달성하는 것이 가능함을 보여준다. 본 발명의 특정 실시예들에 따라, 이러한 특정 MIMO 채널용량은 각각 8x8 및 16x16 안테나 어레이들에 대해 대략 1.8 Gbps 및 3.2 Gbps의 평균 달성가능한 물리층(PHY) 데이터 레이트들에 대응한다.

본원에 제시된 특정 채널 측정치들은 시분할 듀플렉스(TDD) 라디오를 사용하여 5GHz 대역 내에서 달성되었다. 측정 데이터는 다양한 신호-대-잡음 비(SNR)들에서 상이한 실내 위치들에 대해 수집되었다. 여기서 설명된 바와 같이, 수집된 데이터는 고차 안테나 어레이들을 사용한 통신 시스템의 설계를 위해 유리할 수 있는 8x8 및 16x16 MIMO 채널들의 다양한 양상들을 분석하기 위해 많은 상이한 방식들로 프로세싱될 수 있다.

예시적인 안테나 설계

도 2는 8-엘리먼트 이중 편파 슬롯 방사형 안테나 어레이들의 2개의 예시적인 설계들을 예시한다. 안테나 어레이 구성들 모두는 5.18 GHz의 캐리어 주파수에서 동조될 수 있다. 교차 슬롯들은 안테나 어레이들의 접지면에 형성될 수 있다. 공동-위치된 안테나 엘리먼트 쌍들은 교차 슬롯들 중 대응하는 교차 슬롯을 넘어서 확장하는 한쌍의 리드들로 형성될 수 있으며, 각각의 리드는 대응하는 교차 슬롯의 슬롯으로 또는 슬롯으로부터 신호 에너지를 전달하기 위한 것이다.

구성(210)에서, (동일한 회전 방위를 가지는) 모든 크로스들(212)은 편파 지향들로서 사용되는 반면, 구성(220)에서, 믹스된 편파 지향들이 (예를 들어, 크로스들(212)의 절반에 대해 대략 45도만큼 회전된 크로스들(212)의 다른 절반을 가지고) 이용된다. 안테나 어레이 구성(210)은 여기서 "x8-어레이" 구성 또는 고정된 편파 구성이라 지칭될 수 있고, 안테나 어레이 구성(220)은 "8-어레이" 구성 또는 믹스된 편파 구성이라 명명될 수 있다.

8-어레이 안테나 구성(220)은 상이한 교차 슬롯들(212 및 222)의 사용으로 인해 더 높은 편파 다이버시티를 가지며, 이는 특정 조건들에서, 더 큰 달성가능한 시스템 용량을 야기한다. 안테나 어레이 구성들 모두에 대해, 공동-위치된 (이웃) 엘리먼트 쌍들은 x 및 y-방향들로 전송 파장의 1/2만큼 서로 분리될 수 있다. 달성될 수 있는 폼 팩터의 타입의 예로서, 일 실시예에서, x8-어레이 기판 사이즈는 x-방향으로 대략 2.875 인치(또는 대략 7.302 센티미터)이고, y-방향으로 대략 2.3125 인치(또는 대략 5.874 센티미터)일 수 있는 반면, 8-어레이 기판 사이즈는 x-방향으로 대략 3.75 인치(또는 대략 9.525 센티미터)이고, y-방향으로 대략 2.3125 인치(또는 대략 5.874 센티미터)일 수 있다.

8-엘리먼트 안테나 어레이들의 설계 개념들은 도 3에 예시된 바와 같이, 2개의 16-엘리먼트 이중 편파 슬롯 방사형 안테나 어레이 구성들을 달성하도록 확장될 수 있다. 이들 안테나 구성들은 또한 5.18 GHz 캐리어 주파수에서 동조될 수 있다. 구성(310)에서, 모든 크로스들(212)은 편파 지향들로서 다시 사용되는 반면, 구성(320)에서, 믹스된 편파 지향들에 대한 크로스들(212) 및 크로스들(222)이 이용된다. 안테나 어레이 구성(310)은 x16-어레이 구성 또는 고정된 편파 구성이라 명명될 수 있으며, 안테나 어레이 구성(320)은 16-어레이 구성 또는 믹싱된 편파 구성이라 지칭될 수 있다.

본원의 특정 실시예들에 대해, 안테나 슬롯들은 3.55의 전기 투자율(permeability)을 가지는 32 밀 두께의 ROGERS-4003 물질 위에 인쇄된다. 8-엘리먼트 어레이들은 안테나 슬롯들이 위치된 제 1(primary) 접지면에 대한 접촉부(contact)들을 통해 접속되는 인쇄 회로 기판(PCB)의 여기 엘리먼트 측 상의 작은 접지면을 가지고 설계될 수 있다.

특정 실시예들에 대해, 반-강체(semi-rigid)의 동축 케이블의 외부 실드는 작은 접지면에 솔더링될 수 있고, 안테나 기판의 에지에 위치된 에지 장착형 SubMiniature 버전 A(SMA) 커넥터를 가질 수 있다. 짧은 동축 케이블이 미스매칭되고 그리고/또는 공진(이에 의해 안테나 슬롯이 여기되지 않을 수 있음)되는 것을 회피하기 위한 일환으로, 추가적인 기판 물질이 제거될 수 있으므로 에지 장착 커넥터들은 어떠한 반-강체의 케이블 없이도 안테나에 장착될 수 있다. SMA 어댑터들의 중심 도체들은 안테나의 여기 엘리먼트에 직접 솔더링될 수 있다. SMA 어댑터들의 접지는 안테나 여기 엘리먼트에 가까운, 안테나 어레이의 접지로 솔더링될 수 있다.

예시적인 측정 셋업 및 방법

여기서 제시된 MIMO 안테나 구성들은 매우 다양한 애플리케이션들 및 매우 다양한 디바이스들에서 사용될 수 있다. 안테나 구성들의 성능 및 달성가능한 성능을 시연(demonstrate)하기 위해, 측정 "캠페인(campaign)"이 수행되었다. 여기서 제시되는 상세한 설명이 취해진 예시적인 측정들에 대응하지만, 당업자는 많은 다른 적절한 측정 방법들이 안테나 성능을 측정하기 위해 사용될 수 있다는 점을 인지할 것이다.

본 발명의 일 실시예에서, 고차 안테나 구성들에 대한 채널 측정들이 안테나 측정 플랫폼(Antenna Measurement Platform : AMP)을 사용하여 수행될 수 있다. AMP는 2-D 모빌리티 플랫폼을 이용하는 4x4 MIMO 사운딩 플랫폼이다. AMP는 5.17 GHz의 캐리어 주파수에서 전송 신호의 대략 7개의 파장들에 대한 MIMO 채널의 통계적 데이터 샘플들을 수집하도록 사용될 수 있다. 일 실시예에서, 채널 사운더의 모빌리티 플랫폼은 4개의 트랜시버 RF 샤시, 필드 프로그램 가능 게이트 어레이(FPGA) 기판 및 C-코드 랩톱으로 구성된 고정된 위치 채널 사운딩 샤시에 RS-232(Recommended Standard 232) 케이블을 사용하여 접속된다. AMP 및 연관 채널 사운딩 샤시는 이하에서 안테나 측정 유닛(Antenna Measurement Unit : AMU)이라 지칭된다.

일 실시에에서, 모빌리티 플랫폼은 없이 동일한 RF 샤시 및 FPGA 보드 및 약간 상이한 C-코드로 구성될 수 있는 모바일 채널 사운더 샤시는 이하에서 모바일 유닛(Mobile Unit : MU)이라 지칭된다. 이 채널 사운더 샤시는 실제 모바일 디바이스의 이동을 시뮬레이션하고 매우 다양한 위치들에서 측정을 제공하기 위해, 채널 측정 동안 상이한 실내 위치들로 이동될 수 있다. AMU 및 MU는 모빌리티 플랫폼을 제어하기 위해 각각의 채널 측정 동안 무선으로(over-the-air: OTA) 통신하고, 채널 사운딩을 개시한다.

채널 사운더의 개시 및 AMU의 제어는 OTA TDD 링크를 통해 MU 단말로부터 수행될 수 있다. 예를 들어, TDD OFDM 패킷들은 AMU와 MU 사이에서 주기적으로 전송될 수 있다. 제시된 채널 측정들을 위해 이용되는 TDD 패킷들은 222개의 심볼들로 구성되는 1msec 듀레이션일 수 있으며, 각각의 심볼은 312.5 kHz 서브캐리어 이격을 가지는 64개의 톤들을 포함한다. 5.17 GHz의 중심 주파수는, 이 특정한 주파수가 설계된 슬롯 안테나의 공진 주파수에 따르므로, 측정들을 위해 선택될 수 있다.

송신기 및 수신기 측들 상의 안테나 어레이들은 자유 공간에 위치될 수 있으며(즉, 모형(mock-up) 랩톱에 장착되지 않으며), 따라서, 랩톱 간섭이 없는 채널 용량이 측정될 수 있다. 안테나 어레이는 또한 송신 및 수신 디바이스들 상에 장착될 수 있다. 예를 들어, 안테나 어레이들은 링크의 AMU 측에 대한 이동가능한 플랫폼의 톱에 그리고 링크의 MU 측에 대한 RF 샤시의 톱에 위치될 수 있다. 도 7 및 도 8에 도시된 바와 같이, 8-엘리먼트 및 16-엘리먼트 안테나 어레이들은 MU 사이트의 집적 부분으로서 랩톱 코너들에 위치될 수 있다. 도 9A-9C에 도시된 바와 같이, 고차 안테나 어레이들 역시 더 양호한 분리를 위해 슬롯들 뒤에 유전층을 가지는 MU에서 랩톱의 커버에 위치될 수 있다.

정확한 채널 측정들을 획득하기 위해, AMU 및 MU 단말들이 동기화될 수 있다. 하나의 예시적인 셋업에서, MU는 각각의 측정의 시작에서(즉, 각각의 위치에서) AMU와 동기화될 수 있으며, 위상-고정 루프(PLL)는 링크의 2개의 단부들이 고정되게 유지한다. MU 및 AMU 사이의 타이밍이 고정될 수 있지만, 프레임마다의 샘플링 시간은 채널이 느린 속도(pace)로 변경함에 따라 샘플 기간보다 더 적게 변화할 수 있다. 프레임들의 샘플링 시간의 변경은 인접 프레임들로부터 유도되는 채널 추정치들 사이의 위상 슬로프 차이를 야기할 수 있다.

채널 측정들의 프로세싱 동안, 프레임마다 매우 작은 위상 슬로프 차이가 관측되어 각각의 측정 위치에서 제 1 프레임에 대해 정정될 수 있다. 타이밍이 드리프트되지(drift) 않는다는 점이 임펄스 응답으로부터 관측될 수 있다. 무선 단말들의 고정은 기준 신호 케이블에 대한 요건이 존재하지 않으므로 측정들 동안 MU 단말의 더 많은 모빌리티를 가능하게 한다는 장점을 가질 수 있다.

본 발명의 일 실시예에서, 이용되는 채널 사운더 샤시는 4x4 MIMO 채널의 측정을 가능하게 할 수 있다. 4x4 채널 사운더를 이용하여 8x8 또는 16x16 MIMO 채널들을 측정하기 위해, 수신기 스위치 박스들이, 더 고차의 MIMO 채널 측정들로 하여금 예를 들어, 다음 채널:

을 이용하여, 다수의 4x4 채널 측정들로부터 보간될 수 있도록 사용될 수 있다. 이들 수식들에서,

는 상이한 가깝게 이격된 시간들에서 수행되는 4개의 인접한 4x4 채널 측정치들로부터 유도되는 4x4 채널 행렬들이며,

는 상이한 가깝게 이격된 시간들에서 수행되는 16개의 인접한 4x4 채널 측정치들로부터 유도되는 4x4 채널 행렬들이다.

도 4는 예시적인 4-대-16 무선 주파수(RF) 스위치 박스를 예시한다. RF 스위치 박스는 더 고차의 MIMO 채널 측정치들을 수행하도록 설계될 수 있으며, 4x4 채널 사운더와 8-엘리먼트 및 16-엘리먼트 안테나 어레이 사이의 인터페이스로서 사용될 수 있다. 스위치 박스는 임의의 적절한 컴포넌트들, 예를 들어, 3.8 dB 손실, 70 dB 분리 및 100 nsec 스위치 속도에 대해 특정된, 1-대-4 Chelton 제어 시스템들 SI-14-03028 스위치들로 구성될 수 있다.

채널 측정 캠페인은 다양한 실내 오피스 위치들로 MU 단말을 이동시킴으로써 수행될 수 있는 반면, AMU 단말은 단일 위치에서 고정될 수 있다. 예를 들어, 각각의 측정 위치에서, 채널의 500개의 샘플들은 대략 20초 시간 듀레이션 동안 캡쳐될 수 있다. 본 발명의 일 실시예에서, 모바일 플랫폼(AMP)은 x 및 y 방향들로 대략 2 cm/sec(또는 대략 0.7874 인치/초)의 속도로 캡쳐 시간동안 이동중일 수 있다.

1 msec 듀레이션의 TDD 프레임은, 8x8 안테나 구성에 대해, 예를 들어, 도 5에 예시된 바와 같이, 채널 측정들을 위해 이용될 수 있다. 예를 들어, 각각의 TDD 프레임(500)은 222 개의 OFDM 심볼들로 구성될 수 있다. SISO 프리앰블(510)은 10개의 심볼들로 구성되고, MIMO 프리앰블(520)은 8개의 심볼들로 구성되고, FCCH/RCCH 제어 채널들(530)은 12개의 심볼들로 구성되고, 나머지 192개의 심볼들은 데이터 필드(540)를 나타낸다. 192개의 OFDM 심볼들의 데이터 필드 내에서, 각각의 심볼은 312.5 kHz 만큼 이격된 48개의 데이터 서브캐리어들(정보 톤들)을 포함한다.

데이터 필드(540)는 542₁, 542₂, 542₃, 542₄ 등으로 도 5에 예시된 8-심볼 서브-프레임들로 분할될 수 있다. 각각의 서브-프레임은 도 4에 도시된 RF 스위치-기판의 스위칭에 대한 충분한 시간을 허용하기 위해, 542₁, 542₂, 542₃ 등으로 도 5에 예시된 하나의 심볼 갭에 선행한다. 각각의 서브-프레임은 단일 4x4 채널 추정치를 구성한다. 4개의 서브 프레임들(542₁, 542₂, 542₃, 542₄)은 블록(546)으로 도 5에 예시된 바와 같은 하나의 블록을 형성할 수 있다. 단일 블록은 8x8 채널 추정치를 산출한다. 이들 특정 예시적인 측정치들에 대해, 5개의 8x8 채널 추정치들(블록들)이 존재한다. 단일의 1 msec TDD 프레임에 대한 최소 채널 변경만이 측정 캠페인 동안 관측될 수 있다. 유사한 TDD 프레임 구조 역시 16x16 채널 측정치들에 대해 사용될 수 있다.

한 블록 내의 4개 및 16개의 4x4 채널 추정치들은 8x8 및 16x16 채널 측정치들에 대해 수식 1 및 수식 2에서 나타난 바와 같은 단일의 8x8 및 16x16 채널 추정치들로 각각 매핑될 수 있다. 도 6A는 8-엘리먼트 안테나 어레이에 대해 사용되는 상대적 포트 넘버링의 예를 도시한다. 송신기 및 수신기 포트 접속들이 전송 링크의 AMU 및 MU 측들 상에서 동일하다고 가정함으로써, 채널 서브-행렬들

은 다음과 같이 주어진다:

여기서,

는 하나의 블록 내의 제 1 내지 제 4 서브-프레임의 4x4 채널 추정치들이고,

는 m번째 수신기 포트와 n번째 송신기 포트 사이의 8x8 채널 추정치의 복소 채널 계수들이다. 16-엘리먼트 안테나 어레이의 상대적인 포트 넘버링의 예가 도 6B에 도시된다. 8x8 안테나 구성과 유사한 채널 서브-행렬들이 16-엘리먼트 안테나 어레이들에 대해 구성될 수 있다.

예시적인 데이터 프로세싱

MIMO 채널 추정치들은 공간 상관도, 고유값들, 채널 용량, 달성가능한 용량, 달성가능한 PHY 데이터 레이트 및 임펄스 응답을 결정하기 위해 상이한 방식들로 프로세싱될 수 있다. 여기서 제시되는 특정 프로세싱 동작들은 오직 안테나 성능을 측정하도록 수행될 수 있는 프로세싱 동작들의 타입들의 예들이다.

측정들에서 이용되는 4x4 채널 사운더는 전송된 신호의 코딩을 위해 공간-시간 Hadamard 행렬을 사용한다. 이러한 방식으로, 모든 16개의 채널 추정치들은 수신기에서 동시에 획득될 수 있으며 동시에 추가적인 에러-레이트 성능 이득을 획득한다. 채널 추정치들의 생성시, 1/2의 스케일 팩터가 주파수 도메인 I/Q 추가로 인해 최종 채널 추정에 적용된다.

채널 추정은 Hadamard 코딩된 심볼들과 (시간상으로, 단일 서브-프레임 내의) 2개의 인접 채널 추정치들을 합산함으로써 수행될 수 있다. Hadamard 및 채널 추정 합산은 채널 추정치들이 전압 도메인에서 8배 더 클 수 있으며, 따라서, 잡음 전력이 8배만큼 더 증가할 수 있다는 결과를 가진다. 따라서, 채널 추정으로부터의 SNR에서의 전체 이득은, 32μsec의 시간 듀레이션 동안 채널에서 매우 작은 변경이 있거나 또는 변경이 없음을 가정하면, 9 dB일 수 있다.

Hadamard 및 채널 추정 합산으로부터의 결과적인 이득은 8의 팩터에 의한 잡음 전력의 증가를 초래한다. 측정 캠패인의 잡음 측정 위상 동안 각각의 라디오 프론트-엔드 및 외부 간섭으로부터 오는 수신기 잡음 플로어(floor)들은 다른 단부의 송신기를 셧 오프 시킴으로써 측정될 수 있다. 송신기 셧 오프 플래그는 무선 인터페이스를 통해 다른 단부로 시그널링될 수 있다. 송신기가 셧 오프된 이후, 잡음 샘플들은 각각의 수집된 톤들에 대한 대각 가중 행렬과 곱해질 수 있다. 상이한 잡음 특성(figure)들 및 4개의 수신기 체인들의 이득으로 인한 잡음 플로어의 차이가 관측될 수 있다. 추가적으로, 수신된 주파수 스펙트럼에서의 어떠한 큰 간섭도 이러한 측정 캠페인 동안에는 통지되지 않는다.

측정된 SNR들을 발견하기 위해 사용되는 평균 잡음 전력은, 위치 당 단일의 평균 잡음 전력 값을 획득하기 위해, 예를 들어, 모든 수신기 안테나들에 대한 잡음 전력, 모든 48개의 정보 톤들, (프레임 당) 모든 192개의 심볼들 및 5개의 잡음 측정 프레임들을 평균냄으로써(averaging) 잡음 측정치들로부터 유도될 수 있다. 결과적인 평균 잡음 전력은 수신기 잡음 플로어를 나타낸다. 그러나, 이러한 평균 잡음 전력은 Hadamard 및 채널 추정치 합산으로부터 야기되는 잡음 전력의 증가를 고려함이 없이 원(raw) 잡음 측정치들로부터 계산될 수 있다. 이를 보상하기 위해, 결과적인 평균 잡음 전력은 채널 추정치들을 계산함으로써 야기되는 잡음 저녁의 증가를 반영하기 위해, 이 특정 예에 대해 최대 8배까지 스케일링될 수 있다.

복소 공간 상관은 각각의 측정 위치에 대한 프레임들(시간 샘플들)에 대해 톤마다 계산될 수 있다. 수신기 상관을 위해, 각각의 기준 송신기 포트에 대한 샘플들이 더 큰 샘플 풀(pool)을 생성하기 위해 첨부될 수 있다. 이러한 동일한 프로시저가 기준 수신기 포트들과의 송신기 상관동안 반복될 수 있다. 복소 상관의 제곱된 크기는 8x8 및 16x16 수신기 및 송신기 상관 행렬들을 생성하기 위해 톤들 및 위치들에 대해 평균될 수 있다:

여기서,

는 i번째 톤과 j번째 위치에 대한 어레이 엘리먼트들 a와 b 사이의 복소 공간 상관 계수이며,

는 정보 톤들의 전체 수이며,

는 측정 위치들의 전체 수이며,

는 어레이 엘리먼트들 a와 b 사이의 dB 단위인 평균된 크기 제곱된 상관이다.

결과적인 상관 행렬들은 8-엘리먼트 또는 16-엘리먼트 안테나 슬롯 어레이들을 사용하는 동안의 실내 오피스 환경에서의 상관을 나타낼 수 있다. 이들 상관 행렬들의 제곱근은 SNR의 함수로써 상관된 IID 빔형성 용량을 계산하기 위해 시뮬레이션된 8x8 및 16x16의 독립적이며 동일하게 분배된 (IID) 채널 샘플들을 상관시키도록 이용될 수 있다.

팩터

의 고유값들은 샘플 당, 톤 당 그리고 블록 당 계산될 수 있으며, 여기서

는 8x8 또는 16x16 채널 행렬이며,

는 채널 행렬

의 켤레-전치(에르미트) 버전이다. 결과적인 8개 또는 16개의 고유값들은 고유값 전력을 정규화하기 위해 가장 큰 값에서 가장 작은 값으로 분류(sort)되어 스케일링될 수 있다. 스케일링은:

로 주어질 수 있으며, 여기서

는

의 고유값이고,

는 스케일링된 고유값들이고, N은 정규화된 전력(또한, 송신 안테나들의 수)이다. 스케일링된 고유값들은 후속적으로 8x8 및 16x16 MIMO 채널들에 대해 (측정된 수신기 잡음 플로어에 대한) 평균 선형 SNR만큼 상향 스케일링될 수 있거나, 또는 용량 계산을 위해 고정된 기준 SNR만큼 상향 스케일링될 수 있다.

송신 정보 빔형성 채널 용량은 (측정된 수신기 잡음 플로어에 대한) 선형 SNR들로 곱해진 스케일링된 고유값들을 사용하여 계산될 수 있으며, 이는 각각의 8x8 MIMO 채널 샘플에서 64개의 채널들 전부에 대해, 또는 각각의 16x16 MIMO 채널 샘플에서 256개의 채널들 전부에 대해 평균될 수 있다:

여기서,

은 8x8 또는 16x16 MIMO 채널의 현재 샘플에 대한 수신기 잡음 플로어에 대한 평균 선형 SNR이고,

는 사용된 고유모드들의 수이고,

는 현재 채널 샘플의 이전에 정의된 스케일링된 고유값들이다.

이전 용량 계산은 전송 정보 빔형성 채널 용량을 산출할 수 있다. 추가적으로 직접 매핑된 MMSE 채널 용량이 다음과 같이 계산될 수 있다:

여기서,

는:

과 같이 계산된 선형 MMSE SNR들이고, 여기서,

은 측정된 수신기 잡음 플로어에 대한 N개의 선형 MMSE SNR들의 벡터이고,

는 현재 NxN MIMO 채널 샘플이고,

는 측정된 수신기 잡음 플로어 전력이고,

는 대각 행렬 엘리먼트들을 나타낸다.

채널 용량은 각각의 측정 위치, 프레임 및 블록에 대해, 또한 함께 그룹화된 모든 위치들에 대해, 특정된 고정된 SNR을 사용하여 개별적으로 계산될 수 있으며, 이는 경로 손실을 효과적으로 제거할 수 있고, 오직 채널 변동만을 가지고 용량을 산출한다. 전자의 계산에 대해, 각각의 샘플에 대한 톤 당 용량들은 샘플 당 단일의 용량 값을 획득하기 위해 평균될 수 있는데, 이는 이후 용량 누적 밀도 함수(CDF)를 발견하기 위해 사용될 수 있다. 후자의 계산은 용량 대 SNR 곡선이 검토(examine)되는 것을 허용하는 상이한 고정된 SNR 값들에 대해 수행될 수 있다.

달성가능한 전송 정보 빔형성 용량의 추정치는 표 1에 나타난 바와 같이 (비트/심볼/톤 단위인) 단일의 SNR-대-레이트 매핑을 사용하여 계산될 수 있다. SNR-대-레이트 매핑에 대한 변조 및 코딩은 또한 기준(reference)을 위해 제공될 수 있다. 8x8 및 16x16 MIMO 채널들의 추정된 달성가능한 송신 정보 빔형성 용량은 각각의 고유모드 상에서 도달가능한 레이트들을 합산하고, 심볼 듀레이션 및 서브캐리어 이격에 의해 정규화함으로써 계산될 수 있는데, 이는 표 1의 레이트들이 20 MHz 대역폭 및 64개의 서브캐리어들을 가지는 OFDM 시스템에 대해 정의되기 때문에 요구된다.

SNR 범위 [dB]	코드 레이트	변조	비트/심볼/톤
>=26.5	7/8	256-QAM	7.0
>=24.0 및 <26.5	3/4	256-QAM	6.0
>=20.0 및 <24.5	5/6	64-QAM	5.0
>=18.5 및 <20.0	3/4	64-QAM	4.5
>=17.0 및 <18.5	2/3	64-QAM	4.0
>=16.0 및 <17.0	7/8	16-QAM	3.5
>=12.5 및 <16.0	3/4	16-QAM	3.0
>=11.25 및 <12.5	5/8	16-QAM	2.5
>=9.5 및 <11.25	1/2	16-QAM	2.0
>=6.0 및 <9.5	3/4	QPSK	1.5
>=3.25 및 <6.0	1/2	QPSK	1.0
>=3.0 및 <3.25	3/4	BPSK	0.75
>=0.25 및 <3.0	1/2	BPSK	0.5
>=-100.00 및 <0.25	-	-	0.0

달성가능한 용량의 추정치는 일부 특정된 채널 대역폭에서 동작하는 8x8 및 16x16 MIMO-OFDM 시스템들의 추정된 달성가능한 PHY 레이트를 발견하기 위해 이용될 수 있다. 예를 들어, 8-엘리먼트 안테나 어레이들을 가지는 40 MHz 및 80 MHz 대역폭에 대한 달성가능한 PHY 레이트들은, 각각, IEEE 802.11n 표준 사양들로부터의 108개의 데이터 톤들을 사용함으로써, 그리고 제안된 VHT(Very High Throughput) 표준 사양들로부터의 236개의 데이터 톤들을 사용함으로써 계산될 수 있다.

더 적은 개수의 고유모드들의 달성가능한 PHY 레이트 및 연관된 기여가 8x8 및 16x16 MIMO 채널들에서의 사용가능한 고유모드들의 수를 결정하기 위해 검토된다. 이는 단지 더 적은 개수의 모드들 상에서 달성가능한 PHY 레이트를 계산하고, 모든 8개 또는 16개의 모드들이 이용될 때 채널에 의해 지원되는 모든 PHY 레이트를 가지는 비를 취함으로써 수행될 수 있다. 점점 더 많은 수의 또는 더 적은 수의 고유모드들이 이들 특정 고유 모드들로부터의 기여도를 계산하기 위해 이용될 수 있다. 최하위(least significant) 고유모드(들)을 제외할 때의 PHY 레이트 효율성은 1-x로 발견될 수 있으며, 여기서 x는 더 적은 고유모드(들) 기여도이다.

임펄스 응답은 모든 측정 위치들에서의 모든 채널 샘플들 또는 채널 샘플들의 서브세트에 대해 계산될 수 있다. 각각의 채널 추정치에 대해, (가드 톤들을 제외한) 52개의 데이터 및 파일럿 톤들이 임펄스 응답의 계산을 위해 이용될 수 있다. 각각의 파일럿 톤은 해당 특정 톤에서 보간된 채널 추정치를 발견하기 위해 2개의 인접한 데이터 톤들의 평균으로 교체될 수 있다. 52개 채널 추정치의 52 포인트 고속 푸리에 역변환(IFFT)이 적용될 수 있으며, 이는 제로 아웃(zero out)된 가드 톤들을 포함시킴으로써 야기될 전력 지연 프로파일(PDP)의 성형을 방지한다. 또한 계산된 임펄스 응답은 임의의 시간 유동이 시스템에서 발생하는지의 여부를 결정하기 위해 사용될 수도 있다.

예시적인 측정 결과들

채널 측정들로부터 수집된 데이터는 8x8 및 16x16 안테나 어레이 구성들의 다양한 양상들을 검토하기 위해 상이한 방식들로 프로세싱될 수 있다. 송신기 및 수신기 공간 상관은 8x8 및 16x16 채널 추정 샘플들로부터 계산될 수 있다. 고유모드 SNR CDF들이 측정 위치마다 계산될 수 있거나, 스케일링된 고유값 CDF들이 모든 측정 위치들에 대해 결정될 수 있다. 8x8 또는 16x16 채널 용량은 측정된 송신기 및 수신기 상관 크기들을 사용함으로써 탐색되고 IID 용량 및 상관된 IID 용량과 비교될 수 있다.

(톤들 및 측정 위치들에 대한) 평균 수신기 대 송신기 공간 상관 제곱된 크기 대 상대적 포트 번호가 계산될 수 있다. 상대적 포트 넘버링은 8-엘리먼트 및 16-엘리먼트 안테나 어레이들에 대해, 각각 도 6A 및 6B에 예시된다. 상대적 슬롯 2와의 상관은 공동-위치된(이웃하는 또는 90도 편파된) 안테나 슬롯에 대한 상관을 나타낸다. 가장 작은 상관은 가장 멀리 떨어진 안테나 슬롯에 대한 것임이 관측될 수 있다.

8x8 채널 추정치들의 고유값들이 각각의 위치에서 모든 프레임 및 톤에 대해 계산될 수 있다. 후속적으로, 모든 위치들에 대한 스케일링된 고유값들의 CDF들 및 각각의 위치에서의 (수신기 잡음 플로어에 대한) 고유모드 SNR CDF들이 계산될 수 있다. 전자가 직접적으로 측정 셋업(평탄하지 않은(non-flat) 주파수 응답) 및 경로-손실 변경들의 불완전성을 포함하는 채널 용량에 관한 것인 반면, 후자는 모든 측정 위치들에 대한 채널 변경만을 나타낼 수 있다. 고유값들의 스케일링이 수식 4에 주어진 바와 같이 수행될 수 있는데, 여기서, 스케일링된 고유값들의 합은 N(정규화된 전송 전력)과 동일하며, 이는 이러한 특정한 경우 8 또는 16이다. 스케일링이 적용되면, 채널의 전력은 더 이상 영향받지 않는다. 모든 고유모드들에 대해 시간상으로 스케일링된 고유값 전력(프레임 인덱스) 및 하나의 측정 위치에서의 단일 톤이 계산될 수 있다. 제 1 모드가 매우 안정적인 반면, 최하위(least significant) 모드는 큰 상대적 변경을 가진다는 점이 관측될 수 있다.

모든 스케일링된 고유값들의 CDF들은 단일 샘플 풀로서 함께 취해질 때 모든 측정 위치들에 대해 계산될 수 있다. 이는 채널 경로-손실, 경로-손실의 변경, 및 채널 사운더 트랜시버 필터들로 인한 송신기/수신기 주파수 응답으로부터 자유로운 고유값들의 분포를 산출할 수 있다.

"최선" 및 "최악"의 경우의 측정 위치들에 대한 고유모드 SNR 분포들이 계산될 수 있다. 이들 CDF들에 대해, 각각의 톤에 대해 측정된 수신기 잡음 플로어를 사용하는 평균 채널 SNR이 계산될 수 있고, 톤마다 스케일링된 고유값들은 평균 SNR 값으로 곱해질 수 있다. 이후, 모든 정보 톤들에 대한 톤당 고유모드 SNR들 및 주어진 측정 위치에 대한 사용가능한 프레임들이 고유모드 히스토그램들을 결정할 수 있는 단일 샘플 풀로 그룹화될 수 있다. 결과적으로, 결과적인 CDF들은 측정 셋업의 주파수 응답을 포함하는 고유모드 SNR들의 분포를 나타낸다.

전송 정보 빔형성 채널 용량, 직접 매핑된 MMSE 채널 용량, "최선" 및 "최악"의 경우의 위치들에 대한 달성가능한 송신 정보 빔형성 PHY 레이트, 및 위치들에 대한 빔형성 및 MMSE 중간 PHY 레이트들의 비교는 수집된 측정 데이터로부터 계산될 수 있다.

8x8 또는 16x16 MIMO 전송 정보 빔형성 채널 용량 CDF들은 고유모드 SNR의 함수로써 계산될 수 있다. 용량은 이전에 설명된 바와 같이, 톤 당 및 샘플 당 계산될 수 있고 이후 샘플당 단일의 용량값을 획득하기 위해 톤들에 대해 평균화될 수 있다. 수식 5에 의해 주어지는 용량 계산이 전송 정보 빔 형성 채널 용량을 산출한다는 점에 유의해야 한다. 결과적으로, 용량들은 측정 동안 발생한 경로-손실에서의 변경을 포함한다. 달성가능한 전송 정보 빔형성의 추정치는 이전에 제시된 바와 같이 (비트/심볼/톤 단위인) 간단한 SNR-대-레이트 매핑을 이용함으로써 결정될 수 있다. 달성가능한 용량의 CDF는 측정된 8x8 또는 16x16 MIMO 채널 샘플들에서의 실제 달성가능한 용량들의 견지에서 무엇이 기대될 수 있는지를 나타낸다.

채널 및 달성가능한 전송 정보 빔형성 용량 CDF들은 순방향 및 역방향 전송 링크들 모두에 대한 "최선" 및 "최악"의 경우의 측정 위치들에 대해 계산될 수 있다. 예를 들어, x8-어레이 및 xl6 어레이들의 경우 모든 측정 위치들을 고려한 달성가능한 정보 빔형성 채널 용량의 평균(mean)은 각각 44.4 b/s/Hz 및 80.2 b/s/Hz이다. 송신기 및 수신기에서 8-어레이 편파된 안테나의 경우 달성가능한 정보 빔형성 채널 용량의 평균은, 대략 45.3 b/s/Hz에서 측정된 바와 같이, 더 높을 수 있다.

또한, 직접 매핑된 MMSE 채널 용량이 계산될 수 있다. MMSE 채널 용량을 발견하기 위해 사용되는 MMSE SNR들은 최선 및 최악의 경우의 측정 위치들에 대해 측정된 수신기 잡음 플로어를 사용함으로써 계산될 수 있다. 전송 정보 빔형성 채널 용량에 상대적으로 직접적으로 매핑된 MMSE 채널 용량에서 더 작은 변경이 존재한다는 점이 관측될 수 있다. x8-어레이 및 xl6-어레이 구성들의 경우에서 모든 측정 위치들을 고려하는 MMSE 수신기의 달성가능한 정보 채널 용량의 평균은 각각 대략 32.3 b/s/Hz 및 64 b/s/Hz이다. 송신기 및 수신기에서 8-어레이 편파 안테나의 경우 MMSE 수신기의 달성가능한 채널 용량의 평균은 x8-어레이에 대해서보다 약간 더 높으며, 이는 대략 32.7 b/s/Hz이다.

각각의 측정 위치에 대해 중간 전송 정보 빔형성 및 직접 매핑된 MMSE 용량들이 비교될 수 있다. 측정 위치마다의 이들 용량들은 분류된 평균 SNR의 함수로써 계산된다. MMSE 채널 용량은 빔형성 용량보다 더 높을 수 있는 반면, 높은 SNR 값들에 대해서는 그 역이 참일 수 있다.

고정된 SNR 값에 대해, 전송 정보 빔형성 용량은 모든 측정 위치들로부터 모든 스케일링된 고유값들을 취하여 검토될 수 있다. 이러한 방식으로, 측정된 빔형성 용량은 SNR의 함수로써 계산될 수 있고 (측정된 공간 상관도 크기를 사용하여) 8x8 또는 16x16 HD 및 상관된 HD 빔형성 채널 용량들과 비교될 수 있다.

달성가능한 용량은 특정된 변조 및 코딩 방식이 주어지면 획득될 수 있는 전송 정보 빔형성 채널 용량의 추정치를 나타낸다. x8-어레이 및 xl6-어레이 구성들의 경우 모든 측정 위치들을 고려한 달성가능한 정보 채널 용량의 평균은 각각 대략 24.2 b/s/Hz 및 43.3 b/s/Hz이다. 8-어레이 안테나 편파의 경우 달성가능한 정보 채널 용량의 평균은 더 높으며, 이는 대략 24.7 b/s/Hz이다.

이들 특정 측정들로부터, 측정된 빔형성 용량이 거의 25 dB의 SNR에서 대략 7 b/s/Hz만큼 시뮬레이션된 8x8 HD 용량 커브의 아래에 있다는 점이 관측될 수 있다. 측정된 공간 상관도 크기를 사용하는 시뮬레이션된 상관된 HD 채널 빔형성 용량 커브는 측정된 용량 커브에 매우 가까울 수 있다. 측정된 8x8 또는 16x16 전송 정보 빔형성 용량 및 TGn 채널 모델들 B, C, D, 및 E을 사용하여 시뮬레이션된 8x8 또는 16x16 전송 정보 빔형성 용량의 비교가 수행될 수 있다. 채널 모델 E가 용량의 견지에서 측정된 채널과 가장 근접하게 매치한다는 점이 관측될 수 있다.

수행된 측정 캠페인의 결과들로부터, 평균적으로 대략 816 Mbps 및 836 Mbps의 PHY 레이트가 각각 여기서 제시된 x8-어레이 및 8-어레이 안테나 구성들을 가지고 40 MHz 대역폭에서 동작하는 8x8 MIMO 통신 시스템을 사용하여 달성될 수 있다는 점이 관측될 수 있다. 대략 1.78 Gbps 및 1.82 Mbps의 평균 PHY 레이트가 각각 x8-어레이 및 8-어레이 구성들을 가지고 80 MHz 대역폭에서 동작하는 8x8 MIMO 통신 시스템을 사용하여 달성될 수 있다. 달성가능한 PHY 레이트의 중간 추정치가 분류된 평균 SNR의 함수로써 계산될 수 있다.

16x16 채널 측정 캠페인으로부터, 실질적으로 더 높은(예를 들어, 거의 두배의) PHY 데이터 레이트가 관측될 수 있다. 예를 들어, 평균적으로 대략 1.46 Gbps의 PHY 데이터 레이트가 xl6-어레이 안테나 구성들을 가지고 40 MHz 대역폭에서 동작하는 16x16 MIMO 통신 시스템을 사용하여 달성될 수 있고, 대략 3.2 Gbps의 평균 PHY 레이트가 80 MHz 채널 대역폭에서 동작하는 xl6-어레이 구성들을 가지는 16x16 MIMO 통신 시스템을 사용하여 달성될 수 있다.

MIMO 채널의 달성가능한 전송 정보 빔형성 PHY 레이트 및 전송 정보 빔형성 용량의 평가시, 사용가능한 고유모드들의 개수를 발견하는 것이 유리할 수 있다. 이는 각각 모든 8개 또는 16개의 고유 모드들이 8x8 또는 16x16 안테나 구성들에서 이용될 때 더 적은 개수의 고유모드(들) 상에서 달성가능한 PHY 레이트 대 전체 달성가능한 PHY 레이트의 비를 계산함으로써 수행될 수 있다. PHY 레이트 효율성은 고유모드 기여도로부터 결정될 수 있으며, 평균값은 분류된 평균 SNR의 함수로써 계산될 수 있다.

2개의 최하위 고유모드들이 x8-어레이 편파 안테나들을 가지는 8x8 안테나 구성들의 경우에, 심지어 평균 SNR이 높은 경우에도, 전체 달성가능한 PHY 레이트에 대략 5%만을 기여할 수 있다는 점이 관측될 수 있다. xl6-어레이 안테나들을 가지는 16x16 안테나 구성들의 경우, 추정된 PHY 레이트 효율성의 90%가 단지 13개의 최상위(most significant) 고유모드들만을 사용함으로써 획득될 수 있다.

최하위 고유모드들 대 분류된 평균 SNR의 기여도가 계산될 수 있다. 최선의 경우의 측정 위치에 대한 PHY 레이트 효율성의 CDF 역시 계산될 수 있다. 예를 들어, 효율성에 있어서 10-20 % 확산은 8x8 안테나 구성의 경우에 대해 관측될 수 있다. 활성 고유모드들의 변경하는 수는 효율성 분포의 분산에 대해 큰 영향을 가지는 것으로 나타나지 않는다.

채널 추정치들의 임펄스 응답은 전력 지연 프로파일(PDP)을 관측하고, 임의의 타이밍 드리프트가 존재하는지의 여부를 결정하기 위해 계산될 수 있다. 시간상 모든 단일 채널의 정규화된 PDP 크기(프레임 인덱스)가 임의의 측정 위치에 대해 결정될 수 있다.

측정된 전송 정보 빔형성 채널 용량이 (측정된 수신기 잡음 플로어에 대한) 평균 측정된 SNR 및 포트 당 평균 슈신된 신호 강도(RSS)와 함께 실내 오피스 환경들에서 상이한 측정 위치들에 대해 계산될 수 있다. 평균 수신된 신호 강도(RSS) 및 평균 SNR은 각각의 측정 위치에서 계산될 수 있다. 대략 -63.83 dBm, -62.19 dBm 및 -65.15 dBm의 평균 RSS는 각각 x8-어레이, 8-어레이 및 xl6-어레이에 대해 각각 계산된다. 평균 SNR은, 예를 들어, x8-어레이, 8-어레이 및 xl6-어레이 안테나 구성들에 대해 각각 대략 26.44 dB, 25.85 dB, 및 23.54 dB일 수 있다.

모든 이전에 제시된 측정 결과들은 8-엘리먼트 안테나 어레이들이 자유 공간에 위치되고, 16-엘리먼트 안테나 어레이들이 랩톱의 코너들에 장착된 (예를 들어, 도 8에 예시된 바와 같은) 경우에 대해 획득되었다. 안테나 어레이들이 랩톱 상에 장착되는 경우, 평균 달성가능한 용량 및 PHY 데이터 스루풋은 안테나 효율성 손실로 인해 약간 감소할 수 있다. 예를 들어, x8-어레이가 MU 사이트에서 랩톱의 코너에 장착될 때, 80 MHz 대역폭에 대해 평균된 PHY 데이터 스루풋은 제시된 측정들에 대해 대략 12 %만큼 감소할 수 있다. 80 MHz 대역폭에 대해 측정 위치들에 대한 피크 및 평균된 PHY 데이터 스루풋들은 각각 대략 2.4 Gbps 및 1.57 Gbps이다.

8-어레이 슬롯이 랩톱의 코너에 장착되는 경우, 80 MHz 대역폭에 대한 평균 PHY 데이터 스루풋은 제시된 측정치들에 대해 대략 4%만큼만 감소할 수 있다. 80 MHz 대역폭에 대해 측정된 위치들에 대한 피크 및 평균된 PHY 데이터 스루풋은 각각 대략 2.27 Gbps 및 1.75 Gbps이다.

x8-어레이 및 8-어레이 안테나 구성들이 랩톱에 장착되는 경우 모든 측정 위치들을 고려하는 달성가능한 정보 빔형성 채널 용량의 평균은 각각 대략 39.61 b/s/Hz 및 43.25 b/s/Hz이다. x8-어레이 및 8-어레이 안테나 구성들이 랩톱에 장착되는 경우 모든 측정 위치들을 고려하는 MMSE 수신기의 달성가능한 정보 채널 용량의 평균은 각각 대략 31.19 b/s/Hz 및 32.39 b/s/Hz이다. x8-어레이 및 8-어레이 안테나 구성들이 랩톱에 장착되는 경우 모든 측정 위치들을 고려하는 달성가능한 정보 채널 용량의 평균은 각각 대략 21.39 b/s/Hz 및 23.74 b/s/Hz이다

안테나 어레이들이 랩톱 상에 장착될 때의 측정 캠페인으로부터, 대략 -62.19 dBm 및 -61.17 dBm의 평균 RSS들이 각각 x8-어레이 및 8-어레이 설계들을 위해 계산된다. 대응하는 중간 SNR은 x8-어레이 및 8-어레이에 대해 각각 대략 23.84 dB 및 23.99 dB이다. 이들 값들이 안테나 어레이들이 자유 공간에 있는 경우에서보다 다소 더 낮다는 점이 관측될 수 있다.

믹스된 편파를 가지는 어레이 슬롯이 고정된 편파를 가지는 안테나 어레이보다 더 높은 달성가능한 채널 용량 및 데이터 스루풋을 가진다는 점이 예시적인 측정 캠페인으로부터 관측될 수 있다. 또한, 안테나 어레이들이 랩톱 상에 장착되는 경우, 믹스된 편파를 가지는 안테나 어레이의 경우 달성가능한 채널 용량 및 데이터 스루풋은 고정된 편파를 가지는 안테나 어레이에 대한 채널 용량 및 데이터 스루풋만큼 많이 감소되지 않을 수 있다. 이는 믹스된 편파 지향들을 가지는 안테나 어레이에 의해 제공되는 더 높은 편파 다이버시티 이득으로 인한 것일 수 있다.

예시적인 안테나 어레이 방위들

안테나 어레이들의 상이한 방위들이 상이한 타입들의 대중적인(popular) 무선 디바이스들 및 애플리케이션들에 대해 이용될 수 있다. 다음 설명에서, 더 고차의 안테나 어레이들, 예를 들어, 여기서 제시된 고정된 그리고 믹스된 편파들을 가지는 8개 및 16개의 엘리먼트들을 가지는 안테나 어레이들이 이용된다고 가정될 수 있다. 그러나, 당업자는 상이한 더 고차의 안테나 어레이들 역시 사용될 수 있다는 점을 이해할 것이다.

도 7은 샤시(710)로 집적된 하나 이상의 8-엘리먼트 안테나 어레이들(702)을 가지는 랩톱 컴퓨터(700)를 예시한다. 추가적으로, 또는 대안으로서, 안테나 어레이(704)는 또한 PCMCIA(Personal Computer Memory Card International Association) 카드(720)로 집적될 수 있다. 랩톱 컴퓨터(700) 상의 예시적인 안테나 어레이 방위가 한쌍의 고정된 8-엘리먼트 어레이들(702)을 도시하는 반면, PCMCIA 카드(720) 상의 8-엘리먼트 안테나 어레이 구성은 저장 및 안테나 방위의 수동 조정들을 허용하는 고정된 접이식(foldable) 안테나들을 예시한다.

도 8은 샤시(810)로 집적되고, PCMCIA 카드(720) 상에 있는 하나 이상의 16-엘리먼트 안테나 어레이들(802)을 가지는 랩톱 컴퓨터(800)를 예시한다. 그 예로 한 쌍의 고정된 16-엘리먼트 어레이들(802)이 예시된다.

도 9A는 랩톱(902)의 커버 상에 직접 펀칭된 슬롯들(904)을 가지는 예시적인 8-엘리먼트 안테나 어레이의 전면 뷰를 예시한다. 도 9B에 예시된 바와 같이, 유전층(912)이 슬롯들 뒤에 배치될 수 있다. 이러한 방식으로, 안테나 피드들(914) 및 RF 회로들(924)은 랩톱 커버(902)로부터 분리된다. 도 9C는 8-엘리먼트 안테나 어레이 구성의 후면 뷰를 예시한다. 전송 라인들(926)은 RF 회로들(924)에 직접 접속된다. 케이블들(922)은 RF 회로들과 베이스밴드 프로세서 사이에 인터페이스를 제공한다.

도 10A는 태블릿 컴퓨터(1000) 상의 8-엘리먼트 안테나 어레이들의 예시적인 구성들을 예시한다. 예시된 바와 같이, 어레이들은 이동가능한 "래빗 이어(rabbit ear)" 어레이들(1002) 및/또는 고정된 어레이들(1004) 모두의 쌍의 형태를 취할 수 있다. 도 10B에 예시된 바와 같이, 태블릿 컴퓨터(1010)는 또한 고정된 어레이들(914) 및/또는 "래빗 이어" 안테나들(1012)로서 16-엘리먼트 안테나 어레이들을 통합할 수도 있다. 태블릿 컴퓨터에서의 슬롯 안테나 어레이들의 방위는 유닛의 두께에 따라, 가능하게는 디바이스의 후면상에서, 평탄할 필요가 있을 수 있다.

고차 안테나 어레이들의 모바일 및 휴대용 핸드헬드 디바이스들, 예를 들어, 셀룰러 폰들 및 스마트 폰들로의 피팅은 그 사이즈로 인해 도전과제가 될 수 있다. 그러나, 여기서 제시되는 기법들은 이러한 디바이스 상에서 실행하는 애플리케이션들에 대한 데이터 스루풋을 증가시키기 위해 이러한 디바이스들로 통합될 수 있는 컴팩트한 어레이들을 허용할 수 있다. 도 11A 및 11B는 각각 셀룰러 폰(1110) 및 스마트 폰(1110)에 대해 사용될 수 있는 특정 안테나 어레이들(1102 및 1112)을 예시한다. 셀룰러 폰 상에 예시되는 "래빗 이어" 안테나 어레이(1102)는 예를 들어, 더 양호한 수신이 필요할 때, 또는 더 높은 데이터 레이트들이 요구될 때 플립 업(flip up)될 수 있다.

매우 높은 데이터 레이트 무선 통신 시스템들이 고해상도(HD) 비디오 신호들의 전송을 위해 사용될 수 있다. HD 디바이스들, 예를 들어, 와이드스크린 HD 텔레비전 세트들의 사이즈를 이용함으로써, (예를 들어, 8개 또는 16개의 엘리먼트들을 가지는) 하나 이상의 고차 안테나 어레이가 이러한 디바이스들로 통합될 수 있고, 따라서 공간 다이버시티를 개선하고 안테나 쌍 간의 상관도를 감소시키기 위해 이격(spaced out)될 수 있다. 예를 들어, 도 12에 예시된 바와 같이, 다수의 어레이들(1202)은 HD 텔레비전 세트로 통합될 수 있는데, 이는 데이터 스루풋의 상당한 증가들을 허용할 수 있다.

본 발명에 대해 설명된 다양한 예시적인 논리 블록들, 모듈들 및 회로들은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능 게이트 어레이 신호(FPGA) 또는 다른 프로그램가능 로직 디바이스, 이산 게이트 어레이 또는 트랜지스터 로직, 이산 하드웨어 컴포넌트들 또는 여기서 설명된 기능들을 수행하도록 설계되는 이들의 임의의 조합으로 구현되거나 이들을 사용하여 수행될 수 있다. 범용 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있지만, 대안적으로, 상기 프로세서는 임의의 상업적으로 이용가능한 프로세서, 제어기, 마이크로제어기 또는 상태 머신일 수 있다. 또한 프로세서는 컴퓨팅 디바이스들의 조합, 예를 들어, DSP와 마이크로프로세서의 조합, 복수의 마이크로프로세서들, DSP 코어와 관련된 하나 이상의 마이크로프로세서들, 또는 임의의 다른 이러한 구성으로서 구현될 수 있다.

본 발명과 관련하여 설명된 방법 또는 알고리즘의 단계들은 직접 하드웨어로, 프로세서에 의해 실행되는 소프트웨어 모듈, 또는 이들 모두의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어 모듈은 당해 기술분야에 알려진 임의의 형태의 저장 매체에 상주할 수 있다. 사용될 수 있는 저장 매체의 일부 예들은 랜덤 액세스 메모리(RAM), 판독 전용 메모리(ROM), 플래시 메모리, EPROM 메모리, EEPROM 메모리, 레지스터들, 하드 디스크, 이동식 디스크, CD-ROM 등을 포함한다. 소프트웨어 모듈은 단일 명령 또는 다수의 명령들을 포함할 수 있으며, 몇몇 상이한 코드 세그먼드들에 걸쳐, 상이한 프로그램들 사이에, 그리고 다수의 저장 매체 상에 분포될 수 있다. 저장 매체는 프로세서가 저장 매체로부터 정보를 판독하고 저장 매체로 정보를 기록할 수 있도록 저장 매체에 커플링될 수 있다. 대안적으로, 저장 매체는 프로세서에 통합될 수 있다.

여기서 개시된 방법들은 설명된 방법을 달성하기 위한 하나 이상의 단계들 또는 동작들을 포함한다. 방법 단계들 및/또는 동작들은 본 발명의 범위로부터 벗어남이 없이 교환될 수 있다. 다시 말해, 단계들 또는 동작들의 특정 순서가 특정되지 않는 한, 특정 단계들 및/또는 동작들의 순서 및/또는 사용이 본 발명들의 범위로부터 벗어남이 없이 수정될 수 있다.

설명된 기능들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 임의의 조합으로 구현될 수 있다. 소프트웨어로 구현되는 경우, 기능들은 컴퓨터-판독가능한 매체 상에 하나 이상의 명령들로서 저장될 수 있다. 저장 매체는 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 사용가능한 매체일 수 있다. 제한이 아닌 예시로서, 이러한 컴퓨터-판독가능한 매체는 RAM, ROM, EEPROM, CD-ROM 또는 다른 광학 디스크 저장소, 자기 디스크 저장소 또는 다른 자기 저장 디바이스들, 또는 명령들 또는 데이터 구조들의 형태로 원하는 프로그램 코드를 전달 또는 저장하는데 사용될 수 있고, 컴퓨터에 의해 액세스될 수 있는 임의의 다른 매체를 포함할 수 있다. 여기서 사용되는 바와 같이, disk 및 disc는 컴팩트 disc(CD), 레이저 disc, 광학 disc, 디지털 다용도 disc(DVD), 플로피 disk, 및 Blu-ray? disc를 포함하며, 여기서 disk들은 일반적으로 데이터를 자기적으로 재생하는 반면, disc들은 데이터를 레이저를 사용하여 광학적으로 재생한다.

소프트웨어 또는 명령들은 또한 전송 매체를 통해 전송될 수 있다. 예를 들어, 소프트웨어가 웹사이트, 서버, 또는 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임쌍선, 디지털 가입자 회선(DSL), 또는 적외선, 라디오 및 마이크로파와 같은 무선 기술들을 사용하는 다른 원격 소스들로부터 전송되는 경우, 동축 케이블, 광섬유 케이블, 꼬임쌍선, 디지털 가입자 회선(DSL), 또는 적외선, 라디오 및 마이크로파와 같은 무선 기술들은 전송 매체의 정의 내에 포함된다.

또한, 여기서 설명되는 방법들 및 기법들을 수행하기 위한 모듈들 및/또는다른 적절한 수단이 다운로드될 수 있고 그리고/또는 그렇지 않은 경우, 적절할 때 사용자 단말 및/또는 기지국으로부터 획득될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 예를 들어, 이러한 디바이스는 여기서 설명되는 방법들을 수행하기 위한 수단의 전달을 용이하게 하기 위해 서버에 커플링될 수 있다. 대안적으로, 여기서 설명되는 다양한 방법들은, 사용자 단말 및/또는 기지국이 저장 수단을 디바이스에 커플링시키거나 제공할 때 다양한 방법들을 달성할 수 있도록, 저장 수단(예를 들어, RAM, ROM, 컴팩트 disc(CD) 또는 플로피 disk와 같은 물리적 저장 매체 등)을 통해 제공될 수 있다. 또한, 여기서 설명되는 방법들 및 기법들을 디바이스에 제공하기 위한 임의의 다른 적절한 기법이 이용될 수 있다.

본 발명이 위에서 예시된 세부 구성 및 컴포넌트들에 제한되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 다양한 수정들, 변경들 및 변형들이 본 발명의 범위에서 벗어남이 없이 위에서 설명된 방법들 및 장치의 배열, 동작 및 상세 항목들에서 이루어질 수 있다.

Claims

다중 입력 다중 출력(MIMO) 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이로서,
적어도 4개의 교차(cross) 슬롯들이 형성된 접지면 ― 상기 적어도 4개의 교차 슬롯들은 상기 접지면의 2개의 수직축들에 대해 대칭적으로 위치됨 ― ; 및
적어도 4개의 공동-위치된 이중 편파(dual polarized) 슬롯 방사형 안테나 쌍들 ― 각각의 쌍은 상기 교차 슬롯들 중 대응하는 교차 슬롯을 넘어서 확장하는 한 쌍의 리드(lead)들로 형성되고, 각각의 리드는 상기 대응하는 교차 슬롯의 슬롯으로 또는 슬롯으로부터 신호 에너지를 전달하기 위한 것임 ― 을 포함하는,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제1항에 있어서,
상기 적어도 4개의 교차 슬롯들 각각의 회전 방위(orientation)는 실질적으로 동일한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제1항에 있어서,
상기 4개의 교차 슬롯들 중 적어도 2개의 교차 슬롯들의 회전 방위는 상기 적어도 4개의 교차 슬롯들 중 적어도 2개의 다른 교차 슬롯들의 회전 방위와 실질적으로 상이한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제3항에 있어서,
상기 4개의 교차 슬롯들 중 적어도 2개의 교차 슬롯들의 회전 방위는 상기 적어도 4개의 교차 슬롯들 중 적어도 2개의 다른 교차 슬롯들의 회전 방위와 대략 45도만큼 상이한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제1항에 있어서,
상기 접지면에는 적어도 8개의 교차 슬롯들이 형성되고; 그리고
상기 안테나 어레이는 적어도 8개의 공동-위치된 이중 편파 슬롯 방사형 안테나 쌍들을 포함하고,
각각의 쌍은 상기 교차 슬롯들 중 대응하는 교차 슬롯을 넘어서 확장하는 한쌍의 리드들로 형성되고,
각각의 리드는 상기 대응하는 교차 슬롯의 슬롯으로 또는 슬롯으로부터 신호 에너지를 전달하기 위한 것인,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제5항에 있어서,
적어도 8개의 교차 슬롯들 각각의 회전 방위는 실질적으로 동일한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제5항에 있어서,
상기 8개의 교차 슬롯들 중 적어도 4개의 교차 슬롯들의 회전 방위는 상기 적어도 8개의 교차 슬롯들 중 적어도 4개의 다른 교차 슬롯들의 회전 방위와는 실질적으로 상이한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제7항에 있어서,
상기 8개의 교차 슬롯들 중 적어도 4개의 교차 슬롯들의 회전 방위는 상기 적어도 8개의 교차 슬롯들 중 적어도 4개의 다른 교차 슬롯들의 회전 방위와 대략 45도만큼 상이한,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
제1항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 대응하는 파장 λ를 가지는 캐리어 주파수에 대해 동조되고; 그리고
공동-위치된 안테나 쌍들의 안테나 엘리먼트들은 수직축들을 따라 서로 λ/2만큼 분리되는,
MIMO 통신들에서 사용하기 위한 고차 안테나 어레이.
무선 통신 디바이스로서,
적어도 4개의 공동-위치된 이중 편파 슬롯 방사형 안테나 쌍들을 포함하는 안테나 어레이 ― 각각의 쌍은 적어도 4개의 대응하는 교차 슬롯 중 하나의 교차 슬롯을 넘어서 확장하는 한 쌍의 리드들로 형성되고, 상기 적어도 4개의 교차 슬롯들은 접지면의 2개의 수직축들에 대해 대칭적으로 위치됨 ― ; 및
상기 안테나 어레이를 통해 다중 입력 다중 출력(MIMO) 신호들을 전송 및 수신하기 위한 로직을 포함하는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 적어도 4개의 교차 슬롯들 중 적어도 2개의 교차 슬롯들의 회전 방위는 상기 적어도 4개의 교차 슬롯 중 적어도 2개의 다른 교차 슬롯들의 회전 방위와 대략 45도만큼 상이한,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 안테나 어레이의 접지면에는 적어도 8개의 교차 슬롯들이 형성되고; 그리고
상기 안테나 어레이는 적어도 8개의 공동-위치된 이중 편파 슬롯 방사형 안테나 쌍들을 포함하고,
각각의 쌍은 상기 교차 슬롯들 중 대응하는 교차 슬롯을 넘어서 확장하는 한쌍의 리드들로 형성되는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 대응하는 파장 λ를 가지는 캐리어 주파수에 대해 동조되고; 그리고
공동-위치된 안테나 쌍들의 안테나 엘리먼트들은 수직축들을 따라 서로 λ/2만큼 분리되는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 디바이스는 랩톱 컴퓨터를 포함하는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 랩톱 컴퓨터의 샤시(chassis)로 집적되는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 상기 안테나 슬롯들 뒤에 유전층을 가지는 랩톱의 커버 상에 집적되는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 디바이스는 전화를 포함하는,
무선 통신 디바이스.
제10항에 있어서,
상기 디바이스는 고해상도(HD) 텔레비전을 포함하는,
무선 통신 디바이스.